JP2002500751A - マルチビット相関器を備えたスペクトル拡散受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 地上Ｃ／Ａ符号ＧＰＳ受信システムが、受信されたコンポジット信号の１１個の２分の１チップのセグメントをデジタル式にサンプリングし、フィルタリングし、二進数として記憶し、この数字を多重化し、トラッキングすべき衛星のための一連のマルチビット符号レプリカの各々とパラレルに相関化する。街の交差点内でも高速再捕捉を行うだけでなく、マルチパストラッキングおよびマルチパス干渉の訂正を行う符号期間ごとに、各衛星に関する少なくとも２２の遅延時間を評価できるよう、メモリマトリックスのセル内に遅延時間固有の相関積の各々を累積する。メモリマトリックスのすべてのセルを使用して、単一衛星の捕捉を約４ｍｓ以内で行うことができる。高度の外に２つの衛星のトラッキングはクロストラックホールドとクロックホールドとを交互に使用し、クロストラック推定値を更新する。単一衛星のトラッキングはクロストラックホールドとクロックホールドとを共に使用する。カーブを含む動きの検出された変化により、ナビゲーションデータが更新される。

Description

【発明の詳細な説明】 マルチビット相関器を備えたスペクトル拡散受信機 発明の背景 １．発明の分野 本発明は一般的にはスペクトル拡散受信機に関し、特に自動車、トラックおよ びその他の陸上車両のための地上ナビゲーションで使用されているようなＧＰＳ ナビゲーションシステムに関する。 ２．従来技術の説明 自動車用ナビゲーションは、これまで外部センサ、例えばオドメータ（走行距 離計）からの距離測定により、ある程度支援された高速道路および道路マップを 用いて行われてきた。過去１０年の間に、全地球的測位測定システム、すなわち ＧＰＳ、衛星ナビゲーション受信機における改良によりいくるかのＧＰＳの自動 車用ナビゲーションシステムが現れた。 従来のＧＰＳ自動車用ナビゲーションシステムは、自動車の最後に既知となっ た位置および行き先データを利用し、あらかじめ存在するマップデータベースか ら得られるルートおよびカーブデータを含むルートデータベースを計算している 。ＧＰＳ受信機は視界のある空に分布する最少３つまたは４つの衛星と共に運用 され、ユーザーの位置を定める３つの直交座標を提供するｘ_user、ｙ_userおよび ｚ_userのみならず、必要な衛星の時間を提供するｔ_userを含む４つの必要な未知 の値を決定、または少なくとも推定している。予め決定された値、例えばｚ_est やｔ_estから未知の時間または高度を予測できると見なす技術、例えば時間また はクロックホールドまたは高度ホールドによって、視界内の３つ以下の衛星によ り、ＧＰＳ受信機を作動させることが可能であった。特にクロックホールドおよ び高度ホールド技術の双方を使った二次元の位置を解くよう、わずか２個の衛星 で地上用ＧＰＳ受信機が作動されていた。 自動車用ナビゲーション環境で４つのＧＰＳ衛星からの連続的な受信を維持す ることは困難であることが多く、かつ公知のクロックおよび高度ホールド技術は 少なくとも２つの衛星を用いた場合にしか使用できないので、公知の従来の自動 車用ナビゲーションシステムは推測航法情報を提供するために、外部センサから の情報によりＧＰＳ位置情報を一般に増強していた。推測航法情報はジャイロス コープのような慣性ナビゲーションシステムによって得られることが多い。 慣性ナビゲーションデータによりＧＰＳデータを増強することにより３つ以下 の衛星しか見えなくても、例えばトンネル内や高いビルの間にある都市でもＧＰ Ｓナビゲーションシステムを使用することが可能となっている。しかしながら、 これらシステムを組み合わせるための複雑さおよびコストが増す結果としてシス テムの受け入れが限られることとなった。 従来のＧＰＳ受信機はトラッキングしている衛星ごとに別個のトラッキングチ ャネルが必要である。複数の衛星と共に使用できるよう各トラッキングチャネル を別個のハードウェア部品または単ートラッキングチャネルの時間分割多重化に よって各チャネルを使用することができる。各トラッキングチャネルでは、別々 にドップラーシフトしているので各衛星の相対的運動を補償し、次に局部的に発 生された衛星の特定符号と相関化している。 これまで衛星信号捕捉モードと称されるモードの間では捕捉している衛星の局 部的に発生された符号の遅延された符号をドップラー回転された受信信号と相関 化し、どの遅延時間が最も正確に受信中の符号と相関化しているかを決定するこ とにより、その衛星に対して衛星から受信した符号と局部的に発生された符号と を同期化している。特定の衛星に対し、一旦同期化が得られれば、その衛星チャ ネルはトラッキングモードとなり、このモードではドップラー回転し、受信され た信号を、その衛星のための局部的に発生された符号と連続的に相関化し、擬似 オレンジ情報を含む位置情報を決定している。トラッキング中、従来の受信機は 異なる相対的遅延時間、例えば符号の同期化した、すなわち迅速な変形符号に対 し、Ｃ／Ａ符号チップ幅だけ早い遅延時間および遅い遅延時間で、ドップラーシ フトし、受信された信号と局部的に発生された符号の１つ以上の変形符号とを同 期化することも行っている。これら早期相関関数および後期相関関数は、プロン プト相関関数の同期化を正確に維持するのに使用される。 特定の衛星に対するトラッキングが開始した後に、衛星信号を見失い、よって 同期化のために局部的に発生された符号の必要なタイミングを正確に知ることが できなくなると、従来の受信機は信号捕捉モードまたはこのモードの限定された 変形モードに入り直し、局部的に発生された符号と受信された符号とを再び同期 化するよう、多数回の相関化により衛星信号を再び捕捉する。局部的に発生され た符号が受信された信号と一旦再同期化されると、再びその衛星からの信号から 位置情報データが得られる。 ＧＰＳシステムのみならず、最適動作のために送信機と受信機との間のほぼ直 接的な視線が存在しなければならない視線系と見なすのに充分高い周波数を利用 するその他の多くの無線周波数（ＲＦ）通信システムは、異なる多数のパスを通 して受信される信号を受信機が処理しなければならないマルチパス効果の障害を 受けることが多い。一般的な例として、アンテナを備えたテレビ受信機が送信さ れている信号の多数のコピー信号を受信するような簡単な放送用テレビシステム が挙げられる。 このような多数の受信信号は１回以上の反射を含む別の、一般には好ましくな い信号パスから生じるものである。送信機から受信機への単一パスが１回の反射 を含む場合、この信号パスは定義によりダイレクトパスよりも長くなるはずであ る。このようなマルチパスシステムは、マルチパス信号の到達時間が信号のとっ たパス長さに応じて決まるので、信号の到達時間を測定または使用しなければな らないシステム、例えばＧＰＳシステムに１つの問題を引き起こす。 マルチパス信号、すなわち反射信号を含むすべての信号をストレートフォワー ドに処理することにより、受信機で実行する処理が劣化することが多い。上記単 純な放送用テレビ送信システムでは、受信機により改善されていないマルチパス 信号を処理する結果、テレビ画像に多数の信号がずれて表示されるゴーストと称 される劣化現象が一般に生じる。このようなずれてディスプレイされる多数のビ デオ信号は、受信される種々のマルチパス信号のパス長さの差から生じるもので ある。 ダイレクトパスは最短のパスであり、よって送信機から受信機へ最短の伝搬時 間がかかるが、種々の望ましくないマルチパス信号はこれよりも長い種々の長さ を有するので、ダイレクトパス信号よりも伝搬時間が長い種々の値となる。これ ら信号はテレビ受像機では一部が到達時間に従って処理されるので、その結果生 じるビデオディスプレイは異なるパス長さに従ってテレビモニタ上の空間内に若 干ずれた複数の画像が表示されることがある。 マルチパス受信の問題に対する従来の部分的な解決案は多く存在している。テ レビ放送の例では、受信機によって処理されるマルチパス信号の数を少なくする ために、受信機に対し指向性の高いアンテナが使用されることが多い。更に、信 号の振幅はパス長さの二乗によって劣化するので、ダイレクトパス信号の振幅は 一般に不要なマルチパス信号の振幅よりも実質的に大きいという知識を利用した 種々の弁別技術が開発されている。 他のタイプのシステム、例えばＰＲＮ符号化されたスペクトル拡散信号を使用 するＧＰＳシステムでは、従来の所定の技術は使用が困難または不可能である。 例えばＧＰＳ送信機は複雑な軌道パスを有する衛星に設置されるので、多数の送 信機の位置は常に変化する。これにより、指向性の極めて高いアンテナシステム はほとんど完全に使用できなくなっている。同様に、ＧＰＳ受信機で使用されて いるような受信機を含むデジタル受信機は、受信信号の振幅のみに依存していな いことが多く、むしろ信号特性、例えば到達時間に依存している。 複雑な受信機、例えばＧＰＳ受信機のために現在使用されているマルチパス処 理技術は全く複雑であり、不正確さが生じることが多い。１９９５年５月９日に パトリック・フェントン氏に付与され、ノバテル通信社（カナダ）に譲渡された 、米国特許第5,414,729号明細書には、かかる従来の技術の一例が記載されてい る。この技術では、マルチパス信号成分を含む、部分的に処理された受信信号の 自己相関関数と予想されるダイレクトパス信号の予想される自己相関関数とを比 較し、更に処理できるようにマルチパス信号からダイレクトパス信号を分離しよ うとしている。処理された相関パワーと予想される相関パワーとを比較するこの 技術は複雑であり、依存する部分的に処理された信号自身が受信機の限界を含む マルチパス効果の他に多くの効果から劣化を受けるという点でエラーを生じるこ とがあり、これによりマルチパス処理技術の精度または有効性が低下することが ある。 例えばＧＰＳ衛星の送信機から位置情報を決定するために、ＧＰＳ Ｃ／Ａ信 号をトラッキングする際に、一般に種々のＧＰＳ衛星の各々から受信されるＣ／ Ａ信号のダイレクトパス成分のＰＲＮ変調の符号位相として知られる到達時間の 正確な推定値を誘導することが重要である。また、搬送波の位相として知られ得 変調を加えた衛星から送信される基礎となる搬送波信号の位相の正確な推定値を 誘導することも重要である。しかしながら上記引用したフェントンの特許の図６ 、７および８に例として明らかに示されているように、遅延されたマルチパス成 分は、かかるトラッキングで使用されている相関化関数をひずませることにより 、符号および搬送波の位相の推定値のトラッキングを劣化させる。 従来の構造の限界を解消しマルチパス干渉を含む広いレンジの受信条件で改善 された結果を生じさせる、ＧＰＳナビゲーションシステムで使用するための受信 機のような改善されたスペクトル拡散受信機が必要とされている。 発明の概要 １つの特徴によれば、本発明は共通に必要とされる２つまたは３つ以下のＧＰ Ｓ衛星からの連続的なＧＰＳデータにより連続的にナビゲートできるＧＰＳ受信 機を使用した改善された地上ナビゲーションシステムを提供するものである。こ のＧＰＳデータは他のソースからのデータにより増強される。増強データのソー スは外部センサからのデータ、マップデータベースを含むデータベースや車両を ナビゲートすべき物理的環境の知識を含むことができる。かかる増強データを使 用することにより、連続的に見ることができる２つまたは３つ以下のＧＰＳ衛星 と共に、スタンドアローンＧＰＳシステムのみならず外部センサやマップデータ ベースと一体化されたＧＰＳシステムのためのＧＰＳ衛星ナビゲーションの問題 解決が可能となる。 他の特徴によれば、本発明はデジタルＡＳＩＣおよびＲＦチップセットならび に比較的広いＩＦバンドを使用するＧＰＳシステムを提供するものである。ＲＦ チップと共に簡単な２極のＬＣ ＩＦフィルタが関連し、他方、低いクロックレ ートでシステムを作動するようにデジタルチップにデシメータまたはデジタルフ ィルタが関連している。簡単な２極フィルタは、より複雑で高価な５極または６ 極フィルタの代わりに使用されるものであり、このような５極または６極フィル タはこのタイプの従来の受信システムでは使用されていなかったものである。 別の特徴によれば、本発明は走行情報の方向を与えることによりルーティング を決定するのに使用されるマップデータを単一の衛星の問題解決のためのデータ 増強のソースとしても使用するＧＰＳ受信機を提供するものである。 更に別の特徴によれば、本発明は物理的環境からの情報を使用してＧＰＳデー タを増強する方法を提供するものである。例えば車両は通常、道路の幅よりも広 くないトラックに制限されており、道路の幅の半分だけのトラックに制限されて いることが多く、列車はそのトラックの幅に制限されている。このようなクロス トラックの制限データは増強データを提供し、車両を視界内の１つの衛星だけに よってナビゲートし続けることができるようにする。このクロストラック制限デ ータによりＧＰＳに基づく走行距離計の測定値を与えるよう、これまで走行した 総距離を計算するのに有効な、トラックに沿ったデータを計算することが可能と なる。 本発明により唯一の衛星をトラッキングしながらオドメータの表示として使用 するために、トラックに沿った距離を計算することが可能となる。クロストラッ クホールドはトラックに沿ったデータを直接提供するものであり、車両の場合、 従来のオドメータの表示の代わりに有効な走行距離情報を直接提供する。 クロックホールドおよび高度ホールドの他に、本発明は予測されるトラック、 例えば道路に沿った車両、例えば自動車の進行を決定するために、視界内の単一 衛星を使用するクロストラックホールドと称することができる技術を使用してい る。これまで第２衛星から必要であったデータは、トラックに対して直交してい るので、道路の適当な幅を示している。この値は充分小さい値と仮定したり制約 したりすることができるので、視界内の単一衛星からの有効なＧＰＳナビゲーシ ョンを得ながら、この値の推定値、例えばｙestが、本明細書でクロストラック として説明したモードを提供することができる。 換言すると、本発明によれば、時間や、高度、クロストラックナビゲーション データをホールドまたは推定しながら、オントラックナビゲーション情報に対す る単一衛星からのデータを使用することにより、単一衛星によるナビゲーション を行うことができる。 物理的環境、例えばトラック上を走行中の車両が行うカーブ動作における他の ソースから上記の他に、または上記の代わりに必要な増強データを得ることがで きる。本発明の別の特徴によれば、車両は走行中に行うカーブ動作を検出し、カ ーブのタイミングに従ってカーブ時の車両の現在位置を更新することができる。 このカーブ検出はＧＰＳから誘導される位置情報の変化から誘導される車両のベ クトル速度の変化をモニタするか、またはコンパスの方位の変化をモニタするか 、または他の適当な手段により行うことができる。 別の特徴によれば、本発明は選択されたトラックに沿った車両の進行に関連す るオントラック情報を提供するために、少なくとも１つのＧＰＳ衛星をトラッキ ングするための手段と、トラックに垂直な車両の運動に関連したクロストラック 情報の推定値を提供するための手段と、オントラック情報およびクロストラック 推定値から車両ナビゲーションデータ、例えば車両位置または車両速度を与える ための手段とを備えた、トラックに沿って車両をナビゲートするためのＧＰＳシ ステムを提供するものである。 更に別の特徴によれば、本発明は選択されたトラックに沿った車両の進行に関 連するオントラック情報を提供するために、少なくとも１つのＧＰＳ衛星をトラ ッキングし、トラックに垂直な車両の運動に関連するクロストラック情報の推定 値を提供し、オントラック推定値およびクロストラック推定値から車両の位置を 決定することにより、単一のＧＰＳ衛星から位置情報を誘導する方法を提供する ものである。 更に別の特徴によれば、本発明は所定のトラックに沿った特定の点で車両がカ ーブを曲がったことの表示を誘導し、このカーブ表示と、記憶されたナビゲーシ ョンデータとを比較し、特定の点における、またはその近くにおける１つ以上の 予測されたカーブに関連したデータを選択し、カーブの表示と予測されたカーブ データとを比較し、表示されたカーブが予測されたカーブに対応することを確認 し、カーブ表示に対応する時間に予測されたカーブ位置に車両が位置することを 表示するようＧＰＳ位置情報を更新することにより、道路上で車両のナビゲート を行うためのＧＰＳ位置情報を更新する方法を提供するものである。 更に別の特徴によれば、本発明は選択されたトラックに沿った車両の走行方向 に関連したオントラック情報を提供するよう、少なくとも１つのＧＰＳ衛星をト ラッキングするための手段と、選択されたトラックに沿った車両の走行方向の変 化から車両のナビゲーションデータを誘導するための手段とを備えた、車両をナ ビゲートするためのＧＰＳシステムを提供するものである。 更に別の特徴によれば、本発明は遮られた衛星からのデータを、交差点内に位 置する場合を除き、高いビルが視界から衛星を遮るような都市環境内で車両が交 差点を横断するような短い時間の間にしか衛星が見えなかったとしても、遮られ た衛星からのデータがナビゲーションの解法を助けることができるような高速衛 星再捕捉方式を提供することにより、都市の道路の交差点において可能となる衛 星の視覚性の一般的な改善を活用するものである。 更に別の特徴によれば、本発明は受信すべきスペクトル拡散信号に関連した局 部的に発生された信号の複数の変形信号を発生するための手段と、局部的に発生 された信号の変形信号の少なくとも２つとスペクトル拡散信号とを組み合わせ、 少なくとも２つの変形信号の各々に関連した積信号を発生するための手段と、少 なくとも２つの積信号を評価し、局部信号の第３変形信号のパラメータを調節す るための手段と、局部信号の調節された第３変形信号とスペクトル拡散信号とを 組み合わせ、データ信号を発生するための手段と、スペクトル拡散信号が入手で きない時にパラメータの推定値を決定するための手段と、推定された値に関連し た、局部信号発生された信号の別の複数の変形信号と受信された信号とを組み合 わせ局部的に発生された信号の別の複数の変形信号の各々に関連した別の積信号 を発生する手段と、別の積信号を評価し、再捕捉されたデータ信号を発生するた めの手段を有するスペクトル拡散受信機を提供するものである。 別の特徴によれば、本発明はＧＰＳ衛星から受信した信号と符号の局部的に発 生されたモデルの早期バージョン、プロンプトバージョンおよび後期バージョン とを相関化し、プロンプトバージョンの遅延時間を調節し、選択された衛星をト ラッキングし、選択された衛星を利用できない時に遅延時間の予測値を維持し、 局部的に発生された符号の複数の異なる早期変形例と衛星から受信された信号と を相関化し、相関積を発生し、局部的に発生された符号の複数の異なる後期変形 例と衛星から受信された衛星とを相関化し、相関積を発生し、所定のスレッショ ルドを越える最大の相関積を発生する変形例を、衛星をトラッキングするための 符号の新しいプロンプト変形例として選択することにより、先に利用できなかっ た選択された衛星を再捕捉することにより、衛星からの符号化されたＧＰＳ信号 に対し受信機を作動させる方法を提供するものである。 更に別の特徴によれば、本発明はサンプル数の２倍の数に均一に分割可能な多 数の時間セグメントに、送信された符号の時間をスライシングするための第１の 時間スライシングレベルと、各々が送信機のうちの１つのトラッキングに使用さ れるよう、複数のチャネルとなるように各時間セグメントを分割するための第２ の多重化レベルと、セグメントのうちの１つにおけるチャネルの各々を多数の符 号位相遅延テストに分割する第３レベルとを有する、複数の送信機からの固定さ れた長さの時間において繰り返される固定された数のビットを有するスペクトル 拡散符号のためのスペクトル拡散受信機を提供するものである。 別の特徴によれば、本発明は複数のソースから受信されるスペクトル拡散信号 のコンポジット信号からデジタル式にフィルタリングされたＩおよびＱサンプル を誘導するためのサンプラーと、各インターバルの間に受信される信号サンプル を多数の時間セグメントに分離するための手段と、各チャネルが複数のソースの うちの１つを表示するようになっている複数のチャネルの各々となるように、シ ーケンシャルなサンプルの異なる変形サンプルを分離するための時間分割マルチ プレクサと、各チャネルにおけるサンプルの変形サンプルとそのチャネルによっ て表示されるソースからの信号に印加されるスペクトル拡散符号の一連のシーケ ンシャルに遅延された変形符号とを相関化するための相関器と、信号に関連した 情報を誘導するよう１つ以上のインターバルの間に実行される相関化の結果を処 理するよう、チャネルの各々における一連の遅延時間の各々に関連したアキュム レータとを備えた、共通する固定インターバルにおいて繰り返される異なるスペ クトル拡散符号により各々が変調される複数のソースからの信号を処理するため の受信機を提供するものである。 別の特徴によれば、本発明は残留符号位相トラッキングまたはマルチパス信号 を同時に受信することによる擬似オレンジエラーを検出し、推定し、訂正するＧ ＰＳ受信機を提供するものである。特に、生じた相関関数の特徴とマルチパスひ ずみがない場合に予想される相関関数のモデルとを比較することにより、内部で 発生される符号と共に受信されるマルチパス信号とダイレクトパス信号とのコン ポジット信号の相関関数のひずみを検出する。この比較によって残留エラーの符 号の表示が得られる。 ダイレクトパス信号と１つ以上のマルチパス信号のコンポジット信号は相関関 数をひずませると判断さえれている。最も一般的なケースのようにマルチパス信 号がダイレクトパス信号よりも微弱であれば、受信されるかかる信号間の干渉の 結果、相関関数のひずみを予測することができる。マルチパス信号の搬送波の位 相がダイレクトパス信号の搬送波の位相よりも約０度〜９０度シフトしている場 合、これら信号は互いに強め合うように働くので、その結果相関関数が広くなる 。同様に、マルチパス信号の搬送波の位相がダイレクトパス信号の搬送波の位相 よりも９０度〜約１８０度ずれている場合、これら信号は互いに相殺し合い、そ の結果相関関数が狭くなる。 符号の位相をトラッキングし、決定するための符号トラッキングループでは、 相関積が使用される。最も一般的な方式は、１つのＣ／Ａ符号チップだけ分離さ れた同じ振幅（またはパワー）の点をトラッキングし、同じ振幅のこれら点の間 の中間点として、ダイレクトパス信号の到達時間を推定することである。ダイレ クトパス到達時間の両側における同じ振幅の点は、早期相関時間および後期相関 時間として知られており、ダイレクトパスの推定到達時間は定刻相関時間と称さ れる。マルチパス信号が存在する場合、早期相関関数と後期相関関数の間の中間 点、すなわちプロンプト相関関数がダイレクトパス信号の到達時間の正確な推定 値とはならないように、相関関数がひずむことが判っている。 コンポジット信号の相関関数がダイレクトパスのみの信号に対し予想される相 関関数よりも広くなるようにひずむと、このひずみの結果、遅れエラーが生じ、 プロンプト相関関数が受信される真のダイレクトパス信号を遅らせるという遅れ エラーが生じる。同様に、コンポジット信号の相関関数は予想される相関関数よ りも狭くなると、ひずみの結果、プロンプト相関関数がダイレクトパス信号の到 達時間よりも進むという進みエラーが生じる。 従って、プロンプト相関は残留符号トラッキングエラーとして本明細書に記載 された量だけ、ダイレクトパス信号の実際の到達時間を進めたり遅らせたりする 。このエラーの大きさは相関関数を広くしたり狭くしたりする程度によって近似 することができる。このエラーの低減またはエラーの検出および訂正により、そ の結果得られる位置決定の精度を高めることができる。 本発明は受信される直接信号およびマルチパス信号のコンポジット信号を処理 し、直接的でないパスの望ましくないマルチパス信号の効果を解消するために、 受信された信号から引くことができる受信された信号の剛性レプリカを発生する ことにより、マルチパス信号の効果を直接キャンセルする改善されたマルチパス 信号処理技術も提供する。受信された信号を実際にキャンセルするレプリカを発 生するのに必要な工程の結果として、マルチパス成分による劣化を生じることな く、実際の搬送波および符号位相を正確に決定することができる。システムおよ び必要な信号処理の複雑さを低減し、更なる処理の精度を高めるために、受信さ れた信号を部分的に処理した後にキャンセル動作を行うことが好ましい。 別の特徴によれば、本発明は受信された信号に加えられるトラッキングループ を使用してマルチパス成分を含む受信された信号の正確なレプリカを構成するマ ルチパス信号処理のための改善された技術を提供するものである。次に、レプリ カは処理中の信号からキャンセルされ、マルチパスによる劣化を生じることなく 、受信された信号を復号化する。レプリカ信号は最小二乗法または同様な近似技 術を用いることにより、マルチパスによって生じたひずみを含む受信されたＧＰ Ｓ信号を近似するように合成される。これによりマルチパス信号プロフィルの有 効な推定値が得られる。この推定値から、受信されたダイレクトパスＧＰＳ信号 の符号および搬送波位相の比較的正確な測定値が誘導される。 更に別の特徴によれば、本発明はスペクトル拡散信号の各シーケンシャルセグ メントと、少なくとも１つのシリーズの、異なるように時間遅延された符号レプ リカとを相関化するための、マルチビットデジタル相関器と、符号ソースに固有 な情報を誘導するよう相関器に応答自在なマトリックス手段とを含むスペクトル 拡散受信機を提供するものである。マルチビット相関器は各シーケンシャルなセ グメントの一部と符号レプリカのセグメントの一部とを同時に相関化するための 一組の相関器から構成することができる。一連の異なる時間、遅延される符号レ プリカはシーケンシャルなものでもよいし、インターレースしてもよい。 効率的なＣ／Ａ ＧＰＳ動作をするためには、各セグメントは３、１１および ３１から選択された数に比例する数の２分の１チップ幅の長さを有する信号サン プルを含むべきであるが、衛星チャネルおよび時間遅延数はその番号の他方に比 例する。 マルチビット相関器は第１シーケンシャルセグメントで作動するが、サンプル レジスタはその後のシーケンシャルセグメントを収集する。マトリック手段はス ペクトル拡散信号の相関化に関連したデータを記憶するためのｍ×ｎ個のデータ セルを含み、受信機はｍ個の異なる時間遅延された相関積のｎ個の異なる符号固 有の組または１つのコードに対しｎかけるｍ個の異なる時間遅延された相関積の いずれかを形成するように選択的に作動させることができる。 時間遅延された符号レプリカのシリーズが、選択された符号送信機からのプロ ンプト時間遅延をトラッキングするのに充分な時間のトラッキングウィンドーを カバーするだけでなく、同様に別の時間遅延された符号レプリカがトラッキング ウィンドーとは別個の時間の再捕捉ウィンドーをカバーする。この再捕捉ウィン ドーは受信機が正常に動作している間の符号送信機の遮られる予測時間後に、各 符号に対するプロンプト時間遅延相関積を含むのに充分大きい再捕捉ウィンドー となっている。 符号ソースからのマルチパス信号の不正確なトラッキングを検出するために、 プロンプト遅延時間よりも短い遅延時間を示す相関積をモニタするための手段と 共に、符号ソースからのプロンプト遅延時間をトラッキングするためのマトリッ クス手段に応答するトラッキング手段を使用することによりマルチパス性能が改 善される。更に所定の遅延時間を有する相関積に対する等しい相関積の大きさの 比に応答し、プロンプト遅延を選択するための手段と共に、時間遅延レプリカの ２つの相関積を等しくさせるための手段を使用して干渉を訂正するよう、プロン プト相関の周りの相関積の比を分析することによりマルチパスエラーが低減され る。このプロンプト遅延時間は等しい相関積の間の中間の遅延時間を有する、相 関積に対する等しい相関積の大きさの比が１以上であれば、等しい相関積の遅延 時間の間の中間よりも短く選択され、等しい相関積の遅延時間の間の中間の遅延 時間を有する、相関積に対する等しい相関積の大きさの比が１未満であれば、等 しい相関積の遅延時間の間の中間よりも長く選択される。 第１レートで符号ソースから受信される信号のデジタル化されたサンプルを形 成するためのサンプリング手段と、第１ゲートよりも実質的に遅い第２レートで デジタル化されたサンプルからのシーケンシャルセグメントを形成するためのデ ジタルフィルタリング手段を使用することによりＩＦバンド幅を改善することが できる。 受信機のエネルギー消費量を低減するために多数の符号期間の間、相関化を一 時的に中断するための手段、および符号ソース固有の情報の誘導を連続するため の相関化を再開するための手段を使用することにより、ハンドヘルドの運用を補 助することができる。見かけ上連続したディスプレイがされるように相関化を定 期的に再開してもよい。中断期間はモデル化されていないクロックドリフトが符 号ソースからの信号を相関化するのに使用される遅延時間の間の時間差よりも短 くなるように充分短く、かつ符号期間の倍数となっている。相関化は符号の単一 ソースと連動するクロックとローカルクロックとを同期化するためのクロックド リフトをモデル化するための手段に応答するか、またはオペレータの介入に応答 して再開してもよい。 更に別の特徴によれば、本発明は各値が衛星信号の受信されたコンポジット信 号のシーケンシャルなセグメントを表示するようになっているｘ個のマルチビッ トのデジタルセグメント値をＣ／Ａ符号期間ごとに形成し、少なくともｎ×ｍ個 の遅延時間固有の相関値を形成するようにＣ／Ａ符号変調のｍ個の異なる時間遅 延されたセグメントのｎ個（ここでｘ、ｍおよびｎはＣ／Ａ符号期間ごとの番号 符号チップの各主要係数である）の衛星固有の組と各デジタルセグメント値とを 相関化し、相関値からナビゲーション情報を決定することによりＧＰＳ Ｃ／Ａ 符号受信機を作動する方法を提供するものである。 ２つの等しい相関値の大きさと等しい相関値の間にある相関値の大きさとを比 較し、等しい相関積の大きさが両者の相関値の間にあるピーク相関値の半分以下 である場合に、等しい相関値によって表示される遅延時間の中間よりも大きいプ ロンプト遅延時間を選択し、等しい相関積の大きさが両者の相関値の間にあるピ ーク相関値の半分よりも大きい場合に、等しい相関値によって表示される遅延時 間の中間よりも小さいプロンプト遅延時間を選択することにより、マルチパス性 能が改善される。 受信機のエネルギー消費量を低減するために、一連の符号期間の間、相関化工 程を中断することによりバッテリーによる運用が改善される。この中断期間は、 特定の衛星に関連する遅延時間セグメントのシリーズによって示される遅延時間 を受信機の内部クロックがドリフトするのにかかる時間よりも短くなっている。 ディスプレイを更新したり、また内部クロックを更新するように定期的に、また はプッシュ固定モードにおけるオペレータの介入に応答して相関化が再開される 。 