CN1188981C - 调整数据传输系统内取样节拍的方法和装置 - Google Patents

Abstract

调整数据传输系统内取样节拍的装置和方法，其中传输一同步字，用它可以调整接收机方的取样节拍，被接收的信号通过节拍调整标准滤波器(24)滤波，并同时进行检测，以便识别上述同步字，一旦上述同步字被识别，则节拍调整标准滤波器(24)的初始值控制用于取样节拍的调整逻辑电路，在识别同步字情况下，在其输入到调整逻辑电路前，节拍调整标准滤波器(24)的输出值经受高通滤波。

Description

调整数据传输系统内取样节拍的方法和装置

技术领域本发明涉及调整数字数据传输系统内取样节拍的一种方法和一种装置，其中按规则时间间隔传输同步字，以此也调整接收方的取样节拍，其中，被接收、取样和滤波的信号被输入节拍调整标准滤波器和识别同步字的装置，其中这装置控制一只开关，该开关把节拍调整标准输入到取样节拍(符号率)的调整逻辑电路。

专利文件US5065412公开了在数字数据传输系统中用于调整扫描节拍的装置和方法，其中以规则的时间间隔传输一个同步词语，接收方的扫描节拍借助该同步词语也被调整，其中被接收、被扫描和被过滤的信号被输往一个节拍调整标准过滤器和一个用于识别同步词语的装置并且该装置控制一个开关，该开关将节拍调整标准输往扫描节拍(符号节拍)的一个调整-逻辑电路，其中实质上公开了一个用于识别同步词语的交互作用，节拍调整标准的一个随后的过滤以及一个扫描节拍的调整-逻辑。

本发明的装置和方法主要用于ISDN基带用户连接。

在ISDN连接技术中，在U接口上应用基带传输法(PAMP＝脉幅调制，关键字：4B3T，2B1Q)，其中，为了同步在按规则时间间隔内传输一个未倒频同步字。借助该同步字，帧结构(2×B+D-通道)可以在接收方重新恢复，然而人们也可以由此导出接收方的取样节拍的调整。本发明从作为技术现状的专利申请，现在的U组件PEB2091和PEB24911(IEC-Q)出发。

在该U组件内实现节拍调整，该节拍调整从接收的同步字导出节拍信息。

从当前技术现状出发，本发明的任务是进一步降低基于内外干扰的符号节拍的相位不稳定性，同时考虑在输入端有噪声类型干扰情况下以尽可能低的故障概率在最佳取样的时间点调整符号节拍。

根据本发明，本任务通过以下方式解决，即：在当前技术现状的装置上，在节拍调整标准滤波器和用于符号节拍的调整逻辑电路之间安排一个数值形成电路和一个高通滤波器。

另外，本发明的任务通过根据当前技术的方法解决，其中额外地形成节拍调整标准滤波器的输出值的数值，并且在它输入到调整逻辑电路前，经高通滤波。

这时高通或高通滤波的传递函数为(1-z^-1)尤为有利。

首先选择(1-z^-1)⁵*(1-z^-2)*(1-k₀z^-1)作为节拍调整标准滤波器的传递函数。这里对短导线选择k₀＝-3/8，对长导线选择k₀＝+1/8是尤为有利的。这里对“短”和“长”导线的定义根据技术现状相当于对该参量的普通定义。

