JP2002506304A

JP2002506304A - 可調整バイアス電流を有する増幅器

Info

Publication number: JP2002506304A
Application number: JP2000535084A
Authority: JP
Inventors: シッカレリ、スティーブン・シー; カウフマン、ラルフ・イー; ピーターゼル、ポール・イー
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1998-03-04
Filing date: 1999-03-04
Publication date: 2002-02-26
Also published as: CN1119855C; HK1035080A1; CN1299531A; ZA991713B; FI20001942A; TW437183B; WO1999045637A1; US6175279B1; CA2322787A1; AU2986199A; KR20010041597A; EP1058963A1; FI117365B; BR9908439A

Abstract

(57)【要約】【課題】可調整バイアス電流を有する増幅器【解決手段】減少された電流消費で必要とする性能レベルを供給するように制御できる可調整電流源（１５８０）を有する増幅器（１２２０、１２２０６）。この増幅器は、使用可能で、当該技術分野で公知である多数の設計の中の１つを使用して最初に設計される。したがって、電流源は増幅器用可調整バイパス電流を供給するように設計される。電流源（１５８０）は、全然付加バイパス電流を必要としないで、標準ディジタル制御信号を受け入れることができるＭＯＳＦＥＴ（１５８２、１５８４）で設計できる。電流源（１５８０）は、インタフェースを容易にするための制御信号のロジックに基づいて選択されるアクティブ装置によっても設計できる。バイアス電流は増幅器の直線性および雑音性能を決定する。このバイアス電流は、必要とする性能レベルを供給するように調整されると同時に性能電力消費を減少させる。電流源は、個別ステップで作動するように、あるいはほぼ連続的電流ステップを有するように設計できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】

本発明は通信に関するものである。より詳細には、本発明は、可調整バイアス
電流を有する新規で、改良された増幅器に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】

高性能受信機の設計は、いろいろな設計制約による挑戦をもたらした。まず第
一に、高い性能は多数の用途に対して必要とされる。高い性能は、アクティブ装
置（例えば、増幅器、ミクサ等）の直線性および受信機の雑音指数によって示す
ことができる。第二に、セルラ通信システムのようないくつかの用途に対して、
持ち運びできる受信機の特性のために、電力消費は重要な考慮すべき事項である
。一般に、高性能および高効率は相反する設計の考慮すべき事項である。

【０００３】アクティブ装置は下記の伝達関数を有する。

【０００４】ｙ（ｘ）＝ａ₁・ｘ＋ａ₂・ｘ²＋ａ₃・ｘ³＋高次項（１）ここで、ｘは入力信号であり、ｙ（ｘ）は出力信号であり、ａ₁、ａ₂、および
ａ₃はアクティブ装置(active device)の直線性を規定する係数である。簡単にす
るために、高次項（例えば、３次以上の項）は無視される。理想的なアクティブ
装置の場合、係数ａ₂およびａ₃は０．０であり、出力信号は、単にａ₁だけスケールされる入力信号である。しかしながら、全てのアクティブ装置は、係数ａ₂ およびａ₃によって定量化されるある程度の非線形量を受ける。係数ａ₂は２次非
直線性量を規定し、係数ａ₃は３次非直線性量を規定する。

【０００５】大部分の通信システムは、所定の帯域幅および中心周波数を有する入力ＲＦ信
号で作動する狭帯域システムである。入力ＲＦ信号は、一般的には周波数スペク
トル中にある他のスプリアス信号を含む。アクティブ装置内の非直線性によって
スプリアス信号の相互変調を生じ、信号帯域の範囲にあってもよい積を生じる。

【０００６】２次非直線性の影響（例えばｘ²項によって引き起こされる影響）は、通常注意深い設計手順によって減少あるいは除去できる。２次非直線性は、和と差の周
波数での積を生じる。一般的には、帯域内２次積を生じ得るスプリアス信号は、
信号帯域から離れた所にあり、容易にフィルタリングされる。しかしながら、３
次非直線性はより問題となる。３次非直線性に関しては、スプリアス信号ｘ＝ｇ ₁ ・ｃｏｓ（ｗ_１ｔ）＋ｇ₂・ｃｏｓ（ｗ_２ｔ）は、周波数（２ｗ_１−ｗ_２）およ
び（２ｗ_２−ｗ_１）の積を生じる。したがって、近帯域スプリアス信号（フィル
タリングするのが困難である）は、帯域内にある３次相互変調積を生じ、受信信
号の低下を生じ得る。この問題と妥協とするために、３次積の振幅は、ｇ₁・ｇ₂ ^２およびｇ₁ ^２・ｇ₂ ^２だけスケールされる。したがって、スプリアス信号の振幅
の倍増毎に、３次積の振幅の８倍の増加を生じる。他の方法を考察すると、入力
ＲＦ信号の１ｄＢの増加毎に出力ＲＦ信号では１ｄＢの増加を生じるが、３次積
では３ｄＢの増加を生じる。

【０００７】受信機（あるいはアクティブ装置）の直線性は、入力参照３次遮断点(third i
ntercept point)（ＩＩＰ３）によって特徴付けることができる。一般的には、出力ＲＦ信号および３次相互変調積は、入力ＲＦ信号に対してプロットされる。
入力ＲＦ信号が増加するにつれて、ＩＩＰ３は、所望の出力ＲＦ信号および３次
積が振幅が等しくなる理論的点である。アクティブ装置は、ＩＩＰ３点に達する
前に圧縮状態(compression)になるので、ＩＩＰ３は外挿値である。

【０００８】縦続接続された複数のアクティブ装置を含む受信機の場合、アクティブ装置の
第１段から第ｎ段までの受信機のＩＩＰ３は下記の通りに計算できる。

【０００９】

【式２】ここで、ＩＩＰ３は、アクティブ装置の第１段から第ｎ段までの入力参照３次
遮断点であり、ＩＩＰ３ｎ−１は、第１段から第（ｎ−１）段までの入力参照３
次遮断点であり、Ａｖｎは第ｎ段の入力参照３次遮断点であり、全項はデシベル
（ｄＢ）で示される。式（２）の計算は受信機内の次の段に対して逐次順で実行
できる。

【００１０】式（２）から、受信機の縦続ＩＩＰ３を改良する１つの方法が第１の非線形ア
クティブ装置の前に利得を低下することにあることを観察できる。しかしながら
、各アクティブ装置は、信号の質を低下する熱雑音も発生する。雑音レベルは一
定レベルに保持されるので、利得が低下され、信号振幅が減少されるとき質の低
下が増加する。質の低下量は、下記の通りに示されるアクティブ装置の雑音指数
（ＮＦ）によって測定できる。

【００１１】ＮＦ_d ＝ＳＮＲ_in −ＳＮＲ_out （３）ここで、ＮＦ_dはアクティブ装置の雑音指数であり、ＳＮＲ_inは、アクティブ装置への入力ＲＦ信号の信号の信号対雑音比であり、ＳＮＲ_outは、アクティブ装置からの出力ＲＦ信号の信号対雑音比であり、ＮＦ_d、ＳＮＲ_inおよびＳＮＲ_o _ut は、全てデシベル（ｄＢ）で示されている。縦続接続された複数のアクティブ
装置を含む受信機の場合、第１段から第ｎ段までの受信機の雑音指数は下記のと
おり計算できる。

【００１２】

【式４】ここで、ＮＦ_nは、第１段から第ｎ段までの雑音指数であり、ＮＦ_n-1は、第１
段から第（ｎ−１）段までの雑音指数であり、ＮＦ_dnは第ｎ段の雑音指数で、Ｇ _n-1 は、ｄＢの第１段〜第ｎ段の累積利得である。式（４）に示されるように、アクティブ装置の利得は次の段の雑音指数に影響を及ぼすことができる。式（２
）のＩＩＰ３計算と同様に、式（４）の雑音指数計算は受信機の次の段に対して
逐次実行できる。

【００１３】受信機は、セルラ通信システムおよび高精細度テレビジョン（ＨＤＴＶ）のよ
うな多数の通信用途のために使用される。典型的なセルラ通信は、符号分割多元
接続（ＣＤＭＡ）通信システムと、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）通信システムと
、アナログＦＭ通信システムとを含んでいる。多元接続通信システムのＣＤＭＡ
技術の使用は、名称が「衛星あるいは地上中継器を使用するスペクトラム拡散多
元接続通信システム」の米国特許第４，９０１，３０７号および名称が「ＣＤＭ
Ａセルラ電話システムで波形を発生するシステムおよび方法」の米国特許第５，
１０３，４５９号に開示され、両方が本発明の譲受人に譲渡され、参照してここ
に組み込まれる。典型的なＨＤＴＶシステムは、全て３つの名称が「適応ブロッ
クサイズ画像圧縮方法およびシステム」である米国特許第５，４５２，１０４号
、米国特許第５，１０７，３４５号および米国特許第５，０２１，８９１号、お
よび名称が「フレーム間ビデオ符号化および復号化システム」の米国特許第５，
５７６，７６７号に開示され、全て４つの特許は、本発明の譲受人に譲渡され、
参照してここに組み込まれる。

【００１４】セルラ用途では、同じ地理的地域内で作動する２以上の通信システムを有する
ことは一般に知られている。さらに、これらのシステムは、同じ周波数帯域であ
るいはその近くで作動できる。これが生じる場合、一方のシステムからの伝送に
よって、他方のシステムの受信信号の低下を生じ得る。ＣＤＭＡは、全１．２２
８８ＭＨｚ信号帯域幅にわたって送信電力を各ユーザに拡散するスペクトラム拡
散通信システムである。ＦＭ方式送信のスペクトル応答は中心周波数により集中
され得る。したがって、ＦＭ方式送信によって、ジャマー(jammers)は、割り当てられたＣＤＭＡ帯域内で、受信ＣＤＭＡ信号に非常に接近して現れ得る。さら
にジャマーの振幅は、ＣＤＭＡ信号の振幅よりも数倍大きい可能性がある。これ
らのジャマーは、ＣＤＭＡシステムの性能を低下させることができる３次相互変
調積を生じ得る。

【００１５】一般的には、ジャマーによって生じる相互変調積による低下を最少にするため
に、受信機は高ＩＩＰ３を有するように設計される。しかしながら、高ＩＩＰ３
受信機の設計は、高ＤＣ電流でバイアスされる受信機内にアクティブ装置を必要
とする。この設計方式は、受信機が携帯装置であり、電力が限られるセルラ用途
に対して特に望ましい。

