JP2002539702A

JP2002539702A - 高温超伝導体同調可能フイルタ

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Publication number: JP2002539702A
Application number: JP2000605281A
Authority: JP
Inventors: リチャード・シー・エデン; バラム・エイ・ウィレムセン; ジョージ・エル・マサエイ
Original assignee: Superconductor Technologies Inc
Current assignee: Superconductor Technologies Inc
Priority date: 1999-03-16
Filing date: 2000-03-08
Publication date: 2002-11-19
Also published as: US6662029B2; US20030125214A1; US6898450B2; EP1177593A1; WO2000055936A1; CA2368260A1; US6347237B1; EP1177593A4; US20040212457A1

Abstract

(57)【要約】固定基板(20)と、高温超伝導材料からなる第１および第２のプレート(10,15)とを有する同調可能フイルタは、基板に固定される。可動基板(35)は、固定および可動基板に取り付けられた機械的ドライバ(70)を含む。高温超伝導材料のフローティングプレート(30)は可動基板に取り付けられる。フローティングプレートおよび第１および第２のプレートは、両者間にギャップ(50)を決定するように配列され、そのギャップは、機械的ドライバにより行われた長さの変化により、変わる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】（技術分野）この発明は、高温超伝導(ＨＴＳ)整合可能なフィルタに関する。より詳しくは
、この発明は、微細電子ケミカルキャパシタの変化により同調可能なＨＴＳフイ
ルタに関する。

【０００２】（背景技術）高いクォリティのフイルタ(Ｑ)、低挿入損失の整合可能なフイルタに対する要
求は、例えばレーダー通信およびＥＬＩＮＴのごとき軍事、およびセルラーを含
む種々の通信目的のような商業分野の双方にて、広帯域のマイクロウェーブおよ
びＲＦの利用にひろがっている。シャープに制限される帯域フィルタを受信機ま
アンテナ入力部に設置すると、このような利用において、種々の弊害をしばしば
排除するが、所望の信号周波数に近い周波数で強い干渉信号を生じる。受信機の
アンテナ入力部にフイルタを設置するため、ノイズの形態を損なわないように、
挿入ロスは極めて低くなくてはならない。たいていのフイルタ技術では、低挿入
損失の達成には、フイルタの急峻または選択率で対応する妥協が要求される。こ
の発明では、高温超伝導(ＨＴＳ)フイルタの極めて低いロス特性が、極めて低い
挿入損失を達成するだけでなく、同時に高い選択率／急峻な帯域特性を可能にす
る、興味ある解決を与える。

【０００３】特に周波数の飛び越えが用いられる多くの応用では、受信機のフイルタは、所
望の周波数を選択するか、干渉信号の周波数を捕捉できるように同調できなくて
はならない。その結果、受信機内の受信アンテナ部と第１の非直線エレメント(
典型的に低ノイズのアンプまたはミキサー)との間に直線性の同調可能なフイル
タの挿入は、挿入ロスが極めて低く、広帯域のＲＦおよびマイクロウェーブシス
テムにおいて、実質的な有利を与える。例えば、レーダーシステムにおいて、ソ
ース近傍の同種からの、または妨害者からの高い振幅の干渉信号は、受信機を鈍
感にするか、または、高い振幅の乱れた信号レベルを、誤ったターゲットの指示
に変調する。高密度の信号環境では、レーダー警戒システムはしばしば完全に利
用できなくなる。

【０００４】ひとかたのりのエレメントおよび分散したエレメントのフイルタのいずれもが
、これらおよび他の問題に苦しむ。例えば、分配されたエレメントであるＹＩＧ
同調フイルタが用いられたとき、適したＹＩＧフイルタの高レベルの挿入ロス(
一般に１０ｄＢより大)が、基本的にノイズの出現による劣化が一般に享受でき
ないときのように、“本当に必要にときにスイッチ”して使用することが要求さ
れる。ひとかたまりのエレメントフイルタも問題に苦しむ。同調されるべきひと
かたまりのエレメントのフイルタに対しては、そのフイルタは、同調できるキャ
パシタまたは同調できる誘導エレメントを要求する。ＲＦ同調可能なひとかたま
りのエレメントフィルタの大多数は、バラクタダイオードに使用される。逆バイ
アス電圧の変化により、バラクタダイオードが厚さの減少を変え、その結果ＰＮ
接合キャパシタンスを変化させるので、このような設計は、同調可能なキャパシ
タを使うことになる。バラクタは簡単で強靭であるが、Ｑに限界を持ち、また、
全ての方法を信号周波数に広げ、その結果、高い振幅信号が、生じた非直線性に
より、望ましくない変調生成物やその他を生じる問題に苦しむ。低いＱおよび高
い周波数の非直線性の同じ問題は、フェロエレクトリックのような“同調できる
材料”として予想されていることである。

【０００５】一般のバラクタダイオードの場合を検討する。バラクタでは、電子の挙動は、
同調そのものを実行する。バラクタの接合部への逆バイアス(Ｖi)が変化したと
き、Poissonの数式に従って、ＰＮ接合の空乏領域の幅が変化し、その結果、接
合部のキャパシタンス(Ｃj)が変化する。バラクタの同調機構が電子的なので、
同調速度は極めて早い。不幸にも、このことが、重大に結びついた欠点、限られ
たダイナミックレンクジ、に導く。Ｃj(Ｖr)の関係が殆ど瞬時な応答のため、こ
のことが信号周波数でＶrを変化させ、かつ、信号(しばしば共振的に拡大された
波形)が接合バイアス電圧の要素として表れるので、信号そのものがパラメータ
的に接合容量を変調する。バラクタに生じた信号振幅がＤＣバイアスに比べて極
めて小さいならば、その影響はそれ程深刻ではない。高い信号振幅に対しては不
幸にも、異なる信号間で、高調波発生や他の好ましくない影響のみならず、キャ
パシタンスのパラメータ的な変調が厳しいクロス変調(ＩＭ)効果を引き起こす。
このような信号−周波数バラクタ容量の変化は、パラメータアンプ、副高調波発
信器、周波数倍率器、および、通常の受信機における信号径路内の他の有用なマ
イクロウェーブ回路のごとき、有用なデバイスの基礎ではあるが、それらはアン
テナである。この固有な相互変調またはダイナミックレンジの問題は、おそらく
、電界(Ｅ)に印加された誘電定数(εr)の変化が回路を同調するために利用され
る、フェロエレクトリックまたは他の材料のごとき、"同調可能な材料"に延長さ
れるであろう。εr(Ｅ)の関係が信号周波数に適用される限り、Ｅの要素とした
信号の存在が、バラクタが持つ同じ相互変調の問題につながる。