本发明依靠在附图内描绘的实施例详细说明如下，即：

图1示出根据当前技术的节拍调整回路的方框图；

图2示出信噪比与取样相位的关系；

图3示出最佳取样时间点的位置相对于折衷均衡器后的脉冲最大值的时间位置与导线长度的关系；

图4示出相关和及节拍调整标准；

图5示出零交叉对最佳取样相位的偏离与导线长度的关系

图6示出在判定器前的信/噪比损失与导线长度的关系；

图7示出零交叉对最佳取样时间点偏离与对于三种不同节拍调整标准-传递函数的导线长度的关系；

图8示出在判定器前信/噪比损失与对三种不同节拍调整标准-传递函数的导线长度的关系；

图9示出在最大导线长度情况下相关器和节拍调整标准的输出值；

图10示出在消隐的发送同步字情况下，在节拍调整标准-滤波器输出端上的信号；

图11示出串扰的最差情况值和有效值与取样相位的关系；

图12示出高通滤波器，折衷均衡器和节拍调整标准滤波器的衰减分布；

图13示出用于求得节拍调整标准的本发明修改的装置；

图14示出相关和及本发明修改的节拍调整标准；

图15示出相关器的输出和本发明修改的节拍调整标准的输出；以及

图16示出在本发明修改的接收器内各个分系统的输出端上的噪声功率。

从西门子IEC-Q内应用的接收机结构出发，在下述的描述里首先对不同的导线长度决定或具有或不具有噪声预测器的最佳取样相位。根据迄今应用的节拍调整标准的分析，给出对最佳取样相位所产生的偏离和由此得到的S/N损耗与导线长度的关系。结果指出：为了对所有导线长度都达到尽可能好的系统特性，按照导线长度的比例用于节拍调整标准滤波器的参数转换是有意义的，正如在当前的IEC-Q已经实现的那样。

根据本发明提供用于实现节拍调整标准的被修正的装置，用它不仅在接收机输入端耦合入的外部干扰信号，而且内部干扰信号(例如由量化或不完全的回声补偿引起的)很少影响节拍调整标准。对于提出的解决方法产生改善约9dB，所以由此达到节拍调整回路有关固有抖动和抖动频率特性改善的性能。

在ISDN传输技术情况下，在按规则的时间间隔内，同步信息以同步字形式传输。在基于2B1Q导线编码的技术中，该同步字由9个符号组成，并且各在120个发射符号后重复。因此通过同步字定义的Uk₀帧具有

的持续时间，

同步字由符号：+3+3-3-3-3+3-3+3+3组成。

通过接收信号和该同步字的相关性可以从变形的接收信号求出接收的同步字的位置，并因此再生帧节拍。

为了调整接收节拍相位，也可以考虑同步字。这时，节拍相位调整对均衡器状态的独立性是有利的。在判定反馈的节拍调整情况下，未给出这种独立性，可以在数据再生时通过故障判断不利地影响收敛。如果同步字用于节拍回收，则首先接收的信号在合适滤波和在准确定义的符号位置内的帧节拍取样之后，传输到节拍调整回路。根据借助专门的帧识别装置识别同步字的位置，准确确定在帧内调整标准的取样位置。

这时节拍调整标准的传递函数必须如此定义，即在取样时间点产生输出信号的零交叉。该交叉表示了调整特性曲线。

图1示出在这儿考虑的节拍调整的方框电路图。

输入信号首先输送到Sigma-Delta调制器10。从那里到达脉宽调制低通滤波器12。通过取样开关14，信号以符号节拍取样，并随后输入到数字高通滤波器16。从那里信号转接到数字折衷均衡器18。之后，数字折衷均衡器的输出传送到判定器，它从信号中恢复数字数据。然而，数字折衷均衡器的输出信号也仍然经相关器20输入重新产生帧节拍的帧识别器22。此外，数字折衷均衡器18的输出值仍输入节拍调整标准电路24。其输出值用具有帧识别电路22的帧节拍的取样开关26取样。经环路滤波器28，用帧节拍取样的节拍调整标准的输出信号输入调整逻辑电路30，该电路使未调整的节拍如此移位，使得它相当于对输入信号的取样最佳的符号节拍。该符号节拍控制取样开关14。

节拍调整标准滤波器24在这方面有任务，从接收信号产生用于调整取样时间点的合适信号。该信号应当尽可能好地满足以下三个条件：

a).在“最佳”取样时间点的零交叉与所用导线无关；在输入端噪声形式的干扰情况下，相对尽量小的故障概率是最佳的，

b).在节拍调整标准滤波器24的输入端上耦合入的噪声信号—考虑调整特性曲线的斜率的情况下—应当尽可能小地叠加在滤波器(24)输出端上的节拍调整标准上，以便降低受内外干扰制约的相位抖动到最小。

c).通过在同步字前和后随机发送的数据引起的在调整标准的零交叉内的串扰应当尽可能小，以便产生尽可能小的固有抖动。

当在接收机内错误判断的符号数是最小时，则取样相位是最佳的。当噪声信号的功率或有效值和校正的有用信号的剩余误差已知时，在高斯分布的干扰信号情况下，可以解析计算误差慨率。由于与预振荡器校正器(线性校正器)的依赖关系，两个量与取样时间点的位置有关。