【００１６】いくつかの技術は、高ＩＩＰ３に対する要求を検討する従来技術に配置されて
いた。電力消費も最少にするように試みる１つのこのような技術は、並列に接続
された複数の増幅器を有する利得段を実現し、より高いＩＩＰ３が必要とされる
ときに増幅器を選択的に使用可能にすることである。この技術は、本発明の譲受
人に譲渡され、参照してここに組み込まれる名称が「高周波数および高直線性を
有するデュアルモード増幅器」の米国特許出願第号に詳細に開示されている
。他の技術は、受信ＲＦ信号パワーを測定し、ＲＦ信号パワーの振幅に基づいて
増幅器の利得を調整することにある。この技術は、１９９６年９月３０日に出願
され、本発明の譲受人に譲渡され、参照してここに組み込まれる名称が「干渉に
対する受信機電力安定度を増加させる方法および装置」の米国特許出願第０８／
７２３，４９１号に詳細に開示されている。これらの技術は、ＩＩＰ３性能を改
善するが、効果的に電力消費も最小回路の複雑さも減少させなかった。

【００１７】従来技術の受信機アーキテクチャの典型的なブロック図が図１に示される。受
信機１１００内で、送信されたＲＦ信号は、アンテナ１１１２によって受信され
、送受切換器１１１４を通して送られ、低雑音増幅器（ＬＮＡ）１１１６に提供
される。ＬＮＡ１１１６は、ＲＦ信号を増幅し、この信号をバンドパスフィルタ
１１１８に供給する。バンドパスフィルタ１１１８は、この信号をフィルタリン
グし、次の段で中間変調積を生じ得るスプリアス信号のいくつかを取り除く。フ
ィルタリングされた信号は、この信号を局部発振器１１２２からの正弦曲線を有
する中間周波数（ＩＦ）にダウン変換するミキサ１１２０に供給される。ＩＦ信
号は、次のダウン変換段より前にスプリアス信号およびダウン変換積をフィルタ
リングするバンドパスフィルタ１１２４に供給される。フィルタリングされたＩ
Ｆ信号は、この信号を可変利得で増幅し、要求された振幅のＩＦ信号を供給する
自動利得制御（ＡＧＣ）増幅器に供給される。この利得は、ＡＧＣ制御回路１１
２８からの制御信号によって制御される。ＩＦ信号は、送信機で使用される変調
フォーマットに従って信号を復調する復調器１１３０に供給される。２進位相シ
フトキーイング（ＢＰＳＫ）、４成分位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）、オフ
セット４成分位相シフトキーイング（ＯＱＰＳＫ）および直交振幅変調（ＱＡＭ
）のようなディジタル送信の場合、ディジタル復調器はディジタル化ベースバン
ドデータを供給するために使用される。ＦＭ送信の場合、ＦＭ復調器はアナログ
信号を供給するために使用される。

【００１８】受信機１１００は、大部分の受信機によって要求された基本機能性を含む。し
かしながら、増幅器１１１６および１１２６、バンドパスフィルタ１１１８およ
び１１２４、およびミキサ１１２０の位置は特定の用途のための受信機性能を最
適化するように再配置できる。この受信機アーキテクチャでは、高ＩＩＰ３は、
アクティブ装置を高ＤＣバイアス電流にバイアスおよび／または増幅器１１２６
の利得を制御することによって与えられる。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】

この受信機アーキテクチャはいくつかの欠点を有する。まず第一に、アクティ
ブ装置は、一般的には最高に要求されたＩＩＰ３を与えるように高ＤＣ電流にバ
イアスされる。たとえ高ＩＩＰ３が時間の大部分を必要としないとしても、これ
は常に高ＩＩＰ３作動点で作動受信機１１００の効果を有する。第二に、高ＩＩ
Ｐ３は、前述の米国特許第５，０９９，２０４号に開示されているように、ＡＧ
Ｃ増幅器１１２６の利得を調整することによって改善できる。しかしながら、増
幅器１１２６の利得を低下させることによって受信機１１００の雑音指数を低下
させることができる。

【００２０】

【課題を解決するための手段】

本発明は、減少された電流消費で必要とする性能レベルを供給するように制御
できる可調整電流源を有する新規で、改良された増幅器である。本発明の増幅器
は特に移動通信装置に適している。本発明では、増幅器は、多数の使用可能であ
り、当該技術で公知である設計を使用して最初に設計される。典型的な増幅器設
計は、バイアス（あるいはコレクタ）電流が電流源によって提供できる共通エミ
ッタ増幅器である。バイアス電流は、直線性および雑音性能のような増幅器の性
能を決定する。一般的には、入力参照３次遮断点（すなわちＩＩＰ３）によって
測定され、雑音性能は雑音指数（すなわちＮＦ）によって測定される。通常、直
線性はより多くの電流で増幅器をバイアスすることによって改善できる。しかし
ながら、多数の通信装置において、特に移動性用途に対して、電力は貴重な便利
なものである。したがって、本発明の増幅器のバイアス電流は、必要とする性能
レベルを供給すると同時に電力消費を減少するように調整される。

【００２１】制御回路の最少の部品総数およびインタフェースの容易さを有する本発明の電
流源が設計されている。典型的な実施形態では、電流源は、直列トポロジー(top
ology)あるいは並列トポロジーあるいは両方の組み合わせで配置されている少な
くとも１つの金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を備えて
いる。ＭＯＳＦＥＴは、無バイアス電流を必要とし、標準ディジタル制御信号を
受け入れるように選択できる。しかしながら、他のアクティブ装置（例えば、Ｂ
ＪＴ、ＪＦＥＴ等）は、電流源のためにも使用でき、本発明の範囲内にある。さ
らに、アクティブ装置（例えば、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴあるいはｐチャネルＭ
ＯＳＦＥＴ）は、インタフェースの容易さのために制御信号のロジック（例えば
、正負）に基づいて選択できる。

【００２２】本発明の１つの実施形態では、個別ステップ(discrete steps)を有する（例え
ば、オンあるいはオフであるスイッチとして作動されるＭＯＳＦＥＴを有する）
電流源が設計される。本実施形態は、いくつかの用途に対して次善であってもよ
い簡単な設計に帰着する。本発明の他の実施形態では、電流源は、連続的あるい
はほぼ連続的な電流調整を行うように設計される。わずかな増幅調整ステップは
、使用より前に電流源を校正する(calibrate)、例えば電流源の出力電流対入力制御電圧を特徴とすることによって可能である。一方、制御ループは、増幅器の
測定され、必要とされる性能に基づいて電流源を調整するように設計できる。

【００２３】

【発明の実施の形態】

本発明の受信機は、アクティブ装置のＤＣバイアスを制御することによって必
要とするシステム性能のレベルを提供し、電力消費を最少にする。本発明は、下
記に詳述される３つの実施形態の中の１つを使用して実施できる。第１の実施形
態では、受信機の出力の非直線性量は、増幅器およびミキサのような受信機内の
アクティブ装置のＩＩＰ３動作点を設定するために測定され、使用される。第２
の実施形態では、アクティブ装置のＩＩＰ３動作点は、実施形態の動作点に基づ
いた予想受信信号レベルに従って設定される。さらに、第３の実施形態では、ア
クティブ装置のＩＩＰ３動作点は、受信機内のいろいろな段の測定信号レベルに
従って設定される。

【００２４】本発明では、ＡＧＣ機能は、バイアス回路とともに作動するＡＧＣ制御回路に
よって提供される。アクティブ装置のＩＩＰ３動作点は、信号の振幅によって決
まる測定される非直線性量に従って設定される。信号振幅は、同様に受信機の利
得設定によって決まる。本発明では、ＡＧＣおよびバイアス制御装置は、指定さ
れたＡＧＣ範囲にわたって必要とされる直線性量を生じると同時に電力消費を減
少するように統合化方法で作動される。

【００２５】１．受信機アーキテクチャ本発明の典型的な受信機アーキテクチャのブロック図は、図２に示されている
。受信機１２００内で、送信ＲＦ信号は、アンテナ１２１２によって受信され送
受切換器１２１４を通して送られ、減衰器１２１６に供給される。減衰器１２１
６は、ＲＦ信号を減衰し、必要とされる振幅の信号を供給し、減衰信号をＲＦプ
ロセッサ１２１０に供給する。ＲＦプロセッサ１２１０内で、減衰信号は、パッ
ド(Pad)１２２２ａおよび低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２２０ａに供給される。ＬＮＡ１２２０ａは、ＲＦ信号を増幅し、増幅信号をバンドパスフィルタ１２２６
に供給する。パッド１２２２ａは、所定のレベルの減衰を行い、スイッチ１２２
４ａと直列に接続する。スイッチ１２２４ａは、ＬＮＡ１２２０ａの利得が必要
でない場合、ＬＮＡ１２２０ａの周りにバイパスルーティングを行う。バイパス
フィルタ１２２６は、この信号をフィルタリングし、次の信号処理段で相互変調
積を生じ得るスプリアス信号を取り除く。フィルタリングされた信号はパッド１
２２２ｂおよび低雑音増幅器（ＬＮＡ）１２２０ｂに供給される。ＬＮＡ１２２
０ｂは、フィルタリングされた信号を増幅し、この信号をＲＦ／ＩＦプロセッサ
１２４８に供給する。パッド１２２２ｂは、所定の量の減衰を行い、スイッチ１
２２４ｂと直列に接続する。スイッチ１２２４ｂは、ＬＮＡ１２２０ｂの利得が
必要ない場合、ＬＮＡ１２２０ｂの周りにバイパスルーティングを行う。ＲＦ／
ＩＦプロセッサ１２４８内で、ミキサ１２３０は、この信号を局部発振器（ＬＯ
）１２２８からの正弦曲線を有する中間周波数（ＩＦ）にダウン変換する。ＩＦ
信号は、スプリアス信号およびバンド外ダウン変換積をフィルタリング出力する
バンドパスフィルタ１２３２に供給される。好ましい実施形態では、フィルタリ
ングされたＩＦ信号は、この信号を利得制御信号によって調整される可変利得で
増幅する電圧制御増幅器（ＶＧＡ）１２３４に供給される。増幅器１２３４は、
システム条件に応じて、固定利得増幅器としても実行でき、これも本発明の範囲
内にある。増幅されたＩＦ信号は、送信機（図示せず）によって使用された変調
フォーマットに従って信号を復調する復調器１２５０に供給される。ＲＦプロセ
ッサ１２１０およびＲＦ／ＩＦプロセッサ１２４８は、ひとまとめにしてフロン
トエンドと呼ばれる。