図面の簡単な説明 図１は、本発明に係わる自動車ナビゲーションシステムの作動の概略図である 。 図２は、衛星が見にくくなっている間にナビゲーションを改善するよう使用さ れる、図１に示されたＧＰＳ自動車ナビゲーションシステムのブロック図である 。 図３は、高速衛星再捕捉に使用されるＧＰＳ受信機の単一衛星チャネルの略図 である。 図４は、より細かいグラデーションの相関インターバルを提供するように、更 に複数の組の遅延された符号サンプルを相関化する、図３に示された単一衛星チ ャネルの一部の略図である。 図５は、図１に示されたＧＰＳ自動車ナビゲーションシステムの関連する処理 部品および衛星トラッキングチャネルのＡＳＩＣに設けられた好ましい実現例の 機能ブロック図である。 図６は、図１に示されたＧＰＳ自動車ナビゲーションシステムのドップラーブ ロックの機能ブロック図である。 図７は、図１に示されたＧＰＳ自動車ナビゲーションシステムの符号化ブロッ クの機能ブロック図である。 図８は、図１に示されたＧＰＳ自動車ナビゲーションシステムの相関器の機能 ブロック図である。 図９は、ドップラーブロックと符号化ブロックと相関器と図５に示されたシス テムの他のブロックとの間の相互接続を示す概略機能ブロック図である。 図１０は、本発明のデータパスを示す、図５および９に示されたシステムの作 動のブロック図である。 図１１は、本発明のデータパスの作動を示す、一連の分解時間セグメント図で ある。 図１２は、図１に示された衛星受信機部分のより詳細な図を含む、本発明に係 わる完全な受信機システムを示すＧＰＳ受信機システムの概略ブロック図である 。 図１３は、ＧＲＦ１ ２０４のブロック図である。 図１４は、ＧＲＦ１ ２０４のピンアウト図である。 図１５は、ＡＧＣインターフェースのタイミング図である。 図１６は、ＡＳＩＣ ＧＳＰ１ ２０２とＧＲＦ１ ２０４と関連する部品の 間の好ましい相互接続を示す接続図である。 図１７は、搬送波の位相がダイレクトパス信号の搬送波の位相と約０度および 約１８０度異なるマルチパス信号が存在することによってひずんだ相関関数と共 に、マルチパス干渉がない場合に受信されたダイレクトパス信号の相関積を示す グラフである。 図１８は、本発明によるマルチパス残留符号位相エラー検出、計算・訂正によ る遅延ロックされたトラッキングループを示すＧＰＳ受信機の一部のブロック図 である。 図１９は、搬送波トラッキングループにおいて後にキャンセルするためにマル チパス信号のレプリカをエラートラッキングループで発生する、本発明の別の実 施形態を示すＧＰＳ受信機の一部のブロック図である。 図２０は、比較および選択のためにビットを復調するまでパラレル処理パスを 使って未知のナビゲーションデータ変調ビットの予測値をトラッキングする、本 発明の更に別の実施形態を示すＧＰＳ受信機の一部のブロック図である。 図２１は、エラートラッキングループに印加される符号の位相に加える代わり に、処理すべき未処理信号から予測ナビゲーションデータビット変調を取り除く 、図２０に示されたシステムに類似したシステムのブロック図である。 図２２は、符号位相検証および直接ならびにマルチパス信号のモデル化を示す ２２タップの遅延ライン内の種々の位置における直接信号およびマルチパス信号 に対する早期、プロンプトおよび後期相関積の位置を示す、いくつかの時間にお ける数個のＳＶに対する累積された相関積のマトリックスの略図である。 図２３は、すべてのＳＶに対する符号位相検証をするために、高速捕捉モード で別個のチャネルを逐次使用する、本発明に係わるシステムの一実施形態の動作 の略図である。 図２４は、衛星が見にくくなっている間にナビゲーションを改善するために使 用される、図２に示されたＧＰＳ自動車ナビゲーションシステムの別の実施形態 のブロック図である。 図２５Ａおよび２５Ｂは、直線ラインで予想されるトラックを使用することか ら生じる、クロストラックエラーを示す図である。 図２６は、本発明に係わるエネルギー低減スリープ作動モードのフローチャー トである。 好ましい実施形態の詳細な説明 図１は、本発明に係わるＧＰＳ自動車ナビゲーションシステムの作動の概略図 である。 図２を参照し、より詳細に説明するＧＰＳ自動車ナビゲーションシステムは、 自動車１０に搭載されており、この自動車１０は道路１２の中心に沿って移動中 である。図の左下象限内にあるＮＡＶＳＴＡＲ衛星１４は、自動車１０の視界内 にある。道路１２と道路１６との交差点２２上にほぼ位置するシミュレートされ たＧＰＳ円形オーバーヘッドディスプレイは、自動車１０から見て水平線上に衛 星１４が０度〜４５度の仰角にあることを示している。 説明上、衛星１８は０度〜４５度の仰角で頭上に位置している。しかしながら 衛星１８と自動車１０との間の視線はビル２０によって遮られるので、衛星１８ は図示するように道路１２に沿った位置にある自動車１０の視野内にはない。同 様に、衛星１２と自動車１０との間の視線もビル２１によって遮られている。し かしながら後述するように、自動車１０が交差点２２を通過する際に衛星１９と 自動車１０との間の視線は、自動車が交差点２２内の位置１１に位置すると、瞬 間的に視界が開ける。 次に図２を参照する。ＧＰＳ自動車ナビゲーションシステム２４は、図１の自 動車１０に設置することができる、本発明に係わる自動車ナビゲーションシステ ムの第１実施形態である。このＧＰＳ自動車ナビゲーションシステム２４は、Ｇ ＰＳ自動車システムモジュール２６を含み、このモジュールにはＧＰＳアンテナ ２８により衛星から受信した信号、例えばマップデータベース３０による自動車 １０の現在−および将来の予測される−物理的環境に関連するデータ、および例 えば入力デバイス３６により自動車のオペレータから入力されるデータが与えら れる。ＧＰＳ自動車システムモジュール２６はディスプレイユニット３４を介し 、例えばＧＰＳマップディスプレイ状となっている出力信号をオペレータに提供 する。このディスプレイユニットは視覚的なディスプレイのみならず視覚的に与 えられるデータを補足するか、または部分的に置換するのに必要な音声インター フェースアナウンス情報の双方を含むことができる。 本発明はＧＰＳ受信機のみ、例えばマップデータベース３０からのマップデー タによって支援されるＧＰＳ受信機やマップデータベースのみならず、例えば外 部センサからの外部情報ソースの双方によって使用されるＧＰＳ受信機と共に使 用するように構成することができる。この外部情報ソースは望ましい情報を得る のに充分な数の衛星が視界内にない間、推測航法により位置情報を維持するのに 使用することができる。 作動時にＮＡＶＳＴＡＲ衛星から受信されたすべての信号のコンポジット信号 は、ＧＰＳアンテナ２８によってＧＰＳ自動車システムモジュール２６の衛星受 信部３６へ印加される。次に、個々のＮＡＶＳＴＡＲ衛星からの信号は衛星固有 のトラッキングチャネル、例えばＳａｔＴＲＡＫチャネル３８、４０、４２およ び４４でトラッキングされる。４〜１２個の衛星をトラッキングし、１〜１２本 の衛星トラッキングチャネルを使用することはまさに従来どおりであるので、説 明を簡潔にするため、４本のチャネルしか示していない。これら衛星固有のトラ ッキングチャネルの出力信号はＳａｔプロセッサ４６によって処理され、適当な 論理制御回路を介し、ＧＰＳ１プロセッサ、例えばＰｏｓプロセッサすなわちＮ ａｖ Ｓｏｌｎ４８にｘ_user、ｙ_user、ｚ_userおよびｔ_userデータが与えられ、 このプロセッサは位置データを決定するためにナビゲーションの解を求める。次 に位置データはＰｏｓプロセッサ４８により自動車のオペレータのための適当な ディスプレイ、例えばディスプレイユニット３４へ加えられる。 図２における外部センサ４９は適当にセンサデータ、またはローカルもしくは 衛星位置情報、またはローカル位置または衛星位置情報を直接Ｐｏｓプロセッサ ４８に与える位置情報を適宜与えることができ、Ｓａｔプロセッサ４６やマップ ／ディスプレイプロセッサ５０によって決定される位置情報と比較することがで きる。 この位置センサ４９は向き、スピード、速度または加速度もしくは推測データ を発生できる他のデータを含む、推測航法用の位置情報を更新するのに有効な情 報を与える任意のセンサとすることができる。従来のセンサは磁気的または光学 的ジャイロ、フラックスゲートコンパス、走行距離計またはホイールセンサ等を 備えた慣性ナビゲーションシステムを含む。これとは異なり、外部ＧＰＳフォー マット信号、例えば擬似ライトによって与えられる信号を使って現在の衛星、す なわち位置情報を更新してもよい。 ナビゲーション走行の開始時に自動車１０のオペレータは一般にＣＤ ＲＯＭ のような適当なデータ記憶デバイスをマップデータベース３０に挿入したり、キ ーパッド、キーボード、ポインティングデバイス、トラックボール、タッチスク リーン、グラフィックパッド、音声認識インターフェース、またはかかる入力デ バイスの組み合わせから適宜構成できる入力デバイス３２を介してデータを入力 したりすることにより、予定するルートの周りの物理的環境に関するデータをＧ ＰＳ自動車システムモジュール２６へ与える。自動車１０のオペレータは更にデ ィスプレイユニット３４と相互作用するマウスまたはトラックボールのようなデ ータ入力デバイスを介したり、入力デバイス３２を介したりして、ＧＰＳ自動車 システムモジュール２６内に予定する目的地も入力する。次にＧＰＳ自動車シス テムモジュール２６のマップ／ディスプレイプロセッサ５０は、マップデータベ ース３０によって与えられる場面の細部およびナビゲーションルールに従って、 希望する目的地に対する原点として一般に現在位置から希望するルートを発生す る。この適当なルートデータは道路および道路間のカーブの形態でルーティング を含むルートデータベース５２に記憶される。付加的情報、例えば高度、道路幅 等もマップデータベース３０やルートデータベース５２に入れてもよい。これら データベースはＧＰＳ自動車ナビゲーションシステム２４に収容してもよいし、 さらには適当なディスクドライブに入れたフロッピーのような外部記憶メディア からＧＰＳ自動車システムモジュール２６に利用できるようにすることもできる 。 ナビゲーション中、視界内の各衛星は衛星トラッキングチャネルでトラッキン グすることができる。例えば４つ以上の衛星が視界内にあれば、視界内の衛星の 各々は個々のチャネル、例えばＳａｔＴＲＡＫチャネル３８、４０、４２、４４ でトラッキングされる。次に、衛星トラッキングチャネルの出力はＳＡＴプロセ ッサ４６へ加えられ、このプロセッサは４つの未知数、例えばｘ_user、ｙ_user、 ｚ_userおよびｔ_userの衛星に基づく解を与える。ｘ_userおよびｙ_userで示される データはこれまで衛星表面の二次元の直交成分、例えば北および東として使用さ れていた。しかしながら本発明によれば、ｘ_userおよびｙ_userはオントラックお よびクロストラック方法と称される車両の走行方向に固有な一対の直交方向のデ ータを示すのに使用することが好ましい。 従来の方位、例えば北、南、東、西は、地球の磁極、すなわち真の北極に対す る方位であったが、本発明で使用するオントラックおよびクロストラックはルー ト内の特定の点における自動車１０の予想走行方向に対する方位である。例えば 地球表面に対する方位、例えば北西を使用する場合、真の北の向きからの９０度 のカーブは車両の速度ベクトルを０度から９０度の角度に変更するが、自動車１ ０が予想されるトラック上に停まっている限り、同じカーブは、カーブの前後の 車両の速度ベクトルの０度角は変化しない。 ｚ_userによって示されるデータは一般に表面高度、例えば海抜高度であるが、 ｔ_userによって表示されるデータは、衛星のトラッキングチャネルの１つ以上か ら決定される真の時間である。 視界内の４つの衛星からの信号から、位置情報の４つのすべての未知数のを誘 導できるので、視界内のＧＰＳ衛星配座から得られる精度限度内の正しい位置情 報をＰｏｓプロセッサ４８によってマップ／ディスプレイプロセッサ５０へ与え ることができる。衛星から決定される位置情報はマップデータベース３０からの 物理的データやルートデータベース５２からの希望するルーティングデータによ り処理され、ディスプレイユニット３４を介し、自動車１０のオペレータへ適当 なナビゲーション情報を与える。 視界内に３つ以下の衛星しかない場合、Ｐｏｓプロセッサ４８へ印加されるｔ_user の解は、例えば位置推定値、すなわちモデル４３内の内部クロックモデル５ ４から得られるｔ_est５４の推定される解と置換することができる。同様に、ｚ_{u ser} 解はマップ／ディスプレイプロセッサ５０へ印加される現在のＧＰＳ位置情 報に従ってルートデータベース５２から得られるルーティングデータに従い、位 置モデル６３内の高度推定値５６から得られるｚ_est５６の解と置換してもよい 。視界内に２つの衛星しかない場合、ｔ_userおよびｚ_userの代わりにｔ_estおよ びｚ_est５６をＰｏｓプロセッサ４８に印加し、使用する。このようにｔおよび ｚ変数に対する推定またはモデル化された解を使用すること、すなわちｔ_est５ ４およびｚ_est５６を使用することはこれまでクロックホールドおよび高度ホー ルドとしてそれぞれ知られていることである。 これまで説明したＧＰＳ自動車ナビゲーションシステム２４の特定の構造は、 請求の範囲に記載した本発明の要旨および範囲から逸脱することなく使用できる システムを構成する多数の公知の方法の１つにすぎないと認識すべきである。本 発明によれば、１つの衛星しか見えない場合、ｙ_userの代わりに使用するための ｙ_est６０を与えるために、既知または推定された道路幅を使用することができ る。このｙ_est６０はルートデータベース５２やマップデータベース３０から誘 導することができる。ｘおよびｙの未知数は直交しているので、ｘ_userを使って オントラック情報、すなわち所定のトラックに沿った自動車１０の進行を記述す ることができ、他方、ｙ_est６０はクロストラック情報、すなわちどれだけ自動 車１０が道路の中心からずれたかを示す。 従って図１を参照すると、ｘ_userは道路１２に沿った自動１０の進行を表示す るのに使用され、ｙ_est６０は道路１２の幅を表示するのに使用される。道路幅 は比較的狭く、従ってナビゲーションルートに沿って測定すべき距離と比較して あまり大きくないことが多いので、道路の実際の幅はマップデータベース３０か ら誘導または推定することができる。最大の許容可能なクロストラックエラー、 すなわちｙの最大許容可能な適当な値は道路の物理的な幅によって制限されるの で、ｙ_est６０は正確に推定するのが比較的容易である。 ｙ_est６０、ｚ_est５６およびｔ_est５４を使うことにより、視界内の唯一の衛 星からの信号を用いて既知の道路に沿った自動車１０のための有効なナビゲーシ ョンデータを与えることができる。ここで適当に正確な従来の、すなわち初期位 置情報が必要であり、自動車１０のパスに対する衛星位置によっては単一衛星ナ ビゲーションのためにすべての見えるＮＡＶＳＴＡＲ衛星が適当であるわけでは ないとを知ることが重要である。単一衛星ナビゲーション中に決定される位置情 報はトラックに沿った位置情報であり、この情報は累積され、トラックに沿った 走行累積距離を決定するのに使用される。このデータはこれまで車両内で走行距 離計によって提供されていた走行距離情報を提供するものであり、この情報の代 わりに使用することができる。 次に図１および２の双方を参照する。所定のルートに沿った進行を更新するた めに、既知のカーブの検出を用いて地上ＧＰＳナビゲーションを改良するのにカ ーブデータを使用することができる。視界内に少なくとも４つの衛星がある場合 に、自動車１０の位置をＧＰＳシステムの精度まで知ることができる。クロック 、高度またはクロストラックホールドもしくはそれらの組み合わせを用いると、 使用する推定値の不正確さによって自動車の既知の位置が劣化する。例えばクロ ックホールド中は内部クロックモデル５４のドリフトおよびｔ_est５４のソース の不正確さによって、不正確さの大きさに応じて位置をその精度まで、知ること ができる精度が劣化する。同様に、推定高度または固定高度からの高度変化、す なわちｚ_est５６の不正確さは、既知の位置の精度を劣化させる。また道路幅の 変 化および道路幅に関するマップデータ内の不正確さ、すなわちｙ_est６０内の不 正確さも位置情報を劣化させる。 視界内に４つの衛星がある場合でも、見ることができる衛星の幾何学的形状に よってＧＰＳ信号による位置測定を行うことが困難となることがある。更に、地 上ナビゲーション中に、例えばビルまたは障害物により衛星が一時的に遮られる ことはありふれたことである。 従って、可能であれば実際の位置により自動車の現在位置を知ることができる 精度を更新することが好ましい。４つの衛星が視界内にある場合、更新情報は時 々有効となるが、視界内に４つ以下の衛星しかない場合、この更新情報は補助デ ータとして常に有効となる。単一衛星ナビゲーション中は位置情報のエラーが累 積するのを防止するために、この更新情報は極めて有効である。 作動時において初期位置および行き先はシステムに与えられており、システム は従うトラックを決定している。従うべきトラック、すなわちルート情報はルー ト情報のデータベース、例えばルートデータベース５２として与えることができ る。使用する実施形態では、トラック６２は交差点２２までの道路１２のセンタ ーラインに従ってカーブ６４を行い、道路１６のセンターラインに従う。トラッ ク６２、道路１２および１６、交差点２２およびカーブ６４は、マップ／ディス プレイプロセッサ５０によりルート作成中に入力デバイス３２を介し入力された 現在位置および目的地からルートデータベース５２に与えられる。 自動車１０がカーブ６４で曲がる際には、自動車１０の物理的位置が極めて正 確に判っている。既知の初期位置に類似した位置リセットを行うことにより、こ のような特定時間における自動車位置の正確な知識を適宜使用して、ＧＰＳナビ ゲーション情報を更新することができる。位置決定を不明瞭にするほどカーブ６ ４の角度が大きすぎる場合、カーブからの更新情報は最も有効となりやすい。４ ５度よりも大きいカーブを検出することができると予想される。車両の速度が速 くなるにつれて、より小さいカーブ角度も有効な情報となり得る。この位置更新 情報は位置モデル６３へ送られ、内部クロック、すなわちｔ_estモデル５４、高 度すなわちｚ_estモデル５６、ｙ_estモデル６０のみならず自動車のトラックに沿 ったモデルであるｘ_est６０を更新する。これら４つの値はマップデータベース ３０、ルートデータベース５２、現在位置プロセッサ７０、Ｐｏｓプロセッサ４ ８や外部センサ４９からの情報によって更新できる位置モデル６３を予測し、最 も正確な利用可能な位置モデル６３を形成する。同じデータソースに対する予想 値を提供するために、この位置モデル６３も使用することができる。 自動車の実際のカーブはＧＰＳデータまたは他の従来の手段、例えば磁気コン パスまたは慣性ナビゲーションセンサから測定される車両速度ベクトルの変化に よって検出することができる。図３を参照して後述する高速再捕捉システムによ れば、単一衛星ナビゲーションが必要な場合でも、ＧＰＳデータ単独でかかるカ ーブを適宜検出することができる。カーブ検出器６６によって検出されるカーブ は、ルートデータベース５２からのデータと相関化され、マップデータベース３ ０の精度まで自動車の実際の位置を決定する。特に単一衛星ナビゲーション、す なわちクロックと高度、すなわちクロストラックホールドの組み合わせを使用す る場合、ＧＰＳシステムから利用できる精度よりも容易に、かつ適宜大きくする ことができる。従って、位置更新は現在位置測定の精度を実質的に高めることが できる。 本発明のこの実施形態の方法の利点は、推測航法のナビゲーションを行ってい る間の既知の点を識別し、使用することに類似している。既知の道路点で累積エ ラーが実質的に低減されるので、追加的な将来の位置測定のエラーは過去のエラ ーを累積するという欠点を有するものではない。 図２に示されるように、ルートデータベース５２は一般にマップデータベース ３０からの、トラック６２に関連したデータをマップ／ディスプレイプロセッサ ５０に与え、現在のＧＰＳ位置をディスプレイし、更にカーブ検出器６６、カー ブ比較器６８や現在位置プロセッサ７０に類似情報も与え、位置リセットにより Ｐｏｓプロセッサ４８を更新することができる。 カーブ検出器６６は多くの異なる態様で構成でき、自動車１０が実際に曲がる カーブを検出し、後に検出されたカーブと比較するためにルートデータベース５ ２からのカーブ、例えばカーブ６４を選択するのに使用される。本発明の好まし い実施形態によれば、このカーブ検出器６６は走行方向および速度を表示する車 両速度ベクトル位置を発生するように、Ｐｏｓプロセッサ６８によって提供され る現在のＧＰＳ位置で作動することができる。車両速度ベクトルの方向部分の実 質的な変化はカーブ等の方向変化を表示し、従ってカーブ検出器６６は車両の速 度ベクトルを測定し、カーブを表示する車両速度ベクトルの変化を検出すること により、ＧＰＳ情報から直接カーブを検出することができる。 カーブ検出器６６または適当な場合の別のユニットは、現在のＧＰＳ位置情報 に基づきトラック６２に沿った自動車１０の予想位置を決定するように、ルート データベース５２によって与えられるルート情報で作動する。いったんルートに 沿った自動車１０の予想位置が決定されると、ＧＰＳデータから誘導される物理 的カーブの表示と比較できるよう、自動車１０の予想位置の領域にある１つ以上 のカーブを選択することができる。 例えばＧＰＳ位置データから誘導される実際の車両速度ベクトルの変化と、ル ートデータベース５２から誘導される特定のカーブで予測される変化とが正しく 比較されると、カーブを曲がった時の自動車１０の実際の位置を極めて正確に決 定し、これを使ってカーブにおけるＧＰＳデータを更新することができる。例え ばそのカーブで予測される時間の近くで自動車１０のＧＰＳ位置からの車両速度 ベクトルの変化から実際のカーブが検出された場合、カーブを曲がった時の自動 車１０の実際の位置を決定し、これを使って現在のＧＰＳ位置を更新し、Ｐｏｓ プロセッサ４８に加えられる位置リセットとして使用することができる。 上記とは異なり、カーブ検出器６６は自動車１０の実際のカーブの発生を決定 するための非ＧＰＳ測定値、例えばコンパスの方位または、例えば外部センサ４ ９から誘導され図２に示されるようにＰｏｓプロセッサ４８を介し、または直接 にカーブ検出器６６に加えられた慣性ナビゲーション測定値を使用することがで きる。 視界内に２つの衛星があり、これら衛星が自動車位置の二次元座標を決定する ための適当な幾何学的形状を構成している限り、ＧＰＳ信号からのカーブ検出を 容易に行うことができる。上記のような単一衛星ナビゲーションの間は、最後に 知った位置情報を更新するためにカーブ情報を使用することがより重要となるが 、実際のカーブを正確に検出できるようにするには、トラック６２に対する視界 内の単一衛星の位置もより重要となる。 捕捉された衛星と遮られた衛星との間の変化をモニタすることによってもカー ブ検出を行うことできる。例えば交差点２２に進入する前、および進入中におい て、道路１２上の自動車１０に衛星１４しか見えず、衛星１９が急に見えるよう になり、他方、衛星１４が瞬間的に遮られた場合、衛星１４から衛星１９への切 り替えを使用して各衛星からのデータに従ってカーブを表示することができる。 後述するような高速再捕捉方式を使用することにより、方向変化、すなわち衛星 の切り替えが生じる位置を充分正確に測定し、カーブにおける精密な位置更新情 報を得ることができる。 同様に、検出されたカーブデータと比較できるように、トラック６２に対する ルートデータから候補カーブを選択できるように、システムの別の部品、例えば Ｐｏｓプロセッサ４８、マップ／ディスプレイプロセッサ５０やＳａｔプロセッ サ４６からカーブ比較器６８を好ましく構成することができる。 次に図３を参照する。本発明は、別の実施形態において、例えば先に捕捉され た衛星が遮られ、次に例えば自動車が交差点を通過する際のわずかな時間の間で 衛星が現れる際に有効な、衛星信号の高速信号再捕捉を可能にするものである。 図１に示されるような自動車１０と衛星１９との間の視線を参照すると、道路 の両側に沿ったビルは、都市環境下では多数のＧＰＳ衛星までの視線を遮る障壁 として働くことが一般的である。しかしながらビル２０および２１によって形成 されるバリア壁は、一般に交差点２２のような交差点２２で中断する。例えば交 差点２２を横断中の自動車１０は衛星、例えば衛星１９までのこれまで遮られて いた視線が交差点２２におけるビル２０と２１との断絶により瞬間的に遮られれ なくなる。先に遮られていた衛星がこのように瞬間的に見えるようになるのは、 自動車１０が交差点内または交差点の端に位置する間、生じ得る。 このように衛星１９と瞬間的に接触する時間の長さは比較的短い。例えば交差 点２２が約１８．３ｍ（６０フィート）幅であり、自動車１０が毎時約５０ｋｍ （３０マイル）で走行している場合、交差点を横断するのにかかる時間は１．３ 秒と短くなり得る。従来のＧＰＳナビゲーションシステムはこのような短い時間 インターバルの間で先に衛星が捕捉されていたとしても、衛星１９からの有効な データを再捕捉したり、誘導することはない。 別の実施形態によれば、本発明は再捕捉、データの収集および位置決定のため の収集データの処理にかかる時間を最小とすることにより、かかる再捕捉の機会 を最大に活用している。次に図３を参照すると、ここには衛星トラッキングチャ ネルの各々の構成の一例として、ＳａｔＴＲＡＫチャネル３８の一部が示されて いる。初期の捕捉後、ＳａｔＴＲＡＫチャネル３８はＧＰＳアンテナ２８で受信 された衛星信号７２で作動することにより単一衛星をトラッキングする。衛星信 号７２はＳａｔＴＲＡＫチャネル３８によってトラッキングされちえる衛星から の信号を含み、これら信号は復調され、相関器７４のうちの１つにおいてＧＰＳ 衛星によって衛星信号７２に加えられていた１０２３チップの擬似ランダムスペ クトル拡散符号のコピーと乗算されることにより選択される。相関器７４は、相 関化の結果を与えるためにかかる時間を最小とするために、排他的オアゲートＮ ＯＲから構成することができる。 トラッキング中、符号発生器７６によって発生され、遅延回路７８によって排 他的ＯＲ相関器７４へ印加される符号のコピーは、受信された衛星信号７２内の 符号と同期化され、よってこの符号のコピーが衛星信号７２と相関化される。こ のような相関化は符号発生器７６内での符号発生時間をシフトしたり、外部遅延 回路によって加えられる遅延量を調節したりすることによって、当業者に公知の 数種の異なる方法で実行することができる。いずれの場合においても、ＳａｔＴ ＲＡＫチャネル３８が選択された衛星にロックされる際に、排他的ＯＲ相関器７ ４に加えられる符号は選択された衛星から受信される符号と同期化される。この ような相関関数はこの同期化を表示するために一般にオンタイム相関関数または プロンプト相関関数と称される。 従来のＧＰＳ受信機は早期相関関数および後期相関関数と称されることが多い 別の相関関数、すなわち早期相関関数および後期相関関数によって実行される相 関化を行うことにより、捕捉後の衛星信号へのロックオンを維持する。これら相 関化は所定の遅延時間、例えばＣ／Ａ符号チップの幅の半分だけ、オンタイムま たはプロンプト相関器から時間がずらされる。すなわち衛星信号内の特定チップ の発生時間が時間ｔ０である場合、理想的な条件下のプロンプト相関器は符号の レプリカを有する衛星信号７２に時間ｔ０で同じチップを乗算する。早期相関化 はｔ０−１／２チップに等しい時間で実行され、後期相関関数はｔ０＋１／２チ ップに等しい時間で実行されることとなる。符号発生器７６と受信した衛星信号 ７２との間の同期状態がドリフトし始めると、相関化の結果は、プロンプト相関 化を犠牲に早期相関関数または後期相関関数のいずれかに有利に変わり始める。 特定の衛星からの信号に対するロックオンを維持する従来の方法は、早期相関 器および後期相関器内の相関積のパワーを等しい状態に維持するのに使用される フィードバックループにより符号発生器７６のタイミングを調節することである 。このように符号発生器７６は衛星信号７２と連続的に再同期化され、よってシ ステムの精度は受信した信号のいずれかの方向（早期方向または後期方向）に１ ／２チップの範囲内となる。 例えば図１に示されるように、衛星信号がビル２０および２１によって一時的 に遮られることにより、衛星信号７２が一時的に失われると、ＳａｔＴＲＡＫチ ャネル３８が所望する衛星からの信号を再捕捉できるよう、種々の技術を使って 符号発生器７６と受信される衛星信号７２とを同期化することを試みる。上記の ように従来の技術はクロックホールドおよび高度ホールドを含み、本発明の位置 実施形態はクロストラックホールドと称される別の技術を提供するものである。 しかしながら、衛星信号の遮られる時間が短時間でなければ、かかる技術の推 定精度は、遮られる極めて短い時間の間の同期化の例外を維持するには不充分で ある。 本発明の別の実施形態によれば、先に捕捉し、次に見失った衛星信号を即座に 再捕捉するよう、現在予想されている同期時間の周りの相関化捕捉の拡張捕捉ウ ィンドーを作るように大量パラレル相関関数を用いる。特に自動車１０が交差点 ２２内に入るまでに、衛星１９からの信号が見失われていた場合でも、自動車１ ０が交差点２２を通過する時間の間に有効なＧＰＳ位置データを捕捉できるよう に、再捕捉速度は本発明によれば充分高速にされる。この目的のために拡張され た一連の相関化を一連の遅延時間で実行し、チップ幅の固定部分、例えば１／２ チップ幅だけ推定されたプロンプト相関関数の早期方向および後期方向に離間し ている。図３に示されるように、衛星信号７２は、例えばｎ個の信号サンプル７ ５を発生するように、Ａ／Ｄコンバータ７３内のアナログ−デジタル変換により 、 固定された数のサンプルに分解される。ｋ個の固定された１／２チップ幅の遅延 回路７８により、同じ数の符号サンプルが発生され、ｋ−１組のｎ個の符号サン プル８０を発生する。これら符号サンプルは遅延時間のないｎ個の符号サンプル ８０の第１の組から総計ｋ個の遅延回路７８により遅延されたｎ個の符号サンプ ル８０のｋ−１番目の組まで進行する。各遅延回路７８に対し１／２チップの遅 延時間を使用することが好ましいが、１つのチップ幅の他の何分の１かを使用し てもよい。 トラッキング中にＡ／Ｄコンバータ７３からのｎ個の信号サンプル７５との、 排他的ＯＲ相関器７４のうちの１つにおけるプロンプト相関化を実行するために 、ｎ個の符号サンプル８０のｋ／２組、すなわちｋ／２に最も近い組を適宜正し い時間だけ遅延することができる。早期相関化を実行するために、ｎ個の符号サ ンプル８０のうちのｋ／２−１組を使用し、一方、トラッキング中の後期相関化 を実行するためにｎ個の符号サンプル８０のうちのｋ／２＋１組を使用すること ができる。