FI117365B - Vahvistin, jossa on säädettävä biasvirta - Google Patents
Vahvistin, jossa on säädettävä biasvirta Download PDFInfo
- Publication number
- FI117365B FI117365B FI20001942A FI20001942A FI117365B FI 117365 B FI117365 B FI 117365B FI 20001942 A FI20001942 A FI 20001942A FI 20001942 A FI20001942 A FI 20001942A FI 117365 B FI117365 B FI 117365B
- Authority
- FI
- Finland
- Prior art keywords
- signal
- current
- active device
- receiver
- lna
- Prior art date
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 22
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 13
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 6
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 claims description 3
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 claims description 3
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 25
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 16
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 14
- 238000013461 design Methods 0.000 description 13
- 230000006870 function Effects 0.000 description 12
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 11
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 8
- 230000008859 change Effects 0.000 description 7
- IRLPACMLTUPBCL-KQYNXXCUSA-N 5'-adenylyl sulfate Chemical compound C1=NC=2C(N)=NC=NC=2N1[C@@H]1O[C@H](COP(O)(=O)OS(O)(=O)=O)[C@@H](O)[C@H]1O IRLPACMLTUPBCL-KQYNXXCUSA-N 0.000 description 5
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 5
- 230000009977 dual effect Effects 0.000 description 5
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 5
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 230000006835 compression Effects 0.000 description 4
- 238000007906 compression Methods 0.000 description 4
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 4
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 4
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 3
- 230000002452 interceptive effect Effects 0.000 description 3
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 3
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 3
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 3
- 206010038743 Restlessness Diseases 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 2
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 2
- JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N AsGa Chemical compound [As]#[Ga] JBRZTFJDHDCESZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 240000007124 Brassica oleracea Species 0.000 description 1
- 235000003899 Brassica oleracea var acephala Nutrition 0.000 description 1
- 235000012905 Brassica oleracea var viridis Nutrition 0.000 description 1
- 101100028900 Caenorhabditis elegans pcs-1 gene Proteins 0.000 description 1
- 241000975394 Evechinus chloroticus Species 0.000 description 1
- 101000835860 Homo sapiens SWI/SNF-related matrix-associated actin-dependent regulator of chromatin subfamily B member 1 Proteins 0.000 description 1
- 101100478969 Oryza sativa subsp. japonica SUS2 gene Proteins 0.000 description 1
- 241000833020 Padilla Species 0.000 description 1
- 208000001431 Psychomotor Agitation Diseases 0.000 description 1
- 102100025746 SWI/SNF-related matrix-associated actin-dependent regulator of chromatin subfamily B member 1 Human genes 0.000 description 1
- 101100004663 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) BRR2 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100504519 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) GLE1 gene Proteins 0.000 description 1
- 244000269722 Thea sinensis Species 0.000 description 1
- 230000003044 adaptive effect Effects 0.000 description 1
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 description 1
- 150000001875 compounds Chemical class 0.000 description 1
- 238000013016 damping Methods 0.000 description 1
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 1
- 238000005562 fading Methods 0.000 description 1
- 239000000446 fuel Substances 0.000 description 1
- 238000003384 imaging method Methods 0.000 description 1
- 230000036039 immunity Effects 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 108010028930 invariant chain Proteins 0.000 description 1
- 230000009191 jumping Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- VZUGBLTVBZJZOE-KRWDZBQOSA-N n-[3-[(4s)-2-amino-1,4-dimethyl-6-oxo-5h-pyrimidin-4-yl]phenyl]-5-chloropyrimidine-2-carboxamide Chemical compound N1=C(N)N(C)C(=O)C[C@@]1(C)C1=CC=CC(NC(=O)C=2N=CC(Cl)=CN=2)=C1 VZUGBLTVBZJZOE-KRWDZBQOSA-N 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 239000007787 solid Substances 0.000 description 1
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
- 239000002699 waste material Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3052—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in bandpass amplifiers (H.F. or I.F.) or in frequency-changers used in a (super)heterodyne receiver
- H03G3/3068—Circuits generating control signals for both R.F. and I.F. stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/34—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback
- H03F1/342—Negative-feedback-circuit arrangements with or without positive feedback in field-effect transistor amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0088—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using discontinuously variable devices, e.g. switch-operated
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
- H04B1/109—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference by improving strong signal performance of the receiver when strong unwanted signals are present at the receiver input
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/294—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a low noise amplifier [LNA]
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/372—Noise reduction and elimination in amplifier
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
117365
VAHVISTIN, JOSSA ON SÄÄDETTÄVÄ BIASVIRTA
Esillä oleva keksintö liittyy tietoliikennetekniikkaan. Erityisesti esillä oleva keksintö liittyy uuteen ja parannettuun vahvistimeen, jossa on säädet-5 tävä biasvirta.
Tehokkaiden vastaanottimien suunnittelu on tullut haasteelliseksi johtuen erilaisista suunnitte-lurajoituksista. Ensinnäkin korkeaa tehokkuutta vaaditaan useissa sovelluksissa. Korkea tehokkuus voidaan 10 kuvata aktiivilaitteiden (esimerkiksi vahvistimien, sekoittimien jne.) lineaarisuudella ja vastaanottimen kohinaominaisuuksilla. Toiseksi joissain sovelluksissa, kuten matkapuhelinjärjestelmässä, tehon kulutus on tärkeä tekijä johtuen vastaanottimen liikuteltavuudes-15 ta. Yleensä korkea suorituskyky ja tehokkuus ovat keskenään vastakkaisia suunnittelukriteereitä.
Aktiivilaitteella on seuraava siirtofunktio: jO) = a, · x + a2 · X* + a3 * x5 + korkeamman asteen tekijät, (1) 20 missä x on tulosignaali, y(x) on lähtösignaa-li ja alf a2 ja a3 ovat vakioita, jotka määrittelevät aktiivilaitteen lineaarisuuden. Yksinkertaisuuden .·. · vuoksi korkeamman asteen tekijät (yli kolmannen as- 25 teen) jätetään huomiotta. Ideaalisessa aktiivilait-teessä vakiot a2 ja a3 ovat 0.0 ja lähtösignaali vastaa • · · *** * tulosignaalia, kerrottuna a^llä. Kuitenkin kaikki ak- tiivilaitteet kokevat jonkin verran epälineaarisuutta, ··· joka määritellään vakioilla a2 ja a3. Vakio a2 määritit’: 30 tää toisen asteen epälineaarisuuden määrän ja vakio a3 määrittää kolmannen asteen epälineaarisuuden määrän.
• Useimmat tietoliikennejärjestelmät ovat ka- *4* * .·**. peakaistaisia järjestelmiä, jotka toimivat ennalta määrätyllä tulo RF-signaalin kaistanleveydellä ja kes- V : 35 kitaajuudella. Tulon RF-signaali käsittää tyypillises- * * * ti muita loissignaaleita, jotka ovat koko taajuus-spektrillä. Epälineaarisuus aktiivilaitteessa aiheut- · * t » « • * m • · 2 117365 taa loissignaalien keskinäismodulaatiota, mikä saattaa johtaa tuloksiin, jotka voivat olla signaalikaistalla.
Toisen asteen epälineaarisuuden (x2 aiheuttama) vaikutus voidaan tavallisesti vähentää tai elimi-5 noida huolellisella suunnittelulla. Toiseen asteen epälineaarisuus johtaa tuloihin summautuneina ja eri taajuuksilla. Tyypillisesti loissignaalit, jotka voivat muodostaa tulokaistan toisen asteen tuloja ovat kaukana signaalikaistästä ja voidaan helposti suodatit) taa. Kuitenkin kolmannen asteen epälineaarisuustulot ovat ongelmallisempia. Kolmannen asteen epälineaarisuudella loissignaalit x = g1 · costWjt) + g2 * cos (w2t) muodostavat tuloja taajuuksilla (2w1-w2) ja (2w2-wx).Täten lähellä kaistaa loissignaalit, jotka on vai-15 kea suodattaa voivat aiheuttaa kolmannen asteen kes-kinäismodulaatiotuloja, jotka sijoittuvat tulokaistal-le aiheuttaen vastaanotetun signaalin heikkenemisen. Ongelman yhdistämiseksi kolmannen asteen tulojen amplitudi skaalataan gL · g22:lla ja g!2· g2:lla. Täten jo-20 kainen loissignaalin amplitudin tuplaantuminen muodostaa kahdeksanosaisen lisäyksen kolmannen asteen tulojen amplitudiin. Toisella tavalla katsottuna jokainen 1 dB:n lisäys tulon RF-signaalissa johtaa 1 dB:n lisäykseen lähdön RF-signaalissa, mutta 3 dB:n lisäyksen 25 kolmannen asteen tuloihin.
Vastaanottimen (tai aktiivilaitteen) lineaa- risuutta voidaan luonnehtia tuloon viittaavalla kol- *;··* mannen asteen sieppauspisteellä (IIP3) . Tyypillisesti ·**·. lähdön RF-signaali ja kolmannen asteen keskinäismodu- • · · * .·*·. 30 laatiotulot esitetään kuvaajana tulon RF-signaalin • » suhteen. Kun tulon RF-signaali kasvaa, IIP on teoreet- . e tinen piste, jossa haluttu lähdön RF-signaali ja kol- 2 · « mannen asteen tulot ovat amplitudiltaan yhtä suuria. ···* IIP3 on ekstrapoloitu arvo, koska aktiiviisi te siirtyy :*:*· 35 kompressioon ennen kuin IIP3-piste saavutetaan.
.***. Vastaanottimelle, joka käsittää useita aktii- e/e vilaitteita kytkettynä kaskadiin, vastaanottimen IIP3 • · * * * • « ♦ i • · ·
• M
• · 1117365 aktiivilaitteen ensimmäisestä asteesta nmteen asteeseen voidaan laskea seuraavasti: im„ = -l o · iog10 [1 o·"'’3-1,10 + J, (2) missä IIP3n on tuloon viittaava kolmannen asteen leikkauspiste aktiivilaitteen ensimmäisestä asteesta mnteen asteeseen, IIPB^ on tuloon viittaava kolmannen asteen leikkauspiste ensimmäisestä asteesta 10 (n-1):nteen asteeseen, Avn on n:nnen asteen vahvistus, ilPSjn on tuloon viittaava kolmannen asteen leikkauspiste n:nnessä asteessa ja kaikki tekijät ovat desibeleinä (dB). Yhtälön (2) laskenta voidaan tehdä sekven-tiaalijärjestyksessä peräkkäisille asteille vastaanot-15 timessa.
Yhtälöstä (2) voidaan huomata, että yksi tapa parantaa vastaanottimen kaskadoitua IIP3:a on alentaa vahvistusta ennen ensimmäistä epälineaarista aktiivi-laitetta. Kuitenkin jokainen aktiivilaite myös generoi 20 lämpökohinaa, joka heikentää signaalin laatua. Koska kohina pysyy vakiotasolla, heikentyminen voimistuu, kun vahvistusta alennetaan ja signaaliamplitudi heik-kenee. Heikentymisen määrä voidaan mitata aktiiviisit-. . teen kohinaominaisuudella (NF), joka lasketaan seuraa- * 1· 25 vaati: ··· ψ
•*M
:'X"· NFä = SNR^ -SNRm , (3) *
•’’I
• Φ· φ missä NFd on aktiivilaitteen kohinaominaisuus, :***; 30 SNRin on signaalikohinasuhde tulon RF-signaalissa ak- tiivilaitteelle, SNR^ on signaalikohinasuhde aktiivi-: laitteen lähdön RF-signaalille ja NFd/ SNRin ja SNRout ]·1/ ovat kaikki desibeleinä (dB) . Vastaanottimelle, joka käsittää useita aktiivilaitteita yhdistettynä kaska- • ·« V 1 35 diin, kohinaominaisuus ensimmäisestä aktiivilaitteen : 1: asteesta n:nteen asteeseen voidaan laskea seuraavasti: • « 1 ·· 1 • · ♦ * · • 1 * 1 • · i ♦ 4 117365 JVF„=10»log,|lOl^;'(>> + -io(c^ j, (4) missä NFn on kohinaominaisuus ensimmäisestä asteesta n:nteen asteeseen, NF^ on kohinaominaisuus 5 ensimmäisestä asteesta (n-l):teen asteeseen, NFdn on kohinaominaisuus nmnelle asteelle ja G^ on yhdistetty vahvistus ensimmäiseltä asteelta (n-l):lle asteelle desibeleinä. Kuten esitetään yhtälössä (4), aktiivi-laitteen vahvistus voi vaikuttaa peräkkäisten asteiden 10 kohinaominaisuuksiin. Samalla tavalla kuin IIP3:n laskenta yhtälössä (2) kohinaominaisuuden laskenta yhtälössä {4) voidaan toteuttaa sekventiaalijärjestyksessä vastaanottimen peräkkäisille asteille.
Vastaanottimia käytetään useissa tietoliiken-15 nesovelluksissa, kuten matkapuhelinjärjestelmissä ja tarkkapiirtotelevisioissa (HDTV). Esimerkkejä matkapuhelinjärjestelmistä ovat koodijakoinen monipääsyjär-jestelmä (CDMA), aikajakoinen monipaäsyjärjestelmä (TDMA) ja analoginen FM-järjestelmä. CDMA-tekniikoiden 20 käyttö monipääsytietoliikennejärjestelmässä esitetään patenttijulkaisussa US 4,901,307, "Spread Spectrum Multiple Access Communication System Using Satellite or Terrestrial Repeaters", ja patenttijulkaisussa US 5,103,459, "System and Method for Generating Waveforms 25 in a CDMA Cellular Telephone System", joissa molemmissa on haltijana sama kuin tässä hakemuksessa. Esimerkinomainen HDTV-järjestelmä esitetään patenttijulkaisussa US 5,452,104, patenttijulkaisussa US 5,107,345 ja patenttijulkaisussa US 5,021,891, joissa 30 kaikissa on otsikkona "Adaptive Block Size Image Compression Method and System", ja patenttijulkaisussa US 5,576,767, "Interframe Video Encoding and Decoding System", joissa kaikissa on hakijana sama kuin tässä hakemuksessa.
35 Matkapuhelinsovelluksissa on yleistä käyttää useampaa kuin yhtä tietoliikennejärjestelmää, jotka 5 117365 toimivat samalla maantieteellisellä peittoalueella. Edelleen nämä järjestelmät voivat toimia samalla tai lähellä samaa taajuuskaistaa. Kun tällainen tapahtuu, lähetys yhdestä järjestelmästä voi aiheuttaa toisen 5 järjestelmän vastaanotetun signaalin heikkenemisen.
CDMA on hajaspektritietoliikennejärjestelmä, joka hajauttaa lähetystehon kullekin käyttäjälle koko 1.2288 MHz:n signaalikaistanleveydelle. FM-pohjäisten lähetysten spektrivaste voi olla keskittyneempi keskitaa-10 juudelle. Siksi FM-pohjäiset lähetykset voivat olla radiolähettimiä allokoidussa CDMA-kaistassa ja erittäin lähellä vastaanotettua CDMA-signaalia. Edelleen radiolähettimien amplitudi voi olla paljon suurempi kuin CDMA-signaalin. Nämä häiriölähettimet voivat ai-15 heuttaa kolmannen asteen keskinäismodulaatiotuloja, jotka voivat heikentää CDMA-järjestelmän suorituskykyä.
Tyypillisesti keksinäismodulaatiotuloista aiheutuneen heikkenemisen minimoimiseksi vastaanotin on 20 suunniteltu korkeaan IIP3 arvoon. Kuitenkin korkean IIP3 arvon suunnittelu vaatii aktiivilaitteiden biasi-ointia vastaanottimessa korkealla DC-virralla, mikä tällöin kuluttaa paljon tehoa. Tämä toteutus on erit-täin epätoivottava matkapuhelinsovelluksissa, joissa • · 25 vastaanotin on kannettava yksikkö ja teho on rajoittu- ..:r nut.
:T: Useita tekniikoita on käytetty aikaisemmin ·;··· korkean IIP3 tarpeen ratkaisemiseksi. Eräs tällainen ···. tekniikka, joka myös yrittää minimoida tehon kulutus- .·*·, 30 ta, on toteuttaa vahvistusaste useilla rinnakkain kyt- • · *** ketyillä vahvistimilla ja valikoiden kytkeä vahvisti- , , mia sitä mukaa kuin korkeampaa IIP3 arvoa tarvitaan.
• * * *·*^* Tämä tekniikka esitetään yksityiskohtaisemmin patent- ti julkaisussa US 6,069,525 jossa haltijana on sama ·*·*; 35 kuin tässä hakemuksessa. Toinen tekniikka on mitata .*·*. vastaanotettu RF-signaali teho ja säätää vahvistimien *·’ vahvistus perustuen RF-signaali tehon amplitudiin. Tämä fv 6 117365 tekniikka esitetään tarkemmin patenttijulkaisussa US 5,722,061 "Method and Apparatus for Increasing Receiver Power Immunity to Interference" jossa haltijana on sama kuin tässä hakemuksessa. Nämä tekniikat paran-5 tavat IIP3 suorituskykyä, mutta eivät tehokkaasti vähennä tehon kulutusta tai minimoi piirien monimutkaisuutta .