在判定器输入端上所得到的信噪比与取样相位的关系定义为目标函数，其中还必须对输入端上的固定的噪声功率归一化。

在评估最佳取样相位时，在应用噪声预测器情况下，也必须考虑其对信噪比的影响，因为通过噪声预测器S/N增益也与取样相位有关。在考虑数字高通滤波16情况下用传递函数

$H_{\mathrm{HP}}\left(z\right)=\frac{1-z^{-1}}{1-{0.5\·z}^{-1}}$

以及在考虑折衷均衡器18情况下用传递函数

$H_{\mathrm{KEZ}\left(Z\right)}=\frac{-\frac{1}{8}+z^{-1}}{1+{\frac{1}{4}\·z}^{-1}}$

给出图2所示的对于信噪比与取样相位关系的分布。这时取样相位与在折衷均衡器18后的脉冲响应的最大值的时间点有关，而S/N分布与没有噪声预测器的最佳取样时间点有关。基于测得的干扰信号(ANSI环1)求得的频谱作为干扰谱，该求得的频谱不仅考虑从SigmaDelta调制器10引起的噪声信号而且考虑调制的串音信号(容限＝0dB)。

图2示出具有和不具有噪声预测器的信噪比。左图涉及0公里导线，中图涉及AWG26型的3公里导线，右图涉及AWG26型的5.5公里导线。实线表示没有噪声预测器的分布，虚线表示具有噪声预测器的分布。取样时间点涉及没有噪声预测器的最佳取样的时间点，噪声预测器采纳了两个系数。

从图2可以引出下列原则上的关系。

a)随着导线长度的增加，最佳取样时间点远离脉冲最大值的时间点(也参阅图3)。

b)在应用噪声预测器时，最佳取样时间点更接近脉冲最大值的时间点。

c)受噪声预测器制约的、可达到的S/N增益在较长导线时比较短导线时更大。

通常可以确定，为了达到与导线长度无关的尽可能好的噪声特性，应选择这样的取样相位，它与最佳取样时间点的偏离不应大于符号节拍的大约±10％。

图3再次示出了在a)描述的、在增长的导线长度与最佳取样时间点对脉冲最大值的时间点的间隔之间的关系。图3示出相对按照折衷均衡器的脉冲最大值的时间位置的最佳取样时间点的位置与导线长度的关系，其中重新采纳AWG26型的导线。实线示出没有噪声预测器的性能，虚线示出具有噪声预测器的性能。

节拍调整标准详细研究如下，正如它在当前IEC-Q组件内应用的那样，节拍调整标准-滤波器24具有以下的传递函数：

TRK(z)＝(1-z^-1)⁵·(1-z^-2)·(1-k₀·z^-1)

这时，参量k₀对短导线选择0.5，而对长导线选择1.0。为了说明调整特性曲线，在图4内示出了在相关器的输出端上的信号和在节拍调整标准-滤波器24输出端上相应的信号。在这里只示出对发射同步字的反应，发射数据设置在零。人们清楚地看到，节拍调整标准希望的零交叉正好在相关最大值之后一步间隔出现，并且零交叉点处于这种导线的最佳取样时间点附近。

这时，最佳取样相位相应于图4内的格网，它应用5.5公里长的AWG26型导线，并把参量k₀设置在1.0。

现在通常应该研究参量k₀对取样时间点位置的影响，并因此对系统性能的影响。这里，对不同k₀值(k₀＝0到k₀＝2)，计算零交叉点对不同导线长(AWG26)的最佳相位位置的偏离。图5示出偏离，其中，对最佳取样时间点一次根据考虑噪声预测器的值，一次根据未考虑噪声预测器的值(2个系数)。不完全光滑分布归因于或在计算最佳取样时间点或在计算节拍调整标准零交叉点时相对粗略的量化(T/32)。