トラッキング中に更に別の相関化を行ってもよいが、再捕捉中にこれ を行えば、かなりの利点が得られる。 すなわち本発明では、別の遅延を使用するかなりの数の相関関数によって支援 された再捕捉モード中にも、トラッキングの際にこれまで使用されている早期相 関関数、プロンプト相関関数および後期相関関数を使用することができる。ｋ／ ２のプロンプト遅延の各側で、９または１０＋１／２チップの遅延を行うように 、（ｋ−１）＝２０から、早期および後期相関関数を使用するかどうかによらず 、プロンプト遅延の各側で適当な数の付加的遅延が生じる。このように、推定さ れたプロンプトまたはオンタイム遅延の両側で５チップ幅の時間遅延の再捕捉の 間に相関化を実行する。このことは±５×３００ｍの潜在的エラーの大きさの拡 張捕捉ウィンドーを示している。すなわちＧＰＳ自動車システムモジュール２６ によってモデル化される衛星信号７２との予測される同期化が、例えば都市部に お ける障害の結果、特定の衛星から信号が失われる間に±１５００ｍの１エラーに 等しい量だけドリフトする場合、衛星信号７２に即座にロックオンするために複 数の排他的ＯＲ相関器７４のうちの少なくとも１つが必要なプロンプト相関化を 行う。 一旦相関化が実行されると、総和器７４でｎ個の符号サンプル８０の各組に対 する相関化の結果が総和され、各々がｎ個の信号サンプル７５とｎ個の符号サン プル８０の組の各々との相関化を表示する一連の値が発生される。これら相関化 の結果は、スレッショルドテスト回路８２に加えられ、このテスト回路の出力信 号は衛星信号７２が成功裏に受信された場合に限り、ＳＡＴプロセッサ４６へ加 えられる。このスレッショルドテスト回路８２の出力信号は、再捕捉された衛星 信号に対するプロンプト相関化を表示する遅延回数を特定する。本発明によれば 、衛星トラッキングおよび再捕捉モードは分離された機能ではなく、むしろシー ムレスに相互作用することを理解することが重要である。すなわち実質的に拡張 された捕捉ウィンドーを設けることにより、信号が遮られた間、またはその他の 理由で信号が失われている間に累積される位置エラーを含むように捕捉ウィンド ーが充分広くなっている限り、迅速に再捕捉するには、トラッキングに使用され る相関化も自動的に有効となる。 再捕捉速度は衛星１９が一時的に視界内に入る交差点２２を通過中の短い時間 を利用する機会を最大にする上で極めて重要であるので、かかるすべての相関化 をパラレルに実行することが有利である。更に衛星信号がトラッキングされない 時間を最小にするために、捕捉ウィンドー内でかかるすべての相関化を連続的に 実行すると有利である。現在のところ好ましい実施形態によれば、再捕捉時間を 最小にすることにより、相関化速度を最大にし、エラーの累積を最小にするため に、排他的ＯＲ相関器２４をソフトウェアではなくハードウェアで実現している 。 作動時に自動車１０が道路１２に沿ったトラック６２に従う際に、少なくとも 一部の時間でビル２１が自動車１０と衛星１９との間の視線を遮る。衛星１９が 既にＧＰＳ自動車システムモジュール２６によって捕捉されている場合、衛星信 号と同期するための適当な時間値が推定される。この値は衛星１９が遮られてい る間、ＧＰＳ自動車システムモジュール２６内でできるだけ正確に維持される。 必要な遅延時間の予測をできるだけ正確に維持するために、すなわち信号が失わ れている間に累積される位置エラーを最小にするために、クロストラックホール ドを使用し、所定カーブで位置をリセットしたり、推測航法のための外部センサ を使用したりすることによる位置精度を維持し、または更新するための上記技術 により、上記拡張トラッキングと再捕捉ウィンドーとを組み合わせて使用するた めの実質的な利点が得られる。 現在の技術は相関器の間で１／２チップの遅延時間を設けることを有利にする ものであるが、他の遅延時間値を使用することもできる。同様に、衛星信号のタ イミングの±５チップ内にプロンプト相関化を維持できると予想することが好ま しい。従って、図３は２０のハーフチップステップでプロンプト相関器７５を囲 む±５チップの捕捉ウィンドーを得るためのプロンプト相関器７５を囲む一連の ９または１０個の早期相関器または９または１０個の後期相関器を示すものであ る。本発明では異なる数の相関器および他の遅延回路も作動することができる。 １／２チップ幅の複数の固定された遅延時間を使用することにより、衛星から の信号の即時再捕捉を１／２チップ幅の精度内で行うことができる。ＮＡＶＳｔ ａｒ衛星によって現在提供されている衛星信号７２によれば、１／２チップ幅は 約１５０ｍの最大位置エラーを示している。異なる量の遅延時間の固定された遅 延回路、例えば１／３、１／４、１／５またはその他の値のチップ幅の固定され た遅延時間を使用することにより、最大位置エラーやデータの処理速度を実質的 に低減することが可能となる。 捕捉ウィンドーの幅と望ましいレンジに必要な相関化回数との妥協を図るため に、異なる作動モードのための従来の方法は、捕捉時や再捕捉時に長い遅延時間 と短い遅延時間とを切り換えている。本発明によれば、より細かいグラデーショ ンの相関化ステップを提供するために、固定されたチップ幅の遅延時間を有利に 使用できるようにする新技術を使用している。特に図４に示されるように、一組 の１／４幅の遅延時間の等価値を提供するために、二組の１／２幅の遅延時間が 使用されている。問題を解決するアプリケーションの条件に従って、固定された 遅延時間の組の数およびそれらの間のオフセット量を選択することができる。 次に図４を参照する。符号発生器７６から直接に第１の複数の組のｎ個の符号 サンプル８０が誘導され、これらサンプルは１／２チップ幅の遅延回路７８によ り互いに遅延され、図３に設けられているような排他的ＯＲ（またはＮＯＲ）相 関器７４内でｎ個の信号サンプル７５と相関化される。説明および図解の便宜上 、第１の組のｎ個の符号サンプル８０からの出力信号を総和器８４に印加し、ｎ 個の符号サンプル８０の各組から排他的ＯＲ相関器７４で発生される相関積を総 和器８４を介してスレッショルドテスト回路８０に印加することを示している。 かかるすべての相関積は印加されるが、説明を簡潔にするために、遅延時間のな い相関積、推定されるプロンプトまたはｋ／２の遅延回路およびｋ番目の遅延回 路しか示していない。この第１の複数の組のｎ個の符号サンプル８０からの相関 積は、上記のように１／２チップ幅の遅延時間だけ離間している。 更に本発明によれば、互いに時間がずれた２つ以上のチャネル内の同じ衛星を トラッキングすることにより、１／２チップ幅の遅延回路７８の１つ以上の別の 組を使用することにより、異なる間隔の相関積の別の組を利用することができる 。他の遅延回路やオフセット量を有利に使用することもでき、遅延回路はすべて 同じである必要はないことに注目することも重要である。 特に符号発生器７６から第２の複数の組のｎ個の符号サンプル８４が発生され 、これらは１／２チップ幅の遅延回路７８によって互いに遅延される。しかしな が ら、符号発生器７６とｎ個の符号サンプル８４の組内のｎ個の符号サンプルの第 １の組との間に１／４チップ幅の遅延回路７９を挿入することにより、ｎ個の符 号サンプル８４の第２の組の遅延時間はｎ個の符号サンプル８０の第１の組の遅 延時間より所定量、例えば１／４幅の遅延時間だけオフセットしている。この結 果、ｎ個の符号サンプル８４の組内のサンプルの各々はｎ個の符号サンプル８０ の組のうちの２つの間の中間に位置する。図４に示されるように、ｎ個の符号サ ンプル８０のｋ個の組と共に、ｎ個の符号サンプル８４のｋ−１個の組しか必要 でない。 ｎ個の符号サンプル８４の組の各々は図３に設けられている排他的ＯＲ相関器 ７４でｎ個の信号サンプル７５と相関化され、相関積を発生し、これら相関積は 別の総和器８４によって合計される。上記のように、符号サンプルの組の各々と 総和器８４との間の点線は、符号サンプルの組とｎ個の信号サンプル７５との間 の相関積を総和器８４の特定の１つに印加することを示すのに用いられている。 図４から容易に理解できるように、１／２チップ幅の遅延回路の組、および単一 の１／４チップ幅の遅延回路（これは２つのチャネル間のオフセット遅延回路を 示すことができる）を使って、０番目の遅延回路からｋ番目の遅延回路までの１ ／４チップ幅の遅延回路により互いに分離された相関積が発生され、これら相関 積は個々の合計の後にスレッショルドテスト回路８２へ印加され、どの遅延回路 がＧＰＳ自動車システムモジュール２６によって再捕捉された衛星からの衛星信 号７２の現在のプロンプト遅延時間を示しているかを判断する。 第２チャネルに同じ衛星をトラッキングさせ、これを１／４チップ幅の遅延回 路７９によってオフセットすることによって、１／２チップ幅の遅延時間の第２ の組を容易に構成することができる。 このように、衛星信号のロックを捕捉したり、維持したり、再捕捉したりする ことができる遅延範囲を±１／２チップ幅から約±１／４チップ幅まで低減でき るので、これにより例えばトラッキングを最適にし、レンジエラーを最小値に低 減した場合に、ロックのためのプルインをより高速にすることが可能となる。 トラッキングおよび再捕捉を行い、捕捉ならびにロックに関連するスピード 、およびそれによって簡潔にするために同じ相関関数を使用するという点で、本 発明のよって得られるトラッキングと再捕捉のシームレスな統合化を認めること が重要である。相関関数のうちの１つを即座にプロンプト相関関数として使用で きるように、捕捉ウィンドー内に短時間で捕捉する能力は、その後のすべてのデ ータの捕捉をスピードアップする。またトラッキングのためにｎ個の符号サンプ ル８０の第１の複数の組を利用し、衛星信号７２が失われた場合にｎ個の符号サ ンプルの第２の複数の組、例えばｎ個の符号サンプル８４の組を使用することに より、再捕捉の際に更に精度を高めることも好ましい。特にすべての必要な相関 化および総和を発生するのに必要な部品およびステップの総数を低減するために 、同じ時間における異なる衛星に対し信号７２を再捕捉するためにｎ個の符号サ ンプル８４の同じ複数の組を使用することができる。 作動中、ＧＰＳ自動車システムモジュール２６は衛星１９が視界から遮られて いる間、ＳａｔＴＲＡＫチャネル３８内で衛星１９からの信号を連続してトラッ キングし、再捕捉することを試みる。自動車１０が交差点２２を通過する際にビ ル２１によって衛星１９までの視線が瞬間的に遮られることはない。ＳａｔＴＲ ＡＫチャネル３８内で実行される相関化のいずれも、相関化の一部からの相関積 がスレッショルドよりも大きくなる程度に充分な強度で衛星信号が受信されてい ることを示していれば、再捕捉は即座に完了する。新しいプロンプト相関器とし て最大振幅を示す相関器出力が選択された際に再捕捉が行われる。次にデータの 質を改善するための従来の技術が使用される。 ロックのためのセトリング時間の後にＧＰＳデータを即座に更新し、これから 誘導される現在既知の位置情報を訂正するために衛星１９からのデータが使用さ れる。衛星１９が再び即座に遮られた場合でも、高速再捕捉により交差点通過中 に得られた更新情報はＧＰＳで決定された位置の制度を大幅に改善する。これに より年の道路のような極めて困難なエリアを通過する際でも、ＧＰＳ自動車シス テムモジュール２６は正確なナビゲーションをし続けることができる。 クロストラックホールドにより単一衛星のナビゲーションデータを使用し、次 にカーブの検出により衛星データを更新したり、交差点において衛星信号を即座 に再捕捉したりすることについていずれも別々に説明したが、これらを組み合わ せても極めて有効である。マップディスプレイおよびデータベースによって支援 されたり、外部センサ、例えば慣性ナビゲーションシステムによって支援された りするスタンドアローンモードのＧＰＳ受信機を使用する地上ナビゲーションシ ステムは、１つ以上のかかるモードの組み合わせを使用することから利点が得ら れる。本発明の好ましい実施形態では、これら３つのすべての技術を組み合わせ て自動車ナビゲーションシステムの能力を最大にし、困難な環境、例えば都市の 道路を横断しながらナビゲーションデータを正確かつ有効にしている。 次に図５を参照する。本発明のＳａｔＴＲＡＫチャネル３８、４０、４２およ び４４ならびにＳａｔプロセッサ４６の主要部分をアプリケーション特定集積回 路、すなわちＡＳＩＣ１０２で構成した、本発明の好ましい実施形態について説 明する。しかしながら従来の衛星プロセッサの機能の多くはソフトウェアで実行 することができる。表示された特定の実現例はこのシステムを構成するのにＡＳ ＩＣで必要なゲート数を大幅に低減しながら１２チャネルのＧＰＳ捕捉およびト ラッキングシステムに上記のような高速再捕捉能力を与えるものである。 ＧＰＳアンテナ２８で受信された信号は視界内のすべての衛星から受信された 信号のデジタルコンポジット信号を形成し、３７.３３ｆ0（ここでｆ0は各ＧＰ Ｓ衛星に加えられたＣ／Ａ符号のチップレートである）の周波数となっているサ ンプルデータ１００を発生する。便宜上、以下の周波数をｆ0の倍数として表示 する。スペースビークル（ＳＶ）の各々または衛星はＡＳＩＣ１０２に制御信号 およびデータを与える中央処理ユニット、すなわちＣＰＵ１０１の制御により、 ＡＳＩＣ１０２内でトラッキングされる。特にＣＰＵ１０１は予想されるドップ ラーシフトに関するデータおよび各ＳＶへ加えられるＣ／Ａ符号をランダムアク セスメモリ、すなわちＡＳＩＣ１０２に関連したＲＡＭ Ｒ１ １０３に与え、 次にＡＳＩＣ１０２は指定時間にデータをＲＡＭ Ｒ２ １０５に与える。ＲＡ Ｍ Ｒ２ １０５はＡＳＩＣ１０２との間でデータをやり取りし、ＣＰＵ１０１ によるデータの更新および古いデータのＡＳＩＣ１０２の処理を同時に実行でき るようにする。ＲＡＭ Ｒ２ １０５はＡＳＩＣ１０２によりバッファとして使 用され、主に処理中の信号の中間値を記憶する。ＣＰＵを含むマイクロコンピュ ータの他の従来の部分は図示されていないが、単一衛星、クロストラックホール および上記その他の技術のみならず、Ｓａｔプロセッサ４６のその他の機能を実 行するソフトウェアを作動するデバイスを含むことができる。 ＡＳＩＣ１０２内のＣ／Ａ符号捕捉、トラッキングおよび再捕捉ブロックＣＡ ＣＡＰＴ１０４にはサンプルデータ１００が印加され、このデータはＡＳＩＣ１ ０２においてＩ／Ｑ分割器１０６によりベースバンドで合相信号、すなわちＩ信 号と直交位相信号、すなわちＱ信号に分割される。ＣＡＣＡＰＴ１０４によって 処理された後にＩ、Ｑ信号は１２チャネルのドップラーブロック１０８において ドップラーシフトに対し回転される。このドップラーブロック１０８はトラッキ ングできる１２個のＳＶの各々の予想されるドップラー周波数シフトを別々に保 証する。 次に各ＳＶに対するドップラー回転されたＩ／Ｑ信号は相関器ブロック１１０ へ印加され、ここで１２個のＳＶのうちの１つからの各信号サンプルは、そのＳ Ｖに対し１２チャネル符号化ブロック１１２によって発生されたＣ／Ａ符号の２ ０個の遅延された変形符号と多重化状に相関化される。各時間セグメントの間で 、 図１１を参照して後により詳細に説明するように、相関器ブロック１１０はアキ ュムレータ１７５において２４０のＣ／Ａ符号相関化を実行し、捕捉および再捕 捉の速度を速める。相関器ブロック１１０の出力はＩＱＡＣＣＵＭブロック１１ ４へ印加され、このＩＱＡＣＣＵＭブロック１１４の出力はアキュムレータブロ ック１１５内のＩＱＳＱＡＣＣＵＭ１１６へ印加される。ＩＱＡＣＣＵＭブロッ ク１１４は本明細書にＲＡＭ３として表示された、ＡＳＩＣ１０２に関連するＲ ＡＭの別のブロックから適宜構成される。同様に、ＩＱＡＣＣＵＭ１１６は本明 細書にＲＡＭ４として表示された、ＡＳＩＣ１０２に関連するＲＡＭの別のブロ ックから適宜構成される。 アキュムレータブロック１１５はＣＰＵ１０１の命令により捕捉モード、トラ ッキングモードおよび再捕捉モード中に異なる態様で作動する。捕捉モード中、 符号化ブロック１１２は特定のスペースビークルからの衛星信号を捕捉するのに 必要な２４０の異なる符号の多数の組を通過するようにさせられる。すなわち相 関器ブロック１１０において２４０の異なる遅延時間の多数の組が相関化され、 ＩＱＳＱＡＣＣＵＭ１１６に、パワーがその衛星との相関化を完了したことを表 示する適当な相関化出力を与える。次にこのプロセスは、捕捉すべき各衛星に対 して繰り返される。便宜上、すべての遅延回路をテストしてもよい。 再捕捉中、相関器ブロック１１０において２０の遅延時間の１つの組が相関化 され、かかる遅延が相関化を完了し、よって衛星を再捕捉したことを表示するよ うに所定のスレッショルドを越えたピーク値を与えるかどうかを判断する。この 再捕捉モードは相関器ブロック１１０内で２０の遅延時間の一組が相関化される という点で、トラッキングモード内でトランスペアレントに作動する。トラッキ ングが維持されれば、このピーク信号は特定の遅延時間から次の隣接する遅延時 間に移行することができるが、相関中の２０の遅延時間の現在の組内に維持され ることとなる。プロンプト相関積を発生するプロンプト遅延時間として最大振幅 を有する信号を発生する遅延時間を検討することが好ましい。１つだけ多いか、 または１つだけ少ない遅延時間によって発生される信号は早期相関積および後期 相関積となり、これら積は各衛星とのロックを維持するように好ましい態様で処 理することができる。 衛星からの信号がその他の理由により一時的に遮られるか、または失われた場 合、２０の遅延時間の現在の組を相関化し、再捕捉を表示する充分な振幅のピー クを探す。速度を含む最後に利用できる位置情報に基づくドップラー値および符 号値は連続的に更新され、衛星信号が再捕捉されるか、または衛星信号が見失わ れたと見なされるような充分な時間が経過するまで、相関化を実行する。 次に合相、すなわちＩ信号パスを参照し、ＡＳＩＣ１０２の作動および構成に ついてより詳細に説明する。直交位相、すなわちＱ信号パスは同一であるので、 別個に説明することは不要である。 ＣＡＣＡＰＴ１０４内でサンプルデータ１００は３７.３３ｆ0にてＩ／Ｑ分割 器１０６へ印加され、１８.６７ｆ0の２ビット信号を発生する。この２ビット信 号はデジタルフィルタ１１８により２ｆ0まで更に低減される。デジタルフィル タは加算され、量子化され、次にシリアルに１１サンプルディープバッファ１２ ０に記憶される１０サンプル、９サンプルおよび９サンプルの組を加えることに よって作動する。１１サンプルのディープバッファ１２０がいっぱいになると、 データはドップラー回転のためにパラレルブロック１２２と称される同一バッフ ァにパラレル状に転送される。従って、１１個のサンプルが、すなわち２ｆ0の １１分の１のチップレートで、すなわち約０.１８ｆ0で受信されると、１１サン プルのディープバッファ１２０からデータが転送される。１１サンプルディープ バッファ１２０はシリアル−パラレル・コンバータとして作動するが、パラレル ブロック１２２はパラレル−シリアル・コンバータとして作動する。この結果、 １ｍｓの間で１８６回のパラレル転送が行われる。 パラレルブロック１２２から２４ｆ0で１２チャネルドップラーブロック１０ ８へデータがシフトされるので、シリアルコンバータ、すなわちパラレルブロッ ク１２２の最小位ビット、すなわちＬＳＢは、ＣａｐＩＯｕｔおよびＣａｐＱＯ ｕｔ状となっているＣＡＣＡＰＴ１０４の出力となり、これら信号はＣＡＣＡＰ Ｔデータ出力１２３として１２チャネルドップラーブロック１０８へ印加される 。２ｆ0から２４ｆ0へのチップレートの増加により作動速度は１２倍となる。こ れについては後により詳細に説明する。 次に図６も参照し、チャネルドップラーブロック１０８についてより詳細に説 明する。ドップラーブロック１０８はドップラーレジスタ１２４に記憶するため にＣＡＣＡＰＴ１０４からのＣａｐＩＯｕｔおよびＣａｐＱＯｕｔを含む衛星固 有のＣＡＣＡＰＴデータ出力１２３を受信する。搬送波数値制御発振器すなわち ＮＣＯ１２５およびサイン／コサイン・ルックアップテーブル１３４による処理 の後に、衛星またはソース固有の予測されたドップラー位相もドップラーレジス タ１２４へ加えられ、ここでこの位相は同じＳＶ（すなわち他のソース）に対す るＣａｐＩＯｕｔおよびＣａｐＱＯｕｔに加えられ、ｄｏｐＩＯｕｔおよびｄｏ ｐＱＯｕｔを形成する。ドップラーブロック１０８内では搬送波＿ＮＣＯ１２５ はデータサンプルレートが２ｆ0であるので、各衛星チャネルに対する２ｆ0の有 効レートで作動する。 ＣＰＵ１０１はＳＶごとにＲＡＭ Ｒ２ １０５に衛星固有の予測搬送波位相 ｄｏｐＰｈａｓｅＰａｒａｍ、および予測される搬送波周波数ｄｏｐＦｒｅｑＰ ａｒａｍを記憶する。次にＳａｔ＿Ｍｅｍ１８６は、各１ｍｓの境界で、図９に 示されているようなｄｏｐＰｈａｓｅＰａｒａｍおよびｄｏｐＦｒｅｑＰａｒａ ｍを搬送波位相レジスタ１２６および搬送波位相出力バッファ１２８にそれぞれ 転送する。図中、信号の第１ビットおよび最終ビットの数字は現在の慣例に従い 、括弧内でフルコロンで分離して記載されている。従って、ｄｏｐＦｒｅｑＰａ ｒ ａｍは２４ビットのデジタル値であり、この値のＭＳＢはビット数２３であり、 ＬＳＢはビット数０である。加算器１３０はｄｏｐＰｈａｓｅＰａｒａｍおよび ｄｏｐＰｈａｓｅＰａｒａｍから誘導された搬送波周波数に搬送波の位相を加え 、Ｃａｒｒｉｅｒ＿ＮＣＯと示された搬送波位相レジスタ１２６で現在の搬送波 位相値を発生する。 搬送波位相レジスタ１２６内のＣａｒｒｉｅｒ＿ＮＣＯの４つの最大位ビット 、すなわちＭＳＢは、出力を記憶するための２つの４ビットレジスタから成るサ イン／コサイン・ルックアップテーブル１３４へ印加される。サイン／コサイン ・ルックアップテーブル１３４の出力はＣＡＣＡＰＴデータ出力１２３（Ｃａｐ ＩＯｕｔおよびＣａｐＱＯｕｔをドップラー回転するために、ドップラーレジス タ１２４内のドップラー乗算器１３２に印加され、回転されたＳＶ出力信号ｄｏ ｐＩＯｕｔおよびｄｏｐＱＯｕｔを発生する。ドップラーレジスタ１２４はドッ プラー乗算器１３２のみならず４つの４ビットレジスタ、２つの加算器、５ビッ トレジスタの別のペアおよび量子化器を使ってｄｏｐＩＯｕｔおよびｄｏｐＱＯ ｕｔ信号を形成する。しばらく図１１を参照する。ｄｏｐＩＯｕｔおよびｄｏｐ ＱＯｕｔはパラレルコンバータ１６６へ印加され、回転されたＳＶ出力信号１２ ２はシリアル−パラレル・コンバータ１６６の出力信号となり、この出力信号は 直接１１ビットのホールドレジスタ１４０へ加えられる。 各時間セグメントの間、ＲＡＭ Ｒ２ １０５に各ＳＶのドップラー位相に対 する開始値が記憶され、この値がそのセグメントの間にＳＶの回転に対しドップ ラーブロック１０８によってこのＲＡＭから検索される。各セグメントの終了時 には次のセグメントの開始値として使用するためにＲＡＭ Ｒ２ １０５内にド ップラー位相の終了値が記憶される。ｇｐｓＣｔｌ１８２の制御によりｄｏｐＳ ａｖｅによって特定のＳＶの各回転の終了時にセーブされた搬送波位相出力バッ ファ１２８内のドップラー位相値ｄｏｐＰ＿ＮｅｘｔがＳａｔ＿Ｍｅｍ１８６に 加えられ、そのＳＶのためのＲＡＭ Ｒ２ １０５に記憶される。この記憶され た値は次のセグメントにおいて、そのＳＶの次のドップラー回転中に再びドップ ラーブロック１０８によって検索される。マルチプレクサブロック１２９の作動 については図１０および１１に関連したＡＳＩＣ１０２のトリプル多重化の説明 から最良に理解できよう。 次に図７も参照する。１２チャネル符号化ブロック１１２はＣｏｄｅｒ＿ＮＣ Ｏ１３６および符号発生器１３８を含む。図６に示されたＣａｒｒｉｅｒ＿ＮＣ Ｏ１２５に類似するＣｏｄｅｒ＿ＮＣＯ１３６は位相アキュムレータ１４８がオ ーバーフローした場合にＧｅｎ＿Ｅｎａｂｌｅ信号を発生する。このＧｅｎ＿Ｅ ｎａｂｌｅ信号は位相アキュムレータ１４８の出力信号であり、符号発生器１３ ８に印加される。 特にｇｐｓＣｔｌ１８２の制御によりＳａｔ＿Ｍｅｍ１８６はＲＡＭ Ｒ２ １０５からＣｏｄｅｒ＿ＮＣＯ１３６へ各１ｍｓエッジで衛星固有の２４ビット 符号周波数パラメータ、すなわちｃｏｄｅｒＦｒｅｑＰａｒａｍおよび２４ビッ トの衛星固有の符号印加パラメータ、すなわちｃｏｄｅＰｈａｓｅＰａｒａｍを 印加する。ｃｏｄｅＰｈａｓｅＰａｒａｍはトラッキングおよび再捕捉中に４８ ｆ0で作動しても位相加算器１５０内でチャネルごとに４ｆ0にて効果的にｃｏｄ ｅＰｈａｓｅＰａｒａｍにｃｏｄｅｒＦｒｅｑＰａｒａｍが加算される。０Ｈｚ から４ｆ0Ｈｚの間のＧｅｎ＿Ｅｎａｂｌｅに対し１つのパルスを発生すること ができる。２ｆ0でＧｅｎ＿Ｅｎａｂｌｅを発生するために、位相アキュムレー タ１４８のビット（２３：０）の半分の値をｃｏｄｅｒＦｒｅｑＰａｒａｍとし てロードしなければならない。 ｃｏｄｅＰｈａｓｅＰａｒａｍのＬＳＢはＣ／Ａ符号チップの２５６分の１を 示す。ｃｏｄｅＰｈａｓｅＰａｒａｍは位相アキュムレータ１４８の内容を初期 化する。Ｇｅｎ＿Ｅｎａｂｌｅ信号は位相アキュムレータ１４８がオーバーフロ ーするたびに発生される。位相アキュムレータは２５ビットのレジスタであり、 このレジスタはＣＰＵ１０１から新しいデータが書き込まれる際の、各１ｍｓエ ッジでＣＰＵ１０１からのｃｏｒＨｏｌｄＲｅｇＬｏａｄ１５２がアクティブに なる時のｃｏｄｅＰｈａｓｅＰａｒａｍの値によって初期化されるレジスタであ る。次の位相加算器１５０内のｃｏｄｅｒＦｒｅｑＰａｒａｍに２５ビット位相 のアキュムレータ１４８の２４個のＬＳＢが加算される。位相バッファレジスタ １５４は位相アキュムレータ１４８の内容を記憶し、バッファ化して、Ｃｏｄｅ ｒＰＮｅｘｔを発生する。この信号はｇｐｓＣｔｌ１８２からのｃｏｄＣｏｄｅ Ｓａｖｅ１５８がアクティブになるたびに更新される。ＣｏｄｅｒＰｎｅｘｔは ＲＡＭ Ｒ２ １０５に記憶するためにＳａｔ＿Ｍｅｍ１８６に印加される。マ ルチプレクサ１４２の作動については図１０および１１に設けられているＡＳＩ Ｃ１０２の３倍多重化に関する下記の説明から最良に理解できよう。 符号発生器１３８にはＧｅｎ＿Ｅｎａｂｌｅ信号が印加され、新しい符号を発 生させる。Ｓａｔ＿Ｍｅｍ１８６によりＲＡＭ Ｒ２ １０５からｇ１ＰａｒＩ ｎおよびｇ２ＰａｒＩｎとして符号発生器１３８内にＣ／Ａ符号パラメータＧ１ およびＧ２がパラレルにロードされ、ｇ１ＧｅｎＯｕｔおよびｇ２ＧｅｎＯｕｔ を発生する。これら信号はＳａｔ＿Ｍｅｍ１８６によりＲＡＭ Ｒ２ １０５に 戻される。符号発生器１３８内のＧ１およびＧ２発生器の双方のビット０は、内 部でＸＯＲ＝ｄ演算され、ｇｅｎＳｅｒＯｕｔ１６０を発生する。この信号は図 ５に示されるように、相関器ブロック１１０内の１１ビット符号シフトレジスタ １７０にシリアルに印加される。符号発生器１３８は次のＣ／Ａ符号を発生する 。 Ｇ１＝１＋Ｘ３＋Ｘ１０ Ｇ２＝１＋Ｘ２＋Ｘ３＋Ｘ６＋Ｘ８＋Ｘ９＋Ｘ１０ 符号シフトレジスタ１７０の出力信号は２分の１チップ幅だけ分離された少なく とも２０の符号遅延時間が、各ＳＶからの各ドップラー回転されたサンプルと相 関化されるように４８ｆ0にて一度に１１ビットごとに相関器７４へ印加される 。チップレートが２ｆ0〜４８ｆ0に増加したことにより、チップレートは２４倍 となっている。これについては後により詳細に説明する。 ＳＶのための相関器７４内でドップラー回転されたサンプルと相関化された後 に、各セグメントの間でＲＡＭ Ｒ２ １０５内にＧ１およびＧ２の値が記憶さ れ、よってこれら値は同じＳＶからの次の１１ビットサンプルの相関化のための 次の時間セグメントの間で符号化ブロック１１２によって検索することができる 。 次に図８も参照すると、ここには相関器ブロック１１０がより詳細に示されて いる。ドップラーブロック１０８から出力された回転されたＳＶ内のｄｏｐＩＯ ｕｔおよびｄｏｐＱＯｕｔ信号はシリアル−パラレル・コンバータ１６６へ印加 され、次にこのコンバータの出力はホールドレジスタ１４０にパラレルロードさ れる。符号化ブロック１１２からのＧｅｎＳｅｒＯｕｔ１６０は相関器ブロック １１０内の符号シフトレジスタ１７０に印加される。これらデータの組はＳＶか ら受信されたドップラーシフトされたデータを表示するだけでなく、そのＳＶに 対するローカルに発生された符号も示しており、これらデータはｇｐｓＣｔｌ１ ８２の制御により相関化のために排他的ＮＯＲゲート相関器７４へ印加される。 相関器７５の出力信号は加算器１７４へ印加され、ビット結合器１７６におい てｃｏｒＩＯｕｔ１７８およびｃｏｒＱＯｕｔ１８０に組み合わされ、これら信 号は図５に示されているＩＱＡＣＣＵＭブロック１１４およびＩＱＳＱＡＣＣＵ Ｍ１１６に印加される。加算器１７４およびビット結合器１７６は図５にアキュ ムレータ１７５として表示されているような部分アキュムレータとして作動する 。 次に図９も参照する。ここにはＡＳＩＣ１０２の作動の概略が示されているオ ンチップ論理回路の専用の組がＡＳＩＣ１０２の作動を制御し、この組はｇｐｓ Ｃｔｌ１８２として表示されている。特にｇｐｓＣｔｌ１８２の制御によりＧＰ Ｓ衛星からのサンプルデータ１００はＣＡＣＡＰＴ１０４に印加され、ここでサ ンプルデータは分離され、ＩおよびＱデータストリームに切り捨てられ、ＣＡＣ ＡＰＴデータ出力１２８を形成する。ＳＶデータ１２３は各ＳＶの予測ドップラ ーシフトに対して回転され、回転されたＳＶ出力信号、すなわちｄｏｐＩＯｕｔ およびｄｏｐＱＯｕｔを発生する。これら信号は相関器７４内の符号化ブロック １１２からのｇｅｎＳｅｒＯｕｔ１６０と相関化される。相関器７４からのｃｏ ｒＩＯｕｔ１７８およびｃｏｒＱＯｕｔ１８０はＩＱＡＣＣＵＭブロック１１４ およびＩＱＳＱＡＣＣＵＭ１１６で累積され、ＣＰＵ１０１へ出力信号１８４を 発生する。 後により詳細に更に説明するように、メモリの一部は多重化中に必要とされる ドップラーシフトおよび符号情報を記憶し、発生する、Ｓａｔ＿Ｍｅｍ１８６に 対して使用される。 各ｍｓは１８６のセグメントに分割され、各分割されたセグメントは２６４の クロックを含む。これら２６４クロックの間で各チャネルが２２の異なる相関化 、すなわち遅延を計算するのに２２個のクロックを用いるように、１２のチャネ ルが処理される。その後の処理を行うためにこれら２２の相関化のうちのわずか ２０を記憶し、使用するだけである。各チャネルに対し、ｇｐｓＣｔｌ１８２は ｄｏｐＬｏａｄおよびｄｏｐＳａｖｅを使用してドップラーブロック１０８内の Ｃａｒｒｉｅｒ＿ＮＣＯ１２５のロードを制御する。同様にｇｐｓＣｔｌ１８２ はｃｏｒＨｏｌｄＲｅｇＬｏａｄおよびｃｏｒＣｏｄｅＳａｖｅを使用して符号 化ブロック１１２内のＣｏｄｅｒ＿ＮＣＯ１３６のロードを制御する。相関器ブ ロック１１０を通るデータの流れはｓｅｒｉａｌＳｈｉｆｔＣｔｌおよびｃｏｒ ＨｏｌｄＲｅｇＬｏａｄおよびｃｏｒＣｏｄｅＳａｖｅによって制御される。こ れら制御チャネルはチャネルごとにＩＱＡＣＣＵＭブロック１１４およびＩＱＳ ＱＡＣＣＵＭ１１６に印加され、ｓｔａｒｔＳｅｇｍｅｎｔ，ｓｔａｒｔＣｈａ ｎ，ｒｅｓｅｔＣｈａｎ，ｒｅｓｅｔＡｃｃ，ｐｅａｋ，ｉｑｓｑ，ｗｒｃｈ ａｎ，ＳｈｉｆｔＳｅｌｌＩｑＳｑ，およびａｃｑ＿モードを含む。