Tunnetun tekniikan mukaisen vastaanotinarkki-tehtuurin esimerkinomainen lohkokaavio esitetään kuvi-10 ossa 1. Vastaanottimessa 1100 lähetetty RF-signaali vastaanotetaan antennilla 1112, reititetään duplekse-rin 1114 kautta ja annetaan pienikohinaiseen vahvistimeen (LNA) 1116. LNA 1116 vahvistaa RF-signaalin ja antaa signaalin kaistanpäästdsuodattimelle 1118. Kais-15 tanpäästösuodatin 1118 suodattaa signaalin poistaak seen joitain loissignaaleita, jotka voivat aiheuttaa keskinäismodulaatiotuloja seuraavissa vaiheissa. Suodatettu signaali annetaan sekoittimelle 1120, joka alasmuuntaa signaalin välitaajuudelle (IF) siniaallol-20 la paikalliselta oskillaattorilta 1122. IF-signaali annetaan kaistanpäästösuodattimelle 1124, joka suodattaa loissignaalit ja alasmuuntaa tulon ennen seuraavaa alasmuunnosastetta. Suodatettu IF-signaali annetaan vahvistukseltaan automaattisesti ohjautuvalle (AGC) * · 25 vahvistimelle 1126, joka vahvistaa signaalin muuttu- « eeV valla vahvistuksella muodostaakseen IF-signaalin vaa- :T; ditulla amplitudilla. Vahvistusta ohjataan ohjaussig- naalilla, joka saadaan AGC-ohjauspiiriltä 1128. IF- .1··. signaali annetaan demodulaattorille 1130, joka demodu- * · 30 loi signaalin lähettimessä käytetyn modulaatiomuodon mukaisesti. Digitaalilähetyksissä, kuten binäärivaihe-, e ero moduloinnissa (BPSK), neliövaihe-ero moduloinnissa • 4 « : (QPSK) , offsetneliövaihe-ero moduloinnissa (OQPSK) ja neliöamplitudimodulaatiossa (QAM) käytetään digitaa- » :‘j\ 35 lista demodulaattoria digitoidun peruskaistadatan muo- .·1·. dostamiseksi. FM-lähetyksissä FM-demodulaattoria käy- • « *** tetään analogisen signaalin muodostamiseksi.
·· « • · · • 1 • 1 · • · » * 7 117365
Vastaanotin 1100 käsittää perustoiminnot, jotka vaaditaan useimmilla vastaanottimina. Kuitenkin vahvistimien 1116 ja 1126, kaistanpäästösuodattimien 1118 ja 1124 ja sekoittimien 1120 paikkaa voidaan 5 vaihtaa vastaanottimen suorituskyvyn optimoimiseksi tietyille sovelluksille. Tässä vastaanotinarkkitehtuu-rissa korkea IIP3 muodostetaan biasoimalla aktiivi-laitteet suurella DC-biasvirralla ja/tai ohjaamalla vahvistimen 1126 vahvistusta.
10 Tällä vastaanotin arkkitehtuurilla on useita haittapuolia. Ensiksi aktiivilaitteet tyypillisesti biasoidaan korkealla DC-virralla suurimman vaaditun IIP3:n toteuttamiseksi. Tämä johtaa vastaanottimen 1100 toimimiseen korkealla IIP3:11a toimintapisteellä 15 kaikissa tilanteissa, vaikkakaan korkeaa IIP3:a ei vaadita läheskään aina. Toiseksi IIP3:a voidaan parantaa säätämällä AGC-vahvistimen 1126 vahvistusta, kuten esitetään yllä mainitussa patenttijulkaisussa US 5,099,204. Kuitenkin vahvistimen 1126 vahvistuksen 20 alentaminen voi johtaa vastaanottimen 1100 kohinaomi-naisuuksien heikkenemiseen.
Esillä oleva keksintö on uusi ja parannettu vahvistin, jossa on säädettävä virtalähde, jota voidaan ohjata vaaditun suorituskyvyn toteuttamiseksi \*·; 25 pienemmällä virrankulutuksella. Esillä olevan keksin- « nön mukainen vahvistin on erityisen sopiva matkaviesti*: t imi in. Esillä olevassa keksinnössä ensin suunni tel- *;··; laan vahvistin käyttäen jotain tunnettua suunnittelu- .*··, tekniikkaa. Esimerkinomainen vahvistinkaavio on ylei- • · .**·. 30 nen emitterivahvistin, jossa bias- tai kollektorivirta • · voidaan muodostaa virtalähteellä. Biasvirta määrittää . e vahvistimen suorituskyvyn, kuten lineaarisuuden ja ko- • · * **j^· hinaominaisuudet. Tyypillisesti lineaarisuutta mita- taan tuloon viittaavalla kolmannen asteen leikkauspis-·*;·* 35 teellä (tai IIP33:lla) ja kohinasuorituskyky mitataan .··*. kohinaominaisuudella (tai NF:llä) . Yleisesti lineaari- e*'* suutta voidaan parantaa biasoimalla vahvistin isommal- • · # • 9 » · « I « \ ·: δ 117365 la virralla. Kuitenkin useissa tietoliikennelaitteissa ja erityisesti raobiilisovelluksissa teho on kallisarvoinen hyödyke. Täten esillä olevan keksinnön mukaisen vahvistimen bias-virta on säädetty vaaditun suoritus-5 kyvyn toteuttamiseksi vähentämällä samalla tehonkulutusta .
Esillä olevan keksinnön virtalähde suunnitellaan siten, että siinä on minimaalinen määrä komponentteja ja että se on helppo liittää ohjauspiiriin. 10 Esimerkkisovelluksessa virtalähde käsittää ainakin yhden metallioksidikanavatransistorin (MOSFET), j oka on järjestetty sarjaan tai rinnakkain tai molempiin kytkentöihin . MOSFETit eivät vaadi biasvirtaa j a voidaan siksi valita vastaanottamaan standardin mukaisen digi-15 taalisen ohjaussignaalin. Kuitenkin muut aktiivilaitteet (kuten BJT, JFET, jne.) voivat olla käytössä virtalähteenä ja kuuluvat keksinnön piiriin. Edelleen ak-tiivilaitteet (kuten n-kanavan tai p-kanavan MOSFETit) voidaan valita perustuen ohjaussignaalien logiikkaan 20 (positiivinen tai negatiivinen) liitännän helpottamiseksi.
Keksinnön eräässä sovelluksessa virtalähde on suunniteltu siten, että sillä on diskreetit askeleet (esimerkiksi MOSFETien yhteydessä toimien ON- tai OFF- * ·
Ve: 25 kytkiminä). Tämä sovellus johtaa yksinkertaiseen suun- ..·* nitteluun, joka voi olla eräs toive joissain sovelluk- :T: sissa. Esillä olevan keksinnön toisessa sovelluksessa « ·;··· virtalähde on suunniteltu jatkuvaksi tai olennaisesti jatkuvaksi virtasäädöltään. Pienet lisäävät säätöaske- .···. 30 leet ovat mahdollisia kalibroimalla virtalähde ennen käyttöä, eli luonnehtimalla lähtövirtaa virtalähteen , , tulon ohjausjännitteeseen. Vaihtoehtoisesti voidaan • · · :·: : suunnitella ohjaussilmukka virtalähteen säätämiseksi ·*** perustuen mitattuun ja vaadittuun vahvistimen suori- ;’**· 35 tuskykyyn.
* .···. Esillä olevan keksinnön ominaisuudet, tavoit- teet ja edut tulevat selvemmiksi seuraavasta yksityis- • « · • · • 9 9 9 9 9 9 9 99 9 9 9 117365 kohtaisesta kuvauksesta viitaten oheisiin piirustuksiin, joissa viitenumerot ovat kauttaaltaan samat ja joissa: kuvio 1 on lohkokaavio esimerkinomaisesta tunnetun 5 tekniikan mukaisesta vastaanottimesta; kuvio 2 on lohkokaavio esimerkinomaisesta ohjelmoitavasta esillä olevan keksinnön mukaisesta lineaarisesta vastaanottimesta; kuvio 3 on lohkokaavio esillä olevan keksinnön mu-10 kaisesta esimerkinomaisesta ohjelmoitavasta lineaarisesta kaksikaistaisesta vastaanottimesta; kuvio 4 on lohkokaavio esimerkinomaisesta QPSK-demodulaattorista, jota käytetään esillä olevan keksinnön mukaisissa vastaanottimissa; 15 kuviot 5a-5B ovat kaaviokuvia esimerkinomaisesta diskreetistä pienikohinaisen vahvistimen (LNA) kaaviosta ja virtalähteestä, joita käytetään esillä olevan keksinnön mukaisissa vastaanottimissa, vastaavasti; kuviot 6A-6B ovat kuvaajia IIP3:n suorituskyvystä 20 suhteessa LNA:ssa käytetyn transistorin biasvirtaan ja LNA:n suorituskykykuvaajia, vastaavast i; kuviot 7A-7B ovat kaavioita kaksiäänisistä ja yksiäänisistä lähettimistä TDMA-signaalille määritettynä IS-98-A:11a, vastaavasti; * v ·/*: 25 kuviot 8A-8B ovat diagrammeja AGC:n ohjausalueesta nousevalle ja laskevalle CDMA-tuloteholle, vastaavas- e·· : :: ti; ·;··· kuvio 9 on diagrammi esimerkinomaisesta IIP3:n .·*·. biaksenohjausmekanismista esillä olevan keksinnön mu- ,···, 30 kaisesti; ja * · kuviot 10A-10B ovat diagrammeja IIP3:n biasohjauk-. . sesta nousevalle ja laskevalle CDMA-tuloteholle, vas- • · m :“e: taavasti; * "·«* kuviot 11A-11B ovat diagrammeja vaihtoehtoisesta 35 virtalähteestä käytettäväksi esillä olevassa keksin-nössä.
• ψ ··· • ·· 9 • · 9 • * • ♦ ♦ · 9 9 9 • M • 9 10 117365
Esillä olevan keksinnön mukainen vastaanotin tarjoaa vaaditun suorituskyvyn ja minimoi tehonkulutuksen ohj aamalla DC-biasta aktiivilaitteissa. Esillä olevaa keksintöä voidaan käyttää yhdessä kolmesta so-5 velluksesta, jotka kuvataan yksityiskohtaisemmin alla. Ensimmäisessä sovelluksessa epälineaarisuuden määrää vastaanottimen lähdössä mitataan ja käytetään IIP3 toimintapisteen asettamiseksi vastaanottimen aktiivi-laitteissa, kuten vahvistimissa ja sekoittimessa. Toi-10 sessa sovelluksessa aktiivilaitteiden IIP3 toimintapiste asetetaan oletetun vastaanotetun signaalitason mukaisesti perustuen vastaanottimen toimintamoodiin. Kolmannessa sovelluksessa aktiivilaitteiden IIP3 toimintapiste asetetaan mitatun signaalitason mukaisesti 15 vastaanottimen eri asteissa.
Esillä olevassa keksinnössä AGC-toiminne toteutetaan AGC-ohjauspiirillä, joka toimii yhdessä biaksen ohjauspiirin kanssa. IIP3 toimintapiste aktii-vilaitteille asetetaan mitatun epälineaarisuuden mu-20 kaisesti, joka on riippuva signaalin amplitudista. Signaalin amplitudi vuorostaan riippuu vastaanottimen vahvistusasetuksista. Esillä olevassa keksinnössä AGC-ja biasohjaus toimivat yhdistetyllä tavalla vaaditun . t lineaarisuuden tarjoamiseksi määritellyllä AGC- • · » *· " 25 alueella samalla minimoiden tehonkulutuksen.
φ • ♦ • ♦· » I. Vastaanotinarkkitehtuuri ♦ * Esillä olevan keksinnön esimerkinomaisen vas- ·1 · taanotinarkkitehtuurin lohkokaavio esitetään kuviossa * 1· 30 2. Vastanottimessa 1200 lähetetty RF-signaali vastaan otetaan antennilla 1212, reititetään duplekserin 1214 ; ·1· kautta ja annetaan vaimentimelle 1216. Vaimennin 1216 •M 1 .**·. vaimentaa RF-signaalin tarjotakseen signaalin vaadi- tulla amplitudilla ja antaa vaimennetun signaalin RF- 1 · *·1 1 35 prosessorille 1210. RF-prosessorissa 1210 vaimennettu *· · signaali annetaan padille 1222a ja matalakohinaiselle vahvistimelle (LNA) 1220a. LNA 1220a vahvistaa RF- • 1 • « • · « « · ♦ 11 117365 signaalin ja antaa vahvistetun signaalin kaistanpääs-tösuodattimelle 1226. Padi 1222a antaa ennalta määrätyn vaimennustason ja yhdistää kytkimen 1224 sarjaan. Kytkin 1224a antaa ohitusreitin LNA:n 1220a ohittami-5 seksi, kun LNA:n 1220a vahvistusta ei tarvita. Kais-tanpäästösuodatin 1226 suodattaa signaalin poistaakseen loissignaalit, jotka voivat aiheuttaa keskinäis-modulaatiotuloja seuraavissa signaalinkäsittelyvai-heissa. Suodatettu signaali annetaan padille 1222b ja 10 pienikohinaiselle vahvistimelle (LNA) 1220b. LNA 1220b vahvistaa suodatetun signaalin ja antaa signaalin RF/IF prosessorille 1248. Pad 1222b antaa ennalta määrätyn vaimennuksen ja yhdistää sarjaan kytkimen 1224b. Kytkin 1224b tarjoaa ohitusreitin LNA:n 1222b ohitta-15 miseksi, kun LNA:n 1220b vahvistusta ei tarvita.
RF/IF-prosessorissa 1248 sekoitin 1230 alasmuuntaa signaalin välitaajuudelle (IF) sinikäyrällä paikalliselta oskillaattorilta (LO) 1228. IF-signaali annetaan kaistanpäästösuodattimelle 1232, joka suodattaa lois-20 signaalit ja kaistan ulkopuoliset alasmuunnostulot.
Edullisessa sovelluksessa suodatettu IF-signaali annetaan jännitteen ohjainvahvistimelle (VGA) 1234, joka vahvistaa signaalin muuttuvalla vahvistuksella, jota säädetään vahvistuksen ohjaussignaalilla. Vahvistin 25 1234 voidaan myös toteuttaa kiinteävahvistuksisena vahvistimena riippuen järjestelmän vaatimuksista ja :T: tämä myös on keksinnön piirissä. Vahvistettu IF- ·;··; signaali annetaan demodulaat tori lie 1250, joka demodu- .···. loi signaalin lähettimen käyttämän modulaatiomuodon ,···, 30 mukaisesti (ei esitetty) . RF-prosessori 1210 ja RF/IF- • * prosessori 1248 muodostavat yhdessä etuosaksi kutsutun . . osan.
• * *
Esimerkinomaisen demodulaattorin 1250 lohko- • * *·;·* kaavio, jota käytetään neliövaihe-eromoduloitujen sig- :T: 35 naalien (kuten QPSK, OQPSK ja QAM) demoduloimiseen *,e'· esitetään kuviossa 4. Esimerkkisovelluksessa demodu- ** * laattori 1250 toteutetaan alinäytteistyskaistanpäästö- • · » • · • · ' t « • · f • M f · 12 117365 demodulaattorina. IF-signaali annetaan kaistanpäästö sigmadelta-analogi-digitaalimuuntimelle (ΣΔ ADC)1410, joka kvantisoi signaalin suurella näytteistystaajuudella, joka määritetään CLK-signaali11a. Esimer-5 kinomainen toteutus ΣΔ ADCrstä kuvataan yksityiskohtaisemmin patenttijulkaisussa US 6,005,506 "Sigma-Delta Analog-to-Digital Converter" jossa haltijana on sama kuin tässä hakemuksessa. ΣΔ ADC:n käyttö vastaan-ottimessa esitetään patenttijulkaisussa US 5,982,315 10 "Receiver with Sigma-Delta Analog-to-Digital Converter" jossa haltijana on sama kuin tässä hakemuksessa. Kvantisoitu signaali annetaan suodattimelle 1412, joka suodattaa ja desimoi signaalin. Suodatettu signaali annetaan kertojille 1414a ja 1414b, jotka alasmuunta-15 vat signaalin peruskaistalle tulovaiheen ja neliövai-heen sinimuodoilla paikalliselta oskillaattorilta {L02) 1420 ja vaihesiirtimellä 1418, vastaavasti. Vai-hesiirrin 1418 antaa 90° vaihesiirron neliövaiheen si-nimuodolle. Peruskaistan I- ja Q-signaalit annetaan 20 alipäästösuodattimille 1416a ja 1416b, vastaavasti, jotka suodattavat signaalin muodostaakseen I- ja Q-datan. Peruskaistadata kuviossa 2 käsittää I- ja Q-datan kuviossa 4. Esimerkkisovelluksessa suodatin 1412 ja/tai alipäästösuodattimet 1416 myös antavat signaa-25 Iin skaalauksen demodulaattorin 1250 kytkemiseksi pe-ruskaistadatalle eri amplitudeilla. Demodulaattorin 1250 muita toteutuksia voidaan määritellä QPSK-moduloidun aaltomuodon demoduloimiseksi ja ne kuuluvat myös keksinnön piiriin.