这时图5的左图和右图分别示出没有和具有噪声预测器的情况。

可以从图5获得以下原则上的特性：

·随着k₀值上升，零交叉离开脉冲最大值的时间点。零交叉对最佳取样时间点的偏离在具有较大k₀值的较长导线和具有较小k₀值的较短导线情况时下降。

因为在应用噪声预测器时最佳取样时间点处于稍接近脉冲最大值的时间点，所以为了达到尽可能最佳的取样时间点在这里必须稍小的k₀值。

在图6内示出参量k₀对S/N比的影响与分别具有和不具有噪声预测器的导线长度的关系。在这里，左图还示出没有噪声预测器的情况，右图示出具有噪声预测器的情况。由此可以得出：对各种导线长度用一固定参量k₀都同样实现合适的取样时间点是不可能的。在IEC-Q的第1型内选择k₀＝0.5。当用唯一k₀值复盖所有可想到的使用情况时，这表示一种拆衷。然而对于极长的导线(例如在图6内5.5公里)，对于没有噪声预测器的情况，我们得到与具有最佳取样时间点的系统相比较，S/N变坏约3dB，而对于具有噪声预测器的情况，S/N变坏约1dB。为了改善性能，在IEC-Q现在型内应用两个不同的k₀值，即对较短导线用k₀＝0.5，而对较长导线用k₀＝1。用逻辑RANGE信号进行转接，用该信号在约3...4km范围的长导线情况下，转接A/D变换器的灵敏度。更准确的分析指出，对短导线用k₀＝0.25，而对长导线用k₀＝1.25，可以达到更好些的系统性能。

在接收机的输入端上耦合进的噪声信号经PDM低通滤波器12，数字高通滤波器16和数字折衷均衡器18到达节拍调整标准滤波器24。在该滤波器24内用节拍调整标准的传递函数估算这噪声，并且叠加在调整量上。目标必须在零交叉点在调整标准的预定的斜率情况下，保持这噪声尽可能低。如果人们近似地在接收机输入端上从具有噪声功率密度R₀的白噪声出发，则可以得到：在节拍调整标准滤波器24的输出端上的噪声功率：

$R=R_0\·\underset{0}{\overset{f_g}{\∫}}|H_{\mathrm{PDM}}\left(f\right){|}^2\·|H_{\mathrm{HP}}\left(f\right){|}^2\·|\mathrm{TRK}\left(f\right){|}^2\·\mathrm{df}$

可以考虑量

$F=\frac{S}{\sqrt{\frac{R}{R_{.}}}}$

作为评估系统有关在节拍调整回路内耦合入噪声的标准。这里S表示在零交叉点的调整标准的斜率。

现在详细研究与噪声特性有关的几个可能的传递函数。它应如此确定其大小，以致在5.5公里导线长度(AWG26导线)的情况下，零交叉点近似地在最佳取样时间点实现。这里形式

TRK(z)＝(l-z^-1)ⁿ·(l-z^-1)^m·(l-k₀·z^-1)

的传递函数作为节拍调整标准的基础。

在表1，对于另外两个可能的传递函数，给出可达到的噪声改善。上述推荐的具有n＝5，m＝1和k₀＝1.25的传递函数作为参考值。所述的其它传递函数原则上适用于取样节拍的调整。在表1内除了用于传递函数的参量外，另外还给出零交叉点相对于相关最大值的位置及其方向。为了评估噪声耦合，给出与上述推荐的传递函数有关的目标函数(dB)。此外，给出描写符号干扰影响的量，在下面还要对它进一步探讨。

应当看到，通过选择另一传递函数，例如n＝2，m＝2，k₀＝0.5，可以降低叠加的噪声。

表1：评估有关噪声和符号干扰的各种传递函数。

n	m	K0	零交叉点的相对于相关最大值的位置	斜率正/负	相对于n＝5，m＝1，k0＝1.25的F(dB)	在零交叉点处的符号干扰n，有效值零交叉点处的斜率
							5	1	1.25	+1	正	0.0	69·10-6
2	2	0.50	-1	正	2.9	70·10-6
							3	2	2.00	0	负	2.0	58·10-6

表1还可以通过具有不同多项式级的其它传递函数扩展，该传递函数也导至稍微改善的噪声耦合。

为了评估这里给出的节拍调整标准的可使用性，考虑取样时间点对最佳取样时间点的偏离和S/N变坏与导线长度的依赖关系，这些展示在图7和8内。

图7示出对于各用字母a、b、c表示的三种不同节拍调整标准-传递函数，零交叉点对最佳取样时间点的偏离与导线长度的依赖关系。在左边示出的又是没有噪声预测器的情况，右边示出的是具有噪声预测器的情况。