各セグメン ト内でｇｐｓＣｔｌ１８２はＣＡＣＡＰＴ１０４に周期的信号、すなわちｅｎｇ ＿ｃａｐＳｈｉｆｔＣｌｋ、ｃａｐＬｏａｄ、ｓｙｎｃｐｕｌｓｅ、ｓｅｒｉａ ｌＳｈｉｆｔＣｌｋを与え、１１個の２分の１チップ幅のサンプルのグループと なるように入進する衛星データサンプルを再パッケージする。 ｇｐｓＣｔｌ１８２によって開始されるすべてのアクセスは、ＲＡＭ Ｒ１ １０３およびＲＡＭ Ｒ２ １０５のための読み出し／書き込み制御およびアド レス信号を発生するようにＳａｔ＿Ｍｅｍ１８６により処理される。ｇｐｓＣｔ ｌ１８２はＳａｔ＿Ｍｅｍ１８６と共にすべてのデータパスを通るデータの流れ を制御し、ＲＡＭ Ｒ１ １０３およびＲＡＭ Ｒ２ １０５に記憶されたチャ ネルパラメータのアクセスを管理する。対応する積分すなわち累積時間の終了時 にＲＡＭ Ｒ２ １０５にロードされるチャネルパラメータを定義するために、 ユーザーによりＲＡＭ Ｒ１ １０３に書き込みがなされる。ＲＡＭ Ｒ２ １ ０５はデータパスにより処理中の種々のチャネルパラメータの中間値を記憶する ためのスクラッチパッドとして使用される。 ＲＡＭ Ｒ２ １０５から読み出されたデータは、Ｓａｔ＿Ｍｅｍ１８６の制 御によりドップラーブロック１０８、符号化ブロック１１２、相関化ブロック１ １０およびｇｐｓＣｔｌ１８２内の種々のパラメータレジスタへ送られる。これ らブロックおよびＲＡＭ１ １９０からのデータはＲＡＭ Ｒ２ １０５の書き 込みポートへの入力端で多重化される。ＲＡＭ Ｒ１ １０３は１２本のチャネ ルのすべてに対するパラメータに使用される１６×１０８の非同期デュアルポー トＲＡＭであるが、他方、ＲＡＭ２ １９２はあるチャネルから次のチャネルへ 切り換える間の処理中に衛星パラメータの中間値を記憶するための別の１６×１ ０８の非同期デュアルポートＲＡＭである。 次に図１０を参照する。本発明のシステムは、システムの部品の大多数を設け ることができるＡＳＩＣ１０２のサイズおよび複雑さを低減するための多重化さ れたデータパスを含む。従来の受信機の設計はＳＶをトラッキングし、必要な相 関器の数を低減する別個のチャネルの各々に対し使用するために相関器の単一の 組を多重化していた。本発明のシステムを使用することにより、従来の構造に必 要であった何百万以上のゲートを約１０万より少ない数の管理可能な数まで低減 することができる。 本発明によれば、データが失われないように衛星チャネルを多重化する外に、 符号遅延相関器も多重化している。すなわち従来の受信機は各ＳＶに対し早期、 後期あるいはプロンプト相関化を行うために２つまたは３つの相関器を使用して いる。本発明は複数の符号遅延回路を多重化し、ハードウェア、すなわち使用す るゲート数が必要とするＡＳＩＣ１０２上のチップ面積を実質的に増大すること なく、従来のシステムで利用できた符号遅延相関器よりも多数の符号遅延相関器 を提供している。 符号遅延の多重化によって高速のＳＶの再捕捉を可能にする、図３および４を 参照して既に説明したワイドな捕捉ウィンドーが可能となる。特に２０個の遅延 時間、例えば１／２チップの遅延を行い、例えば自動車が図１に示されるように 交差点２２に入るＳＶのわずかな瞬間の間でもＧＰＳデータを捕捉できるように 、各ＳＶに対し常に遅延時間をモニタしている。±１０の２分の１チップの符号 遅延時間のウィンドー内に、先に捕捉され、現在遮られているＳＶに対する推定 符号およびドップラー値を維持するのに、道路１２上の車両の位置のモデル化は 充分正確であるので、ＳＶを再捕捉し、有効なデータを得ることができる。この ように再捕捉中に得られるデータを直接ＧＰＳデータとして使用することができ る。すなわち再捕捉モードはトラッキングモードに対しトランスペアレントであ る。ＧＰＳデータが再捕捉のために実質的な喪失時間を生じることなく入手でき る場合には、このＧＰＳデータを捕捉することができる。 更にＡＳＩＣゲートカウントを更にかなり低減するために、すべての１２のチ ャネルに対するデータの各組に対し、衛星トラッキングの動作自体を多重化する 。すなわち１２すべてのＳＶに対し、Ｃ／Ａ符号内のビットの小さい部分だけを 一度に処理する。受信した信号をデジタル式に処理するには、デジタルデータを 記憶できるレジスタおよびバッファ内で、これら信号のデジタル表示を処理しな ければならない。Ｃ／Ａ符号は１ｍｓ続く各繰り返しにて１０２３個のビットを 含む。１０２３個のビットすべてを一度に処理すべき場合には、１０２３ビット 幅のレジスタが必要となる。かかるレジスタはコストがかかり、ゲートカウント は使いにくくなる。本発明の３倍多重化受信構造で使用される第３レベルの多重 化によれば、Ｃ／Ａ符号の１０２３ビットの異なる部分を取り扱うために、より 小さいレジスタを多重化する。このことは、各ｍｓ内で１０２３ビットのすべて を処理できるように、受信されるデータのより小さいサンプルを処理するように 、Ｃ／Ａ符号の１ｍｓの各繰り返しの間で、より小さいレジスタを何回も使用す ることを意味している。 特に図３〜９に示された好ましい実施形態では、特に図３〜９における上記好 ましい実施形態では、Ｃ／Ａ符号の繰り返しの１２３０個のビットすべてを処理 するために、各レジスタを１ｍｓごとに１８６回使用するよう１１ビットレジス タを用いる構造が使用されている。１ｍｓのうちの各１８６分の１を１セグメン トと称す。従って、各セグメントの間で各レジスタ内で１１ビットを処理するこ とにより、各ＳＶのトラッキングを１８６回多重化する。更に好ましい実施形態 では、最大１２個のＳＶをトラッキングするのに１２本のチャネルを使用してい る。これにより各ＳＶに対しドップラー回転を適用するために、そのセグメント の間に各１１ビットのセグメントを１２回多重化することが必要である。 更に、かなりの複数の異なる符号遅延時間を設けるように、更に各チャネルを ２２倍多重化する。これを行うには次のチャネルに対するドップラー回転された サンプルを発生する前に各ＳＶのためのドップラー回転されたサンプルを異なる Ｃ／Ａ符号遅延時間と２２回相関化する必要がある。このように１ｍｓごとに各 レジスタを１８６回処理することにより、わずか１１ビット幅のレジスタを用い てリアルタイムデータを提供するように、１８６セグメントの各々の間で１２個 のＳＶの各々に対し２２の異なる符号位相をテストすることができる。本発明の 処理は特定のセグメント、すなわち収集すべきセグメントに必要な時間長さの間 のＣ／Ａ符号の繰り返しの１８６分の１で行われると認識することが重要である 。特定のセグメントで処理されるデータは多くても１１の２分の１チップの遅延 時間だけ古いので、このように最適な態様でトラッキング中または再捕捉中、も しくはこれらステートの切り換えの間にデータが失われることはない。 次に図１０および１１を参照する。図５に示されたデジタルフィルタ１１８の 出力は２ｆ₀におけるサンプルデータストリーム１１９である。ＳＶからの信号 １００のＣ／Ａ変調のチップレートはｆ₀である。データが失われるのを防止す るため、ＳＶ信号は少なくともそれらのナイキストレート、すなわち当該変調の チップレートの２倍であるｆ₀でＳＶ信号をサンプリングしなければならない。 サンプルデータストリーム１１９はナイキストレート、すなわちチップレートの ２倍よりも高いチップレートで作動することができるので、そうしても利点はな い。 従ってサンプルデータストリーム１１９はＣ／Ａコードのチップレートの２倍 のデジタル化され、フィルタリングされたＳＶデータの一連のサンプルである。 すなわちサンプルデータストリーム１１９内の各サンプルはＣ／Ａ符号チップの 半分に等しい幅を有する。各ｍｓ、すなわちサンプルデータストリーム１１９内 の符号の各サイクル内のビット数は、変調におけるビット数の２倍、すなわち２ ０４６ビットであり、各ビットはＣ／Ａ符号ビットの半分を示す。ここに開示す る好ましい実施形態の多重化方式によれば、データは１１ビットセグメントで処 理され、従って、サンプルデータストリーム１１９はシリアルに１１ビット（１ ０：０）レジスタ値のバッファ１２０へ加えられる。２ｆ₀データストリーム内 の総計２０４６個のビットから１１ビットをシリアルに記憶するのに必要な時間 は、１＋（２０４６÷１１＝１８６）、すなわち１ｍｓの１８６分の１である。 １１個のサンプルビットの第１の組を１１サンプルディープバッファ１２０に 記憶している間は、処理にビットを利用できない。最初の１１個のサンプルビッ トをシリアルに受信し、シリアルに記憶した後に、１１個のサンプルビットをパ ラレルにパラレルブロック１２２に転送する。従って、このパラレル動作は１ｍ ｓの１８６分の１ごとに、すなわち約０.１８ｆ₀のレートで行われる。この１ｍ ｓの各１８６分の１を時間セグメントもしくはセグメントと称し、ほとんどの動 作のための処理の単位となっている。受信されたコンポジット信号内の衛星の各 々の１０２３チップのＣ／Ａ符号は、１１個の２分の１チップビットで処理され る。Ｃ／Ａ符号のｍｓの繰り返しレートを１８６回のセグメントに分割したこと により、１１ビットレジスタの各々は１８６倍の多重化係数で多重化される。 パラレルブロック１２２からのＣＡＣＡＰＴデータ出力１２３は、より高速の チップレート、例えば２４ｆ₀でドップラーブロック１０８内で処理される。す なわち１２回の異なる演算を１２ビットのデータのその組に対して行うことがで きるように、各時間セグメント内のサンプルデータの１１ビットを１２倍多重化 する。特にドップラーブロック１０８内のドップラーレジスタ１２４において、 各セグメント内で１２回の異なるドップラー回転を実行するように、１２回の異 なるドップラーシフトによりＣＡＣＡＰＴデータ出力１２３のＣａｐＩＯｕｔお よびＣａｐＱＯｕｔを多重化する。 各異なるドップラーシフトは、トラッキングできる最大１２個の異なるＳＶの 各々に必要な推定されるドップラー回転を示している。２ｆ₀から２４までの処 理チップレートの増加により、１２チャネルのデータの各々のための処理が多重 化される。各々が異なる１つのＳＶを表示する１２本の多重化されたチャネル、 すなわち仮想チャネルとして１本のチャネルを作動できるようにする多重化は、 入力信号を多重化した後に限り、すなわち入力信号を各々が１１個の２分の１チ ャネル幅を含む１８６個の時間セグメントに分割した後に限って実行できると理 解することが重要である。このように時間またはデータを失うことなく、比較的 安価な１１ビットレジスタを用いることにより、１２本のチャネル、すなわち１ ２個の衛星に対する多重化を容易に行うことができる。サンプル数を１期間当た りの符号ビットの数を整数で割った値に選択することは、これら目的を達成する ために重要である。Ｃａｒｒｉｅｒ＿ＮＣＯ１２５内のマルチプレクサブロック １２９は、ｇｐｓＣｔｌ１８２の方向によりこの多重化のタイミングを制御して いる。 ドップラーブロック１０８からの出力信号、すなわち信号ｄｏｐＩＯｕｔおよ びｄｏｐＱＯｕｔは、相関器ブロック１１０内のシリアル−パラレルコンバータ １１６へ送られる。各回転されたＳＶ出力信号１２７は単一のＳＶからの回転信 号を示し、各時間セグメントでかかる１２個の回転されたＳＶ出力信号１２７が 発生される。相関器ブロック１１０内のホールドレジスタ１４０内には回転され たＳＶ出力信号１２７がパラレル状にロードされる。従って、排他的ＮＯＲゲー ト相関器７４への入力信号は１１ビット幅の信号であり、この信号は排他的ＮＯ Ｒゲート相関器７４への１つの入力信号として時間セグメントの１２分の１の時 間の間、保持される。 相関器７４はすべてパラレルに作動する一連の１１個の別個の１ビット相関器 である。１つの入力信号はＳＶ出力信号１２７であるが、他方の１１ビット入力 信号は符号化ブロック１１２からの１１個の１ビットｇｅｎＳｅｒＯｕｔ１６０ の出力ビットによって発生される。特定の衛星に対し、回転されるＳＶ出力信号 １２７に対する演算に設けられている時間セグメントの１２分の１の間に、その ＳＶのための符号発生器１３８によりシリアルに発生され、符号シフトレジスタ １７０へ印加される。 特定のチャネルのための相関化の開始時において、そのＳＶのための符号の１ １ビットは符号シフトレジスタ１７０内にシフトされており、このレジスタ内で 相関化のために利用することができる。１チャネルの２２分の１（すなわち１セ グメントの１２分の１）ごとに排他的ＮＯＲゲート相関器７４内の１１個の１ビ ット排他的ＮＯＲゲートのうちの１つで、符号シフトレジスタ１７２内の１１ビ ットの各々が相関化される。これにより１１個の相関器出力ビットが発生され、 これらビットの合計は回転されたＳＶ出力信号１２７とその符号の位相との間の 相関器の大きさを示す。パラレルに発生されるこれら１１個の相関合計は、アキ ュムレータブロック１１５内のそのＳＶに関連する２２個の総和器のうちの第１ 総和器内でパラレルに総和され、記憶される。 １チャネルのうちの次の、すなわち第２の２２分の１の間で符号発生器１３８ はそのＳＶのためのＣ／Ａ符号のための次のビットを発生する。この次のビット はシリアルに符号シフトレジスタ１７０へ加えられる。この時に第１相関化から の１０ビットは符号シフトレジスタ１７２内に留まり、最も新しいビットと共に そのＳＶのための推定符号の別の１１ビットサンプルを形成する。このサンプル は１ビットを発生するのに必要な時間だけ先の１１ビットサンプルから遅延され る。すなわちレート符号で２分の１チップ幅が生じる（４８ｆ₀）。従って、第 ２サンプルは先の１１ビットサンプルから２分の１チップ幅だけ遅延された符号 の２分の１チップだけ遅延された符号となる。今説明した２つの１１ビット符号 サンプルは新しいビットがレジスタの他端でＭＳＢをシフトして除くように、レ ジスタの一端でシフトされているという点で異なっているにすぎないとを理解す ることが重要である。次にアキュムレータブロック１１５内のそのＳＶに関連す る２２個の総和器の第２総和器内に、同じ回転されたＳＶ出力信号１２７と符号 の第２の１１ビットサンプルとの１１ビット相関積が記憶される。その後、符号 発生器１３８からのｇｅｎＳｅｒＯｕｔ１６０の残りの２０個のシリアルシフト が同じ回転されたＳＶ出力信号１２７と相関化され、そのＳＶのためにアキュム レータブロック１１５内に記憶できるように１１ビット相関化の２０以上の合計 を発生する。その結果、処理するためにアキュムレータブロック１１５内で２２ 個の値を利用できるようになり、各値は１つのＳＶからの信号と各々２分の１チ ップ幅だけ分離している２２個の異なる符号位相、すなわち遅延時間との相関化 の目安となる。 時間セグメントの次の１２分の１の間に、すなわち第２の多重化されたチャネ ルを処理する間、ホールドレジスタ１４０に次のＳＶのための回転されたＳＶ出 力信号１２７が印加され、その衛星に対して発生された符号の２２個の異なる２ 分の１チップの遅延時間と相関化される。セグメントの終了時にアキュムレータ ブロック１１５は１２×２０の異なる合計のマトリックスを含む。 本発明の一実施形態では、２２の可能な符号遅延相関の結果のうちの２０個だ けをセーブすることが好ましいことが判っている。２０個の合計の１２の行は２ ０の符号位相または遅延時間における１２個の衛星の各々に対する相関化の度合 いを示す。 要約すれば、本発明のデータパスは次の点で３倍に多重化される。 （ａ）Ｃ／Ａ符号の１０２３のビットを示す、各ｍｓは一度に１１個の２分の １チップ幅のサンプルビットしか処理されないように、サンプルの１ｍｓ内で１ ８６個のセグメントを形成するように１８６個にスライスされる。 （ｂ）各セグメントは１２個の異なるソースに対してかかる各１１ビットのサ ンプルが回転されるように、各セグメントは１２倍に多重化される。 （ｃ）各ソースに対する回転された１１ビットのサンプルはそのソースに対す る異なる符号遅延の２０組に対して相関化され、各チャネル内で２０倍に多重化 される。 （ｄ）各チャネルにおける各遅延時間に対する相関積の合計を総和し、累積さ れた相関出力を発生する。 ２２個の異なる遅延時間が利用することができるが、かかる２２個の遅延時間 、すなわち回転された衛星信号をテストするための符号位相理論を利用すること が好ましい。累積後、各チャネルで最大の大きさ、すなわち各チャネルのための アキュムレータブロック１１５に記憶された１１ビットの２０個の合計のうちの 最大の合計を有する相関積を、その大きさにより、例えばピーク検出器によって 検出し、どの遅延理論が最も正確であるかを判断する。このピーク合計値は該当 するＳＶのオンタイムすなわちプロンプト相関関数を示す。 次に、特に図１１を参照する。多重化動作の各々から得られる時間スライスを 見れば、本発明の３倍多重化方式について容易に理解できよう。各ｍｓ内で特定 の各衛星に対するＣ／Ａ符号は１０２３個のビットを有する。必要なすべての情 報を保存するために２ｆ₀のナイキストレートですべての衛星からの信号のデジ タルコンポジット信号となっている衛星信号をサンプリングし、２０４６の２分 の１チップ幅のサンプルビットを発生する。 １１個のサンプルビットの各シーケンシャルの組を１つの時間セグメントとし て処理する。この時間セグメントの長さは１ｍｓの１／（２０４６÷１１）、す なわち１ｍｓの１／１８６に等しい。１ｍｓで１８６番目のセグメントを処理し た後は、必要なすべてのデータは抽出されており、次のセグメントのための１１ ビットのサンプルを利用することができる。アキュムレータブロック１１５内に ｍｓごとに累積された部分合計は１ｍｓの終了時に評価できるにすぎないが、デ ータは失われず、その結果はわずか１セグメント遅れるだけである。すなわち１ １サンプルのディープバッファ１２０を満たし、１１ビットサンプルをパラレル ブロック１２２に転送するのに１セグメントかかるので、第２の１１ビットサン プルに対するデータを収集している間に最初の１１ビットサンプルからのデータ が処理される。システムが１年中作動したとしても、位置情報を与えるために処 理されるサンプルは１セグメントだけ古いだけである。 各セグメントの１１ビットはドップラー回転中に時間分割多重することにより 各ＳＶに対し多重化される。すなわちセグメント１の１１ビットサンプルは１つ の１１ビットセグメントサンプルを１２回使用して、１２の異なる衛星固有のド ップラー回転された変形サンプルを発生し、１２個すべての衛星が視界内にあり 、またはモデル化中であると見なすように、１２の異なるドップラーシフトされ た出力を提供するのに使用される。１つのチャネルに対する演算を行うには１セ グメントの１２分の１を必要とする。各セグメントは一部の結果しか発生せず、 有効な出力データを発生するには各ｍｓの終了時に各セグメント中の１２個の部 分結果を合計しなければならないと理解することが重要である。 １セグメントにおける特定チャネルでの演算の各々は当該衛星のためのその部 分合計に対する２２の異なる符号遅延時間をテストするように、２２倍時間分割 多重化される。しかしながらこれら２２の相関化のピーク合計はそのチャネルに 対し最も生じやすい遅延時間を選択する必要がある場合には大きさによって即座 に検出することができる。本実施形態ではそのチャネルの情報は特定のセグメン トによって検出されるピークに実質的な利点が生じないように総和時、または累 積時にｍｓごとに１回しか有効でない。一部のＧＰＳアプリケーションおよびそ の他のスペクトル拡散アプリケーション、例えば無線通信では、符号繰り返しレ ートごとに１回より多くＲ３〜Ｒ４までの各ソースに対する合計を累積し、この 累積合計を転送するのに強力な信号が存在していることが望ましい。特定の符号 位相遅延、すなわち理論を評価するのに必要な時間は、セグメントごとに、かつ チャネルごとに必要な時間の２２分の１、すなわち１ｍｓの１８６分の１の１２ 分の１の２２分の１にすぎない。必要とされる１１回の１ビットの相関化は、パ ラレルに行われるので、このような作動速度はより容易に達成される。同様に、 特定のＳＶに対する異なる符号遅延時間の発生速度は、本発明によって更に容易 に得られる。その理由は、各１つの新しいビット、すなわち新しい各ｇｅｎＳｅ ｒＯｕｔ１６０を符号シフトレジスタ１７０にシフトする際に、各１１ビットの 符号遅延サンプルを自動的に発生するからである。 大きさ、すなわち多重化の各レベルで使用される多重化係数を選択することは 任意ではない。セグメントの数を大きくすればするほど、各サンプルに対しレジ スタの必要なサイズまたは深さを小さくする必要が生じる。１８６の符号繰り返 し多重化係数を使用することにより、すなわち２ｆ0の２０４６ビットを１８６ で割ることにより、一度に１１サンプルのビットを評価するだけでよい。 三次元で位置を正確に決定するには、同じ時間に少なくとも４個のＳＶが視界 内に存在しなければならないという事実から、必要なチャネル数の限界が実用的 にに定められる。視界内に同時に３つ以下の衛星しか存在しないような期間中で も位置情報が正確に得られるように上記のように位置情報を推定したり、モデル 化したり、更新したりするための手段が設けられるが、時間は三次元の各々と共 に決定しなければならない第４の未知数となっている。 使用されている２４個のＮＡＶＳＴＡＲ衛星の配座は特定の時間において任意 の位置で最大１２個のかかる衛星が視界内に存在するように地球をカバーするよ うになっている。このような理由から、実際的に有効なチャネルの最大数は約１ ２チャネル以上である。従って、本明細書に示された実施形態における多重化の チャネルレベルで使用される選択されるチャネル多重化係数は１２倍である。 正確な遅延時間をいくらか維持できる場合、必要な相関関数はオンタイムまた はプロンプト相関関数となるように、異なる符号遅延の数は１の絶対最小値によ って下方端の境界が定められる。従来のＧＰＳ受信システムは従来のトラッキン グ技術、例えばプロンプト相関関数を±１の遅延時間内にセンタリングするよう 、 早期、プロンプトおよび後期相関関数を利用する従来技術を使用できるように、 少なくとも２つまたは３つの異なる符号遅延時間を使用している。 本発明によれば、図３および４を参照してこれまで説明したように、高速再捕 捉を行うことができるように、これよりもかなり大きい数の異なる符号遅延、す なわち遅延理論をテストしている。本明細書に記載した特定の好ましい実施形態 では、各々の時間がＣ／Ａ符号チップの幅の半分、すなわち１ｍｓの２０４６分 の１の２分の１だけ分離している、総計２０個の異なる遅延時間を、すなわち２ ２の符号遅延多重化係数を選択すると決定した。その理由は、３つの多重化係数 の各々の関係も重要であるからである。 これら３つの多重化係数、すなわち符号繰り返し多重化係数、チャネル多重化 係数および符号遅延多重化係数の積は、最適にはスペクトル拡散変調の各繰り返 しにおけるビット数の偶数の整数倍としなければならない。より低いレートでの サンプリングからデータが失われるのを防止するために、チップレートの２倍、 すなわちナイキストレートでサンプルを取り出さなければならないので、偶数の 整数倍が必要である。積が正しく偶数の整数倍に等しくなくても、整数倍をうま く利用できることがあるが、データが失われれたり、不要な複雑さおよびコスト が生じることもある。 図示した特定の実施形態では当該スペクトル拡散符号はＣ／Ａ符号であり、そ の各繰り返しは１０２３個のビットを含む。上記３倍の多重化積規則に従えば、 ３つの多重化係数の積は１２３の偶数の整数倍、例えば１０４６に等しくなけれ ばならない。上記実施形態では、符号繰り返し多重化係数は１８６であり、チャ ネル多重化係数は１２であり、符号遅延多重化係数は２２である。１８６に１２ を掛け、次に２２を掛けた積は、４９１０４であり、この値を１０２３で割ると ４８となる。この４８は偶数の整数であるので、本発明で使用される多重化係数 の特定の組はいくつかの最適化されたシステムのうちの１つを与える。 Ｃ／Ａ符号のための３レベル多重化構造で、このような多重化係数積規則が良 好に働く理由は、１０２３内に３つの素数の係数があるからである。すなわち１ ０２３は３つの素数３１、１１および３の積である。これら３つの多重化係数の 各々はこれら素数のうちの１つによって均一に割ることができる。例えば１８６ は３１で６回割ることができ、１２は３で４回割ることができ、２２は１１で２ 回割ることができる。 多重化係数のうちの１つのサンプリングビットレート内のビット数の各素数の 係数を使用することによりＣ／Ａ符号スペクトル拡散受信機のための多重化構造 の２つ以上の異なるファミリーが得られる。第１ファミリーでは１１本のチャネ ルを望む場合、符号繰り返し多重化係数、すなわちチャネル多重化係数は３１で 割ることができるようにしなければならない。あるアプリケーションでは３１ま たは６２個の異なる符号遅延時間を使用することが望ましいが、符号繰り返し多 重化係数をできるだけ大きくするとかなりの利点が得られる。このようにするこ とにより各セグメントでセーブし、処理するのに必要なビット数を少なくするこ とができる。符号繰り返し多重化係数を３１の倍数に選択することにより、実際 に使用される遅延時間の数をより容易に制御することができる。その理由は、符 号遅延多重化係数を３の任意の倍数とすることができるからである。 その他の好ましいファミリーではチャネル多重化係数を３の整数倍とするよう に６、９、１２、１５または１８本の衛星チャネルが望ましい。これにより符号 繰り返し多重化係数を３１倍としながら、符号遅延多重化係数を１１倍とするこ とができる。本明細書に記載した特定の実施形態は、このファミリー内に含まれ る。 多重化係数の選択の別の制約は最低レベルの多重化の作動速度である。開示し た実施形態では第３レベルの多重化は４８ｆ₀で作動する。この速度の作動を可 能にするようにハードウェア装置のクロック速度を充分な値にしなければならな い。より高速なチップ部品が開発されるにつれ、最高速度の処理を行うのに、よ り高いクロック速度を用いることができ、より大きい倍数を使用できるようにな ってきた。例えば高速処理部分、例えばｆ₀の倍数、例えば９６ｆ₀の高速レート で作動できる相関化ブロック１１０内の部品を用いると、符号繰り返し多重化係 数を２倍にし、２０個の遅延回路またはタップを備えた２４本のチャネル、また は４０個の遅延回路またはタップを備えた１２本のチャネル、または６ビットと ２２タップを備えた１１本のチャネルを製造することができる。 時間または速度を増加するという見地からもシステム構成を検討することがで きる。４８ｆ₀の第３多重化レベルにおける動作は、処理中の２ｆ₀サンプルのチ ップレートよりも２４倍速い。このような２４の増幅率により、２４倍のハード ウェアの多重化、すなわちゲート圧縮率が可能となる。ＡＳＩＣ１０２または本 発明の装置の他のデバイスにおけるゲート数は、倍率に直接比例してかなり少な くなる。等しいその他の要素のいずれも、例えば４８ｆ₀で作動されるチップの 表面積は、２ｆ₀で作動するのに必要な表面積の２４分の１の大きさとなる。同 様に、倍率が９６まで増加すると必要とされる実際のチップ表面積はほぼ半分の 大きさに低減することができる。 これまで開示した本発明のマルチレベル多重化スペクトル拡散受信機の特定の 実施形態は、ＧＰＳ受信機である。使用されるスペクトル拡散符号のビットレー トおよびアプリケーションに適用できる環境要素に基づき、多重化係数の選択を 適性に考慮しながら、他のスペクトル拡散信号、例えば無線電話信号に対し、同 じ発明を使用することができる。本構造のための環境要素、例えばチャネルおよ び符号位相数に対する実際的な制約についてはこれまでに説明した。次に図１２ を参照すると、ここには本発明に係わる完全な受信システムを形成するのに、他 の部品と組み合わされた上記デジタル信号処理チップ１０２、ＡＳＩＣ ＧＳＰ １ ２０２および無線周波数チップすなわちＧＲＦ１ ２０４の好ましい実施形 態を含むＧＳＰ受信システム２００の概略ブロック図が示されている。ＡＳＩＣ ＧＳＰ１ ２０２にはＳＲＡＭ２０６、ＲＯＭ２０８およびＣＰＵ１０１が関 連しており、これらはデータバス２１０およびアドレスバスによって相互接続さ れ、ＲＡＭ Ｒ１ １０３、ＲＡＭ Ｒ２ １０５およびＳａｔ＿Ｍｅｍ１８６ の機能および、例えば図５を参照してこれまで説明したその他の必要な機能を提 供している。 ＲＦ処理サブシステム２１４にはＧＲＦ１ ２０４が含まれ、このサブシステ ムはＧＰＳアンテナ２８からの衛星受信を受け、サンプルすなわちＧＰＳデータ １００をＡＳＩＣ ＧＳＰ１ ２０２に与え、ＧＳＰ１２０１は自動ＲＦ利得制 御信号、すなわちＡＧＣ２１６をＧＲＦ１ ２０４に戻すようになっている。Ｒ Ｆ処理サブシステム２１４内のＧＲＦ１ ２０４にはＲＦフィルタ２１８が関連 しており、このフィルタはＧＰＳアンテナ２８からの信号を低ノイズアンプＬＮ Ａ２２０に印加し、この増幅器の出力信号はＧＲＦ１ ２０４へ印加される。更 にＧＲＦ１ ２０４はボード外フィルタであるＩＦ ＦＩＬＴＥＲ２２２だけで なく、水晶発振子２２４も使用する。次のような理由から、ＩＦ ＦＩＬＴＥＲ ２２２は、より高価で複雑な５または６極フィルタではなく、低コストの外部２ 極ＬＣ（誘導−容量）タイプの中間、すなわちＩＦフィルタとすることができる と認識することが重要である。ＧＲＦ受信システム２００は比較的広いＩＦバン ドを使用しており、このＩＦバンドの後にデシメータまたは、例えば図５のＣＡ ＣＡＰＴ１０４内に示されているようなデジタルフィルタ、すなわちデジタルフ ィルタ１１８が設けられている。 特にＬＮＡ２２０の出力信号は、ＧＰＳデータ１００を発生するようにＩＦ ＦＩＬＴＥＲ２２２を使用するＧＲＦ１ ２０４によって処理され、ＧＰＳデー タはＡＳＩＣ ＧＰＳ１ ２０２内のＣＡＣＡＰＴ１０４に加えられる。ＡＳＩ Ｃ ＧＳＰ１ ２０２内において、ＧＰＳデータ１００はＩ／Ｑスプリッタ１０ ６で合相Ｉ信号および直交位相Ｑ信号に分離される。図５に示され、これまで説 明したのと同じように、Ｉ信号はデジタルフィルタ１１８に印加され、Ｑ信号は 処理される。 図１３はＧＲＦ１ ２０４のブロック図であり、図４はＧＲＦ１ ２０４のピ ンアウト図であり、図１５はＡＧＣインターフェースのタイミング図であり、図 １６はＧＰＳ受信システム２００の好ましい実施形態の別の細部、特にＡＧＣ ＧＳＰ１ ２０２とＧＲＦ１ ２０４との相互接続のみならず、関連する回路を 示している。 次に図１３〜１６を参照し、次のようにＧＰＳ受信システム２００のＳｉＲＦ ｓｔａｒ（商品名）の実施形態を説明する。 ＄ ＳｉＲＦｓｔａｒのアーキテクチャのためのフロントエンド −ＳｎａｐＬｏｃｋ（商品名） １００ｍｓの捕捉用発振器 −ＳｉｎｇｌｅＳａｔ（商品名） ナビゲーション −最小始動時間 ＄ シームレスインターフェース −ＧＰＳ１への直接接続 −標準的な３または５ボルトの電源 −標準的なアクティブアンテナとコンパーチブル ＄ コスト上有効なＭＭＩＣの集積化 −オンチップＶＣＯおよび基準 −低コストの外部２極ＬＣ ＩＦフィルタ −ＩＦダウンコンバージョンへの単一ステージＬ１ −２５ｐｐｍの外部基準水晶発振子 ＄ オンチップ２ビットＡ／Ｄ −改善された微弱信号のトラッキング −改善されたジャミングへの不感性 ＳｉＲＦｓｔａｒ ＧＰＳアーキテクチャは、主要な民生用ＧＰＳ製品の要求 を満たすようになっている。