30 Viitaten uudelleen kuvioon 2 vastaanotin 1200 käsittää perusfunktiot, jotka vaaditaan useimmissa vastaanottimissa. Kuitenkin vaimentimen 1216, LNA:iden 1220a ja 1220b, kaistanpäästösuodattimien 1226 ja 1232 ja sekoittimen 12 3 0 järjestys voidaan uudelleen orga-35 nisoida vastaanottimen 1200 suorituskyvyn optimoimiseksi tietyissä sovelluksissa. Esimerkiksi vaimennin 1216 voidaan sijoittaa LNA:n 1220a ja kaistanpääs- 13 117365 tösuodattimen 1226 väliin kohinaominaisuuksien parantamiseksi. Edelleen kaistanpäästösuodatin voidaan asettaa ennen LNA:ta 1220a ei-toivottujen loissignaa-lien poistamiseksi ennen ensimmäistä vahvistinastetta.
5 Eri toiminnallisuuksien järjestelyt, joita tässä esitetään voidaan toteuttaa ja ne kuuluvat keksinnön suo-japiiriin. Edelleen toiminnallisuuksien eri järjestelyt, jotka tässä esitetään yhdessä vastaanottimen toiminnallisuuksien kanssa tunnetun tekniikan mukaisesti, 10 voidaan myös toteuttaa ja ne ovat keksinnön suojapii-rissä.
Esillä olevassa keksinnössä vaimennin 1216, kytkimet 1224a ja 1224b ja demodulaattori 1250 ovat AGC-ohjauspiirin 1260 ohjauksessa siten, IF-signaali 15 vahvistimelta 1234 on vaaditulla amplitudilla. AGC-toiminto kuvataan tarkemmin alla. Esimerkkisovelluksessa LNA:t 1220a ja 1220b ovat kiinteävahvistuksisia vahvistimia. LNA:t 1220a ja 1220b ja sekoitin 1230 ovat biaksen ohjauspiirin 1280 ohjauksessa DC-20 biasvirran ja/tai näiden aktiivilaitteiden jännitteen säätämiseksi siten, että vaadittu lineaarisuus saavutetaan minimaalisella tehonkulutuksella. Muuttuva IIP3 biasohjausmekanismi kuvataan tarkemmin alla.
Esillä olevan keksinnön mukainen vastaan-25 otinarkkitehtuuri voidaan sovittaa käytettäväksi ! useissa sovelluksissa käsittäen matkapuhelimet ja : HDTV-sovellukset. Matkapuhelimessa vastaanotin 1200 * ·1 voidaan sovittaa käytettäväksi CDMA- tietoliikennejärjestelmissä, jotka toimivat henkilö- • · · ’·1 1 30 kohtaisten tietoliikennejärjestelmien (PCS) kaistalla * 1 tai matkapuhelinkaistalla.
Esimerkinomaisen vastaanottimen lohkokaavio, • ·· :#ββ· joka tukee kaksikaistaista (PCS ja matkapuhelin) ja dualmoodia (CDMA ja AMPS) esitetään kuviossa 3. PCS- • 35 kaistalla on kaistanleveys 60 MHz ja keskitaajuus 1900 •M 1 .···, MHz. Matkapuhelinkaistalla on kaistanleveys 25 MHz ja β·β keskitaajuus 900 MHz. Molemmat kaistat vaativat unii- • · · « · · « 1 « * • · · • 1 • « · * « · • ·· • 4 14 117365 kin RF-kaistanpäästösuodattimen. Siksi käytetään kahta RF-prosessoria kahdelle kaistalle.
Vastaanotin 1300 käsittää monia samoja komponentteja kuin vastaanotin 1200 (katso kuvio 2) . An-5 tenni 1312, duplekseri 1314 ja vaimennin 1316 ovat identtisiä antennin 1212, duplekserin 1214 ja vaimen-timen 1216 kanssa vastaanottimessa 1200. Vaimennettu signaali vaimentimelta 1316 annetaan RF-prosessoreille 1310a ja 1310b. RF-prosessori 1310a on suunniteltu 10 toimimaan matkapuhelinkaistalla ja RF-prosessori 1310b on suunniteltu toimimaan PCS-kaistalla. RF-prosessori 1310a on identtinen RF-prosessorin 1210 kanssa vastaanottimessa 1200. RF-prosessori 1310a käsittää kaksi pienikohinaista vahvistinastetta (LNA) 1320a ja 1320b, 15 jotka on kytketty kaskadiin kaistanpäästösuodattimen 1326 kanssa, joka on asetettu vasteiden väliin. Molemmilla LNA:11a 1320 on rinnakkainen signaalireitti kä sittäen pädin 1322 ja kytkimen 1324. RF-prosessori 1310b on vastaavanlainen kuin RF-prosessori 1310a 20 paitsi, että LNA:t 1321a ja 1321b ja kaistanpääs-tösuodatin 1327 on suunniteltu toimimaan PCS-kaistalla. RF-prosessorien 1310a ja 1310b lähdöt annetaan multiplekserille (MUX) 1346, joka valitsee halutun signaalin ohjaimelta 1370 saadun ohjaussignaalin 25 mukaisesti (ei esitetty kuviossa 3 yksinkertaistamisen vuoksi). RF-signaali MUXilta 1346 annetaan RF/IF-: prosessorille 1348, joka vastaa RF/lF-prosessoria 1248 kuviossa 2. IF-signaali prosessorilta 1348 annetaan demodulaattorille (DEMOD) 1350, joka demoduloi signaa-v 1 30 Iin etälähettimessä käytetyn modulaatiomuodon mukai- sesti (ei esitetty). Demodulaattori 1350, AGC- • m ohjauspiiri 1360, biaksen ohjauspiiri 1380 ja epäline-aarisuuden mittauspiiri 1390 kuviossa 3 ovat identtisiä demodulaattorin 1250, AGC-ohjauspiirin 1260, biak-35 sen ohjauspiirin 1280 ja epälineaarisen mittaupiirin ·'2· 1290 kanssa kuviossa 2, vastaavasti.
··· ♦ • ♦ · ♦ · » *·· • · • « «·« ·· · • 1 · • Φ • · t • ♦ · • Il 2 • · 15 117365
Ohjain 1370 kytkee AGO-ohjauspiirin 1360, biaksen ohjauspiirin 1380 ja MUXin 1346 ja ohjaa näiden piirien toimintaa. Ohjain 1370 voidaan toteuttaa mikroprosessorina, mikrokontrollerina tai digitaalise-5 na signaaliprosessorina, joka on ohjelmoitu suorittamaan tässä kuvatut funktiot. Lisäksi ohjain 1370 voi käsittää muistielementin vastaanottimen 1300 toiminta-moodien ja niihin liittyvien ohjaussignaalien tallentamiseksi.
10 Viitaten kuvioon 2, esitetään tarkemmin esi merkinomainen vastaanottimen 1200 toteutus, joka on erityisesti sovitettu matkapuhelinsovellukseen. Esimerkkisovelluksessa vaimentimellä 1216 on vaimennus-alue 20 dB ja se antaa vaimennuksen 0.2 dB:stä -20 15 dB:hen. Vaimennin 1216 voidaan suunnitella diodeilla tai kanavatransistoreilla (FETeillä), jotka ovat tunnettuja sovelluksia. Esimerkkisovelluksessa LNA:t 1220a ja 1220b ovat kiinteävahvistuksisia 13 dB vahvistimia. LNA:t 1220a ja 1220b voivat olla monoliitti-20 siä RF-vahvistimia tai vahvistimia, jotka on suunniteltu käyttäen diskreettejä komponentteja. Esimerkinomainen diskreetti toteutus LNA:Ile 1220 annetaan tarkemmin alla. Esimerkkisovelluksessa pädit 1222a ja 1222b muodostavat 5 dB:n vaimennuksen ja ne voidaan 25 toteuttaa tunnetulla tavalla vastuksilla. Esimerkkisovelluksessa kaistanpäästösuodatin 1226 on pinta-. akustinen aaltosuodatin (SAW), jonka kaistanleveys on • .· 25 MHz, koko matkapuhelinsovelluksen kaistanleveys, ja • it •••j keskitetty suunnilleen taajuudelle 900 MHz.
*·1 : 3 0 Esimerkkisovelluksessa kaistanpäästösuodatin *·'"· 1232 myös on SAW-suodatin, jonka kaistanleveys on •mmm· 1.2288 MHz, CDMA-järjestelmän kaistanleveys, ja keski- tetty taajuudelle 116,5 MHz. Sekoitin 1230 on aktii- visekoitin, joka voi olla off-the-shelf -sekoitin, ku- : 35 ten Motorolan MCI3143 tai muu aktiivinen sekoitin, jo- f w ka on suunniteltu tunnetun tekniikan mukaisesti. Se- • · T koitin 1230 voidaan myös toteuttaa passiivikomponen- ··· • · · * · ♦ e#· • · * · ··· e» · • · · • · » ♦ · • 1 · • ♦♦ • · 16 117365 tein, kuten kaksoisbalansoidulla diodisekoittimellä. Vahvistin 1234 voi olla monoliittinen vahvistin tai erilliskomponentein suunniteltu vahvistin. Esimerkki-sovelluksessa vahvistin 1234 on suunniteltu muodosta-5 maan 40 dB:n vahvistus.
Esimerkkisovelluksessa vastaanottimelta 1200 kokonaisvahvistusalue ilman demodulaattoria 1250 on +51 dB -5 dB. Tämä vahvistusalue olettaa esimerkinomaisen vaimennuksen -3 dB kasitanpäästösuodatti-10 melle 1226, vahvistuksen +1 dB sekoittimelle 1230 ja vaimennuksen -13 dB kaistanpäästösuodattimelle 1232. CDMA-sovelluksissa AGC-alue 80 dB vaaditaan tyypillisesti reittivaimennuksen, häipymisen ja häiriölähetti-mien käsittelemiseksi asianmukaisesti. Esimerkkisovel-15 luksessa AGC-alue, joka muodostetaan vaimentimellä 1216, LNArilla 1220a ja 1220b ja padeilla 1222a ja 1222b on 56 dB. Esimerkkisovelluksessa jäljelle jäävä 24 dB AGC-alueesta muodostetaan demodulaattorilla 1250 ja/tai vahvistimella 1234. Demodulaattorissa 1250 20 (katso kuvaa 4) ADC 1410 kvantisoi analogisen aalto muodon ja antaa digitaaliarvot sen jälkeisille signaalin käsittely-yksikkölohkoille. Esimerkkisovelluksessa vaadittu resoluutio ADC:lie 1410 on neljä bittiä. Esimerkkisovelluksessa ylimääräiset kuusi bittiä resoluu-25 tiosta muodostavat tilan suodattamattomille häiriölä-hettimille. ADC 1410 voidaan suunnitella yli kymmenen : bitin resoluution muodostamiseksi. Jokainen ylimääräi- *· ** 4·’ nen bitti kymmenen yli voi olla käytössä 6 dB:n vah- [lii vistuksen ohjauksen muodostamiseksi. Onneksi suurilla v 1 30 CDMA-signaalitasoilla kaistan ulkopuoliset häiriölähe- * ’ tintasot eivät voi olla yli +72 dB CDMA-signaalin ylä- puolella. Siksi, kun CDMA-signaali on vahva, häiriölä-hettimet vaativat vähemmän kuin 6 bittiä resoluutiosta. Esimerkkisovelluksessa AGC-toiminne, joka toteute-: 35 taan demodulaattorilla 1250 on aktiivinen vain, kun »»» i .·**. CDMA-signaali on vahva eli CDMA-ohjaus alueen yläpääs- ·«· φ·4 sä. Täten ylimääräiset resoluutiobitit, jotka on alku- * · « • · « ··· « 1 * · * M ♦ « « « • 1 • · a • aa * 1 17 117365 peräisesti varattu häiriölähetintä varten, ovat nyt käytössä AGC-funktiolle vahvojen CDMA-signaalitasojen seurauksena. Alinäytteistämän ΣΔ ADC:n, joka muodostaa vastaanottimelle 1200 vaaditun suorituskyvyn, suunnit-5 telu esitetään yllä mainitussa patenttijulkaisussa US 5,982,315.
II. Vahvistimen suunnittelu
Esimerkkisen diskreetin LNA:n kaaviokuva esi-10 tetään kuviossa 5A. LNA:ssa 1220 RF-tulo annetaan AC-kytkentäkondensaattorin 1512 toiseen napaan. Kondensaattorin 1512 toinen napa kytketään kondensaattorin 1514 ja kelan 1516 toiseen napaan. Kondensaattorin 1514 toinen napa kytketään analogiseen maahan ja kelan 15 1516 toinen napa kytketään vastuksiin 1518 ja 1520 ja transistorin 1540 kantaan. Vastuksen 1518 toinen napa kytketään teholähteeseen Vdc ja vastuksen 1520 toinen napa kytketään analogiseen maahan. Ohituskondensaattori 1522 kytkeytyy Vdcrhen ja analogiseen maahan. Esi-20 merkkisovelluksessa transistori 1540 on pienikohinai-nen RF-transistori, kuten Siemens BFP420, jota yleisesti käytetään. Transistorin 1540 emitteri kytketään kelan 1542 yhteen napaan. Kelan toinen napa kytketään virtalähteeseen 1580, joka myös kytketään analogiseen 25 maahan. Transistorin 1540 kollektori kytketään kelan 1532 vastuksien 1534 ja kondensaattorin 1536 toiseen ·\ί napaan. Kelan 1532 ja vastuksien 1534 toinen napa kyt- * * ketään Vdcrhen. Kondensaattori 1536 toinen pää kytke-tään RF-lähtöön.
* * « . 30 LNSrssa 1220 kondensaattorit 1512 ja 1536 muodostavat AC-kytkennän RF-tulo- ja -lähtösignaa- * · *···* leille, vastaavasti. Kondensaattori 1514 ja kela 1516 ·*** muodostavat kohinan sovituksen. Kelat 1516 ja 1532 myös sovittavat LNA-tulon ja -lähdön, vastaavasti. Ke-35 la 1532 myös tarjoaa DC-reitin transistorin 1540 bias-virralle. Kela 1542 muodostaa emitteri-impedanssin uu-delleengeneroinnin lineaarisuuden parantamiseksi. Vas- • # · • · ♦ ♦ f · • · • 9* · I I « • · • · • « • · · 1« ·« _____ 18 117365 tukset 1518 ja 1520 asettavat DC-biasjännitteen transistorin 1540 kantaan. Vastus 1534 määrittää LNA: n 1220 vahvistuksen ja lähtöimpedanssin. Virtalähde 1580 ohjaa transistorin 1540 biasvirtaa, joka määrittää 5 LNA:n 1220 IIP3:n.
Esimerkinomaisen virtalähteen 1580 kaaviokuva esitetään kuviossa 5b. n-kanavaisten MOSFETien 1582 ja 1584 lähteet on kytketty analogiseen maahan. MOSFETin 1584 nielu on kytketty vastuksen 1586 toiseen päähän. 10 Vastuksen 1586 toinen pää kytketään MOSFETin 1582 nieluun ja se käsittää virtalähteen 1580 lähdön. Ohitus-kondensaattori 1588 kytketään virtalähteen 1580 lähdön yli ja analogiseen maahan. MOSFETin 1582 portti kytketään Vbiaslreen ja MOSFETin 1584 portti kytketään Vbi-15 as2:een.
MOSFETit 1582 ja 1584 muodostavat kollektorin biasvirran Icc-transistorille 1540, joka vuorostaan määrittää LNA:n 1220 IIP3 toimintapisteen. MOSFETien 1582 ja 1584 portit kytketään ohjausjännitteisiin Vbi-20 asl ja Vbias2, vastaavasti. Kun Vbiasl on matala (esim. 0V) , MOSFET 1582 on OFF-tilassa eikä anna kol-lektorivirtaa Icc-transistorille 1540. Kun Vbiasl on suuri (lähestyy Vdc:tä), MOSFET 1582 on ON-tilassa ja välittää maksimikollektorivirran transistorille 1540.
25 Täten Vbiasl määrittää kollektorin biasvirran Icc-määrän, joka annetaan MOSFETilla 1582. Vastaavasti • ·
Vbias2 määrittää kollektorin biasvirran, joka annetaan MOSFETille 1584. Kuitenkin jännite transistorin 1540 kannassa ja vastuksen 1586 arvo rajoittavat maksimi-30 kollektoribiasvirran, joka annetaan MOSFETilla 1584.