【００２６】直交変調信号（例えば、ＱＰＳＫ、ＯＱＰＳＫおよびＱＡＭ）の復調のために
使用される典型的な変調器１２５０のブロック図が図４に示される。典型的な実
施形態では、復調器１２５０はサブサンプリングバンドパス変調器として実行さ
れる。ＩＦ信号は、この信号をＣＬＫ信号によって決定される高サンプリング周
波数で量子化するバンドパスシグマデルタアナログ／ディジタル変換器（Σ△Ａ
ＤＣ）１４１０に供給される。Σ△ＡＤＣの典型的な設計は、１９９７年１２月
９日に出願され、本発明の譲受人に譲渡された名称が「シグマデルタアナログ／
ディジタル変換器」の米国特許出願第０８／９８７，３０６号に詳述されている
。受信機内のΣ△ＡＤＣの使用は、１９９７年９月１２日に出願され、本発明の
譲受人に譲渡され、参照してここに組み込まれる名称が「シグマデルタアナログ
／ディジタル変換器を有する受信機」の同時係属米国特許出願第０８／９２８, ８７４号に開示されている。量子化信号は、信号をフィルタリングし、１／１０
にするフィルタ１４１２に供給される。フィルタリング信号は、この信号を局部
発振器（ＬＯ２）１４２０および移相器１４１８のそれぞれから同相および直交
の正弦曲線を有するベースバンドにダウン変換するマルチプレクサ１４１４ａお
よび１４１４ｂに供給される。移相器１４１８は、直交正弦曲線に対して９０°
の位相ずれを生じる。ベースバンドＩおよびＱ信号は、この信号をフィルタリン
グし、ＩおよびＱデータを供給するローパスフィルタ１４１６ａおよび１４１６
ｂのそれぞれに供給される。図２のベースバンドデータは、図４のＩおよびＱデ
ータを含む。典型的な実施形態では、フィルタ１４１２および／またはローパス
フィルタ１４１６は、信号のスケーリングも供給し、復調器１２５０がいろいろ
な振幅のベースバンドデータを供給することを可能にする。復調器１２５０の他
の実行は、ＱＰＳＫ変調波形の復調を実行するように設計でき、本発明の範囲内
にある。

【００２７】図２に戻り、参照すると、受信機１２００は、大部分の受信機によって要求さ
れる基本的機能を含む。しかしながら、減衰器１２１６、ＬＮＡ１２２０ａおよ
び１２２０ｂ、バンドパスフィルタ１２２６および１２３２、およびミキサ１２
５０の配置は、特定の用途に対する受信機１２００の性能を最適化するように再
配置できる。例えば、減衰器１２１６は、雑音指数を改善するためにＬＮＡ１２
２０ａとバンドパスフィルタ１２２６との間に置くことができる。さらに、バン
ドパスフィルタは、第１の増幅器段の前の望ましくないスプリアス信号を取り除
くためにＬＮＡ１２２０ａの前に挿入できる。ここに示された機能性の異なる配
置は、熟考され得て、本発明の範囲内にある。当該技術分野で公知である他の受
信機機能性と組み合わせてここに示された機能性の他の配置も熟考され得て、本
発明の範囲内にある。

【００２８】本発明では、減衰器１２１６、スイッチ１２２４ａおよび１２２４ｂ、および
復調器１２５０は、増幅器１２３４からのＩＦ信号が必要な振幅にあるようにＡ
ＧＣ制御回路１２６０によって制御される。ＡＧＣ機能は下記に詳述される。典
型的な実施形態では、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂは固定利得増幅器であ
る。ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂおよびミキサ１２３０は、必要な性能が
最少電力消費で得られるようにアクティブ装置のＤＣバイアス電流および／また
は電圧を調整するようにバイアス制御回路１２８０によって制御される。可変Ｉ
ＩＰ３バイアス制御機構は下記に詳述される。

【００２９】本発明の受信機アーキテクチャは、セルラ電話およびＨＤＴＶ用途を含むいろ
いろな用途における使用に適合させることができる。セルラ電話では、受信機１
２００は、個人通信システム（ＰＣＳ）バンドあるいはセルラバンドで作動する
ＣＤＭＡ通信システムにおける使用に適合させることができる。

【００３０】デュアルバンド（ＰＣＳおよびセルラ）およびデュアルモード（ＣＤＭＡおよ
びＡＭＰＳ）をサポートする典型的な受信機のブロック図は図３に示される。Ｐ
ＣＳバンドは６０ＭＨｚのバンド幅および１９００ＭＨｚの中心周波数を有する
。セルラバンドは２５ＭＨｚのバンド幅および９００ＭＨｚの中心周波数を有す
る。各バンドは独特なＲＦバンドパスフィルタを必要とする。したがって、２つ
のＲＦプロセッサは２つのバンドのために使用される。

【００３１】受信機１３００は、受信機１２００の部品と同じ部品の多くを含む（図２を参
照）。アンテナ１３１２、送受切換器１３１４および減衰器１３１６は、受信機
１２００のアンテナ１２１２、送受切換器１２１４および減衰器１２１６と同じ
である。減衰器１３１６からの減衰信号はＲＦプロセッサ１３１０ａおよび１３
１０ｂに供給される。ＲＦプロセッサ１３１０ａは、セルラバンドで作動するよ
うに設計され、ＲＦプロセッサ１３１０ｂはＰＣＳバンドで作動するように設計
される。ＲＦプロセッサ１３１０ａは、受信機１２００のＲＦプロセッサ１２１
０と同じである。ＲＦプロセッサ１３１０ａは、段間に置かれたバンドパスフィ
ルタ１３２６と縦続接続された２段の低雑音増幅器（ＬＮＡ）１３２０ａを備え
ている。各ＬＮＡ１３２０ａは、パッド１３２２およびスイッチ１３２４を含む
並列信号路を有する。ＬＮＡ１３２１ａおよび１３２１ｂおよびバンドパスフィ
ルタ１３２７がＰＣＳバンドで作動するように設計されていることを除いて、Ｒ
Ｆプロセッサ１３１０ｂはプロセッサ１３１０ａと同様である。ＲＦプロセッサ
１３１０ａおよび１３１０ｂからの出力は、コントローラ１３７０からの制御信
号に従って所望の信号（簡単にするために図３に示されていない）を選択するマ
ルチプレクサ（ＭＵＸ）１３４６に供給される。ＭＵＸ１３４６からのＲＦ信号
は、図２のＲＦ／ＩＦプロセッサ１２４８と同じであるＲＦ／ＩＦプロセッサ１
３４８に供給される。プロセッサ１３４８からのＩＦ信号は、遠隔送信機（図示
せず）で使用された変調フォーマットと従って信号を復調する復調器（ＤＥＭＯ
Ｄ）１３５０に供給される。図３の復調器１３５０、ＡＧＣ制御回路１３６０、
バイアス制御回路１３８０、および非直線性測定回路１３９０は、図２の復調器
１２５０、ＡＧＣ制御回路１２６０、バイアス制御回路１２８０、および非直線
性測定回路１２９０のそれぞれと同じである。

【００３２】コントローラ１３７０は、ＡＧＣ制御回路１３６０、バイアス制御回路１３８
０、およびＭＵＸ１３４６に接続し、これらの回路の動作を制御する。コントロ
ーラ１３７０は、ここに示されている機能を実行するようにプログラム化される
マイクロプロセッサ、マイクロコントローラ、あるいはディジタル信号プロセッ
サとして実行できる。コントローラ１３７０は、受信機１３００の動作モードお
よび関連制御信号を記憶するメモリ記憶素子も含んでもよい。

【００３３】図２を参照すると、セルラ電話用途に特に適合される受信機１２００の典型的
な設計が下記に詳細に示されている。典型的な実施形態では、減衰器１２１６は
、２０ｄＢの減衰範囲を有し、０．２ｄＢ〜−２０ｄＢの減衰を行う。減衰器１
２１６は、その実施が当該技術で公知である一対のダイオードあるいは電界効果
トランジスタ（ＦＥＴ）で設計できる。典型的な実施形態では、ＬＮＡ１２２０
ａおよび１２２０ｂは１３ｄＢの一定利得を有する。ＬＮＡ１２２０ａおよび１
２２０ｂは、既製のモノリシックＲＦ増幅器あるいは個別部品を使用して設計さ
れた増幅器であってもよい。ＬＮＡ１２２０の典型的な個別設計は下記に詳細に
示される。典型的な実施形態では、パッド１２２２ａおよび１２２２ｂは、５ｄ
Ｂの減衰を行い、当該技術で公知の方法で抵抗器で実現されてもよい。典型的な
実施形態では、バンドパスフィルタ１２２６は、セルラバンドの全バンド幅であ
る２５ＭＨｚのバンド幅を有し、約９００ＭＨｚに中心が置かれている弾性表面
波（ＳＡＷ）フィルタである。

【００３４】典型的な実施形態では、バンドパスフィルタ１２３２も、１つのＣＤＭＡシス
テムのバンド幅である１．２２８８ＭＨｚのバンド幅を有し、約１１６．５ＭＨ
ｚに中心が置かれているＳＡＷフィルタである。ミキサ１２３０は、モトローラ
ＭＣ１３１４３のような既製のミキサあるいは当該技術で公知の方法で設計され
ている他のアクティブミキサであってもよいアクティブミキサである。ミキサ１
２３０は、二重平衡ダイオードミキサのような受動部品でも実施できる。増幅器
１２３４は、モノリシック増幅器あるいは個別部品で設計された増幅器であって
もよい。典型的な実施形態では、増幅器１２３４は４０ｄＢの利得を生じるよう
に設計される。

【００３５】典型的な実施形態では、復調器１２５０を除く実施形態１２００の全利得範囲
は＋５１ｄＢ〜−５ｄＢである。この利得範囲は、バンドパスフィルタ１２２６
に対して３ｄＢの典型的な挿入損失、ミキサ１２３０に対して＋１ｄＢの利得、
およびバンドパスフィルタ１２３２に対して−１３ｄＢの挿入損失と推定する。
ＣＤＭＡ用途の場合、８０ｄＢのＡＧＣ範囲は、一般的には、パス損失、フェー
ジング条件、およびジャマーを適切に扱うために必要である。典型的な実施形態
では、減衰器１２１６、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂ、およびパッド１２
２２ａおよび１２２２ｂによってもたらされるＡＧＣ範囲は５６ｄＢである。典
型的な実施形態では、残りの２４ｄＢのＡＧＣ範囲は復調器１２５０および／ま
たは増幅器１２３４によって与えられる。復調器１２５０（図４を参照）内で、
ＡＤＣ１４１０はアナログ波形を量子化し、ディジタル化値を次のディジタル信
号処理ブロックに供給する。典型的な実施形態では、ＡＤＣ１４１０に対して必
要な分解能は４ビットである。典型的な実施形態では、付加的な６ビットの分解
能はまだフィルタリングされないジャマーに対するヘッドルームを与える。ＡＤ
Ｃ１４１０は、１０ビット以上の分解能を与えるように設計できる。１０ビット
以上の各付加ビットは６ｄＢの利得制御を行うために使用できる。幸いに、高Ｃ
ＤＭＡ信号レベルで、バンド外ジャマーレベルはＣＤＭＡ信号にわたって＋７２
ｄＢであることを連続できない。したがって、ＣＤＭＡ信号が強い場合、ジャマ
ーは、ジャマーヘッドルームのための６ビット未満の分解能を必要とする。典型
的な実施形態では、復調器１２５０で実行されるＡＧＣ機能は、ＣＤＭＡ信号が
、例えば、ＣＤＭＡ制御範囲の上部端で強い場合だけアクティブである。したが
って、ジャマーヘッドルームに対して最初に予約される追加ビットの分解能は、
いま強いＣＤＭＡ信号レベルの結果としてＡＧＣ機能のために使用される。受信
機１２００に対して要求される性能をもたらすサブサンプリングバンドパスΣ△
ＡＤＣの設計は、前述の同時継続の米国特許出願第０８／９２８，８７４号に開
示されている。

