JP2002519886A - ディジタル加入者回線電気通信システム用スペクトル拡散ハンドシェーク - Google Patents
ディジタル加入者回線電気通信システム用スペクトル拡散ハンドシェークInfo
- Publication number
- JP2002519886A JP2002519886A JP2000556452A JP2000556452A JP2002519886A JP 2002519886 A JP2002519886 A JP 2002519886A JP 2000556452 A JP2000556452 A JP 2000556452A JP 2000556452 A JP2000556452 A JP 2000556452A JP 2002519886 A JP2002519886 A JP 2002519886A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- modem
- handshake
- indication
- sub
- spread spectrum
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
- H04L5/0044—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path allocation of payload
- H04L5/0046—Determination of how many bits are transmitted on different sub-channels
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/0091—Signaling for the administration of the divided path
- H04L5/0094—Indication of how sub-channels of the path are allocated
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
- H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
- H04L5/0003—Two-dimensional division
- H04L5/0005—Time-frequency
- H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Bidirectional Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】
スペクトル拡散変調システムを利用して、ｘＤＳＬサービス用ハンドシェーク情報を送信する。この場合、複数（ｎ）のキャリア・トーン（ｎ＞２）を加算し、スペクトル拡散キャリア（ＳＳＣ）として利用し、このキャリア上に（全ての利用される周波数において）データを変調する。好ましくは、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）変調またはその変形を、符号化／変調技法として用いる。
Description
【０００１】 １９９８年６月２３日に出願した予備出願第６０／０９０，３３３号からの優
先権を主張する。その内容は、この言及によりその全体が本願にも含まれるもの
とする。
先権を主張する。その内容は、この言及によりその全体が本願にも含まれるもの
とする。
【０００２】 （発明の背景） １．発明の分野 本発明は、広義には電気通信システムおよび方法に関する。更に特定すれば、
本発明はｘＤＳＬ（ディジタル加入者回線型）モデム用ハンドシェーク（ｈａｎ
ｄｓｈａｋｅ）に関する。
本発明はｘＤＳＬ（ディジタル加入者回線型）モデム用ハンドシェーク（ｈａｎ
ｄｓｈａｋｅ）に関する。
【０００３】 ２．当技術分野の現状 ディジタル加入者回線（ＤＳＬ）システムは、急速に成長しつつある新規なデ
ータ伝送サービスであり、従来のＶ．３４およびＶ．９０型モデムよりもはるか
に高いデータ・レートを提供する。「ｘＤＳＬ」という略語は、ＡＤＳＬ（非対
称ＤＳＬ）、ＳＤＳＬ（対称ＤＳＬ）、ＲＡＤＳＬ（レート適応型ＤＳＬ）、Ｈ
ＤＳＬ（高速ＤＳＬ）、およびＶＤＳＬ（超高速ＤＳＬ）、ＵＤＳＬ（ユニバー
サルＤＳＬ）、ならびにＡＤＳＬ−ＬＩＴＥ（Ｇ．ｌｉｔｅとしても知られてい
る）のようなこれらの変更を含む、異なるＤＳＬサービスに対する総合的な名称
である。ｘＤＳＬサービスは、典型的に、下流側で数Ｍビット／ｓ、上流側で数
百Ｋビット／ｓというデータ・レートを提供するが、ＳＤＳＬは上流および下流
共同じレートを提供する。ＤＳＬは、その全ての種類が離散マルチトーン（ＤＭ
Ｔ：ｄｓｉｃｒｅｔｅ ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）技術を基本とするが、これらは異
なるパラメータを有する。Ｊ．Ｍａｋｒｉｓの”ＤＳＬ Ｓｅｒｖｉｃｅ”（Ｄ
ＳＬサービス）、Ｄａｔａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１９９８年４月、
およびＡＮＳＩ Ｔ１．４１３−１９９５”Ｎｅｔｗｏｒｋ ａｎｄ Ｃｕｓｔ
ｏｍｅｒ Ｉｎｓｔａｌｌａｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅｓ − Ａｓｙｍｍ
ｅｔｒｉｃａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ （ＡＤＳ
Ｌ） Ｍｅｔａｌｌｉｃ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ”（ネットワークおよび顧客設置
インターフェース−非対称ディジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）金属インターフェ
ース）を参照のこと。
ータ伝送サービスであり、従来のＶ．３４およびＶ．９０型モデムよりもはるか
に高いデータ・レートを提供する。「ｘＤＳＬ」という略語は、ＡＤＳＬ（非対
称ＤＳＬ）、ＳＤＳＬ（対称ＤＳＬ）、ＲＡＤＳＬ（レート適応型ＤＳＬ）、Ｈ
ＤＳＬ（高速ＤＳＬ）、およびＶＤＳＬ（超高速ＤＳＬ）、ＵＤＳＬ（ユニバー
サルＤＳＬ）、ならびにＡＤＳＬ−ＬＩＴＥ（Ｇ．ｌｉｔｅとしても知られてい
る）のようなこれらの変更を含む、異なるＤＳＬサービスに対する総合的な名称
である。ｘＤＳＬサービスは、典型的に、下流側で数Ｍビット／ｓ、上流側で数
百Ｋビット／ｓというデータ・レートを提供するが、ＳＤＳＬは上流および下流
共同じレートを提供する。ＤＳＬは、その全ての種類が離散マルチトーン（ＤＭ
Ｔ：ｄｓｉｃｒｅｔｅ ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ）技術を基本とするが、これらは異
なるパラメータを有する。Ｊ．Ｍａｋｒｉｓの”ＤＳＬ Ｓｅｒｖｉｃｅ”（Ｄ
ＳＬサービス）、Ｄａｔａ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，１９９８年４月、
およびＡＮＳＩ Ｔ１．４１３−１９９５”Ｎｅｔｗｏｒｋ ａｎｄ Ｃｕｓｔ
ｏｍｅｒ Ｉｎｓｔａｌｌａｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅｓ − Ａｓｙｍｍ
ｅｔｒｉｃａｌ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ （ＡＤＳ
Ｌ） Ｍｅｔａｌｌｉｃ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ”（ネットワークおよび顧客設置
インターフェース−非対称ディジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）金属インターフェ
ース）を参照のこと。
【０００４】 ｘＤＳＬサービスに対するＩＴＵ−Ｔ電気通信規格によれば、モデム起動時に
、ハンドシェーク・プロシージャ（Ｇ．ｈｓと呼ぶ）を利用する。Ｇ．ｈｓの要
件については、”Ｐｒｏｐｏｓａｌ ｆｏｒ Ｇ．ｈｓ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ａｎｄ Ｍｅｓｓａｇｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ”（Ｇ．ｈ
ｓ変調技法およびメッセージ・プロトコルに対する提案）、ＩＴＵ−Ｔ Ｔｅｌ
ｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏ
ｒ、Ｃ１−０６８ Ｃｈｉｃａｇｏ、ＵＳＡ、１９９８年４月６〜９日、および
”Ｈａｎｄｓｈａｋｅ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｓ
ｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ（ＤＳＬ） ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ”（ディジタル
加入者回線（ＤＳＬ）送受信機のハンドシェーク・プロシージャ）、ＩＴＵ−Ｔ
Ｄｒａｆｔ Ｇ．９９４．１（１９９９年２月３日）のようないくつかの文書
に明記されている。その内容は、この言及によりその全体が本願にも含まれるも
のとする。ハンドシェークの主な要件は、ハンドシェークの間数十バイトの伝送
、全ての種類のＤＳＬ受信機との信号互換性、ならびに通常の旧電話サービス（
ＰＯＴＳ）、統合ディジタル・サービス網（ＩＳＤＮ）、および時間圧縮多重化
ＩＳＤＮ（ＴＣＭ−ＩＳＤＮ）との相互作用（ｉｎｔｅｒｗｏｒｋｉｎｇ）であ
る。これらの主要な要件を満たすことは、かなりのノイズおよびクロストークに
よる悪影響、およびチャネルの周波数特性に関する知識不足のため、容易な作業
ではない。これらの全てについては、Ｍａｔｓｕｓｈｉｔａ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ
Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｃｏ．Ｌｔｄ，”Ｐｒｏｐｏｓｅｄ Ｗｏｒｋｉｎｇ
Ｔｅｘｔ ｆｏｒ Ｇ．ｈｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｖ．８ｂｉｓ”、ＩＴＵ−
Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅ
ｃｔｏｒ，ＮＦ−０４４、Ｎｉｃｅ、Ｆｒａｎｃｅ、１９９８年５月１１〜１４