'···’ LNA:n 1220 IIP3 suorituskyky suhteessa kol- lektorin biasvirtaan Ice esitetään kuviossa 6A. Huomaa, että IIP3 kasvaa suunnilleen 6 dB per oktaavin j :': lisäys tai tuplaus kollektorin biasvirrassa. Transis- 35 torin 1540 kollektorin biasvirta, LNA:n 1220 vahvistus • 1 m ja LNA: n 1220 IIP3 suhteessa ohjaus jännitteeseen Vbi- ! ! 1 asl esitetään kuviossa 6B. Huomaa, että vahvistus on • · m 9 • · • ·
Mi * 1 · • » • » « · · • 4' • i 19 117365 suunnilleen vakio (vahvistuksen muuttuminen on n. 1 dB kaikilla Vbiasl jännitteillä). Lisäksi huomaa, että IIP3 muuttuu vastaavalla tavalla kuin kollektorin biasvirta Ice. Täten kollektorin biasvirta voi heike-5 tä, jos korkeaa IIP3:a ei vaadita, aiheuttaen minimaalisen vaikutuksen LNA:n 1220 vahvistukseen.
Kuviot 5A ja 5B esittävät LNA:n 1220 ja virtalähteen 1580 esimerkinomaisen suunnittelun, vastaavasti. LNA 1220 voidaan suunnitella käyttäen muita to-10 pologioita tarpeellisen suorituskyvyn tarjoamiseksi (kuten suuremman vahvistuksen, paremmat kohinaominai-suudet, paremman sovituksen). LNA 1220 voidaan suunnitella muilla aktiivilaitteilla, kuten bipolaaritran-sistoreilla (BJT) heteroliitosbipolaaritransistoreilla 15 (HBT), metallioksidikanavatransistoreilla (MOSFET), galliumarseenikanavatransistorilla (GaAsFET) tai muilla aktiivilaitteilla. LNA 1220 voidaan myös toteuttaa monoliittisena vahvistimena tunnetun tekniikan mukaisesti. Vastaavasti virtalähde 1580 voidaan suunnitella 20 ja toteuttaa muilla tavoin, jotka ovat tunnettua tekniikkaa. LNA:n 1220 ja virtalähteen 1580 eri toteutukset ovat esillä olevan keksinnön piirissä.
III. Muuttuva IIP3 biasohjaus 25 Kuten edellä kuvattiin, tulovaiheen kes- V·· kinäismodulaatiotulot voidaan luoda loissignaaleilla, ββ1[· jotka kulkevat epälineaaristen laitteiden läpi. Eräs sovellus, jossa vaaditaan lineaarisuutta, on CDMA- tietoliikennejärjestelmä, joka on yhteissijoitettu ,···, 30 muiden matkapuhelinjärjestelmien, kuten Advance Mobile • · III Phone System (AMPS), kanssa. Muut matkapuhelinjärjes- ···’ telmät voivat lähettää loissignaaleita (tai häiriösig- naaleita) suurella teholla lähellä CDMA-järjestelmän ί.ί : toimintakaistaa, ja tällöin asettaa tarpeen korkealle ··· 35 IIP3 :lie CDMA-vastaanottimessa.
Loissignaalin hylkäysvaatimus CDMA-järjestel- ,···. massa märitetään kahdella määrittelyllä, kaksiäänisel- • · «·« M « • · · • · * · · • · · • · 1
• I
20 117365 lä testillä ja yksiäänisellä testillä standardin "TIA/EIA/lS-98-A Intermodulation Spurious Response Attenuation", jäljempänä IS-98-A-standardin, mukaan. Kaksiääninen testi esitetään kuviossa 7A. Kaksi ääntä 5 ovat taajuudella fx 1 +900 KHz ja f2 = +1700 KHz CDMA-aaltomuodon keskitaajuudelta. Kaksi ääntä ovat amplitudiltaan yhtä suuria ja 58 dB CDMA-signaalin amplitudia suurempia. Tämä testi simuloi FM-moduloitua signaalia, joka lähetetään viereisellä kanavalla, kuten 10 signaalia AMPS-järjestelmästä. FM-moduloitu signaali sisältää tehon massakantoaallolla, kun taas teho CDMA-aaltomuodossa hajautetaan 1.2288 MHz:n kaistanleveydelle. CDMA-signaali on immuunimpi kanavaolosuhteille ja se pidetään alhaisella tehotasolla tehonohjaussil-15 mukalla. Itse asiassa CDMA-signaalia ylläpidetään mi-nimitehotasolla, joka on tarpeen suorituskyvylle vaadittavan tason saavuttamiseksi häiriön vähentämiseksi ja kapasiteetin lisäämiseksi.
Yksiäänitesti esitetään kuviossa 7B. Yksit-20 täinen ääni on taajuudella +900 KHz CDMA-aaltomuodon keskitaajuudelta ja sen amplitudi on 72 dB suurempi kuin CDMA-signaalin amplitudi.
IS-98-A:n mukaan vastaanottimen lineaarisuus määritellään CDMA:n tulotehotasolla -101 dBm, -90 dBm 25 ja -79 dBm. Kaksiäänitestissä häiriösignaalit ovat -43 •\ : dBm, -32 dBm ja -21 dBm (+58 dBc) ja tulokaistan kes- kinäismodulaatiotulojen ekvivalentit signaalit ovat *ΓΙΓ -104 dBm, -93 dBm ja -82 dBm tulotehotasolle -101 dBm, • 1 » \ -90 dBm ja -79 dBm, vastaavasti.
30 Kuten esitetään kuviossa 7A, loisäänet (tai *·♦ ' *...· häiriösignaalit) taajuudella fx =+900 KHz ja f2 = +1700 ··» KHz muodostavat kolmannen asteen keskinäismodulaa-tiotuloja taajuudella (2f1-fa) = 100 KHz ja (2f2-2fx) = • :1; +2500 KHz. Tulo taajuudella +2500KHz voidaan helposti ·2 1 35 suodattaa peräkkäisillä kaistanpäästösuodattimilla ψ·„ 1226 ja 1232 (katso kuvio 2) . Kuitenkin tulo taajuu- • 9 1 • » ♦ « • · • ·
• M
·· # * · ♦ • 1 • 1 · 2
• · « i M
21 117365 della +100 KHz menee CDMA-aaltomuotoon ja heikentää CDMA-signaalia.
Vastanottimen 1200 suorituskyvyn heikkenemisen minimoimiseksi IIP3 aktiivilaitteessa vastaanotti-5 messa 1200 säädetään vastaanotetun signaalin epälineaarisuuden määrän perusteella. Vastaanotin 1200 on suunniteltu kohtaamaan kaksiääninen keskinäismodulaa-tiomäärittely. Kuitenkin käytännössä häiriösignaalit ovat läsnä vain osan vastaanottimen 1200 toiminta-10 ajasta. Edelleen häiriösignaalien amplitudi tuskin saavuttaa +58 dB :n tasoa, kuten on määritelty. Siksi suunnittelu pahimman tapauksen häiriösignaaleille ja vastaanottimen 1200 käyttämiseksi korkealla IIP3-moodilla ottaen huomioon pahimman tapauksen häiriösig-15 naalit, on akkutehon tuhlausta.
Esillä olevassa keksinnössä aktiivilaitteiden IIP3 erityisesti LNA:n 1220b ja sekoittimen 1230, säädetään vastaanottimelta 1200 vastanotetun lähtösignaa-lin mitatun epälineaarisuuden mukaisesti. Esimerkkiso-20 velluksessa epälineaarisuus mitataan RSSI-kulmaker- roinmenetelmällä. RSSI-kulmakertoimen mittaus kuvataan yksityiskohtaisemmin patenttijulkaisussa US 5,107,225 "High Dynamic Range Closed Loop Automatic Gain Control Circuit", 21.4.1992, jossa haltijana on sama kuin täs-25 sä hakemuksessa. Viitaten kuvioon 2 kaistanpääs- : tösuodattimen 1232 kaistanleveys on 1.2288 MHz ja se vaimentaa suurimman osan häiriösignaaleista ja kaistan "jl ulkopuolisista keskinäismodulaatiotuloista. Keskinäis- *** ] modulaatio tulot, jotka ovat tulokaistalla, ovat vai- * 30 mentamattomia ja summautuvat CDMA-aaltomuotoon. IF- ·*** ·..♦* signaali vahvistimelta 1234 annetaan demodulaattorille ··· 1250, joka käsittelee IF-signaalin ja antaa digitoidun peruskaistadatan, joka käsittää I- ja Q-datan. Perus- • ·*; kaistadataa annetaan epälineaarisuuden mittauspiirille
• M I
.*··. 35 1290. Esimerkkisovelluksessa epälineaarisuuden mitta- • i* uspiiri 1290 laskee signaalin tehon seuraavan yhtälön • · · mukaisesti:
• M
• « • · «· · • · · • 9 * « • « • * · * «« • ♦ 22 117365 P = (I2 + β2), (5) missä P on peruskaistasignaalien teho ja I ja 5 Q ovat I- ja Q-signaalien amplitudeja, vastaavasti. Tehomittaus annetaan biaksen ohjauspiirille 1280.
Tehomittaus sisältää halutun peruskaistan I-ja Q-signaalien tehon samoin kuin keskinäismodulaa-tiotulojen tehon. Kuten yllä kuvattiin, toisen asteen 10 epälineaarisuudelle keskinäismodulaatiotulot kasvavat 2 dB kutakin dB:n lisäystä kohden tulosignaalin tasossa. Kolmannen asteen epälineaarisuudelle keskinäismodulaatiotulot kasvavat 3 dB kutakin 1 dB:n lisäystä kohden tulosignaalissa. Täten keskinäismodulaation 15 määrä voidaan estimoida mittaamalla RSSI-kulmakerroin, joka määritetään lähtösignaalitason muutoksena suhteessa tulosignaalitason muutokseen. Tulosignaalitason muutos voidaan asettaa ennalta määrätyin lisäyksin (esim.0.5 dB). Vastaanottimelle 1200, joka toimii li-20 neaarisella alueella, 0.5 dB: n lisäys tulosignaali- tasoon vastaa 0.5 dB:n lisäystä lähtösignaalitasolle ja RSSl-kulmakerrointa 1.0. Kuitenkin, kun yksi tai useampi aktiivilaite siirtyy epälineaariselle toiminta-alueelle, RSSI-kulmakerroin kasvaa. Suurempi RSSI-25 kulmakerroin vastaa suurempaa epälineaarisuutta. RSSI- : kulmakerroin 3.0 vastaa vastaanottimen 1200 toimintaa β·| täydellisessä pakkausmuodossa (esim. ei lisäystä ha- luttuun lähtösignaalitasoon tulon kasvaessa) ja sii-** 1 hen, että kolmannen asteen keskinäismodulaatiotulot 30 dominoivat lähtöä.
··» *...·1 Esillä olevassa keksinnössä RSSI- ·2 kulmakerrointa voidaan verrata ennalta määrättyyn RSSI-kynnykseen. Jos RSSI-kulmakerroin ylittää kynnyk- : sen, niin asianmukaisen aktiivilaitteen IIP3:a kasva- * ·2'. 35 tetaan. Vaihtoehtoisesti, jos RSSI-kulmakerroin on ai- ·#· le RSSI-kynnyksen, IIP3:a pienennetään. RSSI-kynnystä * · 1 *·’ ’ voidaan säätää vastaanottimen 1200 toiminnan aikana ··· ··· 9 M # • · · • · l i · • i · * ·· 2 9 · 23 117365 perustuen vaadittuun bittivirhenopeuteen (BER) tai ke-hysvirhenopeuteen (FER). Korkeampi RSSI-kynnys mahdollistaa korkeampitasoisten keskinäismodulaatiotulojen käytön ennen IIP3:n lisäystä, mikä minimoi tehonkulu-5 tuksen BER:n tai FER:n kustannuksella. RSSI-kynnys voidaan myös säätää ohjaussilmukalla, joka asettaa kynnyksen vaaditulle suorituskykytasolle (esim. 1 % FER). Esimerkkisovelluksessa RSSI-kulmakerroin valitaan arvoon 1.2. Kuitenkin muiden RSSI-kynnysten käyt-10 tö on esillä olevan keksinnön piirissä.
Esillä olevassa keksinnössä ei ole kriittistä mitata suoraan häiriösignaalien amplitudia. Tärkeämpää on mitata häiriösignaalien ei-toivottuja vaikutuksia käyttäen keskinäismoduloitujen tulojen korkeampia ta-15 soja halutulla signaalilla. RSSI-kulmakerroin on yksi menetelmä epälineaarisuuden mittaamiseksi. Epälineaarisuutta voidaan myös mitata laskemalla muutos läh-tösignaalin arvossa teho alibittiä kohden suhteessa kohinasuhteeseen Ec/lo amplitudin lisäysmuutoksilla 20 tulosignaalissa. Keskinäismodulaatiotulot kasvattavat kolmesta yhteen kerrointa, kun vastaanotin 1200 on pakkaustilassa ja lähtösignaali dominoituu kolmannen asteen keskinäismodulaatiotuloilla. Kuten RSSI-kulma-kerroinmenetelmässä epälineaarisuuden taso voidaan es-25 timoida muutoksella Ec/Io:ssa suhteessa tulosignaali-tason muutokseen. Muita menetelmiä epälineaarisuuden • · .:. tason mittaamiseksi voidaan käyttää ja ne kuuluvat * ##φ keksinnön piiriin.
• · «
Esimerkkisovelluksessa suorituskyvyn maksi-30 moimiseksi IIP3 aktiivilaitteissa säädetään epälineaa- • » 'lii risuuden määrän mukaan (esim. mittaamalla RSSI- • **· **··1 kulmakerroin) kunkin aktiivilaitteen kokemana. LNA: t 1220a ja 1220b muodostavat kiinteän vahvistuksen. Tä- 1
· ten sekoitin 1230 kokee suurimman signaalitason, LNA
35 1220b kokee seuraavaksi suurimman signaalitason ja LNA
1220a kokee pienimmän signaalitason (tämä olettaa, et-tä LNA:n 1220a vahvistus on suurempi kuin kaistanpääs- • » • 1 ·· 1 • · · • i • i
• · I
• ·« • ♦ 24 117365 tösuodattimen 1226 vaimennus). Näillä olettamilla se-koittimen 1230 IIP3 toimintapiste kasvaa ensin, jos häiriösignaali tunnistetaan (esim. korkealla RSSI-kulmakertoimen mittauksella). Kun sekoittimen 1230 5 IIP3 on täysin säädetty (suurimpaan 11P3 - toimintapisteeseen) LNA:n 1220b IIP3:a kasvatetaan. Lopulta kun LNA:n 1220b IIP3 on täysin säädetty, LNA:n 1220a IIP3 voidaan kasvattaa. Esimerkkisovelluksessa LNA 1220a pidetään ennalta määrätyssä IIP3 toiminta-10 pisteessä vastaanottimen 1200 suorituskyvyn optimoimiseksi. Vastakkaisella tavalla LNA:n 1220b HP3:a pienennetään ensin, jos häiriösignaalia ei tunnisteta. Kun LNA:n 1220b IIP3 on täysin säädetty (alimpaan IIP3-toimintapisteeseen, sekoittimen 1230 IIP3:a pie-15 nennetään.
LNA:n 1220b ja sekoittimen 1230 IIP3:a voidaan säätää jatkuvalla tavalla (tarjoamalla jatkuvaa Vbiasl ja Vbias2 ohjausjännitettä) tai diskreetein askelin. Esillä oleva keksintö on tarkoitettu käytettä-20 väksi jatkuvalla, diskreetein askelin tai muita ohjausmenetelmiä käyttäen aktiivilaitteiden IIP3:lle.
Yllä kuvattu IIP säätö olettaa, että IIP3 on ainoa tekijä. Kuitenkin eri sovelluksissa voi olla erilaisia tulosyötteitä ja erilaisia suorituskykyvaa-25 timuksia. IIP3:n säätö voidaan uudelleen järjestää si-: ten, että nämä vaatimukset täyttyvät. Edelleen IIP3 säätöä voidaan tehdä käänteisenä suhteessa yllä kuvat- 4 1 tuun suuntaan (vähentämällä IIP3:a kasvavalla signaa- e * · * . litasolla) vastaanottimen 1200 suorituskyvyn optimoi- 30 miseksi tiettyihin toimintaolosuhteisiin. IIP3 säädön * "* *···* eri asteet ja suunnat ovat keksinnön piirissä.
• · * 4 • 44 : IV. Vahvistuksen ohjaus #44 • 4 *:** 35 Useimmat vastaanottimet on suunniteltu sopi- 444 V· maan laajalle tulosignaalialueelle. CDMA- 444 4 4 • 4 444 4 44 4 4 4 4 4 4 4 4 4 4 • 4 4 • #4 4 4 25 117365 vastaanottimille vaadittu AGC-alue on tyypillisesti 80 dB. Keksinnön esimerkkisovelluksessa (katso kuvio 2) AGC-alue muodostetaan vaimentimella 1216, LNA:11a 1220a ja 1220b, padeilla 1222a ja 1222b, demodulaatto-5 rilla 1250 ja mahdollisesti vahvistimella 1234. Esimerkkisovelluksessa vaimennin 1216 muodostaa AGC-alueesta 20 dB, pädit 1222a ja 1222b kukin muodostavat AGC-alueesta 5 dB, LNA 1220a ja 1220b molemmat muodostavat AGC-alueesta 13 dB ja vahvistin 1234 ja/tai de-10 modulaattori 1250 muodostavat AGC-alueesta 24 dB. Yhden tai useamman näistä komponenteista AGC-aluetta voidaan säätää ja se on keksinnön suojapiirissä. Edelleen vahvistin 1234 voidaan suunnitella muodostamaan AGC-alue muiden komponenttien lisänä. Esimerkiksi pa-15 dien 1222 AGC-aluetta voidaan vähentää 2 dB ja vahvistin 1234 voidaan suunnitella 6 dB:n AGC-alueelle.