ＳｉＲＦｓｔａｒ ＧＰＳ１信号処理エンジンと、 ＳｉＲＦｓｔａｒ ＧＲＦ１ ＲＦフロントエンドとＳｉＲＦｓｔａｒ ＧＳＷ １ソフトウェアとの組み合わせは、広範な製品に対する強力なコスト的に高価的 なＧＰＳの解決案を提供するものである。１２チャネルの全視界内トラッキング と組み合わされたＳｉＲＦｓｔａｒに固有の１００ｍｓのＳｎａｐＬｏｃｋトラ ッキングは、ＧＰＳ衛星測定の最大の利用可能性を提供するものである。厳しい 、限られた視界状態にある都市の谷間においても、ＧＰＳ１更新値を発生するた めにＳｉｎｇｌｅＳａｔナビゲーションモードはこれら測定値を利用することが できる。デュアルマルチパス除去方式は、これら谷間における位置精度を改善す る。真のリミット信号処理により、ＦｏｌｉａｇｅＬｏｃｋ（商標）モードは密 な葉で覆われた場所でも低信号レベルでの捕捉およびトラッキングを可能にする 。 チップセットを伴う高性能のファームウェアは、我々の顧客へ完全な解決案を 提供するのにＳｉＲＦｓｔａｒのハードウェア能力をフルに活用している。この ソフトウェアは構造上、モジュラー式であり、種々のプロセッサおよびオペレー ティングシステムの間でポータブルであるので、マーケットへの拘束時間および 任意の製品にＧＰＳ性能を加えるための設計上の判断の最大のフレキシビリティ を可能にしている。 チップの説明 ＧＲＦ１は全地球的測位システム（ＧＰＳ）受信機のための完全なフロントエ ンド周波数コンバータである。この現在の技術レベルのデザインは、低ノイズア ンプ（ＬＮＡ）と、ミキサーと、１５２７.６８ＭＨｚの位相ロックループ（Ｐ ＬＬ）シンセサイザと、オンチップ周波数基準と、ＡＧＣを備えたＩＦステージ と、ＲＦからデジタル出力への変換を行うための２ビットＡ／Ｄコンバータおよ び制御ロジックとを組み合わせている。ＧＲＦ１はＧＰＳ衛星から送信された１ ５７５.４２ＭＨｚの信号を受信し、この信号を４７.７４ＭＨｚのＰＥＣＬレベ ルの相補的デジタル信号に変換し、このデジタル信号はＧＳＰ１信号プロセッサ チップによって処理することができる。２ビットインターフェースは減衰され微 弱な信号に対する優れたトラッキング性能を提供すると共に、改善されたジャミ ング不感性も提供している。 表１ ピンの識別ピンの説明 表２ ＧＲＦ１信号の説明 ＩＦブロックのための正の電源入力。０.０１μＦ以上のコンデンサを介した アースへのデカップリングを設けるべきである。 信頼できる作動を保証するために、ＶｅｅピンとＶｃｃピンはすべて接続しな ければならない。 ピンの説明に関する注意 １．特に指定がない限り、正の電源をすべてバイパスすべきである。すべての パワーピンにできるだけ近くに低熱放出要素を有するコンデンサを設置すべきで ある。 ２．システム性能を最適にするために差動入出力信号を使用すべきである。 ３．ＰＣ基板レイアウトでは良好なＲＦの実務例に従うべきであり、可能であ れば、アース平面およびパワー平面を使用すべきである。 ４．Ｖｅｅを一般にＧＭＤと称す。 機能の説明 ＬＮＡ／ミキサー ＧＲＦ１は外部アンテナおよび適当なＬＮＡを介してＧＰＳ Ｌ１信号を受信 する。Ｌ１入力信号は１.０２３Ｍｂｐｓの双位相シフトキー（ＢＰＳＫ）変調 された拡散符号を備えた１５７５.４２ＭＨｚの直接シーケンスのスペクトル拡 散（ＤＳＳＳ）信号である。アンテナにおける入力信号パワーは、約−１３０ｄ Ｂｍ（２.０４８ＭＨｚにわたって拡散）であり、所望する信号は熱ノイズ指数 以下である。ＩＦセクションでの適当な外部フィルタリングおよび大きなバンド 外信号の除去が可能であれば、フロントエンドの圧縮点は−３０ｄＢｍである。 ＬＮＡ／ミキサーは全体に差動的であり、これにより共通モード干渉が大幅に 低減される。約８０ｄＢおよび２０ｄＢの変換利得のノイズ指数では、比較的挿 入損失の大きい安価なフィルタをＩＦで使用することができる。このＬＮＡ／ミ キサーおよびオンチップの１５２７.６８ＭＨｚのＰＬＬは４７.７４ＭＨｚのＩ Ｆ出力周波数を達成し、ダブルバランスドミキサーの出力はオープンな状態のコ レクターであるので、Ｖｃｃに外部ＤＣバイアスが必要である。 ＩＦステージ ＩＦステージは約７５ｄＢの小信号利得を与える。ＬＮＡ／ミキサーとＩＦ増 幅ステージとの間には外部ＩＦフィルタが必要である。ＩＦバンドパスフィルタ は性能に影響することなく、３〜１２ＭＨｚの間のバンド幅を有することができ る。ＩＦステージへの入力信号はダブルエンド処理され、ＶｃｃからのＤＣバイ アスを必要とする。ダブルバランスドＩ／Ｏは約４０ｄＢのノイズ不感性を与え るので、バランスドフィルタ構造が大いに推奨される。 ６ビットのレジスタは４０ｄＢの利得制御（１ｄＢ／ビット）を与え、３ワイ ヤーのＴＴＬレベルのインターフェース（ＡＧＣＣＬＫ、ＡＧＣＤＡＴＡ、ＡＧ ＣＳＴＲＢ）によりアクセス可能である。ＡＧＣＣＬＫの降下エッジにて最初に チップＬＳＢ内に制御ビットがシリアルにシフトされ、ＩＦ利得ステージ内のユ ニークな電圧制御ソース設計により温度に対して極端に良好な利得の直線性（０ .５ｄＢより小）が得られる。レジスタ内にすべてゼロがロードされた状態で、 最大利得が選択される（タイミングの詳細については図１５を参照のこと）。 このＩＦ増幅器出力は符号および振幅出力を発生する２ビットの量子化器へ送 られる。符号および振幅データビットは３８.１９２ＭＨｚのサンプルクロック の降下エッジでラッチされる（ＰＬＬシンセサイザを参照）。このＡＣＱＣＬＫ に対する差動出力も得られる。 位相ロックループシンセサイザ オンチップＰＬＬシンセサイザブロックから局部発振器の基準ＧＰＳＣＬＫお よびサンプルクロックが得られる。チップにはＶＣＯ、分周器および位相検出器 が設けられており、必要なすべてのものは外部の２４.５５ＭＨｚ基準クロック とパッシブなループフィルタ部品である。 図１６は、代表的な構造のチップを示す。電荷ポンプを有するループフィルタ が設けられており、２つの抵抗器と２つのコンデンサでループフィルタのバンド 幅を設定している。水晶発振子、抵抗器および２つのコンデンサを使って基準信 号を達成することができるが、より良好な基準信号の安定性が必要な場合には外 部発振器を使用してもよい。ノイズ不感性を大きな値にする外部発振器と共に、 基準発振器に対し差動入力信号を利用することができる。クロックによって差動 ＧＳＰＣＬＫ出力信号とＡＣＱＣＬＫ出力信号が発生される。 ＧＳＰ１インターフェース ＧＳＰ１インターフェースの出力側は、ＧＳＰ１にクロックおよび２ビットサ ンプルデータを与える。これら信号はノイズを低減するためにすべて差動的であ り、良好な性能を与える。２ビットサンプルはデジタル式にフィルタリングされ 、これによってＩＦフィルタに対し簡単な１または２極ＬＣフィルタで充分とな るよう、ＲＦ回路内で必要なフィルタリングが大幅に削減される。ＧＳＰ１は極 端に微弱な信号のトラッキングを可能にする相関化プロセス全体にわたって真の ２ビットデータパスを提供するものである。 ＧＳＰ１インターフェースの入力側はＧＲＦ１内のＩＦステージにおける利得 を制御するＡＧＣブロックである。この利得は固定された値に設定してもよいし 、ソフトウェアで制御可能なスレッショルドに従って変化してもよい。ＧＳＰ１ は入進する信号をモニタし、１ミリ秒ごとに利得を調節することができるので、 変化する信号環境への短時間の適応化を可能にするものである。 ＡＣ特性 表３ ＡＣ特性 表４．ＡＧＣインターフェースタイミング 次に図１７を参照する。ここには直接パスおよび２つのタイプのマルチパス干 渉に対する時間オフセット関数としての相対的相関関数の振幅の一連のグラフが 示されている。これらグラフは時間オフセットがゼロとなった時、すなわち直接 パス信号が到達した時間に整合されている。 図の中心の直接パス相関関数２２６はマルチパス信号がない場合の直接視線パ スに沿って受信される衛星信号と直接パス信号が存在する時のＣ／Ａ符号変調の レプリカとを相関化した結果である。実際の到達時間またはゼロ符号位相を示す ために、原点の直接パス相関関数２２６のピーク２３０が示されている。実際に はフィルタリングおよびその他のバイアスによってこのポイントは多少ずれるこ とがある。ピーク２３０は定刻の符号位相、すなわち特定の衛星からのＰＮ符号 グループの到達時間と見なされる。直接パス相関関数２２６は、例えば推定符号 位相を変化させながら、図９に示されるような符号化ブロック１１２の出力によ りドップラーブロック１０８からのドップラーシフトされた衛星信号を相関化す る相関化ブロック１１０を作動させることによって発生することができる。特に 直接パス相関化関数２２６は１遅延時間だけ早い、すなわち−１チップずれた時 間の約１つのＣ／Ａ符号チップ幅から１遅延時間遅れた、すなわち約＋１チップ だけオフセットした時間の約１つのチップ幅までのマルチパス干渉がない場合の 符号位相を調節することによって得られる相関化関数の形状を示す。 直接パス相関化関数２２６の三角形はこれまで次の環境から生じるものである と理解されてきた。すなわち符号位相オフセットがいずれかの方向に約１〜１. ５チップ大きい時には、受信信号と内部で発生された符号との間には相関性はほ とんどなくなる。オフセットがいずれかの方向に約１チップから約０まで減少す るにつれ、相関性はゼロオフセットで最大に増加する。すなわち内部で発生され た符号の符号位相が、受信された信号の符号位相に正しく一致する（バイアス、 オフセットおよびフィルタリングの効果は少ない）と、相関性がピークとなる。 これまで間に固定されたオフセット、すなわち遅延時間のある一対の早期相関 器および後期相関器を使用し、ピーク２３０を囲むように早期相関化および後期 相関化を実行することにより、これまでピーク２３０の予想位置をトラッキング するために遅延ロックループが使用されてきた。 図１８に示されるように、本発明に従い、マルチパス干渉から生じた残留符号 位相エラーを検出したり、決定したり、訂正したりすることができる。特に衛星 信号はＧＰＳアンテナ２８により受信し、上記のように種々の部品のみならずバ ンドパスフィルタ２３２により処理し、その後、ＰＮ符号発生器２３４によって 発生される符号レプリカと相関化される。ＰＮ符号発生器２３４によって発生さ れるＰＮ符号の時間オフセットは、システムクロック２３８によって駆動される 調節可能な遅延回路２３６の遅延時間、すなわちオフセットによって制御される 。 オフセットされたＰＮ符号発生器２３４の出力は早期相関器２４０へ印加され 、バンドパスフィルタ２３２によって処理された衛星信号と相関化される。ＰＮ 符号発生器２３４の出力は一対の２分の１チップ遅延回路２４２および２４４を 介して後期相関器２４６へ印加される。この相関器の各々の一方の入力信号は、 バ ンドパスフィルタ２３２の出力によっても得られる。この結果、衛星信号は２つ の点で固定された１チップ遅延時間と相関化され、すなわち分離される。相関関 数は相関関数の特性、例えばパワーを評価する検出器２４８へ印加される。相関 関数の他の値、すなわち他の特性、一般には合相および直交位相成分を含む複素 数を振幅測定値を含むパワー測定値の代わりに使用できることを理解しなければ ならない。 従来の技術によれば、早期相関関数および後期相関関数の振幅すなわちパワー を固定された関係に維持するように、調節可能な遅延時間２３６の時間オフセッ トを調節することにより、符号トラッキングのために遅延ロックループを使用す る。好ましい実施形態では、この関係を維持するよう、符号位相時間オフセット を調節する符号位相エラーシステム２５０により早期相関関数と後期相関関数の パワーが等しく維持される。次に、パワーが等しいままになっている間に、衛星 からの符号の実際の到達時間が１チップの分離時間内に知られるように符号トラ ッキングを実行する。 次に再度、図１７を参照する。早期相関関数の振幅と後期相関関数の振幅とが 等しくなるように、符号位相を正しくトラッキングするように図１８の遅延ロッ クループを示すと、早期相関関数２５２と後期相関関数２５４との相対的な振幅 はピーク２３０の振幅の半分となる。すなわち等しい値の相関関数の振幅をトラ ッキングするように時間位相オフセットを調節すると、これら値は図中、プロン プト相関関数２５６として示されている信号の実際の到達時間を時間的に対称的 に囲む。換言すれば、直接パス信号に対しプロンプト相関関数２５６は、このプ ロンプト相関関数２５６がゼロ時間オフセットのとき、すなわち実際の符号到達 時間に発生するように早期相関関数２５２と後期相関関数２５４との中間で発生 される。図１７に示されるように、プロンプト相関関数２５６の振幅は値を１. ０とした場合の相対的振幅であり、早期相関関数２５２と後期相関関数２５ ４の振幅は０.５の等しい値を有する。 図１８に示されるように、早期相関関数と後期相関関数との中間でプロンプト 相関関数を生じさせるために、一対の２分の１チップ遅延回路２４２および２４ ４によって早期相関関数と後期相関関数との間に１チップの遅延時間を設けてい る。２分の１チップ遅延時間２４２の出力は検出器２４８による評価を行うため に、早期相関器２４０から２分の１チップオフセットされたプロンプト相関関数 ２５６を発生するように、プロンプト相関器２４０へ印加される。２分の１チッ プ遅延回路２４４の入力信号は２分の１チップ遅延回路２４２によって得られる ので、後期相関器２４６へ印加される２分の１チップ遅延回路２４４の出力信号 は早期相関器２４０への入力信号から１フルチップオフセットだけ分離される。 次に、遅延ロックループを完成するために検出器２４８の出力が印加される。 マルチパスひずみが存在する場合には、このひずみは符号位相残留エラーとし て説明したエラーだけ、プロンプト相関関数を衛星信号の実際の到達時間からオ フセットさせる。プロンプト相関関数と進んだりまたは遅れたりする実際の到達 時間との間のエラーの符号は、これまで直接パス信号の搬送波位相とマルチパス 信号の搬送波位相との間の関係に応じて決められてきた。直接パス信号の搬送波 位相とマルチパス信号の搬送波位相との間の位相差が、例えば遅れたマルチパス 相関関数２５８として示されているように、０度に接近する際、直接パス信号お よびマルチパス信号は強め合って相関積の相対的振幅を大きくする。直接パス信 号の搬送波位相とマルチパス信号の搬送波位相との間の位相差が、例えば進みマ ルチパス相関関数２６０として示されているように１８０度に近づく際に、直接 パス信号とマルチパス信号とは相殺し合い、相関積の相対的振幅を小さくする。 より重要なことは、実際の到達時間の位置と相関関数の振幅が等しくなる点と の関係も変化することである。上記のようにマルチパスがない場合、固定された 遅延時間だけ分離された早期相関関数と後期相関関数の等しい振幅の点は、相関 ピーク、すなわち実際の到達時間を中心にし、対称的となるので、定刻相関関数 としてトラッキングされる両者の中間点は実際の符号到達時間となる。 しかしながら本発明によれば、強め合い、または相殺によるマルチパスの干渉 により、等しい振幅の早期相関関数および後期相関関数の点は、相関関数のピー クに対して対称とはならない。例えば遅れマルチパス相関関数２５８を検討する と容易に理解できるように、等しい振幅の早期相関関数２５２と後期相関関数２ ５４の振幅が等しくなる点は、直接パス相関関数２２６に対して早期相関関数と 後期相関関数との振幅が等しくなる点に対して右側に、すなわち正または遅れ遅 延時間方向にシフトする。 早期相関関数と後期相関関数との間の時間オフセットの中間点を遅れマルチパ ス相関関数２５８に対してトラッキングすると、マルチパス強め合い遅れエラー ２６４により遅れプロンプト相関関数２６２は時間的に直接パスプロンプト相関 関数２５６からオフセットされる。すなわち遅れプロンプト相関関数２６２は正 、すなわち遅れ遅延時間だけ、直接パス信号の実際の到達時間からオフセットさ れる。同様に、早期相関関数と後期相関関数との間の時間オフセットの中間点を 進みマルチパス相関関数２６０に対してトラッキングすると、進みプロンプト相 関関数２６６はマルチパスを相殺干渉進みエラー２６８だけ、時間的に直接パス プロンプト相関関数２５６からオフセットされる。すなわちマルチパス相殺干渉 進みエラー２６８は直接パス信号の実際の到達時間から負、すなわち進み遅延時 間だけオフセットする。更に早期相関積の振幅とプロンプト相関積の振幅と後期 相関積の振幅との間の関係は、マルチパス干渉によって変化する。遅れマルチパ ス相関関数２５８を検討すると理解できるように、遅れマルチパス相関関数２５ ８に対して早期相関関数と後期相関関数との間の時間オフセット内の中間点をト ラッキングすると、遅れプロンプト相関関数２６２は直接パスのプロンプト相関 関数２５６よりも振幅が大きくなる。遅れマルチパス相関関数２５８に対する早 期 相関関数２５２および後期相関関数２５４の振幅も直接パス相関関数２２６より も大きくなる。 特に遅れプロンプト相関関数の振幅２７０は１.０よりも大きくなり、等しい 早期および後期遅れ相関関数の振幅２７２は０.１よりも大きくなる。しかしな がら検討すれば判るように、かつシミュレーションで示されるように、互いに等 しい早期および後期遅れ相関関数の振幅２７２は遅れプロンプト相関関数の振幅 ２７０の半分よりも大きい。同様に、進みプロンプト相関関数の振幅２７０は１ .０よりも小さく、互いに等しい早期および後期進み相関関数の振幅２７６は０. １よりも小さくなる。更に、互いに等しい早期および後期進み相関関数の振幅２ ７６は進みプロンプト振幅２７４の半分よりも小さくなる。 本発明によれば、これらの関係はオフセットエラー、すなわちマルチパス強め 合い干渉遅れエラー２６４およびマルチパスの相殺干渉進みエラー２６８の符号 および振幅を決定するのに使用される。図１８に示される符号位相エラーシステ ム２５０は、早期相関器２４０、プロンプト相関器２４３および後期相関器２４ ６からの相関積の相関関数の振幅（または検出器２４８によって測定される他の 特性）を入力信号として受信する。 早期相関関数と後期相関関数との間の中間で実行されるプロンプト相関関数の 振幅が、互いに等しい早期相関関数および後期相関関数の振幅の２倍よりも小さ いと符号位相エラーシステム２５０が判断した場合、マルチパス強め合い干渉遅 れエラー２４６が存在する。早期相関関数と後期相関関数との間の中間で実行さ れるプロンプト相関関数の振幅が、早期相関関数および後期相関関数の振幅の２ 倍よりも大きいと符号位相エラーシステム２５０が判断した場合、マルチパス相 殺干渉進みエラー２４８が存在する。 しかしながら、早期相関関数と後期相関関数との間の中間で実行されるプロン プト相関関数の振幅が、早期相関関数および後期相関関数の振幅の２倍に等しい と符号位相エラーシステム２５０が判断した場合、マルチパス相殺エラーは存在 しない。 すなわちマルチパス干渉エラーの存在を検出することができ、検出された場合 、プロンプト相関関数から対称的にオフセットしている早期相関関数および後期 相関関数の等しい振幅に対するプロンプト相関関数の振幅の比を比較することに よって、エラーの符号を決定することができる。 マルチパス干渉エラーの相対的振幅は数種の異なる方法で評価することができ る。直接パス信号に対するマルチパス信号の相対的振幅およびそれらの間の搬送 波の位相差に応じ、適当な、経験的に決定されたスケール係数、例えば定刻相関 関数の振幅で割った早期相関関数の振幅と後期相関関数の振幅の合計を−０.５ に掛けるか、または定刻相関関数の振幅の平方で割った早期相関関数の振幅と後 期相関関数の振幅の平方和の二乗平均を−０.５に掛けると、ほとんどの状況に おける適当な訂正係数が得られる。 換言すれば、マルチパス遅延時間が約１.５ＰＲＮチップよりも短い場合に、 マルチパスエラーの影響を低減または解消するように、擬似オレンジに対する計 算訂正量を（早期相関関数＋後期相関関数）÷定刻相関関数の振幅に比例させる ことができる。図１８に示されるように、エラーの符号よび推定振幅の双方を含 む、残留マルチパス符号位相エラー２７８に対して３つの使用法がある。このエ ラーは、符号位相のトラッキングに使用される遅延ロックループの作動を変える ことなく、擬似オレンジ、従って位置決定値を計算で正確にするよう、受信機の プロセッサ２８０として示されている受信機の他の部分で、単に使用することが できる。 上記と異なり、または上記に加えて、ＰＮ符号発生器２３４の時間オフセット を変える調節自在な遅延回路２３６に残留マルチパス符号位相エラー２７８を印 加し、早期相関器２４０のオフセットを制御することができる。２つの、２分の １チップ遅延回路２４２および２４４は、早期相関器２４０と後期相関器２４６ の間の中心にプロンプト相関器２４３が位置するように、早期相関器２４０から 後期相関器２４６までのフルチップ幅の分離を維持する。このようにプロンプト 相関器２４３は直接パス信号の到達時間をより正確にトラッキングするようにす ることができる。更に、例えば符号位相エラーシステム２５０に対して発生され る分離制御信号２８０を使って早期相関関数と後期相関関数の分離を狭く、また は制御するだけでなく、プロンプト相関関数の周りの対称性を制御することによ り、符号の実際の到達時間を良好にトラッキングすることができる。 更に、例えばマルチパスのキャンセルに使用される干渉マルチパス信号の合成 モデルを改善または提供するために、マルチパスモデル２８２内で残留マルチパ ス符号位相エラー２７８を使用することができる。マルチパスモデル２８２によ って発生されたレプリカ２８４は、測定入力信号としてエラー訂正フィードバッ クループ２８６へ印加することができ、このフィードバックループは設定ポイン トの入力信号２８７としてバンドパスフィルタ２３２からの信号を受信し、マル チパスモデル２８２へ印加されるエラー信号２８８を発生することができる。こ のエラー信号２８８はレプリカ２８４を制御し、レプリカがマルチパス信号の正 確な表示となるまで受信される信号とレプリカとの間の差を減少するように使用 される。次にマルチパスモデル２８２はＰＮ符号発生器２３４を調節するよう、 残留マルチパス符号位相エラー２７８へ総和器２９２によって加算される別の符 号位相訂正値２９０を提供することができる。 分離制御信号２８０を参照して説明したように、所定の状況下ではトラッキン グを改善するために早期相関器２４０と後期相関器２４６との間の分離時間、す なわち時間オフセット量を低減することが望ましい。このような分離を低減する 技術は、相関関数のピークをまたぐことにより、マルチパス干渉からの残留エラ ーを最小にする試みでも用いられている。ピーク２３０の両側で比較的急な傾き が生じ、このピークによって区別が容易となるでの、直接パスの相関関数２２６ をまたぐことにより相関関数のピークを選択するのが容易となることが、図１７ を検討すれば理解できるはずである。 しかしながら、マルチパスが存在している場合に早期相関関数と後期相関関数 との間の分離が減少するにつれ、ピークの両側の少なくとも一方の傾きが小さく なる。例えば遅れマルチパス相関関数２５８の遅れエッジの傾きは、進みエッジ の傾きよりも実質的に小さい。同様に、進みマルチパス相関関数２６０の進みエ ッジの傾きも、その遅れエッジの傾きよりも傾きが小さくなる。ピークおよびプ ロンプト相関関数の近くで傾きが小さくなるにつれ、特にノイズが存在する場合 にピークを検出すること、またはこれをまたぐことがより困難となる。本発明の 一実施形態によれば、トラッキング目的のための分離を減少する前にマルチパス 効果を減少するように、まずエラーの符号および振幅を測定してもよい。 相殺し合う干渉により、２つの相関関数のピークが発生することも図１７から 理解できるはずである。事故により不良なピークをトラッキングすることもあり 得るが、遅延ロックループに正しいピークをトラッキングさせるために小さい分 離量内に別の早期相関関数および恐らくは大きな相関関数のピークが存在してい るかどうかを判断するだけでよい。 マルチパスエラーの正確な評価を行うために、ノイズに起因するベースライン を除かなければならない。次に図３を参照すると、本発明は比較的多数の相関器 、例えば排他的ＮＯＲゲート相関器７４を使用する結果として、ノイズに起因す るベースラインの好ましく、かつ正確な評価を可能にするものである。特にプロ ンプトタップよりも実質的に早い相関化時間、すなわち遅れで、相関器７４を使 用し、ノイズに起因するベースラインを評価することができる。このように所望 する信号との相関化により干渉を生じることなくノイズを決定することができる 。 図１９は、本発明の別の実施形態に従って製造されたＧＰＳ受信機３１０のブ ロック略図である。複数のＧＰＳ送信機（図示せず）からのＰＲＭ符号化された 信号を従来の全方向半球状ＧＰＳアンテナ３１２が受信する。受信される信号は マルチパス信号を含んでいたり、含んでいなかったりする。存在する場合、この マルチパス信号は本発明に係わるＧＰＳ受信機３１０の作動によってキャンセル すべきである。図１９に示されたＧＰＳ受信機３１０の特定の実現例では、信号 を受信し、ダウンコンバートし、バンドパスフィルタにかけ、受信機のフロント エンド３１４で更に処理できるように、デジタル信号に変換する。このようなフ ロントエンド３１４の特定の装置は本発明の受信機では特に良好に作動するが、 本発明と共に他の多くのフロントエンド構造を同様に使用することができる。 特にフロントエンド３１４内では全方向性ＧＰＳアンテナ３１２によって受信 された信号はＲＦ受信機３１６へ印加され、その後、これら信号はＬＯ周波数シ ンセサイザ３２０によって発生された既知の局部発振器（ＬＯ）とミキサー３１ ８内で混合されてダウンコンバートされる。その後、ダウンコンバートされた信 号は中間周波数プロセッサ３２２内で処理され、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ） ３２４内でフィルタリングされる。こうしてダウンコンバートされ、バンドパス フィルタリングされた受信信号は、最後にアナログーデジタルコンバータ（ＡＤ Ｃ）３２６内でデジタル信号に変換され、受信された信号のデジタル信号３２８ を発生する。このデジタル信号３２８のための、図１９で使用されている二重線 は、この信号に含まれる信号情報が複素数の値を有することを表示している。公 知のダイレクトコンバージョン技術も使用することができることも理解すべきで ある。 ＡＤＣ３２６はＧＰＳ受信機によって送信される信号を符号化するチップレー トよりも高速の特定レートの、周波数シンセサイザ３２０からのサンプルクロッ ク３２１によって制御される。この特定の実施形態ではサンプルクロック３２１ はチップレートよりも３２倍高速で作動し、各チップの各３２分の１に関連する 情報を決定できるように、ＡＤＣ３２６へ印加される。 受信された信号のデジタル信号３２８は搬送波トラッキングループ３３０に印 加される。このトラッキングループはキャンセル減算器３３２を追加し、位相回 転器３３６の出力でループ未処理測定信号３３４をトラッキングするための手段 を設けることによって改善された従来の搬送波トラッキングループとすることが できる。符号化されていないレプリカ信号シンセサイザ３３８の動作を詳細に説 明した後に、以下、この搬送波トラッキングループ３３０の作動についてより詳 細に説明する。 レプリカ信号シンセサイザ３３８はキャンセル減算器３３２内でマルチパス信 号をキャンセルするための搬送波トラッキングループ３３０内のキャンセル減算 器３３２へ位相トラッキングエラー３４０を与える。図１９に示されるように、 レプリカ信号シンセサイザ３３８内に含まれる部品は、かかる部品、例えばＰＲ Ｎ発生器３４２、符号化器ＮＣＯ３４４およびその他の部品もＧＰＳ受信機３１ ０の他の部分で使用するために設けることができるという点で、多少任意に図１ ９に含まれる。本発明の説明を容易とするために、レプリカ信号シンセサイザ３ ３８内のかかる部品の作動について説明する。 レプリカ信号シンセサイザ３３８の基本的動作は総和器３４８と二進シフトジ スタ３５０とを含む有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ３４６によって実行 される。図１９に示された好ましい実施形態では、マルチパスをキャンセルする ために一度に信号の約１.５Ｃ／Ａ符号チップ幅を評価するように、４８チャネ ルの総和器３４８と４８チャネルの二進シフトジスタ３５０が選択されている。 すなわち４８個のかかるサンプルが約１.５のＣ／Ａ符号チップを捕捉するよう に、サンプルクロック３２１がＣ／Ａ符号チップ幅の３２倍で作動する。例えば マルチパスから生じる約１または１.５チップ幅よりも広い不正確さは、これま で、例えば従来の技術を使用するＧＰＳ受信機内の他の場所で好ましく処理され ていた。 二進シフトジスタ３５０と総和器３４８との間の各チャネルに１つずつ設けら れた一連の４８個のスイッチ３５２は二進シフトジスタ３５０のチャネルによっ て制御され、一連の４８個のチャネルエラー信号３５４を、以下、より詳細に説 明するように、総和器３４８の対応するチャネルへ印加する。受信された信号の デジタル化された信号３２８における符号化されたＰＲＮ変調の１.５チップの 大きさで示されるサンプルクロック３２１から４８個のパルスが進む間、二進シ フトジスタ３５０に当該衛星のための衛星固有のＰＲＮ符号３４３が印加される 。この衛星固有のＰＲＮ符号３４３は衛星固有の符号によりスイッチ制御された 発振器（ＮＣＯ）３４４の出力を、従来のＰＲＮ符号発生器３４２にクロック制 御することにより、例えば符号化サブシステム３３７内でほぼ従来どおり発生す ることができる。衛星固有のＰＲＮ符号３４３は他のステージが上記１.５チッ プサンプルの残りを含む間、二進シフトジスタ３５０のステージ１に各ＰＲＮ符 号パルスの前縁が印加されるように、サンプルクロック３２１の制御により二進 シフトレジスタ３５０へ印加される。 ステージ１または恐らくステージ２からの計算により、二進シフトジスタ３５ ０へ衛星固有のＰＲＮ符号３４３を印加する結果誘導される定刻ＰＲＮ符号３４ ５は、搬送波トラッキングループ３３０へ印加され、搬送波トラッキングループ ３３０を参照して後により詳細に説明するように、合相、すなわちＩ成分３７２ を発生する。符号化サブシステム３３７は後により詳細に説明するようにレプリ カ信号シンセサイザ３３８から符号トラッキングエラー信号４１も発生する。 ４８のチャネルエラー信号３５４の各々を二進シフトジスタ３５０からの対応 する出力と相関化することにより、複素エラー信号３５６からそれぞれエラー信 号３５４が誘導され、設定ポイント信号３６２に良好に近似し、マルチパスエラ ーを含む受信信号をマッチング、従ってキャンセルするように、測定信号３６４ を調節することにより、複素エラー信号３５６の振幅を低減させるように、チャ ネル利得／信号条件化システム３５５内で別々に重みづけされ、積分される。図 １９に示されるような好ましい実施形態では、複素形態の最小二乗平均、すなわ ちＬＭＳ近似アルゴリズムが使用されるが、他の多くの公知の近似技術を使用す ることができる。エラートラッキングループは測定信号３６４を設定ポイント信 号３６２に等しくさせるよう、複素エラー信号３５６を条件付け、かつ重み付け するように働く。 