【００３６】ＩＩ．増幅器設計典型的な個別のＬＮＡ設計の概略図は図５Ａに示されている。ＬＮＡ１２２０
内で、ＲＦ入力は、ＡＣ結合コンデンサ１５１２の一方の端部に供給される。コ
ンデンサ１５１２の他方の端部は、コンデンサ１５１４およびインダクタ１５１
６の一方の端部に接続する。コンデンサ１５１４の他方の端部は、アナログアー
スに接続し、インダクタ１５１６の他方の端部は、抵抗器１５１８および１５２
０の一方の端部およびトランジスタ１５４０のベースに接続する。抵抗器１５１
８の他方の端部は電源Ｖｄｃに接続し、トランジスタの他方の端部はアナログア
ースに接続する。バイパスコンデンサ１５２２は、Ｖｄｃおよびアナログアース
に接続する。典型的な実施形態では、トランジスタ１５４０は、当該技術に一般
に使用されるジーメンスＢＦＲ４２０のような低雑音ＲＦトランジスタである。
トランジスタ１５４０のエミッタはインダクタ１５４２の一方の端部に接続する
。インダクタ１５４２の他方の端部は、アナログアースにも接続する電流源１５
８０に接続する。トランジスタ１５４０のコレクタは、インダクタ１５３２、抵
抗器１５３４、およびコンデンサ１５３６の一方の端部に接続する。インダクタ
１５３２、抵抗器１５３４の他方の端部はＶｄｃに接続する。コンデンサの他方
の端部はＲＦ出力を含む。

【００３７】ＬＮＡ１２２０内で、コンデンサ１５１２および１５３６は、ＲＦ入出力信号
それぞれのＡＣ結合を行う。コンデンサ１５１４およびインダクタ１５１６は雑
音マッチングを行う。インダクタ１５１６および１５３２は、ＬＮＡ入出力それ
ぞれのマッチングも行う。インダクタ１５３２は、トランジスタ１５４０のバイ
パス電流のためのＤＣ経路も与える。インダクタ１５４２は、直線性を改善する
ためにエミッタインピーダンスの低下を生じる。抵抗器１５１８および１５２０
は、トランジスタ１５４０のベースのＤＣバイパス電圧を設定する。抵抗器１５
３４は、ＬＮＡ１２２０の利得および出力インピーダンスを決定する。電流源１
５８０は、ＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３を決定するトランジスタ１５４０のバイパ
ス電流を制御する。

【００３８】典型的な電流源１５８０の概略図は図５Ｂに示されている。ｎチャネルＭＯＳ
ＦＥＴ１５８２および１５８４のソースはアナログアースに接続されている。Ｍ
ＯＳＦＥＴ１５８４のドレインは、抵抗器１５８６の一方の端部に接続されてい
る。抵抗器１５８６の他方の端部は、ＭＯＳＦＥＴ１５８２のドレインに接続し
、電流源１５８０の出力を備えている。バイパスコンデンサ１５８８は、電流源
１５８０の出力の両端間およびアナログアースに接続する。ＭＯＳＦＥＴ１５８
２のゲートは、Ｖｂｉａｓ１に接続され、ＭＯＳＦＥＴ１５８４のゲートはＶｂ
ｉａｓ２に接続されている。

【００３９】ＭＯＳＦＥＴ１５８２および１５８４は、次にＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３動作
点を決定するトランジスタ１５４０のためのコレクタバイパス電流を供給する。
ＭＯＳＦＥＴ１５８２および１５８４は、制御電圧Ｖｂｉａｓ１およびＶｂｉａ
ｓ２それぞれに接続されている。Ｖｂｉａｓ１がロー（例えば０Ｖ）である場合
、ＭＯＳＦＥＴ１５８２は、オフにされ、トランジスタ１５４０のためのコレク
タバイパス電流を供給しない。Ｖｂｉａｓ１がハイ（例えば、Ｖｄｃに近づく）
である場合、ＭＯＳＦＥＴ１５８２はオンにされ、トランジスタ１５４０のため
の最大コレクタバイパス電流を供給する。したがって、Ｖｂｉａｓ１は、ＭＯＳ
ＦＥＴ１５８２によって供給されるコレクタバイパス電流量を決定する。同様に
、Ｖｂｉａｓ２は、ＭＯＳＦＥＴ１５８４によって供給されるコレクタバイパス
電流量を決定する。しかしながら、トランジスタ１５４０のベースの電圧および
抵抗器１５８６の値は、ＭＯＳＦＥＴ１５８４によって供給される最大コレクタ
バイパス電流を制限する。

【００４０】ＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３性能対コレクタバイパス電流Ｉｃｃが図６Ａに示さ
れている。ＩＩＰ３が、ほぼ６ｄＢ／コレクタバイパス電流のオクターブ増加（
すなわち、倍増）増加することに注目。トランジスタ１５４０のコレクタバイパ
ス電流、ＬＮＡ１２２０の利得およびＬＮＡ１２２０のＩＩＰ３対制御電圧Ｖｂ
ｉａｓ１は図６Ｂに示されている。利得がほぼ一定である（例えば、全てのＶｂ
ｉａｓ１電圧に対して約１ｄＢの利得変動）ことに注目。したがって、高ＩＩＰ
３が必要でない場合、コレクタバイアス電流は減少でき、ＬＮＡ１２２０の利得
に最少の影響を及ぼす。

【００４１】図５Ａおよび図５Ｂは、ＬＮＡ１２２０および電流源１５８０それぞれの典型
的な設計を示している。ＬＮＡ１２２０は、必要な性能（例えば、より高い利得
、改良された雑音指数、より良いマッチング）をもたらすように他のトポロジー
を使用して設計できる。ＬＮＡ１２２０は、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪ
Ｔ）、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）、金属酸化膜半導体電界効
果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、ガリウム砒素電界効果トランジスタ（ＧａＡ
ｓＦＥＴ）あるいは他のアクティブ装置のような他のアクティブ装置で設計でき
る。ＬＮＡ１２２０は、当該技術分野で公知の方法でモノリシック増幅器として
も実行できる。同様に、電流源１５８０は、当該技術分野で公知の他の方法で設
計および実行できる。ＬＮＡ１２２０および電流源１５８０のいろいろの実行は
本発明の範囲内である。

【００４２】ＩＩＩ．可変ＩＩＰ３バイアス制御前述のように、バンド内相互変調積は、非線形装置を通過するスプリアス信号
によって形成できる。厳しい直線性要求がある１つの用途は、高度移動電話シス
テム（ＡＭＰＳ）のような他のセルラ電話システムとともに同じ場所に配置され
ているＣＤＭＡ通信システムである。他のセルラ電話システムは、ＣＤＭＡシス
テムの作動バンド近くで高出力でスプリアス信号（あるいはジャマー）を送信で
き、それによってＣＤＭＡ受信機に対する高ＩＩＰ３要求を必要とする。

【００４３】ＣＤＭＡシステムに対するスプリアス信号拒否要件は、“ＴＩＡ／ＥＩＡ／Ｉ
Ｓ‐９８‐Ａの相互変調スプリアス応答減衰”、以下ＩＳ‐９８‐Ａ規格、にお
いて２つの仕様ツートンテストおよび単一トーンテストによって規定される。ツ
ートンテストは図７Ａに示されている、ツートンは、ＣＤＭＡ波形の中心周波数
からｆ１＝＋９００ＫＨｚおよびｆ２＝＋１７００ＫＨｚにある。ツートンは、
振幅が同じで、ＣＤＭＡ信号の振幅よりも５８ｄＢ高い。このテストは、ＡＭＰ
Ｓシステムからの信号のような隣接チャネルで送信されているＦＭ変調信号をシ
ミュレートする。ＦＭ変調信号は、キャリアにおけるパワーの大部分を含むのに
対してＣＤＭＡ波形のパワーは１．２２８８ＭＨｚバンド幅にわたって拡散され
る。ＣＤＭＡ信号は、チャネル状態により影響を受けなく、パワー制御ループに
よって低パワーレベルに保持される。実際、ＣＤＭＡ信号は、干渉を減らし、性
能を増加させるために必要とする性能レベルに必要な最少パワーレベルに保持さ
れる。

【００４４】単一トーンテストは図７Ｂに示されている。単一トーンは、ＣＤＭＡ波形の中
心周波数からｆ１＝＋９００ＫＨｚにあり、ＣＤＭＡ信号の振幅よりも高い＋７
２ｄＢｃの振幅を有する。

【００４５】ＩＳ‐９８‐Ａに従って、受信機の直線性は、−１０１ｄＢｍ、−９０ｄＢｍ
、および−７９ｄＢｍのＣＤＭＡ入力パワーレベルに指定される。ツートンテス
トの場合、ジャマーは−４３ｄＢｍ、−３２ｄＢｍ、および−２１ｄＢｍ（＋５
８ｄＢｃ）にあり、相互変調積のバンド内等価信号は、−１０１ｄＢｍ、−９０
ｄＢｍ、および−７９ｄＢｍのそれぞれの入力パワーレベルに対して−１０４ｄ
Ｂｍ、−９３ｄＢｍ、および−８２ｄＢｍにある。

【００４６】図７Ａに示されるように、ｆ１＝＋９００ＫＨｚおよびｆ２＝＋１７００ＫＨ
ｚのスプリアストーン（あるいはジャマー）は、（２ｆ１−ｆ２）＝＋１００Ｋ
Ｈｚおよび（２ｆ２−ｆ１）＝＋２５００ＫＨｚの３次相互変調積を生じる。＋
２５００ＫＨｚの積は、次のバンドパスフィルタ１２２６および１２３２（図２
を参照）によって容易にフィルタリングできる。しかしながら、＋１００ＫＨｚ
の積は、ＣＤＭＡ波形の範囲内にあり、ＣＤＭＡ信号を低下させる。

【００４７】受信機１２００の低下された性能に対して、受信機１２００内のアクティブ装
置のＩＩＰ３は、受信信号の非直線性の量に従って調整される。受信機１２００
は、ツートン相互変調仕様に合うように設計される。しかしながら、実際は、ジ
ャマーが、受信機１２００の何分の一の作動時間だけ存在する。さらに、ジャマ
ーの振幅は、指定されるような＋５８ｄＢレベルにめったに達しない。したがっ
て、より悪い場合のジャマーを設計し、受信機１２００をより悪い場合のジャマ
ーを予想して高ＩＩＰ３モードで作動させることは電池電力の浪費である。