Esimerkkisovelluksessa ensimmäiset 2 dB: ta AGC-alueesta muodostetaan demodulaatorilla 1250. Demo-dulaattori 1250 käsittää kaistanpäästöalinäytteistävän 20 ΣΔ ADC:n 1410, joka muodostaa ylimääräiset resoluu-tiobitit, joita voidaan käyttää AGC-ohjauksessa. Seu-raavat 20 dB:tä AGC-alueesta muodostetaan vaimentimella 1216 ja/tai vahvistimella 1234. Seuraavat 18 dB AGC-alueesta muodostetaan LNA:illa 1220a ja padilla 25 1222a. Seuraavat 18 dB AGC-alueesta muodostetaan
β·β . LNA: 11a 1220b ja padilla 1222b. Jäljelle jäävät 22 dB
* AGC-alueesta muodostetaan vahvistimella 1234 ja/tai i1· ·1· demodulaattorilla 1250.
• ·· i « · "·’ 1 Esimerkinomainen diagrammi, joka kuvaa AGC- 30 ohjaustoimintaa vastaanottaessa esillä olevan kek- • · · sinönn mukaisesti nousevalle CDMA-tulosignaalille esi-tetään kuviossa 8A. Tässä esimerkissä vahvistin 1234 * · · on toteutettu kiinteävahvistuksisena vahvistimena yk- : sinkertaistamiseksi. CDMA-tulotehotaso voi vaihdella • · 1 "·/ 35 alueella -104 dBm - -24 dBm. -104 dBm:stä -102 dBm:ään T LNA:t 1220a ja 1220b kytketään päälle, kytkimet 1224a
Vs jal224b kytketään pois päältä ja AGC muodostetaan de- ··· m · * · ·1 « « » » • · • 1 · • · · • ·· • · 26 117365
modulaattorilla 1250. -102 dBmrltä -85 dBm:ään AGC
muodostetaan vaimentimella 1216. -84 dBm:stä -62 dBm:ään LNA 1220 on kytketty pois päältä, kytkin 1224 on kytketty päälle, LNA 1220b pysyy päällä, kytkin 5 1224b pysyy pois päältä ja AGC muodostetaan vaimentimella 1216. -63 dBmrstä -46 dBm:ään LNA:t 1220a ja 1220b on kytketty pois päältä, kytkimet 1224a ja 1224b on kytketty päälle ja AGC muodostetaan vaimentimella 1216. Lopulta yli -46 dBm:n vaimennin 1216 on täysin 10 vaimennettu, IF-signaalitaso demodulaattorin 1250 kasvaa desibelin desibeliä kohden RF-signaalitason kasvaessa ja AGC muodostetaan ADC:n 1410 jälkeen demodu-laattorilla 1250.
Esimerkinomainen diagrammi, joka esittää AGC-15 ohjaustoimintaa vastaanottimessa laskevalle CDMA-signaaliteholle esitetään kuviossa 8B. Jälleen vahvistin 1234 toteutetaan kiinteävahvistuksisena vahvistimena tässä esimerkissä sen yksinkertaistamiseksi. -24 dBm:stä -46 dBm:ään LNA:t 1220a ja 1220b on kytketty 20 pois päältä, kytkimet 1224a ja 1224b on kytketty päälle ja AGC muodostetaan ADC:n 1410 jälkeen demodulaat-torilla 1250. -46 dBm:stä -66 dBm:ään AGC muodostetaan vaimentimella 1216. -66 dBm:stä ja -69 dBm:stä vaimennin 1216 on mi nimi vaimennus tilassa ja AGC muodostetaan 25 demodulaattori11a 1250. -70 dBm:ssä LNA 1220b on kyt ketty päälle ja kytkin 1224b on kytketty pois päältä. -70 dBm:stä -84 dBm:ään AGC muodostetaan vaimentimella 1216. -84 dBm:stä -90 dBm:ään AGC muodostetaan demodu-:T: laattorilla 1250. -91 dBm:ssä LNA 1220a on kytketty 30 päälle ja kytkin 1224a on kytketty poispäältä. -91 .·*·. dBm:stä -102 dBm: ään AGC muodostetaan vaimentimella 1216. -102 dBm:stä -104 dBm:ään AGC muodostetaan demo-dulaattorilla 1250.
. , Kuviot 8A-8B esittävät tulon RF- • · · 35 signaalitasoja, kun LNA;t 1220a ja 1220b on kytketty ’···* päälle ja pois päältä. LNA 1220a on kytketty päälle, kun tulosignaalitaso ylittää -85 dBm:n (katso kuvio
• «I
• β • 9 *99 9 • 9 9 9 9 9 9 9 9 9 9 9 9 9 9 • Il • * 27 117365 8A) , mutta ei ole kytketty päälle uudelleen ennen, kuin signaalitaso laskiessaan ohittaa - 91 dBm:n. 6 dBm hystereesi estää LNA:ta 1220a hyppimästä ON- ja OFF-tilojen välillä. LNA 1220b myös sisältää 6 dBm 5 hystereesin samasta syystä. Eri hystereesimääriä voidaan käyttää järjestelmän suorituskyvyn optimoimiseksi ja ne kuuluvat keksinnön piiriin.
Yllä oleva esitys kuvaa esimerkinomaisen toteutuksen vaaditusta AGC-ohjauksesta. AGC-ohjaus voi-10 daan myös toteuttaa AGC-vahvistimilla, joiden vahvistusta voidaan säätää. Edelleen vaimentimen 1216 LNA m 1220a ja 1220b järjestys, joka esitetään kuviossa 2, on vain yksi toteutus, joka toteuttaa CDMA-määrittelyn. Muita AGC-toiminnallisuuksien toteutuksia 15 käyttäen tässä kuvattuja elementtejä ja muita toteutuksia käyttäen tässä kuvattuja elementtejä yhdessä muiden elementtien tai piirien kanssa, jotka ovat tunnettua tekniikkaa, voidaan käyttää keksinnön yhteydessä.
20 V· Vastaanottimen asetus mitatun epälineaarisuuden mukaisesti
Esillä olevan keksinnön ensimmäisessä sovelluksessa aktiivilaitteiden IIP3 asetetaan vastaanotti-25 men 1200 mitatun epälineaarisuustason mukaisesti. Epä-;\· lineaarisuustaso voidaan estimoida RSSI- kulmakertoimella tai Ec/Io-mittauksella. Kuviossa 9 .··1. esitetään ajoitusdiagrammi esimerkinomaisen RSSI- + 1 a kulmakerroinmittauksen toteutuksesta. Esimerkkisovel-30 luksessa tulon RF-signaalitasoa muutetaan muuttamalla 1 ';··1 vaimentimen 1216 vaimennusta kapeina pulsseina. Jo- kaista pulssia kutsutaan "heiluriksi". RSSI-kulmakerroin mitataan kullekin pulssille ja mittaukset ·.·1· keskiarvotetaan ennalta määrätyn jakson T ajalle RSSI- :[2: 35 kulmakerroinmittauksen tarkkuuden parantamiseksi. Jak- .:. son T lopussa mitattua RSSI-kulmakerrointa verrataan » · i • · % ♦ · · * · • a » 1 « ·1 1 • · · « · • » a • Φ » • ·« 2 • · 28 117365 RSSI-kynnykseen ja tulosta käytetään aktiivilaitteiden IIP3 säätämiseen edellä kuvatulla tavalla.
Kuten esitetään kuviossa 9, RSSI-kulmakertoimen mittaus T0:ssa on pienempi kuin RSSI-kynnys, mi-5 kä osoittaa, että vastaanotin 1200 toimii lineaarira-jojen sisällä. Täten LNA:N 1220 IIP3:a pienennetään tehon säästämiseksi. Vastaavasti jaksojen Tx, T2 ja T3 lopuissa mitattu RSSI-kulmakerroin on pienempi kuin RSSI-kynnys ja LNA:n 1220b IIP3:a edelleen pienenne-10 tään. Jakson T4 lopussa mitattu RSSI-kulmakerroin on yhä pienempi kuin RSSI-kynnys ja sekoittimen 1230 IIP3:a pienennetään, koska LNA:n 1220b IIP3 on täysin säädetty minimi IIP3 toimintapisteeseen. Jakson Ts lopussa mitattu RSSI-kulmakerroin on suurempi kuin RSSI-15 kynnys, mikä osoittaa, että keskinäismodulaatiotulot ovat kasvaneet ei-hyväksyttävälle tasolle. Sekoittimen 1230 IIP3:a kasvatetaan lineaarisuuden parantamiseksi mittauksen vasteena.
Esimerkkisovelluksessa jokainen pulssi kestää 20 200 μ8, jakso T on 5 ms ja pulssien määrä yhdessä jak sossa on yhdeksän. Käyttäen näitä arvoja saadaan pääl-läolojaksoksi 36 %. Edullisessa sovelluksessa päällä-olojakso pulsseille pitää olla riittävän alhainen siten, että Ec/Io toivotulle signaalille häiriintyy mi-25 nimaalisesti johtuen jaksollisesta levottomuudesta .·. ; signaaliamplitudissa. Pulssien leveys valitaan kestol- • · taan lyhyeksi AGC-ohjauspiirin 1280 häiriön minimoimi- ·;;; seksi. Tyypillisesti AGC-ohjauspiiri on hidas eikä • · · pysty seuraamaan muutoksia signaalitasolla, jotka ai- 30 heutuvat lyhyistä vaimennuspulsseista. Tämä on erityi- sen tärkeää, koska muutokset lähtösignaalin amplitu- :***: dissa pitäisi tarkasti heijastaa tulosignaalin ampli- tudimuutoksia ja keskinäismodulaatiotuloja eikä AGC- j ohjauspiirin 1280 aiheuttamia muutoksia. Kuitenkin ly- ··· » .···. 35 hyet pulssileveydet johtavat lähtösignaalitehon pie- * · *·1 nempään tarkkuuteen. Esillä oleva keksintö on tarkoi- • · # • » « • ·« « «· » • · · « · • » · • I i * ·· « · 29 117365 tettu eri levyisten pulssien yhteyteen ja eri päällä-olojaksojen käyttöön tässä kuvattua funktiota varten.
Levoton amplitudi tulon RF-signaalitasossa valitaan pieneksi lähtösignaalin heikkenemisen mini-5 moimiseksi ja vaikutuksen minimoimiseksi IIP3:een koko vastaanottimessa 1200. Esimerkkisovelluksessa vaimen-nusaskel RSSI-kulmakerroinmittaukselle on 0.5 dB. Muita arvoja vaimennusaskeleessa voidaan käyttää ja ne ovat keksinnön piirissä.
10 Esimerkkisovelluksessa RSSI-kynnys valitaan arvoon 1.2. RSSI-kynnyksen käyttö voi johtaa IIP3 toimintapisteiden vaihteluun peräkkäisten jaksojen T välillä. Tämän estämiseksi voidaan käyttää kahta RSSI-kynnystä hystereesin muodostamiseksi. IIP3:a ei lisä- 15 tä, ellei mitattu RSSI-kulmakerroin ylitä ensimmäistä RSSI-kynnystä ja IIP3:a ei pienennetä, ellei mitattu RSSI-kulmakerroin alita toista RSSI-kynnystä. Yhden kynnyksen tai useiden kynnyksien käyttö ovat molemmat keksinnön piirissä.
20 Kuviossa 10A esitetään diagrammi, joka kuvaa IIP3:n biasohjaustoimintoa vastaanottimessa 1200 esillä olevan keksinnön mukaisesti nousevalle tulon RF-teholle. Tulon RF-signaali käsittää CDMA-signaalin ja kaksiääniset häiriösignaalit, jotka ovat +58 dBc CDMA- 25 signaalin yläpuolella. Kun CDMA-signaali on välillä . . -104 dBm ja -101 dBm, sekoittimen 1230 IIP3 asetetaan '· / arvoon +10 dBm ja LNA:iden 1220a ja 1220b IIP3 asete- • a » ·**! taan arvoon 0 dBm. CDMA-signaalin kasvaessa ohi -101 : dBm:n, mitattu RSSI-kulmakerroin ylittää RSSI- a 30 kynnyksen ja sekoittimen 1230 IIP3:a kasvatetaan ar- ·· voon +15 dBm epälineaarisuuden minimoimiseksi. Vaimen-nin 1216 vaimentaa tulon RF-signaalia välillä -104 dBm ja -84 dBm. -84 dBm.-ssä LNA 1220 ohitetaan ja vaimen-: nin 1216 nollautuu sen alavaimennustilaan. Kun CDMA-
··· I
.···. 35 signaaliteho on arvossa -83 dBm, -79 dBm, -75 dBm ja * a -71 dBm, LNA:n 1220b IIP3:a kasvatetaan keskinäismodu- V: laatiotulojen minimoimiseksi. Suunnilleen -64 dBm:ssä ♦ ♦♦ • » • » • ·1 • · · • « · ♦ · • » i • · ·
• »I
• 1 30 117365 LNA 1220b ohitetaan ja vaimennin 1216 jälleen nollautuu alimpaan vaimennustilaansa.
Kuviossa 1 OB esitetään diagrammi, joka kuvaa ΙΙΡ-biasohjausta vastaanottimessa 1200 laskevalla RF-5 teholla. Jälleen tulon RF-signaali käsittää CDMA-signaalin ja kaksiääniset häiriösignaalit, jotka ovat +58 dBc CDMA-signaalin yläpuolella. Alussa, kun CDMA-tulosignaaliteho on -60 dBm:ssä, LNA:t 1220a ja 1220b ohitetaan. Kun CDMA-signaaliteho laskee -70 dBm;ään, 10 LNA 1220b kytketään päälle tarpeellisen vahvistuksen muodostamiseksi. Suunnilleen -76 dBm:ssä, -80 dBm:ssä, -84 dBm:ssä ja -88 dBm:ssa LNA:n 1220b IIP3:a pienennetään tehonkulutuksen minimoimiseksi. -90 dBm:ssä vaimennin 1216 saavuttaa sen ylävaimennusalueen ja LNA 15 1220a käännetään päälle. -100 dBm:ssä sekoittimen 1230 IIP3:a pienennetään tehon säästämiseksi, koska tulon RF-signaalitaso on pieni.
Kuten yllä kuvattiin, tulon RF-tehotaso, jossa sekoittimen 1230 ja LNA:iden 1220a ja 1220b sääde-20 tään, määritetään mitatulla RSSI-kulmakertoimella. RSSI-kulmakertoimen mittaus ei saa johtaa lineaarisesti sijoitettuun IIP3 biaskytkinasentoon, kuten esitetään kuvioissa 10A ja 10B. Edelleen askeltavat kytkentäpisteet voidaan korvata jatkuvasti säädettävällä 25 biasohjsuksella.
* * • · ft *· " VI. Vastanottimen asetus toimintamoodin mukaisesti «se a
Esillä olevan keksinnön toisessa sovellukses- • · * • « a • . sa aktiivilaitteiden IIP3 asetetaan vastaanottimen 30 toimintamoodin mukaisesti. Kuten yllä esitettiin, vas- « ♦ *·..* taanotinta 1300 (katso kuvio 3) voidaan käyttää matka- ··* puhelimessa, joka toimii joko PCS- tai matkaviestin- kaistalla, Molemmat kaistat voivat tukea joko digitaa- j lista ja/tai analogista sovellusta. Kukin alusta voi ·"·* 35 edelleen käsittää joukon toimintamoodeja. Eri toimin- ··· tamoodit ovat käytössä tehokkuuden ja akkutehon paran- ft ft * *·[/ tamiseksi. Esimerkiksi eri toimintamoodeja käytetään • » • ft • ft* * «« « « ft « t · • · • ft ft ft · ft ft· • * 31 117365 matkapuhelimen seuraavien ominaisuuksien tukemiseen: (1) aikavälistetty hakumoodi pidempää valmiusaikaa varten, (2) vahvistusvaihe dynaamisen alueen parantamiseksi, (3) typistetty lähettimen lähtö pidempää pu-5 heaikaa varten, (4) taajuuskaistavalintä kaksikaistaisille puhelimille (PCS ja matkapuhelin) # (5) moni- pääsyvaihtelu järjestelmien välillä (CDMA, AMPS, GSM, jne.) ja (6) välineet piirin biaksen ohjaamiseksi häi-riösignaalien yhteydessä.
