JP2002520942A - 改良型ｃｄｍａ受信器およびその作動方法 - Google Patents
改良型ｃｄｍａ受信器およびその作動方法Info
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- H04B1/7097—Interference-related aspects
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- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
Abstract
(57)【要約】
ＡＭＰＳ干渉波があっても正確にＣＤＭＡ信号を処理できる、二重モードＣＤＭＡ無線受信器を提供する。本発明のＣＤＭＡ受信器は、廉価で製造しやすいデジタルフィルタと、高相関信号を減衰させるノイズ相殺回路網とを組み合わせて使用する。本ＣＤＭＡ受信器はベース帯変換プロセスにデジタルＩＦサンプリングを採用し、重畳したＤＣ電圧をベース帯データから除去する。そのため、ＤＣオフセット電圧発生器が不要である。
Description
【０００１】 ［関連出願との相互参照］ 下記の共有に係る下記の出願が同時係属中であり、すべての目的上、ここにそ
の全部を引用する。 「改良型ＣＤＭＡトランシーバおよび周波数利用計画」（代理人書類番号９
３９Ａ−４５６） 「ＣＤＭＡ受信器用可変クロック速度相関回路およびその作動方法」（予備
出願、代理人書類番号９３９Ａ−４５８）」
の全部を引用する。 「改良型ＣＤＭＡトランシーバおよび周波数利用計画」（代理人書類番号９
３９Ａ−４５６） 「ＣＤＭＡ受信器用可変クロック速度相関回路およびその作動方法」（予備
出願、代理人書類番号９３９Ａ−４５８）」
【０００２】 ［発明の背景］ 本発明は受信器に関し、一実施例ではＡＭＰＳ干渉波があっても正確にＣＤＭ
Ａ信号を処理できる、二重モードＣＤＭＡ／ＡＭＰＳ無線受信器に関する。
Ａ信号を処理できる、二重モードＣＤＭＡ／ＡＭＰＳ無線受信器に関する。
【０００３】 遠隔通信の分野では直接シーケンス（Direct Sequence、ＤＳ）コード分割多
重アクセス（Code Division Multiple Access、ＣＤＭＡ）送信が普及した通信
形態である。その理由は多数のユーザーが干渉することなく同一周波数帯を使っ
て通信できるからである。ＤＳ−ＣＤＭＡシステムではデータは、送信すべきデ
ータに対応するアドレスを初めに発生することにより、意図された受信者へ送信
される。次いでそのアドレスが、固有の疑似ランダムビットシーケンス（ＰＮシ
ーケンス）と結合されて結合波形を形成する。この疑似ランダムシーケンスによ
って、結合波形はきわめて相関のない様相を呈する。次いで結合波形は、ＰＣＳ
帯域システムでは１９３１．２５ＭＨｚ−１９８８．７５ＭＨｚの範囲の、また
セル電話帯域システムでは８６９．０４ＭＨｚ−８９３．９７ＭＨｚの範囲の、
特定の一搬送周波数で変調される。多数のユーザーが特定の一周波数帯（普通、
１．２３ＭＨｚ幅）内の信号にアクセスするが、誰もその結合波形を解読するこ
とはできない。なぜならばその結合波形はランダムなものとして現れるからであ
る。意図された受信者のみが当該結合波形を復号できる。なぜならば、彼の受信
のみが、当該送信器内で当該データを符号化するのに使用したものと同一のＰＮ
シーケンスを発生することができるからである。
重アクセス（Code Division Multiple Access、ＣＤＭＡ）送信が普及した通信
形態である。その理由は多数のユーザーが干渉することなく同一周波数帯を使っ
て通信できるからである。ＤＳ−ＣＤＭＡシステムではデータは、送信すべきデ
ータに対応するアドレスを初めに発生することにより、意図された受信者へ送信
される。次いでそのアドレスが、固有の疑似ランダムビットシーケンス（ＰＮシ
ーケンス）と結合されて結合波形を形成する。この疑似ランダムシーケンスによ
って、結合波形はきわめて相関のない様相を呈する。次いで結合波形は、ＰＣＳ
帯域システムでは１９３１．２５ＭＨｚ−１９８８．７５ＭＨｚの範囲の、また
セル電話帯域システムでは８６９．０４ＭＨｚ−８９３．９７ＭＨｚの範囲の、
特定の一搬送周波数で変調される。多数のユーザーが特定の一周波数帯（普通、
１．２３ＭＨｚ幅）内の信号にアクセスするが、誰もその結合波形を解読するこ
とはできない。なぜならばその結合波形はランダムなものとして現れるからであ
る。意図された受信者のみが当該結合波形を復号できる。なぜならば、彼の受信
のみが、当該送信器内で当該データを符号化するのに使用したものと同一のＰＮ
シーケンスを発生することができるからである。
【０００４】 送信データは、普通は直交する位相をもつ二つのデータストリーム（Ｉデータ
およびＱデータ）から成り、これらのデータストリームは送信前に単一のデータ
ストリーム上にインターリーブ化される。ＩデータおよびＱデータの方向が直交
していることにより、両者の干渉を生じることなく二つのデータストリームのコ
ンパイルと送信とが可能となる。変調されたデータストリームはその後、受信器
へ「チップ」として送信される。受信器は変調を取り除き、単一のデータストリ
ームから元のＩデータおよびＱデータを分離する。
およびＱデータ）から成り、これらのデータストリームは送信前に単一のデータ
ストリーム上にインターリーブ化される。ＩデータおよびＱデータの方向が直交
していることにより、両者の干渉を生じることなく二つのデータストリームのコ
ンパイルと送信とが可能となる。変調されたデータストリームはその後、受信器
へ「チップ」として送信される。受信器は変調を取り除き、単一のデータストリ
ームから元のＩデータおよびＱデータを分離する。
【０００５】 図１は直交型ＤＳ−ＣＤＭＡ信号受信用の典型的な受信器を示す。このＣＤＭ
Ａ受信器１００は、ＲＦ増幅器１１０、下方変換器１２０、自動利得増幅器（Ａ
ＧＣ）１３０、ベース帯変換回路１４０、ベース帯アナログフィルタ１５２，１
５４、Ｉチャンネルアナログ-デジタル変換器（ＡＤＣ）１６２およびＱチャン
ネルアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１６４を含む。アナログ回路網は白色
で、またデジタル回路網は灰色で図示してある。
Ａ受信器１００は、ＲＦ増幅器１１０、下方変換器１２０、自動利得増幅器（Ａ
ＧＣ）１３０、ベース帯変換回路１４０、ベース帯アナログフィルタ１５２，１
５４、Ｉチャンネルアナログ-デジタル変換器（ＡＤＣ）１６２およびＱチャン
ネルアナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）１６４を含む。アナログ回路網は白色
で、またデジタル回路網は灰色で図示してある。
【０００６】 受信時、ＣＤＭＡ信号１０２はアンテナ（図示せず）のような電磁的収集装置
によって受信され、ＣＤＭＡ受信器１００へ供給される。ＲＦ増幅器１１０の典
型例は低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）で、これがＣＤＭＡ信号１０２を増幅するため
に使用される。入力信号１０５を後続の回路網が処理できる低周波のＩＦ信号１
２５に変換するため、下方変換器１２０を使用する。ＲＦ信号を最終のＩＦ周波
数へ周波数変換するため、下方変換器１２０は単一または多重の下方変換段で構
成することができる。
によって受信され、ＣＤＭＡ受信器１００へ供給される。ＲＦ増幅器１１０の典
型例は低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）で、これがＣＤＭＡ信号１０２を増幅するため
に使用される。入力信号１０５を後続の回路網が処理できる低周波のＩＦ信号１
２５に変換するため、下方変換器１２０を使用する。ＲＦ信号を最終のＩＦ周波
数へ周波数変換するため、下方変換器１２０は単一または多重の下方変換段で構
成することができる。
【０００７】 ＩＦ信号１２５はＡＧＣ回路１３０に供給される。ＡＧＣ回路１３０は当該受
信信号が伝播しうる距離の変化を許容するための可変信号利得を与える。ＡＧＣ
回路１３０は利得制御信号１３２を介して、いろいろの程度の減衰または利得を
与えるように制御することができて、ＡＧＣ出力信号１３４を生成する。ＡＧＣ
回路１３０は普通、アナログ−デジタル変換器１６２，１６４に供給されるＩ信
号またはＱ信号の増幅レベルが最適な入力電力範囲にあるようにするに十分な利
得または減衰を与える。
信信号が伝播しうる距離の変化を許容するための可変信号利得を与える。ＡＧＣ
回路１３０は利得制御信号１３２を介して、いろいろの程度の減衰または利得を
与えるように制御することができて、ＡＧＣ出力信号１３４を生成する。ＡＧＣ
回路１３０は普通、アナログ−デジタル変換器１６２，１６４に供給されるＩ信
号またはＱ信号の増幅レベルが最適な入力電力範囲にあるようにするに十分な利
得または減衰を与える。
【０００８】 ベース帯変換回路１４０は普通、アナログ直角下方変換器回路であり、これが
ＡＧＣ出力信号１３４からＩ信号及びＱ信号を抽出するのに使用され、Ｉチャン
ネルベース帯信号１４２及びＱチャンネルベース帯信号１４４を発生する。普通
、このプロセスはＡＧＣ出力信号１３４をもっと低い周波数のＩベース帯信号１
４２およびＱベース帯信号１４４に周波数変換するプロセスを含む。
ＡＧＣ出力信号１３４からＩ信号及びＱ信号を抽出するのに使用され、Ｉチャン
ネルベース帯信号１４２及びＱチャンネルベース帯信号１４４を発生する。普通
、このプロセスはＡＧＣ出力信号１３４をもっと低い周波数のＩベース帯信号１
４２およびＱベース帯信号１４４に周波数変換するプロセスを含む。
【０００９】 Ｉチャンネルアナログフィルタ１５２およびＱチャンネルアナログフィルタ１
５４は、ＡＤＣ１６２，１６４にかける前に、すべての帯域外信号を濾波して除
くのに使用される。帯域外のものを除去するため、受信器１００内に追加のフィ
ルタ１２７が必要であることがある。
