JP2002525971A - データ伝送システムにおけるサンプリングレートの制御ための装置及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 デジタルデータ伝送システムにおけるサンプリングレートの制御のための装置及び方法に関する。規則的な時間間隔で、同期語が伝送され、この同期語を用いて受信側のサンプリングレートが制御される。その場合受信側でサンプリングされフィルタリングされた信号は、サンプリングレート制御基準フィルタと、同期語識別装置に供給され、この装置は、サンプリングレート制御基準をサンプリングレート（シンボルレート）の論理調整回路に供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、デジタルデータ伝送システムにおけるサンプリングレートの制御の
ための装置及び方法に関する。この場合は、規則的な時間間隔で、同期語が伝送
され、この同期語を用いて受信側のサンプリングレートが制御される。その場合
受信側でサンプリングされフィルタリングされた信号は、サンプリングレート制
御基準フィルタと、同期語識別装置に供給され、この装置は、サンプリングレー
ト制御基準をサンプリングレート（シンボルレート）の論理調整回路に供給する
スイッチを制御する。

【０００２】 本発明による装置と方法は、有利にはＩＳＤＮベースバンド加入者端末に対し
て設けられる。

【０００３】 ＩＳＤＮ接続技術では、Ｕ−インターフェースにおいてベースバンド伝送技法
（ＰＡＭＰ=Pulsamplitudenmodulation, 4B3T, 2B1Q）が用いられている。この
場合同期化に対しては規則的な時間間隔の中で同期語が伝送される。この同期語
を用いることによって、受信側ではフレーム構造（２×Ｂ＋Ｄ−チャネル）が再
び回復される。しかしながら受信側サンプリングレートの制御もそこから導出さ
れ得る。本発明は、目下のＵ−モジュール（PEB2091及びPEB24911(IEC-Q)）によ
る従来技法から出発している。

【０００４】 このＵモジュールでは、レート上方が受信した同期語から導出される、レート
制御が実現される。

【０００５】 本発明の課題はこのような従来技法から出発して、内外の障害に基づくサンプ
リングレート（シンボルレート）の位相ジッタをさらに低減させると同時に入力
側においてノイズ状の障害のもとでのエラーの確率を可及的に僅かに抑えるべく
サンプリングレートを最適なサンプリング時点に設定することである。

【０００６】 本発明によれば前記課題は、従来技法による装置のもとで、レート制御基準フ
ィルタと論理調整回路の間にレート形成回路とハイパスフィルタを配設すること
によって解決される。

【０００７】 さらに前記課題は、レート制御基準フィルタの初期値のレートを形成し、この
レートを論理調整回路に供給する前にハイパスフィルタリングすることによって
解決される。

【０００８】 この場合特に有利には、前記ハイパスフィルタの伝達関数は、（１−ｚ^{- １}）
である。

【０００９】 また有利には、レート制御基準フィルタの伝達関数として、（１−ｚ^{- １}）^５
＊（１−ｚ^{- ２}）＊（１−ｋ_０ｚ^{- １}）が選択される。この場合特に有利には、ｋ _０ が、短い線路に対しては−3/8が選択され、長い線路に対しては＋1/8が選択さ
れる。前記“短い”ないし“長い”線路の規定に関しては、従来技法において通
常とされているこれらのパラメータに対する規定に準ずる。

【００１０】 実施例 次に本発明を図面に基づき以下の明細書で詳細に説明する。この場合 図１は、従来技法によるレート制御回路のブロック回路図であり、 図２は、サンプリング位相に依存してＳ/Ｎ損失を示したものであり、 図３は、線路長に依存して簡易等化器によるパルス最大値の時間位置に対する最
適なサンプリング時点の位置を示した図であり、 図４は、相関和とレート制御基準を示した図であり、 図５は、線路長に依存して最適なサンプリング位相のゼロ点通過の偏差を示した
図であり、 図６は、線路長に依存して判定器前でのＳ/Ｎ損失を表わした図であり、 図７は、線路長に依存して最適なサンプリング時点からのゼロ点通過の偏差を３
つの異なるレート制御基準伝達関数毎に表わした図であり、 図８は、線路長に依存して判定器前でのＳ/Ｎ損失を３つの異なるレート制御基
準伝達関数毎に表わした図であり、 図９は、最大線路長のもとでの相関器とレート制御基準の初期値を表わした図で
あり、 図１０は、マスキングによる同期語のもとでのレート制御基準フィルタの出力側
の信号を表わした図であり、 図１１は、サンプリング位相に依存して、クロストークの最悪値と実効値を表わ
した図であり、 図１２は、ハイパスフィルタと簡易等化器とレート制御基準フィルタの減衰経過
特性を表わした図であり、 図１３は、レート制御基準を求めるための本発明による装置の変更された配置構
成を示した図であり、 図１４は、本発明によって変更されたレート制御基準の相関和を表わした図であ
り、 図１５は、本発明によって変更されたレート制御基準と相関器出力側の信号を表
わした図であり、 図１６は、本発明によって変更された受信機内の個々の部分システムの出力側の
雑音電力を表わした図である。