【０００６】バラクタの相互変調／ダイナミックレンジの問題に加えて、これらの通常の同
調デバイスも、Ｑまたき同調選択率に重大な限界を持つ。バラクタは、Ｐ―Ｎ接
合の空乏領域を変えることにより動作するので、このことは、より小さい逆電圧
(より高いキャパシタンス)で、コンタクトと、ＡＣ電流に重要な直列抵抗(Ｒac)
を与える接合部との間に、未空乏の適度にドープされた半導体領域が実質的にあ
ることを意味する。信号周波数ｆで接合容量Ｃjおよび直列抵抗Ｒacのバラクタ
のＱは、Ｑ＝１／(２ｆＣjＲac)で与えられるので、このことは、バラクタＱ値
は、特により高い周波数で制限されるこを意味する。例えば、典型的な市販のバ
ラクタは、Ｖr＝−４Ｖ、ｆ＝１．０ＧＨzでＱ＝６８、または、Ｖr＝−１０Ｖ
でＱ＝１１４(またはそれぞれｆ＝１０．０ＧＨz Ｑ値＝６．８およびＱ＝１１
．４)に対応して、Ｖr＝４ＶでＲac＝１．０ΩでＣj＝２．３５pF、またはＶr＝
−１０ＶでＲac＝０．８２ΩでＣj＝１．７０pFを持つ。関心のあるＸ帯域(ｆ＝
１０ＧＨｚ)レーダーの応用が、Ｑ＝５００のクォリティファクタに対応して、
２０ＭＨｚの帯域(ＦＷＨＭ)を要求することを考慮すると、このような要求に迎
合するには、利用できるバラクタが不十分なＱ(あまりにも低い)を持つことがわ
かる。機構は異なっていても、フェロエレクトリックや他の"同調可能な材料"の
使用に最も適用され勝ちである。電界依存の誘電係数の非直線性(これが同調可
能にする)を示す材料の一点的な特性は、誘電係数(または等価的に損失角)の虚
数部の実質的な値を示す。このことが不幸にも、バラクタにおけるように、これ
らの“同調可能な材料”は、特に高い信号周波数で高いＱを達成できそうにない
。

【０００７】高いＱ値の回路に対するバラクタおよび“同調可能な材料”の双方に対する別
の問題は、これらのは基本的に２端子デバイスであることであり、ＤＣの同調用
の電圧が、信号電圧が印加されるのと同じ２つの電極に印加されなければならな
いことである。その標準の技術は、バイアスポート外の信号パワーのロス(これ
はＱを大きく低下させる)を避けるために、高リアクタンスのインピーダンスを
実現するために設計された“バイアス台”の回路を通じて信号周波数にＤＣ同調
用バイアスを印加する。しかしながら、エネルギーロスを数％または僅かな％に
限定するバイアス回路の設計において、僅かな％のロスでさえ、極めて高いＱの
回路(ＨＴＳ共振回路として達成するには例えばＱが１０^３から１０^４)に対して
は十分ではない。このような極めて高いＱの回路を、同調用電圧が信号が印加さ
れる電極とは別の電極に印加されるタイプ(信号とバイアス用のポート間で固有
の高い絶縁を有する)の３端子または好ましくは４端子(２ポート)の可変キャパ
シタを用いて設計することはより容易である。

【０００８】バラクタまたは“同調可能な材料”のアプローチの問題を避ける可変キャパシ
タの一つの新規な形態は、U.S特許第 5,696,662 に開示されているようなマイク
ロ・エレクトロ・メカニカル(ＭＥＭＳ)による可変キャパシタである。複雑な横
方向に組み合わせた電極キャパシタ構造を含む、多数のＭＥＭＳ可変キャパシタ
デバイス構造が提案されている。簡単な垂直移動で、このデバイスの平行プレー
トの形成の場合、通常の金属プレート(極めて多量にドープされたシリコンから
の通常の金属プレート)を分離する薄い誘電体層がエッチングされ、プレート間
に極めて狭いギャップを残す。薄いトップのプレートは、くい(その領域下では
スペーサの誘電体は除去されない)上で終端される４本のかなり従順な薄いビー
ム上に吊り下げられる。このデバイスは、エァーのブレイクダウン無しに、プレ
ート間の細いギャップに対して実際の電圧が印加されることを可能にするために
、(およびプレートの移動およびノイズに与える影響を排除するために)一般には
、空にしたパッケージ内で動作する。ＤＣ同調用電圧がプレート間に印加された
とき、支持ビームの高いコンプライアンスに基づく、小さい静電吸引力が、固定
プレートまたは基板に向けて、可動プレートの実施的な偏向を生じさせ、キャパ
シタンスを増大させる。

【０００９】 (バラクタや“同調可能な材料”におけるような“瞬間的な”電子移動効果と
は対立するように、)少なくとも金属対金属のプレートのタイプのＭＥＭＳ可変
キャパシタでのキャパシタンス変化がプレートの全体的な機械的移動によるため
、周波数応答は、プレート重量により、関心ある信号周波数よりかなり下に制限
される。従って、これらのＭＥＭＳデバイスは、相互変調や高次歪みの影響また
は他のダイナミックレンジの問題から解放される(バイアスと信号電圧の結合を
、プレート間の狭いギャップに印加すると、非直線性の漏れ電流やブレイクダウ
ン影響につながる)。

【００１０】これらのＩＭ／ダイナミックレンジ問題からの解放に加え、一般の金属プレー
トＭＥＭＳの可変キャパシタ構造は、実質的により低いロスとより高いＱに対す
る可能性を与える。２つのキャパシタ電極にトップと底のプレートを用いる、平
行プレートのＭＥＭＳ構造は、可動プレートを支持している柔軟なビームの低下
につながる長く狭い金属リードの表皮効果抵抗Ｒacによる、Ｑ問題を有する。こ
の問題を避けるために別の構造も可能である。もし、トップ(可動)プレートが電
気的に“フローティング”に作製されたなら(信号の見地から、ＤＣバイアスリ
ードをなお含む)、そして、固定の底プレートが２つに等分されたなら、これら
の分離されたプレートは、ＭＥＭＳ可変キャパシタへの信号リードとして用いる
ことができる。(当然、キャパシタンスの値は半分になるが、同調範囲は確保さ
れる。)この“フローティングプレート”の形態では、長く狭いビームリードを
通じて流れるＡＣ電流の通過は、回避され、通常の金属プレートであってもかな
り高いＱ値を達成することができる。

【００１１】この一般のＭＥＭＳ可変キャパシタ構造は、改善されたＱが可能で、また、バ
ラクタや“同調可能材料”の相互変調問題を回避するが、それ自身にいくつかの
潜在的な問題がある。プレート間の比較的弱い静電吸引力のみが、キャパシタン
スを変えるためにプレートの移動を駆動するために用いられるので、プレート支
持の“くも”構造は、バイアス電圧による支持可能な電圧に十分な移動を可能に
するために、極めて柔軟でなくてはならない。軽量のプレートであっても高い柔
軟性の支持を得るには、デバイスは微小音圧の問題(機械的振動または周囲のノ
イズにより生じるキャパシタンスの変動として表れる)に直面する。(真空)信号
誘電体ギャップ内のプレートを直接駆動する電界を有することが、別の問題を引
き起こす。高い同調速度を達成するために(この場合、最大ＤＣバイアスが印加
されたキャパシタンス対、ＤＣバイアス無しのときのキャパシタンスの比)、最
小のプレート間隔対、ゼロバイアス時のプレート間隔の比は大きくなくてはなら
ない(例えば、１０倍が望ましい)。不幸にも、プレート間の最小ギャップ(最大
キャパシタンスでプレート間のブレイクダウンまたは“フラッシュオーバー”事
故の危険が最大)は、まさしく悪いバイアス状態のとき(ＤＣバイアス電圧が最大
)に達成される。