10 Matkapuhelimen toimintamoodeilla voi olla erilaisia suorituskykyvaatimuksia. Esimerkkisovelluksessa jokaiselle toimintamoodille on nimetty uniikki identiteetti käsittäen N moodibittiä. Moodibitit määrittävät tietyt ominaisuudet toimintamoodista. Esimer-15 kiksi yksimoodista bittiä voidaan käyttää PCS:n ja matkapuhelinkaistan välillä tehtävään valintaan ja toista moodibittiä voidaan käyttää digitaalisen (CDMA:n) tai analogisen (FM) moodin valintaan. N moodibittiä annetaan logiikkapiirille ohjaimessa 1370, 20 joka dekoodaa N moodibittejä ohjausväylälle käsittäen 2n ohjausbittiä. Ohjausväylä reititetään piireille vas-taanottimessa 1300, jotka vaativat ohjausta. Esimerkiksi ohjausväylä voi kulkea seuraavasti: (1) asete taan sekoittimen IIP3 RF/IF-prosessorissa 1348 ja 25 LNAzn RF-prosessorissa 1310a ja 1310b, (2) asetetaan . . vastaanottimen 1300 vahvistus, (3) asetetaan DC- • / biasjännitteet ja/tai virrat muihin RF- ja IF- ··*! piireihin vastaanottimessa 1300, (4) valitaan haluttu V : signaalikaista ja (5) asetetaan oskillaattorit parem- * 30 mille taajuuksille.
:***: IIP3-ohjauksen esimerkkitoteutuksessa vas- :***; taanottimelle 1300 perustuen toimintamoodiin esitetään ·*· taulukoissa 1 ja 2. Vastaanotin 1300 tukee kaksikais- : täistä (PCS ja matkapuhelin) ja kaksimoodista (CDMA ja • · * 35 FM) toimintaa. Esimerkkisovelluksessa PCS-kaista tukee ♦ * T vain CDMA-lähetyksiä, kun taas matkapuhelinkaista tu- V : kee sekä CDMA- että FM-lähetyksiä (FM lähetykset voi- • · 9 « ··· »· · • » · • · • · • · • · ♦ • «f • · 32 117365 vat olla AMPS-järjestelmästä). Esimerkkisovelluksessa käytetään neljää bittiä. Neljä moodibittiä ovat BAND_SELECT-, IDLE/-, FM/- ja LNA_RANGE-bitit. BAND_SELECT-bitti määrittää toimintakaistan ja se on 5 määritelty seuraavasti: 1=PCS ja 0=matkapuhelin. ID- LE/-bitti (0=idle) asettaa vastaanottimen 1300 valmi-usmoodiin (esimerkiksi toimimaan pienemmällä IIP3 arvolla) , kun taas matkapuhelin ei ole aktiivinen. FM/-bitti (Q=FM) asettaa vastaanottimen 1300 käsittelemään 10 FM-signaalia. LNA_RANGE-bitti (l=ohitus) asettaa vastaanottimen 1300 vahvistuksen. Kun LNA__RANGE -bitti asetetaan korkeaksi, tarkoittaen ohitusmoodia, Vbiasl ja Vbias2 ensimmäiseltä LNA:Itä 1320a tai 1321a asetetaan pieneksi ja LNA kytketään pois päältä.
15 Kun BAND_SELECT asetetaan arvoon 0 (matkapu- helinkaista), vastaanotin 1300 toimii yhdellä matkapu-helintoimintamoodeista, jotka listataan taulukossa 1. Taulukko 1 luetteloi vain IIP3 toimintapisteet LNA:ille 1320a ja 1320b. Vastaava taulukko voidaan ge-20 neroida aktiivisekoittimen IIP3 toimintapisteelle RF/lF-prosessorissa 1348. Matkapuhelinmoodissa DC-biasvirta LNA:ille 1321a ja 1321b on kytketty pois päältä akkutehon säästämiseksi.
25 Taulukko 1 Vastaanottimen ohjaus matkapuheli men toimintamoodeille * · • · · • e* • » »«· * «·«· see e · · e · e • e • e e·» • « e e • e* e*· e · e e «e# e « • · · e e e • ee · e·· e » • m • ee • • e* tee «e e • ··· e · • · ··· * ·« e • · e • e e « » » • e * • *4 • e 1117365 IDLE/ FM/ LNA_ LNA LNA LNA LNA Toiminta- RANGE 1320a 1320a 1320b 1320b moodi
Vbiaal Vbias2 vbiasl Vbias2__ o 00 0 1 1 0 FM Rx 0 01 0 0 1 0 FMRx 0 10 1 0 1 1 CDMA j ak- sollistettu
Oil 0 0 1 1 CDMA jak- sollistettu 100 0 1 1 0 FM Rx/Tx 1 0 1 0_0_1_0_ FM Rx/Tx 110 1 1 1 1 CDMA Rx/Tx 111 0 0 1 1 CDMA Rx/Tx
Kun BAND_SELECT on asetettu ykköseksi (PCS-kaista), matkapuhelin toimii yhdellä PCS-5 toimintamoodeista, jotka luetellaan taulukossa 2. PCS-1 moodissa LNA:iden 1320a ja 1320b biasvirta on kytketty pois päältä akkutehon säästämiseksi.
Taulukko 2 Vastaanottimen ohjaus PCS-10 toimintamoodeille IDLE / FM/ LNA_ LNA LNA LNA LNA Toiminta - RANGE 1321a 1321a 1321b 1321b moodi ..2 Vbiasl Vbias2 Vbiasl Vbias2 »3 , . _ ί#2 : o 0_0_x_x_x_x_ei käytössä *;··· 0 0 1 x x x x ei käytössä ***** 0 10 1 0 1 1 PCS jaksoi- • m ····. listettu • a - — I·— - »a1 0 11 0 0 1 1 PCS jaksoi- • - listettu • · - . ____ '11/ 100 x x x x ei käytössä 1 i -- - — 3 *** 10 1 x x x x ei käytössä «#· _ — - - — _ — ·.· 1 110 1 1 1 1 PCS Rx/Tx ·»· * · • a • · a m • a 4 • « « • t • a 2 • a 3 « · a * a· 34 117365 1_1 1__O_O_1_1__PCS Rx/Tx
Taulukot 1 ja 2 luettelevat IIP3 toimintapisteet LNA:ille tehonkulutuksen minimoimiseksi, vaikka samalla ylläpidetään vaadittu suorituskyky. Lisätaulu-5 koita voidaan generoida muille piireille, jotka vaativat ohjausta. Esimerkiksi voidaan generoida taulukko, joka asettaa AGC:n asianmukaiselle toiminta-alueelle perustuen oletettuun tulosignaalitasoon halutussa toimin tamoodi s sa. Muita taulukoita voidaan generoida DC-10 biasjännitteiden tai -virtojen asettamiseksi, joita vaaditaan vastaanottimen 1300 eri piireille.
VII, Vastaanottimen asetus vastaanotetun signaalitason mukaisesti 15 Esillä olevan keksinnön kolmannessa sovelluk sessa aktiivilaitteiden IIP3 asetetaan signaalille mitatun amplitudin mukaisesti eri signaalinkäsittelyas-teessa vastaanottimessa. Viitaten kuvioon 2, tehotun-nistimet voidaan yhdistää valitun komponentin lähtöön 20 signaalin tehotason mittaamiseksi. Tämän vastaanottimen asetuskaavion ensimmäisessä sovelluksessa tehotun-nistimet voidaan yhdistää LNA:iden 1220a ja 1220b ja sekoittimen 1230 lähtöön RF-signaalin tehon mittaami- : seksi näiltä komponenteilta. Tehomittaukset annetaan • ·« 25 sen jälkeen biaksen ohjauspiirille 1280, joka käyttää **;· informaatiota säätääkseen IIP3 toimintapistettä mille • · · tahansa komponentille, joka toimii määritetyn epäline-aarisuustason ulkopuolella. Tämän vastaanottimen ase- * tuskaavion toisessa sovelluksessa tehotunnistimet voi-:***: 30 daan kytkeä sekoittimen 1230 ja demodulaattorin 1250 lähtöön RF-signaalin ja peruskaistasignaalin tehon : mittaamiseksi, vastaavasti, näiltä komponenteilta. Te- m 1 .·2. homittaukset annetaan myös biaksen ohjauspiirille • ψ T 1280. Tehoero näiden kahden mittauksen välillä edustaa V : 35 tehoa, joka tulee kaistan ulkopuolisilta signaaleilta, # · jota voidaan käyttää vaaditun IIP3 suorituskyvyn ai- «t # • ♦ · ♦ » • · 4 I « « «« 2 • 4 1117365 kaansaarniseksi. Biaksen ohjauspiiri 1280 säätää komponenttien toimintapistettä yllä kuvatulla tavalla ylläpitääkseen vaaditun suorituskykytason. Tehotunnistimet voidaan toteuttaa usealla tunnetulla tavalla, kuten 5 esimerkiksi aiipäästösuodatinta seuraavilla dioditunnistimilla.
VIII. Virtalähteet LNA:lie ja vahvistimille
Viitaten kuvioon 5B ja yllä esitettyyn virta-10 lähteen 1580 kuvaukseen generoidaan taulukko 3, joka luetteloi ohjausjännitteet ja saadut piirikokoonpanot. Taulukko 3 on n-kanavaisille MOSFETeille 1582 ja 1584. Virtalähde 1580 voidaan nimetä rinnakkaistopologiseksi, koska MOSFETit 1582 ja 1584 on kytketty rinnak-15 käin.
Taulukko 3 Vastaanottimen ohjaus matkapuhe-lintoimintamoodeille
Vbiasl__Vbias2__Q2_ 03 Piirikonfiguraati© korkea X ON X lyhyt, _____maksimivirta matala matala OPP OFP ohitus, minimivirta , # matala korkea OFF ON R4 • 1 a • · 1 * · ominaisvirta e - - ---- - ---- — 1 — 1 - -1- ____ ___ *♦# ··; 2o an V · Vaihtoehtoisen virtalähteen 1581 kaaviokuva esitetään kuviossa 11. n-kanavaisen MOSFETin 1594 läh-de on kytketty analogiseen maahan, n-kanavaisen MOSFE-Tin 1592 lähde on kytketty MOSFETin 1594 nieluun. Vas- ··· 25 tus 1596 on kytketty MOSFETin 1594 nielun ja lähteen ; yli1 MOSFETin 1592 nielu käsittää virtalähteen 1581 * · 1 [··/ lähdön. Ohituskondensaattori 1598 kytkee virtalähteen * 1 lähdön ja analogisen maan yhteen. MOSFETin 1592 portti M» • · · » » » ··· • · • · ··· ♦ · · • ♦ I ♦ i * · i • · i • I· • « 1117365 on kytketty Vbias3:een ja MOSFETin 1594 portti on kytketty Vbias4:ään.
Kun MOSFETit 1592 ja 1594 ovat johtavassa tilassa, maksimikollektoribiasvirta Ice annetaan LNA:n 5 1220 transistorille 1540. Kun MOSFET 1592 on poiskyt- kettynä, minimikollektoribiasvirta ICC annetaan transistorille 1540 riippumatta MOSFETin 1594 tilasta. Mi-nimikollektoribiasvirtatilaa kutsutaan myös ohitusti-laksi ja se voi olla virraton riippuen MOSFETin vuoto-10 virrasta. Lopulta, kun MOSFET 1592 on päälle, mutta MOSFET 1594 on pois päältä, kollektorin biasvirta Ice transistorille 1540 määritetään vastuksen 1596 resistanssilla ja transistorin 1540 kantojännitteellä. Taulukko 4 generoidaan virtalähteelle 1581, joka luette-15 loi ohjausjännitteet ja saadut piirikokoonpanot. Taulukko 4 on myös n-kanavaisille MOSFETeille 1592 ja 1594. Virtalähde 1581 voidaan nimetä sarjatopologiak-si, koska MOSFETit 1592 ja 1594 on kytketty sarjaan.
20 Taulukko 4 - Vastaanottimen ohjaus matkapuhe- lintoimintamoodeille
Vbias3 Vbias4__Q4__Q5__Piirikonf iguraatio korkea korkea ON ON lyhyt, maksimivirta • ·------—” — - :Λ: korkea matala ON OFF R5, ♦ _____ominaisvirta :T: matala X OFF X ohitus, _____minimivirta_ ·»· * ·
Virtalähde 1581 käyttää eri piiritopologiaa 25 kuin virtalähde 1580 saavuttaakseen olennaisesti saman ; . tuloksen. Kuitenkin, koska MOSFET 1592 on kytketty :ll/ sarjaan MOSFETin 1594 kanssa, ylimääräinen jännite ’··«* vaaditaan MOSFETin 1592 nielun ja MOSFETin 1594 läh- :T: teen yli.
··· • · • » ·· « « »« · ♦ * · • * * m « * • ·· • · 117365
Taulukosta 4 voidaan huomata, että jos LNA:ta 1220 käytetään yhdessä kahdesta moodista (maksimivirta H tai minimivirta, niin MOSFBT 1594 (Q5) voidaan elimi- H noida ja vain yhtä ohjaus jännitettä, nimittäin VM- H 5 as3:a tarvitaan. Tämä edelleen yksinkertaistaa virta- lähteen 1581 suunnittelua. Vaihtoehtoisessa sovelluk- sessa MOSFET 1592 (Q4) voidaan eliminoida. Jäljelle H jäävä MOSFET 1594 ja vastus 1596 voivat muodostaa mak- simi- tai ominaisvirran riippuen, onko MOSFET 1594 H 10 päällä vai pois päältä, vastaavasti, virtalähteillä H 1580 ja 1581 saadut edut ovat minimipiirikomponentti- määrä ja liitännän helppous ohjauspiiriin. Kuvioista H 5B ja 11 voidaan huomata, että vain kaksi MOSFETia, H yksi vastus ja yksi kondensaattori tarvitaan kumpaan- I 15 kin kahteen piiritopologiaan. Edelleen MOSFETit voi- daan valita kynnysjännitteillä, jotka ovat verrannol- B lisiä ohjausjännitteisiin. Esimerkiksi MOSFETien kyn- fl nysjännitteet voidaan valita siten, että MOSFETit ovat B täysin päällä ja pois päältä transistori- I 20 transistorilogiikalle (TTL), emitterikytketylle logii- I kalle (ECL) tai CMOS-piireille yhteensopivilla jannit- I teillä. Esimerkikkisovelluksessa MOSFETin portit on I suunniteltu hyväksymään digitaalisia ohjausjännittei- I tä.
25 Taulukot 3 ja 4 esittävät, että jokainen vir- *.’·$ talähde käsittää kolme diskreettiä virtalähtötasoa *:· (maksimi-, minimi- ja ominaistaso) . Kuitenkin virta- lähteet voidaan suunnitella jatkuvasäätöisiksi tai pienin askelin säätyviksi. Täten sen sijaan, että käy- .*··. 30 tettäisiin vain korkeita ja matalia jännitteitä MOSFE- • · IIIe Tin portteihin, välijännitteitä voidaan myös käyttää.
“·* Tietyllä MOSFETilla nieluvirta on portti-lähde- jännitteen funktio. Täten virtalähteen virtaa voidaan
• · I
ϊ·ί i säätää pienin askelin sopivan port ti-lähdejännitteen O 35 säädöllä.
.*:*· Tyypillisesti nieluvirta suhteessa portti- .···. lähdejännitteeseen tietyllä MOSFET-suunnittelulla * « ··# *t | * · · : *·. : * M · I117365 vaihtelee merkittävästi MOSFETista toiseen. Tämä vaihtelu estää MOSFETien käytön useimmissa sovelluksissa, paitsi yksinkertaisissa sovelluksissa, kuten ON- ja OFF-kytkennöissä. Kuitenkin MOSFETeja voidaan käyttää 5 virran ohjaamiseen jatkuvalla (tai olennaisesti jatkuvalla) tavalla soveltamalla kalibrointia ja/tai ohjausmekanismia. Esimerkkinä virtalähteen virtaa voidaan mitata eri porttilähdejännitteillä ja tämä mallinnus voidaan tallentaa myöhempää käyttöä varten. Mallinnus 10 voidaan toteuttaa tuotantovaiheessa tehtaassa tai normaalissa toiminnassa käytännössä. Vaihtoehtoisesti virtalähteen virtaa voidaan säätää pienin lisäyksin normaalitoiminnan aikana ja LNA:n lähdön epälineaarisuutta voidaan mitata ja sitä voidaan käyttää virta-15 lähteen säätämiseen. Jos epälineaarisuuden määrä LNA:n lähdössä on yli ennalta määrätyn kynnyksen, virtalähdettä voidaan säätää lisävirran antamiseksi. Vaihtoehtoisesti, jos epälineaarisuuden määrä LNA:n lähdössä on alle ennalta määrätyn kynnyksen, virtalähdettä voi-20 daan säätää pienemmän virran muodostamiseksi. Useita muita menetelmiä kalibrointiin ja/tai virtalähteiden ohjaukseen niiden käytön mahdollistamiseksi jatkuvassa tai puolijatkuvassa käytössä (esim. useampia virta-askeleita) voidaan toteuttaa ja ne ovat keksinnön pii-25 rissa.