【００１１】 以下の明細書ではシーメンス社のＩＥＣ−Ｑタイプに用いられている受信器構
造に基づいて、まず様々な線路長毎に最適なサンプリング位相をノイズ予測表示
有りと無しのもとで定める。これまでに用いられてきたレート制御基準の分析に
従って最適なサンプリング位相とここでの結果として得られたＳ／Ｎロスとの偏
差が線路長に依存して示される。ここでは線路長の尺度に従ったレート制御基準
フィルタに対するパラメータ切換が全ての線路長に対する可及的に良好なシステ
ム特性の達成に対して有利であることが示されており、これは既に今日のＩＥＣ
−Ｑにおいて達成されている。

【００１２】 本発明によれば、レート制御基準の実現のための装置が示されており、これに
よって受信入力側においていて入力結合された外部ノイズ信号も内部ノイズ信号
（例えば量子化もしくは不完全なエコー補償によって引き起こされる）もクロッ
ク制御基準に与える影響は僅かである。本発明において提案された解決手段によ
れば、約９ｄＢの改善がみられ、これによって固有のジッタとジッタ振幅特性に
関するレート制御基準の良好な特性が達成される。

【００１３】 ＩＳＤＮ伝送技法のもとでは、規則的な時間間隔で同期情報が同期語の形態で
伝送される。２ＢＬＱ線路コードに基づく技法では、この同期語が９つのシンボ
ルからなっており、それぞれ１２０のシンボル送信の後で繰返される。同期語に
よって定められるＵｋ０フレームは、以下に示す持続時間を有する。

【００１４】

【数１】

【００１５】 同期語は、次のシンボルからなっている： ＋３ ＋３ −３ −３ −３ ＋３ −３ ＋３ ＋３ この同期語を用いた受信信号の相関付けによって、歪みの生じた受信信号から
受信した同期語の位置が求められ、それに伴ってフレームレートが再生される。

【００１６】 同期語は、受信レート位相の制御にも用いることができる。この場合はレート
位相制御の歪みの状態への依存性が有利である。判定帰還方式のレート制御の場
合、この依存性からは、データ再生の際の判定誤りによって収斂が損なわれるこ
とは現れない。同期語がレート回復のために用いられるのならば、まず受信され
た信号が適切なフィルタリングとサンプリングの後でフレームレートにおいて正
確に定められたシンボルポジション内でレート制御回路に転送されなければなら
ない。特別なフレーム識別装置を用いた同期語の位置の識別の後では、制御基準
のサンプリングに対する位置がフレーム内で正確に定められる。

【００１７】 その際レート制御基準に対する伝達関数が次のように定められなければならな
い。すなわちサンプリング時点において出力信号のゼロ点通過が生じるように定
められなければならない。このゼロ点通過は、制御特性曲線を示している。

【００１８】 図１には当該のレート制御のためのブロック回路図が示されている。

【００１９】 入力信号はまずσ−Δ変調器１０に供給される。そこからはパルス持続時間変
調ローパスフィルタ１２に供給される。この信号はサンプリングスイッチ１４に
よってシンボルレートでサンプリングされ、さらにデジタルハイパスフィルタ１
６に供給される。そこからこの信号はデジタル簡易等化器１８に転送される。こ
のデジタル簡易等化器１８の出力側は、判定器に接続されており、この判定器は
、信号からデジタルデータを回復させる。しかしながらデジタル簡易等化器の出
力信号は、相関器２０を介してフレーム識別回路２２にも供給される。これはフ
レームレートを再構築する。デジタル簡易等化器１８の出力値は、さらにレート
制御基準回路２４にも供給される。その出力値は、サンプリングスイッチ２６に
よってフレームレートでフレーム識別回路２２によってサンプリングされる。ル
ープフィルタ２８を介して、フレームレートでサンプリングされたレート制御基
準回路の出力信号は、調整論理回路３０に供給される。これは非制御レートを次
のようにシフトする。すなわち入力信号のサンプリングに対して最適なシンボル
レートに相応するようにシフトする。このシンボルレートは、サンプリングスイ
ッチ１４を制御する。