【００１２】（発明の開示）（発明が解決しようとする技術的課題）それゆえ、極めて高いＱ、広い同調範囲、微小音圧およびブレイクダウンか
ら免れ、そして十分に同調入力部が絶縁された、ＭＥＭＳのようなＨＴＳ可変キ
ャパシタ構造を具備した新規な同調可能なフイルタが望まれていた。

【００１３】（その解決方法）一つの新規な対応では、本発明は、可変キャパシタを含む同調可能なフイルタ
を含む。その可変キャパシタは、固定基板を含み、その上に固定プレートが配置
される。好ましくは、固定プレートは、高温超伝導材料からなる。固定基板に接
近して、可動基板が設けられ、その上に、一般の金属か、(より高いＱのために)
高温超伝導材料からなる第２のプレートが位置する。フイルタ信号電圧は、固定
および可動基板の間に配置され、互いに実質的に平行に位置し、キャパシタのギ
ャップを決定する、固定および第２のプレートに結合される。同調用信号に動作
可能に結合された機械的なドライバは、固定基板上と可動基板に装着され、これ
により、同調用信号の変化に応じたドライバにおける機械的移動が、可動基板と
固定基板を離隔しているギャップの大きさを変える。固定および第２のプレート
がキャパシタを決定するので、このようなギャップの変化はキャパシタンスに影
響し、次いで同調可能フイルタ回路の機能に影響する。その結果、同調用信号の
変化が、同調可能フイルタの周波数応答を変える。

【００１４】好ましい実施例では、固定プレートは、分割され、従って、共に高温超伝導材
料からなる第１の固定プレートと第２の固定プレートは固定基板上に位置する。
フローティングプレートも高温超伝導材料からなり、これは可動基板上に位置す
る。固定プレートおよびフローティングプレートは、固定および可動基板の間に
位置し、キャパシタのギャップを形成する。キャパシタギャップ間に結合される
よりも、フイルタ信号は、第１および第２の固定プレートに結合される。これと
は別に、第１および第２の固定プレートおよびフローティングプレートは、一般
の金属(金のごとき)、このような代替は達成できるＱを低下させるが、それを含
んでもよい。

【００１５】機械的ドライバは、可変キャパシタの可動プレートと固定プレートとの間のギ
ャップに、強く、早く、かつよく制御された変化を与える。その機械的ドライバ
は、比較的、高い力を発生し、少なくとも数ミクロン(好ましくは１０ミクロン)
のプレートギャップ変化を起こす。その機械的ドライバは、ＰＺＴ(鉛亜鉛チタ
ン)のような一般の圧電または電歪セラミックアクチュエータの材料で構成して
もよい。このＰＺＴは、１０^−３のオーダーで長さの変位を与える(ＰＺＴアク
チュエータは同調用信号に応答して、全長のほぼ０．１％変化する。)これとは
別に、機械的ドライバは、それの寸法に関してより大きな機械的変位を与える、
高性能の圧電セラミックまたは電歪ポリマー材料のような新規な材料で構成して
もよい。同調用信号に応答して、このような材料は、ＰＺＣアクチュエータで生
じる単一長さの変位よりもより複雑なの機械的変位を持つ。しかしながら、機械
的ドライバの幾何学形状は、これらの代替材料が利用されるように変更してもよ
い。

【００１６】機械的ドライバがＰＺＴのような長さ変化のアクチュエータ材料を用いた好ま
しい実施例では、機械的ドライバは、同調用信号に結合した、折り重ねた圧電ま
たは電歪構造を含む。第１の圧電ドライバは固定基板と結合用部材とに取りつけられる。第２の圧電ド
ライバも、結合部材と可動基板とに結合され、第１の圧電ドライバでの長さの減
少および第２の圧電ドライバでの長さの増大が、キャパシタギャップを減少させ
る。同調可能フイルタは、第１および第２のプレート間にＨＴＳインダクタを更
に備えてもよい。好ましくは、ＨＴＳインダクタは、このＨＴＳインダクタの基
本共振周波数で共振させるか、基本周波数の高次で共振させるかで選択された電
気的長さを有する。

【００１７】機械的同調プロセスに含まれる質量が、関心ある信号周波数で起きる、キャパ
シタプレートの実質的な移動を許可しないので、本発明は、キャパシタンスに影
響を与える機械的ドライバの使用により、相互変調問題を回避する。加えて、本
発明は、２端子設計に関連した従来技術の問題を回避して、同調用信号およびフ
イルタ信号が結合されることを可能にする。本発明は、同調速度の高速および低
い微小音のために、圧電アクチュエータにより１実施例で駆動される、極めて高
いＱを提供する。

【００１８】（発明を実施するための最良の形態）図１ａおよび１ｂを参照すると、機械的な動作から独立した、ＭＥＭＳのよう
なＨＴＳのスプリットプレートの可変キャパシタに基づく、高いＱの帯域フィル
タ共振回路の好ましい実施例が示されている。第１の固定されたプレート１０お
よび第２の固定されたプレート１５は、薄いフイルムのＨＴＳ材料(例えばＹＢ
ＣＯ)を、例えばＭｇＯを含む固定基板２０上に成長させてパターン化された。
このようなエピタキシャルの超導電性の薄いフイルムは一般的に形成され、商業
利用できる。例えば、R.B.Hammond その他による1990,Appl.Phy.Lett,Vol.57,pp
.825-27“高出力かつ７７Ｋ以上で９．６ＧＨｚの低表面抵抗を有するエピタキ
シャル Tl₂Ca1Ba₂Cu₂O₈ 薄フイルム”を参照。可変できるキャパシタ構造２５は
、移動可能な基板３５上で成長された薄フイルムＨＴＳ材料からパターン化され
た、例えばＭｇＯを含むフローティング構造のプレート３０(図１ｂの平面図で
は、透明で描いている)の追加により完成された。フローティングのプレート３
０は、固定のプレート１０および１５に実質的に平行にかつ離隔して設置され、
固定のプレート１０および１５を完全にカバーしてもよい。その結果、ＨＴＳ可
変キャパシタ構造２５は、実際には直列の２つの可変キャパシタを含み(等価回
路を図１ｃに示す)、通常の平行プレート構造の各アリア毎にキャパシタンスを
２分している。この利点は、フローティングのプレート３０への導電性のコンタ
クトが不要であることであり、(特にＨＴＳ実行に対して)キャパシタへの極めて
低い直列抵抗のコンタクト(高いＱ)の達成を極めて単純化する。このような実施
例では、フイルタ信号は、固定プレート１０および１５のみに結合される。１実
施例では固定基板２０と可動基板３５との間に結合している、機械的ドライバー
４５は、固定プレート１０および１５とフローティングプレート３０とにより限
定される、キャパシタのギャップ５０(好ましくは真空に維持される)を調節する
。これらについての当業者なら数個の別の機械的ドライバー、たとえば、種々の
モードで動作する圧電によるドライバー、または、電気作用するポリマー材料を
含むドライバー、機械的ドライバーに適した変更を加えたものを適用できること
を理解できるであろう。