日、Ｍａｔｓｕｓｈｉｔａ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｃｏ．
Ｌｔｄ，”Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｇ．ｈ
ｓ”、ＩＴＵ−Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａ
ｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ，ＮＦ−０４５、Ｎｉｃｅ、Ｆｒａｎｃｅ、１９９８年
５月１１〜１４日、Ｍａｔｓｕｓｈｉｔａ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｉｎｄｕｓｔｒ
ｉａｌ Ｃｏ．Ｌｔｄ，”Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ Ｍｏｄｅｌ Ｐｒｏｐｏｓｅｄ
Ｗｏｒｋｉｎｇ Ｔｅｘｔ ｆｏｒ Ｇ．ｈｓ Ｔｅｓｔ”、ＩＴＵ−Ｔｅｌ
ｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏ
ｒ，ＮＦ−０４６、Ｎｉｃｅ、Ｆｒａｎｃｅ、１９９８年５月１１〜１４日、Ｎ
ＥＣ、”Ｄｅｓｉｒｅｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｒａｎｇｅ ｆｏｒ Ｇ．ｈｓ
ｕｎｄｅｒ ＴＣＭ−ＩＳＤＮ”ＩＴＵ−Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ，ＮＦ−０６６、Ｎｉｃｅ、
Ｆｒａｎｃｅ、１９９８年５月１１〜１４日、および３Ｃｏｍ、”Ｐｒｏｐｏｓ
ｅｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ ａｎｄ Ｔｏｎｅ Ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｇ
．ｈｓ”ＩＴＵ−Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚ
ａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ，ＮＦ−０６８、Ｎｉｃｅ、Ｆｒａｎｃｅ、１９９８
年５月１１〜１４日等、種々の論文に記載されている。
、ハンドシェーク・プロシージャ（Ｇ．ｈｓと呼ぶ）を利用する。Ｇ．ｈｓの要
件については、”Ｐｒｏｐｏｓａｌ ｆｏｒ Ｇ．ｈｓ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ
Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ ａｎｄ Ｍｅｓｓａｇｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ”（Ｇ．ｈ
ｓ変調技法およびメッセージ・プロトコルに対する提案）、ＩＴＵ−Ｔ Ｔｅｌ
ｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏ
ｒ、Ｃ１−０６８ Ｃｈｉｃａｇｏ、ＵＳＡ、１９９８年４月６〜９日、および
”Ｈａｎｄｓｈａｋｅ ｐｒｏｃｅｄｕｒｅ ｆｏｒ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｕｓ
ｃｒｉｂｅｒ Ｌｉｎｅ（ＤＳＬ） ｔｒａｎｓｃｅｉｖｅｒｓ”（ディジタル
加入者回線（ＤＳＬ）送受信機のハンドシェーク・プロシージャ）、ＩＴＵ−Ｔ
Ｄｒａｆｔ Ｇ．９９４．１（１９９９年２月３日）のようないくつかの文書
に明記されている。その内容は、この言及によりその全体が本願にも含まれるも
のとする。ハンドシェークの主な要件は、ハンドシェークの間数十バイトの伝送
、全ての種類のＤＳＬ受信機との信号互換性、ならびに通常の旧電話サービス（
ＰＯＴＳ）、統合ディジタル・サービス網（ＩＳＤＮ）、および時間圧縮多重化
ＩＳＤＮ（ＴＣＭ−ＩＳＤＮ）との相互作用（ｉｎｔｅｒｗｏｒｋｉｎｇ）であ
る。これらの主要な要件を満たすことは、かなりのノイズおよびクロストークに
よる悪影響、およびチャネルの周波数特性に関する知識不足のため、容易な作業
ではない。これらの全てについては、Ｍａｔｓｕｓｈｉｔａ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ
Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｃｏ．Ｌｔｄ，”Ｐｒｏｐｏｓｅｄ Ｗｏｒｋｉｎｇ
Ｔｅｘｔ ｆｏｒ Ｇ．ｈｓ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｖ．８ｂｉｓ”、ＩＴＵ−
Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅ
ｃｔｏｒ，ＮＦ−０４４、Ｎｉｃｅ、Ｆｒａｎｃｅ、１９９８年５月１１〜１４
日、Ｍａｔｓｕｓｈｉｔａ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｃｏ．
Ｌｔｄ，”Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｃｏｎｓｉｄｅｒａｔｉｏｎｓ ｆｏｒ Ｇ．ｈ
ｓ”、ＩＴＵ−Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａ
ｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ，ＮＦ−０４５、Ｎｉｃｅ、Ｆｒａｎｃｅ、１９９８年
５月１１〜１４日、Ｍａｔｓｕｓｈｉｔａ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｉｎｄｕｓｔｒ
ｉａｌ Ｃｏ．Ｌｔｄ，”Ｃｒｏｓｓｔａｌｋ Ｍｏｄｅｌ Ｐｒｏｐｏｓｅｄ
Ｗｏｒｋｉｎｇ Ｔｅｘｔ ｆｏｒ Ｇ．ｈｓ Ｔｅｓｔ”、ＩＴＵ−Ｔｅｌ
ｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏ
ｒ，ＮＦ−０４６、Ｎｉｃｅ、Ｆｒａｎｃｅ、１９９８年５月１１〜１４日、Ｎ
ＥＣ、”Ｄｅｓｉｒｅｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｒａｎｇｅ ｆｏｒ Ｇ．ｈｓ
ｕｎｄｅｒ ＴＣＭ−ＩＳＤＮ”ＩＴＵ−Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ，ＮＦ−０６６、Ｎｉｃｅ、
Ｆｒａｎｃｅ、１９９８年５月１１〜１４日、および３Ｃｏｍ、”Ｐｒｏｐｏｓ
ｅｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ ａｎｄ Ｔｏｎｅ Ｓｅｌｅｃｔｉｏｎ ｆｏｒ Ｇ
．ｈｓ”ＩＴＵ−Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄｉｚ
ａｔｉｏｎ Ｓｅｃｔｏｒ，ＮＦ−０６８、Ｎｉｃｅ、Ｆｒａｎｃｅ、１９９８
年５月１１〜１４日等、種々の論文に記載されている。
【０００５】 更に具体的には、ｘＤＳＬ信号を搬送する回線における信号減衰は、周波数の
非単調関数であり、いくつかの深いノッチがある場合もあり、一方ノイズ・パワ
ー・スペクトル密度（ＰＳＤ）も、周波数の平坦な関数ではない。その結果、信
号対ノイズ比（ＳＮＲ）は、周波数の複雑な多極関数となる。更に、ＳＮＲは、
ランダムで周期的な時間変動を受ける。例えば、いわゆる上流および下流伝送の
「ピンポン・モード」を含むＴＣＭ−ＩＳＤＮ環境では、遠端クロストーク（Ｆ
ＥＸＴ）および近端クロストーク（ＮＥＸＴ）が４００Ｈｚの周波数で交互する
。ＦＥＸＴおよびＮＥＸＴはかなり異なるパワー・スペクトル密度を有するので
、１．２５ミリ秒置きに強いＮＥＸＴノイズが混入する。
非単調関数であり、いくつかの深いノッチがある場合もあり、一方ノイズ・パワ
ー・スペクトル密度（ＰＳＤ）も、周波数の平坦な関数ではない。その結果、信
号対ノイズ比（ＳＮＲ）は、周波数の複雑な多極関数となる。更に、ＳＮＲは、
ランダムで周期的な時間変動を受ける。例えば、いわゆる上流および下流伝送の
「ピンポン・モード」を含むＴＣＭ−ＩＳＤＮ環境では、遠端クロストーク（Ｆ
ＥＸＴ）および近端クロストーク（ＮＥＸＴ）が４００Ｈｚの周波数で交互する
。ＦＥＸＴおよびＮＥＸＴはかなり異なるパワー・スペクトル密度を有するので
、１．２５ミリ秒置きに強いＮＥＸＴノイズが混入する。
【０００６】 前述のように、数人の著者がＧ．ｈｓ技法に関する提案を行なっている。これ
らの提案の中核は、ノイズ環境に応じて、異なるビット・レートを用いた２トー
ン伝送であった。公称およびバックアップ・キャリア・ノーン上においてビット
二重化により、周波数ダイバシティ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ
）が得られる。シンボル間隔を広げる（即ち、シンボル・レートを低下させる）
ことにより、時間ダイバシティが得られる。これらの提案には、いくつかの欠点
がある。第１に、公称およびバックアップ・トーンは双方共、ノッチまたは低Ｓ
ＮＲを有する他の周波数ドメイン領域内に位置する可能性があり、ハンドシェー
クの有効性が失われる。第２に、シンボル間隔を広げることは、バースト状ノイ
ズを考慮すると、十分ではない場合がある。例えば、ＴＣＭ−ＩＳＤＮ環境では
、信号対ノイズ比は、１．２５ｍｓ置きの間隔で容認可能なレベルを下回る可能
性がある。当技術分野における著者の一人が示唆するように、０．２３２ｍｓの
初期シンボル間隔を４倍して０．９２８ｍｓとしても、全体的な間隔は、１．２
５ｍｓの高ノイズ枠内に位置する可能性がある。実際、シンボル間隔を８倍に広
げたとしても、なおも最終的なシンボル間隔は１．８８５ｍｓに過ぎず、低ＳＮ
Ｒ領域の６７％しか占めることができない。
らの提案の中核は、ノイズ環境に応じて、異なるビット・レートを用いた２トー
ン伝送であった。公称およびバックアップ・キャリア・ノーン上においてビット
二重化により、周波数ダイバシティ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ
）が得られる。シンボル間隔を広げる（即ち、シンボル・レートを低下させる）
ことにより、時間ダイバシティが得られる。これらの提案には、いくつかの欠点
がある。第１に、公称およびバックアップ・トーンは双方共、ノッチまたは低Ｓ
ＮＲを有する他の周波数ドメイン領域内に位置する可能性があり、ハンドシェー
クの有効性が失われる。第２に、シンボル間隔を広げることは、バースト状ノイ