設定ポイント信号３６２は維持すべき設定ポイント信号としてトラッキングル ープ減算器３６０へ印加され、受信信号のデジタル化された信号３２８から誘導 されるが、測定信号３６４は受信信号のレプリカを表示するレプリカ信号シンセ サイザ３３８内の総和器３４８の出力となっている。複素エラー信号３５６のゼ ロの値は、測定信号３６４はこれを減算する設定ポイント信号３６２に等しくな っていることを示している。 搬送波トラッキングループ３３０における位相回転器３３６による位相回転を し、その後、図１９にナビゲーションデータビット３６８として示されている各 ＧＰＳ衛星送信機のＣ／Ａ信号に印加される１秒当たり５０ビット（ｂｐｓ）の ナビゲーション変調の推定値または測定値を掛けることにより、データビット復 調乗算器３７０内での復調を行った後に、受信信号のデジタル化された信号３２ ８から設定ポイント信号３６２が誘導される。Ｃ／Ａ符号変調を直接トラッキン グできるようにするには、ナビゲーション変調の効果を除くことが必要である。 データビット乗算器３７０内における未処理測定信号３３４から変調を除くか、 または図２０を参照して後により詳細に説明するように、衛星固有のＰＲＮ符号 ３４３にモジュロー２で変調を加えることにより、図１９に示されるように５０ ｂｐｓで双位相ナビゲーションメッセージ変調を除くことができる。 次に、再度図１９を参照する。作動中、データメッセージ、すなわちナビゲー ションデータビット３６８は既に公知となっていることがある。このデータメッ セージは通常、極めて短時間で変化することが予想されるので、データビット乗 算器３７０内でこのナビゲーションデータビット３６８に未処理測定信号３３４ を掛けることにより、未処理測定信号３３４からデータビットを除くことができ る。データメッセージ全体が正確に分かっていなくても、メッセージは処理中の 信号のビットレートと比較して極めて低速で変化するので、メッセージの一部は 公知であり、想定することができる。ナビゲーションメッセージ内の位置は公知 であり、これを使用することができ、ヘッダーすなわちプロトコル情報はそれに 続く情報のタイプ、すなわち時間およびデータ情報のためのヘッダーを表示する 。キャンセルのためにマルチパス信号を正しくモデル化するには、データメッセ ージについて充分知るだけでよい。 次に、図２０も参照する。現在、データビットメッセージが既知でなければ、 図示するように、または他の適当な方法で、復調によりデータビットメッセージ を推定することができる。例えば定時ＰＲＮ符号３４５に応答して搬送波トラッ キングループ３３０内の定刻、すなわちオンタイム相関化関数に関連するコスタ スループ復調の合相、すなわちＩ成分３７２を５０ｂｐｓのナビゲーションデー タビットの各２０ｍｓにわたって積分し、極性を表示し、従って、そのデータビ ットに対する１または２の二進の大きさを表示することができる。図２０に示さ れた本発明の実施形態によれば、２０ｍｓの積分器およびデジタイザ３７４に合 相、すなわちＩ成分３７２が印加され、受信されたＧＰＳ Ｃ／Ａ符号と同期化 される。この同期化は符号化器３３７内のＰＲＮ符号発生器３４２から誘導され るデータビットタイミング信号３７６により２０ｍｓの積分器およびデジタイザ ３７４内の積分をクロック制御することにより、または他の適当な方法で達成さ れる。 好ましい実施形態では、搬送波トラッキングループ３３０内のコスタスループ 内のＩ信号パスおよびＱ信号パスの双方に含まれる積分器３７３（図２０に示さ れる）は、既に少なくとも２０ｍｓの積分を行っているので、２０ｍｓの積分器 およびデジタイザ３７４内で更に積分することは不要である。積分器３７３によ って行われる積分が２０ｍｓよりも短い場合、２０ｍｓの積分器およびデジタイ ザ３７４により２０ｍｓの積分時間が与えられる。 ２０ｍｓの積分器およびデジタイザ３７４の出力は復調されたデータビット３ ７８となっている。Ｃ／Ａ符号変調のうちのどの１ｍｓの繰り返しがデータビッ トの開始をマークするかに関する時間の不明瞭さは、従来の多数の公知の技術の １つによって解決することができる。 しかしながら２０ｍｓ積分器およびデジタイザ３７４によって与えられるデー タビット情報のこの推定値は、５０ｂｐｓのナビゲーションデータ変調の２０ｍ ｓビットの長さの終了時まで利用できない。多くのレプリカ作成用シンセサイザ 、例えばレプリカ信号シンセサイザ３３８で利用されるような複素ＬＭＳフィー ドバック適応化には、このような２０ｍｓの遅れは許容可能なものである。復調 されたデータビット３７８のための推定値の遅れのこのような問題のエレガント かつ単純な解法は一対のレプリカ信号シンセサイザのうちの１つにおけるナビゲ ーションデータビット３６８のための２つの可能な値の各々を使用し、次に、た またま正しいビット値を使用していた２０ｍｓの時間の終了時に決定されるシン セサイザからのシンセサイザ出力を選択することである。 図２０に示されるように、このような方法の１つの実現例では、搬送波トラッ キングループ３３０からの未処理測定信号３３４および衛星固有のＰＲＮ符号３ ４３を第１ＦＩＲ３４６ａのみならず第２ＦＩＲ３４６ｂの双方にいずれもパラ レルに印加される。設定ポイント信号３６２を形成するために、未処理測定信号 ３３４からナビゲーションメッセージデータビットを除去する別の方法として、 データビットを衛星固有のＰＲＮ符号３４３にモジュロ２の加算を行い、符号を 第２ＦＩＲ３４６ｂに印加する前にインバータ３４７におけるナビゲーションメ ッセージ変調に起因する１８０度の可能な位相シフトを表示する。 特に第１ＦＩＲ３４６ａ内の第１二進シフトレジスタ３５０ａに直接衛星固有 のＰＲＮ符号３４３を印加することにより、ビットの推定データビット値＝０を 得ることができる。第１レプリカ信号シンセサイザ３３８ａは第１二進シフトレ ジスタ３５０ａに応答し、総和器３４８ａにて測定信号３６４を合成するように 、複素ＬＭＳトラッキングアルゴリズム３３９ａを使用する第１ＦＩＲ３４６ａ を含む。次に第１二進シフトレジスタ３５０ａに直接衛星固有のＰＲＮ符号３４ ３を印加することにより、第１ＦＩＲ３４６ａ内の第１二進シフトレジスタ３５ ０ａにビットの推定データビット値＝０が印加される。複素ＬＭＳトラッキング アルゴリズム３３９ａの出力は第１ＦＩＲ３４６ａの２つの第１時間セグメント の重みを示すｈ1aおよびｈ2aを含む。 インバータ３４７を介し、第２二進シフトレジスタ３５０ｂに衛星固有のＰＲ Ｎ符号３４３を印加することにより、第２ＦＩＲ３４６ｂ内の第２二進シフトレ ジスタ３５０ｂにビットの推定データビット値＝１が印加される。ＦＩＲ３４６ ｂは第２二進シフトレジスタ３５０ｂに応答して第２ＦＩＲ３４６ｂの総和器３ ３８ｂ内で測定信号３６４ｂを合成するのに、複素ＬＭＳトラッキングアルゴリ ズム３３９ｂを使用する。複素ＬＭＳトラッキングアルゴリズム３３９ｂの出力 は、第２ＦＩＲ３４６ｂの最初の２つの時間セグメントの重みを示すｈ1bおよび ｈ2bを含む。 ２０ｍｓの積分時間の終了時に推定されたナビゲーションデータビット変調値 のいずれか、すなわち１または０のいずれが正しいかを判断するために、第１Ｆ ＩＲ３４６ａからのｈ1aおよびｈ2aならびに第２ＦＩＲ３４６ｂからのｈ1bおよ びｈ2bと共に、２０ｍｓ積分器およびデジタイザ３７４からの復調されたデータ ビット３７８により、ビット比較器およびデータスイッチ３８２にナビゲーショ ンデータメッセージ変調の実際の値が印加される。実際のデータビットがビット のデータビット値＝０を有している場合、すなわち位相シフトがない場合、ビッ ト比較器およびスイッチ３８２は第１ＦＩＲ３４６ａからのｈ1aおよびｈ2aをｈ 1およびｈ2として符号化サブシステム３３７へ印加する。更に第２ＦＩＲ３４６ ｂにおけるｈ1b〜ｈ４８ｂを第１ＦＩＲ３４６ａからのｈ1a〜ｈ４８ａに置換す る。しかしながら復調されたデータビット３７８がビットのデータビット値＝１ を表示している場合、ビット比較器およびスイッチ３８２は第２ＦＩＲ３４６ｂ からのｈ1bおよびｈ2bをｈ1およびｈ2として符号化サブシステム３３７へ印加す る。更に第１ＦＩＲ３４６ａ内のｈ1a〜ｈ４８ａを第２ＦＩＲ３４６ｂからのｈ 1b〜ｈ４８ｂに変換する。このように、ナビゲーションデータビット変調はアプ リオリに既知でない場合でも、２０ｍｓごとにシステムは更新される。 図１９を再度詳細に参照しながら、符号化サブシステム３３７内でのｈ1およ びｈ2の使用について、より詳細に説明する。上記のように、これら２つの値は マルチパス効果を含む受信信号のレプリカ作成に成功する際に使用される２つの 第１の時間の重み付けを示している。ｈ1およびｈ2はＡｒｃＴａｎｇｅｎｔ変換 器３８６により位相トラッキングエラー３４０となるように加算器３８４で組み 合わされ、このエラーは次に符号化サブシステム３３７によって搬送波トラッキ ングループ３３０へ印加される。 更にｈ1およびｈ2の振幅は減算器３９０で減算するよう二乗器３８８で二乗さ れ（または絶対値とされ）、符号化器ＮＣＯ３４４を駆動する符号ループフィル タ３９２によって使用するために符号トラッキングエラー信号４１を発生する。 搬送波トラッキングループ３３０により推定搬送波位相３７９が発生され、この 位相はＰＲＮ符号発生器３４２を駆動し、推定符号位相３９８を発生する符号化 器３４４へ印加される前に加算器３９６内の符号ループフィルタ３９２の出力と 組み合わせるためにＰＲＮチップレートを１５４０で割るスケーラー３９４にス ケール化することにより、特に移動プラットフォーム、例えば自動車をダイナミ ックに支援するのに使用することができる。 必要な位置情報を誘導するために、図１９に示されたプロセッサ２９のような 従来のＧＰＳデータプロセッサでは、推定搬送波位相３７９および推定符号位相 ３９８が使用される。 次に、図１９におけるデータビット乗算器３７０を再び参照する。設定ポイン ト信号３６２を形成するために、未処理の測定信号３３４からナビゲーションデ ータビット変調を除去する１つの利点は、ナビゲーションデータ変調が判ってい ない時に二進シフトレジスタ３５０をレプリカする必要と関連している。別の方 法は、例えばＦＩＲ３４６に印加される衛星固有のＰＲＮ符号３４３を適当に反 転することにより、測定信号３６４にナビゲーションデータビット変調を加える ことである。すなわちナビゲーションメッセージのうちの２つの可能なデータビ ット変調値をテストしなければならない時に、図１９に示されるようなＦＩＲ３ ４６のデータビット乗算器３７０内の（ＦＩＲ）フィルタ３４６からナビゲーシ ョンデータビット３６８を除くことにより、単一の二進シフトレジスタ３５０に よって駆動されるパラレルＦＩＲ３４６を複製することが可能となる。このよう な構造は次の図２１に示されている。 しかしながら図２０に示されるように、一対のＦＩＲ３４６の一方に反転する ことにより、２つの可能なナビゲーションメッセージビットを発生する構造にお いて、ナビゲーションメッセージデータをテストする際には、２つの二進シフト レジスタ３５０ａおよび３５０ｂが必要である。従って、ＦＩＲ３４６に印加す る前にナビゲーションメッセージを除くことにより、二進シフトレジスタ３５０ ｂによってパラレルシフト内の成分カウント数が少なくなるという利点がある。 次に図２１を参照する。図１９と同じように、データビット乗算器３７０によ りナビゲーションデータビット３５８を除いた未処理測定信号３３４を形成する よう、位相回転器３３６によって位相回転するために、受信された信号のデジタ ル化された信号３２８は搬送波トラッキングループ３３０に印加される。次に、 未処理測定信号３３４は第１レプリカ信号シンセサイザ３３８ａに印加され、ビ ットのうちのナビゲーションデータビット変調＝０を表示する。この結果生じる 設定ポイント信号３６２は第２レプリカ信号シンセサイザ３３８ｂに印加するた めのビットのナビゲーションデータビット変調＝１を表示する。図２０に示され た構成と異なり、第１ＦＩＲ３４６ａおよび第２ＦＩＲ３４６ｂの双方は単一二 進シフトレジスタ３５０によって駆動され、このシフトレジスタの出力はパラレ ルに双方のフィルタに印加されるようになっていると認めることが重要である。 複素ＬＭＳトラッキングアルゴリズム３３９ａは、二進シフトレジスタ３５０を 介し、プロンプト符号信号の、衛星固有のＰＲＮ符号３４３を受信し、搬送波ト ラッキングループ３３０に定刻ＰＲＮ符号３４５を印加する。 エラートラッキングループの残りの出力は第１ＦＩＲ３４６ａからのｈ1aおよ びｈ2aならびに第２ＦＩＲ３４６ｂからのｈ1bおよびｈ2bであり、これら信号は ビット比較器およびスイッチ３８２内の２０ｍｓ積分器およびデジタイザ３７４ からの復調されたデータビット３７８と比較され、フィルタ出力のうちのどれを ｈ1およびｈ2として符号化サブシステム３７に印加するかを決定する。従って、 図２１の実施形態の作動は図２０の作動とよく似てるが、ナビゲーションデータ ビット変調を衛星固有のＰＲＮ符号３４３に加えるのではなく、未処理測定信号 ３３４から除く点が異なっている。上記のように、また図２１から明らかなよう に、この構造の有利な結果の１つとして、図２０に示される構造で必要な第１二 進シフトレジスタ３５０ａおよび第２二進シフトレジスタ３５０ｂではなく、単 一の二進シフトレジスタ３５０を使用するということである。 次に、図１９〜２１に示されている実施形態の作動を参照する。実質的なマル チパスエラーを含むことがある受信信号から誘導されるナビゲーションデータビ ット変調を使用することにより、代表的な受信機の作動が実質的に劣化しなくな る。特に、ある代表的な受信機が、例えば３８ｄＢ−Ｈｚ、Ｅb／Ｎ0＝２１ｄＢ の信号レベルでナビゲーションデータビットの５０ｂｐｓデータレート（ここで Ｅはビットごとのエネルギーを示し、Ｎはヘルツごとのワット数を示す）で作動 するものと仮定することができる。ビットエラーレートは約Ｅb／Ｎ0＝７ｄＢで １０^-3となる。従って、定刻相関化関数はシミーレーションで検証されるように 、データビット推定値にエラーを大幅に導入することなく、マルチパスによって 厳しく劣化されることがある。換言すれば、信号の振幅およびナビゲーションデ ータビットの振幅および推定値のエラーレートが相対的により大きくなることは 、ナビゲーションデータビット内のマルチパスエラーは受信機の信号の処理に大 きな影響を与えないことを意味する。 本発明のキャンセル方法の動作を数学的に分析するために、搬送波の振幅およ び位相の複素数表示を使用する次の式で、Ｋ個のマルチパス成分を有する受信信 号をモデル化することができる。 ここで、各マルチパス成分に対しτはＰＲＮチップにおける遅延時間であり、ａ は振幅であり、φは搬送波の位相である。数学的な便宜上、振幅および位相を単 一の複素数の値αに組み合わせることができる。ダイレクト成分はα0に対応し 、その到達時間および位相はナビゲーションのための所望する測定値である。Ｐ ＲＮ符号は、より長いマルチパス遅延時間には相関性がないので、式（１）では ほぼ１ＰＲＮチップよりも短く遅延されたマルチパス成分しか問題とならない。 図１９に示されるような二進シフトレジスタに既知のＰＲＮ符号を注入すると 、 次の一般推定値 が合成される。ここでＴはＰＲＮチップ内の設計時間間隔であり、ｈm値は決定 すべき複素数の値である。ｍＴに対するｈmのプロットは受信機におけるマルチ パスプロフィル推定値であり、理想的には実際のプロフィルに一致する。ｈmの 値を「タップ重み」と称すことができ、Ｔはタップ間隔である。図１９における シフトレジスタはＴごとにシフトする。 マルチパスによってひずんだ入力信号を正確にモデル化するには、式（２）内 のτを式（１）内のτ0に近似する必要がある。受信機の処理によってτおよび ｈmの値を調節し、次の式（３）の二乗平均値を最小にする。 ε＝ｂ_e(t)[ｓ(ｔ)＋ｎ(ｔ)]−ｅｓｔ(ｔ) （3） ここでｂc（ｔ）はデータビットの推定値である。上記のように、データビット を効果的に除くことができる。次に、ｈmを調節するためのストレートフォワー ドな方法は、所望の結果に比較される重み付けされた合計の二乗平均エラーを最 小にするための周知の複素ＬＭＳアルゴリズムである。式（３）においてｓ（ｔ ）は所望の結果であり、εは複素エラーである。現在の作業に応用する場合、こ の複素ＬＭＳアルゴリズムは平均二乗エラーを最小にするように各ｈmの値を調 節する次の式（４）のフィードバック適応式で記述される。 Δｈ_m＝ｇＰＮ^*(ｔ−ｍＴ)ε （4） 利得係数ｇは適応式の時間定数を設定し、小さいｇはノイズによるエラーを減少 し、フィードバックループの安定性を保証する。式（４）は、複素共役数が一般 にＰＲＮ符号をとるべきことを示すが、ＰＲＮ（ｔ）が実数（±１の値）となっ ている本アプリケーションでは、このことは不要である。受信機が早期相関関数 のパワーと後期相関関数のパワーとを区別（遅延ロックトラッキング）するか、 または早期−後期相関関数と定刻相関関数との間のドット積を形成（ドット積ト ラッキング）するかのいずれかにより従来どおり受信機がトラッキングする際に は、最も早期のｈmの大きな値を決定することによってτの値を評価することが できる。このような方法は、マルチパスプロフィル推定値の計算を従来のＰＲＮ トラッキングの訂正値を与える方法であると見なしている。 次に、本発明によりαを推定するための別の好ましい方法について説明する。 まず、マルチパスがなく、ダイレクト成分しかないと仮定する。理想的にはマル チパスプロフィル推定値では１つのｈmだけがゼロでなくなる。しかしながら、 有限受信機バンド幅の効果により、マルチパスプロフィル推定値は実際にはゼロ でない幅を有する。従って、τを調節するための回復力は２つの隣接するｈの値 を次のように区別することによって得られる。例えば、 トラッキング回復力＝｜ｈ₁｜²−｜ｈ₂｜² （5） 実際にはτはダイレクト成分がマルチパスプロフィル推定値の最も早期の２つ の隣接するタップ間の中間に位置するよう、トラッキングゼロとなるように、こ のトラッキング方法で調節される。（注：マルチパスプロフィル推定値では図５ で使用される２つの隣接タップを若干後に変位することが好ましい。）次に、式 （５）の回復力をトラッキングゼロに移動するように、τのトラッキングループ を閉じることができる。 ここで、マルチパス成分が急に生じたと仮定する。マルチパスプロフィルを評 価するためのＬＭＳフィードバック適応化によりｍ＞２に対するｈmの他の値は 、ゼロでない値を生じるようにさせられるが、理想的にはｈ1およびｈ2は影響さ れない。従って、理想的にはτは大きなエラーを生じることなくトラッキングさ れ続ける。 上記のようにτをトラッキングする際には、ｈ1およびｈ2の複素数の値にはダ イレクト成分の搬送波位相が含まれる。ダイレクト成分はこれら２つのタップの 間に位置するので、搬送波位相の推定値はｈ1＋ｈ2の位相で示される。理想的に はマルチパス成分が急に生じた場合に、ダイレクト成分の搬送波の位相の推定値 はわずかに影響されるにすぎない。 搬送波トラッキングの実際上の問題は、車両のダイナミックスにおけるトラッ キングを可能にすることである。この理由から、図１９はダイナミックスの標準 的なコスタスループトラッキングのためのエラーを計算するのに使用されるＩお よびＱ成分を発生するための通常の定刻相関化関数を示している。ダイレクト成 分に対しｈ1およびｈ2から決定される搬送波の位相は、コスタスループがダイレ クト成分の推定される位相をトラッキングするように、コスタスエラーから減算 される。 予想された搬送波の位相は１５４０除算スケーラー３９４で１５４０によりス ケール化され、このスケーラーはＰＲＮチップレートに対する搬送波周波数の比 を示し、符号ループからダイナミックスの影響を除くために符号化ＮＣＯ３４４ 内の符号トラッキングに注入する。次に図２２を参照する。ここには約１.５Ｃ ／Ａ符号チップよりも長い遅延時間のマルチパスエラーを検出し、訂正すること ができる、本発明の別の実施形態の作動が示されている。長い遅延時間（すなわ ち約１.５チップよりも長い遅延）の非干渉性マルチパスエラー信号エラーを訂 正するためのこの技術は、図１７〜１８および図１９〜２１に示されているよう な短い遅延時間の（すなわち約１.５チップよりも短い遅延時間の建設的または 破壊的な干渉性マルチパス信号エラーを訂正するための技術と組み合わせて使用 してもよいし、また、単独で使用してもよい。 都市環境またはかなりの潜在的な信号をブロックしたり反射したりする対象物 があるその他の環境では、ＧＰＳおよびその他のスペクトル拡散受信機は、反射 された信号、すなわちマルチパス信号にロックし、これをトラッキングすること が時々ある。送信機からのダイレクトパス信号がブロックされた際に、マルチパ ス信号のトラッキングが開始することがあるが、ダイレクトパス信号は後に受信 できるようになった時でも、マルチパス信号のトラッキングが続き、よって潜在 的に利用できるナビゲーション情報が失われることが多い。 衛星の運動により入進信号の角度が変化数際に送信機に隣接する黒いアスファ ルトの駐車場から反射する結果として、差動ＧＰＳ送信機に対し選択される場所 でも、このようなマルチパスの問題が生じ得る。 その後、ダイレクトパス信号が受信できるようになった場合、受信機をダイレ クトパス信号にロックし、これまでトラッキングしていた反射信号を無視するこ とが有利である。このようにするには、ダイレクトパス信号とマルチパス反射信 号とを互いに容易に区別しなければならない。図２２に示された実施形態の作動 によれば、高速再捕捉をするために各信号に対する入進信号をトラッキングする のに利用できる従来の数よりも多い相関器を有利に使用すれば、トラッキング中 の信号が実際には後で到達したマルチパス信号ではなく、ダイレクト信号である ことを確認することができる。トラッキングされていないダイレクトパス信号ま たはより短いパスのマルチパス反射信号を検出した場合、トラッキングは即座に 、より良好な方の信号に移る。 トラッキング精度を維持するために早期相関化、プロンプト相関化および後期 相関化を実行する他に、衛星トラッキングの間で本発明は複数のプログレッシブ 早期相関関数を使って、現在プロンプト信号としてトラッキングされている信号 よりも実質的に早期の衛星信号が存在するかどうかを検出する。早期信号が検出 されると、これを有益な信号、例えばダイレクトパス信号、またはダイレクトパ ス信号または特に早期相関関数の振幅がトラッキング中の信号に対するプロンプ ト相関関数の振幅よりも大きい場合には、少なくともより短いパスのマルチパス 反射信号と見なす。より早期の、より有益な信号が検出されると、新しいプロン プト相関信号として早期信号をトラッキングするように、符号遅延時間、すなわ ち符号位相を調節する。ダイレクトパス信号に接近または離間する反射パス信号 のドリフト変化率に関連するような関連現象がこれまで発見されている。例えば 黒いアスファルトの駐車場の上に設置された受信機では、反射パス信号はダイレ クトパス信号よりも遅くなるが、その遅延時間は一定ではない。衛星から受信さ れる信号の入射角が変化するにつれ、遅延時間も変化する。この遅延時間の変化 率、すなわち経過速度は、角度および距離を含む物理的な質を含む、反射器に関 する実質的な方法を提供する。 ダイレクトパス信号と反射パス信号とを区別するのに、これら信号の振幅差を 利用できないようなケースでは、他の目的のためにこの情報を使用する他に経過 速度が役立つことがある。すなわち反射パス信号は所望する信号から受信時間が 変化し、ダイレクトパス信号から区別できるように変化する。真の到達時間が判 らない場合でも、天体暦から所望するダイレクトパス信号の多くの特性が判る。 反射信号の経過速度は衛星の動きによって生じたダイレクトパス信号の経過から 予想されるレートと異なるので、ダイレクトパス信号を予想するのに使用するこ とができる。ある状況、特に、差動ＧＰＳ送信局のような固定された位置におい て、公知の反射器、例えば上記黒いアスファルトの駐車場に対して受信機を較正 することができる。 他の状況、例えば反射器が急速に変化し、ダイレクトパスが数回ブロックされ るような都市の環境内にある移動中の車両では、経過速度を元に、恐らくダイレ クトパスがブロックされる間、反射パスをトラッキングすることによりダイレク トパス信号の推測航法、すなわちモデル化を改善できるように、反射パス信号を 別個にトラッキングすることにより、強力なマルチパス信号からの情報を訂正す ることができる。 図２２に示され、また図１１を参照してこれまで説明したような作動中におい て、各１１個の２分の１サンプル、すなわちセグメントは、トラッキング中の各 ＳＶのための衛星固有のサンプルを提供するようにドップラー回転されている。 この時間におけるＳＶ１に対して固有なドップラー回転により、ＳＶ１に対する ＳａｔＴＲＡＫチャネル３８で、まずセグメント＃１が処理され、次に各チャネ ル内の各ＳＶのためのセグメントをドップラー回転することにより、ＳＶ２〜４ のためのＳａｔＴＲＡＫチャネル４０、４２および４４（１１個すべてのＳＶに 対し同様）で処理される。次に、セグメント＃１の各ドップラー回転されたセグ メントは、そのＳＶのための２２個の遅延理論の各々に対し相関化関数の振幅を 決定するように、２２個の衛星固有の符号遅延時間の各々だけ遅延される。 その後、各ｍｓ符号繰り返し時間における他の１８５個のセグメントの各々の １１個の２分の１チップサンプルが同様に処理される。２２個のＳＶの各々に対 する各遅延のための相関化の結果が、機能タップ番号、すなわち遅延ごとにＳＶ 用の相関関数の振幅のマトリックス内に累積される。例えば図２２の時間Ｔ０に 対する行１にＳａｔＴＲＡＫチャネル３８内のＳＶ＃１からの信号の相関関数に 対する振幅の累積が示されている。これら振幅は任意のスケールで示されている 。トラッキングモードで使用できる個々のＩおよびＱ直交位相信号の振幅よりも 相関積のパワーを示す振幅を使用することが好ましい。その後、ＩおよびＱ相関 積はパワーがＩとＱの二乗の合計の平方根となっている従来の変換式に従ってパ ワーに変換するか、またはチャネルごとにパワー測定およびピーク検出を行うこ と ができる。図２３を参照して別の方法について後述するが、この方法では既にパ ワー変換およびピーク検出を含む高速再捕捉チャネルを、別個の符号位相検証チ ャネルとして使用することができる。 いずれの場合においても、タップ列＃２（または遅延ラインの中心のような他 の固定された位置）にプロンプト相関化の結果を累積するように、通常はプロン プト相関遅延を調節する。 ＳＶ＃１に対して示された実施形態では、１ｍｓの間にＣ／Ａのフルの繰り返 しを示す１８６個のセグメントに対し、４の振幅を示す列＃１に早期相関関数が 累積される。プロンプト相関関数の累積値および後期相関関数の累積値は、それ ぞれ８および４の振幅を有する列＃２および＃３に示されている。同様に、ＳＶ ＃２に対し６、１２および６の振幅；ＳＶ＃３に対し４、８および４の振幅；Ｓ Ｖ＃４に対し２、４および２の振幅を有する行Ｒ２、Ｒ３およびＲ４の列１、２ および３にＳａｔＴＲＡＫチャネル４０、４２、４４内の早期、プロンプトおよ び後期相関関数の累積振幅が示されている。図解のため、２、４および２の振幅 を有する列＃１７の中心にあるＳａｔＴＲＡＫチャネル３８内にはＳＶ＃１から の信号のマルチパス反射が示されているが、ＳａｔＴＲＡＫチャネル４４内には ＳＶ＃４からのマルチパス信号が示されている。 早期相関化、プロンプト相関化および後期相関化をそれぞれ１、２および３の 遅延時間またはタップ重みで実行するようなこのような構造では、４以上のタッ プ重みによる他の相関化はトラッキングモードでは不要なことである。バッテリ ーのエネルギーを節約し、また多重化速度を高めるには、これらの相関化をオフ にすることができる。 本発明によれば、２０、２１および２２において、またはその近くのタップ重 み、最大の遅延時間で、早期、プロンプトおよび後期相関関数を処理することも できる。行１、時間ｔ1において、列＃２１で実行されるプロンプト相関関数と 共にＳａｔＴＲＡＫチャネル３８におけるＳＶ＃１のための相関関数の振幅が示 されている。図示されるようにプロンプト相関関数がエラー時にマルチパス反射 にロックされた場合、ＳａｔＴＲＡＫチャネル３８は所望するダイレクトパス信 号ではなく、好ましくないことにマルチパス反射をトラッキングする。視界内に あるダイレクトパス信号は、より短いパスに沿って受信機に達するので、早期時 間、すなわち早期タップまたは遅延数で受信機に達する。例として列６、７およ び８内のＳａｔＴＲＡＫチャネル３８内にＳＶ＃１に対して累積された相関関数 の振幅は、タップまたは遅延回路＃７に対応する時間にダイレクトパス信号が存 在することを表示する６、１２および６の振幅を示している。図１７に示される ように、ダイレクトパス信号に対する相関関数の形状、例えばダイレクトパス相 関関数２２６は、二等辺三角形になると予想される。 ＳａｔＴＲＡＫチャネル３８内の累積された振幅を分析する際に、タップ＃７ におけるダイレクトパス信号を検出し、その後、その時間に正しいプロンプト相 関化を行う。この相関化はタップ＃７に関連した遅延時間がその後タップ＃２１ で生じるように、タップの遅延時間をシフトすることによって行うことができる 。その後、現在選択されているプロンプト遅延時間が不正確である場合、ダイレ クトパス信号を探し、これを検出するのに、タップ重み＃１〜＃１９に対し発生 し、累積された他の早期信号を再度使用することができる。同様に、時間ｔにお ける行２〜４には、ＳＶ＃２、＃３および＃４に対する早期、プロンプトおよび 後期相関関数の累積が示されている。 ＳａｔＴＲＡＫチャネル３８に関し、タップ＃２１ではなくタップ＃７におけ るダイレクトパス信号の検出は、マルチパス信号のパス長さがダイレクトパスよ りも１５個の２分の１チップだけ長く、すなわち約６.５チップが１マイルを示 すと仮定した場合、約２.５マイル長いことを示している。 本発明の別の特徴によれば、マルチパス信号のパス長さがダイレクトパスより もわずかに約１.５個の２分の１チップ（またはこれより小）だけ長い場合、マ ルチパス干渉を訂正するために別の情報を得るためにマルチパス信号をトラッキ ングし続けることが有利である。同様に、ダイレクトパス信号が一時的に遮られ た場合に、ダイレクトパス信号をモデル化するのにマルチパス信号をトラッキン グすることが有効である。特に、早期ダイレクトパス信号が検出された場合に、 ダイレクトパス信号が後に再び遮られると考えることが妥当となるように、ダイ レクトパス信号が遮られることによってマルチパス信号へのロックを行ってもよ い。 特に行１、ｔ2におけるＳａｔＴＲＡＫチャネル３８に対して示されているよ うに、ダイレクトパス信号が検出されたタップ＃７にこのダイレクトパス信号を 維持し、マルチパス反射の経過をモニタすることができる。短距離走行した時は 車両の移動によるパス長さの変化は衛星の運動によるパス長さの変化よりもかな り大きくなり得る。しかしながらいずれの場合においても、マルチパス信号パス 長さがダイレクトパス長さに対し増加する場合には、マルチパス信号によって別 のトラッキングの問題が生じることが起きにくくなる。