５４は、ＡＤＣ１６２，１６４にかける前に、すべての帯域外信号を濾波して除
くのに使用される。帯域外のものを除去するため、受信器１００内に追加のフィ
ルタ１２７が必要であることがある。
【００１０】 Ｉアナログフィルタ１５２およびＱアナログフィルタ１５４はまた、正確なグ
ループ遅延応答をもつように設計されている。送信に先立って、ＣＤＭＡ信号の
位相は最適な信号送信のため、予備歪みを与えられる。ＩデータおよびＱデータ
が受信器出力として適切に再構築されるためには、通信チャンネル（たとえば送
信器入力側−受信器出力側間の通信チャンネル）における位相応答はほぼ線形に
すべきである。したがって、アナログフィルタ１５２，１５４はある特定の位相
応答を与えるように設計しなければならない。この位相応答は、ＣＤＭＡ送信器
（図示せず）に使用されるフィルタと組み合わされるとき、一つの特定値をもつ
。
ループ遅延応答をもつように設計されている。送信に先立って、ＣＤＭＡ信号の
位相は最適な信号送信のため、予備歪みを与えられる。ＩデータおよびＱデータ
が受信器出力として適切に再構築されるためには、通信チャンネル（たとえば送
信器入力側−受信器出力側間の通信チャンネル）における位相応答はほぼ線形に
すべきである。したがって、アナログフィルタ１５２，１５４はある特定の位相
応答を与えるように設計しなければならない。この位相応答は、ＣＤＭＡ送信器
（図示せず）に使用されるフィルタと組み合わされるとき、一つの特定値をもつ
。
【００１１】 さらに、ＩおよびＱチャンネルアナログフィルタ１５２，１５４は、実質上同
一の振幅と位相応答を与えるように、密接にマッチしていなければならない。こ
のような密接な増幅および位相のマッチングによって、Ｉチャンネルデータおよ
びＱチャンネルデータが等しくフィルタ段の影響を受けることを確実に果たせる
。アナログフィルタ１５２，１５４は、普通、スイッチキャパシタ形式で実現さ
れており、ＩＣの形に製造し、または別個のコンポーネントから製造することが
できる。
一の振幅と位相応答を与えるように、密接にマッチしていなければならない。こ
のような密接な増幅および位相のマッチングによって、Ｉチャンネルデータおよ
びＱチャンネルデータが等しくフィルタ段の影響を受けることを確実に果たせる
。アナログフィルタ１５２，１５４は、普通、スイッチキャパシタ形式で実現さ
れており、ＩＣの形に製造し、または別個のコンポーネントから製造することが
できる。
【００１２】 ＩチャンネルＡＣＤ１６２およびＱチャンネルＡＣＤ１６４は濾波されたＩベ
ース帯信号およびＱベース帯信号を受信し、受信した信号をそれぞれＩチャンネ
ルデータ１７２およびＱチャンネルデータ１７４に変換する。下方変換およびア
ナログ-デジタル（Ａ−Ｄ）変換プロセスの付随効果として濾波されたベース帯
信号１４２，１４４上に重畳されたＤＣ電圧レベルを矯正するため、ＡＤＣ１６
２，１６４に二つのＤＣオフセット電圧１７５ａ，１７５ｂが与えられる。次い
で、Ｉチャンネルデータ１７２およびＱチャンネルデータ１７４はＩチャンネル
およびＱチャンネル相関器（図示せず）に供給され、受信器のアドレスコードと
の相関の程度が決定される。
ース帯信号およびＱベース帯信号を受信し、受信した信号をそれぞれＩチャンネ
ルデータ１７２およびＱチャンネルデータ１７４に変換する。下方変換およびア
ナログ-デジタル（Ａ−Ｄ）変換プロセスの付随効果として濾波されたベース帯
信号１４２，１４４上に重畳されたＤＣ電圧レベルを矯正するため、ＡＤＣ１６
２，１６４に二つのＤＣオフセット電圧１７５ａ，１７５ｂが与えられる。次い
で、Ｉチャンネルデータ１７２およびＱチャンネルデータ１７４はＩチャンネル
およびＱチャンネル相関器（図示せず）に供給され、受信器のアドレスコードと
の相関の程度が決定される。
【００１３】 従来のＣＤＭＡ受信器の一つの欠点は、その相関した干渉信号を排除すること
ができない点である。そのような欠点をもつ信号形式の一例が進歩的移動電話シ
ステム（ＡＭＰＳ）であり、これは今日ではセル電話にも広く使用されている。
ＡＭＰＳシステムは周波数変調（ＦＭ）を使ってデータを通信するアナログ式周
波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）システムである。各ユーザーは或特定の、普
通は３０ＫＨｚの、搬送帯域を割り当てられ、この搬送波がユーザーの送信を搬
送する。ＡＭＰＳ信号はＣＤＭＡ信号（１．２３ＭＨｚ）に比べて帯域が狭く（
３０KHz）、きわめて相関が高い。
ができない点である。そのような欠点をもつ信号形式の一例が進歩的移動電話シ
ステム（ＡＭＰＳ）であり、これは今日ではセル電話にも広く使用されている。
ＡＭＰＳシステムは周波数変調（ＦＭ）を使ってデータを通信するアナログ式周
波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）システムである。各ユーザーは或特定の、普
通は３０ＫＨｚの、搬送帯域を割り当てられ、この搬送波がユーザーの送信を搬
送する。ＡＭＰＳ信号はＣＤＭＡ信号（１．２３ＭＨｚ）に比べて帯域が狭く（
３０KHz）、きわめて相関が高い。
【００１４】 残念ながら、ＡＭＰＳシステムはＣＤＭＡ受信器の帯域である８６９．９７−
８９３．９７ＭＨｚの範囲内でＦＭ信号を送信する。ＣＤＭＡ信号１０２及びＡ
ＭＰＳ信号１０４の両方がＣＤＭＡ受信器内のＲＦ増幅器１０５等の非線形装置
によって受信されると、増幅器出力にはＣＤＭＡ受信帯域内にある２トーン３次
相互変調信号（two-tone third order intermodulation product）すなわち「Ａ
ＭＰＳ干渉波」が発生される可能性がある。一旦ＣＤＭＡ受信帯域内でこの干渉
が起きると、ＡＭＰＳ干渉波は偽ＣＤＭＡ信号として伝播する可能性があり、そ
の結果、誤データを出力し、信号歪を起こす。従来のＣＤＭＡ受信器には高い相
関をもつＡＭＰＳその他の信号が伝播する環境で動作することができない不能性
があって、それが従来のＣＤＭＡ受信器の使用性および作動性を著しく制限して
いる。
８９３．９７ＭＨｚの範囲内でＦＭ信号を送信する。ＣＤＭＡ信号１０２及びＡ
ＭＰＳ信号１０４の両方がＣＤＭＡ受信器内のＲＦ増幅器１０５等の非線形装置
によって受信されると、増幅器出力にはＣＤＭＡ受信帯域内にある２トーン３次
相互変調信号（two-tone third order intermodulation product）すなわち「Ａ
ＭＰＳ干渉波」が発生される可能性がある。一旦ＣＤＭＡ受信帯域内でこの干渉
が起きると、ＡＭＰＳ干渉波は偽ＣＤＭＡ信号として伝播する可能性があり、そ
の結果、誤データを出力し、信号歪を起こす。従来のＣＤＭＡ受信器には高い相
関をもつＡＭＰＳその他の信号が伝播する環境で動作することができない不能性
があって、それが従来のＣＤＭＡ受信器の使用性および作動性を著しく制限して
いる。
【００１５】 従来のＣＤＭＡ受信器のもう一つの欠点は、コストが高いこと、およびＩチャ
ンネルアナログフィルタ１５２およびＱチャンネルアナログフィルタ１５４に関
連した限界性能（marginal performance）があることである。Ｉチャンネルアナ
ログフィルタ１５２およびＱチャンネルアナログフィルタ１５４は帯域外信号を
排除し、入力信号への位相補正を追加するために必要である。加えて、Ｉチャン
ネルアナログフィルタ１５２およびＱチャンネルアナログフィルタ１５４は相互
に密接にマッチしていなければならない。アナログフィルタ１５２，１５４はも
しも別個のコンポーネントから製作されると、各フィルタをチューニングし試験
するために多量の時間と労力とを必要とすることになり、ＣＤＭＡ受信器の大き
なコスト高の要因となる。
ンネルアナログフィルタ１５２およびＱチャンネルアナログフィルタ１５４に関
連した限界性能（marginal performance）があることである。Ｉチャンネルアナ
ログフィルタ１５２およびＱチャンネルアナログフィルタ１５４は帯域外信号を
排除し、入力信号への位相補正を追加するために必要である。加えて、Ｉチャン
ネルアナログフィルタ１５２およびＱチャンネルアナログフィルタ１５４は相互
に密接にマッチしていなければならない。アナログフィルタ１５２，１５４はも
しも別個のコンポーネントから製作されると、各フィルタをチューニングし試験
するために多量の時間と労力とを必要とすることになり、ＣＤＭＡ受信器の大き
なコスト高の要因となる。
【００１６】 それに代えて、バイポーラＣＭＯＳ（Bi-CMOS）を使ってアナログフィルタ１
５２，１５４を集積回路（ＩＣ）の形に製作することができる。バイポーラＣＭ
ＯＳ ＩＣ処理は同一のＩＣダイ上にアナログ回路網およびデジタル回路網を製
作することを可能にする。この集積回路プロセスを使用すればアナログフィルタ
はチューニングをすることなくＩＣの形に製作することができる。しかし、バイ
ポーラＣＭＯＳ技術はより高価であり、もっと円熟したデジタルＣＭＯＳ技術あ
るいはアナログバイポーラＩＣ処理技術と比較すると歩留まりが悪い。
５２，１５４を集積回路（ＩＣ）の形に製作することができる。バイポーラＣＭ
ＯＳ ＩＣ処理は同一のＩＣダイ上にアナログ回路網およびデジタル回路網を製
作することを可能にする。この集積回路プロセスを使用すればアナログフィルタ
はチューニングをすることなくＩＣの形に製作することができる。しかし、バイ
ポーラＣＭＯＳ技術はより高価であり、もっと円熟したデジタルＣＭＯＳ技術あ
るいはアナログバイポーラＩＣ処理技術と比較すると歩留まりが悪い。
【００１７】 在来のＣＤＭＡ受信器アーキテクチャのもう一つの欠点は、分離したＩチャン
ネルＡＤＣ１５２およびＱチャンネルＡＤＣ１５４を用いることである。分離し
たＩチャンネルＡＤＣ１５２およびＱチャンネルＡＤＣ１５４では振幅およびま
たは位相応答特性がわずかに異なることがある。分離したＡＤＣを与えると、Ｉ
チャンネルデータ１７２およびＱチャンネルデータ１７４の振幅およびまたは位
相が或程度の不均衡を呈する可能性が高まる。