* · \'*: Taulukot 3 ja 4 on esitetty n-kanavaiselle MOSFETille. Eri taulukkoja voidaan suunnitella saman ;T: virtalähdejoukon (maksimi, minimi ja ominaisvirta) * ..**· muodostamiseksi eri tulologiikalle käyttäen n-kana- ,·*·, 30 vaieta MOSFETia, p-kanavaista lisäysmoodin MOSFETeja, ***** β·«β p-kanavaista vähennysmoodin MOSFETeja tai minkä tahan sa MOSFET-tyypin yhdistelmää. Esimerkkisovelluksessa . e käytetään FETejä virtalähteissä, koska FETit eivät ku- *·ί : luta ylimääräistä valmiustilaa tai biasvirtaa ja ovat ··· \**: 35 erityisen soveltuvia käytettäviksi matkaviestinlait- **:*. teissä. Sama virta kulkee läpi molempien FETien ja .···. LNA:n. FETin läpi ei ole ylimääräistä porttivirtaa.
··· M « • · * : ·* •\ : • ·* • 9 1117365 39
Kuitenkin muita transistoreita (kuten J-FET, CMOS, BJT) voidaan myös käyttää ja ne ovat keksinnön piirissä.
Esillä olevan keksinnön mukaiset virtalähteet 5 voivat olla käytössä LNArssa 1220, kuten yllä kuvattiin tai muissa vahvistimissa. Entuudestaan tunnetaan useita vahvistintoteutuksia ja niitä käytetään. On epäkäytännöllistä luetella täydellistä luetteloa vahvistimista, joita voidaan käyttää esillä olevassa kek-10 sinnössä. Kuitenkin muita vahvistimia voidaan käyttää ja ne kuuluvat keksinnön piiriin.
Edellä oleva edullisten sovellusten kuvaus on annettu, jotta ammattimies voisi valmistaa tai käyttää esillä olevaa keksintöä. Näiden sovellusten eri modi-15 fikaatiot ovat ammattimiehelle selviä ja tässä esitettyjä yleisiä periaatteita voidaan soveltaa muihin sovelluksiin keksimättä mitään uutta. Täten esillä olevaa keksintöä ei ole tarkoitettu rajoitettavaksi tässä esitettyihin sovelluksiin vaan vaatimusten määrittelyn 20 laajimpaan piiriin.
• ** i • ·« • * • ft· «««· ··· • · ♦ • · · * · ·*· • « • · ··· • e· ! : ··· • · • ♦ · • ♦ · · ··· • · • · ··« ··· • i i • · · ft*· • · « · ··· * ·· ·
* « I
• ft • · ft ft ft ft ft ft ft# ft ft
Claims (23)
1 40 1 1 7365
1. Vahvistinpiiri, joka käsittää: vahvistinvälineet (1220) tulosignaalin vastaanottamiseksi ja lähtösignaalin antamiseksi; ja 5 virtavälineet (1580, 1581, 1583), joka on kytketty vahvistinvälineisiin (1220) ainakin yhden ohjaussignaalin vastaanottamiseksi ja biasvirran antamiseksi vahvistinvälineille (1220) vasteena ainakin yhteen ohjaussignaaliin; 10 tunnettu siitä, että virtavälineet (1580, 1581, 1583) on käytettävissä säätämään biasvirtaa perustuen vahvistinvälineiden (1220) lähtösignaalin epälineaarisuuteen.
2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen piiri, tunnettu siitä, että käsittää välineet (1290) vahvistinvälineiden (1220) lähtösignaalin epälineaa-risuusmäärän mittaamiseksi.
3. Patenttivaatimuksen 1 tai 2 mukainen pii ri, tunnettu siitä, että virtavälineet (1580, 1581, 1583) käsittää ensimmäisen aktiivilaitteen (1582, 1584, 1592, 1594). » . 25 4. Patenttivaatimuksen 3 mukainen piiri, J · f • / tunnettu siitä, että virtavälineet (1581, 1583) ··* •••J käsittää toisen aktiivi laitteen (1592, 1594) kytkettynä V· sarjaan ensimmäisen aktiivilaitteen (1592, 1594) kans- ·«·· • * sa. ·«· : : 30 ··· :***· 5. Patenttivaatimuksen 3 mukainen piiri, ·· * tunnettu siitä, että virtavälineet (1580) kasit- : tää toisen aktiivilaitteen (1582, 1584) kytkettynä rin- • « · [11/ nan ensimmäisen aktiivilaitteen (1582, 1584) kanssa. • · ·;· 35 *·* V : 6. Patenttivaatimuksen 3 mukainen piiri, :[[[; tunnettu siitä, että ensimmäinen laite (1592, e »« m :'V ·*· i v 1117365 1594) on käytettävissä vastaanottamaan ensimmäinen ohjaussignaali ja tuottamaan biasvirran vasteena ensimmäiseen ohjaussignaaliin.
7. Patenttivaatimuksen 6 mukainen piiri, tunnettu siitä, että virtavälineet (1581, 1583) lisäksi käsittää: toisen aktiivilaitteen (1592, 1594), joka on sarjaan kytketty ensimmäiseen aktiivilaitteen (1592, 10 1594) kanssa, joka toinen aktiivilaite on käytettävis sä vastaanottamaan toinen ohjaussignaali; ja että ainakin yksi ohjaussignaali käsittää ensimmäisen ja toisen ohjaussignaalin.
8. Patenttivaatimuksen 7 mukainen piiri, tunnettu siitä, että virtavälineet (1583) lisäksi käsittää: vastuksen (1597), joka on sarjaan kytketty ensimmäisen aktiivilaitteen (1592, 1594) kanssa.
9. Patenttivaatimuksen 6 mukainen piiri, tunnettu siitä, että virtavälineet (1580) lisäksi käsittää: toisen aktiivilaitteen (1582, 1584), joka on rin-25 nan kytketty ensimmäisen aktiivilaitteen (1582, 1584) * ♦ V·· kanssa, joka toinen aktiivilaite (1582, 1584) on käy- ββ%· tettävissä vastaanottamaan toinen ohjaussignaali; ja :T: että ·»··« ainakin yksi ohjaussignaali käsittää ensimmäisen 30 ja toisen ohjaussignaalin. ··· : : ·· 10. Patenttivaatimuksen 9 mukainen piiri, , e tunnettu siitä, että virtavälineet (1580) lisäksi * käsittää: ·*· 35 vastuksen (1586), joka on sarjaan kytketty toisen ·*ί\ aktiivilaitteen (1584) kanssa. • · · ··· • · • · ··· ** · » · · : .· ·*· · ·. ·: I 117365 H H li. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mu- H kainen piiri, tunnettu siitä, että virtavälineet H (1580, 1581, 1583) lisäksi käsittää: H ohituskondensaattorin (1588, 1598), joka on kyt- 5 ketty virtavälineiden (1580, 1581, 1583) lähtöön ja H maahan.
12. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mu- kainen piiri, tunnettu siitä, että ensimmäinen I 10 tai ainakin yksi aktiivilaite (1582, 1584, 1592, 1594) I on bipolaari transistori (bipolar-junction- H transistor).
13. Jonkin patenttivaatimuksen 1-10 mukainen 15 piiri, tunnettu siitä, että ensimmäinen tai aina- kin yksi aktiivilaite (1582, 1584, 1592, 1594) on fet- I transistori (field-effect-transistor).
14. Jonkin patenttivaatimuksen 1-10 mukainen I 20 piiri, tunnettu siitä, että ensimmäinen tai aina- I kin yksi aktiivilaite (1582, 1584, 1592, 1594) on me- I tailioksidipuolijohdefet-transistori (MOSFET).
15. Patenttivaatimuksen 13 mukainen piiri, I 25 tunnettu siitä, että MOSFET, tai ainakin yksi, on H I 1/·: n-kanavainen MOSFET. ··« «·«1 :T; 16. Patenttivaatimuksen 13 mukainen piiri, tunnettu siitä, että MOSFET, tai ainakin yksi, on ,··% 30 p-kanavainen MOSFET. * · ··« «·· • · *“·1 17. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mu kainen piiri, tunnettu siitä, että virtavälineet : (1580, 1581, 1583) on käytettävissä säätämään biasvir- 35 taa erillisillä askelilla. • M» • ft · • · » • ftftft • f • t **· « If « • · f • » ft ft ft ft ft · ft ft· « « 1117365
18. Jonkin patenttivaatimuksen 1-16 mukainen piiri, tunnettu siitä, että virtavälineet (1580, 1581, 1583) on käytettävissä säätämään biasvirtaa olennaisesti jatkuvalla tavalla.
19. Jonkin edellisen patenttivaatimuksen mukainen piiri, tunnettu siitä, että käsittää välineet virtavälineiden (1580, 1581, 1583) kalibroimiseksi ennen käyttöä.
20. Menetelmä signaalin vahvistamiseksi, joka menetelmä käsittää: vahvistetaan (1220) tulosignaalia lähtösignaa-lin tuottamiseksi; 15 tunnettu siitä, että säädetään (1580, 1581, 1583) biasvirtaa pe rustuen lähtösignaalin epälineaarisuuteen.
21. Patenttivaatimuksen 20 mukainen menetelmä, 20 tunnettu siitä, että säätäminen (1580, 1581, 1583) suoritetaan erillisillä askelilla. • · "· 1
22. Patenttivaatimuksen 21 mukainen menetelmä, • 2 1 •”f tunnettu siitä, että säätäminen (1580, 1581, V · 25 1583) suoritetaan olennaisesti jatkuvalla tavalla. 9 » » 2 1
23. Jonkin patenttivaatimuksen 20-22 mukainen :3: menetelmä, tunnettu siitä, että virtavälineet (1580, 1581, 1583) on sovitettu tarjoamaan biasvirta, r .·. 30 joka menetelmä lisäksi käsittää useiden jännitteiden • « · [11/ välittämisen virtavälineille (1580, 1581, 1583) ja virtavälineiden (1580, 1581, 1583) virtatasojen mit- • · V·· taamisen sanotuilla jännitteillä. * • 1 35 • » • ·« · 2 • 9 3 •99 117365 44 PATENT KRAV
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/034,979 US6175279B1 (en) | 1997-12-09 | 1998-03-04 | Amplifier with adjustable bias current |
| US3497998 | 1998-03-04 | ||
| PCT/US1999/004888 WO1999045637A1 (en) | 1998-03-04 | 1999-03-04 | Amplifier with adjustable bias current |
| US9904888 | 1999-03-04 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FI20001942A FI20001942A (fi) | 2000-11-06 |
| FI117365B true FI117365B (fi) | 2006-09-15 |
Family
ID=21879857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FI20001942A FI117365B (fi) | 1998-03-04 | 2000-09-04 | Vahvistin, jossa on säädettävä biasvirta |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6175279B1 (fi) |
| EP (1) | EP1058963A1 (fi) |
| JP (1) | JP2002506304A (fi) |
| KR (1) | KR20010041597A (fi) |
| CN (1) | CN1119855C (fi) |
| AU (1) | AU2986199A (fi) |
| BR (1) | BR9908439A (fi) |
| CA (1) | CA2322787A1 (fi) |
| FI (1) | FI117365B (fi) |
| HK (1) | HK1035080A1 (fi) |
| TW (1) | TW437183B (fi) |
| WO (1) | WO1999045637A1 (fi) |
| ZA (1) | ZA991713B (fi) |
Families Citing this family (117)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3415431B2 (ja) * | 1998-03-20 | 2003-06-09 | 株式会社東芝 | 無線送受信機とその受信高周波ユニット及び制御ユニット |
| FI981518A (fi) * | 1998-07-01 | 2000-01-02 | Nokia Mobile Phones Ltd | Tiedonsiirtomenetelmä ja radiojärjestelmä |
| US7035351B1 (en) | 1998-07-24 | 2006-04-25 | Gct Semiconductor, Inc. | Automatic gain control loop apparatus |
| US6313688B1 (en) | 1998-07-24 | 2001-11-06 | Gct Semiconductor, Inc. | Mixer structure and method of using same |
| US6424192B1 (en) | 1998-07-24 | 2002-07-23 | Gct Semiconductor, Inc. | Phase lock loop (PLL) apparatus and method |
| US6483355B1 (en) | 1998-07-24 | 2002-11-19 | Gct Semiconductor, Inc. | Single chip CMOS transmitter/receiver and method of using same |
| US6194947B1 (en) | 1998-07-24 | 2001-02-27 | Global Communication Technology Inc. | VCO-mixer structure |
| US6754478B1 (en) | 1998-07-24 | 2004-06-22 | Gct Semiconductor, Inc. | CMOS low noise amplifier |
| JP3562967B2 (ja) * | 1998-08-06 | 2004-09-08 | アルプス電気株式会社 | Ｑｐｓｋ変調信号受信ユニット |
| US6418070B1 (en) | 1999-09-02 | 2002-07-09 | Micron Technology, Inc. | Memory device tester and method for testing reduced power states |
| US6968167B1 (en) * | 1999-10-21 | 2005-11-22 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver with calibration |
| US7558556B1 (en) * | 1999-10-21 | 2009-07-07 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver with subsampling mixers |
| US7548726B1 (en) * | 1999-10-21 | 2009-06-16 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver with a bandpass filter |
| US7113744B1 (en) * | 1999-10-21 | 2006-09-26 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver with a power amplifier |
| US6961546B1 (en) | 1999-10-21 | 2005-11-01 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver with offset PLL with subsampling mixers |
| US7299006B1 (en) * | 1999-10-21 | 2007-11-20 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver |
| US7130579B1 (en) * | 1999-10-21 | 2006-10-31 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver with a wide tuning range VCO |
| US6975838B1 (en) * | 1999-10-21 | 2005-12-13 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver with noise suppression |
| US7555263B1 (en) * | 1999-10-21 | 2009-06-30 | Broadcom Corporation | Adaptive radio transceiver |
| US6785324B1 (en) * | 1999-10-26 | 2004-08-31 | Intersil Corporation | Transceiver including reactive termination for enhanced cross-modulation performance and related methods |
| US6668028B1 (en) * | 2000-03-29 | 2003-12-23 | Sony Corporation | Low-power CDMA receiver |
| US6625238B2 (en) * | 2000-03-29 | 2003-09-23 | Sony Corporation | Low power and high linearity receivers with reactively biased front ends |
| US6782062B1 (en) * | 2000-03-29 | 2004-08-24 | Sony Corporation | Low power and high linearity receivers with reactively biased front ends |
| US6735424B1 (en) * | 2000-06-14 | 2004-05-11 | The Regents Of The University Of California | S-band low-noise amplifier with self-adjusting bias for improved power consumption and dynamic range in a mobile environment |
| US6965655B1 (en) * | 2000-06-20 | 2005-11-15 | Texas Instruments Incorporated | Apparatus for and method of optimizing the performance of a radio frequency receiver in the presence of interference |
| US6801760B2 (en) * | 2000-08-08 | 2004-10-05 | Qualcomm Incorporated | Control of receiver immunity to interference by controlling linearity |
| US6734724B1 (en) * | 2000-10-06 | 2004-05-11 | Tropian, Inc. | Power control and modulation of switched-mode power amplifiers with one or more stages |
| CA2361298C (en) * | 2000-11-08 | 2004-10-12 | Research In Motion Limited | Impedance matching low noise amplifier having a bypass switch |
| US7177610B2 (en) * | 2001-01-12 | 2007-02-13 | Silicon Laboratories Inc. | Calibrated low-noise current and voltage references and associated methods |
| AU2002240055A1 (en) | 2001-01-25 | 2002-08-06 | Regents Of The University Of Minnesota | High linearity circuits and methods regarding same |
| US6834182B2 (en) | 2001-01-31 | 2004-12-21 | Nokia Corporation | Method and apparatus providing real-time adjacent channel power ratio (ACPR) in a mobile station |
| US7076225B2 (en) * | 2001-02-16 | 2006-07-11 | Qualcomm Incorporated | Variable gain selection in direct conversion receiver |
| US7120427B1 (en) * | 2001-03-19 | 2006-10-10 | Cisco Systems Wireless Networking (Australia) Pty Limited | CMOS wireless transceiver with programmable characteristics |
| US6693492B2 (en) | 2001-05-18 | 2004-02-17 | International Business Machines Corporation | Variable gain low-noise amplifier and method |
| JP2003046403A (ja) * | 2001-08-01 | 2003-02-14 | Nec Corp | ダイレクトコンバージョン受信機 |
| US6608492B1 (en) | 2001-08-20 | 2003-08-19 | Richard Carl Entenmann | AC impedance bridge |
| US7061993B2 (en) * | 2001-08-29 | 2006-06-13 | Sony Corporation | CDMA receiver architecture for lower bypass switch point |
| EP1742374A1 (en) * | 2001-12-28 | 2007-01-10 | Nokia Corporation | Method and apparatus for scaling the dynamic range of a receiver |
| US7299021B2 (en) * | 2001-12-28 | 2007-11-20 | Nokia Corporation | Method and apparatus for scaling the dynamic range of a receiver for continuously optimizing performance versus power consumption |