【００２０】 レート制御基準フィルタ２４は、この関係において次のような目的を有してい
る。すなわち受信信号から、サンプリング時点の制御に対して適切な信号を形成
することである。この信号は、以下に述べる３つの条件をできるだけ良好に充た
していなければならない。すなわち、 ａ）ゼロ点通過が“最適な”サンプリング時点において使用線路に依存しないこ
と、；入力側におけるノイズ状の障害のもとで可及的に僅かな誤り率に関する最
適性、 ｂ）レート制御基準フィルタ２４の入力側に結合されたノイズ信号が（制御特性
曲線の急峻度の考慮下で）フィルタ２４出力側でレート制御基準に重畳するのを
できるだけ僅かに抑えること（内外の障害に起因する位相ジッタを最小にするた
め）、 ｃ）同期語の前後に送信された確率的データによって引き起こされたクロスｔ−
くを制御基準のゼロ点通過において可及的に僅かに抑えること（可及的に僅かな
固有ジッタを生成するため）、 サンプリング位相は、受信器において誤って判定されたシンボルの数が最小と
なった場合に最適となる。ガウス分布の障害信号のもとでは、ノイズ信号の電力
値ないし実効値と等化された有効信号の残留エラーがわかっている場合には、誤
り確率が分析的に算出可能である。２つの特性量は、線形等化器の依存性のため
にサンプリング時点の位置に依存する。

【００２１】 目標関数として、結果的に生じた信号対雑音比が判定器入力側においてサンプ
リング位相に依存して確定される。この場合さらに入力側における固定的なノイ
ズ電力に対して基準化される必要がある。

【００２２】 最適なサンプリング位相の評価のもとでは、ノイズ予測子の利用の際に信号対
雑音比に対するその影響も考慮しなければならない。なぜならこのＳ/Ｎ利得は
、ノイズ予測子によりサンプリング位相にも依存するからである。以下の伝達関
数、

【００２３】

【数２】

【００２４】 を有するデジタルハイパスフィルタ１６と、以下の伝達関数、

【００２５】

【数３】

【００２６】 を有する簡易等化器１８の考慮下では、サンプリング位相に依存して図２に示さ
れているような信号対雑音比に対する特性経過が得られる。この場合サンプリン
グ位相は、簡易等化器１８後のインパルス応答の最大値の時点に関し、さらにＳ
/Ｎ特性経過は、ノイズ予測子なしの最適なサンプリング時点に関する。ノイズ
スペクトラムとして、測定されたノイズ信号に基づいて（ＡＮＳＩループ１）求
められたスペクトラムが基礎をなしており、σ−Δ変調器１０に起因するノイズ
信号もモデル化されたクロストーク信号も考慮される（マージン＝０ｄＢ）。

【００２７】 図２にはＳ/Ｎ間隔がノイズ予測子ありとなしの場合で示されている。左側の
ダイヤグラムは、０ｋｍ線路に関するものであり、中央のダイヤグラムは、タイ
プＡＷＧ２６の３ｋｍ線路に関するものであり、右側のダイヤグラムは、タイプ
ＡＷＧ２６の５．５ｋｍ線路に関するものである。図中実線は、ノイズ予測子な
しの経過を表わし、破線は、ノイズ予測子ありの経過を表わしている。サンプリ
ング時点は、ノイズ予測なしでの最適なサンプリング時点に関している。ノイズ
予測子には２つの係数が用いられている。

【００２８】 図２からは以下の基本的な関係がみてとれる。すなわち、 ａ）線路長の増加に伴って最適なサンプリング時点がインパルス最大値（図３）
の時点から遠ざかる ｂ）ノイズ予測値の適用のもとでは最適なサンプリング時点がインパルス最大値
時点に近接する ｃ）ノイズ予測子によって得られるＳ／Ｎ利得は、線路長の長い方が線路長の短
い方よりもおおきい。

【００２９】 一般に、線路長に依存することなく可及的に良好なノイズ特性を得るためには
、最適なサンプリング時点からのシンボルレートのずれが＋/−１０％を越えな
いようなサンプリング位相が選択されるべきであることがわかっている。