ネルＡＤＣ１５２およびＱチャンネルＡＤＣ１５４を用いることである。分離し
たＩチャンネルＡＤＣ１５２およびＱチャンネルＡＤＣ１５４では振幅およびま
たは位相応答特性がわずかに異なることがある。分離したＡＤＣを与えると、Ｉ
チャンネルデータ１７２およびＱチャンネルデータ１７４の振幅およびまたは位
相が或程度の不均衡を呈する可能性が高まる。
【００１８】 在来のＣＤＭＡ受信器のさらなる欠点は、下方変換およびＡ−Ｄ変換した付随
的効果としてＤＣ電圧が生じ、これがＩＦ信号およびベース帯信号に重畳される
ので、これを補正するためのＤＣオフセット電圧源１７５ａ，１７５ｂが必要と
なることである。もしもこれを補正しないままに放置すると、付加されたＤＣ電
圧が誤ったＩチャンネルデータ値およびＱチャンネルデータ値を生じ、受信器ビ
ットエラーレート（ＢＥＲ）が劣化する。
的効果としてＤＣ電圧が生じ、これがＩＦ信号およびベース帯信号に重畳される
ので、これを補正するためのＤＣオフセット電圧源１７５ａ，１７５ｂが必要と
なることである。もしもこれを補正しないままに放置すると、付加されたＤＣ電
圧が誤ったＩチャンネルデータ値およびＱチャンネルデータ値を生じ、受信器ビ
ットエラーレート（ＢＥＲ）が劣化する。
【００１９】 在来のＣＤＭＡ受信器の上記欠点を改善する新規なＣＤＭＡ受信器アーキテク
チャが必要とされている。特に、ＡＭＰＳ干渉信号及び他の相関信号を受信信号
から弁別し除去することができる新規なＣＤＭＡ受信器が必要である。また、必
要とされる帯域外の信号を排除できる、廉価で製作可能性が高いフィルタを使用
したＣＤＭＡ受信器アーキテクチャが必要とされている。ＩＦ信号をデジタルデ
ータストリームに変換するための単一のＡＤＣからなるＣＤＭＡ受信器アーキテ
クチャが必要である。単一のＡＤＣを使用すると、ＩチャンネルデータおよびＱ
チャンネルデータ間の振幅およびまたは位相の不均衡を来す可能性が低減する。
最後の注目点として、重畳されたＤＣ電圧を補正するためのＤＣオフセット電圧
源を必要としない新規なＣＤＭＡ受信器アーキテクチャが必要とされている。
チャが必要とされている。特に、ＡＭＰＳ干渉信号及び他の相関信号を受信信号
から弁別し除去することができる新規なＣＤＭＡ受信器が必要である。また、必
要とされる帯域外の信号を排除できる、廉価で製作可能性が高いフィルタを使用
したＣＤＭＡ受信器アーキテクチャが必要とされている。ＩＦ信号をデジタルデ
ータストリームに変換するための単一のＡＤＣからなるＣＤＭＡ受信器アーキテ
クチャが必要である。単一のＡＤＣを使用すると、ＩチャンネルデータおよびＱ
チャンネルデータ間の振幅およびまたは位相の不均衡を来す可能性が低減する。
最後の注目点として、重畳されたＤＣ電圧を補正するためのＤＣオフセット電圧
源を必要としない新規なＣＤＭＡ受信器アーキテクチャが必要とされている。
【００２０】 ［発明の概要］ 本発明は、ＣＤＭＡ受信時にＡＭＰＳ干渉波その他の任意の強い相関をもつ信
号を受信器から除去するためのデジタルノイズ相殺回路網を使用する、新規なＣ
ＤＭＡ受信器を与える。この新規なＣＤＭＡ受信器はまた、Ｉチャンネルデータ
およびＱチャンネルデータの適切な再構築に必要とされる、隣接チャンネルの必
須の排除を行うため、また必要な位相応答を与えるため、あまり高価でなく製作
性の高いデジタルＩＣフィルタを使用する。さらに、この新規なＣＤＭＡ受信器
は、ＩＦ信号を、直交位相をもつＩデータおよびＱデータを含むデジタルデータ
ストリームに変換するため、単一のＡＤＣを使用する。さらに新規なこのＣＤＭ
Ａ受信器は、ベース帯変換処理において重畳された任意のＤＣ電圧をベース帯デ
ータから除去するため、ＩＦサンプリングを用いる。
号を受信器から除去するためのデジタルノイズ相殺回路網を使用する、新規なＣ
ＤＭＡ受信器を与える。この新規なＣＤＭＡ受信器はまた、Ｉチャンネルデータ
およびＱチャンネルデータの適切な再構築に必要とされる、隣接チャンネルの必
須の排除を行うため、また必要な位相応答を与えるため、あまり高価でなく製作
性の高いデジタルＩＣフィルタを使用する。さらに、この新規なＣＤＭＡ受信器
は、ＩＦ信号を、直交位相をもつＩデータおよびＱデータを含むデジタルデータ
ストリームに変換するため、単一のＡＤＣを使用する。さらに新規なこのＣＤＭ
Ａ受信器は、ベース帯変換処理において重畳された任意のＤＣ電圧をベース帯デ
ータから除去するため、ＩＦサンプリングを用いる。
【００２１】 本発明の一実施例では、ＣＤＭＡ受信器は、ＲＦ増幅器と、下方変換器と、ア
ナログ-デジタル変換器（ＡＤＣ）と、ベース帯変換回路と、Ｉチャンネルデジ
タルノイズ相殺回路と、Ｑチャンネルデジタルノイズ相殺回路とを含む。ＲＦ増
幅器はＣＤＭＡ信号を受信して増幅し、下方変換器はＣＤＭＡ信号を、ＡＭＰＳ
干渉成分を有するＩＦ信号に下方変換する。ＡＤＣは（ＣＤＭＡ信号＋ＡＭＰＳ
干渉信号）を受信し、これをデジタルデータに変換する。ベース帯変換回路は、
出力データワードを交互に否定処理し、かつその後、データ語の対を加算して一
体にすることにより、ＩＦサンプリング技術を使ってデジタルデータから重畳さ
れた任意のＤＣ電圧を除去する。ＡＭＰＳ干渉成分は、ＡＭＰＳ信号等の強く相
関した信号を検出して除去するノイズ相殺回路網により、低減される。
ナログ-デジタル変換器（ＡＤＣ）と、ベース帯変換回路と、Ｉチャンネルデジ
タルノイズ相殺回路と、Ｑチャンネルデジタルノイズ相殺回路とを含む。ＲＦ増
幅器はＣＤＭＡ信号を受信して増幅し、下方変換器はＣＤＭＡ信号を、ＡＭＰＳ
干渉成分を有するＩＦ信号に下方変換する。ＡＤＣは（ＣＤＭＡ信号＋ＡＭＰＳ
干渉信号）を受信し、これをデジタルデータに変換する。ベース帯変換回路は、
出力データワードを交互に否定処理し、かつその後、データ語の対を加算して一
体にすることにより、ＩＦサンプリング技術を使ってデジタルデータから重畳さ
れた任意のＤＣ電圧を除去する。ＡＭＰＳ干渉成分は、ＡＭＰＳ信号等の強く相
関した信号を検出して除去するノイズ相殺回路網により、低減される。
【００２２】 ここに開示する本発明の性質及び利点は、本明細書の残りの部分及び添付の図
面を参照することにより、いっそうよく理解できよう。
面を参照することにより、いっそうよく理解できよう。
【００２３】 ［好適実施例の説明］ 図２は本発明に基づくＣＤＭＡ受信器の一実施例を示す。この新規ＣＤＭＡ受
信器２００はＲＦ増幅器２１０、下方変換器２２０、ＡＧＣ回路２３０、ＡＤＣ
２４０、利得制御回路２５０、デジタルベース帯変換回路２６０、Ｉチャンネル
デジタルフィルタ２６８、Ｑチャンネルデジタルフィルタ２６９、Ｉチャンネル
デジタルノイズ相殺回路２７２、Ｑチャンネルデジタルノイズ相殺回路２７４、
及びレイク（rake）受信器２８０を含む。
信器２００はＲＦ増幅器２１０、下方変換器２２０、ＡＧＣ回路２３０、ＡＤＣ
２４０、利得制御回路２５０、デジタルベース帯変換回路２６０、Ｉチャンネル
デジタルフィルタ２６８、Ｑチャンネルデジタルフィルタ２６９、Ｉチャンネル
デジタルノイズ相殺回路２７２、Ｑチャンネルデジタルノイズ相殺回路２７４、
及びレイク（rake）受信器２８０を含む。
【００２４】 作動時、受信器２００はＣＤＭＡ信号２０２およびＡＭＰＳ信号２０４を受信
する。ＲＦ増幅器２１０はＡＭＰＳ信号２０２およびＣＤＭＡ信号２０４を受信
し、受信した信号を増幅する。本出願と同時係属中の「改良型ＣＤＭＡトランシ
ーバおよび周波数利用計画」と題する特許出願に記載されているように、好適な
実施例ではＲＦ増幅器２１０は、ＰＣＳ帯域（１９３１．２５ＭＨｚ−１９８８
．７５ＭＨｚ）またはセル帯域（８６９．０４ＭＨｚ−８９３．９７ＭＨｚ）の
いずれかで動作するように設計されたＦＥＴ−ベースのＬＮＡである。上記同時
係属出願を参考としてここに引用する。
する。ＲＦ増幅器２１０はＡＭＰＳ信号２０２およびＣＤＭＡ信号２０４を受信
し、受信した信号を増幅する。本出願と同時係属中の「改良型ＣＤＭＡトランシ
ーバおよび周波数利用計画」と題する特許出願に記載されているように、好適な
実施例ではＲＦ増幅器２１０は、ＰＣＳ帯域（１９３１．２５ＭＨｚ−１９８８
．７５ＭＨｚ）またはセル帯域（８６９．０４ＭＨｚ−８９３．９７ＭＨｚ）の
いずれかで動作するように設計されたＦＥＴ−ベースのＬＮＡである。上記同時
係属出願を参考としてここに引用する。
【００２５】 ＲＦ増幅器２１０がもっている固有の非線形性のため、このＲＦ増幅器は帯域
内ＡＭＰＳ干渉波を発生し、それが増幅されたＣＤＭＡ信号に加わってＲＦ増幅
器出力端２１５に（ＣＤＭＡ＋ＡＭＰＳ干渉波）が発生する。ＲＦ増幅器２１０
は発生したこのＡＭＰＳ干渉波の振幅を最小限にとどめるように高い線形性をも
つように選択される。
内ＡＭＰＳ干渉波を発生し、それが増幅されたＣＤＭＡ信号に加わってＲＦ増幅
器出力端２１５に（ＣＤＭＡ＋ＡＭＰＳ干渉波）が発生する。ＲＦ増幅器２１０
は発生したこのＡＭＰＳ干渉波の振幅を最小限にとどめるように高い線形性をも
つように選択される。
【００２６】 （ＣＤＭＡ＋ＡＭＰＳ干渉波信号）２１５は下方変換器２２０に供給される。
これに応答して、下方変換器２２０は、ＡＭＰＳ干渉波の一部を保持するＩＦ信
号２２５を生成する。好ましい実施例では、前記同時係属出願「改良型ＣＤＭＡ
トランシーバおよび周波数利用計画」に記載されているように、下方変換器２２
０は２段のスーパーへテロダイン下方変換器である。
これに応答して、下方変換器２２０は、ＡＭＰＳ干渉波の一部を保持するＩＦ信
号２２５を生成する。好ましい実施例では、前記同時係属出願「改良型ＣＤＭＡ
トランシーバおよび周波数利用計画」に記載されているように、下方変換器２２
０は２段のスーパーへテロダイン下方変換器である。
【００２７】 ＡＧＣ回路２３０はＣＤＭＡ成分およびＡＭＰＳ干渉波成分の両方を含むＩＦ
信号２２５を受信し、ＡＧＣ出力信号２３５を生成するための信号利得を提供す
る。好適な実施例では、ＡＧＣ回路２３０の利得は−４５ｄＢから＋４５ｄＢま
での範囲にある。この利得は、以下にさらに詳細に説明する利得制御回路２５０