【００１９】このフローティングプレートのＨＴＳ可変キャパシタによる同調可能なフイル
タ構造２５では、広いＨＴＳライン(潜在的に図１ｂの平面図に示されるものよ
りもより広く)は、極めて高いＱ値を達成するために、固定プレート１０および
１５との間で十分広く結合された、インダクタ４０(または選択的に送信ライン
のセグメント)を決定するために使用されてもよい。インダクタ４０は、簡単な
ＬＣ共振回路となるように、基本共振周波数に対応する１／４波長と実質的に等
しい電気的長さを持つ。これとは別に、インダクタ４０は、１／２波長の倍数と
実質的に等しい電気的長さを持ってもよい。更には、インダクタ４０は、１／２
波長よりも実質的に短くてもよく、これにより、ひとかたまりの回路エレメント
としてもよい。これによる等価回路を図１ｃに示す。２つの可変キャパシタ６０
および６５は、インダクタ４０で直列になっている。機械的なドライバー４５は
、キャパシティー６０および６５のキャパシタンスを変更する。

【００２０】図１cの等価回路は、そのバランスのとれた構造から得られる重要な結果を持
つ。一般に使用される１／２波長の共振回路は、図２ａに示すようなマイクロス
トリップの送信ラインによる開放回路長さを含むことに注目される。その送信ラ
インは、基本共振回路ｆ0に対応する１／２波長に実質的に等しい長さ(ｄで示す
)を持つ。このような共振回路は、共振回路の端部と大地との間にキャパシタン
スを追加するために、共振回路の一方端に近いカバープレートを通じ、金属の同
調用ネジの使用によりしばしば同調していた。ネジの代わりに、本発明者により
開示された可変キャパシタターＣiを使用できる。共振周波数またはこれに近い
周波数に対し、共振回路の端部で見られたインピーダンスＺinは、図２ｂに示し
たような平行に同調された回路のインピーダンスに整合する。与えられたキャパ
シタンス変化ΔＣtに対し、いくつかの共振周波数変化Δｆoが存在する。

【００２１】図２ａの１／２波長の共振回路が図１ｂのインダクタ４０に示されるような“
ヘアピン”の形状に曲げられ、そして、Ｃiが共振回路の開放端に接続されると
、図２ｃのバランスのとれた構造が得られる。共振回路では、この“ヘアピン”
共振回路の２つの開放端での電位は反対の電位を持ち、そのため、可変のキャパ
シターの端子は、バランスのとれた方法で駆動される。バランスのとれた動作の
ために、ヘアピンの右側に存在するいかなる電位に対しても、共振回路の左側の
対応するポイントで等しくかつ反対の電位が存在する。それゆえ、図２ｄにしめ
したように、共振回路の中央ラインに仮想の大地が実現される。次に、便宜のた
めに、単一のキャパシターＣtがそれぞれが元のキャパシターＣtの２倍の容量を
もつ２つのキャパシターで置き変える。図２ｄに示した回路が図２ａのように直
線にされたなら、送信ラインの両端にサイズが２Ｃtのキャパシターが存在する
。これにより、図２ｃにおけるキャパシターＣtは、図２ａで示した構成よりも
同調のために４倍以上も有効的である。

【００２２】本発明は、極めて高いＱ値を処理を処理する有用な同調可能なフイルタを提供
する。次の例は、９．７０ＧＨｚでの本発明の動作を示している。当業者ならば
、このような例は単なる発明を示したものであり、より低いまたはより高い周波
数で動作を示すめたにスケールを容易に偏向できることが理解されよう。図示の
ように、図１に示した、Ｃ＝５．０pF(実際は直列の２個の１０ｐＦのキャパシ
タ、第１および第２の固定プレート１０および１５は、５．０マイクロｍで離れ
ているなら、０．７５mm平方である)を有する、タイプの簡単なＸ帯域のＬＣ共
振回路を考察する。９．７０ＧＨｚの共振周波数を得るために、インダクタ４０
は、Ｌ＝０．５３８４μＨの値を持つことを要求する。これは、径が１．０ｍｍ
なら通常のＤ＝２．０ｍｍの直径を持つループにより与えられる。このことは、
インダクタ４０は、外径３．０ｍｍ、内径１．０ｍｍとなる。インダクタループ
４０を形成するＨＴＳの幅(１ｍｍ)が第１および第２の固定キャパシタプレート
１０および１５の寸法と同じなので、キャパシタおよびインダクタの構成は、ス
ムーズに組み合わされ、Ｑのロスはほとんどない。一方、コンダクタのエッジで
の電流のこみあい故に、動作周波数ｆ＝１０ＧＨｚ、ＨＴＳ表面抵抗がＲs＝０
．１ｍΩ(１×１０^-4、８０°Ｋでの高品質のＹＢＣＯで典型値)、２つの導電用
ＨＴＳ表面の一つからによるものと考慮して２×電流の込合い率で説明して、Ｄ
＝２ｍｍおよびｗ＝１ｍｍに対して、ＡＣ抵抗ＲacがＲs(長さ／幅)＝Ｒs(πＤ)
(ｗ)＝０．６２８ｍΩならば、正確なＡＣ抵抗を測定するのが困難である。それ
ゆえ、１０ＧＨｚの動作周波数でこの直径２ｍｍのＨＴＳループのインダクタ４
０の計算された未装てんのＱは、Ｑ＝２πｆＬ／Ｒac＝５３，８４０でＱ値はほ
とんどの関心ある設計よりもかなり高い。ＭｇＯのＨＴＳ成長基板２０および３
５のタンジェント損失を十分に低く、放射または他の構造物への結合によるエネ
ルギーロスが最小であると仮定すれば、極めて低い挿入損失を有する簡単な単一
共振回路であっても、１０００またはそれ以上のＱ値が達成できる。

【００２３】多数の別の幾何学構造が本発明で使用される可変キャパシタを構成するために
採用されてもよい。たとえば、図１ａに示した好ましい“スプリットのプレート
”を採用するよりは、第１および第２の固定されたプレート１０および１５を単
一の固定プレート(不図示)に置き変えることができる。この設計では、しかしな
がら、キャパシタギャップ５０の一方側上の両プレートが、フイルタ信号に結合
することを要求する。別の幾何学構造に加えて、フローティングプレート３０ま
たは第１および第２の固定プレート１０および１５は、ＨＴＳ材料からよりは、
選択的に金または同様な低ロス金属から形成してもよい。しかしながらこのよう
な金属は、すべてＨＴＳ構成を用いた達成したＱ値ほどには高い値を呈しない。

【００２４】図１ｄを参照すると、可動基板が２つの固定基板２０および２１の間に積層さ
れた本発明の実施例を示している。既述したように、第１および第２の固定基板
１０および１５は、固定基板２０上に固定され、フローティグ基板３０は可動基
板３５上にある。しかしながら、機械的ドライバ４５は、図１ａにあった機械的
ドライバ４５のように、キャパシタギャップ５０を機械的ドライバ４５がまたぐ
ことのないように、固定基板２１と可動基板３５との間で結合されている。これ
とは別に、図１ｅを参照すると、第１および第２の“固定された”プレート１０
および１５は、図１ｄで示したのと類似の同機械的ドライバ４５により位置決め
された可動基板３５上に位置できる。