ズを考慮すると、十分ではない場合がある。例えば、ＴＣＭ−ＩＳＤＮ環境では
、信号対ノイズ比は、１．２５ｍｓ置きの間隔で容認可能なレベルを下回る可能
性がある。当技術分野における著者の一人が示唆するように、０．２３２ｍｓの
初期シンボル間隔を４倍して０．９２８ｍｓとしても、全体的な間隔は、１．２
５ｍｓの高ノイズ枠内に位置する可能性がある。実際、シンボル間隔を８倍に広
げたとしても、なおも最終的なシンボル間隔は１．８８５ｍｓに過ぎず、低ＳＮ
Ｒ領域の６７％しか占めることができない。
【０００７】 （発明の概要） したがって、本発明の目的は、提案されているｘＳＤＬ規格要件を満たすｘＤ
ＳＬモデム用ハンドシェークを提供することである。
ＳＬモデム用ハンドシェークを提供することである。
【０００８】 本発明の別の目的は、優れた周波数ダイバシティおよび時間ダイバシティを有
し、高い信頼性が得られるｘＤＳＬモデム用ハンドシェークを提供することであ
る。
し、高い信頼性が得られるｘＤＳＬモデム用ハンドシェークを提供することであ
る。
【０００９】 本発明の更に別の目的は、マルチトーン・シグナリングを利用したｘＤＳＬモ
デム・ハンドシェークを提供することである。 本発明の追加の目的は、既存の電気通信サービスと協働するｘＤＳＬモデム・
ハンドシェークを提供することである。
デム・ハンドシェークを提供することである。 本発明の追加の目的は、既存の電気通信サービスと協働するｘＤＳＬモデム・
ハンドシェークを提供することである。
【００１０】 本発明の別の目的は、先に提示した目的を実現するモデムおよび方法を提供す
ることである。 本発明の目的にしたがって、スペクトル拡散変調システムを利用して、ｘＤＳ
Ｌサービスに対するハンドシェーク情報を送信する。ここでは、複数（ｎ）のキ
ャリア・トーン（ｎ＞２）を加算し、スペクトル拡散キャリア（ＳＳＣ）として
利用し、キャリア上にデータを変調する（全ての利用周波数で）。好ましくは、
位相偏移キーイング（ＰＳＫ）変調（または、ＢＰＳＫ−二進ＰＳＫ、またはＤ
ＢＰＳＫ−差分二進ＰＳＫのようなその変形）を、変調技法として用いる。スペ
クトル拡散キャリアを、ＢＰＳＫにしたがってハンドシェーク・ビットによって
変調すると、ＳＳＣは、ハンドシェーク・ビットが＋１の場合には符号「＋」と
共に送信され、ハンドシェーク・ビットが「−１」の場合には符号「−」と共に
送信される。ＤＰＳＫを用いる場合、差分符号化したハンドシェーク・ビットに
対して、同じ変調手順を用いる。
ることである。 本発明の目的にしたがって、スペクトル拡散変調システムを利用して、ｘＤＳ
Ｌサービスに対するハンドシェーク情報を送信する。ここでは、複数（ｎ）のキ
ャリア・トーン（ｎ＞２）を加算し、スペクトル拡散キャリア（ＳＳＣ）として
利用し、キャリア上にデータを変調する（全ての利用周波数で）。好ましくは、
位相偏移キーイング（ＰＳＫ）変調（または、ＢＰＳＫ−二進ＰＳＫ、またはＤ
ＢＰＳＫ−差分二進ＰＳＫのようなその変形）を、変調技法として用いる。スペ
クトル拡散キャリアを、ＢＰＳＫにしたがってハンドシェーク・ビットによって
変調すると、ＳＳＣは、ハンドシェーク・ビットが＋１の場合には符号「＋」と
共に送信され、ハンドシェーク・ビットが「−１」の場合には符号「−」と共に
送信される。ＤＰＳＫを用いる場合、差分符号化したハンドシェーク・ビットに
対して、同じ変調手順を用いる。
【００１１】 本発明の好ましい一態様によれば、ハンドシェーク・シンボル・レート（ＳＲ
）を０．８Ａシンボル／ｍｓｅｃに等しく設定する。ここで、Ａは正の整数であ
る。信頼性を向上させるためには、シンボルは少なくとも４回繰り返すことが好
ましい。本発明の別の好適な態様によれば、タイミング復元の目的のために、プ
リアンブルを備えることができる。本発明の更に別の態様は、疑似コヒーレント
受信機（ｑｕａｓｉｃｏｈｅｒｅｎｔ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）、自己相関受信機（
ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）、およびＤＢＰＳＫスペ
クトル拡散ハンドシェーク信号に対してＦＦＴ成分のコヒーレント蓄積を利用す
る、現時点において好適な非コヒーレント受信機を含む、異なる受信システムを
含む。
）を０．８Ａシンボル／ｍｓｅｃに等しく設定する。ここで、Ａは正の整数であ
る。信頼性を向上させるためには、シンボルは少なくとも４回繰り返すことが好
ましい。本発明の別の好適な態様によれば、タイミング復元の目的のために、プ
リアンブルを備えることができる。本発明の更に別の態様は、疑似コヒーレント
受信機（ｑｕａｓｉｃｏｈｅｒｅｎｔ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）、自己相関受信機（
ａｕｔｏｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｒｅｃｅｉｖｅｒ）、およびＤＢＰＳＫスペ
クトル拡散ハンドシェーク信号に対してＦＦＴ成分のコヒーレント蓄積を利用す
る、現時点において好適な非コヒーレント受信機を含む、異なる受信システムを
含む。
【００１２】 本発明の付加的な目的および利点は、提示する図と関連付けて詳細な説明を参
照することによって、当業者には明白となろう。 （好適な実施形態の詳細な説明） 本発明によれば、ｘＤＳＬサービスに対するハンドシェーク情報を送信するに
は、スペクトル拡散キャリア（ＳＳＣ）上でハンドシェーク情報を変調する。Ｓ
ＳＣは、従来よりデータ伝送のためにｘＤＳＬが用いているトーンの和である。
図１に見られるように、送信機１０は、位相初期化（ＰＩ）ユニット１５、逆高
速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット２０、スペクトル拡散キャリア（ＳＳＣ）
メモリ２５、変調器３０、差分エンコーダ３５、およびブロック・フレーム・ユ
ニット４０を含む。本質的に、位相初期化ユニット１５は、複数のマルチトーン
信号に対して所望の振幅および初期位相分布を示す、複素数を発生する。好まし
くは、振幅分布は、平面状（均一）となるように選択する。好適な実施形態によ
れば、異なるトーンの初期位相をランダムに発生するか、あるいは特定的に選択
し、発生したトーンの波高因子を最小に抑える。いずれにしても、ＤＭＴ型実施
態様を利用する場合、ＩＦＦＴは１組の複素数を１組の時間ドメイン・サンプル
に変換し、メモリ２５に格納する。例えば、２５６個のＤＭＴトーン（ＩＴＵ−
Ｔ規格Ｇ．９９２．２において利用可能なもの）の全てまたはほぼ全てをＰＩユ
ニット１５で発生する場合、５１２サンプルのセットをメモリ２５に格納するこ
とができる。必要に応じて、受信機が歪みを低減するために使用可能なプレフィ
ックスとして、追加の反復サンプルもメモリに格納することができる。必要であ
れば、サンプルは他の方法で（例えば、ＰＩおよびＩＦＦＴを用いずに、あるい
は他の装置で）発生し、送信機のメモリにロードし、格納して、以下に述べるよ
うに使用することも可能である。
照することによって、当業者には明白となろう。 （好適な実施形態の詳細な説明） 本発明によれば、ｘＤＳＬサービスに対するハンドシェーク情報を送信するに
は、スペクトル拡散キャリア（ＳＳＣ）上でハンドシェーク情報を変調する。Ｓ
ＳＣは、従来よりデータ伝送のためにｘＤＳＬが用いているトーンの和である。
図１に見られるように、送信機１０は、位相初期化（ＰＩ）ユニット１５、逆高
速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット２０、スペクトル拡散キャリア（ＳＳＣ）
メモリ２５、変調器３０、差分エンコーダ３５、およびブロック・フレーム・ユ
ニット４０を含む。本質的に、位相初期化ユニット１５は、複数のマルチトーン
信号に対して所望の振幅および初期位相分布を示す、複素数を発生する。好まし
くは、振幅分布は、平面状（均一）となるように選択する。好適な実施形態によ
れば、異なるトーンの初期位相をランダムに発生するか、あるいは特定的に選択
し、発生したトーンの波高因子を最小に抑える。いずれにしても、ＤＭＴ型実施
態様を利用する場合、ＩＦＦＴは１組の複素数を１組の時間ドメイン・サンプル
に変換し、メモリ２５に格納する。例えば、２５６個のＤＭＴトーン（ＩＴＵ−
Ｔ規格Ｇ．９９２．２において利用可能なもの）の全てまたはほぼ全てをＰＩユ
ニット１５で発生する場合、５１２サンプルのセットをメモリ２５に格納するこ
とができる。必要に応じて、受信機が歪みを低減するために使用可能なプレフィ
ックスとして、追加の反復サンプルもメモリに格納することができる。必要であ
れば、サンプルは他の方法で（例えば、ＰＩおよびＩＦＦＴを用いずに、あるい
は他の装置で）発生し、送信機のメモリにロードし、格納して、以下に述べるよ
うに使用することも可能である。
【００１３】 ２６７個のＤＭＴトーン全てをスペクトル拡散キャリアに含ませることも可能
であるが、本発明によれば、スペクトル拡散キャリアを利用するのであれば、異
なる状況では異なる数のトーン（および異なるトーン）を使用可能であることは
、当業者には認められよう。したがって、本出願では、３つ以上の別個のトーン
を共に変調する場合、キャリアをスペクトル拡散キャリアと見なすこととする。
したがって、下流接続に対するＳＳＣは、下流トーンの全てまたはその部分集合
を含むことができ、一方上流接続に対するＳＳＣは上流トーンの全てまたはその
部分集合を含むことも可能である。例えば、Ｇ．Ｌｉｔｅ ＡＤＳＬ 上流ＳＳ
Ｃは、６ないし３２個の１組（２５．８７５ｋＨｚ．．．１３８ｋＨｚ）から許
されるトーンを利用することができ、一方下流ＳＳＣは、３３ないし１２８の１
組（１４２．３１２５ｋＨｚ．．．５５２ｋＨｚ）から許されるトーンを利用す
ることができる。ＳＳＣは、受信機における処理を減少するには、偶数または奇
数のトーンのみを含めればよい。
であるが、本発明によれば、スペクトル拡散キャリアを利用するのであれば、異
なる状況では異なる数のトーン（および異なるトーン）を使用可能であることは
、当業者には認められよう。したがって、本出願では、３つ以上の別個のトーン
を共に変調する場合、キャリアをスペクトル拡散キャリアと見なすこととする。
したがって、下流接続に対するＳＳＣは、下流トーンの全てまたはその部分集合
を含むことができ、一方上流接続に対するＳＳＣは上流トーンの全てまたはその
部分集合を含むことも可能である。例えば、Ｇ．Ｌｉｔｅ ＡＤＳＬ 上流ＳＳ
Ｃは、６ないし３２個の１組（２５．８７５ｋＨｚ．．．１３８ｋＨｚ）から許