图8示出对于在图7所示的三种节拍调整标准-传递函数a，b，c的，在判断器前的信-噪损耗与导线长度的依赖关系。

随着传递函数级的增加，并因此实现费用的上升，一方面正如表1所获悉的那样，噪声放大在增加。另一方面在导线长度变化时，取样时间点(调整标准的零交叉点)的位置灵敏度下降。甚至在对短导线和对长导线应用两种不同的节拍调整标准时，两低级节拍调整标准在边缘区变坏太严重，以致对于根据当前技术的实现，只考虑具有n＝5，m＝1和k₀＝1.25对长导线的节拍调整标准，和k₀＝0.25对短导线。

借助节拍调整标准-滤波器24获得的、用于节拍调整的调整信号，受到直接在同步字前和后发送的符号的串音所干扰(符号干扰)。这种干扰也应保持尽可能低，以便降低由此引起的固有抖动到最小。

图9示出不仅相关器输出而且节拍调整标准与取样相位的依赖关系，其中不同帧与发送同步字同步地彼此相叠地写入。人们看到，在这里对具有n＝5，m＝1和k₀＝1.25的节拍调整标准应用的传递函数和在所考虑的5.5公里(AWG26)导线长度的情况下，在零交叉点的节拍调整标准的符号干扰相对较少。为了定量评估，现在稍微更准确地考察符号干扰。

由于系统的线性，在节拍调整标准滤波器24后的信号由发送同步字的响应和具有消隐的同步字的符号序列组成。随后，第2部分直接表示起干扰作用的符号干扰部分。图10应该对其稍加说明。对于一些不同的数据序列，展示了在节拍调整标准滤波器的输出端上产生的信号，其中发送同步字被消隐。

在这里n＝5，m＝1和k₀＝1.25以及5.5公里长的、AWG26型的导线又被采纳作为节拍调整标准的参量。

在了解节拍调整标准滤波器24后的脉冲响应时，可以定量分析符号干扰的影响。不仅是最差情况值而且串音的有效值都可以或者通过脉冲响应值的数值和或平方和求得，其中，为了考虑消隐的发送同步字，对脉冲响应各自用一个矩形窗来估值。图11示出不仅符号干扰的最差情况值而且有效值的分布，其中均涉及在零交叉点的节拍调整标准的斜率。

最后，应该依靠一例计算受内外干扰信号以及受符号干扰制约的两种对节拍调整回路起作用的干扰量。为了简化，在接收高通滤波器的输入端上只接纳具有-55dBm噪声功率的外来干扰信号。这相当于在考虑通带限制下通过低通滤波器在ANSI T1-601内给出的干扰功率。因此，我们得到在高通滤波器输入端16上具有有效值0.65mV的干扰电压，其中，在换算时考虑了135欧姆的终端电阻。对于具有n＝5，m＝1和k₀＝1.25的调整标准，在包括高通滤波器16和折衷均衡器情况下，我们得到3169的噪声传递函数，由此给出在节拍调整回路的输入端上约36.6mV的噪声电压。

对于在这里考虑的调整标准，在对调整特性曲线(节拍调整标准的零交叉点)斜率归一化情况下，通过符号干扰产生的干扰部分是69μV(见表1)。在这里斜率约为100，所以合计给出6.9mV的干扰电压。

比较两噪声部分指出：通过外来干扰的放大产生合计总噪声功率的96.5％左右，只有大约3.5％是通过符号干扰引起的。通过符号干扰引起的噪声电平比通过外来干扰引起的噪声电平低约14.5dB。

因此，噪声传递函数的改善或上述定义的比较量F的最大化与降低符号干扰相比，对耦合入的噪声功率并因此对于应预期的相位抖动具有本质上较大的影响。

以上指出，通过对节拍调整标准24的传递函数的改变，噪声耦合虽然可以降低几乎约为3dB(见表1)，然而由于取样相位以及由此产生的S/N降低与导线长度有强烈依赖关系，这种实现的可能途径仍然不合适。

由于节拍调整标准-传递函数的高通特性，通过内外噪声引起的噪声具有在低频下包含极小部分的彩色噪声谱。在图12内展示了高通滤波器16，折衷均衡器18和节拍调整标准滤波器24的衰减分布。在接收机输入端上耦合入白噪声时，这种分布相当于叠加在节拍调整标准上的噪声信号的频谱功率密度的分布。

根据本发明，噪声功率的降低可以通过在节拍调整标准滤波器的-由此噪声谱另外分布，并且其重心移向低频-输出端上信号的数值构成和随后的高通滤波来实现。图13示出本发明装置的方框电路图。