【００２５】本発明の趣旨内のＨＴＳ可動キャパシタ動作可能フイルタに対する性能の可能
性は、極めて興味深いが、フローティングプレート３０の要求される正確な移動
をいかに達成するか、このようなデバイスの組立てを次に詳細に記す。最初に、
“堅く”頑丈な機械的ドライバ４５が極めて有利である。アッピールする機械的
ドライバのアプローチは、それの単純さおよひ低コストのため、通常の圧電アク
チュエータを使用する。図３ａおよび３ｂは、圧電デバイスを用いたＨＴＳ可変
キャパシタの同調可能フイルタ構造２５に対する本発明の１実施例を示す。図３
ａおよび３ｂにおける新規な設計の特徴は、可動基板３５の各端部上の“折り重
ねた”圧電ドライバ７０構造の使用にある。この一般的でない構造の理由は、電
界の印加により圧電材料に生じた応力は大きいが、それらの弾性体のモジュール
も同様に高く、そのため、実際に得られる“ＤＣ”伸長は、材料の長さの１０^-3 倍のオーダーに過ぎない(共振回路ではより大きい“ＡＣ”伸長が達成されるが
、この可変キャパシタ目的には使用できない)。たとえば、５μｍの離隔、±５
μｍの移動範囲を有し、およそゼロから１０μｍで可変する正規のプレートを選
択したなら、少なくとも５ｍｍ長の圧電材料を必要とする。この圧電材料長を“
折り重ね”て２片(１グループが上で他の１グループが下)とすることにより、合
計の高さを３ｍｍ以下に維持でき、圧電材料の現実のＣＴＥ(熱膨張係数)から生
じる影響を自動的にキャンセルできる。

【００２６】可変キャパシタＨＴＳの同調可能フイルタ２５のこの実施例の基本構成は、図
１ａおよび１ｂに関して述べたものと同様である。２つの折り重ねた圧電ドライ
バ構造７０を調節するために、および、可変キャパシタＨＴＳの同調可能フイル
タ２５と圧電ドライバ構造７０との間の寄生の容量性影響を最小にするために、
可動基板は、元の固定基板１０および１５と実質的に横方向に延在する、横方向
の拡張部８０および８５を有する。第１の固定プレート１０および第２のプレー
ト１５は、ＨＴＳ材料からパターン化され、そして、例えばＭｇＯを含む固定基
板２０上に成長される。ＨＴＳ材料のインダクタ４０(不図示)は、第１および第
２の固定プレート１０および１５に結合される。先に述べたように、このインダ
クタ４０は好ましくは、そのインダクタ４０が簡単なＬＣ共振回路のように動作
するように選択された電気的長さを有する。図３ｂに示したように、第１および
第２の固定プレート１０および１５のそれぞれは、フイルタ信号が可変キャパシ
タＨＴＳの同調可能フイルタ２５に結合されるように、リード１６を持つ。可変
キャパシタＨＴＳ同調可能フイルタ基板２５は、例えばＭｇＯを含む可動基板３
５上で薄いフイルムのＨＴＳ材料からパターン化された、フローティングプレー
ト３０(図３ｂの平面図では、透明で描く)の追加により、完成された。一対の折
り重ねられた圧電ドライバ７０は、以下のように、横方向の伸長部８０および８
５に結合される。第１の圧電ドライバ１００は、例えば低温インジウム合金半田
(これは残りの要求される圧電体の取り付けにも使用される)を用い、固定基板２
０へ、可動基板３５の横方向の伸長部８０に接近した位置にて取り付けられる。
第１の圧電ドライバ１００は、その反対側の端部にて結合部材１１０へ取り付け
られる。また、結合部材１１０には、第２の圧電ドライバ１１５が取り付けられ
る。結合部材１１０は、ＭｇＯのような適した金属材料から形成されてもよい。
また、結合材料１１０は、低温インジウム半田ボンドまたは第１および第２の圧
電ドライバ１００および１１５を互いに結合するための同様なものであってもよ
い。第２の圧電ドライバ１１５は、それの反対側の端部にて可動基板３５の横方
向の伸長部８０に取り付けられ、一対の折り重ねられた圧電ドライバ構造７０の
一方を形成する。第１の圧電ドライバ１００および第２の圧電ドライバ１１５は
、実質的に互いに平行になっている。この構成では、第１の圧電ドライバ１００
が短くなり、第２の圧電ドライバ１１５が長くなったとき、ハャパシティのプレ
ート間のギャップ５０は、短くなり、同調可能フイルタ２５の周波数応答に影響
を与える。他の折り重ねられた圧電ドライバ構造７０は、同様な方法で可動基板
３５の横方向の伸長部８５に結合される。第３の圧電ドライバ１２０は、一方の
端部にて、結合部材１２５の反対側端部に結合される。また、結合部材１２５に
は第４の圧電ドライバ１３０が取り付けられる。第４の圧電ドライバ１３０は、
その反対側の端部にて、固定基板２０へ、横方向の伸長部８５に接近した個所で
取り付けられ、これにより、第３の圧電ドライバ１２０および第４の圧電ドライ
バ１３０は、実質的に互いに平行で、よって、他の圧電ドライバ構造７０を形成
する。曲げの振動を抑圧するために、例えばＭｇＯからなる追加的なブリッジ１
４０が結合部材１１０および１２０の間に掛けられる。

【００２７】一つの実施例では、各圧電ドライバは、電極１０５を通じて同調用信号電圧Ｖ
tを有する同調用信号に結合される。折り重ねられた圧電アクチュエータ構造７
０を実行するために、同調用信号電圧(Ｖt)の極性と、圧電材料の方位(“極性化
”方向)が必要である。例えば、正のＶtを有する一つの実施例では、第１および
第４の圧電ドライバ１００および１３０は、短くなり、第２および第３の圧電ド
ライバ１１５および１２０は長くなり、フローティングプレート３０を固定プレ
ート１０および１５へ接近させ、ギャップ５０を減少し、キャパシタンスを増大
させる。同様に、同じ実施例において、負のＶtは第１および第４の圧電ドライ
バ１００および１３０を長くし、第２および第３の圧電ドライバ１１５および１
２０を短くする。この結果、負のＶtでプレート間のギャップ５０は増大し、キ
ャパシタンスを低減する。圧電材料(典型的には鉛・ジルコネート・チタン“Ｐ
ＺＴ”)の動作のモードは、図３ａの左下部に示したように、Ｖtの極性に応じて
、プレートの薄い“Ｚ”方向にバイアス電圧Ｖtが印加されると、“Ｘ”が短く
なり、“Ｙ”が長くなるか、“Ｘ”が長くなり、“Ｙ”が短くなる。このような
実施例では、互いに重なる圧電ドライバ内の個々の電極を有する、対をなす圧電
ドライバの向きが互いに“反対”とされる。

【００２８】おおよそ、同様な“反対の”対をなす圧電ドライバ構造(同じ圧電モードおよ
び極性を含む)は、標準の商業的“bimorph”ビームアクチュエータに用いられる
。バイアスが印加され、そしてＰＺＴｔの一方側で長くなり、他の側で短くなり
、ビームが曲るように、基本的な相違は、標準のbimorphのビームにおいて、薄
い金属(典型的に５ミルのステンレス鋼)の部材が２つのＰＺＴ層(典型的に７．
５４ミル厚)の間のフイルムのギャップの間を満たす。本発明では、機械的に２
つのＰＺＴドライバ(結合部材１１０および１２５に取り付けられている端部を
除く)を緩和し、そして、(図３ａに示した結合部材１１０および１２５を横切る
ＭｇＯブリッジを置くことにより)ＰＺＴ材料の曲げを防止し、圧電ドライバの
底端部間の高さの変化に依存してＶtにつなぐ。圧電アクチュエータの材料およ
び構造に疎遠な場合、１９９５年１１月、journal of Micromechanical Systems
の４巻第４の２３０〜２３７頁の刊行物にT.S.LowおよびW.Guo著の“Modeling
of a Three-Layer Piezoelectric Bimorph Beam with Hysteresis ”が参考にな
る。