から受信する制御信号２５９により制御される。
信号２２５を受信し、ＡＧＣ出力信号２３５を生成するための信号利得を提供す
る。好適な実施例では、ＡＧＣ回路２３０の利得は−４５ｄＢから＋４５ｄＢま
での範囲にある。この利得は、以下にさらに詳細に説明する利得制御回路２５０
から受信する制御信号２５９により制御される。
【００２８】 ＡＧＣ出力信号２３５は単一のＡＤＣ２４０に供給される。ＡＤＣ２４０はＡ
ＧＣ出力信号２３５をデジタルデータに変換し、そのデジタルデータは好適な実
施例では１０ビットデータワードのストリームで、各データワードは＋５１１か
ら−５１２までの範囲の値をもっている。好適な実施例では、ＡＤＣ２４０は各
相関周期毎に偶数個の１０ビットデータワードを出力する。
ＧＣ出力信号２３５をデジタルデータに変換し、そのデジタルデータは好適な実
施例では１０ビットデータワードのストリームで、各データワードは＋５１１か
ら−５１２までの範囲の値をもっている。好適な実施例では、ＡＤＣ２４０は各
相関周期毎に偶数個の１０ビットデータワードを出力する。
【００２９】 ＡＤＣ２４０はクリップされていないデータワードを生じる入力振幅範囲をも
つように設計される。すなわち、発生されたデータワードはその大きさが＋５１
１ないし−５１２を越えないように設計されている。入力振幅の計算にはＡＭＰ
Ｓ干渉波信号の統計的にもっとも確からしい振幅を考慮に入れる。好適な実施例
では、ＡＤＣ２４０は、時間の９９．７％で、クリップされないデータを発生す
る範囲内（「３σ統計」と呼ぶ）の入力振幅をもつように設計されている。した
がって、ＡＧＣ増幅器２３０の利得は、ＡＤＣ２４０に供給される全信号（ＣＤ
ＭＡ＋ＡＭＰＳ干渉波）の振幅が所望の「３σ」振幅範囲内にあるように、制御
される。
つように設計される。すなわち、発生されたデータワードはその大きさが＋５１
１ないし−５１２を越えないように設計されている。入力振幅の計算にはＡＭＰ
Ｓ干渉波信号の統計的にもっとも確からしい振幅を考慮に入れる。好適な実施例
では、ＡＤＣ２４０は、時間の９９．７％で、クリップされないデータを発生す
る範囲内（「３σ統計」と呼ぶ）の入力振幅をもつように設計されている。した
がって、ＡＧＣ増幅器２３０の利得は、ＡＤＣ２４０に供給される全信号（ＣＤ
ＭＡ＋ＡＭＰＳ干渉波）の振幅が所望の「３σ」振幅範囲内にあるように、制御
される。
【００３０】 利得の大きさとＡＧＣ回路２３０からの信号振幅出力とを制御するため、ＡＤ
Ｃ２４０はそれが関知した入力レベルを利得制御回路２５０へ通信する。その応
答として、利得制御回路２５０は利得制御信号２５９を発生し、ＡＧＣ回路２３
０へ送って利得を上げまたは下げる。
Ｃ２４０はそれが関知した入力レベルを利得制御回路２５０へ通信する。その応
答として、利得制御回路２５０は利得制御信号２５９を発生し、ＡＧＣ回路２３
０へ送って利得を上げまたは下げる。
【００３１】 図３は利得制御回路２５０の一実施例を示す。利得制御回路２５０は信号遅延
回路２５１、絶対値演算器２５２ａ，２５２ｂ、加算器２５３、クリップ閾発生
装置２５４、比較器２５５、クリップカウンタ２５６、パルス密度変調器２５７
、およびループフィルタ２５８を含む。
回路２５１、絶対値演算器２５２ａ，２５２ｂ、加算器２５３、クリップ閾発生
装置２５４、比較器２５５、クリップカウンタ２５６、パルス密度変調器２５７
、およびループフィルタ２５８を含む。
【００３２】 作動中、１０ビットデータワード２４１がＡＤＣ２４０の出力に発生され、利
得制御回路２５０の二つの枝路に供給される。第一絶対値演算器２５２ａが現デ
ータワードの大きさを決定する。第二絶対値演算器２５２ｂが信号遅延装置２５
１を使って前回のデータワードの大きさを測定する。過大な絶対値はＡＤＣ２４
０がクリッピングに近いこと、および入力信号強度が高すぎることを示唆してい
る。過小な絶対値は信号対量子化ノイズの比が低すぎること、およびさらなる入
力信号強度が必要であることを示唆している。現在と前回のデータワードが加算
器２５３によって平均され、比較器２５５の非反転端子に与えられる。
得制御回路２５０の二つの枝路に供給される。第一絶対値演算器２５２ａが現デ
ータワードの大きさを決定する。第二絶対値演算器２５２ｂが信号遅延装置２５
１を使って前回のデータワードの大きさを測定する。過大な絶対値はＡＤＣ２４
０がクリッピングに近いこと、および入力信号強度が高すぎることを示唆してい
る。過小な絶対値は信号対量子化ノイズの比が低すぎること、およびさらなる入
力信号強度が必要であることを示唆している。現在と前回のデータワードが加算
器２５３によって平均され、比較器２５５の非反転端子に与えられる。
【００３３】 比較器２５５の反転端子にはクリップ閾値２５４が供給される。クリップ閾値
２５４は、所定期間中にデータワード数が超える所定数に設定される。好適な実
施例では、このクリップ閾値２５４は、１０,０００ワード分の周期をかけてク
リップした信号が３０乃至５０個生じるようなデータワードの大きさ（約５０９
）に対応する。したがって、利得制御回路２５０はＡＧＣ回路２３０の利得を安
定化させることを試み、その結果ＡＤＣ回路２４０が１０,０００データワード
のうち、３０乃至５０データワードをクリップする。図３に示す実施例では、こ
のクリップ閾値２５４は各１０ビットデータワードの値の約２倍である。という
のは、二つの１０ビットデータワードが加算され、比較に使用されるからである
。
２５４は、所定期間中にデータワード数が超える所定数に設定される。好適な実
施例では、このクリップ閾値２５４は、１０,０００ワード分の周期をかけてク
リップした信号が３０乃至５０個生じるようなデータワードの大きさ（約５０９
）に対応する。したがって、利得制御回路２５０はＡＧＣ回路２３０の利得を安
定化させることを試み、その結果ＡＤＣ回路２４０が１０,０００データワード
のうち、３０乃至５０データワードをクリップする。図３に示す実施例では、こ
のクリップ閾値２５４は各１０ビットデータワードの値の約２倍である。という
のは、二つの１０ビットデータワードが加算され、比較に使用されるからである
。
【００３４】 加算されたデータワードの大きさがクリップ閾値２５４の大きさを超えると、
比較器２５５がクリップカウンタ２５６を増数する。所定周期後、クリップカウ
ンタ２５６はその累積したカウント数をパルス密度変調器パルス密度変調器２５
７に供給する。その応答として、パルス密度変調器２５７は所定パルス周期内に
或数のパルスを発生する。そのパルス数はクリップカウンタ２５６から受信する
カウンタ数に対応する。クリップカウントが小さいならただ数個のパルスが発生
されるに過ぎないので、生じるパルス密度は低い。クリップ数が大きいなら大き
な数のパルスが発生され、生じるパルス密度は高い。
比較器２５５がクリップカウンタ２５６を増数する。所定周期後、クリップカウ
ンタ２５６はその累積したカウント数をパルス密度変調器パルス密度変調器２５
７に供給する。その応答として、パルス密度変調器２５７は所定パルス周期内に
或数のパルスを発生する。そのパルス数はクリップカウンタ２５６から受信する
カウンタ数に対応する。クリップカウントが小さいならただ数個のパルスが発生
されるに過ぎないので、生じるパルス密度は低い。クリップ数が大きいなら大き
な数のパルスが発生され、生じるパルス密度は高い。
【００３５】 生じたパルス密度はローパスフィルタ（ＬＰＦ）２５８に与えられる。ローパ
スフィルタ２５８は単純なＤＡＣとして作動し、平均値の大きさのＤＣ電圧を発
生する。平均されたＤＣ電圧は利得制御信号２５９として機能し、ＡＧＣ回路２
３０に供給される。この電圧はＡＧＣ回路を制御して信号利得を、したがってＡ
ＧＣ出力信号２３５の出力信号強度を、増大させまたは減少させるのに使われる
。
スフィルタ２５８は単純なＤＡＣとして作動し、平均値の大きさのＤＣ電圧を発
生する。平均されたＤＣ電圧は利得制御信号２５９として機能し、ＡＧＣ回路２
３０に供給される。この電圧はＡＧＣ回路を制御して信号利得を、したがってＡ
ＧＣ出力信号２３５の出力信号強度を、増大させまたは減少させるのに使われる
。
【００３６】 他の利得制御回路も実現可能である。例えば、別の実施態様として、利得制御
回路２５０は、ＡＧＣ信号２３５をＡＤＣに注入する前にサンプル採取すること
ができる。上述した利得制御回路２５１乃至２５９はアナログベースもしくはデ
ジタルベースの回路網として実現することができ、ＩＣの形あるいは離散した形
のいずれにも製作することができる。好適な実施例では、信号遅延回路２５１、
絶対値演算器２５２ａ，２５２ｂ、加算器２５３，２５４、比較器２５５、クリ
ップカウンタ２５６、およびパルス密度変調器２５７はＩＣ ＣＭＯＳデジタル
回路であり、ループフィルタ２５８は外付けＲＣローパスフィルタである。
回路２５０は、ＡＧＣ信号２３５をＡＤＣに注入する前にサンプル採取すること
ができる。上述した利得制御回路２５１乃至２５９はアナログベースもしくはデ
ジタルベースの回路網として実現することができ、ＩＣの形あるいは離散した形
のいずれにも製作することができる。好適な実施例では、信号遅延回路２５１、
絶対値演算器２５２ａ，２５２ｂ、加算器２５３，２５４、比較器２５５、クリ
ップカウンタ２５６、およびパルス密度変調器２５７はＩＣ ＣＭＯＳデジタル
回路であり、ループフィルタ２５８は外付けＲＣローパスフィルタである。
【００３７】 ＡＤＣ出力２４２はベース帯変換回路２６０に供給され、このベース帯変換回
路２６０がそれに応答してＩチャンネルデータ２６０ＩおよびＱチャンネルデー
タ２６０Ｑを発生する。ベース帯変換回路２６０はレイク受信器２８０と一緒に
下方変換およびＡＤ変換オペレーションの際に信号に加算されたかもしれないす
べてのＤＣ電圧を除去する。
路２６０がそれに応答してＩチャンネルデータ２６０ＩおよびＱチャンネルデー
タ２６０Ｑを発生する。ベース帯変換回路２６０はレイク受信器２８０と一緒に