しかしながら、図示する ようにパス長さの差が増加する場合、マルチパス信号の相関関数の振幅も増加し 得る。 時間ｔ2では、マルチパス信号のパス長さはダイレクトパスのパス長さよりも わずか約２マイルだけ長いだけの短さとなっているので、マルチパス相関関数は ダイレクトパス相関関数の対応する振幅から約１２個の２分の１チップ遅れてい る列内に累積される。 同じ２２タップの遅延ライン内でマルチパス信号と直接パス信号の双方をトラ ッキングするには、タップ２と１０との間でダイレクトパス信号を相関化しなけ ればならない。図示した実施形態では、タップ＃１９でマルチパス信号をトラッ キングできるようにダイレクトパスはタップ＃７に留まる。 ｔ3で示されるその後の時間では、マルチパス信号に対する付加的パス長さは ９つの２分の１チップ遅延時間で示される約１.５マイルに短縮されている。パ ス長さの差がタップ数の半分以下である時は、ダイレクトパス信号に対するプロ ンプト相関関数を行の中間点、すなわちタップ＃１１に再配置することが好まし い。約５つの２分の１チップ遅延時間の差分パス長さのマルチパス信号は、タッ プ＃２０に累積される。 ｔ4で示される更にその後の時間では、パス長さの差は約６つの２分の１チッ プ遅延時間まで短縮されており、従って、このマルチパス信号の相関関数はタッ プ＃１７に累積される。一例として、最も強力なマルチパス相関関数の振幅は１ ０として示され、より長いパス長さの差の振幅に対してかなり大きくなっている 。このような振幅の増加はＧＰＳ受信機を含む車両がマルチパス反射物、例えば ビルまたは山に向かって移動する際に生じるマルチパス反射の変化と一致してい る。 同様に、更に後の時間ｔ5ではタップ＃１３、＃１４および＃１５にマルチパ ス信号の相関関数の振幅が累積されるように、パス長さの差は約２分の１マイル に短縮されている。この段階ではマルチパス相関関数はタップ＃１０、＃１１お よび＃１２に累積されたダイレクトパス相関関数から約１.５の２分の１チップ 遅延時間内にある。図１７を参照して説明したように、パス長さの差が約１.５ の２分の１チップ遅延時間内にあると、相関積は建設的または破壊的に干渉し、 ダイレクトパス信号を正確にトラッキングすることがより困難となる。 しかしながら、図２２を検討すれば判るように、パス長さの差の残像的変化は 時間の関数としてモデル化することができる。ここには、多少リニアに変化する ように示されているが、実際の変化は反射器の位置およびタイプに応じるだけで なく、相対的パスおよび受信機の方向変化に応じた形状となり、これらはいずれ もダイレクトパス信号と干渉する時間中のマルチパス信号の比較的正確な表示を するようにモデル化することができる。次に、ダイレクトパス相関関数からマル チパス信号に対してモデル化された相関積を減算し、またはダイレクトパスをよ り正確にトラッキングするようにこの相関積を補償することができる。 更に図１７に示されるように、トラッキングのためにダイレクトパス関数を訂 正または補償する際に、マルチパス干渉によって生じたひずんだ相関関数の形状 を考慮することができる。 パス長さの差が最小値（この最小値は車両が反射物に接近する場合にマルチパ ス信号が消滅する際にゼロとなり得る）に達した後の時間ｔを特に参照すると、 マルチパスのパス長さの差は再び増加し始める。上記のように、パス長さの差は マルチパス干渉を補償するために減少するが、マルチパス信号をトラッキングす ることが有利である。更に衛星が遮られている間にダイレクトパス信号をモデル 化するために、パス長さの差が増加中であるか減少中であるかに応じて、マルチ パス相関関数または少なくとも最大の信号振幅を有するマルチパス信号をトラッ キングすることが有利である。 時間ｔ6ではマルチパス長さの差は約１マイルまで増加しているが、ダイレク トパス信号は既に環境、例えばビル、木、丘などによって遮られている。パス長 さの差の経過方向の変化を含む、利用できる場合の主なマルチパス信号の変化を トラッキングすることにより、短時間の間、またはダイレクトパス信号が遮られ ている短時間でない期間の間、ダイレクトパスの正確なモデルを維持することが できる。ダイレクトパス信号のモデルは任意の適当な方法、例えばモデル化され た相関積のマトリックス内に維持することができる。 次に図２３を参照する。これまで説明した符号検証関数は、図３を参照してこ れまで説明した高速再捕捉実施形態の機能のいくつかを活用するように、異なる 態様に構成することができる。本発明の一実施形態では、各衛星トラッキングチ ャネルは２２タップの遅延時間の各々で衛星からのＩ信号およびＱ信号の直交相 関化を実行し、そのＳＶをトラッキングする衛星トラッキングモードまたは２２ 個のタップ遅延時間の各々で相関パワーを決定し、再捕捉中に使用されているの と同じ方法でピークパワーを選択する高速再捕捉モードのいずれかで作動するこ とができる。 現在意図している高速再捕捉モードの特定の実施形態では、各タップに対する 相関パワーがすぐに測定される。このような構成では、符号位相検証を行うため に別個の独立したチャネルを使用することが有利である。 特に図２３に示されているように、ＳＶ１〜１１をトラッキングするためにＳ ａｔＴＲＡＫチャネル３８、４０、４２および４４などを含む多数の衛星トラッ キングチャネルにセグメント＃１が印加される。同じようにして順にセグメント ＃２〜＃１８６が処理される。 順に各ＳＶのための符号位相を検証するために、トラッキングモードではなく 高速再捕捉モードにて、ＳＶ１２をトラッキングするのに使用されるＳａｔＴＲ ＡＫチャネルとして図１１にこれまで示されているＣｏｄｅＰｈａｓｅ検証Ｓａ ｔＴＲＡＫチャネル３００が使用される。符号位相を検証する作業は既に述べた とおりであり、トラッキング中の信号のパスよりも短いパスに沿って受信される ダイレクトパス信号のサーチを意味する。 最初のｍｓの作動中、現在トラッキング中の衛星信号に対するプロンプト相関 関数を、より長い遅延時間の１つ、例えばタップ＃２２で相関化するように調節 された符号位相を有するＣｏｄｅＰｈａｓｅ検証ＳａｔＴＲＡＫチャネル３００ でセグメント＃１の１１の２分の１チップのハーフビットサンプルが順に処理さ れる。タップ＃１〜＃２１においてテスト中の遅延理論は、タップ＃２１におけ る従来の早期の相関化であり、タップ＃２１から後方のタップ＃２までの漸次早 い時間となっている。 例えばＳＶ＃１からのマルチパス信号２３１はＳａｔＴＲＡＫチャネル３８で 悪い状態でトラッキングされ得る。ＳａｔＴＲＡＫチャネル３８ではタップ＃２ でプロンプト相関化が行われるようにＳａｔＴＲＡＫチャネル３８内の２２タッ プに対する符号位相遅延時間が調節される。１ｍｓの時間中、すなわちＣ／Ａ符 号のフルの１０２３個のビットシーケンスに対する繰り返し期間中、先の潜在的 にダイレクトなパス信号も利用できないことを確認するために、ＣｏｄｅＰｈａ ｓｅ検証ＳａｔＴＲＡＫチャネル３００が使用される。 作動中、トラッキング中の信号のピーク、本例ではマルチパス信号２３１のピ ークがタップ＃２２でトラッキングされるように、ＣｏｄｅＰｈａｓｅ検証Ｓａ ｔＴＲＡＫチャネル３００の符号位相が調節される。図２３に示されるように、 １８６個のセグメントを累積した後、マルチパス信号２３１のピークを示す４ｍ の相関パワーの大きさがタップ＃２２に累積され、タップ＃２１における２の大 きさとして半分のパワーポイントが示される。更に、６の大きさと共にタップ＃ ４にはダイレクト信号のピーク２３０が累積されるが、タップ３および５にそれ ぞれ早期相関関数のパワーおよび後期相関関数のパワーに対する３の大きさにハ ーフパワーポイントが示される。 次の１０ｍｓ時間の間、他のＳＶ２〜１１の各々に対する各タップにおける相 関積のパワーがテストされる。各ＳＶに対し、最も早期のピークがダイレクトパ ス信号として選択され、従って、そのＳＶの符号位相が調節される。次にこのよ うなプロセスを繰り返す。 図２２を参照して説明したように、パス遅延時間差が約１.５の２分の１チッ プ以下の大きさである時の干渉を最小にするか、または一時的に遮られたダイレ クトパス信号をトラッキングし続けるためにダイレクト信号またはマルチパス信 号をモデル化するために、マルチパス反射信号をトラッキングすることが有利で ある。これら作業も毎ｍｓ当たり１つのＳＶに対しＣｏｄｅＰｈａｓｅ検証Ｓａ ｔＴＲＡＫチャネル３００で有利に実行することができる。 次に図２４を参照する。ここには衛星の視覚性が低下した間のナビゲーション を改善するために使用される、図２に示されたＧＰＳ自動車ナビゲーションシス テムの別のブロック図が示されている。 上記のようにＧＰＳ受信機はユーザーの位置を決めるための３つの直交座標を 与えるｘuser、ｙuserおよびｚuserだけでなく、必要な衛星の時間を与えるｔus erを一般に含む４つの必要な未知数を決定または少なくとも推定するために、視 界性のある空にわたって分布した最小３つまたは４つの衛星と共に作動されるこ とが好ましい。図２４に示された実施形態では４つの未知数はａuser、ｃuser、 ｚuserおよびｔuserとして特定されている。３つの直交ユーザー座標は現在識別 されている方位またはトラックに沿った距離に換算した、ユーザーの位置を定め るａuserと、現在識別されている方位またはトラックからのユーザーのクロスト ラック距離に換算したユーザーの位置を定めるｃuserと、海面上または海面下の 垂直距離にこれまで換算したユーザーの高度を表示するｚuserである。 図２４に示されるように、ＧＰＳ自動車ナビゲーションシステム４００はＧＰ Ｓアンテナ２８からの衛星受信機部分３６で受信されたＡＳＩＣ１０２内の衛星 信号を処理し、衛星固有のトラッキングチャンネル、例えばＳａｔＴＲＡＫチャ ンネル３８、４０、４２および４４で現在見ることができるすべての衛星をトラ ッキングし、このチャンネルの出力信号はＳａｔプロセッサ４６へ印加される。 ナビゲーションの解は４つの未知数、例えば内部クロックモデル５４、高度推定 値５６、ｃest４０４およびａest４０６の１モデル４０３を発生するＮａｖプロ セッサ４０２で発生される。２つ以上の衛星が視界内にある時でもｃest４０４ およびａest４０６を使用すると有利であることがこれまで判っている。 ＧＰＳ自動車システムモジュール２６には、例えばルートデータベース５２か らの現在−および予想される将来の−物理環境に関連するデータが提供され、ル ートデータベース５２は道路の形態でのルーティング、道路の間のカーブのみな らず、実際または推定される道路幅に関する情報を含む。他の情報が得られない 場合には、推定道路幅は単に共通する道路幅、例えば二車線の街路または高速道 路の幅を示すデフォルト値とすることができる。 適当な幾何学的形状となっている４つの衛星からの信号が視界内にある時に、 位置情報の４つのすべての未知数に対する解を誘導することができる。適当な処 理をするために、わずか３つの見ることのできる衛星からしか信号が得られない 場合、ｚuser解を仰角推定値または高度ホールド処理モードとこれまで称されて いるデフォルト値から誘導されるｚest５６の解と置換してもよい。地上ナビゲ ーションでは仰角変化は比較的低速で生じるので、高度ホールド中の位置の劣化 は許容できることが多い。 わずか２つの適当な衛星からの信号しか得られない場合、ｃuser位置情報をル ートデータベース５２から誘導するか、または本明細書でクロストラックホール ド処理モードと称した方法により推定されるｃestと置換される。最大物理的ク ロストラック距離、すなわち道路幅は一般にＧＰＳシステムで現在利用可能な位 置の精度よりも小さいので、自動車が既知のトラックに沿って、すなわち既知の 方向に走行している限り、クロストラックホールドから生じる位置情報の劣化は 通常許容できるものである。 次に図２５を参照する。ルートデータベース５２または他のソースからのルー トデータを使用する場合、予測トラック４０８は実際の道路４０９を表示でき、 この道路はポイント４１０からカーブ４１２の第１方向に延びるよう示されてお り、カーブ４１２の後で実際の道路４０９、従って予測されるトラック４０８は 、右側に約３０度曲がる。意図的なカーブ転回を行う場合、例えば高速道路を出 る場合、同じような状況が生じる。 次に図２５を参照する。詳細な道路またはトラックデータを使用中でない場合 、予測トラック４０８のデフォルト推定値を単に現在の方位とすることができる 。すなわちＧＰＳ自動車ナビゲーションシステム４００を含む車両が実際の道路 ４ ０９に沿ってポイント４１０からカーブ４１２に進んでいる限り、予測されるト ラック４０８は実際の道路４０９に従い、クロストラックエラーは生じない。し かしながらカーブ４１２の後でポイント４１０とカーブ４１２との間の自動車の 方位から単に予測トラック４０８を推定する場合、予測トラック４０８は同じ元 の方向に沿って続くが、実際の道路４０９は右側にカーブする。 図２５ａに示されている状況では、カーブ４１２の前後の双方でかなりの精度 劣化を生じることなく、クロストラックホールドを成功裏に使用することができ る。しかしながらカーブ４１２の後の図２５ｂに示された状況では、実際の道路 ４０９の実際のパスは知られておらず、先の車両の方位によって推定するにすぎ ないので、かなりのクロストラックエラーが生じることがある。特にカーブ４１ ２におけるクロストラックエラーはゼロであるが、車両が実際の道路４０９に沿 って点４０６に達した時は、そのエラーはクロストラックエラー距離４１４まで 増加する。その後、ＧＰＳ自動車ナビゲーションシステム４００が実際の道路４ ０９上のポイント４２０に達した時、クロストラックエラーはクロストラックエ ラー距離４１８に達する。 現在の方位から予測トラック４０８を単に推定するような図２５ｂに示された 状況で、クロストラックホールドを有効に使用し続ける１つの方法は、図２に示 されたカーブ検出器６６を使用してカーブが存在することを検出することである 。このカーブ検出表示信号はカーブ比較器６８およびルートデータベース５２と 組み合わせて使用され、予測トラック４０８を訂正または更新し、これを実際の 道路４０９の実際のパスに対応させるか、またはカーブ後の現在の方位を利用す ることにより予測トラック４０８の再推定をするだけでよい。同様に、あまり好 ましくはないが、より簡単な方法として、タイマー４４を使用し、現在の方位か ら予測トラック４０８を定期的に推定し直す方法がある。 図２４には、より良好な別の方法が示されており、この方法では、カーブ検出 器６６の代わりに、またはこの検出器に加えて、定常状態の検出器４２４を使用 することができる。この定常状態の検出器４２４は単にあるタイプのカーブ検出 器、例えば磁気コンパス、またはより複雑な装置、例えば慣性ナビゲーションシ ステムとすることができる。いずれの場合においても、定常状態の検出器４２４ は車両が定常状態の条件をもう維持しないこと、すなわち視線に従わないか、ま たはスムーズなカーブに沿って続かないことを表示するように働く。定常条件の 検出器４２４の出力信号はＮａｖプロセッサ４０２に印加され、車両が方向を変 えたことにより予測されたトラック４０８はもう正確ではないことを表示する。 本発明の好ましい実施形態によれば、クロストラックホールド中に定常状態か らの変化が生じたことが定常状態検出器４２４から表示される際に２つ以上の衛 星信号が視界内にある場合、Ｎａｖプロセッサ４０２は自動的にクロストラック ホールドからクロックホールドに切り換わる。換言すれば、クロストラックエラ ーが存在し得る表示がされると、クロストラック推定値を更新する短時間の間に 現在のクロック推定値が維持される。 位置の精度を大幅に劣化することなく、クロックホールドを維持できる時間長 さはＧＰＳ自動車ナビゲーションシステム４００内で使用されるリアルタイムク ロックの精度、すなわちドリフトに応じて決まる。この精度は予測することがで き、恐らく少なくとも約３０秒〜６０秒の長さの期間中に使用できるほど充分良 好である。許容できない位置の劣化を生じることなく、クロックホールドを維持 できる時間長さを長くする第１ステップは、リアルタイムクロックのエラーのモ デルを維持することである。 リアルタイムクロックエラーモデル４２６は図１２に示されるリアルタイムク ロック４２８のドリフトをモニタするように働く。衛星から測定される実際の時 間と比較されるクロックドリフトは、別のドリフトを予想するように時間の関数 として決定される。このようなドリフトを生じさせる要因のいくつかは、クロッ クドリフトのある部分を正確にモデル化し、そのドリフトを補償するようにクロ ックで調節できるように線形で、かつ予測可能である。 クロックドリフトを生じさせる他の要因は予測不能である。すなわち衛星時間 と比較して検出可能なエラーに対しクロックを訂正した後でも、リアルタイムク ロック４２８の精度は所定のレベルまで改善できるにすぎない。ランダム要因お よび予測不能な要因から生じるクロックモデルの不正確さは、許容できないレベ ルの精度の劣化を生じることなく、クロックホールドを使用できる時間長さを決 定する。 クロストラックホールドをレリースし、クロストラックエラーを最小にするか または解消できるようにクロックホールドを使用できる時間の長さを設定するの に、リアルタイムクロックエラーモデル４２６を使用することができる。作動時 にリアルタイムクロックエラーモデル４２６はリアルタイムクロック４２８をモ ニタし、Ｓａｔプロセッサ４６がＧＰＳ衛星からの信号に応答してリアルタイム クロック４２８を訂正する間、予測されない、すなわち訂正できないクロックド リフトのレベルを決定する。その後、見ることのできる衛星が２つしかない場合 、クロストラックホールドモードを設定し、定常状態の検出器４２４は定常状態 条件からの変化によってカーブまたはその他の変化が表示されると判断するよう に車両の進行をモニタする。 その後、クロストラックホールドがレリースされ、クロストラックエラーを訂 正するようにクロックホールドが設定される。その後、タイマー４２２に従い、 クロックホールドがレリースされ、クロストラックホールドが再設定される。次 に定常状態の検出器４２４が実質的なクロストラックエラーの存在する可能性を 表示する次の時間まで、使用可能な信号と共に、２つの衛星しか見えない間、ク ロストラックホールドが維持される。これとは異なり、クロストラックホールド の長い時間の間、タイマー４２２に従ってクロックホールドを定期的に使用し、 累積するクロストラックエラーを低減することができる。このように２つのホー ルドステート、例えばクロストラックおよびクロックホールドの間で周期的に動 作することにより、２つの衛星からの信号から可能な最良のナビゲーションの解 が得られる。 地上ナビゲーションにおける最も代表的な作動条件では、ＧＰＳ受信機に使用 されている現在利用可能なリアルタイムのクロックにおけるドリフトエラーを考 慮すれば、道路、水路または航路の幅−および定常状態の運動の可能性の双方に よって、クロックホールドよりもクロストラックホールドのほうが優先される。 クロストラックとクロックホールドとの間を周期的に動作することにより、２つ の見ることのできる衛星に対して最も正確かつ依存可能なナビゲーション解が得 られる。第２衛星も利用できなくなり、１つの衛星からの信号しか有効でないよ うになった場合、単一衛星ナビゲーションを行うためにクロストラックホールド と共にクロックホールドを使用することができる。 次に、再度、図１２を参照する。ＧＰＳ受信機を含む多くの地上スペクトル拡 散受信機、特にバッテリーから給電される受信機では、電力消費量が重要な問題 となる。多くのバッテリーから給電される受信機は受信機によるバッテリーのド レインが公称的であり、あるいはこれまで車両内で補充されている環境で使用さ れている。他の多くのバッテリー給電式受信機（本明細書では便宜上ハンドヘル ドユニットと称す）は、電力用バッテリーにしか依存せず、バッテリーを再充電 するか、またはこれを交換することにより定期的に再給電しなければならない。 更に、このタイプの装置を使用する性質によって、妥当な長さのバッテリー寿命 が重要となる。 バッテリードレインが公称的となるように、従来の装置をパワーダウン、すな わちオフにしてもよい。しかしながらパワーアップもし、妥当なナビゲーション 解を提供するのに必要な時間は満足できないことが多い。例えばパワーダウン後 、 従来の受信機をパワーアップすると、受信機は先にトラッキングしていた衛星を 容易に再捕捉できるが、かかる再捕捉には少なくとも２〜３秒かかる。このよう な時間遅れはほとんどのアプリケーションで固定されている位置の間でのパワー ダウンを認めるには長すぎる。車両では更新されたナビゲーション解を受信機が 提供するのに、位置の固定を求めた後に、ユーザーは数秒待機することを好まな い。更に受信機が数秒よりも長くパワーダウンされた場合、累積時間エラーの結 果、高品質（従って高価な）リアルタイムクロックまたは正確な時間情報の他の ソースが得られなければ、衛星信号にロックするのにサーチが必要となることが 多い。衛星信号のサーチはしばらくの間、受信機がパワーアップされていない間 、１５分かかることがあり得る。 しかしながら本発明によれば、ユニットがパワーアップされるか、位置固定が リクエストされる際に、バッテリー作動式のハンドヘルドまたは同様な受信機を 最小バッテリーエネルギー条件で作動できるようにし、瞬間的な、または少なく とも感覚的に瞬間的な位置の固定およびナビゲーション解が得られるよう、エネ ルギー節約技術が使用されている。瞬間的または感覚的に瞬間的なる用語は、ユ ーザーが応答時間の遅れを知ることができないように、ユニットが起動された時 間からユーザーが位置固定信号を受信した時までの間で、１秒の４分の１〜２分 の１の長さの比較的短い遅延時間を意味する。 主なバッテリー節約作動モードには２つのモードがある。すなわちプッシュツ ー固定、すなわちスリープモードと、低パワー連続ナビゲーションモードがある 。 プッシュツー固定モードではナビゲーション解、すなわち位置固定が求められ ると、ユーザーはユニット上のボタンを押し、再捕捉し、ナビゲーション解を得 るのに必要な時間によってユーザーが悩まされないような充分短い時間で位置の 固定がディスプレイされる。従って、プッシュツー固定モードはプッシュツー固 定制御装置を起動すると感覚的に瞬間的なナビゲーション解が得られる。残りの 時間の間、受信機は最小電力を消費するスリープモードで作動する。しかしなが らこのスリープモードでは、予測できないクロックエラーを所定の大きさより下 に維持するように、クロック精度維持を自動的に実行し、よって受信機に再びエ ネルギーを与え、最小の消費エネルギーでクロック維持を行うように有効なクロ ックエラーがモデル化されている。 低電力連続作動モードでは、感覚的に定期的に更新されるナビゲーション解が 得られる。受信機システムの一部を使用するエネルギーの大部分は、各秒の大部 分の間で補充されない。例えば後に説明するように、１秒のうち、約２００ミリ 秒の間でしか受信機のフル動作を利用しないようなモードで本発明は作動してお り、本発明を用いない場合、各秒の他の８００ミリ秒の間で消費されるはずのバ ッテリーエネルギーの約８０％を節約している。 図１２に示されるように、ＧＰＳ受信システム２００はいくつかの主なサブシ ステムに分割することができる。例えばアンテナ入力およびＲＦプリ条件化フィ ルタリングおよびプリアンプステージを含むＲＦ処理サブシステム２１４と、Ｉ Ｆフィルタのみならず正確なクロックまたはカウンタのための水晶発振器と、デ ジタルコンピュータ設備、例えばデータバス２１０およびアドレスバス２１２の みならずリアルタイムクロック４２８によって相互接続されたＳＲＡＭ２０６、 ＲＯＭ２０８およびＣＰＵ１０１を含むＡＳＩＣ ＧＳＰ１ ２０２およびデジ タルセクション４３０に基づく信号処理システムに分割される。 本発明によれば、ＲＦ処理サブシステム２１４およびＡＳＩＣ ＧＳＰ１ ２ ０２は、時間のかなりの部分の間、いわゆるスリープモードにパワーダウンされ るが、他方のデジタルセクション４３０はリアルタイムクロック４２８の作動を 維持するために電力を消費する状態のままである。多くのシステムでは、例えば 水晶発振子２２４を温度制御された環境内で暖められた状態に維持することによ り、オフ状態、すなわちスリープ状態の間、水晶発振子２２４を作動準備状態に 維持することが好ましい。 プッシュツー固定モードでは、スリープモード中の可能なパワーダウン時間、 すなわちオフ時間の長さ、すなわちクロック精度を維持する動作の間の時間イン ターバルはリアルタイムクロック４２８の予測不能な、すなわちモデル化できな いドリフトのレベルに応じて決まる。代表的なアプリケーションでは、リアルタ イムクロック４２８で利用される水晶発振子は、パソコンで使用されている水晶 発振子の品質程度の、比較的安価な水晶発振子となる。かかる水晶発振子は３０ マイクロ秒以上の良好な時間分解能を提供でき、恐らく５０秒の間、時間を２分 の１ミリ秒内にホールドするようにモデル化することができる。 プッシュツー固定作動モードにおけるスリープ時間またはオフ時間を最長にす るため、リアルタイムクロック４２８のドリフトを測定し、ＲＦ処理サブシステ ム２１４内の水晶発振子２２４によって提供されるような、あるいは衛星からの 信号から得られるより正確な時間ベースに対してモデル化する。リアルタイムク ロック４２８内の予測不能な変化が生じる経過時間を測定できるように、リアル タイムクロック４２８のクロックエラーをモデル化することが好ましい。このよ うなモデル化は予測によりアプリオリに行うことができるし、また本発明の好ま しい実施形態に従い、リアルタイムクロック４２８のフル精度を使用するように 、作動中に連続的に決定してもよい。 リアルタイムクロック４２８が予測可能な状態でドリフトしていると判断され た場合、このドリフトを補償するように定期的にデジタルセクション４３０によ ってリアルタイムクロック４２８を更新することができる。 予測不能な（従ってモデル化不能な）エラーが所定量、例えば２分の１ミリ秒 を越えないように、更新期間を長くすることもできる。すなわち最大の許容可能 なエラーが２分の１ミリ秒に選択された場合、最大オフ時間に対する決定される 期間は、クロックが２分の１ミリ秒だけ予測不能な状態でドリフトするのにかか る時間の長さに応じて決まる。 スリープモードではオフ時間の終了時にＣＰＵ１０１はＲＦ処理サブシステム ２１４およびＡＳＩＣ ＧＳＰ１ ２０２へ電力を再び印加させる。ＲＦ処理サ ブシステム２１４は選択された衛星をトラッキングし続けたり、再捕捉したりす るように試みる。選択された衛星は先のオン時間から決定される最強の、または 最も利用可能な信号を有する衛星とすることが好ましい。選択された衛星からの 信号が既知の時間オフセット内にあり、よって容易に再捕捉されるように、この オフ時間が選択されている。 本発明の好ましい実施形態によれば、各ミリ秒、すなわちＣ／Ａの各繰り返し の間で約２４０回の相関化を実行し、結果を累積し、完了している。これら２４ ０回の相関化の各々は、２分の１チップの時間を示している。クロックエラーが 約±６０チップ（これは疑似オレンジにおける±１０マイルの大きさである）よ りも小さい値を示す場合、最初のミリ秒でトラッキングが行われる。すなわち使 用できるデータが即座に収集される。特にクロックエラーが±１２０の２分の１ チップ以内にあれば、２４０回の相関化のうちの１つが実際にプロンプト相関化 となる。最初のミリ秒の終了時にプロンプト相関化からのデータを通常の方法で 使用し、選択された衛星をトラッキングし、クロックエラーを決定することがで きる。従って、クロック維持動作の最初のミリ秒の終了時にクロックエラーを訂 正し、最良または選択された衛星に対する疑似オレンジを再決定することができ る。 次のその後の１ｍｓの時間の間では、リアルタイムクロック４２８内のエラー は既に訂正されているので、見えたままになっている他の衛星のすべて、または 少なくともほとんどの通常のトラッキングを再開することができる。 このように、トラッキングを再開するのに必要な作動時間の長さを制御できる よう、クロックの実際のドリフトによって少なくとも必要とされる頻度でクロッ ク維持が自動的に行われる。オフ時間の長さは一般にリアルタイムクロック４２ ８の質に応じて制御することができる。特定のレベルのクロックエラーに対して はトラッキングを再開するのに必要な電力量は、一部は使用する相関化の回数に よって制御することができる。より多くの相関化を使用数につれ、より多くのエ ネルギーが消費されるが、より長いオフ時間を使用することができる。 現在のところ好ましい実施形態では、リアルタイムクロック４２８用の好まし い品質レベルのクロック水晶発振子を用いる場合、５０秒のオフ時間が適当とな ると判断されている。このオフ時間の正確な長さは上記のように受信機のアクシ ョン動作中のクロックエラーをモデル化すくことによって決定することができる 。５０秒のオフ時間の終了時にＧＰＳ受信システム２００はパワーアップされ、 最初のミリ秒の間で少なくとも最初の衛星のトラッキングを開始でき、その後、 すべての利用可能な衛星のトラッキングを開始することができる。クロックの精 度を維持するのに必要な結果として、ＧＰＳ受信システム２００がパワーアップ されている場合、更に別のトラッキングは不要であり、最初の衛星をトラッキン グすることによりクロックエラーを訂正するとすぐにオフ状態、すなわちバッテ リーエネルギー節約状態を再開することができる。 クロック精度維持のための最初のミリ秒の間で、選択された衛星の衛星トラッ キングを再開しない場合、１パス当たり２４０回の遅延を約９回行うことにより 、総計１０２３回の可能な遅延理論をテストできるので、最良の衛星を再捕捉す るのに必要な総時間は一般に９ミリ秒より短くなる。クロックエラー維持の他に ナビゲーション解が必要な場合、クロック維持動作後にナビゲーション解を完了 するのに必要な間、ＧＰＳ受信システム２００の正常な動作を続けることができ る。 正常な衛星トラッキング後の動作において、プッシュツー固定動作を設定する ことができ、受信機はクロックを固定量、例えば２分の１ミリ秒内で正確なまま にすることができるように、クロックエラーモデルによって決定される時間の間 、 受信機はスリープモードに入る。このようにして決定されたスリープモード時間 の終了時にリアルタイムクロック４２８を訂正するのに充分長い間、受信機がウ ェークアップ状態となるクロックメンテンナンスが行われる。その後、スリープ モードが再開される。 ナビゲーション解のためのプッシュツー固定リクエストが受信されると、リア ルタイムクロック４２８を訂正するようにクロック維持動作が実行され、トラッ キング中のすべての衛星に対する正常なトラッキングが再開される。次に通常の 態様でナビゲーション解を決定でき、スリープモードが再開される。 低エネルギーの連続作動モードでは、定期的に、例えば毎秒８００ミリ秒の間 、スリープモードに入る。