されるトーンを利用することができ、一方下流ＳＳＣは、３３ないし１２８の１
組（１４２．３１２５ｋＨｚ．．．５５２ｋＨｚ）から許されるトーンを利用す
ることができる。ＳＳＣは、受信機における処理を減少するには、偶数または奇
数のトーンのみを含めればよい。
【００１４】 スペクトル拡散キャリア上に変調するハンドシェーク情報（以下で図２を参照
しながら説明する）は、差分エンコーダ３５に供給され、差分符号化ビットはブ
ロック・フレーム・ユニット４０に書き込まれる。本発明の好適な実施形態によ
れば、ハンドシェーク情報は、０．８ｋｂｐｓの速度で差分エンコーダに供給さ
れ、差分符号化した４ビット・サブブロックがブロック・フレーム・ユニット４
０のレジスタに書き込まれる。好ましくは、各４ビット・サブブロックを４回読
み出し、３２．２ｋｂｐｓの速度で各ブロック・フレームを変調器３０に供給す
るようにする。
しながら説明する）は、差分エンコーダ３５に供給され、差分符号化ビットはブ
ロック・フレーム・ユニット４０に書き込まれる。本発明の好適な実施形態によ
れば、ハンドシェーク情報は、０．８ｋｂｐｓの速度で差分エンコーダに供給さ
れ、差分符号化した４ビット・サブブロックがブロック・フレーム・ユニット４
０のレジスタに書き込まれる。好ましくは、各４ビット・サブブロックを４回読
み出し、３２．２ｋｂｐｓの速度で各ブロック・フレームを変調器３０に供給す
るようにする。
【００１５】 差分エンコーダを利用しない場合、変調技法は二進位相偏移キーイング（ＢＰ
ＳＫ）とすることが好ましい。差分エンコーダを利用する場合、変調技法を差分
ＢＰＳＫとすることが好ましい。いずれにしろ、変調器３０は、ブロック・フレ
ーマ・ユニット４０の出力を用いて、メモリ２５内に格納したサンプルをそのま
ま送信するか、あるいは反転させるか（即ち、−１を乗算するか、１８０度位相
をずらす）について選択を行なう。メモリ２５に格納されているサンプルはメモ
リから順次読み出され、全てのサンプルが、以下に論ずる提案シンボル・レート
で変調される（即ち、そのまままたは反転して送信する）。ＢＰＳＫを利用する
場合、ＳＳＣサンプルは、ハンドシェーク・ビットが「＋１」の場合には符号「
＋」と共に送信され、ハンドシェーク・ビットが「−１」の場合には符号「−」
と共に送信される（またはその逆）。ＤＢＰＳＫを使用する場合、差分符号化ハ
ンドシェーク・ビットに対して、同じ変調手順を用いる。
ＳＫ）とすることが好ましい。差分エンコーダを利用する場合、変調技法を差分
ＢＰＳＫとすることが好ましい。いずれにしろ、変調器３０は、ブロック・フレ
ーマ・ユニット４０の出力を用いて、メモリ２５内に格納したサンプルをそのま
ま送信するか、あるいは反転させるか（即ち、−１を乗算するか、１８０度位相
をずらす）について選択を行なう。メモリ２５に格納されているサンプルはメモ
リから順次読み出され、全てのサンプルが、以下に論ずる提案シンボル・レート
で変調される（即ち、そのまままたは反転して送信する）。ＢＰＳＫを利用する
場合、ＳＳＣサンプルは、ハンドシェーク・ビットが「＋１」の場合には符号「
＋」と共に送信され、ハンドシェーク・ビットが「−１」の場合には符号「−」
と共に送信される（またはその逆）。ＤＢＰＳＫを使用する場合、差分符号化ハ
ンドシェーク・ビットに対して、同じ変調手順を用いる。
【００１６】 尚、ＢＰＳＫまたはＤＢＰＳＫ変調が好ましいものの、ＱＰＳＫ（直交ＰＳＫ
）、ＤＱＰＳＫ（差分ＱＰＳＫ）、周波数変調、振幅変調、および直交振幅変調
というような他の変調技法も利用可能であることは、当業者には認められよう。
）、ＤＱＰＳＫ（差分ＱＰＳＫ）、周波数変調、振幅変調、および直交振幅変調
というような他の変調技法も利用可能であることは、当業者には認められよう。
【００１７】 ＳＳＣを変調するハンドシェークの詳細は図２に見られる。本発明の好適な実
施形態によれば、ハンドシェークは、プリアンブルおよびＧ．ｈｓメッセージを
含む。プリアンブルは、異なる４ビット・シーケンス「１，１，１，−１」のＮ
個のサブブロックと、これに続く４ビット・ディバイダ・シーケンス「−１，−
１，−１，−１」の４つのサブブロックと、これに続く疑似ランダム・シーケン
スの８つのサブブロックとから成る（指定通り）。各サブブロックは、１．２５
ミリ秒レートで発生することが好ましく（即ち、各サブブロックは１．２５ｍｓ
の期間を有する）、ビットは０．３１２５ミリ秒レートで発生する。プリアンブ
ルの後、Ｇ．ｈｓメッセージを設ける。好ましくは、５ミリ秒レートで発生した
Ｎ個のブロックを含む。各ブロックは、各々（ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４）である
４つの情報ビット（シンボル）の４つのサブブロックを含み、４情報ビットを４
回繰り返す（即ち、ブロック内の各サブブロックは、同じ要素（ｍａｔｅｒｉａ
ｌ）を含む）。各シンボルは、１情報ビットを搬送する。したがって、期間が５
ミリ秒の各ブロックは、冗長度３／４で、４情報ビットを搬送する。図２に示す
ように、プリアンブルおよびＧ．ｈｓメッセージの各ビットは、スペクトル拡散
キャリア上に変調することが好ましい。以下で更に詳しく論ずるが、プリアンブ
ルは、受信機がＧ．ｈｓ送信を検出し、コヒーレント処理のためにスペクトル拡
散キャリアを復元可能とするために、そしてシンボルおよびブロック同期化（タ
イミング復元）のために備えることが好ましい。プリアンブルを変調することが
好ましいが、変調しないプリアンブル（全て＋１）も利用可能である。
施形態によれば、ハンドシェークは、プリアンブルおよびＧ．ｈｓメッセージを
含む。プリアンブルは、異なる４ビット・シーケンス「１，１，１，−１」のＮ
個のサブブロックと、これに続く４ビット・ディバイダ・シーケンス「−１，−
１，−１，−１」の４つのサブブロックと、これに続く疑似ランダム・シーケン
スの８つのサブブロックとから成る（指定通り）。各サブブロックは、１．２５
ミリ秒レートで発生することが好ましく（即ち、各サブブロックは１．２５ｍｓ
の期間を有する）、ビットは０．３１２５ミリ秒レートで発生する。プリアンブ
ルの後、Ｇ．ｈｓメッセージを設ける。好ましくは、５ミリ秒レートで発生した
Ｎ個のブロックを含む。各ブロックは、各々（ｂ１，ｂ２，ｂ３，ｂ４）である
４つの情報ビット（シンボル）の４つのサブブロックを含み、４情報ビットを４
回繰り返す（即ち、ブロック内の各サブブロックは、同じ要素（ｍａｔｅｒｉａ
ｌ）を含む）。各シンボルは、１情報ビットを搬送する。したがって、期間が５
ミリ秒の各ブロックは、冗長度３／４で、４情報ビットを搬送する。図２に示す
ように、プリアンブルおよびＧ．ｈｓメッセージの各ビットは、スペクトル拡散
キャリア上に変調することが好ましい。以下で更に詳しく論ずるが、プリアンブ
ルは、受信機がＧ．ｈｓ送信を検出し、コヒーレント処理のためにスペクトル拡
散キャリアを復元可能とするために、そしてシンボルおよびブロック同期化（タ
イミング復元）のために備えることが好ましい。プリアンブルを変調することが
好ましいが、変調しないプリアンブル（全て＋１）も利用可能である。
【００１８】 本発明の好適な実施形態によれば、シンボル・レート（ＳＲ）を０．８シンボ
ル／ミリ秒に等しく設定する。ここで、Ａ＝１，２，３．．．である。このよう
にシンボル・レートを設定すると、ＴＣＭ−ＩＳＤＮクロス・トーク環境におい
て、１．２５ミリ秒のバースト期間内に整数個のシンボルを置くことになる。し
たがって、Ａ＝４（ビット・レート＝３２００ｂｐｓ）の場合、１．２５ｍｓバ
ースト以内で半バイト（４ビット）を送信することになる。Ａ＝８（ビット・レ
ート＝６４００ｂｐｓ）の場合、１．２５ｍｓバースト以内で１バイトを送信す
ることになる。Ｇ．ｈｓメッセージの各シンボルを少なくとも４回送信すること
により、ＴＣＭ−ＩＳＤＮクロス・トーク環境において、１．２５ｍｓの高ＳＮ
Ｒ ＦＥＸＴ領域内で少なくとも２つのシンボル時間−分離ブロック（ｓｙｍｂ
ｏｌ ｔｉｍｅ−ｓｅｐａｒａｔｅｄ ｂｌｏｃｋ）が発生する。
ル／ミリ秒に等しく設定する。ここで、Ａ＝１，２，３．．．である。このよう
にシンボル・レートを設定すると、ＴＣＭ−ＩＳＤＮクロス・トーク環境におい
て、１．２５ミリ秒のバースト期間内に整数個のシンボルを置くことになる。し
たがって、Ａ＝４（ビット・レート＝３２００ｂｐｓ）の場合、１．２５ｍｓバ
ースト以内で半バイト（４ビット）を送信することになる。Ａ＝８（ビット・レ
ート＝６４００ｂｐｓ）の場合、１．２５ｍｓバースト以内で１バイトを送信す
ることになる。Ｇ．ｈｓメッセージの各シンボルを少なくとも４回送信すること
により、ＴＣＭ−ＩＳＤＮクロス・トーク環境において、１．２５ｍｓの高ＳＮ
Ｒ ＦＥＸＴ領域内で少なくとも２つのシンボル時間−分離ブロック（ｓｙｍｂ
ｏｌ ｔｉｍｅ−ｓｅｐａｒａｔｅｄ ｂｌｏｃｋ）が発生する。
【００１９】 ＴＣＭ−ＩＳＤＮシステムにおけるＮＥＸＴおよびＦＥＸＴクロストークの４
００Ｈｚ周期性を考慮に入れると、互いに対して２．５ｍｓだけ遅延したＮ−シ
ンボル・ブロック間の相関を計算することにより、ノイズレス時間ウインドウ（
ｎｏｉｓｅｌｅｓｓ ｔｉｍｅ ｗｉｎｄｏｗ）を求めることができる。遅延ブ
ロックが互いに一致する場合（即ち、これらはノイズによって転化されていない
）、時間ウインドウは「十分に高い」ＳＮＲを有し（即ち、ハンドシェークの目
的上「ノイズレス」である）、ハンドシェーク・メッセージを受信するために用
いることができる。プリアンブルの構造は、特にこの判定を可能にするために構
成されている。
００Ｈｚ周期性を考慮に入れると、互いに対して２．５ｍｓだけ遅延したＮ−シ
ンボル・ブロック間の相関を計算することにより、ノイズレス時間ウインドウ（
ｎｏｉｓｅｌｅｓｓ ｔｉｍｅ ｗｉｎｄｏｗ）を求めることができる。遅延ブ
ロックが互いに一致する場合（即ち、これらはノイズによって転化されていない
）、時間ウインドウは「十分に高い」ＳＮＲを有し（即ち、ハンドシェークの目
的上「ノイズレス」である）、ハンドシェーク・メッセージを受信するために用
いることができる。プリアンブルの構造は、特にこの判定を可能にするために構
成されている。
【００２０】 ノイズレス時間ウインドウは、プリアンブルおよびハンドシェーク・メッセー
ジの送信に対してランダムな時間位置を有するので、受信したＮ−シンボル・ブ
ロックは周期的にずれる可能性がある。言い換えると、ブロック・フレームは、
ノイズレス時間ウィンドウ枠に対応しない場合がある。したがって、このずれを
推定し排除することが好ましい。本発明の好適な実施形態によれば、この周期的
なずれは、Ｎ−シンボルの基準ブロックを送信することによって、推定し排除す