下方変換およびＡＤ変換オペレーションの際に信号に加算されたかもしれないす
べてのＤＣ電圧を除去する。
【００３８】 図４は直角位相下方変換器（ＱＤＣ）回路としてのベース帯変換回路２６０
の実施例を示す。このベース帯変換回路２６０はＡＤＣデータ２４２をＩチャン
ネルベース帯データ２６０ＩおよびＱチャンネルベース帯データ２６０Ｑに変換
するデジタル下方変換器として動作する。さらに、このベース帯変換回路２６０
は第一ＩＦサンプリングオペレーションを行い、重畳されているＤＣ電圧レベル
をＡＤＣデータ２４２から除去する。この処理は交互にＩチャンネルデータワー
ドおよびＱチャンネルデータワードを否定処理することにより行われる。レイク
受信器２８０は交互に否定されたデータワードに第二のオペレーションを行い、
以下に説明するように、データワードの大きさからＤＣ電圧を除去する。
の実施例を示す。このベース帯変換回路２６０はＡＤＣデータ２４２をＩチャン
ネルベース帯データ２６０ＩおよびＱチャンネルベース帯データ２６０Ｑに変換
するデジタル下方変換器として動作する。さらに、このベース帯変換回路２６０
は第一ＩＦサンプリングオペレーションを行い、重畳されているＤＣ電圧レベル
をＡＤＣデータ２４２から除去する。この処理は交互にＩチャンネルデータワー
ドおよびＱチャンネルデータワードを否定処理することにより行われる。レイク
受信器２８０は交互に否定されたデータワードに第二のオペレーションを行い、
以下に説明するように、データワードの大きさからＤＣ電圧を除去する。
【００３９】 作動時、ベース帯変換回路２６０は与えられたサンプリング周波数の正確に１
／４の負数だけ、スペクトル上、ＡＤＣデータ２４２をシフトさせ、同位相の（
Ｉチャンネル）データ２６０Ｉと直交位相の（Ｑチャンネル）データ２６０Ｑに
分割する。好適な実施例ではＱＤＣ２６０は信号遅延装置２６１、否定回路２６
２，２６３、及びＩチャンネルマルチプレクサ２６４、Ｑチャンネルマルチプレ
クサ２６５からなる。さらにサンプリングソース２６６はＡＤＣデータレート（
１．２２８８ＭＨｚの８倍）で、すなわち９．８３０４ＭＨｚ）で作動すること
が好ましい。９．８３０４ＭＨｚサンプリング信号を、ＡＤＣデータレートの４
倍すなわち４．９１５２ＭＨｚに変換するために１／２周波数分割器２６７が使
用される。
／４の負数だけ、スペクトル上、ＡＤＣデータ２４２をシフトさせ、同位相の（
Ｉチャンネル）データ２６０Ｉと直交位相の（Ｑチャンネル）データ２６０Ｑに
分割する。好適な実施例ではＱＤＣ２６０は信号遅延装置２６１、否定回路２６
２，２６３、及びＩチャンネルマルチプレクサ２６４、Ｑチャンネルマルチプレ
クサ２６５からなる。さらにサンプリングソース２６６はＡＤＣデータレート（
１．２２８８ＭＨｚの８倍）で、すなわち９．８３０４ＭＨｚ）で作動すること
が好ましい。９．８３０４ＭＨｚサンプリング信号を、ＡＤＣデータレートの４
倍すなわち４．９１５２ＭＨｚに変換するために１／２周波数分割器２６７が使
用される。
【００４０】 ＱＤＣ２６０はＡＤＣ出力２４２を受信し、方程式（１） （１）Ｉデータ＝（ADC出力）*cos(1/4 * 2π* fs * tw + 6) で記述されるＩチャンネルデータ２６０iを発生し、方程式（２） （２）Ｑデータ＝(ADC出力）* -sin(1/4 * 2πfs * tw + 6) で記述されるＱチャンネルデータを発生する。ただし、 fs＝サンプリング周波数 tw＝ワード周期 θ＝ワード位相 である。
【００４１】 Ｉチャンネル余弦波マルチプライヤの実現可能な一形態はシーケンス１，０，
−１，０， ．．．．である。同様に、Ｑチャンネル正弦波マルチプライヤはシ
ーケンス０，−１，０，１， ．．．を発生する。したがって、ＱＤＣ２６０は
ＡＤＣ出力データ２４２のデータワードにゼロと±１を逐次乗じる演算を行う。
例を挙げると、仮にａ，ｂ，ｃ，ｄが一サンプル周期期間中のＡＤＣ２４２から
出力された逐次データワードであるとすると、Ｉチャンネル出力データ２６０Ｉ
はａ，０，−ｃ，０となる。Ｑチャンネル出力データ２６０Ｑは０，−ｂ，０，
ｄとなる。さらに、ＡＤＣ２４０はすべての情報を再生するのに必要とされるナ
イキストレートの２倍よりも大きなレートでサンプル採取されるので、情報を失
うことなく出力データ（ゼロ値データ）の半分を抹消することができる。Ｉチャ
ンネルデータ２６０Ｉはａ，−ｃ，となり、Ｑチャンネルデータ２６０Ｑは−ｂ
，ｄとなる。総合すればすべての情報（ａ，ｂ，ｃ，およびｄ）が保持されるが
、各ＩチャンネルおよびＱチャンネル内のデータワードは交互に否定処理される
。ＩチャンネルおよびＱチャンネルデータワードの交互の符号は、以下に述べる
ようにデータワードの大きさの中に根強く残っているかもしれないすべてのＤＣ
電圧レベルを除去するため、レイク受信器２８０がこれを使用する。
−１，０， ．．．．である。同様に、Ｑチャンネル正弦波マルチプライヤはシ
ーケンス０，−１，０，１， ．．．を発生する。したがって、ＱＤＣ２６０は
ＡＤＣ出力データ２４２のデータワードにゼロと±１を逐次乗じる演算を行う。
例を挙げると、仮にａ，ｂ，ｃ，ｄが一サンプル周期期間中のＡＤＣ２４２から
出力された逐次データワードであるとすると、Ｉチャンネル出力データ２６０Ｉ
はａ，０，−ｃ，０となる。Ｑチャンネル出力データ２６０Ｑは０，−ｂ，０，
ｄとなる。さらに、ＡＤＣ２４０はすべての情報を再生するのに必要とされるナ
イキストレートの２倍よりも大きなレートでサンプル採取されるので、情報を失
うことなく出力データ（ゼロ値データ）の半分を抹消することができる。Ｉチャ
ンネルデータ２６０Ｉはａ，−ｃ，となり、Ｑチャンネルデータ２６０Ｑは−ｂ
，ｄとなる。総合すればすべての情報（ａ，ｂ，ｃ，およびｄ）が保持されるが
、各ＩチャンネルおよびＱチャンネル内のデータワードは交互に否定処理される
。ＩチャンネルおよびＱチャンネルデータワードの交互の符号は、以下に述べる
ようにデータワードの大きさの中に根強く残っているかもしれないすべてのＤＣ
電圧レベルを除去するため、レイク受信器２８０がこれを使用する。
【００４２】 Ｉチャンネルデータワード２６０ＩおよびＱチャンネルデータワード２６０Ｑ
はその後、それぞれＩチャンネルデジタルフィルタ２６８とＱチャンネルデジタ
ルフィルタ２６９に供給される。デジタルフィルタ２６８，２６９は当該データ
ワードから、隣接して生じる帯域外干渉波を除去するように設計されており、Ｃ
ＭＯＳ ＩＣ処理を使って製造することが好ましい。ＣＭＯＳ ＩＣ処理は、在来
のＣＤＭＡ受信器のアナログベース帯フィルタ１５２，１５４と比べてもっと信
頼性がありもっと安価な製造プロセスを可能にする。加えて、各フィルタの排除
機能および位相応答は従来技術で知られているように、ＩＣ設計技術を使って厳
格に制御することができる。デジタルフィルタ２６８，２６９は、９３３ＭＨｚ
で６０ｄＢの排除を示す６次のデジタル楕円ローパスフィルタであることが好ま
しい。
はその後、それぞれＩチャンネルデジタルフィルタ２６８とＱチャンネルデジタ
ルフィルタ２６９に供給される。デジタルフィルタ２６８，２６９は当該データ
ワードから、隣接して生じる帯域外干渉波を除去するように設計されており、Ｃ
ＭＯＳ ＩＣ処理を使って製造することが好ましい。ＣＭＯＳ ＩＣ処理は、在来
のＣＤＭＡ受信器のアナログベース帯フィルタ１５２，１５４と比べてもっと信
頼性がありもっと安価な製造プロセスを可能にする。加えて、各フィルタの排除
機能および位相応答は従来技術で知られているように、ＩＣ設計技術を使って厳
格に制御することができる。デジタルフィルタ２６８，２６９は、９３３ＭＨｚ
で６０ｄＢの排除を示す６次のデジタル楕円ローパスフィルタであることが好ま
しい。
【００４３】 濾波されたＩチャンネルデータワード２６０ＩおよびＱチャンネルデータワー
ド２６０Ｑはそれぞれ、Ｉチャンネルノイズ相殺回路２７２およびＱチャンネル
ノイズ相殺回路２７４に供給される。ノイズ相殺回路２７２，２７４は、信号処
理に先だって、Ｉチャンネルデータワード２６０Ｉ及びＱチャンネルデータワー
ド２６０ＱからＡＭＰＳ干渉波を除去するのに使用される。ノイズ相殺回路２７
２，２７４は各々、当該データワードから高い相関をもつ信号成分を除去するよ
うに作動する。ＣＤＭＡデータ成分は疑似的にランダムであり、相関性がなく、
それ故、ノイズ相殺回路によって減衰されない。これとは対照的に、ＡＭＰＳ干
渉波データ成分はその性質上、高い相関をもっている。ノイズ相殺回路は高い相
関をもっているＡＭＰＳ干渉波成分を同定し、除去し、出力データワードのＣＤ
ＭＡ成分のみを後に残す。
ド２６０Ｑはそれぞれ、Ｉチャンネルノイズ相殺回路２７２およびＱチャンネル
ノイズ相殺回路２７４に供給される。ノイズ相殺回路２７２，２７４は、信号処
理に先だって、Ｉチャンネルデータワード２６０Ｉ及びＱチャンネルデータワー
ド２６０ＱからＡＭＰＳ干渉波を除去するのに使用される。ノイズ相殺回路２７
２，２７４は各々、当該データワードから高い相関をもつ信号成分を除去するよ
うに作動する。ＣＤＭＡデータ成分は疑似的にランダムであり、相関性がなく、
それ故、ノイズ相殺回路によって減衰されない。これとは対照的に、ＡＭＰＳ干
渉波データ成分はその性質上、高い相関をもっている。ノイズ相殺回路は高い相
関をもっているＡＭＰＳ干渉波成分を同定し、除去し、出力データワードのＣＤ
ＭＡ成分のみを後に残す。
【００４４】 図５はＩチャンネルノイズ相殺回路２７２およびＱチャンネルノイズ相殺回路
２７４の一実施例を示す。各ノイズ相殺回路は、「４で抹消する」回路２７２ａ
、線形適応予測器２７２ｂ、加算器２７２ｃ，２７２ｆ、重み更新回路２７２ｄ
、「４で補間する」回路２７２ｅ、および遅延回路２７２ｇを含む。
２７４の一実施例を示す。各ノイズ相殺回路は、「４で抹消する」回路２７２ａ
、線形適応予測器２７２ｂ、加算器２７２ｃ，２７２ｆ、重み更新回路２７２ｄ
、「４で補間する」回路２７２ｅ、および遅延回路２７２ｇを含む。
【００４５】 作動時、ＡＭＰＳ干渉波とＣＤＭＡ成分とを有するＩチャンネルチャンネルデ