【００３０】 前述のａ）でも述べた、インパルス最大値時点からの最適なサンプリング時点
の間隔と、増加する線路長との間の関係が再度図３に示されている。この図３で
は、線路長に依存して簡易等化器１８後の最適なサンプリング時点がインパルス
最大値の時間的位置に関連して示されている。この場合の線路もタイプＡＷＧ２
６である。図中実線は、ノイズ予測子なしでの特性経過を示し、破線は、ノイズ
予測子ありでの特性経過を表わしている。

【００３１】 以下では、目下のＩＥＣ−Ｑユニットで用いられている、レート制御基準を詳
細に説明する。このレート制御基準フィルタ２４は、以下の伝達関数を有してい
る。すなわち、 ＴＲＺ（ｚ）＝（１−ｚ^{- １}）^５・（１−ｚ^{- ２}）・（１−ｋ_０・ｚ^{- １}） 前記パラメータｋ_０はこの場合短線路に対しては０.５が選択され、長線路に対
しては１.０が選択される。図４の制御特性曲線の図面には、相関器出力側の信
号と、レート制御基準フィルタ２４の出力側の信号が示されている。ここでは送
信データをゼロにセットする送信同期語に対する応答のみが示されている。ここ
において明らかなことは、レート制御基準の所望のゼロ点通過が相関最大値の正
確にワンステップ間隔後に現れ、ゼロ点通過が当該線路に対する最適なサンプリ
ング時点のごく僅かだけ横に存在することである。

【００３２】 この場合図４における最適なサンプリング位相は、タイプＡＷＧ２６の５.５
ｋｍ長の線路に用いられ、パラメータｋ_０が１.０にセットされる格子状網に相
応する。

【００３３】 一般的にはサンプリング時点の位置とシステム特性に対するパラメータｋ_０の
影響が検査される。この場合は種々異なるｋ_０の値（ｋ_０＝０〜ｋ_０＝２）に対
して様々な線路長（ＡＥＧ２６）毎の最適な位相位置からのゼロ点通過の偏差が
算出される。図５には、これらの偏差が示されており、この場合は、最適なサン
プリング時点毎に、一回はノイズ予測子（２つの係数）の考慮ありの値で一回は
考慮なしの値に基づいている。これらの非フラットな特性経過は、最適なサンプ
リング時点の計算とレート制御基準のゼロ点通過の計算の際の比較的粗い量子化
（Ｔ/３２）に基づくものである。

【００３４】 この場合図５の左側のダイヤグラムは、ノイズ予測子なしでの特性経過を表わ
し、右側のダイヤグラムは、ノイズ予測子ありでの特性経過を表わしている。

【００３５】 図５からは以下の基本的な特性が認められる。すなわち ・ｋ_０の値の増加と共にゼロ点通過はパルス最大値時点から遠ざかる。このゼロ
点通過の最適なサンプリング時点からの偏差は、長線路のもとでは大きめのｋ_０ 値によって低下し、短線路のもとでは小さめのｋ_０値によって低下する。

【００３６】 ・ノイズ予測子を適用した場合の最適なサンプリング時点は、ほぼインパルス最
大値の時点に近接して存在しているので、ここでは可及的に最適なサンプリング
時点の達成のためにやや小さめのｋ_０値が求められる。

【００３７】 図６ではパラメータｋ_０のＳ／Ｎ比への影響が線路長に依存してそれぞれノイ
ズ予測子ありとなしの場合で示されている。ここでも左側のダイヤグラムにはノ
イズ予測子なしでの特性経過が示され、右側のダイヤグラムにはノイズ予測子あ
りでの特性経過が示されている。ここで明らかなことは、固定のパラメータｋ_０ を用いて全ての線路長に対して均等に良好なサンプリング時点を得ることが不可
能なことである。ＩＥＣ−Ｑの第１のバージョンにおいては、ｋ_０＝０.５が選
択される。このことは、考えられ得る全ての適用ケースが唯１つのｋ_０値でカバ
ーされる場合には妥協を表わす。極端に長い線路（例えば図６の５.５ｋｍ）に
対しては、最適なサンプリング位相を伴うシステムに比べてＳ／Ｎの悪化はノイ
ズ予測子なしでも約３ｄＢで、ノイズ予測子ありでも悪化は１ｄＢだけである。
この特性を改善するためには、ＩＥＣ−Ｑの目下のバージョンにおいて２つの異
なるｋ_０値が用いられ、具体的には短めの線路に対してｋ_０＝０.５が選択され
、眺めの線路に対してはｋ_０＝１が選択される。切換には論理的ＲＡＮＧＥ信号
が用いられ、これによってＡ／Ｄ変換器の感度が長線路の場合約３………４ｋｍ
の領域において切換えられる。より正確な分析においては、短線路に対してｋ_０ ＝０.２５、長線路に対してはｋ_０＝１.２５で、ほぼ良好なシステム特性が得ら
れることが示されている。