ることができる。このため、プリアンブルには、「１，１，１，−１」という形
態を有する一連の基準ブロックが備えられている。尚、基準ブロックのいずれの
ずれも別個であり（−１，１，１，１；１，−１，１，１；１，１，−１，１）
検出可能であるので、受信機において検出し排除できることは認められよう。し
たがって、このパターンは、シンボルの同期化およびサブブロックの同期化を可
能にする。
ジの送信に対してランダムな時間位置を有するので、受信したＮ−シンボル・ブ
ロックは周期的にずれる可能性がある。言い換えると、ブロック・フレームは、
ノイズレス時間ウィンドウ枠に対応しない場合がある。したがって、このずれを
推定し排除することが好ましい。本発明の好適な実施形態によれば、この周期的
なずれは、Ｎ−シンボルの基準ブロックを送信することによって、推定し排除す
ることができる。このため、プリアンブルには、「１，１，１，−１」という形
態を有する一連の基準ブロックが備えられている。尚、基準ブロックのいずれの
ずれも別個であり（−１，１，１，１；１，−１，１，１；１，１，−１，１）
検出可能であるので、受信機において検出し排除できることは認められよう。し
たがって、このパターンは、シンボルの同期化およびサブブロックの同期化を可
能にする。
【００２１】 次に図３ａ〜図３ｃに移り、本発明のハンドシェーク信号を受信し復調するた
めの３つの異なる受信機を示す。図３ａに、ＤＢＰＳＫスペクトル拡散ハンドシ
ェーク信号用自己相関受信機１００ａを示す。自己相関受信機１００ａは、自己
相関復調器１０２ａ、タイミング信号抽出器１０３ａを含み、更にノイズレス時
間ウインドウ（ＴＷ）判定ユニット１０４ａおよび送信ビット選択（ＢＳ）ユニ
ット１０６ａも含むことが好ましい。自己相関復調器１０２ａは、遅延線（ＤＬ
）１１０ａ、乗算器１１２ａ、ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）１１４ａ、およ
び二進スライサ（Ｓｇｎ）１１６ａを含む。着信ＳＳＣ変調信号は、遅延線１１
０ａおよび乗算器１１２ａに供給される。遅延線の遅延Δｔは、１／０．８Ａｍ
ｓ（即ち、ハンドシェーク・シンボル期間）に等しく設定することが好ましい。
したがって、乗算器１１２ａは、着信信号を遅延信号と乗算する。出力はロー・
パス・フィルタ１１４ａに送出される。ロー・パス・フィルタ１１４ａは、Ａ／
１．２５ｋＨｚにほぼ等しい周波数帯域幅Δｆを備えることが好ましい。例えば
、ブロック長Ａ＝４を用いる場合、Δｔ＝０．３１２５ｍｓ、およびΔｆ＝３．
２ｋＨｚとなる。ロー・パス・フィルタ１１４ａの出力は、送信機における変調
機能、および出力をゼロ・スレシホルドと比較する二進スライサ１１６ａが発生
する、ロー・パス・フィルタ出力の符号関数を反映し、送信ビットに対応する。
めの３つの異なる受信機を示す。図３ａに、ＤＢＰＳＫスペクトル拡散ハンドシ
ェーク信号用自己相関受信機１００ａを示す。自己相関受信機１００ａは、自己
相関復調器１０２ａ、タイミング信号抽出器１０３ａを含み、更にノイズレス時
間ウインドウ（ＴＷ）判定ユニット１０４ａおよび送信ビット選択（ＢＳ）ユニ
ット１０６ａも含むことが好ましい。自己相関復調器１０２ａは、遅延線（ＤＬ
）１１０ａ、乗算器１１２ａ、ロー・パス・フィルタ（ＬＰＦ）１１４ａ、およ
び二進スライサ（Ｓｇｎ）１１６ａを含む。着信ＳＳＣ変調信号は、遅延線１１
０ａおよび乗算器１１２ａに供給される。遅延線の遅延Δｔは、１／０．８Ａｍ
ｓ（即ち、ハンドシェーク・シンボル期間）に等しく設定することが好ましい。
したがって、乗算器１１２ａは、着信信号を遅延信号と乗算する。出力はロー・
パス・フィルタ１１４ａに送出される。ロー・パス・フィルタ１１４ａは、Ａ／
１．２５ｋＨｚにほぼ等しい周波数帯域幅Δｆを備えることが好ましい。例えば
、ブロック長Ａ＝４を用いる場合、Δｔ＝０．３１２５ｍｓ、およびΔｆ＝３．
２ｋＨｚとなる。ロー・パス・フィルタ１１４ａの出力は、送信機における変調
機能、および出力をゼロ・スレシホルドと比較する二進スライサ１１６ａが発生
する、ロー・パス・フィルタ出力の符号関数を反映し、送信ビットに対応する。
【００２２】 当業者には認められようが、自己相関受信機１００ａは、（乗算器１１２ａに
おいて）所与のスペクトル拡散信号Ｓn（ｔ）と以前のスペクトル拡散信号Ｓn-1 （ｔ）との間のスカラ積（Ｓn（ｔ）＊Ｓn-1（ｔ））を計算する。したがって、
ｎシンボル間隔で受信する二進シンボルＩnは、Ｉn＝ｓｇｎ（Ｓn（ｔ）＊Ｓn-1 （ｔ））にしたがって判定される。
おいて）所与のスペクトル拡散信号Ｓn（ｔ）と以前のスペクトル拡散信号Ｓn-1 （ｔ）との間のスカラ積（Ｓn（ｔ）＊Ｓn-1（ｔ））を計算する。したがって、
ｎシンボル間隔で受信する二進シンボルＩnは、Ｉn＝ｓｇｎ（Ｓn（ｔ）＊Ｓn-1 （ｔ））にしたがって判定される。
【００２３】 図３ａに見られるように、二進スライサ１１６ａは、タイミング情報を必要と
する。好ましくは、タイミング情報は、ボー（シンボル）周波数に応答する周波
数成分のバンドパス・フィルタリングによるロー・パス・フィルタ出力から抽出
する。あるいは（そして、図３ａにも示すように）、タイミング情報は、種々の
公知の方法によって、着信信号から抽出することも可能である。例えば、Ｊａｎ
Ｗ．Ｍ．Ｂｅｒｇｍａｎｓ、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｔｒａｎｓ
ｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ、第９および１０章、”Ｂａｓｉ
ｃｓ ｏｆ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ”および”Ａ Ｃａｔａｌｏｇ
ｏｆ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｃｈｅｍｅ”、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃ
ａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、Ｂｏｓｔｏｎ（１９９６年）、ｐｐ．４
５１−５８７に教示がある。
する。好ましくは、タイミング情報は、ボー（シンボル）周波数に応答する周波
数成分のバンドパス・フィルタリングによるロー・パス・フィルタ出力から抽出
する。あるいは（そして、図３ａにも示すように）、タイミング情報は、種々の
公知の方法によって、着信信号から抽出することも可能である。例えば、Ｊａｎ
Ｗ．Ｍ．Ｂｅｒｇｍａｎｓ、Ｄｉｇｉｔａｌ Ｂａｓｅｂａｎｄ Ｔｒａｎｓ
ｍｉｓｓｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ、第９および１０章、”Ｂａｓｉ
ｃｓ ｏｆ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ”および”Ａ Ｃａｔａｌｏｇ
ｏｆ Ｔｉｍｉｎｇ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ Ｓｃｈｅｍｅ”、Ｋｌｕｗｅｒ Ａｃ
ａｄｅｍｉｃ Ｐｕｂｌｉｓｈｅｒｓ、Ｂｏｓｔｏｎ（１９９６年）、ｐｐ．４
５１−５８７に教示がある。
【００２４】 自己相関復調器１０２ａをタイミング抽出器１０３ａと共に用いれば、キャリ
ア復元やその他の特殊な同期化を必要としない状況では、Ｇ．ｈｓ受信機として
十分であるが、必要であれば、追加の回路も利用可能である。したがって、チャ
ネル・ノイズが定常パワー・スペクトル密度を有する場合、各シンボルを数回繰
り返すことを考慮に入れ、ロー・パス・フィルタの出力において信号を蓄積する
ことにより、ロバスト性を高めることができる。加えて、ＰＳＤがわかっている
場合、受信機の入力においてスペクトル拡散信号を対応するフィルタ（図示せず
）に通過させ、より高いＳＮＲを有するスペクトル拡散信号の成分を強調するこ
とも可能である。
ア復元やその他の特殊な同期化を必要としない状況では、Ｇ．ｈｓ受信機として
十分であるが、必要であれば、追加の回路も利用可能である。したがって、チャ
ネル・ノイズが定常パワー・スペクトル密度を有する場合、各シンボルを数回繰
り返すことを考慮に入れ、ロー・パス・フィルタの出力において信号を蓄積する
ことにより、ロバスト性を高めることができる。加えて、ＰＳＤがわかっている
場合、受信機の入力においてスペクトル拡散信号を対応するフィルタ（図示せず
）に通過させ、より高いＳＮＲを有するスペクトル拡散信号の成分を強調するこ
とも可能である。
【００２５】 加えて、そして本発明の好適な実施形態によれば、プリアンブルを用いる場合
、Ｎ個のシンボルを含み互いに対して２．５ｍｓ遅延した信号サブブロックを比
較するために、ノイズレス時間ウインドウ判定ユニット１０４ａを備えることが
できる。遅延したＮビットの組み合わせがある時間ウインドウ内で一致した場合
、このウインドウは十分に高いＳＮＲを有し、ハンドシェーク・ビットを受信す
るために使用可能であることを示す。いずれにしろ、ウインドウ判定ユニット１
０４は、対象の時間ウインドウを求め、所望のウインドウの時間位置を示す出力
信号を発生し、これをビット選択ユニット１０６ａに供給する。復調したビット
は、ノイズレス・ウインドウの間にスライサの出力に供給され、更にビット選択
ユニット１０６ａに供給され、これらのビットおよびウインドウ情報から、実際
の周期的シフトを判定する。このように、Ｇ．ｈｓメッセージの受信中、ビット
選択ユニット１０６ａは、受信ビットの正しい部分を選択し、受信情報ブロック
における周期的なずれを排除する。ビット選択ユニット１０６ａは、出力のため
に５ミリ秒毎にＮビットを生成する。
、Ｎ個のシンボルを含み互いに対して２．５ｍｓ遅延した信号サブブロックを比
較するために、ノイズレス時間ウインドウ判定ユニット１０４ａを備えることが
できる。遅延したＮビットの組み合わせがある時間ウインドウ内で一致した場合
、このウインドウは十分に高いＳＮＲを有し、ハンドシェーク・ビットを受信す
るために使用可能であることを示す。いずれにしろ、ウインドウ判定ユニット１
０４は、対象の時間ウインドウを求め、所望のウインドウの時間位置を示す出力
信号を発生し、これをビット選択ユニット１０６ａに供給する。復調したビット
は、ノイズレス・ウインドウの間にスライサの出力に供給され、更にビット選択
ユニット１０６ａに供給され、これらのビットおよびウインドウ情報から、実際
の周期的シフトを判定する。このように、Ｇ．ｈｓメッセージの受信中、ビット
選択ユニット１０６ａは、受信ビットの正しい部分を選択し、受信情報ブロック
における周期的なずれを排除する。ビット選択ユニット１０６ａは、出力のため