ータワード２６０ＩおよびＱチャンネルデータワード２６０Ｑが図２に示すＩチ
ャンネル及びＱチャンネル信号路を介して受信される。「４で抹消する」回路２
７２ａが各周期毎に、４個のデータワーのうちの３個を除去し、各周期あたり１
個のデータワードを出力する。データワード数を減少させることは予測不能に見
えるＣＤＭＡ成分を生じる。しかし、ＡＭＰＳ干渉波の場合、一周期あたり一デ
ータワード程度のデータワード数ならデータワードは予測不能にならない。好適
な本実施例ではＩチャンネルデータワード２６０ＩおよびＱチャンネルデータワ
ード２６０Ｑがベース帯変換回路２６０から４．９１５２ＭＨｚのレートで供給
され、「４で抹消する」回路２７２ａは係数４で実効サンプリングレートを１．
２２８８ＭＨｚに低減する。この実効サンプリングレートはＡＭＰＳデータレー
ト（３０ＫＨｚ）と比較して依然としてかなり大きく、その結果、一サンプリン
グ期間に４０回以上サンプル採取され、ＡＭＰＳ干渉波成分が発生する。ＡＭＰ
Ｓ干渉波成分は非常に過剰にサンプル採取されるので、その信号としての振る舞
いは正確に予測できる。
ータワード２６０ＩおよびＱチャンネルデータワード２６０Ｑが図２に示すＩチ
ャンネル及びＱチャンネル信号路を介して受信される。「４で抹消する」回路２
７２ａが各周期毎に、４個のデータワーのうちの３個を除去し、各周期あたり１
個のデータワードを出力する。データワード数を減少させることは予測不能に見
えるＣＤＭＡ成分を生じる。しかし、ＡＭＰＳ干渉波の場合、一周期あたり一デ
ータワード程度のデータワード数ならデータワードは予測不能にならない。好適
な本実施例ではＩチャンネルデータワード２６０ＩおよびＱチャンネルデータワ
ード２６０Ｑがベース帯変換回路２６０から４．９１５２ＭＨｚのレートで供給
され、「４で抹消する」回路２７２ａは係数４で実効サンプリングレートを１．
２２８８ＭＨｚに低減する。この実効サンプリングレートはＡＭＰＳデータレー
ト（３０ＫＨｚ）と比較して依然としてかなり大きく、その結果、一サンプリン
グ期間に４０回以上サンプル採取され、ＡＭＰＳ干渉波成分が発生する。ＡＭＰ
Ｓ干渉波成分は非常に過剰にサンプル採取されるので、その信号としての振る舞
いは正確に予測できる。
【００４６】 抹消を受けた（ＣＤＭＡ＋ＡＭＰＳ）データワードは線形適合予測器２７２ｂ
に入力される。このＣＤＭＡ成分はその予測を可能にするには不十分にサンプル
採取されており、したがって予測器２７２ｂはＣＤＭＡ成分に作用しない。ＡＭ
ＰＳ干渉波は予測可能性が高く、予測器２７２ｂはＡＭＰＳ成分に作用し、次に
発生するＡＭＰＳ成分を予測する。予測されたＡＭＰＳ成分は否定処理されて加
算器２７２ｃに供給され、それを、次に発生する抹消済み（ＡＭＰＳ＋ＣＤＭＡ
）ワードから減算する。その差は重み更新回路２７２ｄに入力される。ＣＤＭＡ
成分が予測可能でないと仮定すると、加算器２７２ｃによって発生された差は予
測器２７２ｂがＡＭＰＳ成分を予測するときにしたエラーに他ならない。重み更
新回路２７２ｄは予測されたＡＭＰＳ成分と実際のＡＭＰＳ成分との間の差を読
みとり、次のサンプル採取期間にこれら二つの間のエラーが最小になるように予
測器２７２ｂをチューニングする。予測器２７２ｂはこうして常に、一番最近に
行われた比較によって更新され、次に起きるワードサンプルを正確に予測する。
に入力される。このＣＤＭＡ成分はその予測を可能にするには不十分にサンプル
採取されており、したがって予測器２７２ｂはＣＤＭＡ成分に作用しない。ＡＭ
ＰＳ干渉波は予測可能性が高く、予測器２７２ｂはＡＭＰＳ成分に作用し、次に
発生するＡＭＰＳ成分を予測する。予測されたＡＭＰＳ成分は否定処理されて加
算器２７２ｃに供給され、それを、次に発生する抹消済み（ＡＭＰＳ＋ＣＤＭＡ
）ワードから減算する。その差は重み更新回路２７２ｄに入力される。ＣＤＭＡ
成分が予測可能でないと仮定すると、加算器２７２ｃによって発生された差は予
測器２７２ｂがＡＭＰＳ成分を予測するときにしたエラーに他ならない。重み更
新回路２７２ｄは予測されたＡＭＰＳ成分と実際のＡＭＰＳ成分との間の差を読
みとり、次のサンプル採取期間にこれら二つの間のエラーが最小になるように予
測器２７２ｂをチューニングする。予測器２７２ｂはこうして常に、一番最近に
行われた比較によって更新され、次に起きるワードサンプルを正確に予測する。
【００４７】 予測されたＡＭＰＳ成分はまた「４で補間する」回路２７２ｅへ送られる。「
４で補間する」回路２７２ｅはＡＭＰＳ成分を線形補間し、再構築した元の４サ
ンプル/周期をもつＡＭＰＳ干渉波成分とする。この線形補間された元の長さを
もつＡＭＰＳ干渉波は否定処理されて、加算器２７２ｆを使って（ＡＭＰＳ＋Ｃ
ＤＭＡ）ワードの遅延バージョンに加算され、二つのワード間の差を生ずる。こ
の（ＡＭＰＳ＋ＣＤＭＡ）ワードをＬサンプル周期だけ遅延させるのに信号遅延
装置２７２ｇが使用される。これによって予測器２７２ｂが正確にＡＭＰＳ干渉
波成分を予測し再構築することが可能となる。加算器２７２ｆは（ＣＤＭＡ＋Ａ
ＭＰＳ）ワードのＣＤＭＡ成分のみを受信器出力へ出力する。このプロセスは、
全ワードストリームが処理されるまで、各１０ビットワード毎に連続して反復さ
れる。この処理はＩチャンネル及びＱチャンネルに対して並列に行われ、ＡＭＰ
Ｓの減衰されたＩチャンネルデータワード２７０Ｉ及びＱチャンネルデータワー
ド２７０Ｑを発生する。
４で補間する」回路２７２ｅはＡＭＰＳ成分を線形補間し、再構築した元の４サ
ンプル/周期をもつＡＭＰＳ干渉波成分とする。この線形補間された元の長さを
もつＡＭＰＳ干渉波は否定処理されて、加算器２７２ｆを使って（ＡＭＰＳ＋Ｃ
ＤＭＡ）ワードの遅延バージョンに加算され、二つのワード間の差を生ずる。こ
の（ＡＭＰＳ＋ＣＤＭＡ）ワードをＬサンプル周期だけ遅延させるのに信号遅延
装置２７２ｇが使用される。これによって予測器２７２ｂが正確にＡＭＰＳ干渉
波成分を予測し再構築することが可能となる。加算器２７２ｆは（ＣＤＭＡ＋Ａ
ＭＰＳ）ワードのＣＤＭＡ成分のみを受信器出力へ出力する。このプロセスは、
全ワードストリームが処理されるまで、各１０ビットワード毎に連続して反復さ
れる。この処理はＩチャンネル及びＱチャンネルに対して並列に行われ、ＡＭＰ
Ｓの減衰されたＩチャンネルデータワード２７０Ｉ及びＱチャンネルデータワー
ド２７０Ｑを発生する。
【００４８】 ＡＭＰＳ分が減少されたこのＩチャンネルデータ２７０ＩおよびＱチャンネル
データ２７０Ｑはレイク受信器２８０に供給される。上に述べたように、このレ
イク受信器レイク受信器２８０はＱＤＣ２４０と共にオペレーションを行い、当
該データワードの振幅中に根強く残っているかもしれないすべてのＤＣ電圧レベ
ルを除去する。図６はレイク受信器２８０の一実施例を示す。この受信器２８０
はＩおよびＱチャンネルのＰＮコード発生器２８２Ｉ，２８２Ｑ、相関器２８４
Ｉ，２８４Ｑ、累積器２８６Ｉ，２８６Ｑ、およびレジスタ２８８Ｉ，２８８Ｑ
を含む。
データ２７０Ｑはレイク受信器２８０に供給される。上に述べたように、このレ
イク受信器レイク受信器２８０はＱＤＣ２４０と共にオペレーションを行い、当
該データワードの振幅中に根強く残っているかもしれないすべてのＤＣ電圧レベ
ルを除去する。図６はレイク受信器２８０の一実施例を示す。この受信器２８０
はＩおよびＱチャンネルのＰＮコード発生器２８２Ｉ，２８２Ｑ、相関器２８４
Ｉ，２８４Ｑ、累積器２８６Ｉ，２８６Ｑ、およびレジスタ２８８Ｉ，２８８Ｑ
を含む。
【００４９】 これらＩチャンネル相関器２８４ＩおよびＱチャンネル相関器２８４Ｑは、Ｉ
チャンネルデータ２７０ＩとＱチャンネルデータ２７０Ｑ、およびＰＮコード発
生器２８２Ｉ，２８２ＱからのＩチャンネルＰＮコードとＱチャンネルＰＮコー
ドを受信する。普通、ＰＮコード発生器２８２Ｉ，２８２Ｑは１と０からなるラ
ンダムなシーケンスを発生する。このシーケンスは、当該受信器に与えるように
意図されたＩチャンネルデータ２７０ＩおよびＱチャンネルデータ２７０Ｑと高
い相関を有する。本発明は１および−１のシーケンスからなるＰＮコードを使用
して、到来する正値および負値をもつＩチャンネルおよびＱチャンネルデータの
相関を決定する。
チャンネルデータ２７０ＩとＱチャンネルデータ２７０Ｑ、およびＰＮコード発
生器２８２Ｉ，２８２ＱからのＩチャンネルＰＮコードとＱチャンネルＰＮコー
ドを受信する。普通、ＰＮコード発生器２８２Ｉ，２８２Ｑは１と０からなるラ
ンダムなシーケンスを発生する。このシーケンスは、当該受信器に与えるように
意図されたＩチャンネルデータ２７０ＩおよびＱチャンネルデータ２７０Ｑと高
い相関を有する。本発明は１および−１のシーケンスからなるＰＮコードを使用
して、到来する正値および負値をもつＩチャンネルおよびＱチャンネルデータの
相関を決定する。
【００５０】 その結果得られるＩチャンネルおよびＱチャンネルの相関は累積器２８６Ｉ，
２８６Ｑに供給される。累積器２８６Ｉ，２８６Ｑで、ＩチャンネルおよびＱチ
ャンネルの相関値が所定の閾値と比較される。ＩチャンネルおよびＱチャンネル
相関値が高い相関を表す閾値よりも高いときは、両者がマッチしていることを示
しており、ＩチャンネルおよびＱチャンネルデータは、さらなる処理をするため
、レジスタ２８８Ｉおよび２８８Ｑに格納される。ＩチャンネルおよびＱチャン
ネルの相関が閾値より小さいなら、相関が低いことを示している。この場合、当
該ＩチャンネルおよびＱチャンネルデータは破棄され、次のサンプリング期間に
、高い相関が存在するか否かを決定するため、次のデータワードのシーケンスが
処理される。
２８６Ｑに供給される。累積器２８６Ｉ，２８６Ｑで、ＩチャンネルおよびＱチ
ャンネルの相関値が所定の閾値と比較される。ＩチャンネルおよびＱチャンネル
相関値が高い相関を表す閾値よりも高いときは、両者がマッチしていることを示
しており、ＩチャンネルおよびＱチャンネルデータは、さらなる処理をするため
、レジスタ２８８Ｉおよび２８８Ｑに格納される。ＩチャンネルおよびＱチャン