【００３８】 受信器入力側に結合されるノイズ信号は、ＰＤＭローパスフィルタ１２、デジ
タルハイパスフィルタ１６およびデジタル簡易等化器１８を介してレート制御基
準フィルタ２４に達する。このレート制御基準フィルタ２４では、当該ノイズが
レート制御基準の伝達関数によって評価され、制御量に重畳される。目標として
は、このノイズを制御基準の所定の上昇のもとでゼロ点通過において可及的に僅
かに保つ必要がある。近似的に受信器入力側においてノイズ電力密度Ｒ_０を伴う
ホワイトノイズから出発すれば、レート制御基準フィルタ２４の出力側における
ノイズ電力に対しては以下の式が得られる。すなわち、

【００３９】

【数４】

【００４０】 レート制御回路へのノイズの入力結合に関するシステムの評価基準としては以下
の特性量、

【００４１】

【数５】

【００４２】 が用いられる。この場合前記Ｓは、ゼロ点通過における制御基準のグラジエント
を表わす。

【００４３】 ここにおいてはいくつかの可能なノイズ特性に関する伝達関数が詳細に分析さ
れる。それらは次のように選定される。すなわち５.５ｋｍ（ＡＷＧ２６線路）
の線路長のもとでゼロ点通過が近似的に最適なサンプリング時点で行われるよう
に選定される。この場合次のような形態、 ＴＲＫ（ｚ）＝（１−ｚ^{- １}）^ｎ・（１−ｚ^{- １}）^ｍ（１−ｋ_０・ｚ^{- １}） の伝達関数がレート制御基準に対して基礎におかれる。

【００４４】 以下のテーブル１ではさらなる可能な２つの伝達関数に対して得られるノイズ
向上が示されている。前述した推奨伝達関数は基準値として、ｎ＝５、ｍ＝１及
びｋ0＝１.２５を用いる。図示されたさらなる伝達関数は、基本的にサンプリン
グレートの制御に適している。テーブル１では伝達関数に対するパラメータに対
してさらに相関最大値に関するゼロ点通過の位置と、その方向が示されている。
ノイズ入力結合の評価に対しては、前述した推奨伝達関数に関する目標関数がｄ
Ｂで示されている。さらに、シンボル干渉の影響を表わす特性量も示されている
。これに関してはさらに以下で説明する。

【００４５】 他の伝達関数、例えばｎ＝２，ｍ＝２，ｋ0＝０.５の選択によれば、重畳され
たノイズの低減の可能性が認められる。

【００４６】 テーブル１：ノイズおよびシンボル干渉に関する種々異なる伝達関数の評価

【００４７】

【表１】

【００４８】 このテーブル１は、さらに種々異なる多項式レベルのさらなる伝達関数によっ
て拡張可能である。これもノイズ入力結合の僅かな向上に結び付く。

【００４９】 ここに示されているレート制御基準の起用性の評価に対しては、サンプリング
時点の最適なサンプリング時点からの偏差の依存性と線路長に依存したＳ／Ｎの
悪化が着目される。これらは図７、図８に示されている。

【００５０】 この場合図７には、最適なサンプリング時点からのゼロ点通過の偏差が線路長
に依存して３つの異なるレート制御基準−伝達関数毎に示されており、これらに
はそれぞれアルファベットａ，ｂ，ｃが付されている。この場合も左側の図がノ
イズ予測子なしでの特性を表わし、右側の図はノイズ予測子ありでの特性を表わ
している。

【００５１】 図８には、判定器前のＳ/Ｎ損失が線路長に依存して、図７に示された３つの
レート制御基準−伝達関数毎ａ，ｂ，ｃ毎に示されている。

【００５２】 伝達関数のグレードのアップと実現コストの上昇に伴って一方ではテーブル１
からも認められるようにノイズ増幅が増加する。また他方では線路長の変化のも
とでのサンプリング時点の位置の感度が低下する（制御基準のゼロ点通過）。短
線路及び長線路に対する２つの異なるレート制御基準の適用のもとでは、２つの
低いグレードのレート制御基準に対する周辺領域での悪化も自ずと高くなりすぎ
る。そのため従来技法による実現に対しては、ｎ＝５、ｍ＝１、長線路に対して
ｋ_０＝１.２５そして短線路に対してはｋ_０＝０.２５のレート制御基準のみが対
象となる。