に５ミリ秒毎にＮビットを生成する。
【００２６】 図３ｂに移り、ＤＢＰＳＫスペクトル拡散ハンドシェーク信号用疑似コヒーレ
ント受信機１００ｂを示す。疑似コヒーレント受信機１００ｂは、自己相関復調
器１０２ｂ、タイミング信号抽出器１０３ｂを含み、更にノイズレス時間ウイン
ドウ判定ユニット１０４ｂおよび送信ビット選択ユニット１０６ｂも含むことが
好ましい。疑似コヒーレント復調器１０２ｂは、スペクトル拡散復元（ＳＳＣＲ
）ユニット１１１ｂ、乗算器１１２ｂ、ロー・パス・フィルタ１１４ｂ、二進ス
ライサ１１６ｂ、遅延線１１８ｂ、および符号乗算器１２０ｂを含む。着信ＳＳ
Ｃ変調信号は、スペクトル拡散キャリア復元ユニット１１１ｂおよび乗算器１１
２ｂに供給される。スペクトル拡散キャリア復元ユニット１１１ｂは、プリアン
ブル中にＳＳＣサンプルを蓄積し、そこからスペクトル拡散基準信号Ｒ（ｔ）を
抽出する。乗算器１１２ｂは、着信信号をＳＳＣ復元ユニットの出力と乗算する
。出力はロー・パス・フィルタ１１４ｂに送出される。ロー・パス・フィルタ１
１４ｂには、Ｎ／１．２５ｋＨｚにほぼ等しい周波数帯域幅Δｆを備えることが
好ましい。ロー・パス・フィルタ１１４の出力は、スライサ１１６ｂに供給され
、この出力をスレシホルド（典型的に０）と比較する。スライサ１１６ｂの出力
は二進信号であり、遅延線１１８ｂおよび符号乗算器１２０ｂに供給される。符
号乗算器１２０ｂの出力の符号は、送信ビットに対応する。
ント受信機１００ｂを示す。疑似コヒーレント受信機１００ｂは、自己相関復調
器１０２ｂ、タイミング信号抽出器１０３ｂを含み、更にノイズレス時間ウイン
ドウ判定ユニット１０４ｂおよび送信ビット選択ユニット１０６ｂも含むことが
好ましい。疑似コヒーレント復調器１０２ｂは、スペクトル拡散復元（ＳＳＣＲ
）ユニット１１１ｂ、乗算器１１２ｂ、ロー・パス・フィルタ１１４ｂ、二進ス
ライサ１１６ｂ、遅延線１１８ｂ、および符号乗算器１２０ｂを含む。着信ＳＳ
Ｃ変調信号は、スペクトル拡散キャリア復元ユニット１１１ｂおよび乗算器１１
２ｂに供給される。スペクトル拡散キャリア復元ユニット１１１ｂは、プリアン
ブル中にＳＳＣサンプルを蓄積し、そこからスペクトル拡散基準信号Ｒ（ｔ）を
抽出する。乗算器１１２ｂは、着信信号をＳＳＣ復元ユニットの出力と乗算する
。出力はロー・パス・フィルタ１１４ｂに送出される。ロー・パス・フィルタ１
１４ｂには、Ｎ／１．２５ｋＨｚにほぼ等しい周波数帯域幅Δｆを備えることが
好ましい。ロー・パス・フィルタ１１４の出力は、スライサ１１６ｂに供給され
、この出力をスレシホルド（典型的に０）と比較する。スライサ１１６ｂの出力
は二進信号であり、遅延線１１８ｂおよび符号乗算器１２０ｂに供給される。符
号乗算器１２０ｂの出力の符号は、送信ビットに対応する。
【００２７】 当業者には認められようが、疑似コヒーレント受信機１００ｂでは、好ましく
はＳＳＣ復元ユニット１１１ｂによってプリアンブルから抽出される平均非変調
ＳＳＣを、コヒーレント復調のためのスペクトル拡散基準信号Ｒ（ｔ）として用
いる。したがって、復元威信シンボルは、Ｉn＝Ｊn＊Ｊn-1となり、ここで、Ｊn ＝ｓｇｎ（Ｓn（ｔ）＊Ｒ（ｔ））、およびＪn-1＝ｓｇｎ（Ｓnー1（ｔ）＊Ｒ（
ｔ））である。疑似コヒーレント受信機１００ｂは優れた結果をもたらすが、Ｓ
ＳＣ復元ユニット１１１ｂのために、自己相関受信機１００ａよりも実施がかな
り複雑となる。
はＳＳＣ復元ユニット１１１ｂによってプリアンブルから抽出される平均非変調
ＳＳＣを、コヒーレント復調のためのスペクトル拡散基準信号Ｒ（ｔ）として用
いる。したがって、復元威信シンボルは、Ｉn＝Ｊn＊Ｊn-1となり、ここで、Ｊn ＝ｓｇｎ（Ｓn（ｔ）＊Ｒ（ｔ））、およびＪn-1＝ｓｇｎ（Ｓnー1（ｔ）＊Ｒ（
ｔ））である。疑似コヒーレント受信機１００ｂは優れた結果をもたらすが、Ｓ
ＳＣ復元ユニット１１１ｂのために、自己相関受信機１００ａよりも実施がかな
り複雑となる。
【００２８】 疑似コヒーレント受信機１００ｂのタイミング信号抽出器１０３ｂ、時間ウイ
ンドウ判定ユニット１０４ｂおよびビット選択ユニット１０６の機能は、図３ａ
の対応するエレメントに関して前述したのと実質的に同様である。
ンドウ判定ユニット１０４ｂおよびビット選択ユニット１０６の機能は、図３ａ
の対応するエレメントに関して前述したのと実質的に同様である。
【００２９】 図３ｃに移り、ＤＢＰＳＫスペクトル拡散ハンドシェーク信号用非コヒーレン
ト受信機１００ｃを示す。図３ｃに見られるように、非コヒーレント受信機は、
高速フーリエ変換ブロック１３０、直交成分蓄積ユニット１３５、マルチチャネ
ル非コヒーレント復調器１４０、ＤＭＴ蓄積ユニット１４５、および二進スライ
サ１５０を含む。ＦＦＴブロック１３０は、時間ドメイン・ハンドシェーク信号
を受け取り、この信号を周波数ドメイン信号に変換する。ＦＦＴブロックの出力
は、信号ＦcnkmおよびＦsnkmであり、それぞれ、ｎ番目のハンドシェーク・シン
ボルのｍ番目のＤＭＴシンボル間隔におけるｋ番目のＤＭＴトーンの実部および
複素部である。直交成分蓄積（ＱＣＡ）ユニット１４５は、
ト受信機１００ｃを示す。図３ｃに見られるように、非コヒーレント受信機は、
高速フーリエ変換ブロック１３０、直交成分蓄積ユニット１３５、マルチチャネ
ル非コヒーレント復調器１４０、ＤＭＴ蓄積ユニット１４５、および二進スライ
サ１５０を含む。ＦＦＴブロック１３０は、時間ドメイン・ハンドシェーク信号
を受け取り、この信号を周波数ドメイン信号に変換する。ＦＦＴブロックの出力
は、信号ＦcnkmおよびＦsnkmであり、それぞれ、ｎ番目のハンドシェーク・シン
ボルのｍ番目のＤＭＴシンボル間隔におけるｋ番目のＤＭＴトーンの実部および
複素部である。直交成分蓄積（ＱＣＡ）ユニット１４５は、
【００３０】
【数１】 および
【００３１】
【数２】 にしたがって、実部同士および虚部同士を別個に加算する。直交成分蓄積ユニ
ット１４５の出力は、次に、
ット１４５の出力は、次に、
【００３２】
【数３】 にしたがって、非コヒーレント復調器１４０によって復調される。
【００３３】 非コヒーレント復調器１４０の出力は、次に、
【００３４】
【数４】 にしたがってＤＭＴ蓄積器（ＤＭＴＡ）１４５によって、全てのトーンｋにわ
たって加算される。最後に、ＤＴＭ蓄積器１４５の出力を二進スライサ１５０に
供給し、出力Ｆnをゼロ・スレシホルドと比較する。デコードした二進シンボル
Ｉｎは、Ｉｎ＝ｓｇｎ（Ｆn）となる。
たって加算される。最後に、ＤＴＭ蓄積器１４５の出力を二進スライサ１５０に
供給し、出力Ｆnをゼロ・スレシホルドと比較する。デコードした二進シンボル
Ｉｎは、Ｉｎ＝ｓｇｎ（Ｆn）となる。
【００３５】 尚、インコヒーレント受信機１００ｃは、既にＤＭＴを用いたシステムにおい
て利用可能なＦＦＴの使用に基づいているので、実施が比較的簡単であることは
、当業者には認められよう。加えて、周波数等化（キャリア位相復元）が不要で
あり、非コヒーレント受信機１００ｃの性能は、図３ｂの疑似コヒーレント受信
機１００ｂとほぼ同等である。
て利用可能なＦＦＴの使用に基づいているので、実施が比較的簡単であることは
、当業者には認められよう。加えて、周波数等化（キャリア位相復元）が不要で
あり、非コヒーレント受信機１００ｃの性能は、図３ｂの疑似コヒーレント受信
機１００ｂとほぼ同等である。
【００３６】 以上、ディジタル加入者回線電気通信システム用スペクトル拡散ハンドシェー
クを実施するための方法および装置について説明し図示した。本発明の特定実施
形態について説明したが、本発明がそれに限定されることを意図したのではなく
、本発明の範囲は、技術が許す限り広く、本明細書も同様に解釈されることを意
図するものである。したがって、特定の送信機および特定の受信機を開示したも
のの、送信機がスペクトル拡散キャリア上にハンドシェーク信号を変調するので
あれば、他の送信機および受信機も利用可能であることは認められよう。したが
って、送信機および受信機の実施は、部分的に利用する符号化技法（例えば、Ｄ
ＰＳＫ、ＱＰＳＫ等）、所望の結果、および適用可能な規格の制限または要件に
左右される。また、機能の実施も、いくつかの方法で行なうことができる。した
がって、デコード二進信号を発生する目的のためにスライサについて説明したが
、当技術分野において公知のその他の装置も利用可能である。また、プリアンブ
ルおよびハンドシェーク・メッセージを含むハンドシェーク・シーケンスについ
て説明したが、異なるプリアンブルおよび異なるハンドシェーク・メッセージを
設けることも可能であり、および／またはハンドシェーク・シーケンスにプリア
ンブルを備えないことも可能であることは認められよう。したがって、本発明の
精神および請求する範囲から逸脱することなく、本発明に対して更に別の変更も
可能であることは、当業者には認められよう。
クを実施するための方法および装置について説明し図示した。本発明の特定実施
形態について説明したが、本発明がそれに限定されることを意図したのではなく
、本発明の範囲は、技術が許す限り広く、本明細書も同様に解釈されることを意
図するものである。したがって、特定の送信機および特定の受信機を開示したも
のの、送信機がスペクトル拡散キャリア上にハンドシェーク信号を変調するので
あれば、他の送信機および受信機も利用可能であることは認められよう。したが
って、送信機および受信機の実施は、部分的に利用する符号化技法（例えば、Ｄ
ＰＳＫ、ＱＰＳＫ等）、所望の結果、および適用可能な規格の制限または要件に
左右される。また、機能の実施も、いくつかの方法で行なうことができる。した
がって、デコード二進信号を発生する目的のためにスライサについて説明したが
、当技術分野において公知のその他の装置も利用可能である。また、プリアンブ
ルおよびハンドシェーク・メッセージを含むハンドシェーク・シーケンスについ
て説明したが、異なるプリアンブルおよび異なるハンドシェーク・メッセージを
設けることも可能であり、および／またはハンドシェーク・シーケンスにプリア
ンブルを備えないことも可能であることは認められよう。したがって、本発明の
精神および請求する範囲から逸脱することなく、本発明に対して更に別の変更も
可能であることは、当業者には認められよう。
【図１】 本発明の好適な送信機のブロック図である。
【図２】 本発明の好適なハンドシェーク信号の信号構造を示す図である。
【図３】 図３ａは、本発明によるＤＢＰＳＫ信号の自己相関受信機のブロック図である
。図３ｂは、本発明によるＤＢＰＳＫ信号の疑似コヒーレント受信機のブロック
図である。図３ｃは、本発明による、ＤＢＰＳＫスペクトル拡散ハンドシェーク