为了达到如迄今的装置那样相同的零交叉点，当然必须改变参量k₀。对于长导线用值k₀＝1/8，而对于短导线用值k₀＝-3/8，我们得到有关取样相位如同在具有k₀＝1.25或k₀＝0.25的迄今结构中相同的情况。

在图14展示了具有n＝5，m＝1，k₀＝1/8的节拍调整标准以及相关和，它们是经5.5公里AWG26导线传输时产生的。正如通过与图4比较可以看出，我们得到如迄今装置那样的零交叉点，在相关最大值之后的符号持续时间，当然斜率具有相反的符号，这可以通过调整信号的相应倒置校正。此外，它突出显示调整范围约为±0.75T(对最近的零交叉点的间距)。因此它比迄今为止的装置更小，然而总还足以保证无故障的同步。

叠加在节拍调整标准的干扰，在这里由于所包含的非线性(数值形成)，不再允许由脉冲响应(符号干扰)或由部分系统(内外噪声)的滤波器频率特性决定。各个部分必须通过模拟求出。

图15示出相关和输出相关器20和修正的节拍调整标准，两者借助模拟得到。这时，对节拍调整标准滤波器24采纳n＝5，m＝1，k₀＝1/8，并且模拟经5.5km AWG26导线的传输。在节拍调整标准的零交叉点，符号干扰的影响在这里也是微不足道的，正如与图9的比较所示。

内外干扰的影响在这里必须通过模拟求出。

在图16给出了在接收机内各个方框的输出端上的噪声功率。这时，从具有频谱功率密度R₀的接收机输入端上的白噪声源出发。对于节拍调整标准滤波器24采用n＝5，m＝1，k₀＝1/8。

由此产生噪声放大356。调整特性曲线的斜率(节拍调整标准的零交叉)约为94，所以在前节定义的比较标准

$F=S/\sqrt{R/R_0}$

产生约5的值。用迄今为止的解法，用噪声放大3169和斜率约100，得到值1.78。因此，改善约9dB。

因此为了实现节拍调整标准，根据本发明，建议按照图13的装置对长导线用k₀＝-3/8，对于短导线用k₀＝1/8。

Claims (8)

1.调整数字数据传输系统内取样节拍的装置，包括：

节拍调整标准滤波器(24)，用于对被接收、取样和滤波的信号进行滤波；

调整逻辑电路(30)；

开关(26)，它把节拍调整标准提供给取样节拍的调整逻辑电路(30)；

用于识别按规则的时间间隔传输的同步字并用于接收被接收、取样和滤波的信号的单元(20，22)，该单元(20，22)被编程为控制所述开关(26)，用于在数字数据传输系统的接收端调整取样节拍；

数值形成电路；和

高通电路，其中数值形成电路和高通电路设置在节拍调整标准滤波器(24)和调整逻辑电路(30)之间，高通电路设置在数值形成电路的下游。

2.根据权利要求1的装置，其特征为，高通电路的传递函数为(1-z^-1)。

3.根据权利要求1或2的装置，其特征为，节拍调整标准滤波器(24)的传递函数为(1-z^-1)⁵*(1-z^-2)*(1-k₀z^-1)。

4.根据权利要求3的装置，其特征为，对短导线选择k₀＝-3/8，对长导线选择k₀＝1/8。

5.调整数字数据传输系统内取样节拍的方法，其中，在按规则的时间间隔传输一同步字，用它也可以调整接收方的取样节拍，其中，被接收、取样和滤波的信号通过节拍调整标准滤波器(24)滤波，并同时经受用于识别同步字的检测法，其中在识别同步字时，节拍调整标准滤波器(24)的输出值控制用于取样节拍的调整逻辑电路(30)，其特征为，形成节拍调整标准滤波器输出值的数值，而在其输入到调整逻辑电路(30)前，对它进行高通滤波。

6.根据权利要求5的方法，其特征为，高通滤波的传递函数为(1-z^-1)。

7.根据权利要求5或6的方法，其特征为，节拍调整标准滤波器(24)的传递函数为(1-z^-1)⁵*(1-z^-2)*(1-k₀z^-1)。

8.根据权利要求7的方法，其特征为，对短导线调整k₀值为-3/8，对长导线调整k₀值为+1/8。

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