【００５３】 レート制御基準フィルタ２４を用いて得られるレート制御に対する制御信号は
、同期語の直前と直後に送信されたシンボルのクロストークによって損なわれる
（シンボル干渉）。この障害も誘因される固有ジッタの最小化のためにはできる
だけ僅かに抑えなければならない。

【００５４】 図９には、相関器出力とレート制御基準がサンプリング位相に依存して示され
ている。この場合は種々異なるフレームが同期語に同期して相互にプロットされ
ている。ここではレート制御基準が、ｎ＝５、ｍ＝１、ｋ0＝１.２５、線路長５
.５ｋｍ（ＡＷＧ２６）の伝達関数の適用のもとで、レート制御基準のシンボル
干渉がゼロ点通過において比較的僅かであることが認められる。量的な評価に対
しては、ここではシンボル干渉がほぼ正確に観察される。

【００５５】 システムの線形性のために信号はレート制御基準フィルタ２４の後で同期語と
シンボルシーケンスの応答からマスキングされた同期語と合成されてもよい。第
２の成分は障害的なシンボル干渉の成分で直接表わされる。図１０ではこのこと
がほぼ明らかである。いくつかのデータシーケンスに対しては、レート制御基準
フィルタ２４の出力側に生じる信号が示される。この場合は同期語がマスキング
されている。

【００５６】 レート制御基準に対するパラメータとしてここでは、ｎ＝５、ｍ＝１、ｋ0＝
１.２５、長さ５.５ｋｍのタイプＡＷＧ２６の線路が取り上げられる。

【００５７】 レート制御基準フィルタ２４後のインパルス応答の情報のもとでは、シンボル
干渉の影響が量的に分析可能となる。クロストークのワーストケースの値も実効
値も、インパルス応答値の絶対値又は平方の総和によって求めることができる。
この場合インパルス応答はそのつどのマスキングされた送信同期語の考慮のため
の矩形ウインドウを用いて評価される。図１１にはシンボル干渉のワーストケー
ス値と実効値の特性経過が示されており、この場合はそれぞれレート制御基準の
グラジエントに関連付けられている。

【００５８】 締めくくりにここでは２つのレート制御回路に作用する、内外の障害信号とシ
ンボル干渉に起因した障害量を算出するものとする。簡単化のためにここでは外
部障害信号が受信側ハイパスフィルタの入力側において−５５ｄＢのノイズ電力
を伴っているものとする。このことはローパスフィルタによる帯域限界の考慮の
もとで、ＡＮＳＩ Tl. 601にて示される障害電力に相応する。それにより、ハイ
パスフィルタ入力側１６において実効値０.６５ｍＶの障害電圧が生じ、この場
合は換算のもとで１３５Ωの終端抵抗が考慮される。ｎ＝５，ｍ＝１，ｋ0＝１.
２５での制御基準に対して、ハイパスフィルタ１６と簡易等化器の介入のもとで
３１６９のノイズ伝達関数が得られる。それに伴って約３６.６ｍＶのノイズ電
圧がレート制御回路入力側で生じる。

【００５９】 シンボル干渉によって生じる障害成分が、ここで着目される制御基準に対して
規格化のもとで制御特性曲線のグラジエントに対して（レート制御基準のゼロ点
通過）６９μＶとなる（テーブル１参照）。このグラジエントはここでは約１０
０となり、それによって全体で６.９ｍＶの障害電圧が生じる。

【００６０】 ２つのノイズ成分の比較からは次のようなことがわかる。すなわち総体的にみ
て総ノイズ電力の約９６.５％が外部からの障害の増幅によって引き起こされた
ものであり、残りの約３.５％はシンボル干渉によって引き起こされたものであ
る。シンボル干渉によって引き起こされるノイズレベルは、外部からの障害に引
き起こされたノイズレベルよりも約１４.５ｄＢだけ低い。

【００６１】 ノイズ伝達関数の改善ないしは前述した所定の比較量Ｆの最大化は、シンボル
干渉の低減よりも、入力結合されるノイズ電力と予期される位相ジッタに対して
著しく大きな影響を有している。