【００４８】本発明では、アクティブ装置のＩＩＰ３、特にＬＮＡ１２２０ｂおよびミキサ
１２３０は、受信機１２００からの出力信号の測定された非直線性に従って調整
される。典型的な実施形態では、非直線性はＲＳＳＩ傾斜方法によって測定され
る。ＲＳＳＩ傾斜の測定は、１９９２年４月２１日に発行され、本発明の譲受人
に譲渡され、参照してここに組み込まれた名称が「高ダイナミック範囲閉ループ
自動利得制御回路」の米国特許第５，１０７，２２５号に詳述される。図２を参
照すると、バンドパスフィルタ１２３２は、１．２２８８ＭＨｚのバンド幅を有
し、ジャマーの大部分およびバンド外相互変調積を抑圧する。バンド内の範囲内
にある相互変調積は、抑圧できなくて、ＣＤＭＡ波形に加える。増幅器１２３４
からのＩＦ信号は、ＩＦ信号を処理し、ＩデータおよびＱデータを含むディジタ
ル化ベースバンドデータを供給する復調器１２５０に供給される。ベースバンド
データは、非直線性測定回路１２９０に供給される。典型的な実施形態では、非
直線性測定回路１２９０は、下記の式に従って信号のパワーを計算する。

【００４９】Ｐ＝ ( Ｉ² ＋Ｑ² ) （５）ここで、Ｐはベースバンド信号のパワーであり、ＩおよびＱはＩ信号およびＱ
信号それぞれの振幅である。パワー測定値はバイアス制御回路１２８０に供給さ
れる。

【００５０】パワー測定値は、所望のＩ信号およびＱ信号のパワーならびに相互変調積(int
ermodulation products)のパワーを含む。前述のように、２次非直線性に関して
は、相互変調積は入力信号レベルの各ｄＢ増加に対して２ｄＢ増加する。３次非
直線性に関しては、相互変調積は入力信号レベルの各ｄＢ増加に対して３ｄＢ増
加する。したがって、相互変調量は、出力信号レベルの変化対入力信号レベルの
変化として規定されるＲＳＳＩ傾斜の測定によって概算される。入力信号レベル
の変化は、所定の増分で設定できる（例えば、０．５ｄＢ）。線形範囲で作動す
る受信機１２００に関しては、入力信号レベルの０．５ｄＢ増加は、出力信号レ
ベルの０．５ｄＢおよび０．１のＲＳＳＩ傾斜に相当する。しかしながら、１つ
あるいはそれ以上のアクティブ装置が、非線形作動範囲に遷移するにつれて、Ｒ
ＳＳＩ傾斜は増加する。より高いＲＳＳＩ傾斜はより大きいレベルの非直線性に
相当する。３．０のＲＳＳＩ傾斜は、全圧縮で作動する受信機１２００に相当し
（入力が増加されるときに所望の出力信号レベルの増加が全然ない）、出力は３
次相互変調積によって支配される。

【００５１】本発明では、ＲＳＳＩ傾斜は所定のＲＳＳＩ閾値と比較できる。ＲＳＳＩ傾斜
が閾値を超える場合、適切なアクティブ装置のＩＩＰ３は増加される。一方、Ｒ
ＳＳＩ傾斜がＲＳＳＩ閾値以下である場合、ＩＩＰ３が減少される。ＲＳＳＩ閾
値は、必要とされるビット誤り率（ＢＥＲ）あるいはフレーム誤り率（ＦＥＲ）
性能に基づいて受信機１２００の動作中調整できる。より高いＲＳＳＩ閾値は、
ＩＩＰ３を増加する前により高いレベルの相互変調積を可能にし、それによって
ＢＥＲあるいはＦＥＲ性能という犠牲を払って電力消費を最少にする。ＲＳＳＩ
閾値は、必要とされる性能のレベルに対する閾値（例えば１％ＦＥＲ）を設定す
る制御ループによっても調整できる。典型的な実施形態では、ＲＳＳＩ傾斜は１
．２であるように選択される。しかしながら、他のＲＳＳＩ閾値の使用は本発明
の範囲内である。

【００５２】本発明では、ジャマーの振幅を直接測定することは重要でない。所望の信号に
対する相互変調積のより高いレベルの相互変調積に関するジャマーの望ましくな
い影響を測定することはより重要である。ＲＳＳＩ傾斜は非直線性のレベルを測
定する１つの方法である。非直線性のレベルは、入力信号の振幅の増分変化に対
する出力信号のエネルギー／チップ対雑音比（Ｅｃ／Ｉｏ）の変化を計算するこ
とによっても測定できる。相互変調積は、受信機が圧縮中であり、出力信号が３
次相互変調積によって支配される場合、３対１の係数だけ増加する。ＲＳＳＩ傾
斜方法のように、非直線性のレベルは、Ｅｃ／Ｉｏの変化対入力信号レベルの変
化によって概算できる。非直線性のレベルを測定する他の方法は、熟考すること
ができ、本発明の範囲内にある。

【００５３】典型的な実施形態では、性能を最大化するために、アクティブ装置のＩＩＰ３
は、（例えば、ＲＳＳＩ傾斜の測定によって）各アクティブ装置が受けた非直線
性量に従って調整される。したがって、ミキサ１２３０は最大信号レベルを受け
、ＬＮＡ１２２０ｂは次の最大信号レベルを受け、ＬＮＡ１２２０ａは、最小信
号レベルを受ける（これは、ＬＮＡ１２２０ａの利得がバンドパスフィルタ１２
２６の挿入損失よりも大きいと推定する）。これらの前提の場合、ミキサ１２３
０のＩＩＰ３動作点は、ジャマーが（例えば、高ＲＳＳＩ傾斜測定によって）検
出される場合、最初に増加される。一旦ミキサ１２３０のＩＩＰ３が完全に（例
えば、最高ＩＩＰ３動作点に）調整されると、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は増
加される。最後に、一旦ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３が完全に調整されると、Ｌ
ＮＡ１２２０ａのＩＩＰ３は増加できる。典型的な実施形態では、ＬＮＡ１２２
０ａは、受信機１２００の性能を最適化するように所定のＩＩＰ３動作点に保持
される。相補的方法では、ジャマーが全然検出されない場合、ＬＮＡ１２２０ｂ
のＩＩＰ３は最初に減少される。一旦ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３が（例えば、
最低ＩＩＰ３動作点に）完全に調整されると、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は減少
される。

【００５４】ＬＮＡ１２２０ｂおよびミキサ１２３０のＩＩＰ３は、（例えば、連続Ｖｂｉ
ａｓ１およびＶｂｉａｓ２制御電圧を提供することによって）連続的方法あるい
は個別工程で調整できる。本発明は、アクティブ装置のＩＩＰ３を制御する連続
的、個別の工程あるいは他の方法の使用に向けられる。

【００５５】ＩＩＰ３調整の前述の順序は、ＩＩＰ３が唯一の考慮すべき事項であると推定
する。しかしながら、異なる用途は、異なる入力条件を受け、異なる性能要件を
有してもよい。ＩＩＰ３調整の順序はこれらの要件を満たすように再配置できる
。さらに、ＩＩＰ３調整は、特定の動作状態に対して受信機１２００の性能を最
適化するために前述からの方向（例えば、入力信号レベルを増加するＩＩＰ３を
減少する）に反転できる。ＩＩＰ３調整の異なる順序およびＩＩＰ３調整の異な
る方向は本発明の範囲内にある。

【００５６】ＩＶ．利得制御大部分の受信機は、広範囲の入力信号レベルに適合するように設計されている
。ＣＤＭＡ受信機の場合、必要なＡＧＣ範囲は公称８０ｄＢである。本発明の典
型的な実施形態（図２を参照）では、ＡＧＣ範囲は、減衰器１２１６、ＬＮＡ１
２２０ａおよび１２２０ｂ、パッド１２２２ａおよび１２２２ｂ、復調器１２５
０、およびたぶん増幅器１２３４によって与えられる。典型的な実施形態では、
減衰器１２１６は２０ｄＢのＡＧＣ範囲を与え、パッド１２２２ａおよび１２２
２ｂの各々は５ｄＢのＡＧＣ範囲を与え、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂの
各々は１３ｄＢのＡＧＣ範囲を与え、増幅器１２３４および／または復調器１２
５０は２４ｄＢのＡＧＣ範囲を与える。これらの部品の１つあるいはそれ以上の
ＡＧＣ範囲は調整でき、本発明の範囲内にある。さらに、増幅器１２３４は、こ
れらの補充の他の部品にＡＧＣ範囲を与えるように設計できる。例えば、パッド
１２２２のＡＧＣ範囲は、各々２ｄＢに減少することができ、増幅器１２３４は
６ｄＢのＡＧＣ範囲で設計できる。

【００５７】典型的な実施形態では、最初の２ｄＢのＡＧＣ範囲は復調器１２５０によって
与えられる。復調器１２５０は、ＡＧＣ制御のために使用できる分解能の付加ビ
ットを与えるバンドパスサブサンプリングΣ△ＡＤＣを含む。次の２０ｄＢのＡ
ＧＣ範囲は、減衰器１２１６および／または増幅器１２３４によって与えられる
。次の１８ｄＢのＡＧＣ範囲はＬＮＡ１２２０ａおよびパッド１２２２ａによっ
て与えられる。次の１８ｄＢのＡＧＣ範囲はＬＮＡ１２２０ｂおよびパッド１２
２２ｂによって与えられる。さらに、残りの２２ｄＢのＡＧＣ範囲は、増幅器１
２３４および／または復調器１２５０によって与えられる。

【００５８】ＣＤＭＡ入力信号パワーを獲得する本発明の受信機１２００のＡＧＣ制御動作
を示す典型的な図が図８Ａに示されている。本例では、増幅器１２３４は、簡単
にするために固定利得増幅器として実現される。−１０３４ｄＢｍから−１０２
ｄＢｍまで、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂはターンオンされ、スイッチ１
２２４ａおよび１２２４ｂはオフにスイッチされ、ＡＧＣは復調器１２５０によ
って与えられる。−１０２ｄＢｍから−８５ｄＢｍまで、ＡＧＣは減衰器１２１
６によって与えられる。−８４ｄＢｍから−６２ｄＢｍまで、ＬＮＡ１２２０ａ
はターンオフされ、スイッチ１２２４ａはオンにスイッチされ、ＬＮＡ１２２０
ｂはオンのままであり、スイッチ１２２４ｂはオフのままであり、ＡＧＣは復調
器１２５０によって与えられる。−１０２ｄＢｍから−８５ｄＢｍまで、ＡＧＣ
は減衰器１２１６によって与えられる。−６３ｄＢｍから−４６ｄＢｍまで、Ｌ
ＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂはターンオフされ、スイッチ１２２４ａおよび
１２２４ｂはオンにスイッチされ、ＡＧＣは復調器１２５０によって与えられる
。最後に、−４６ｄＢｍ以上で、減衰器１２１６は完全に減衰され、復調器１２
５０へのＩＦ信号レベルは、入力ＲＦ信号レベルに対してｄＢ毎に増加し、ＡＧ
Ｃは、復調器１２５０によってＡＧＣ１４１０の後に与えられる。