【００２９】ＨＴＳ可変キャパシタ構造は、少なくとも垂直方向に、正確な機械的組立てお
よび組立て品を要求する。正確な組立ては、固定プレート１０および１５とフロ
ーティングプレート３０の対向面上で平坦さおよび侵食(隆起高さ)の無い特性と
して基本的に表現される。表面間の平均離隔間隔がμ範囲(またはサブμ範囲)に
減少したとき、対向するキャパシタプレート間が短くなるのを避けるために、プ
レートの対向表面からいかなる実質的な突起があってはならない。一つの実施例
では、表面に対し、成長したＨＴＳ表面は、小さなかたまりや他の“隆起”突出
の存在が走査され、あるいは、あまりにも高いものを除去するために他の技術が
使用される。キャパシタプレートでは、導体フイルムにいくつかの穴を持つこと
に性能に大きな害がなく、そのため、表面の杭の成長“再形成”は問題にならず
、“隆起”の除去が有効である。正確な組立て品における臨界問題は、初期(Ｖt
＝０)の高さ(分離)を修正し、そして、キャパシティプレートの平行関係を、好
ましくはわずかなμ(少なくとも平行関係で)で確立することである。一つの実施
例では、この正確な垂直方向の位置合わせは、除去可能な配置したスペーサ技術
の認識タイプに基づいて自己アライメントの手段によって達成されてもよい。例
えば、５μの名目上の離隔が望まれるなら、フォトレジストによる一様に５μ(
杭の発達)の厚の層が予めパターン化されたＨＴＳ固定基板２０(図２に示したＭ
ｇＯのような)上に設けておき、露光され、現像され、たとえば５μ高さの６個
の“円盤”(各コーナーと可動基板の長い片の側部に)を置く。可動基板３５は次
に整列され、そしてこれらの杭に押下され、圧電ドライバ７０は、低温(例えば
インジウム合金)半田で各端部に取り付けられる。同調用バイアスＶtが印加され
たとき、回直移動できるように、組立てが完了した後、杭は、適した溶媒で溶解
され、フローティングプレート３０をフリーにする。(円盤はフォトレジスト材
料または、フォトレジストを用いパターン化され、より容易に溶解する材料(Ｐ
ＭＭのような)を使用してもよい。)

【００３０】図３ａでは、薄く(高速の同調速度が望まれるときは低質量)された可動基板３
５は、ＨＴＳフローティングプレート３０自身の端部からかなり離れて延在し、
横方向の伸長部８０および８５を形成している。フローティングプレート３０９
と第２および第３の圧電ドライバ１１５および１２０に対する取り付け点との間
のこれらの実質的なギャップに対する理由は、ＨＴＳフローティング基板３０と
重ねたＰＺＴドライバ構造７０間の浮遊キャパシタンスを最小にして、エネルギ
ーロス／Ｑのデグラデーション効果を避けるためである。この圧電アクチュエー
タのアプローチは、理想的な同調入力(ＰＺＴドライバ上のＶt電極)を提供し、
信号径路からの完全に離隔され、フローティングプレート３０とＰＺＴドライバ
との間に良いクリアランスを残し、最大のＱが実現される。

【００３１】図１ａ、１ｂ、３ａ、および３ｂに示したタイプの極めて簡単な同調可能ＨＴ
Ｓフイルタがシステム利用でどのように実行するのかを更に示すために、Ｘ帯域
レーダのために、簡単、単一の共振回路の狭帯域帯域のプリセレクタフイルタを
考察した。普通の当業者であれば、このように例は単なる発明の例示であり、そ
の例はより低い温度あるいは高い温度で図示するために容易にスケール変更する
ことは容易であると理解されよう。Ｌ₂＝０．５３８４nH,Ｃ₂＝０．５０pF(ｆo
＝９．７０ＧＨｚにて)のパラレル“タンク”共振回路(寸法および突き出した未
ロードのＱは上述した)を、５０Ωのソースに結合した簡単なインダクタンス性
のループで考察し、かつ、５０Ω負荷で考察した。その回路の解析は、解析的に
およびＳＰＩＣＥ(同じ結果を与える２つのアプローチ)を用いて行われた。未ロ
ードの共振回路のＱ(予めの計算ではほぼ５０,０００)は目的のロードされたＱ
よりも更に高いので(ｆo＝１０ＧＨｚで２０ＭＨｚ[FWHM])の帯域がレーダー用
途に適し、ロードされたＱ＝ｆo／Δｆ＝５００に対応する) 、Ｌ_２−Ｃ_２のＲa
cは無視された。この簡単なループ結合の単一共振の同調可能な帯域フイルタは
入力インダクタンスおよび出力結合ループ(Ｌ_１およびＬ_３、共にＬ_２の２０％
を採用)およびそれらの共振インダクタＬ_２への結合係数(Ｋ_１２およびＫ_２３、
ともに０．０９を採用)により決定された。これらの特殊な値は、２０ＭＨｚの
帯域で−３ｄＢを与えるように選択された。このようなＨＴＳフイルタの物理的
構成では、これらの入力および出力の結合ループはＨＴＳ材料から作製されるこ
と、または冷却されるＨＴＳ基板上に位置させることに必要ないことに注目され
る。結合ループを共振基板の上におよび下に設けることは、両者間の直接結合を
最小にするため、および、所望の正確な帯域を選択するために、フイルタがセッ
トアップされたとき、それらの機快適な位置を調整するために、容易である。こ
れらの入力および出力のループを冷却したＨＴＳ基板から離して設置することは
、金属導体に関連した熱導電負荷を避ける。(この利点は、共振回路に結合する
容量性プローブにも同様にあてはまり、共振回路を帯域フイルタに作る別の満足
する手段である。)

【００３２】図４は、０から−３５ｄＢにわたり、かつ、９．４ＧＨｚから１０．０ＧＨｚ
の周波数レンジにおける一連の挿入ロス対周波数カーブを示す。インダクタンス
値および、結合係数は、かべてのカーブで同じであり、可変キャパシタの値Ｃ_２のみ変化させた。そのカーブは、９．４ＧＨｚ、９．４５ＧＨｚ、９．５０ＧＨ
ｚ…１０．０ＧＨｚの公称(未ロード)Ｌ_２−Ｃ_２共振周波数に対してプロットし
たものである(かべてのカーブに対しＬ_２＝０．５６８４２７nHでＣ_２はＣ_２＝(
２πｆo)^２Ｌ_２から計算)。図５においては、９．５９ＧＨｚから９．８１ＧＨ
ｚの周波数範囲(１０ＭＨｚで分割)に限定して、同じデータが、０から１５ｄＢ
の挿入ロスの範囲についてより詳しくプロットされた。図５では、９．７ＧＨｚ
で−３ｄＢの帯域幅が実に２０ＭＨｚ(ｆ_-3dB＝ｆo±１０ＭＨｚ)である。帯域
幅変化は、中心周波数ｆoで変化するが(ｆoに比例して増加または減少)、関心の
ある(図４)のＸ帯域周波数にわたる変化はそれほど大きくはない。１０対１のプ
レート間隔の範囲(例えば１μｍから１０μｍ)を与えると、達成できるキャパシ
タンスの同調範囲(縁のキャパシタンスを含む)は少なくとも９：１となり、３：
１の周波数同調範囲を行う。ＨＴＳ同調できる共振回路が未装填の高いＱゆえに
、フイルタの挿入ロスは無視される。当然、単一の共振回路では、与えられた帯
域幅に対して、この帯域外の拒絶は、(帯域中心周波数から干渉への周波数偏差
に応じて)−２０ｄＢから−４０ｄＢに制限される。レーダーのプリセレクショ
ンフイルタの目的が帯域幅を限定しないことを考察すると、干渉信号の振幅を低
下させるために、または、相互変調またはシステムの性能上の低感度化の影響を
減じるために、帯域外のレベル拒否は、最適である。当然、多数の極を持つ同調
可能なフイルタ内に結合した多数の同調可能共振回路の組み合わせを使用するこ
とにより、帯域外の特性がより高い(帯域内がフラットな応答であるだけでなく)
ものが達成される。