信号にＦＦＴ成分のコヒーレント蓄積を利用した、非個コヒーレント受信機のブ
ロック図である。
。図３ｂは、本発明によるＤＢＰＳＫ信号の疑似コヒーレント受信機のブロック
図である。図３ｃは、本発明による、ＤＢＰＳＫスペクトル拡散ハンドシェーク
信号にＦＦＴ成分のコヒーレント蓄積を利用した、非個コヒーレント受信機のブ
ロック図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K018 AA02 DA02 DA06 5K022 AA02 AA03 AA04 AA16 AA26 DD23 DD33 EE01 EE33
Claims (37)
- 【請求項１】 ディジタル加入者回線（ＤＳＬ）型モデムであって、 ハンドシェーク信号を発生するハンドシェーク発生器と、 ＤＳＬ型モデムと関連する少なくとも３つのトーンを含むスペクトル拡散キャ
リアを発生するスペクトル拡散キャリア発生器と、 前記ハンドシェーク発生器および前記スペクトル拡散キャリア発生器に結合さ
れた変調器であって、前記ハンドシェーク信号の指示を前記スペクトル拡散キャ
リアの指示上に同時に変調する、該変調器と、 を有する送信機、 を備えるディジタル加入者回線型モデム。 - 【請求項２】 請求項１記載のモデムにおいて、 前記変調器が、位相偏移キーイング（ＰＳＫ）技法、周波数変調、振幅変調、
および直交振幅変調の１つにしたがって、前記スペクトル拡散キャリアの前記指
示を変調するモデム。 - 【請求項３】 請求項２記載のモデムにおいて、 前記ＰＳＫ技法は、二進ＰＳＫ、差分二進ＰＳＫ、直交ＰＳＫ、および差分直
交ＰＳＫの内１つから成るモデム。 - 【請求項４】 請求項１記載のモデムにおいて、 前記変調器が、差分二進位相偏移キーイングにしたがって、前記スペクトル拡
散キャリアの前記指示を変調するモデム。 - 【請求項５】 請求項４記載のモデムにおいて、 前記スペクトル拡散キャリア発生器が、前記トーン全ての前記指示を格納する
メモリを備えるモデム。 - 【請求項６】 請求項５記載のモデムにおいて、 前記指示が、前記少なくとも３つのトーンの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）
サンプルから成るモデム。 - 【請求項７】 請求項６記載のモデムにおいて、 前記指示が、ＤＳＬ型モデムに関連する２５６個のＤＭＴトーンの実質的に全
てのＩＦＦＴサンプルから成るモデム。 - 【請求項８】 請求項１記載のモデムにおいて、 前記スペクトル拡散キャリア発生器が、前記トーンの全ての指示を格納するメ
モリを備えるモデム。 - 【請求項９】 請求項８記載のモデムにおいて、 前記トーン全ての前記指示が、前記少なくとも３つのトーンの逆高速フーリエ
変換（ＩＦＦＴ）サンプルから成るモデム。 - 【請求項１０】 請求項９記載のモデムにおいて、 前記トーン全ての前記指示が、ＤＳＬ型モデムに関連する２５６個のＤＭＴト
ーンの実質的に全てのＩＦＦＴサンプルから成るモデム。 - 【請求項１１】 請求項１記載のモデムにおいて、 前記ハンドシェーク発生器が、ブロック・フレーマに結合された差分エンコー
ダを備えるモデム。 - 【請求項１２】 請求項１記載のモデムにおいて、 前記ハンドシェーク信号がハンドシェーク・メッセージを備えるモデム。
- 【請求項１３】 請求項１２記載のモデムにおいて、 前記ハンドシェーク・メッセージが、複数のブロックを含み、各ブロックが複
数の反復サブブロックを有するモデム。 - 【請求項１４】 請求項１３記載のモデムにおいて、 前記ブロックが５ミリ秒レートを有するモデム。
- 【請求項１５】 請求項１４記載のモデムにおいて、前記サブブロックが１
．２５ミリ秒レートを有し、各サブブロックが４ビットを含むモデム。 - 【請求項１６】 請求項１２記載のモデムにおいて、 前記ハンドシェーク信号が、更に、プリアンブルを備えるモデム。
- 【請求項１７】 請求項１６記載のモデムにおいて、 前記プリアンブルが、複数の反復サブブロックを備えるモデム。
- 【請求項１８】 請求項１７記載のモデムにおいて、 各前記サブブロックが１．２５ミリ秒レートを有し、４つの所定のビットを含
み、該４つの所定のビットを、当該４つの所定のビットの位相ずれが検出可能と
なるように選択するモデム。 - 【請求項１９】 請求項１７記載のモデムにおいて、 前記プリアンブルが、更に、ディバイダ・シーケンスを有する少なくとも１つ
のサブブロックと、疑似ランダム・シーケンスを表す複数のサブブロックとを含
むモデム。 - 【請求項２０】 請求項１記載のモデムであって、更に、復調器を有する受
信機を備えるモデム。 - 【請求項２１】 請求項２０記載のモデムにおいて、 自己相関受信機、疑似コヒーレント受信機、および非コヒーレント受信機から
成るグループから、前記受信機を選択するモデム。 - 【請求項２２】 請求項２１記載のモデムにおいて、 前記受信機が、受信ハンドシェーク信号を受信しかつ遅延させる遅延線と、前
記受信ハンドシェーク信号を前記遅延線の出力と乗算する乗算器と、前記乗算器
の出力を濾波するロー・パス・フィルタと、前記ロー・パス・フィルタの出力か
ら二進シンボル指示を得る手段とを含む自己相関受信機であるモデム。 - 【請求項２３】 請求項２２記載のモデムにおいて、前記受信機が、前記受
信信号から基準スペクトル拡散信号を発生するスペクトル拡散キャリア復元ユニ
ットと、受信信号を前記基準信号と乗算する乗算器と、前記乗算器の出力を濾波
するロー・パス・フィルタと、前記ロー・パス・フィルタの出力から二進シンボ
ル指示を得る手段とを含む疑似コヒーレント受信機であるモデム。 - 【請求項２４】 請求項２３記載のモデムにおいて、 二進シンボル指示を得る前記手段が、前記ロー・パス・フィルタの出力に結合
されたスライサと、前記スライサの出力を受け取りかつ遅延させる遅延線と、前
記スライサの出力および前記遅延線の出力を受け取り、これらから二進シンボル
指示を発生する第２乗算器とを備えるモデム。 - 【請求項２５】 請求項２１記載のモデムにおいて、 前記受信機が、着信時間ドメイン・ハンドシェーク信号を受け取りこれから実
部および虚部周波数ドメイン信号を発生する高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）と、
前記ＦＦＴに結合され、前記実部周波数ドメイン信号同士および前記虚部周波数
ドメイン信号同士を別個に加算する直交成分蓄積（ＱＣＡ）ユニットと、前記Ｑ
ＣＡユニットに結合され、前記加算した実部および虚部周波数ドメイン信号を結
合する非コヒーレント復調器と、前記ＱＣＡユニットに結合され、前記少なくと
も３つのトーンにわたって前記ＱＣＡの出力を加算する離散マルチトーン蓄積器
（ＤＭＴＡ）と、前記ＤＭＴＡの出力からデコード二進シンボルを発生する手段
とを含む非コヒーレント受信機であるモデム。 - 【請求項２６】 請求項２０記載のモデムにおいて、 前記ハンドシェーク信号が、ハンドシェーク・メッセージおよびプリアンブル
から成り、該プリアンブルが、複数の反復サブブロックから成り、前記受信機が
、前記反復サブブロックを利用して高信号対ノイズ時間ウインドウを求める手段
を含むモデム。 - 【請求項２７】 請求項２６記載のモデムにおいて、 前記反復サブブロックを利用する前記手段が、所定の時間間隔だけ互いに遅延
した前記反復サブブロックの相関のための手段を含むモデム。 - 【請求項２８】 ディジタル加入者回線（ＤＳＬ）型モデム・ハンドシェー
ク情報を送信する方法であって、 ハンドシェーク信号を発生するステップと、 前記ハンドシェーク信号の指示をスペクトル拡散キャリア上に変調するステッ
プであって、前記スペクトル拡散キャリアが、ＤＳＬ型モデムに関連する少なく
とも３つのトーンを含み、前記変調が、前記ハンドシェーク信号の前記指示を前
記少なくとも３つのトーンの指示上に同時に変調することから成る、ステップと
、 から成る方法。 - 【請求項２９】 請求項２８記載の方法において、 位相偏移キーイング（ＰＳＫ）技法、周波数変調、振幅変調、および直交振幅
変調の１つにしたがって、前記ハンドシェーク信号指示を前記スペクトル拡散キ
ャリア上に変調する方法。 - 【請求項３０】 請求項２９記載の方法において、 前記ＰＳＫ技法が、二進ＰＳＫ、差分二進ＰＳＫ、直交ＰＳＫ、および差分直
交ＰＳＫの１つから成る方法。 - 【請求項３１】 請求項２８記載の方法において、 差分二進位相偏移キーイングにしたがって、前記ハンドシェーク信号指示を前
記スペクトル拡散キャリア上に変調する方法。 - 【請求項３２】 請求項２８記載の方法であって、更に、 前記少なくとも３つのトーンの逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を取ることに
より、前記指示を発生するステップと、 前記指示をメモリに格納するステップと、 を含み、前記変調するステップが、メモリから前記指示を読み取り、前記ハン
ドシェーク信号の前記指示をメモリ内に格納されている前記指示上に変調するス
テップを含む方法。 - 【請求項３３】 請求項２８記載の方法において、 前記ハンドシェーク信号が、ハンドシェーク・メッセージを備え、該ハンドシ
ェーク・メッセージが複数のブロックを含み、各ブロックが複数の反復サブブロ
ックを有する方法。 - 【請求項３４】 請求項３３記載の方法において、 前記ブロックが５ミリ秒レートを有し、前記サブブロックが１．２５ミリ秒レ
ートを有し、各サブブロックが４ビットを含む方法。 - 【請求項３５】 請求項３３記載の方法において、 前記ハンドシェーク信号が、更に、プリアンブルを備える方法。
- 【請求項３６】 請求項３３記載の方法において、 前記プリアンブルが複数の反復サブブロックを備え、各前記サブブロックが１
．２５ミリ秒レートを有し、４つの所定のビットを含み、該４つの所定のビット
は、当該４つの所定のビットの位相ずれを検出可能となるように選択する方法。 - 【請求項３７】 請求項３６記載の方法において、 前記プリアンブルが、更に、ディバイダ・シーケンスを有する少なくとも１つ
のサブブロックと、疑似ランダム・シーケンスを表す複数のサブブロックとを含
む方法。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US9033398P | 1998-06-23 | 1998-06-23 | |
| US60/090,333 | 1998-06-23 | ||
| PCT/US1999/013817 WO1999067890A1 (en) | 1998-06-23 | 1999-06-18 | Spread spectrum handshake for digital subscriber line telecommunications systems |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002519886A true JP2002519886A (ja) | 2002-07-02 |