【００５９】ＣＤＭＡ入力信号パワーを獲得する本発明の受信機１２００のＡＧＣ制御動作
を示す典型的な図が図８Ｂに示されている。さらに、増幅器１２３４は、本例で
は、簡単にするために、固定利得増幅器として実現される。−２４ｄＢｍから−
４６ｄＢｍまで、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂはターンオフされ、スイッ
チ１２２４ａおよび１２２４ｂはオンにスイッチされ、ＡＧＣは、復調器１２５
０によってＡＤＣ１４１０の後に与えられる。−６６ｄＢｍおよび−６９ｄＢｍ
から、減衰器１２１６は最小減衰状態にあり、ＡＧＣは復調器１２５０によって
与えられる。−７０ｄＢｍで、ＬＮＡ１２２０ｂはターンオンされ、スイッチ１
２２４ｂはオフにスイッチされる。−７０ｄＢｍから−８４ｄＢｍまで、ＡＧＣ
は減衰器１２１６によって与えられる。−８４ｄＢｍから−９０ｄＢｍまで、Ａ
ＧＣは復調器１２５０によって与えられる。−９１ｄＢｍで、ＬＮＡ１２２０ａ
はターンオンされ、スイッチ１２２４ａはオフにスイッチされる。さらに、−１
０２ｄＢｍから−１０４ｄＢｍまで、ＡＧＣは復調器１２５０によって与えられ
る。

【００６０】図８Ａ〜図８Ｂは、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂがターンオンおよびタ
ーンオフされる入力ＲＦ信号レベルを示している。ＬＮＡ１２２０ａは、入力信
号レベルが−８５ｄＢｍ（図８Ａを参照）を超えるときにターンオフされるが、
信号レベルが−９１ｄＢｍを通りすぎて減少するまで再度ターンオンされない。
６ｄＢのヒステリシスは、ＬＮＡ１２２０ａがオン状態とオフ状態との間をトグ
ルすることを防止する。ＬＮＡ１２２０ｂにも同じ理由のために６ｄＢのヒステ
リシスが装備されている。同じ量のヒステリシスは、システム性能を最適化する
ために使用でき、本発明の範囲内にある。

【００６１】上記の論議は必要とされるＡＧＣ制御の典型的な実行を示している。ＡＧＣ制
御は、可調整利得を有するＡＧＣ増幅器でも実行できる。さらに、図２に示され
るような減衰器１２１６およびＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂの配置は、Ｃ
ＤＭＡ仕様を満たすまさに１つの実施である。ここに示されている要素を使用す
るＡＧＣ機能性の他の実施およびこれらの要素を当該技術分野で公知である他の
要素あるいは回路と組み合わせて使用する他の実施は本発明の範囲内にある。

【００６２】Ｖ．測定非直線性による受信機設定本発明の第１の実施形態では、アクティブ装置のＩＩＰ３は、受信機１２００
によって発生された非直線性の測定レベルに従って設定される。非直線性のレベ
ルはＲＳＳＩ傾斜あるいはＥｃ／Ｉｏ測定によって概算される。典型的なＲＳＳ
Ｉ傾斜測定実施は図９に示される。典型的な実施形態では、入力ＲＦ信号レベル
は、減衰器１２１６の減衰を狭いパルスで変えることによって変えられる。各パ
ルスは“ウィグル”と呼ばれる。ＲＳＳＩ傾斜は各パルスに対して測定され、測
定値、ＲＳＳＩ傾斜測定の精度を改善するために所定の周期Ｔにわたって平均化
される。周期Ｔの終わりで、測定ＲＳＳＩ傾斜はＲＳＳＩ閾値と比較され、この
結果は前述のようにアクティブ装置のＩＩＰ３を調整するために使用される。

【００６３】図９に示されるように、Ｔ０のＲＳＳＩ傾斜測定値は、ＲＳＳＩ閾値未満であ
り、受信機１２００が線形範囲内で作動することを示している。したがって、Ｌ
ＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は電力消費を保持するように減少される。同様に、周
期Ｔ１、Ｔ２、およびＴ３の終わりで、測定ＲＳＳＩ傾斜はＲＳＳＩ閾値未満で
あり、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は減少され続く。周期Ｔ４の終わりで、測定
ＲＳＳＩ傾斜はＲＳＳＩ閾値未満であり、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３は最小Ｉ
ＩＰ３動作点まで完全に調整されたので、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は減少され
る。周期Ｔ５の終わりで、測定ＲＳＳＩ傾斜はＲＳＳＩ閾値よりも大きく、相互
変調積は許容し得ないレベルまで増加したことを示す。ミキサ１２３０のＩＩＰ
３はそれに応じて直線性を改善するために増加される。

【００６４】典型的な実施形態では、各パルスは持続時間が２００μ秒で、周期Ｔは５ｍ秒
、１つの周期Ｔ内のパルス数は９である。これらの値を使用して、デューティサ
イクルは３６パーセントである。好ましい実施形態では、パルスのデューティサ
イクルは、所望の信号のＥｃ／Ｉｏが信号振幅の周期的摂動によって最小限度低
下されるように十分低いべきである。パルスの幅は、ＡＧＣ制御回路１２８０の
擾乱を最少にするために持続時間は短く選択される。一般的には、ＡＧＣ制御ル
ープは遅く、短い減衰パルスによって生じる信号レベルの変化を追跡できない。
出力信号の振幅の変化は、正確に入力信号の振幅および相互変調積の変化に反映
し、ＡＧＣ制御回路１２８０によって生じる変化に反映しない。しかしながら、
短いパルス幅は、出力信号パワーのあまり正確でない測定値を生じる。本発明は
、ここに示されている機能のためのいろいろの幅およびいろいろのデューティサ
イクルのパルスの使用に向けられる。

【００６５】ＲＦ信号レベルの摂動の振幅は、出力信号の低下を最少にし、全実施形態１２
００のＩＩＰ３への影響を最少にするために小さく選択される。典型的な実施形
態では、ＲＳＳＩ傾斜測定のための減衰ステップは０．５ｄＢである。減衰ステ
ップのための他の値は本発明の範囲内にある。

【００６６】典型的な実施形態では、ＲＳＳＩ閾値は１．２に選択される。１つのＲＳＳＩ
閾値の使用は、連続周期Ｔ間でＩＩＰ３動作点のトグルを生じ得る。これを防止
するために、２つのＲＳＳＩ閾値はヒステリシスを生じるために使用できる。測
定ＲＳＳＩ傾斜が第１のＲＳＳＩ閾値を超えない場合、ＩＩＰ３は増加されない
、測定ＲＳＳＩ傾斜が第２のＲＳＳＩ閾値以下でない場合、ＩＩＰ３は減少され
ない。単一閾値あるいは複数閾値の使用は本発明の範囲内にある。

【００６７】入力ＲＦパワーレベルを獲得する本発明の受信機１２００のＩＩＰ３バイアス
制御動作を示す図は図１０Ａに示されている。入力ＲＦ信号は、ＣＤＭＡ信号以
上＋５８ｄＢｃであるＣＤＭＡ信号およびツートーンジャマーを含む。ＣＤＭＡ
信号パワーが−１０４ｄＢｍと−１０１ｄＢｍとの間にある場合、ミキサ１２３
０のＩＩＰ３は＋１０ｄＢｍにセットされ、ＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂ
のＩＩＰ３は０ｄＢｍにセットされる。ＣＤＭＡ信号は−１０１ｄＢｍを通り過
ぎて増加するので、測定ＲＳＳＩ傾斜はＲＳＳＩ閾値を超え、ミキサ１２３０の
ＩＩＰ３は、非直線性のレベルを最少にするために＋１５ｄＢに増加される。減
衰器１２１６は、−１０４ｄＢｍと−８４ｄＢｍとの間で入力ＲＦ信号の減衰を
行う。−８４ｄＢｍで、ＬＮＡ１２２０ａはバイパスされ、減衰器１２１６はそ
の低減衰状態にリセットする。ＣＤＭＡ信号パワーが−８３ｄＢｍ、−７９ｄＢ
ｍ、−７５ｄＢｍおよび−７１ｄＢｍにある場合、ＬＮＡ１２２０ｂのＩＩＰ３
は相互への積を最少にするために増加される。ほぼ−６４ｄＢｍで、ＬＮＡ１２
２０ｂはバイパスされ、減衰器１２１６は再度、その低減衰状態にリセットする
。入力ＲＦパワーレベルを獲得する受信機１２００のＩＩＰ３バイパス制御動作
を示す図は図１０Ｂに示されている。さらに、入力ＲＦ信号は、ＣＤＭＡ信号以
上＋５８ｄＢｃであるＣＤＭＡ信号およびツートーンジャマーを含む。最初に、
ＣＤＭＡ入力信号パワーが−６０ｄＢｍにある場合、ＬＮＡ１２２０ａおよび１
２２０ｂがバイパスされる。ＣＤＭＡ信号パワーが−７０ｄＢｍに減少する場合
、ＬＮＡ１２２０ｂは必要な利得を生じるようにターンオンされる。ほぼ−７６
ｄＢｍ、−８０ｄＢｍ、−８４ｄＢｍ、および−８８ｄＢｍで、ＬＮＡ１２２０
ｂのＩＩＰ３は電力消費を最少にするために減少される。−９０ｄＢｍで、減衰
器１２１６は、その上部範囲に達し、ＬＮＡ１２２０ａはターンオンされる。−
１００ｄＢｍで、ミキサ１２３０のＩＩＰ３は、入力ＲＦ信号レベルは小さいの
で、電力を保持するように減少される。

【００６８】前述のように、ミキサ１２３０およびＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂのＩ
ＩＰ３が調整される入力ＲＦパワーレベルは測定ＲＳＳＩ傾斜によって決定され
る。ＲＳＳＩ傾斜測定は、図１０Ａおよび図１０Ｂに示されるような直線的に間
隔をあけられたＩＩＰ３バイアススイッチ点を生じなくてもよい。

【００６９】さらに、階段状のスイッチ点は連続的に調整可能なバイアス制御で取り換える
ことができる。

【００７０】ＶＩ．動作モードによる受信機設定本発明の第２の実施形態では、アクティブ装置のＩＩＰ３は受信機の動作モー
ドに従って設定される。前述のように、受信機１３００（図３を参照）は、ＰＣ
Ｓバンドあるいはセルラバンドのいずれかで作動するように要求されるセルラ電
話で使用できる。各バンドは、ディジタルプラットホームおよび／またはアナロ
グプラットホームのいずれかをサポートできる。各プラットホームは、さらにい
ろいろの動作モードを含み得る。いろいろの動作モードは、性能を改善し、電池
電力を保持するために使用される。例えば、異なる動作モードはセルラ電話の下
記の機能をサポートするために使用される。すなわち（１）より長い待機時間の
スロットモードページング、（２）ダイナミックレンジ強化のための利得ステッ
プ、（３）より長い通話時間壊された送信機出力、（４）デュアルバンド電話（
ＰＣＳおよびセルラ）のための周波数バンド選択、（５）システム（ＣＤＭＡ、
ＡＭＰＳ、ＧＳＭ等）間でトグルする多重アクセス、および（６）ジャマーがあ
る場合の回路バイアス制御のための手段。