【００６２】 前述したように、レート制御基準フィルタ２４に対する伝達関数の変更によっ
て、ノイズ入力結合がほとんど３ｄＢだけ低減可能である（テーブル１参照）。
しかしながらこの可能性はサンプリング位相ないしはこれに引き起こされるＳ／
Ｎ特性低下の線路長への強い依存性によって実現に適するものではない。

【００６３】 レート制御基準−伝達関数のハイパスフィルタリングとくせいによって、内外
の障害に起因するノイズは、低い周波数のもとで非常に僅かな成分の伴う有色ノ
イズスペクトルを有する。図１２には、ハイパスフィルタ１６、簡易等化器１８
及びレート制御基準フィルタ２４の減衰特性が示されている。受信器入力側にお
けるホワイトノイズの入力結合のもとでは、この経過は、レート基準に重畳する
ノイズ信号のスペクトル電力密度の経過に相応する。

【００６４】 ノイズ電力の低減は、本発明によればレート制御基準フィルタの出力側におけ
る信号のレート形成によって実現される。これに伴ってノイズスペクトルは別の
分布をなし、周波数深淵への重心移動のようなシフトがなされ、最終的にハイパ
スフィルタリングが達成される。この本発明による装置のブロック回路図は図１
３に示されている。

【００６５】 これまでの装置と同じようなゼロ点通過を得るためにはいずれにせよ、パラメ
ータｋ_０が変更されなければならない。長線路に対してｋ_０＝１/８、短線路に
対してｋ_０＝−３/８の値を用いれば、サンプリング位相に関して、ｋ_０＝１.２
５ないしｋ_０＝０.２５でのこれまでの構成のもとで得られるのとほぼ同じ特性
が得られる。

【００６６】 図１４には、ＡＷＧ２６タイプの５.５ｋｍの線路を介した伝送のもとで生じ
る、ｎ＝５、ｍ＝１、ｋ_０＝１/８でのレート制御基準と相関和が示されている
。図４との比較で認められるように、これまでの装置の場合と同じように、相関
最大値後のシンボル持続時間のワンステップ後にゼロ点通過が得られ、このグラ
ジエントはいずれにせよ逆の極性を有し、このことは制御信号の相応の反転によ
って補正可能である。さらに着目すべきは、制御範囲が約＋／−０.７５Ｔとな
っている点である（次のゼロ点通過に対する間隔）。これは従来の装置に比べて
僅かであるが、エラーのない同期化を保障するのにはまだ十分である。

【００６７】 レート制御基準に重畳される障害は、ここにおいて得られた非線形特性のため
に（レート形成）、もははインパルス応答（シンボル干渉）や部分システムのフ
ィルタ振幅特性（内外ノイズ）からは確定されない。個々の成分はシミュレーシ
ョンによって求められなければならない。

【００６８】 図１５には、シミュレーションを用いて得られた相関器出力と変更されたレー
ト制御基準の相関和が示されている。この場合レート制御基準フィルタ２４に対
しては、ｎ＝５，ｍ＝１，ｋ_０＝１/８が用いられ、ＡＷＧ２６タイプの５.５ｋ
ｍ長の線路を介した伝送がシミュレートされている。レート制御基準のゼロ点通
過におけるシンボル干渉の影響は、ここでも図９による比較で示されているよう
に僅かである。

【００６９】 ここにおいても内外の障害の影響はシミュレーションによって求められなけれ
ばならない。

【００７０】 図１６では、受信器内部の個々のブロックの出力側におけるノイズ電力が示さ
れている。この場合は受信器入力側におけるスペクトル電力密度Ｒ_０のホワイト
ノイズ源から出発している。この場合はレート制御基準フィルタ２４に対して、
ｎ＝５，ｍ＝１、ｋ_０＝１/８が用いられている。

【００７１】 これにより３５６のノイズゲインが生じる。制御特性曲線のグラジエント（レ
ート制御基準のゼロ点通過）は、約９４となり、そのため前述の所定の比較基準

【００７２】

【数６】

【００７３】 に対して約５の値が生じる。これまでの解決手段によって、３１６９のノイズゲ
インと約１００のグラジエントと共に１.７８の値が生じる。それにより約９ｄ
Ｂの向上がみとめられる。

【００７４】 それ故にレート制御基準の実現に対しては、本発明によれば、図１３による装
置において、長線路に対してはｋ_０＝−３/８、短線路に対してはｋ_０＝１/８が
推奨される。