正常なトラッキングを自動的に再開できるように、モ デル化されたクロックドリフトはスリープモードの終了時に充分小さくなってい る。次の２００ミリ秒の間では衛星のトラッキングが再開され、クロックの訂正 がなされ、ナビゲーション解が求められる。 次に続く秒の間では、８００ミリ秒のスリープモードと２００ミリ秒のトラッ キングモードが交互に続き、見かけ上正常な連続動作をするためのエネルギー条 件をかなり低減するようになっている。８００ミリ秒のスリープモードの間では デジタルセクション４３０または少なくともそのかなりの部分はアクティブなま まである。便宜上、ＲＦサブシステムと、信号処理サブシステムと、デジタル処 理サブシステムによって消費されるエネルギーが、ほぼ等しいと仮定すると、エ ネルギー節約量は１秒あたり１回、位置の固定を更新しながら、約半分の概略節 約量を得るためのフル動作のエネルギー量の８０％の約３分の２の大きさとなる 。 多くのハンドヘルドアプリケーションでは、連続動作するには１秒よりもかな り長い時間インターバル、すなわち例えば５秒の時間の位置固定が必要となり得 る。５秒毎にわずか約２００ミリ秒の間、ＲＦセクションおよび信号処理セクシ ョンが作動することにより、特定の組みのバッテリーに対する作動寿命がかなり 長くなる。 次に図２６を参照する。エネルギー保存連続モードだけでなくプッシュツー固 定モードでも作動する低電力消費型受信機４３２でこれら作動モードを組み合わ せることができる。動作は上記のようにまずフルタイム捕捉モードで開始し、次 にステップ４３４で示されるトラッキングモードとなる。好ましい実施形態では 、プッシュツー固定の問いステップ４３６が実行される。プッシュツー固定動作 が不要であれば、ステップ４３８の命令により、固定された時間、例えば８００ ｍｓの間、受信機はスリープモードで作動する。その後、ステップ４４０にて固 定された時間のトラッキング、例えば２００ｍｓのトラッキングが行われる。作 動サイクルはプッシュツー固定動作が必要とされるまで、ステップ４３８と４４ ０との間で繰り返される。 プッシュツー固定動作が開始されると、問いステップ４４４が最大の許容可能 なクロックエラーが発生したと判断するまで、スリープモード４４２に入る。上 記のようにこのクロックエラーが発生する時間、または発生するとモデル化され る時間は、最大の許容可能なエラーに応じて決まり、この最大の許容可能なエラ ーは単位時間当たりに利用できる相関化の回数のみならず、トラッキングの再開 または再捕捉に認められる時間長さに応じて決まる。１ミリ秒当たり２４０回の 相関化を使用し、クロックドリフトを±２分の１ミリ秒に制限することを必要と する、現在のところ好ましい実施形態では、５０秒までのスリープ時間が認めら れる。 最大許容可能なクロックエラーに基づくスリープ時間が完了すると、利用可能 な最大数の相関器を使用して、選択された衛星に対するステップ４４６のトラッ キングの再開が開始される。選択された衛星の信号に対するロック４４８が達成 されると、ステップ４５０でリアルタイムクロックや訂正されたクロックモデル が更新される。固定（問いステップ４５２）が必要であれば、上記のように時間 分割多重化方法で相関化を使用するすべての衛星に対し、工程４５４でトラッキ ングが再開される。現在のところ固定が必要であり、問い合わせ工程４３６がプ ッシュツー固定モードを連続すべきであると表示した場合、最大クロックエラー が再発生するか、または例えば更なる５０秒の終了時に再発生すると予想される まで、ステップ４４２で受信機はスリープモードを再開する。 以上で、制定特許法の条件に従い、本発明について説明したので、当業者であ れば特定の条件または状態を満たすように、本発明においてどのように変形およ び変更を行うかを理解できよう。かかる変形および変更は次の請求の範囲に記載 した本発明の範囲および要旨から逸脱することなく行うことができる。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (31)優先権主張番号 ０８／６３８，０２１ (32)優先日 平成８年４月25日(1996．4．25) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ０８／６３８，８８２ (32)優先日 平成８年４月25日(1996．4．25) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ６０／０２４，２６０ (32)優先日 平成８年８月21日(1996．8．21) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ６０／０２６，３０４ (32)優先日 平成８年９月16日(1996．9．16) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (31)優先権主張番号 ６０／０４２，８６８ (32)優先日 平成９年３月28日(1997．3．28) (33)優先権主張国 米国（ＵＳ） (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，Ｓ Ｄ，ＳＺ，ＵＧ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ， ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，Ｇ Ｂ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ， ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，Ｎ Ｚ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ， ＶＮ (72)発明者 チャールズ、アール．カーン アメリカ合衆国カリフォルニア州、マンハ ッタン、ビーチ、トゥエンティース、スト リート、225 (72)発明者 マンジッシュ、チャンサーカー アメリカ合衆国カリフォルニア州、サン タ、クララ、リリック、ドライブ、3700、 アパートメント、301 (72)発明者 グレッグ、チューレットスカイ アメリカ合衆国カリフォルニア州、サンノ ゼ、ケリー、ドライブ、1062

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １． スペクトル拡散信号の各シーケンシャルセグメントと少なくとも１つの シリーズの異なる時間遅延された符号レプリカとを相関化するためのマルチビッ トデジタル相関器と、 符号ソースに固有な情報を誘導するよう相関器に応答自在なマトリックス手段 と を備えたスペクトル拡散受信機。 ２． マルチビットデジタル相関器が、 各シーケンシャルセグメント部分と符号レプリカのセグメント部分とを同時に 相関化するための一組の相関器 を更に含む、請求項１記載の受信機。 ３． マルチビット相関器が、 １シリーズの単一ビット相関器を更に含み、各相関器が各シーケンシャルセグ メントの２分の１符号チップ幅部分と符号レプリカのセグメントの２分の１符号 チップ幅部分とを相関化するようになっている、 請求項１または２記載の受信機。 ４． マトリックス手段が、 スペクトル拡散信号と時間遅延された符号レプリカの各々との相関関数に関連 したデータを記憶するための手段を 更に含む、請求項１または２記載の受信機。 ５． データを記憶するための手段が、 複数のデータセルを更に含み、各データセルがスペクトル拡散信号と単一時間 遅延されたレプリカとの相関関数に関連したデータを記憶するようになっている 、 請求項４記載の受信機。 ６． 各データセル内のデータが、 セグメントデータの代数和を更に含み、各データがスペクトル拡散信号のセグ メントと１つの時間遅延された符号レプリカのセグメントとの相関関数に関連し ている、 請求項４記載の受信機。 ７． 各セグメントデータが、 スペクトル拡散信号のセグメントの複数の部分の各々と時間遅延された符号レ プリカの相関関数との代数和を更に含む、 請求項６記載の受信機。 ８． １セグメントの各部分が、 各２分の１符号チップ幅部分を更に含む、 請求項７記載の受信機。 ９． マトリックス手段が、 スペクトル拡散信号と複数のシリーズの符号ソース固有の時間遅延された符号 レプリカの各々との相関関数に関連したデータを記憶するための手段を更に含む 、 請求項１または２記載の受信機。 １０． データを記憶するための手段が、 複数のシリーズのデータセルを更に含み、各シリーズがスペクトル拡散信号と 符号固有のシリーズの時間遅延されたレプリカとの相関関数に関連したデータを 記憶するようになっている、 請求項９記載の受信機。 １１． 各セグメントが、 送信された符号のうちの１つの少なくとも２つの２分の１チップ幅の長さを有 する信号サンプルを更に含む、 請求項１または２記載の受信機。 １２． 信号サンプルの長さが少なくとも５つの２分の１チップ幅である、 請求項１１記載の受信機。 １３． 各セグメントにおける２分の１チップ幅の数が、各符号時間における チップ幅の数の素数倍に比例する、請求項１１記載の受信機。 １４． 各セグメントが、 ３、１１および３１から選択した数に比例する整数の２分の１チップ幅の長さ を有する信号サンプルを更に含む、 Ｃ／Ａ符号化されたＧＰＳ信号と共に使用するための、請求項１または２記載 の受信機。 １５． 符号時間当たりのセグメントの数が３、１１および３１から選択した 異なる数に比例した整数である、請求項１４記載の受信機。 １６． 時間遅延されたレプリカの符号ソース固有のシリーズの数が３、１１ および３１の他の数に比例した整数である、請求項１５記載の受信機。 １７． 各符号ソースに関連した時間遅延されたレプリカの符号ソース固有の シリーズの数が２以上である、請求項１６記載の受信機。 １８． 捕捉モードでは同一符号ソースに関連し、トラッキング／再捕捉モー ドでは複数の異なる符号ソースに関連した少なくとも１つの符号時間の間で、複 数の符号ソース固有のシリーズの時間遅延されたレプリカを使用するよう、受信 機を選択的に作動させるための捕捉／トラッキング／再捕捉モード制御手段を更 に含む、請求項１または２記載の受信機。 １９． 捕捉／トラッキング／再捕捉モード制御手段が更に、 トラッキング／再捕捉モードで各異なる符号ソースに関連した複数の符号ソー ス固有の時間遅延されたレプリカを使用するよう、受信機を選択的に作動させる ための手段を更に含む、請求項１８記載の受信機。 ２０． マトリックス手段が、 固定された数の位置で遅延時間に固有の合計を記憶するためのメモリマトリッ クス手段を更に含む、 請求項１８記載の受信機。 ２１． 捕捉／トラッキング／再捕捉モード制御手段が、 捕捉モードでは同一符号ソースに関連し、トラッキング／再捕捉モードでは複 数の符号ソースに関連するメモリマトリックス手段のすべての固定された数の位 置に遅延時間固有の合計を記憶するためのモード制御手段を更に含む、 請求項２０記載の受信機。 ２２． 捕捉／トラッキング／再捕捉モード制御手段が、 トラッキング／再捕捉モードでメモリマトリックス手段の固定された数の位置 をファイルするよう、各符号ソースに関連した少なくとも２つの符号ソース固有 のシリーズの遅延時間に固有な合計を記憶するためのモード制御手段を更に含む 、 請求項２０記載の受信機。 ２３． 各時間遅延固有の合計が、 符号ソースのうちの１つに対する受信機のレンジの尺度として関連した遅延時 間の精度の符号時間にわたる表示を更に含む、 請求項１または２記載のスペクトル拡散受信機。 ２４． スペクトル拡散信号の各シーケンシャルなセグメントと少なくとも２ つのシリーズの異なった時間遅延された符号レプリカとを相関化するためのマル チビット相関器を作動するための捕捉ウィンドー拡張手段を更に含む、 請求項１または２記載の受信機。 ２５． 少なくとも２つのシリーズの異なる時間遅延された符号レプリカが時 間的にシーケンシャルである、請求項２４記載の受信機。 ２６． 少なくとも２つのシリーズの異なる時間遅延された符号レプリカが時 間的にインターレースされている、請求項２４記載の受信機。 ２７． インターレースされた組における符号レプリカが、各組内の遅延時間 よりも短い遅延時間だけ分離されている、請求項２６記載の受信機。 ２８． １シリーズ内の各時間遅延されたレプリカが、そのシリーズ内の他の 符号レプリカよりも２分の１符号チップ幅だけ分離された、請求項２４記載の受 信機。 ２９． シリーズのうちの１つにおける符号レプリカがシリーズのうちの他の シリーズ内の符号レプリカから２分の１符号チップ幅よりも短い時間だけ分離さ れた、請求項２８記載の受信機。 ３０． シリーズのうちの１つにおける符号レプリカがシリーズのうちの他の シリーズ内の符号レプリカから４分の１符号チップ幅だけ分離された、請求項２ ９記載の受信機。 ３１． マルチビット相関器がｍ／２個の１ビット相関器を含む、請求項１ま たは２記載の受信機。 ３２． マトリックス手段が、 更にスペクトル拡散信号と１つ以上の符号レプリカとの相関関数に関連したデ ータを記憶するための、ｍ×ｎ個のデータセルを更に含む、 請求項３１記載の受信機。 ３３． マルチビット相関器が、各符号に対しｍ個の時間遅延された相関積を 発生する、請求項３１記載の受信機。 ３４． 同一符号に対する各セグメントに対し複数の組の異なる時間に遅延さ れた相関積を形成するよう、マルチビット相関器を作動させるための収集モード 手段と、 関連する符号に対する相関積の少なくとも１つが所定のスレッショルドを達成 した時に、関連する符号に対し符号固有の遅延時間を選択するための手段と を更に含む、請求項１または２記載の受信機。 ３５． 複数の異なる符号の各々に対する各シーケンシャルセグメントに対し 、異なる時間遅延された相関積の組を形成するよう、マルチビット相関器を作動 させるためのトラッキング／再捕捉モード手段と、 その符号に対する相関積の少なくとも１つが所定のスレッショルドになった時 に、各符号に対する符号固有の遅延時間を選択するための手段と を更に備えた、請求項１または２記載の受信機。 ３６． マトリックス手段が、 各相関関数のパワーまたは振幅を選択的に累積するための手段を更に含む、 請求項１または２記載の受信機。 ３７． 部分的なチップ幅のサンプルを形成するよう、スペクトル拡散信号を サンプリングするための手段と、 各シーケンシャルセグメントを形成するように一連のシーケンシャルなシリー ズの部分的チップ幅のサンプルを収集するためのサンプルレジスタと を更に含む、請求項１または２記載の受信機。 ３８． サンプルレジスタがその後のシーケンシャルセグメントを収集する間 、マルチビット相関器が第１シーケンシャルセグメントに演算を行う、請求項３ ７記載の受信機。 ３９． サンプルレジスタがその後のシーケンシャルセグメントを収集する間 、マルチビット相関器が複数の組の異なる時間遅延された相関積を形成するよう 、第１シーケンシャルセグメントに演算を行う、請求項３７記載の受信機。 ４０． サンプルレジスタがその後のシーケンシャルセグメントを収集する間 、マルチビット相関器が各符号に対し少なくとも１つの組の異なる時間遅延され た相関積を形成するよう、シーケンシャルセグメントに演算を行う、請求項３７ 記載の受信機。 ４１． シーケンシャルセグメントの各々との相関化を行うために、各符号の レプリカの一連の衛星固有の時間遅延されたマルチチップセグメントを発生する ための符号化手段を更に含む、請求項１または２記載の受信機。 ４２． 符号化手段が、 各符号の部分的チップサンプルを発生するための符号発生器と、 マルチチップセグメントを形成するよう、各符号の部分的チップサンプルを収 集するための符号レジスタと を更に含む、請求項４１記載の受信機。 ４３． マルチチップレプリカの衛星固有の組における各マルチチップセグメ ントが、１つの部分的符号チップ幅だけ先のマルチチップセグメントと異なる、 請求項４２記載の受信機。 ４４． 符号発生器が各マルチチップセグメントの発生時にマルチチップ相関 積を形成するよう、マルチビット相関器に同期化される、請求項４３記載の受信 機。 ４５． マルチビット相関器が、 各シーケンシャルセグメントの部分的チップ部分と各マルチチップセグメント の部分的チップ部分とをそれぞれ相関化し、各マルチチップ相関積を同時に発生 するようパラレルに作動する複数の相関器 を更に含む、請求項４４記載の受信機。 ４６． ａ）ｎ個の異なる符号固有の組みのｍ個の異なる時間遅延された相関 積または ｂ）１つの符号に対するｎ×ｍ個の異なる時間遅延された相関積のいず れかを形成するよう、受信機を選択的に作動させるための手段 を更に含む、請求項１または２記載の受信機。 ４７． 時間遅延された符号レプリカのシリーズが、 選択された符号送信機からプロンプト時間遅延をトラッキングするのに充分な 時間のトラッキングウィンドーをカバーする１シリーズのシーケンシャルな時間 遅延された符号レプリカと、 トラッキングウィンドーとは別個の時間の再捕捉ウィンドーをカバーする別の 時間遅延された符号レプリカと を更に含む、請求項１または２記載の受信機。 ４８． トラッキングウィンドーをカバーする時間遅延された符号レプリカの シリーズが、 早期、プロンプトおよび後期符号レプリカ、またはプロンプトおよび早期マイ ナス後期符号レプリカ を更に含む、請求項４７記載の受信機。 ４９． 受信機が正常に作動する間、符号送信機が遮られる予測期間後、各符 号に対するプロンプト時間遅延相関積を含むよう、再捕捉ウィンドーが充分大き い、請求項４８記載の受信機。 ５０． 都市環境内にある車両内の受信機が作動する間、符号送信機が遮られ る予測期間後、各符号に対するプロンプト時間遅延相関積を含むよう、再捕捉ウ ィンドーが充分大きい、請求項４９記載の受信機。 ５１． マルチビット相関器が、 シーケンシャルセグメントの各々と相関化するための１シリーズの衛星固有の 時間遅延されたマルチチップレプリカを同期化するためのローカルクロックと、 受信中の符号のソースに関連したクロックとローカルクロックとを同期化する ための、マトリックス手段のトラッキングウィンドーサブセットに応答自在なト ラッキング手段と、 一時的に遮られた後に受信される符号のソースに関連するクロックとローカル クロックとを同期化するための、マトリックス手段の他の部分に応答自在な再捕 捉手段と を更に備えた、請求項１または２記載の受信機。 ５２． マトリックスの他の部分が符号のソースからのシーケンシャルセグメ ントと相関化するためのレプリカを同期化する際のローカルクロック内の予測さ れるエラーを収容するのに充分長い時間の再捕捉ウィンドーをカバーする請求項 ５１記載の受信機。 ５３． 再捕捉ウィンドーによって広がる時間遅延が符号の５つの２分の１チ ップ幅を越える、請求項５２記載の受信機。 ５４． 符号のソースからプロンプト遅延をトラッキングするためのマトリッ クス手段に応答自在なトラッキング手段と、 符号のソースからマルチパス信号の不正確なトラッキングを検出するようプロ ンプト遅延よりも短い時間遅延を表示する相関積をモニタするための手段と を更に含む、請求項１または２記載の受信機。 ５５． 最大の相関積に関連した遅延時間をプロンプト遅延時間としてトラッ キング手段が選択するようにさせるためのマトリックス手段に応答自在なマルチ パス訂正手段を更に含む、請求項５４記載の受信機。 ５６． レプリカの時間遅延の１つに等しくない時間遅延をプロンプト遅延時 間として選択するためのマトリックス手段に応答自在なトラッキング手段を更に 含む、請求項１または２記載の受信機。 ５７． トラッキング手段が、 時間遅延されたレプリカのうちの２つの相関積を等しくするための手段と、 等しい相関積の振幅の、その間の時間遅延を有する相関積に対する振幅の比に 応答し、プロンプト遅延時間を選択するための手段と を更に含む、請求項５６記載の受信機。 ５８． 等しい相関積が固定された遅延時間だけ離間している、請求項５７記 載の受信機。 ５９． 固定された遅延時間が１つのチップ幅である、請求項５８記載の受信 機。 ６０． 等しい相関積の振幅の、これら等しい相関積の遅延時間の中間の遅延 時間を有する相関積の振幅に対する比が１より大である場合、プロンプト遅延時 間を等しい相関積の遅延時間の中間よりも短く選択する、請求項５７記載の受信 機。 ６１． 等しい相関積の振幅の、これら等しい相関積の遅延時間の中間の遅延 時間を有する相関積の振幅に対する比が１より小である場合、プロンプト遅延時 間を等しい相関積の遅延時間の中間よりも長く選択する、請求項５７記載の受信 機。 ６２． 符号ソースから受信される信号のデジタル化されたサンプルを第１レ ートで形成するためのサンプリング手段と、 デジタル化されたサンプルからのシーケンシャルなセグメントを第１レートよ りもほぼ低い第２レートで形成するためのデジタルフィルタリング手段と を更に備えた、請求項１または２記載の受信機。 ６３． 受信機のエネルギー消費量を低減するように、多数の符号時間の間、 相関化を一時的に中断するための手段と、 符号ソース固有の情報の誘導を続けるよう、相関化を再開するための手段と を更に備えた、請求項１または２記載の受信機。 ６４． 相関化を中断するための手段と相関化を再開するための手段が周期的 に交互に動作する、請求項６３記載の受信機。 ６５． モデル化されないクロックドリフトが符号ソースからの信号の相関化 に使用される遅延時間の間の時間差よりも短くなるように、相関化を中断する時 間が充分短く、かつ符号時間の倍数である、請求項６４記載の受信機。 ６６． 相関化を中断するための手段が、 いつ相関化を再開するかを決定するためのクロックドリフトをモデル化するた めの手段を更に含む、請求項６４記載の受信機。 ６７． 相関化を再開するための手段が、 ローカルクロックと符号の単一ソースに関連するクロックとを同期化するため の手段 を更に含む、請求項６４記載の受信機。 ６８． ローカルクロックが同期化されると、相関化を中断するための手段を 必要とする手段を更に含む、請求項６４記載の受信機。 ６９． 相関化を再開するための手段が、複数の符号ソースからの信号の相関 化を再開するようにさせる、オペレータの操作に応答自在な手段を更に含む、請 求項６４記載の受信機。 ７０． 選択されたトラックに沿った車両の進行に関連するオントラック情報 を提供するよう、少なくとも１つのＧＰＳ衛星をトラッキングするための手段と 、 トラックに垂直な車両の運動に関連したクロストラック情報の推定値を提供す るための手段と、 オントラックおよびクロストラック推定値から車両のナビゲーションデータを 提供するための手段と を備えた、車両のナビゲートするためのＧＰＳシステム。 ７１． 車両ナビゲートデータが、 更に車両の位置データ を含む、請求項７０記載のＧＰＳシステム。 ７２． 車両ナビゲートデータが、 更に車両の速度データ を含む、請求項７０記載のＧＰＳシステム。 ７３． 車両ナビゲートデータが、 更にトラックに沿った走行距離データ を含む、請求項７０記載のＧＰＳシステム。 ７４． クロストラック情報の推定値を提供するための手段が、 マップデータベース を更に含む、請求項７０記載のＧＰＳシステム。 ７５． クロストラック情報の推定値を提供するための手段が、 トラックの物理的構造に関連したデータからクロストラック情報の推定値を誘 導するための手段 を更に含む、請求項７０記載のＧＰＳシステム。 ７６． 車両の位置を決定するための手段が、 内部クロックと、 ＧＰＳ衛星からの時間データを誘導または内部クロックからの時間データの推 定値を提供するための手段と を更に含む、請求項７０記載のＧＰＳシステム。 ７７． 車両の位置を決定するための手段が、 ＧＰＳ衛星からの高度データを誘導または内部クロックからの高度データの推 定値を提供するための手段と を更に含む、請求項７０記載のＧＰＳシステム。 ７８． 全方向性衛星アンテナと、 衛星アンテナからの信号を処理するための衛星受信機と、 トラックに沿った車両の進行に関連するオントラック情報を提供するよう、少 なくとも１つのＧＰＳ衛星をトラッキングするための手段内に設けられ、単一Ｇ ＰＳ衛星をトラッキングするよう、衛星受信機からの信号に応答自在な衛星トラ ッキングチャンネルと、 オントラック情報を提供するよう、少なくとも１つの衛星トラッキングチャン ネルの出力を処理するための手段と を更に備えた、請求項７０記載のＧＰＳシステム。 ７９． マップデータの記憶装置と、 車両の現在位置を決定するための手段と、 マップデータ内の選択された行き先を入力するための手段と、 現在位置から選択された行き先までのルートを提供するルートデータを決定す るための、マップデータでの記憶装置に応答自在な手段と、 マップデータ記憶装置からクロストラック情報の推定値を提供するための手段 にクロストラック情報を提供するための手段と を更に備えた、請求項７０記載のＧＰＳシステム。 ８０． 車両のナビゲーションデータを提供するための手段が、 車両の走行方向に行われたカーブ転回を検出するための手段 を更に含む、請求項７０記載のＧＰＳシステム。 ８１． 車両のナビゲーションデータを提供するための手段が、 車両の走行方向に行われたカーブ転回を検出するための手段と、 選択されたトラック内でなされたカーブ転回を表示するためのマップデータベ ースと、 車両の行ったカーブ転回と選択されたトラック内で行われたカーブ転回とを比 較するための手段と を更に備えた、請求項８０記載のＧＰＳシステム。 ８２． 車両のナビゲーションデータを提供するための手段が、 車両の行ったカーブ転回に関連する選択されたトラック内のカーブを識別する ための、比較する手段に応答自在な手段と、 選択されたトラック内の識別されたカーブに関連した車両ナビゲーションデー タを決定するための手段と を更に備えた、請求項８１記載のＧＰＳシステム。 ８３． クロストラック情報推定値を更新するよう、クロックホールドモード でシステムを一時的に作動させるためのクロック手段を更に備えた、請求項７０ 記載のＧＰＳシステム。 ８４． クロストラック情報推定値を更新するよう、クロックホールド手段を 起動するためのモニタ手段を更に備えた、請求項８３記載のＧＰＳシステム。 ８５． モニタ手段が、 車両の運動変化を検出するための定常状態のモニタ を更に備えた、請求項８４記載のＧＰＳシステム。 ８６． 定常状態のモニタが、 カーブを検出するための手段 を更に備えた、請求項８５記載のＧＰＳシステム。 ８７． モニタ手段が、 クロックホールド手段を周期的に起動するためのタイマー を更に備えた、請求項８４記載のＧＰＳシステム。 ８８． 各々が衛星信号の受信されたコンポジット信号のシーケンシャルセグ メントを表示するｘ個のマルチビットデジタルセグメント値をＣ／Ａ符号時間ご とに形成する工程と、 少なくともｎ×ｍ個の遅延時間に固有の相関値を形成するように、各デジタル セグメント値とＣ／Ａ符号変調のｎ個の衛星固有の組のｍ個の異なる時間遅延さ れたセグメントとを相関化する工程と、 相関値からナビゲーション情報を決定する工程と を備えた、ＧＰＳ Ｃ／Ａ符号受信機を作動させる方法。 ８９． ｍが各マルチビットデジタルセグメント値におけるビット数よりも大 きい、請求項８８記載の方法。 ９０． マルチビットデジタルセグメントの各ビットがＣ／Ａ符号チップの整 数分の１を表示する、請求項８８記載の方法。 ９１． 相関化工程が、 ｎ個の異なる衛星を表示するよう、衛星固有の組を選択することにより、異な る衛星をトラッキングすること を更に含む、請求項８８記載の方法。 ９２． 相関化工程が、 同じ衛星を表示するように、衛星固有の組のうちの２つ以上を選択することに より、異なる衛星をトラッキングすること を更に含む、請求項８８記載の方法。 ９３． 同一衛星を表示する衛星固有の組の時間遅延セグメントがシーケンシ ャルである、請求項９２記載の方法。 ９４． 同一衛星を表示する衛星固有の組の時間遅延セグメントがインターレ ースされる、請求項９２記載の方法。 ９５． 同一衛星を表示する衛星固有の組のセグメントの差動遅延時間が、都 市環境において一時的に遮られた衛星に対し最大より少ない予想遅延時間エラー を示す、請求項９２記載の方法。 ９６． 相関化工程が、 ｎ個の異なる衛星の整数分の１を表示するよう、衛星固有の組を選択すること により異なる衛星をトラッキングすることを更に備えた、請求項８８記載の方法 。 ９７． ｎ／２個の異なる衛星を表示するよう、衛星固有の組を選択すること によりｎ／２個の衛星をトラッキングすることを更に備えた、請求項８８記載の 方法。 ９８． 相関化工程が、 同一衛星を表示するよう、衛星固有の組を選択することにより１つの衛星を捕 捉し、 時間遅延されたセグメントの異なる組を有する同一衛星に対する相関化工程を 繰り返す ことを更に備えた、請求項８８記載の方法。 ９９． ｘ、ｍおよびｎの各々がＣ／Ａ符号時間ごとの番号符号チップの素数 倍である、請求項８８記載の方法。 １００． 次のセグメントを形成するように、先のセグメントの１ビットをシ ーケンシャルに変えることにより、ｍ／２個の異なる時間遅延されたセグメント のシリーズを形成する工程を更に備えた、請求項８８記載の方法。 １０１． 各ビットがＣ／Ａ符号チップの半分を示す、請求項１００記載の方 法。 １０２． ナビゲーション情報を決定するための方法が、 プロンプト遅延を選択するように２つの等しい相関値の大きさと、両者の間の 相関値の大きさとを比較する工程 を更に含む、請求項８８記載の方法。 １０３． 比較工程が、 等しい相関積の大きさが両者の間のピーク相関値の半分以下である時に、等し い相関値によって表示される遅延時間の間の中間値よりも長くなるようにプロン プト遅延を選択する ことを更に含む、請求項１０２に記載の方法。 １０４． 比較工程が、 等しい相関積の大きさが両者の間のピーク相関値の半分より大である時に、等 しい相関値によって表示される遅延時間の間の中間値よりも短くなるようにプロ ンプト遅延を選択する ことを更に含む、請求項１０２に記載の方法。 １０５． デジタルセグメント値を形成する工程が、 第１ビットレートで受信されたコンポジット信号をサンプリングする工程と、 第１ビットレートよりもほぼ低いビットレートでデジタルセグメント値を形成 するように第１コンポジット信号をデジタル式にフィルタリングする工程と を更に備えた、請求項８８記載の方法。 １０６． 樹脂にのエネルギー消費量を低減するように１シリーズの符号時間 の間に相関化工程を中断する工程を更に含む、請求項８８記載の方法。 １０７． 内部受信機のクロックが１つの特定の衛星に関連する時間遅延セグ メントのシリーズによって表示される時間遅延をドリフトするのに必要な時間よ りも、中断の符号時間のシリーズが短い、請求項１０６記載の方法。 １０８． 中断工程が更に、 内部クロックを更新するように特定の衛星のレプリカと周期的に相関化する工 程を更に含む、請求項１０７記載の方法。 １０９． 周期的に相関化する工程が、 ナビゲーション情報を更新するよう、複数の衛星固有のレプリカと相関化する 工程を更に含む、請求項１０８記載の方法。 １１０． オペレータの介入に応答して、ナビゲーション情報を更新するよう 、複数の衛星固有のレプリカと相関化する工程を更に含む、請求項１０８記載の 方法。