【００７１】セルラ電話の動作モードは異なる性能要件を持つことができる。典型的な実施
形態では、各動作モードはＮモードビットを含む固有識別子(unique identifier
)を割り当てられる。このモードビットは動作モードの特定の特性を規定する。例えば、一方のモードビットは、ＰＣＳとセルラバンドとの間で選択するために
使用でき、他方のモードビットは、ディジタル（ＣＤＭＡ）あるいはアナログ（
ＦＭ）モード間で選択するために使用できる。Ｎモードビットは、最高２Ｎ制御
ビットを含むＮモードビットを制御バスに復号化するコントローラ内１３７０の
論理回路に供給される。制御バスは、制御を必要とする受信機１３００内の回路
に送られる。例えば、制御バスは、下記のことを指令できる。すなわち、（１）
ＲＦ／ＩＦプロセッサ１３４８内のミキサおよびＲＦプロセッサ１３１０ａおよ
び１３１０ｂ内のＬＮＡのＩＩＰ３を設定する、（２）受信機１３００の利得を
設定する、（３）ＤＣバイアス電圧および／または電流を受信機１３００内の他
のＲＦおよびＩＦ回路に設定する、（４）所望の信号バンドを選択する、および
（５）発振器を適切な周波数に設定する。

【００７２】動作モードに基づいた受信機１３００のＩＩＰ３制御の典型的な実施は表１お
よび表２に示される。受信機１３００は、デュアルバンド（ＰＣＳおよびセルラ
）およびデュアルモード（ＣＤＭＡおよびＦＭ）をサポートする。典型的な実施
形態では、ＰＣＳバンドだけはＣＤＭＡ送信をサポートしているのに対して、セ
ルラバンドは、ＣＤＭＡ送信およびＦＭ送信の両方をサポートする（ＦＭ送信は
ＡＭＰＳシステムからであってもよい）。典型的な実施形態では、４モードビッ
トが利用される。４つのモードビットは、ＢＡＮＤＳＥＬＥＣＴ、ＩＤＬＥ／
、ＦＭ／、およびＬＮＡＲＡＮＧＥビットである。ＢＡＮＤＳＥＬＥＣＴビ
ットは、動作のバンドを決定し、１＝ＰＣＳおよび０＝セルラとして規定される
。ＩＤＬＥ／ビット（０＝アイドル）は、セルラ電話が作動していない間、受信
機１３００をアイドルモード（例えば、より低いＩＩＰ３で作動する）に設定す
る。ＦＭ／ビット（０＝ＦＭ）は、ＦＭ信号を処理するように受信機１３００を
設定する。さらに、ＬＮＡＲＡＮＧＥビット（１＝バイアス）は受信機１３０
０の利得を設定する。ＬＮＡＲＡＮＧＥビットがハイに設定し、バイアスモー
ドを指定する場合、第１のＬＮＡ１３２０ａあるいは１３２１ａのＶｂｉａｓ１
およびＶｂｉａｓ２がローに設定し、ＬＮＡはターンオフされる。

【００７３】ＢＡＮＤＳＥＬＥＣＴが０に設定される場合（セルラバンド）、受信機１３
００は、表１に列挙されたセルラ動作モードの中の１つで作動する。表１は、Ｌ
ＮＡ１３２０ａおよび１３２０ｂのＩＩＰ３動作点だけを列挙する。同様な表は
、ＲＦ／ＩＦプロセッサ１３４８内のアクティブミキサのＩＩＰ３動作点のため
に作成できる。一方、セルラモードでは、ＬＮＡ１３２１ａおよび１３２１ｂの
ためのＤＣバイアス電流は電池電力を保持するようにターンオフされる。

【００７４】

【表１】ＢＡＮＤＳＥＬＥＣＴが１に設定される場合（ＰＣＳバンド）、電話は、表
２に列挙されたＰＣＳ動作モードの１つで作動する。一方、ＰＣＳモードでは、
ＬＮＡ１３２０ａおよび１３２０ｂのバイアス電流は、電池電力を保持するよう
にターンオフされる。

【００７５】

【表２】表１および表２は、必要な性能を保持している間の電力消費を最少にするため
にＬＮＡのＩＩＰ３動作点を列挙する。付加的表は、制御を必要とする他の回路
のために作成できる。例えば、所望の動作モードのための予想された入力信号レ
ベルに基づいてＡＧＣを適切な作動範囲にセットする表を作成できる。他の表は
、受信機１３００内のいろいろの回路によって要求されるＤＣバイアス電圧ある
いは電流を設定するために作成できる。

【００７６】ＶＩＩ．受信信号レベルによる受信機設定本発明の第３の実施形態では、アクティブ装置のＩＩＰ３は、受信機内のいろ
いろの信号処理段の信号の測定振幅に従って設定される。図２を参照すると、パ
ワー検出器は、信号のパワーレベルを測定するために選択部品の出力に接続でき
る。この受信機設定方式の第１の実施形態では、パワー検出器は、これらの部品
からのＲＦ信号のパワーを測定するためにＬＮＡ１２２０ａおよび１２２０ｂお
よびミキサ１２３０の出力に接続できる。それから、パワー測定値は、所定の非
直線性のレベルを通り過ぎて作動するいかなる部品のＩＩＰ３動作点も調整する
ために情報を使用するバイアス制御回路１２８０に供給される。受信機設定方式
の第２の実施形態では、パワー検出器は、これらの部品からＲＦ信号およびベー
スバンド信号のそれぞれのパワーを測定するためにミキサ１２３０および復調器
１２５０の出力に接続できる。パワー測定値はバイアス制御回路１２８０にも供
給される。これらの２つの測定値間のパワー差は、必要とされるＩＩＰ３性能を
推測するために使用できるバンド外信号からのパワーを示す。バンド制御回路１
２８０は、必要とされる性能のレベルを保持するために前述された方法で部品の
動作点を調整する。ローパスフィルタが続くダイオード検出器であるようなパワ
ー検出器は当該技術分野で公知であるような多数の方法で実行できる。

【００７７】ＶＩＩＩ．ＬＮＡおよび増幅器のための電流源図５Ｂおよび上記の電流源１５８０の説明を参照すると、制御電圧および結果
として生じる回路構成を列挙する表３が作成される。表３は、ｎチャネルＭＯＳ
ＦＥＴ１５８２および１５８４のためのものである。ＭＯＳＦＥＴ１５８２およ
び１５８４は並列に接続されるために、電流源１５８０は、並列トポロジーを有
するものとして示される。

【００７８】

【表３】他の電流源１５８１の概略図は図１１に示されている。ｎチャネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１５９４のソースはアナログアースに接続されている。ｎチャネルＭＯＳＦＥ
Ｔ１５９２のソースはＭＯＳＦＥＴ１５９４のドレインに接続されている。抵抗
器１５９６は、ＭＯＳＦＥＴ１５９４のドレインおよびソースの両端間に接続さ
れている。ＭＯＳＦＥＴ１５９２のドレインは電流源１５８１の出力を含む。バ
イパスコンデンサ１５９８は電流源１５８０の出力およびアナログアースの両端
間に接続する。ＭＯＳＦＥＴ１５９２のゲートはＶｂｉａｓ３に接続され、ＭＯ
ＳＦＥＴ１５９４のゲートはＶｂｉａｓ４に接続されている。

【００７９】ＭＯＳＦＥＴ１５９２および１５９４がオンである場合、最大コレクタバイパ
ス電流ＩｃｃはＬＮＡ１２２０のトランジスタ１５４０のために供給される。Ｍ
ＯＳＦＥＴ１５９２はオフである場合、最小コレクタバイパス電流Ｉｃｃは、Ｍ
ＯＳＦＥＴ１５９４の状態にかかわらずトランジスタ１５４０のために供給され
る。最小コレクタバイパス電流状態はバイパス状態とも呼ばれ、使用されるＭＯ
ＳＦＥＴ装置の漏れ電流に応じた電流に全然接近することができない。最後に、
ＭＯＳＦＥＴ１５９２がオンであるが、ＭＯＳＦＥＴがオフである場合、トラン
ジスタ１５４０のためのコレクタバイパス電流Ｉｃｃは、抵抗器１５９６の抵抗
およびトランジスタ１５４０のベース電圧によって決定される。トラクト（ｔｒ
ｕｃｔ）表４は、制御電圧およびその結果として生じる回路構成を列挙する電流
源１５８１のために作成される。表４も、ｎチャネルＭＯＳＦＥＴ１５９２およ
び１５９４のためのものである。電流源１５８１は、ＭＯＳＦＥＴ１５９２およ
び１５９４が直列に接続されているために、直列トポロジーを有するものとして
示すことができる。

【００８０】

【表４】電流源１５８１は、本質的に同じ結果を得るために電流源１５８０の回路トポ
ロジーと異なる回路トポロジーを利用する。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴ１５９
２はＭＯＳＦＥＴ１５９４と直列に接続されているために、付加電圧は、ＭＯＳ
ＦＥＴ１５９２のドレインおよびＭＯＳＦＥＴ１５９４のソースの両端間に要求
される。

【００８１】ＬＮＡ１２２０がただ単に２つのモードの中の１つで使用される場合、ＭＯＳ
ＦＥＴ１５９４（Ｑ５）は除去でき、ただ一つの制御電圧、すなわちＶｂｉａｓ
３が必要とされることが表４から観察できる。これは電流源１５８１の設計をさ
らに簡単にする。他の実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ１５９２（Ｑ４）は除去でき
る。残りのＭＯＳＦＥＴ１５９４および抵抗器１５９６は、それぞれＭＯＳＦＥ
Ｔ１５９４がターンオンあるいはターンオフされるかどうかに応じて最大電流あ
るいは公称電流を供給できる。

【００８２】電流源１５８０および１５８１によってもたらされる長所は、最小回路部品で
あり、制御回路のインタフェースの容易さである。ただ単に２つのＭＯＳＦＥＴ
、１つの抵抗器、および１つのコンデンサが２つの回路トポロジーの各々に対し
て必要とされることが図５Ｂおよび図１１から注目される。さらに、制御電圧の
閾値電圧と適合した閾値電圧を有するＭＯＳＦＥＴが選択できる。例えば、ＭＯ
ＳＦＥＴの閾値電圧は、ＭＯＳＦＥＴが、トランジスタ・トランジスタ・ロジッ
ク（ＴＴＬ）、エミッタ結合ロジック（ＢＣＬ）あるいは相補性金属酸化膜半導
体（ＣＭＯＳ）コンパチブル電圧に対して完全にターンオンおよびオフするよう
に選択できる。典型的な実施形態では、ＭＯＳＦＥＴのゲートはディジタル制御
電圧を受け取るように設計されている。