| US6687491B2 (en) * | 2002-01-18 | 2004-02-03 | Sony Corporation | Direct conversion of low power high linearity receiver |
| JP3942013B2 (ja) * | 2002-01-28 | 2007-07-11 | 株式会社ルネサステクノロジ | 通信用半導体集積回路および無線通信装置 |
| US6646510B2 (en) * | 2002-03-01 | 2003-11-11 | Sige Semiconductor Inc. | Method of adjusting gain and current consumption of a power amplifier circuit while maintaining linearity |
| ATE378731T1 (de) * | 2002-05-22 | 2007-11-15 | Siemens Spa Italiana | Aufwärtsfrequenzwandler für radiosysteme |
| JP2003347870A (ja) * | 2002-05-22 | 2003-12-05 | Mitsubishi Electric Corp | 電力増幅器 |
| US7493094B2 (en) | 2005-01-19 | 2009-02-17 | Micro Mobio Corporation | Multi-mode power amplifier module for wireless communication devices |
| US7071783B2 (en) * | 2002-07-19 | 2006-07-04 | Micro Mobio Corporation | Temperature-compensated power sensing circuit for power amplifiers |
| US6774718B2 (en) * | 2002-07-19 | 2004-08-10 | Micro Mobio Inc. | Power amplifier module for wireless communication devices |
| US20040232982A1 (en) * | 2002-07-19 | 2004-11-25 | Ikuroh Ichitsubo | RF front-end module for wireless communication devices |
| GB2393052A (en) * | 2002-09-12 | 2004-03-17 | Motorola Inc | Control of the bias in an amplifier or mixer of a receiver for improved dynamic range, noise performance and efficiency |
| US20050134336A1 (en) * | 2002-10-31 | 2005-06-23 | Goldblatt Jeremy M. | Adjustable-bias VCO |
| US7130602B2 (en) * | 2002-10-31 | 2006-10-31 | Qualcomm Incorporated | Dynamically programmable receiver |
| US7095994B1 (en) * | 2002-11-27 | 2006-08-22 | Lucent Technologies Inc. | Method and apparatus for dynamic biasing of baseband circuitry in a communication system receiver |
| US6781467B2 (en) * | 2003-01-24 | 2004-08-24 | Qualcomm Incorporated | High linearity low noise amplifier |
| US7010330B1 (en) | 2003-03-01 | 2006-03-07 | Theta Microelectronics, Inc. | Power dissipation reduction in wireless transceivers |
| DE10313868B4 (de) * | 2003-03-21 | 2009-11-19 | Siemens Ag | Katheter zur magnetischen Navigation |
| ATE469467T1 (de) * | 2003-06-04 | 2010-06-15 | St Ericsson Sa | Adaptiver intermodulationsverzerrungsfilter für direktkonversionsempfänger |
| EP1501189B1 (en) * | 2003-07-22 | 2009-08-12 | Panasonic Corporation | High frequency variable gain amplification device, control device, high frequency variable gain frequency-conversion device, and communication device |
| US6987423B2 (en) * | 2003-08-19 | 2006-01-17 | Freescale Semiconductor, Inc. | Two port voltage controlled oscillator for use in wireless personal area network synthesizers |
| EP1523094A1 (en) * | 2003-10-07 | 2005-04-13 | Texas Instruments Incorporated | Automatically adjusting low noise amplifier |
| US7091788B2 (en) * | 2003-12-03 | 2006-08-15 | Intel Corporation | Biased Darlington transistor pair, method, and system |
| US20070147554A1 (en) * | 2004-01-09 | 2007-06-28 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Receiver and transmitter/receiver |
| US20050205986A1 (en) * | 2004-03-18 | 2005-09-22 | Ikuroh Ichitsubo | Module with integrated active substrate and passive substrate |
| KR101170484B1 (ko) * | 2004-04-09 | 2012-08-01 | 마이크로나스 세미컨덕터, 인코포레이티드 | 이퀄라이저의 피드포워드 필터를 제어하는 방법 및 장치 |
| US7995648B2 (en) * | 2004-04-09 | 2011-08-09 | Trident Microsystems (Far East) Ltd. | Advanced digital receiver |
| US7248847B2 (en) * | 2004-04-22 | 2007-07-24 | Kyocera Wireless Corp. | System and method for adaptively controlling receiver gain switch points |
| JP2006013810A (ja) * | 2004-06-24 | 2006-01-12 | Sharp Corp | 可変利得増幅回路 |
| KR100783495B1 (ko) * | 2004-08-12 | 2007-12-11 | 인티그런트 테크놀로지즈(주) | 프로그래머블 이득 제어 증폭기 |
| JP4335184B2 (ja) * | 2004-08-12 | 2009-09-30 | インテグラント テクノロジーズ インコーポレーテッド | スイッチを用いた高線形プログラマブル利得増幅器 |
| US20080298518A1 (en) * | 2004-08-12 | 2008-12-04 | Gopalan Krishnamurthy | Automatic Gain Control Unit of a Receiver |
| US7254371B2 (en) * | 2004-08-16 | 2007-08-07 | Micro-Mobio, Inc. | Multi-port multi-band RF switch |
| US7389090B1 (en) | 2004-10-25 | 2008-06-17 | Micro Mobio, Inc. | Diplexer circuit for wireless communication devices |
| US7262677B2 (en) * | 2004-10-25 | 2007-08-28 | Micro-Mobio, Inc. | Frequency filtering circuit for wireless communication devices |
| US7295059B2 (en) * | 2004-10-29 | 2007-11-13 | Broadcom Corporation | System and method for common mode bias for high frequency buffers |
| US7221225B2 (en) | 2004-12-03 | 2007-05-22 | Micro-Mobio | Dual band power amplifier module for wireless communication devices |
| US7423697B1 (en) * | 2004-12-16 | 2008-09-09 | Cirrus Logic, Inc. | Method and apparatus for AC coupling a signal while restoring DC levels |
| US7769355B2 (en) * | 2005-01-19 | 2010-08-03 | Micro Mobio Corporation | System-in-package wireless communication device comprising prepackaged power amplifier |
| US7580687B2 (en) * | 2005-01-19 | 2009-08-25 | Micro Mobio Corporation | System-in-package wireless communication device comprising prepackaged power amplifier |
| US7548111B2 (en) * | 2005-01-19 | 2009-06-16 | Micro Mobio Corporation | Miniature dual band power amplifier with reserved pins |
| US7202735B2 (en) * | 2005-01-19 | 2007-04-10 | Micro-Mobio | Multi-band power amplifier module for wireless communication devices |
| US7119614B2 (en) * | 2005-01-19 | 2006-10-10 | Micro-Mobio | Multi-band power amplifier module for wireless communications |
| US7084702B1 (en) * | 2005-01-19 | 2006-08-01 | Micro Mobio Corp. | Multi-band power amplifier module for wireless communication devices |
| US7292104B1 (en) * | 2005-02-11 | 2007-11-06 | Anadigics, Inc. | Variable gain amplifier |
| US7399666B2 (en) * | 2005-02-15 | 2008-07-15 | Micron Technology, Inc. | Atomic layer deposition of Zr3N4/ZrO2 films as gate dielectrics |
| DE102005030349B4 (de) * | 2005-06-29 | 2016-06-30 | Intel Deutschland Gmbh | Empfangsvorrichtung und Verfahren zum Anpassen eines Dynamikbereichs einer Empfangsvorrichtung |
| US7599670B2 (en) * | 2005-07-21 | 2009-10-06 | Microsoft Corporation | Dynamic bias for receiver controlled by radio link quality |
| DE102005044620B4 (de) * | 2005-09-19 | 2010-05-27 | Infineon Technologies Ag | Front-End-Modul für drahtlose Kommunikationsmittel |
| US20070063982A1 (en) * | 2005-09-19 | 2007-03-22 | Tran Bao Q | Integrated rendering of sound and image on a display |
| US7477204B2 (en) * | 2005-12-30 | 2009-01-13 | Micro-Mobio, Inc. | Printed circuit board based smart antenna |
| JP2007295146A (ja) * | 2006-04-24 | 2007-11-08 | Niigata Seimitsu Kk | 自動利得制御回路および低雑音増幅回路 |
| US8521198B2 (en) * | 2006-05-12 | 2013-08-27 | Qualcomm, Incorporated | Dynamic LNA switch points based on channel conditions |
| US8781426B2 (en) * | 2006-05-15 | 2014-07-15 | Qualcomm Incorporated | Techniques for controlling operation of control loops in a receiver |
| US7783272B2 (en) * | 2006-06-29 | 2010-08-24 | Microtune (Texas), L.P. | Dynamic performance control of broadband tuner |
| US7477108B2 (en) * | 2006-07-14 | 2009-01-13 | Micro Mobio, Inc. | Thermally distributed integrated power amplifier module |
| US8031651B2 (en) * | 2006-09-29 | 2011-10-04 | Broadcom Corporation | Method and system for minimizing power consumption in a communication system |
| US7592870B2 (en) * | 2007-08-13 | 2009-09-22 | Newport Media, Inc. | Low noise, low power, high linearity differential amplifier with a capacitive input impedance |
| JP2009194699A (ja) * | 2008-02-15 | 2009-08-27 | Dx Antenna Co Ltd | 高周波増幅器 |
| US8005449B2 (en) * | 2008-06-11 | 2011-08-23 | Newport Media, Inc. | Subsampling wideband RSSI circuit |
| CN102224675B (zh) | 2008-11-25 | 2014-04-02 | 应美盛股份有限公司 | 动态偏置放大器 |
| US9325360B2 (en) * | 2010-09-28 | 2016-04-26 | Qualcomm Incorporated | Reducing non-linearities in a differential receiver path prior to a mixer using calibration |
| US8130032B1 (en) * | 2010-09-29 | 2012-03-06 | Texas Instruments Incorporated | Systems and methods for high-sensitivity detection of input bias current |
| US9178669B2 (en) * | 2011-05-17 | 2015-11-03 | Qualcomm Incorporated | Non-adjacent carrier aggregation architecture |
| US9325535B2 (en) * | 2011-09-27 | 2016-04-26 | Skyworks Solutions, Inc. | Apparatus and methods for variable DC bias to improve linearity in signal processing circuits |
| US9473085B2 (en) * | 2014-09-09 | 2016-10-18 | Qualcomm Incorporated | Input switch leakage compensation |
| US9893752B2 (en) | 2014-10-31 | 2018-02-13 | Skyworks Solutions, Inc. | Diversity receiver front end system with variable-gain amplifiers |
| CN105048976B (zh) * | 2015-07-13 | 2018-05-22 | 苏州经贸职业技术学院 | 一种基于lm3886芯片的功率放大电路 |
| EP3142250A1 (en) * | 2015-09-11 | 2017-03-15 | Catena Holding bv | Amplifier linearization |
| CN109314496B (zh) | 2016-03-14 | 2023-01-17 | 美国亚德诺半导体公司 | 用于宽带放大器的有源线性化 |
| US10530320B2 (en) * | 2016-07-15 | 2020-01-07 | Psemi Corporation | Attenuator de-Qing loss improvement and phase balance |
| JP2018050159A (ja) * | 2016-09-21 | 2018-03-29 | 株式会社村田製作所 | 送受信モジュール |
| EP3574582B1 (en) * | 2017-01-26 | 2024-09-18 | Analog Devices, Inc. | Bias modulation active linearization for broadband amplifiers |
| US10848109B2 (en) | 2017-01-26 | 2020-11-24 | Analog Devices, Inc. | Bias modulation active linearization for broadband amplifiers |
| KR101952875B1 (ko) * | 2017-08-24 | 2019-05-23 | 삼성전기주식회사 | 전력 증폭기 및 이를 포함하는 집적회로 |
| CN108183717A (zh) * | 2017-12-30 | 2018-06-19 | 广州市广晟微电子有限公司 | 一种动态控制功耗的接收机及控制方法 |
| CN112534713A (zh) * | 2018-08-31 | 2021-03-19 | 德克萨斯仪器股份有限公司 | 用于电压缓冲的方法和装置 |
| CN109379102A (zh) * | 2018-12-06 | 2019-02-22 | 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） | 多通道捷变频收发装置 |
| CN109634339B (zh) * | 2018-12-18 | 2020-10-30 | 深圳市华星光电半导体显示技术有限公司 | 电压调整电路及电压调整方法 |
| US11658764B2 (en) * | 2020-12-16 | 2023-05-23 | Qualcomm Incorporated | Biasing technique for receiver based on radio frequency (RF) jammer detection |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3436672A (en) * | 1966-03-08 | 1969-04-01 | Us Navy | High input impedance amplifier circuit |
| US4077012A (en) | 1976-01-28 | 1978-02-28 | Nippon Gakki Seizo Kabushiki Kaisha | Amplifier devices |
| JPS5342633A (en) * | 1976-09-30 | 1978-04-18 | Toshiba Corp | Voltage sense circuit of semiconductor memory device |
| JPS55107307A (en) | 1979-02-08 | 1980-08-18 | Pioneer Electronic Corp | Transistor circuit |
| CA1201775A (en) * | 1982-07-19 | 1986-03-11 | Yukio Akazawa | Monolithic integrated circuit device including ac negative feedback type high frequency amplifier circuit |
| US4520324A (en) * | 1983-03-11 | 1985-05-28 | National Semiconductor Corporation | MOS Gain controlled amplifier |
| US5283479A (en) * | 1991-04-30 | 1994-02-01 | Microunity Systems Engineering, Inc. | BiCMOS logic gate having plural linearly operated load FETs |
| FR2731570B1 (fr) * | 1995-03-07 | 1997-05-23 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuit logique a etage differentiel |
| US5721500A (en) | 1996-02-07 | 1998-02-24 | Lucent Technologies Inc. | Efficient CMOS amplifier with increased transconductance |
| DE69726657T2 (de) | 1996-03-06 | 2004-10-07 | Philips Intellectual Property | radio receiver with RF amplifier |
| US5666089A (en) | 1996-04-12 | 1997-09-09 | Hewlett-Packard Company | Monolithic step attenuator having internal frequency compensation |
| US5710522A (en) * | 1996-07-15 | 1998-01-20 | Pass Laboratories, Inc. | Amplifier having an active current source |
-
1998
- 1998-03-04 US US09/034,979 patent/US6175279B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-03-03 ZA ZA9901713A patent/ZA991713B/xx unknown
- 1999-03-04 KR KR1020007009791A patent/KR20010041597A/ko not_active Application Discontinuation
- 1999-03-04 JP JP2000535084A patent/JP2002506304A/ja active Pending
- 1999-03-04 EP EP99911151A patent/EP1058963A1/en not_active Withdrawn
- 1999-03-04 AU AU29861/99A patent/AU2986199A/en not_active Abandoned
- 1999-03-04 WO PCT/US1999/004888 patent/WO1999045637A1/en active IP Right Grant
- 1999-03-04 BR BR9908439-2A patent/BR9908439A/pt not_active Application Discontinuation
- 1999-03-04 CN CN99805827A patent/CN1119855C/zh not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-04 CA CA002322787A patent/CA2322787A1/en not_active Abandoned
- 1999-07-07 TW TW088103313A patent/TW437183B/zh not_active IP Right Cessation
-
2000
- 2000-09-04 FI FI20001942A patent/FI117365B/fi not_active IP Right Cessation
-
2001
- 2001-08-15 HK HK01105741A patent/HK1035080A1/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6175279B1 (en) | 2001-01-16 |
| BR9908439A (pt) | 2001-12-18 |
| JP2002506304A (ja) | 2002-02-26 |
| EP1058963A1 (en) | 2000-12-13 |
| TW437183B (en) | 2001-05-28 |
| CN1119855C (zh) | 2003-08-27 |
| ZA991713B (en) | 1999-11-24 |
| KR20010041597A (ko) | 2001-05-25 |
| CA2322787A1 (en) | 1999-09-10 |
| AU2986199A (en) | 1999-09-20 |
| CN1299531A (zh) | 2001-06-13 |
| WO1999045637A1 (en) | 1999-09-10 |
| FI20001942A (fi) | 2000-11-06 |
| HK1035080A1 (en) | 2001-11-09 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| FI117365B (fi) | Vahvistin, jossa on säädettävä biasvirta | |
| CA2313471C (en) | Programmable linear receiver | |
| CA2312958C (en) | Programmable dynamic range receiver | |
| US7376400B2 (en) | System and method for digital radio receiver | |
| EP0999649B1 (en) | Method and arrangement for linearizing a radio receiver | |
| Kivekas et al. | Calibration techniques of active BiCMOS mixers | |
| US7302241B2 (en) | Wireless receiver without AGC | |
| JPH11340859A (ja) | Ｃｄｍａ方式受信機における利得制御方法 | |
| KR200173900Y1 (ko) | 수신 특성을 향상시킨 이동 단말기 | |
| MXPA00005619A (en) | Programmable linear receiver | |
| MXPA00005622A (en) | Programmable dynamic range receiver |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FG | Patent granted |
Ref document number: 117365 Country of ref document: FI |
|
| MM | Patent lapsed |