【００３３】ＲＦ／μＷ性能の観点から、本発明は、きわだった性能を与える。(より高い
性能のセラミック圧電または電気応動のポリマー材料の使用が以下のことを可能
にしても、極めて小さいギャップを有する場合の動作が可能でなければ)通常の
ＰＺＴ材料のみを用いた同調速度は、周波数飛躍の応用に適切な５μＳから１０
μＳにすることができるかどうかにいくつかの疑問がある。しかしながら、フイ
ルタ自身が極めて小さく、そのため、冷凍クーラーの断熱容器内のこれらの２つ
のフイルタを設置し、そして連続した飛びにおいて、両者の間で前後することの
不利益はほとんどない。そのため、数ミリセコンドの飛び空間時間で、“オフデ
ューティ”フイルタを次の飛び周波数に同調させるために多くの時間がある。事
実、好ましくない圧電ドライバのヒステリシスまたはドリフト特性が正確な“高
速の投げ”のオープンループの同調を得ることを防止するなら、“オフデューテ
ィ”フイルタの新しいセット周波数をチェックし、そして必要ならば修正するた
めに多くの時間を必要とする。当然、好ましい実施例では、本発明は、高速でオ
ープンループ動作を極めて単純な方法で達成するために、最良の利用可能な“Ａ
ＦＭクォリティ”の圧電アクチュエータ技術を用いる。

【００３４】図３ａおよび３ｂは、圧電的に動作する形態のマイクロエレクトロメカニカル
(ＭＥＭＳ)の連続可変キャパシタ構造を示したが、本発明は、他の手段の可変キ
ャパシタ構造の動作を含む。例えば、図６ａおよび６ｂは、高および低のキャパ
シタンス状態にスイッチできる、静電的に動作する形態のＭＥＭＳキャパシタ構
造を示す。スイッチされるキャパシタは、基板１５０(たとえば水晶により形成)
上に形成され、その上に金属電極１５５が配置される。電極１５５は、基板１５
０と誘電体層１６０との間に積層される。誘電体層１６０から離隔されるように
、フレキシブルな金属薄膜１７０が形成されるか、斜めに設けられ、これにより
、図６ａに示すように、低キャパシタンス状態が形成される。適した静電電位が
電極１５５と薄膜１７０とに印加された時、フレキシブルな薄膜１７０は、誘電
体層に対して変形され、図６ｂに示したように、高キャパシタンス状態を呈する
。好ましくは、双方のフレキシブル金属薄膜１７０および電極１５５は金または
適した低損失金属で形成され、そして動作時は低温冷却される。このような低温
による動作の間、スイッチしたキャパシタは１ＧＨｚで２００００のＱを持つ。

【００３５】パラレルに整列され、スイッチされるキャパシタのようなＮのアレイを考察す
る。Ｎは整数。そのキャパシタは、第１のキャパシタが与えられたキャパシタン
スを持ち、第２のキャパシタが第１のキャパシタの２倍の値を持ち、以下同様に
なるように形成される。制御回路は、例えば、同調可能なＨＴＳフイルタを同調
し、そして要求されるキャパシタンスに対応するデジタルコマンド信号を発生す
るために、要求されるキャパシタンスの量を決定する。デコーダは、デジタルコ
マンド信号に応答して、スイッチされるキャパシタの一つまたは複数個をスイッ
チする。これにより、アレイは、第１のキャパシタはデジタルコマンド信号の一
つのビットに対応し、第２のキャパシタは、デジタルコマンド信号の２つのビッ
トに対応し、以下同様であり、このようにバイナリーの数値を形成する。このよ
うなキャパシタのアレイは、図６ｃに示される。ＨＴＳ共振回路４０は、同調可
能なフイルタを完成するために、アレイを横切って結合される。共振回路４０は
、共振回路４０の基本共振周波数に対応して１／２波長に実質的に等しい電気的
長さを持つか、この１／２波長の倍数に実質的に等しい電気的長さを有する。同
調は、個ビットのシーケンスの個数に依存した段階的に、個別のステップ(デジ
タル同調)で行われる。

【００３６】上述の詳しい記述および添付した図面は本発明の特定の実施例を示すものであ
り、本発明の範囲を限定するものではない。当業者であれば、上述の実施例に対
し、本発明の本旨から逸脱することなく、様々に変形例を実現できるであろう。
それゆえ、本発明の範囲は以下の請求の範囲のみによって限定される。

【図面の簡単な説明】

【図１ａ】本発明の１実施例による可変キャパシタの断面図

【図１ｂ】本発明の１実施例による同調可能フイルタを形成する共振回路
に組み込まれる可変キャパシタ構造の部分カットの平面図

【図１ｃ】図１ｂのフイルタ共振回路の等価回路図

【図１ｄ】本発明の１実施例による可変キャパシタ構造の断面図

【図１ｅ】本発明の１実施例による可変キャパシタ構造の断面図

【図２ａ】１／２波長の共振回路の平面図

【図２ｂ】図２ａに示した１／２波長の共振回路の等価回路図

【図２ｃ】１／２波長の共振回路の平面図

【図２ｄ】図２ｃに示した１／２波長の共振回路の等価回路図

【図３ａ】本発明の１実施例による可変キャパシタの断面図

【図３ｂ】本発明の１実施例による可変キャパシタ構造の部分カットの平
面図

【図４】本発明の１実施例による、ループ結合された単一共振回路の同調
可能フイルタにおける、挿入ロス対周波数の関係を示したグラフ

【図５】本発明の１実施例による、ループ結合された単一共振回路の同調
可能フイルタにおける、挿入ロス対周波数の関係を示したグラフ

【図６ａ】低キャパシタンス状態の静電動作されるキャパシタの断面図

【図６ｂ】高キャパシタンス状態の静電動作されるキャパシタの断面図

【図６ｃ】デジタルで同調可能なＨＴＳフイルタの平面図

【符号の説明】

１０、１５固定プレート、２０固定基板、３０フローティングプレート、
３５可動基板、４０インダクタ、４５機械的ドライバ、５０ギャップ、
６０、６５可変キャパシタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者バラム・エイ・ウィレムセンアメリカ合衆国93003カリフォルニア州ベンチュラ、シートン・ホール・アベニュー 379番 (72)発明者ジョージ・エル・マサエイアメリカ合衆国93111カリフォルニア州サンタ・バーバラ、メリダ・ドライブ438番Ｆターム(参考） 4M113 AC44 AD37 CA34 5J006 HB01 HB02 HB12 HB13 HB14 HD07 JA01 LA11