ネルの相関が閾値より小さいなら、相関が低いことを示している。この場合、当
該ＩチャンネルおよびＱチャンネルデータは破棄され、次のサンプリング期間に
、高い相関が存在するか否かを決定するため、次のデータワードのシーケンスが
処理される。
【００５１】 Ｉチャンネルのデータワード２７０ＩおよびＱチャンネルのデータワード２７
０Ｑの振幅および符号によって、当該データワード内に符号化されている定数Ｄ
Ｃオフセット値の抽出が可能にする。上述したように、ＡＭＰＳ干渉波成分は信
号処理のこの時点で効率的に低減されまたは除去され、重畳されたＤＣ電圧のみ
が残留エラーとして残る。相関器２８４Ｉ，２８４Ｑは一サンプル期間に偶数個
のデータワードを処理する。上に示したように、ＱＤＣ２６０はデータワードを
発生するが、その半分は負であり、残りの半分は正である。Ｉチャンネルデータ
ワード２７０ＩおよびＱチャンネルデータワード２７０ＱがローカルＩチャンネ
ルＰＮコード２８２Ｉ及びＱチャンネルＰＮコード２８２Ｑと高度に相関してい
るなら、累積器２８６Ｉ、２８６Ｑは上記正負のデータワードを保持する。同数
のデータワードに同じ振幅の正値および負値（±１）が割り当てられているので
、データワードを加算することによって、両者の間に通常生じる任意のオフセッ
トを除去することができる。このようにして、上記累積期間中に各Ｉチャンネル
データ２７０ＩおよびＱチャンネルデータ２７０ＱからすべてのＤＣオフセット
信号が除去される。さらに信号処理する必要があれば、レイク受信器２８０は補
正したデータ２８０Ｉ，２８０Ｑを出力する。
０Ｑの振幅および符号によって、当該データワード内に符号化されている定数Ｄ
Ｃオフセット値の抽出が可能にする。上述したように、ＡＭＰＳ干渉波成分は信
号処理のこの時点で効率的に低減されまたは除去され、重畳されたＤＣ電圧のみ
が残留エラーとして残る。相関器２８４Ｉ，２８４Ｑは一サンプル期間に偶数個
のデータワードを処理する。上に示したように、ＱＤＣ２６０はデータワードを
発生するが、その半分は負であり、残りの半分は正である。Ｉチャンネルデータ
ワード２７０ＩおよびＱチャンネルデータワード２７０ＱがローカルＩチャンネ
ルＰＮコード２８２Ｉ及びＱチャンネルＰＮコード２８２Ｑと高度に相関してい
るなら、累積器２８６Ｉ、２８６Ｑは上記正負のデータワードを保持する。同数
のデータワードに同じ振幅の正値および負値（±１）が割り当てられているので
、データワードを加算することによって、両者の間に通常生じる任意のオフセッ
トを除去することができる。このようにして、上記累積期間中に各Ｉチャンネル
データ２７０ＩおよびＱチャンネルデータ２７０ＱからすべてのＤＣオフセット
信号が除去される。さらに信号処理する必要があれば、レイク受信器２８０は補
正したデータ２８０Ｉ，２８０Ｑを出力する。
【００５２】 上述したＣＤＭＡ受信器は、例えばＡＭＰＳ信号が干渉波としてのみ現れる
ＰＣＳ帯域システムにおける専用の受信器として、あるいは受信器がＣＤＭＡデ
ータを受信したときはＡＭＰＳ干渉波を除去するのみならずＡＭＰＳ信号および
ＣＤＭＡ信号の両方を処理することができる二重モードＣＤＭＡ／ＡＭＰＳ受信
器として、使用することができる。後者の場合には、ＣＤＭＡ受信器は、ＡＭＰ
Ｓ信号処理が要望されるときはデジタルフィルタ２６８，２６９の出力に結合さ
れた相関回路網（図示せず）を含む。これらのフィルタは制御により、ノイズ相
殺回路網２７２，２７４を迂回しうるものである。この相関回路網は例えば、キ
ャリヤロックループおよびまたは遅延ロックループを含むことができる。これら
のループの好適な実施例は前記同時係属中の予備出願「ＣＤＭＡ受信器用可変ク
ロックレート相関回路及びその作動方法」に記載されている。もちろん当業者は
、ＡＭＰＳ信号を検出し処理するための他のＡＭＰＳ受信器回路網を、図２に示
すＣＤＭＡ受信器に種々のロケーションで結合することができることが理解でき
よう。
ＰＣＳ帯域システムにおける専用の受信器として、あるいは受信器がＣＤＭＡデ
ータを受信したときはＡＭＰＳ干渉波を除去するのみならずＡＭＰＳ信号および
ＣＤＭＡ信号の両方を処理することができる二重モードＣＤＭＡ／ＡＭＰＳ受信
器として、使用することができる。後者の場合には、ＣＤＭＡ受信器は、ＡＭＰ
Ｓ信号処理が要望されるときはデジタルフィルタ２６８，２６９の出力に結合さ
れた相関回路網（図示せず）を含む。これらのフィルタは制御により、ノイズ相
殺回路網２７２，２７４を迂回しうるものである。この相関回路網は例えば、キ
ャリヤロックループおよびまたは遅延ロックループを含むことができる。これら
のループの好適な実施例は前記同時係属中の予備出願「ＣＤＭＡ受信器用可変ク
ロックレート相関回路及びその作動方法」に記載されている。もちろん当業者は
、ＡＭＰＳ信号を検出し処理するための他のＡＭＰＳ受信器回路網を、図２に示
すＣＤＭＡ受信器に種々のロケーションで結合することができることが理解でき
よう。
【００５３】 上記の説明は本発明の好適な実施例の完全な記述であるが、種々の設計変更お
よび均等例を実施できる。上記の実施例に適当な設計変更を行うことにより本発
明が等しく適用可能であることは明白であろう。それ故、上記の説明は前記特許
請求の範囲によって確定される本発明の範囲を限定するものとして解してはなら
ない。
よび均等例を実施できる。上記の実施例に適当な設計変更を行うことにより本発
明が等しく適用可能であることは明白であろう。それ故、上記の説明は前記特許
請求の範囲によって確定される本発明の範囲を限定するものとして解してはなら
ない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 公知技術による在来のＣＤＭＡ受信器のブロック図を示す。
【図２】 本発明に基づく新規ＣＤＭＡ受信器アーキテクチャのブロック図
を示す。
を示す。
【図３】 本発明に基づく利得制御回路の実施例を示す。
【図４】 本発明のベース帯回路の実施例を示す。
【図５】 本発明に基づくノイズ相殺回路の実施例を示す。
【図６】 本発明に基づくレイク受信器の実施例を示す。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K022 EE02 EE32 EE35 5K059 CC03 DD31
Claims (17)
- 【請求項１】 到来するアナログ信号を受信するように結合されたＡＤＣ
入力とＡＤＣ出力とをもつアナログ-デジタル変換器と、 前記ＡＤＣ出力に結合された入力とデジタルベース帯出力とをもつデジタルベ
ース帯変換回路と、 前記デジタルベース帯出力に結合された入力とデジタルフィルタ出力とをもつ
デジタルフィルタ回路網と、 前記デジタルフィルタ出力に結合された入力とデータ出力とをもつレイク受信
器回路と を含むことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項２】 請求項１に記載のＣＤＭＡ受信器であってさらに、 前記到来信号を受信するように結合された信号入力、前記アナログ-デジタル
変換器に結合された出力、およびＡＧＣ制御入力を有する自動利得制御増幅器と
、 制御信号を受信すべく前記アナログ-デジタル変換器に結合された入力と前記
ＡＧＣ制御入力に結合された出力とを有する利得制御回路と を含んでおり、 前記アナログ-デジタル変換器が入力飽和レベルを含み、前記自動利得制御増
幅器の出力電力と前記アナログ-デジタル変換器の前記入力飽和レベルとの間の
マージンを前記制御信号が指示するようにされている ことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項３】 請求項２に記載のＣＤＭＡ受信器であってさらに、 高い相関をもつ信号（高相関信号）を排除するためのデジタルノイズ相殺回路
網を含み、 前記デジタルノイズ相殺回路網が、前記デジタルフィルタ出力に結合された入
力と、前記レイク受信器入力に結合されたノイズ相殺出力とを有する ことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項４】 請求項３に記載のＣＤＭＡ受信器において、前記自動利得制
御増幅器の前記出力電力が、前記高相関信号の少なくとも一部を含むことを特徴
とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項５】 請求項２に記載のＣＤＭＡ受信器であってさらに、 前記デジタルフィルタ回路網に結合された、前記高相関信号を処理するための
相関回路網 を含むことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項６】 請求項４に記載のＣＤＭＡ受信器において、 前記デジタルベース帯出力がＩチャンネルデータストリームとＱチャンネルデ
ータストリームとを含み、 前記デジタルフィルタ回路が、前記Ｉチャンネルデータストリームを濾波する
ためのＩチャンネルデジタルフィルタと、前記Ｑチャンネルデータストリームを
濾波するためのＱチャンネルデジタルフィルタとを含み、 前記ノイズ相殺回路網が、Ｉチャンネルノイズ回路と、Ｑチャンネルノイズ回
路とを含み、 前記レイク受信器が、処理済みＩチャンネルデータストリームと処理済みＱチ
ャンネルデータストリームとを生成する ことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項７】 ＣＤＭＡ信号を受信し、かつ高い相関をもつ信号（高相関信
号）を排除するＣＤＭＡ受信器であって、 該ＣＤＭＡ受信器が、入力と出力とを有するアナログ-デジタル変換器と、デ
ジタルノイズ相殺回路とを含み、 前記アナログ-デジタル変換器は、 前記ＣＤＭＡ信号と前記高相関信号とを受信し、その応答としてＣＤＭＡ信
号成分と高相関信号成分とを含むデジタルデータを発生し、 前記高相関信号を内在させる最適入力振幅範囲を有し、 前記ＣＤＭＡ受信器がさらに、前記アナログ-デジタル変換器の出力に結合さ