Family
ID=22222347
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000556452A Pending JP2002519886A (ja) | 1998-06-23 | 1999-06-18 | ディジタル加入者回線電気通信システム用スペクトル拡散ハンドシェーク |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1090463A1 (ja) |
| JP (1) | JP2002519886A (ja) |
| AU (1) | AU4825599A (ja) |
| CA (1) | CA2332941A1 (ja) |
| WO (1) | WO1999067890A1 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11341153A (ja) * | 1998-05-26 | 1999-12-10 | Fujitsu Ltd | ディジタル加入者線伝送システム |
| JP2000013520A (ja) * | 1998-06-19 | 2000-01-14 | Fujitsu Ltd | ディジタル加入者線伝送システム |
| JP2008118687A (ja) * | 2007-12-03 | 2008-05-22 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 伝送装置 |
| JP2018170704A (ja) * | 2017-03-30 | 2018-11-01 | 西日本電信電話株式会社 | 通信制御システム、集合装置、モデム、通信制御方法、及びプログラム |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DK1245093T3 (da) * | 2000-01-07 | 2006-11-20 | Aware Inc | Diagnostiske fremgangsmåder og systemer til multicarrier-modemmer |
| US6954492B1 (en) * | 2000-04-19 | 2005-10-11 | 3Com Corporation | Method of differential encoding a precoded multiple modulus encoder |
| US20020097780A1 (en) * | 2000-11-30 | 2002-07-25 | Odenwalder Joseph P. | Preamble generation |
| US20030091124A1 (en) * | 2001-11-13 | 2003-05-15 | Narad Networks, Inc. | Slicer circuit with ping pong scheme for data communication |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5644573A (en) * | 1995-01-20 | 1997-07-01 | Amati Communications Corporation | Methods for coordinating upstream discrete multi-tone data transmissions |
| US5751701A (en) * | 1996-07-19 | 1998-05-12 | Globespan Technologies, Inc. | Rate adaptive digital subscriber line ("RADSL") modem |
| US5909463A (en) * | 1996-11-04 | 1999-06-01 | Motorola, Inc. | Single-chip software configurable transceiver for asymmetric communication system |
| US5883907A (en) * | 1997-05-01 | 1999-03-16 | Motorola, Inc. | Asymmetrical digital subscriber line (ADSL) block encoder circuit and method of operation |
-
1999
- 1999-06-18 EP EP99931832A patent/EP1090463A1/en not_active Withdrawn
- 1999-06-18 CA CA002332941A patent/CA2332941A1/en not_active Abandoned
- 1999-06-18 JP JP2000556452A patent/JP2002519886A/ja active Pending
- 1999-06-18 WO PCT/US1999/013817 patent/WO1999067890A1/en not_active Application Discontinuation
- 1999-06-18 AU AU48255/99A patent/AU4825599A/en not_active Abandoned
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11341153A (ja) * | 1998-05-26 | 1999-12-10 | Fujitsu Ltd | ディジタル加入者線伝送システム |
| JP2000013520A (ja) * | 1998-06-19 | 2000-01-14 | Fujitsu Ltd | ディジタル加入者線伝送システム |
| JP2008118687A (ja) * | 2007-12-03 | 2008-05-22 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 伝送装置 |
| JP2018170704A (ja) * | 2017-03-30 | 2018-11-01 | 西日本電信電話株式会社 | 通信制御システム、集合装置、モデム、通信制御方法、及びプログラム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1090463A1 (en) | 2001-04-11 |
| CA2332941A1 (en) | 1999-12-29 |
| AU4825599A (en) | 2000-01-10 |
| WO1999067890A1 (en) | 1999-12-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US20200374169A1 (en) | Preamble symbol generation and receiving method, and frequency-domain symbol generation method and device | |
| US8265215B1 (en) | Method and system for determining symbol boundary timing in a multicarrier data transmission system | |
| JP3303055B2 (ja) | 多重搬送波伝送システムにおけるフレーム同期 | |
| US6628722B1 (en) | Decoding technique in discrete multi-tone (DMT) based communications systems | |
| US7817730B2 (en) | Training sequence for symbol boundary detection in a multicarrier data transmission system | |
| US6965649B1 (en) | Digital subscriber line communicating system | |
| JP2000517507A (ja) | 多重搬送波伝送システムにおける、あるいはそれに関する改良 | |
| EP1524794A1 (en) | Transceiver training in a Digital Subscriber Line communicating system | |
| JP2002513521A (ja) | 多重搬送波伝送システムの改良 | |
| JP2000517508A (ja) | 多重搬送波伝送システムにおける、あるいはそれに関する改良 | |
| JP3152217B2 (ja) | 有線伝送装置及び有線伝送方法 | |
| JP2002519886A (ja) | ディジタル加入者回線電気通信システム用スペクトル拡散ハンドシェーク | |
| US6967997B2 (en) | Multi-carrier connection initialization and symbol transmission | |
| US6771697B1 (en) | Spread spectrum handshake for digital subscriber line telecommunications systems | |
| US8705676B2 (en) | Method and apparatus for clock recovery in XDSL transceivers | |
| JP2002077098A (ja) | 通信装置および通信方法 | |
| JP4519351B2 (ja) | 通信装置および通信方法 | |
| JP2002300134A (ja) | 通信装置および通信方法 | |
| JP4371698B2 (ja) | Ａｄｓｌアネックスｃにおける初期ハンドシェイクをｔｔｒへ同期 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060619 |
|
| A072 | Dismissal of procedure |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A073 Effective date: 20061012 |