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】同調可能なフイルタであって、固定された基板と、前記固定された基板上の第１のプレートで、高温超伝導材料からなり、第１の
平面を限定する第１のプレートと、前記固定された基板上の第２のプレートで、高温超伝導材料からなり、前記第
１のプレートにより限定された第１の平面に配置された第２のプレートと、高温超伝導材料からなるインダクタであり、前記第１の平面に実質的に配置さ
れ、前記第１および第２のプレートに結合しているインダクタと、可動基板と、前記可動基板上のフローティングプレートであって、前記第１の平面から離隔
され、かつ実質的に平行にして第２の平面に配置され、第１および第２の端部を
有し、前記フローティングプレートの第１の端部は前記第１のプレートにオーバ
ーラップし、前記フローティングプレートの前記第２の端部は、前記第２のプレ
ートにオーバーラップし、前記第１、第２およびフローティングのプレートは、
前記可動および前記固定の基板にの間に配置され、前記第１、第２および第３の
プレートは、キャパシタのギャップを決定する、フローティングプレートと、第１の端部および第２の端部を有する第２のドライバであって、前記第２のド
ライバの前記第１の端部は前記可動基板に装着され、前記第２のドライバの前記
第２の端部は第１の結合部材に取り付けられ、第２のドライバーは、前記第１の
ドライバと実質的に平行に配置され、前記第１のドライバの長さの減少および、
前記第２の長さの増大が、前記同調可能なフィルタの周波数応答に影響を与える
、前記キャパシタギャップを減少する、第２のドライバとを備えたことを特徴と
する同調可能なフィルタ。
【請求項２】前記可動基板はフローティングプレートの前記第１および第
２の端部の双方を実質的に通過して延在し、これにより、第１および第２の拡張
部をそれぞれ形成し、そして、前記第２のドライバーの前記第２の端部が、前記
第１の拡張部にて、前記稼動基板上に装着され、前記可変フイルタは、第１の端部および第２の端部を有する第３のドライバであり、前記第３のドラ
イバの前記第１の端部は前記第２の拡張部に装着され、前記第３のドライバの前
記第２の端部は第２の結合部材に取り付けられている、第３のドライバと、第１の端部および第２の端部を有する第４のドライバーであり、前記第４のド
ライバの前記第１の端部は前記固定基板上に装着され、前記第４のドライバの前
記第２の端部は前記第２の結合部材に取り付けられ、前記第４のドライバは前記
第３のドライバと実質的に平行に配置され、前記第４のドライバの長さの減少お
よび、前記第３のドライバの長さの増大が、前記同調可能なフィルタの周波数応
答に影響を与える、第４のドライバとを備える請求項１記載の同調可能なフィル
タ。
【請求項３】前記第１、第２、第３および第４のドライバは、圧電アクチ
ュエータを備え、かつ、前記第１、第２、第３および第４のドライバはそれぞれ
操作できるように同調する信号に結合され、前記第１および第４のドライバは第
１の方位を持ち、前記第１および第４のドライバに応答して、同調する信号が実
質的に同じ長さを出力し、前記第２および第３のドライバは第２の方位を持ち、
前記第２および第３のドライバに応答して、同調する信号が実質的に同じ長さを
出力し、前記第１の方位は前記第２の方位と反対である請求項２記載の同調可能
なフィルタ。
【請求項４】前記インダクタは送信ラインを含む請求項３記載の同調可能
なフィルタ。
【請求項５】前記送信ラインは共振回路を形成するように適した電気的長
さを有する請求項４記載の同調可能なフィルタ。
【請求項６】前記可動プレートは通常の金属を含む請求項５記載の同調可
能なフィルタ。
【請求項７】前記可動プレートは高温超伝導材料を含む請求項５記載の同
調可能なフィルタ。
【請求項８】第３の平面内で、第１および第２の平面とら離隔し、かつ実
質的に平行に配置されたブリッジ用部材であり、前記第１および第２の結合部材
に取り付けられ、そして、前記同調可能なフイルタの前記キャパシタギャップが
真空に維持される、ブリッジ用部材を含む請求項３記載の同調可能なフィルタ。
【請求項９】前記第１のプレートに電気的に結合された第１のリードおよ
び、前記第２のプレートに電気的に結合された第２のリードとを更に含む請求項
５記載の同調可能なフィルタ。
【請求項１０】同調可能なフィルタであって、固定された基板と、前記固定された基板上の第１のプレートと、可動基板と、前記可動基板上の第２のプレートであって、前記第２および前記第１のプレー
トは、前記固定および可動の基板の間に配置され、前記第２および第１のプレー
トがキャパシタのギャップを決定する、第２のプレートと、前記第１のプレートおよび前記第２のプレートに結合したインダクタと、およ
び第１および第２の端部を有する機械的ドライバであり、前記第１の端部は前記
固定基板に装着され、前記第２の端部は前記可動基板に結合され、前記機械的ド
ライバにおける機械的な配置が、前記同調可能なフイルタの周波数応答に影響す
る前記ギャップを変更する、機械的なドライバとを含むことを特徴とする同調可
能なフイルタ。
【請求項１１】前記第１のプレートおよび前記第２のプレートは通常の金
属を含む請求項１０記載の同調可能なフィルタ。
【請求項１２】前記第１のプレートおよび前記第２のプレートは高温超伝
導材料を含む請求項１０記載の同調可能なフィルタ。
【請求項１３】前記インダクタは送信ラインを含む請求項１０記載の同調
可能なフィルタ。
【請求項１４】前記送信ラインは共振回路を形成できるように、適した電
気的長さを有する請求項１３記載の同調可能なフィルタ。
【請求項１５】同調可能なフイルタであり、高温超伝導体を含む第１のプレート、高温超伝導体を含み、前記第２および第１のプレートがキャパシタギャップを
有するキャパシタを決定する、第２のプレートと、高温超伝導体を含み、前記キャパシタに結合されるインダクタと、前記同調可能なフイルタの周波数応答が影響する、前記キャパシタのギャップ
を機械的に調節する手段とを備えたことを特徴とする同調可能なフイルタ。
【請求項１６】同調可能なフイルタであり、平行に配置されたスイッチされるキャパシタのアレイを備え、前記スイッチさ
れるキャパシタは、静電電位に応答して低および高キャパシタンス状態にスイッ
チされるように形成され、前記静電電位は、デジタルのコマンド信号に応答して
発生され、前記デジタルのコマンド信号は、前記アレイにより発生された所望の
キャパシタに対応し、前記アレイは第１および第２の電気的リードを有し、そし
てＨＴＳインダクタが前記第１および第２の電気的リードに間に結合されること
を特徴とする同調可能なフィルタ。
【請求項１７】前記ＨＴＳインダクタが送電ラインを含む請求項１４記載
の同調可能なフイルタ。
【請求項１８】前記送信ラインは共振回路を形成できるように、適した電
気的長さを有する請求項１５記載の同調可能なフィルタ。