れた入力と、出力とを有するように構成され、 前記デジタルノイズ相殺回路は、 前記デジタルデータを受信し、その中に含まれる前に生じた高相関信号成分
をサンプル採取し、 該サンプルに基づいて、予測される高相関信号成分を生成し、 前記予測される高相関信号成分を前記デジタルデータから減算してＣＤＭＡ
信号成分のみを出力するように構成されている ことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項８】 請求項７に記載のＣＤＭＡ受信器であってさらに、 該ＣＤＭＡ受信器がデジタルベース帯変換回路網とレイク受信器とを含み、 前記デジタルベース帯変換回路網は、 前記アナログ-デジタル変換器に結合された入力と前記デジタルノイズ相殺
回路網に結合された出力とを有し、 交互に否定処理されるデータを出力し、 前記交互に否定処理されるデータが各々にＤＣオフセット電圧成分を含むよ
うに構成されており、 前記レイク受信器は、 前記デジタルベース帯変換回路網に結合された入力端と出力端とを有し、 前記交互に否定処理されるデータの少なくとも一対を受信して加算し、 該加算が、前記各少なくとも一対の交互に否定処理されたデータに含まれる
前記ＤＣオフセット電圧成分を算術的に相殺するように作用するように構成され
ている ことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項９】 請求項８に記載のＣＤＭＡ受信器であってさらに、 前記ベース帯変換回路網に結合された入力と、前記デジタルノイズ相殺回路網
に結合された出力とを有するデジタルフィルタ回路網を含み、 前記デジタルフィルタ回路網が、前記ＣＤＭＡ受信器中に受信された、隣接す
る帯域外信号を減衰させる ことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項１０】 請求項９に記載のＣＤＭＡ受信器において、 前記アナログ-デジタル変換器がさらに、前記受信したＣＤＭＡ信号及び高い
高相関信号の入力振幅を示すＡＤＣ制御信号を発生するための制御信号出力を含
み、 前記ＣＤＭＡ受信器がさらに自動利得制御回路と、利得制御回路とを含み、 前記自動利得制御回路は、 前記ＣＤＭＡ信号及び高相関信号を受信するための信号入力と、 ＡＧＣ制御信号を受信するための制御入力と、 前記アナログ-デジタル変換器の入力に接続され、ＡＧＣ出力信号を与える
ための信号出力とを含み、 前記ＣＤＭＡ信号および高相関信号に適用された利得／減衰を変化させ、 前記利得／減衰のレベルが前記利得制御信号によって決定されるように構成
されており、 前記利得制御回路は、 前記ＡＤＣ制御信号を受信し前記ＡＧＣ制御信号を発生するため、前記アナ
ログ-デジタル変換器に結合されており、 前記高相関信号を含む前記ＡＧＣ出力信号の振幅が前記アナログ-デジタル
変換器の前記最適な入力電力範囲内にあるように、前記受信したＡＤＣ制御信号
に応答して前記ＡＧＣ制御信号を発生するように構成されている ことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項１１】 請求項１０に記載のＣＤＭＡ受信器において、 前記デジタルノイズ相殺回路網が、入力と出力とを有する線形適合予測器と、
第一加算器と、重み更新回路と、信号遅延回路と、第二加算器とを含み、 前記線形適合予測器は、前記ＣＤＭＡ成分と前記高相関信号成分とを含む前記
デジタルデータを受信し、該受信した信号に基づいて、予測される高相関信号成
分を発生し、該予測される高相関信号成分がそれ以後のデジタルデータに実質的
に等価であるように構成されており、 前記第一加算器は、前記予測される高相関信号成分を否定処理したものを受信
する第一入力と、高相関信号成分を含む次に起きる実際のデジタルデータワード
を受信するための第二入力と、出力とを有し、前記実際の、次に起きる高相関信
号成分と、前記予測される高相関信号成分との間の差を予測するように構成され
ており、 前記重み更新回路は、前記第一加算器に結合された入力端と、前記線形適合予
測器に結合された出力端とを有し、前記差信号を受信し、前記差信号に基づいて
その後の予測を改善するためのチューニング信号を前記適合線形予測器へ送信す
るように構成されており、 前記信号遅延回路は、デジタルデータを受信する入力と、Ｌ個のサンプル周期
分だけ遅延させて前記デジタルデータを与える出力とを有し、 前記Ｌサンプル分の周期が、前記予測される高相関信号成分を前記実際の、次
に起きる高相関信号成分に接近させるに十分であり、 前記Ｌ周期分遅延した前記デジタルデータを受信するため、前記Ｌ単位の信号
遅延回路に結合された第一入力端と、前記予測される高相関信号成分を受信する
ため、前記適合線形予測器の前記出力に結合された第二入力端と、 出力端とを有し、前記ＣＤＭＡ信号成分のみを実質的に生成するように構成され
ている ことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項１２】 請求項１１に記載のＣＤＭＡ受信器において、前記ノイズ
相殺回路網がさらに、「Ｎで抹消する」回路と、「Ｎで補間する」回路とを含み
、 前記「Ｎで抹消する」回路は、 各々に前記ＣＤＭＡ干渉波成分及びＡＭＰＳ干渉波成分を含む前記データワ
ードの少なくとも一つを受信するための入力と、前記線形適合予測器に結合され
た第一出力と、前記Ｌ単位信号遅延回路に結合された第二出力とを有し、 各サンプル周期毎に前記データワードのうちのＮサンプルを除去して前記少
なくとも一つのデータワードの前記ＣＤＭＡ成分をいっそう予測不能にするが、
前記抹消によっては前記ＡＭＰＳ干渉波成分が予測不能にならないように構成さ
れており、 前記「Ｎで補間する」回路は、 前記予測器出力に結合された入力端と、前記第二加算器の前記第二入力に結
合された出力とを有し、 前記第二加算器は前記Ｎで抹消されたワードを線形補間し、置換することに
より、前記抹消されたデータワードを再構築するようにされている ことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項１３】 ＣＤＭＡ信号を処理し、かつアナログ-デジタル変換処理
後に、前記ＣＤＭＡ信号に対応するデジタルデータに重畳されたＤＣ電圧を除去
するＣＤＭＡ受信器であって、 前記ＣＤＭＡ信号を受信する入力と、そのＣＤＭＡ信号に対応するＩＦ信号を
生成する出力とを有する下方変換器と、 前記下方変換器に結合されて前記ＩＦ信号をそれに対応するデータワードへ変
換する、アナログ-デジタル変換器と、 前記アナログ-デジタル変換器に結合されて前記データワードに正負の符号を
交互に割り当てるデジタルベース帯変換回路と、 前記デジタルベース帯変換回路に結合されおり、正符号を付されたデータワー
ドの振幅と負符号を付されたデータワードの振幅とを加算し、その加算の結果に
前記データワードから除去された前記重畳ＤＣ電圧が含まれるように構成された
レイク回路と を含むことを特徴とするＣＤＭＡ受信器。 - 【請求項１４】 ＣＤＭＡ信号を処理する方法であって、 ＣＤＭＡ信号を受信するステップと、 前記受信したＣＤＭＡ信号をデジタル化してＣＤＭＡ信号データを生成するス
テップと、 前記ＣＤＭＡ信号データをデジタル的に周波数変換してＣＤＭＡベース帯デー
タを生成するステップと を含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１５】 請求項１４に記載の方法であってさらに、前記ＣＤＭＡベ
ース帯データをデジタル的に濾波するステップを含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１６】 請求項１４に記載の方法において、 前記受信するステップが、ＣＤＭＡ信号と高い相関をもつ信号（高相関信号）
を受信するステップを含み、 前記デジタル化するステップが、前記受信したＣＤＭＡ信号と前記高相関信号
とをデジタル化して、（ＣＤＭＡ＋高相関信号）データを発生するステップと、 前記デジタル化周波数変換をするステップが、前記（ＣＤＭＡ信号＋高相関信
号）をデジタル的に周波数変換し、（ＣＤＭＡ＋高相関信号）ベース帯データを
発生するステップとを含み、 前記方法がさらに、 前記高相関信号ベース帯データを同定するステップと、 前記（ＣＤＭＡ＋高相関信号）ベース帯データから前記高相関信号ベース帯デ
ータを除去するステップと を含むことを特徴とする方法。 - 【請求項１７】 請求項１６に記載の方法において、前記同定ステップが、 （ＣＤＭＡ＋高相関信号）ベース帯データを抹消するステップと、 前記抹消した（ＣＤＭＡ＋高相関信号）ベース帯データを予測し、予測される
高相関ベース帯データを生成するステップと を含み、 前記除去するステップが、前記（ＣＤＭＡ＋高相関信号）ベース帯データから
前記予測される高相関ベース帯データを減算するステップを含む ことを特徴とする装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/113,791 US6370133B1 (en) | 1998-07-10 | 1998-07-10 | CDMA receiver and method of operation |
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| PCT/US1999/014625 WO2000003493A2 (en) | 1998-07-10 | 1999-06-28 | Cdma receiver and method of operation |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002520942A true JP2002520942A (ja) | 2002-07-09 |
Family
ID=22351550
Family Applications (1)
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