【００８３】表３および表４は、電流源の各々が３つの個別電流出力レベル（最大、最小、
および公称）を有することを示している。しかしながら、連続的あるいはより小
さい電流ステップを有する電流源を設計できる。したがって、ＭＯＳＦＥＴのゲ
ートに高電圧および低電圧を印加する代わりに、中間電圧も印加できる。所与の
ＭＯＳＦＥＴに関しては、ドレイン電流はゲート・ソース間電圧の関数である。
したがって、電流源の電流は、適当なゲート・ソース電圧の適切な調整によって
より小さいステップで調整できる。

【００８４】一般的には、所与のＭＯＳＦＥＴ設計のためのドレイン電流対ゲート・ソース
間電圧は、一方のＭＯＳＦＥＴから他方のＭＯＳＦＥＴまで大いに変わる。この
変動は、オンおよびオフスイッチングのような簡単な用途を除いて、大部分の用
途ではＭＯＳＦＥＴの使用を非実用的にする。しかしながら、ＭＯＳＦＥＴは、
校正および／または制御機構によって連続的（あるいはほぼ連続的）方法で電流
を制御するために使用できる。例として、電流源の電流はいろいろのゲート・ソ
ース電圧に対して測定でき、この特徴づけは後で使用するために記憶できる。こ
の特徴づけは、工場の生産工程中あるいは作業場の通常の動作中に実行できる。
一方、電流源の電流は、通常の動作中わずかな増分で調整でき、ＬＮＡ出力の非
直線性は、電流源を調整するために測定および使用できる。ＬＮＡの入力の非直
線性のレベルが所定の閾値以上である場合、電流源はより多くの電流を供給する
ために調整できる。一方、ＬＮＡの出力の非直線性のレベルが所定の閾値以下で
ある場合、電流源はより少ない電流を供給するように調整できる。電流源を他の
方法で校正および／または制御し、連続的あるいは半連続的方法（例えばより多
くの電流ステップを有する）で使用することを可能にするいろいろの他の方法が
、熟考でき、本発明の範囲内にある。

【００８５】ｎチャネルエンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴのために表３および表４が示
されている。異なる表は、ｎチャネルデプレションモードＭＯＳＦＥＴ、ｐチャ
ネルエンハンスメントモードＭＯＳＦＥＴ、ｐチャネルデプレションモードＭＯ
ＳＦＥＴあるいは上記のＭＯＳＦＥＴ種類のいずれかの組み合わせを使用する異
なる入力ロジックに対する同じ電流出力のセット（最大、最小、および公称）を
生じるように設計できる。典型的な実施形態では、ＦＥＴは付加待機電流あるい
はバイパス電流を全然消費しなくて、特に移動通信装置での使用に適しているた
めに、ＦＥＴは電流源のために使用される。同じ電流は、ＦＥＴおよびＬＮＡの
両方を通して流れる。ＦＥＴを流れる付加ゲート電流は全然ない。しかしながら
、他のトランジスタ（例えば、Ｊ‐ＦＥＴ、ＣＭＯＳ、ＢＪＴ）も使用でき、本
発明の範囲内にある。

【００８６】本発明の電流源は、前述のようなＬＮＡ１２２０あるいは他の増幅器用に使用
できる。多数の増幅器設計は公知であり、当該技術で使用される。本発明のため
に使用できる増幅器設計の包括的なリストに列挙することは非実用的である。し
かしながら、他の増幅器設計は使用でき、本発明の範囲内にある。

【００８７】本発明の前述の説明は、当業者が本発明を製造あるいは使用できるように行わ
れる。これらの実施形態のいろいろの修正は当業者に即座に明らかであり、ここ
に規定されている一般的な原理は、本発明の機能を使用しないで他の実施形態に
適用されてもよい。したがって、本発明は、ここに示されている実施形態に限定
されることを意図しないで、ここに開示された原理および新規の機能に準じた最
も広い範囲に一致されるべきである。

【図面の簡単な説明】

本発明の特徴、目的および長所は、同じ参照文字がそれに応じて全部を識別す
る図面とともに行われるときに示される詳細な説明からより明らかになる。

【図１】従来の典型的な受信機のブロック図である。

【図２】本発明の典型的なプログラムブル線形受信機のブロック図である。

【図３】本発明の典型的なプログラムブル線形デュアルバンド受信機のブロック図であ
る。

【図４】本発明の受信機内に使用される典型的なＱＰＳＫ復調器のブロック図である。

【図５】本発明の受信機に使用される低雑音増幅器（ＬＮＡ）および電流源のそれぞれ
の典型的な個別設計の概略図である。

【図６】ＬＮＡおよびＬＮＡの性能曲線のそれぞれに使用されるトランジスタのＩＩＰ
３性能対バイアス電流の図である。

【図７】ＩＳ‐９８‐Ａによって規定されるようなＣＤＭＡ信号に対するツートーンジ
ャマーおよびシングルトーンジャマー、それぞれの仕様の図である。

【図８】ＣＤＭＡ入力電力をそれぞれ昇順および降順するＡＧＣ制御範囲の図である。

【図９】本発明の典型的なＩＩＰ３バイアス制御機構の図である。

【図１０】ＣＤＭＡ入力パワーをそれぞれ上昇および下降するＩＩＰ３バイアス制御の図
である。

【図１１】本発明で使用するための他の電流源の図である。

【符号の説明】

１１００…受信機，１１１２…アンテナ，１１１４…送受切換器，１１１８…
バンドパスフィルタ，１１２０…ミキサ，１１２２…局部発振器,１１２６…増幅器，１２００…受信機，１２１０…ＲＦプロセッサ，１２４８…ＲＦ／ＩＦプ
ロセッサ，１２５０…復調器，１３００…ミキサ，１３１０ａ…ＲＦプロセッサ
，１３１４…送受切換器，

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ，ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者カウフマン、ラルフ・イーアメリカ合衆国カリフォルニア州 91941 ラ・メサ、レイザー・レーン 9307 (72)発明者ピーターゼル、ポール・イーアメリカ合衆国カリフォルニア州 92131 サン・ディエゴ、イーストリッジ・コート 12755 Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA51 CA27 CA32 CA36 CA81 FA04 FA10 FA17 FA18 GN05 GN06 GN08 HA02 HA10 HA25 HA29 HA33 HA40 HN07 HN08 HN15 KA05 KA12 KA17 KA23 KA47 KA49 KA55 MA11 MA20 MA21 SA01 TA01 TA02 TA03 TA06 5J092 AA01 AA51 CA27 CA32 CA36 CA44 CA81 FA04 FA10 FA17 FA18 GR06 GR09 HA02 HA10 HA25 HA29 HA33 HA40 KA05 KA12 KA17 KA47 KA49 KA55 MA11 MA20 MA21 SA01 TA01 TA02 TA03 TA06 UR02 5J100 JA01 KA05 LA03 QA01 QA03 SA02

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力信号を受信し、かつ出力信号を供給する増幅器、前記増幅器に接続され、少なくとも１つの制御信号を受信し、前記少なくとも
１つの制御信号に応じてバイアス電流を増幅器に供給する可変電流源とを備え、前記バイアス電流が該増幅器の必要とされる性能に基づいて調整される、増幅
器回路。
【請求項２】前記必要とされる性能が前記増幅器の直線性に基づいている
、請求項１の回路。
【請求項３】前記必要とされる性能が前記増幅器の雑音性能に基づいてい
る、請求項１の回路。
【請求項４】前記可変電流源が直列トポロジーである、請求項１の回路。
【請求項５】前記可変電流源が並列トポロジーである、請求項１の回路。
【請求項６】前記可変電流源が、第１の制御信号を受信し、かつ前記第１の制御信号に応じて前記バイアス電流
を供給する第１のアクティブ装置を含む、請求項１の回路。
【請求項７】前記可変電流源が、前記第１のアクティブ装置と直列に接続された第２のアクティブ装置をさらに
含み、前記第２のアクティブ装置が第２の制御信号を受信し、かつ前記バイアス電流が前記第１および第２の制御信号に応じて供給される、請求
項６の回路。
【請求項８】前記可変電流源が、前記第１のアクティブ装置と直列接続の抵抗器をさらに含む、請求項７の回路
。
【請求項９】前記可変電流源が、前記第１のアクティブ装置と並列に接続された第２のアクティブ装置をさらに
含み、前記第２のアクティブ装置が第２の制御信号を受信し、かつ前記バイアス電流が前記第１および第２の制御信号に応じて供給される、請求
項６の回路。
【請求項１０】前記可変電流源が、前記第２のアクティブ装置と直列接続の抵抗器をさらに含む、請求項９の回路
。
【請求項１１】前記可変電流源が、前記可変電流源の出力およびアースに接続されたバイパスキャパシタをさらに
含む請求項６の回路。
【請求項１２】前記可変電流源が、少なくとも１つのアクティブ装置を含む
請求項１の回路。
【請求項１３】前記少なくとも１つのアクティブ装置はバイポーラ接合トラ
ンジスタであることを特徴とする請求項１２の回路。
【請求項１４】前記少なくとも１つのアクティブ装置は電界効果トランジス
タである請求項１２の回路。
【請求項１５】前記少なくとも１つのアクティブ装置は金属酸化膜半導体電
界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である請求項１２の回路。
【請求項１６】前記少なくとも１つのアクティブ装置はｎチャネルＭＯＳＦＥＴである請求項１５の回路。
【請求項１７】前記少なくとも１つのアクティブ装置はｐチャネルＭＯＳＦ
ＥＴである請求項１６の回路。
【請求項１８】前記可変電流源は個別ステップで調整される請求項１の回路
。
【請求項１９】前記可変電流源は実質的に連続的方法で調整される請求項１
の回路。
【請求項２０】前記可変電流源は使用前に校正される請求項１の回路。
【請求項２１】前記可変電流源は、前記増幅器の測定された性能および必要
とされる性能に基づいて周期的に調整される請求項１の回路。
【請求項２２】入力信号を受信し、かつ出力信号を供給する増幅器手段と
、前記増幅器手段に接続され、少なくとも１つの制御信号を受信し、かつ前記少
なくとも１つの制御信号に応じてバイパス電流を前記増幅器手段に供給する電流
手段とを備え、前記バイパス電流は前記増幅器手段の必要とされる性能に基づいて調整される
、必要とされる性能のレベルを供給する装置。
【請求項２３】ソース手段は個別ステップで調整される請求項２２の装置。
【請求項２４】ソース手段は実質的に連続的方法で調整される請求項２２の
装置。
【請求項２５】入力信号を増幅し、かつ入力信号を供給し、前記出力信号の必要とされる性能のレベルに基づいてバイパス電流を調整する
、ステップを具備する、必要とされる性能のレベルを供給する方法。
【請求項２６】前記調整ステップは個別ステップで実行される請求項２５の
方法。
【請求項２７】前記調整ステップは実質的に連続的な方法で実行される請求
項２５の方法。