【図面の簡単な説明】

【図１】 従来技法によるレート制御回路のブロック回路図である。

【図２】 サンプリング位相に依存してＳ／Ｎ損失を示したものである。

【図３】 線路長に依存して簡易等化器によるパルス最大値の時間位置に対する最適なサ
ンプリング時点の位置を示した図である。

【図４】 相関和とレート制御基準を示した図である。

【図５】 線路長に依存して最適なサンプリング位相のゼロ点通過の偏差を示した図であ
る。

【図６】 線路長に依存して判定器前でのＳ／Ｎ損失を表わした図である。

【図７】 線路長に依存して最適なサンプリング時点からのゼロ点通過の偏差を３つの異
なるレート制御基準伝達関数毎に表わした図である。

【図８】 線路長に依存して判定器前でのＳ／Ｎ損失を３つの異なるレート制御基準伝達
関数毎に表わした図である。

【図９】 最大線路長のもとでの相関器とレート制御基準の初期値を表わした図である。

【図１０】 マスキングによる同期語のもとでのレート制御基準フィルタの出力側の信号を
表わした図である。

【図１１】 サンプリング位相に依存して、クロストークの最悪値と実効値を表わした図で
ある。

【図１２】 ハイパスフィルタと簡易等化器とレート制御基準フィルタの減衰経過特性を表
わした図である。

【図１３】 レート制御基準を求めるための本発明による装置の変更された配置構成を示し
た図である。

【図１４】 本発明によって変更されたレート制御基準の相関和を表わした図である。

【図１５】 本発明によって変更されたレート制御基準と相関器出力側の信号を表わした図
である。

【図１６】 図１６は、本発明によって変更された受信機内の個々の部分システムの出力側
の雑音電力を表わした図である。

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 規則的な時間間隔で同期語が伝送され、この同期語を用いて
   受信側のサンプリングレートが制御され、その場合サンプリングされフィルタリ
   ングされた受信信号は、レート制御基準フィルタ（２４）と、同期語識別装置（
   ２０，２２）に供給され、この装置（２０，２１）は、スイッチ（２６）を制御
   し、該スイッチ（２６）は、レート制御基準を、サンプリングレート（シンボル
   レート）の論理調整回（３０）回路に供給している、デジタルデータ伝送システ
   ムにおけるサンプリングレートの制御のための装置において、 レート制御基準フィルタ（２４）と論理調整回路（３０）の間に、レート形成
   回路とハイパスフィルタが配設されていることを特徴とする装置。
2. 【請求項２】 前記ハイパスフィルタの伝達関数は、（１−ｚ^{- １}）である
   、請求項１記載の装置。
3. 【請求項３】 前記レート制御基準フィルタ（２４）の伝達関数は、 （１−ｚ^{- １}）^５＊（１−ｚ^{- ２}）＊（１−ｋ_０ｚ^{- １}）である、請求項１記載の
   装置。
4. 【請求項４】 前記ｋ_０は、短い線路に対しては−（3/8）が選択され、長
   い線路に対しては(1/8)が選択される、請求項３記載の装置。
5. 【請求項５】 規則的な時間間隔で同期語を伝送し、この同期語を用いて受
   信側のサンプリングレートを制御し、その場合受信されサンプリングされフィル
   タリングされた信号は、レート制御基準フィルタ（２４）によってフィルタリン
   グされ、同時に、同期語識別のための検出手法に用いられ、同期語の識別の際に
   は、レート制御基準フィルタ（２４）の初期値が、サンプリングレート（シンボ
   ルレート）のための論理調整回路（３０）を制御している、デジタルデータ伝送
   システムにおけるサンプリングレートの制御のための方法において、 レート制御基準フィルタの初期値のレートを形成し、このレートを論理調整回
   路（３０）に供給する前にハイパスフィルタリングすることを特徴とする方法。
6. 【請求項６】 前記ハイパスフィルタの伝達関数は、（１−ｚ^{- １}）である
   、請求項５記載の方法。
7. 【請求項７】 前記レート制御基準フィルタ（２４）の伝達関数は、 （１−ｚ^{- １}）^５＊（１−ｚ^{- ２}）＊（１−ｋ_０ｚ^{- １}）である、請求項５記載の
   装置。
8. 【請求項８】 前記ｋ_０は、短い線路に対しては−（3/8）が選択され、長
   い線路に対しては＋(1/8)が選択される、請求項７記載の装置。