JP2009520968A - スペクトル拡散信号の受信における相関の実行 - Google Patents

Abstract

本発明は、受信信号のサンプルを入力する入力（３０．１）と、少なくとも１つの基準符号を入力する少なくとも１つの基準符号入力（３０．２）と、を少なくとも有する受信スペクトル拡散信号に伴う相関を実行する相関器（３０）である。又、この相関器（３０）は、前述の信号サンプルを受信するデータシフトレジスタ（３６）と、少なくとも１つの基準信号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ（３３）及びこの符号シフトレジスタ（３３）からデータを受信する符号レジスタ（３３）を有するいくつかのレジスタグループ（３１）と、を有する相関手段と、再構成可能な方式においてレジスタグループ（３１）の要素（３３、３４）間の接続を構成する構成要素（２０１、２０２、２０３）と、をも有している。又、本発明は、受信機、受信機を有する電子装置、受信機との関連において使用されるモジュール、及びスペクトル拡散変調信号を送信する送信機及び送信された信号を受信する受信機を有するシステムにも関係している。更には、本発明は、方法及びコンピュータソフトウェアプロダクトにも関係している。
【選択図】図５

Description

本発明は、受信信号のサンプルを入力する入力と、少なくとも１つの基準符号を生成する符号生成器ブロックと、相関信号を混合する混合器ブロックと、混合信号を積算する積算器ブロックと、を少なくとも有する受信スペクトル拡散信号に伴う相関を実行する相関器に関するものである。本発明は、受信信号のサンプルを形成するサンプリング手段と、受信したスペクトル拡散信号のサンプルに伴う相関を実行する相関器と、少なくとも１つの基準符号を生成する符号生成器ブロックと、相関信号を混合する混合器ブロックと、混合信号を積算する積算器ブロックと、を少なくとも有するスペクトル拡散信号を受信する受信機に関するものである。又、本発明は、受信信号のサンプルを形成するサンプリング手段と、受信したスペクトル拡散信号のサンプルに伴う相関を実行する相関器と、少なくとも１つの基準符号を生成する符号生成器ブロックと、相関信号を混合する混合器ブロックと、混合信号を積算する積算器ブロックと、を少なくとも有するスペクトル拡散変調信号を受信する受信機を有する電子装置にも関係している。又、本発明は、スペクトル拡散変調信号を送信する送信局と、スペクトル拡散変調信号を受信する受信機と、を有するシステムにも関係しており、この受信機は、受信信号のサンプルを形成するサンプリング手段と、受信したスペクトル拡散信号のサンプルに伴う相関を実行する相関器と、少なくとも１つの基準符号を生成する符号生成器ブロックと、相関信号を混合する混合器ブロックと、混合信号を積算する積算器ブロックと、を少なくとも有している。更には、本発明は、受信信号のサンプルを入力する入力と、少なくとも１つの基準符号を生成する符号生成器ブロックと、相関信号を混合する混合器ブロックと、混合信号を積算する積算器ブロックと、を少なくとも有する受信スペクトル拡散信号に伴う相関を実行するモジュールにも関係している。又、本発明は、受信したスペクトル拡散信号に伴う相関を相関器内において実行する方法にも関係しており、この方法は、受信信号のサンプルを入力する段階と、少なくとも１つの基準符号を生成する段階と、相関信号を混合する段階と、混合信号を積算する段階と、を少なくとも有している。更には、本発明は、受信信号のサンプルを入力し、少なくとも１つの基準符号を生成し、相関信号を混合すると共に、混合信号を積算するための命令を有するコンピュータソフトウェアプロダクトにも関係している。

スペクトル拡散変調信号（ＣＤＭＡ：Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）は、例えば、ＧＰＳシステムなどの全地球的航法衛星システム（Ｇｌｏｂａｌ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｓｙｓｔｅｍ：ＧＮＳＳ）及びＵＭＴＳなどの多数の第３世代モバイル通信システムにおいて使用されている。スペクトル拡散信号を生成するべく、個別の拡散符号を使用して送信機内において変調を実行しており、この場合に、いくつかの送信機は、それぞれの送信機に一意の拡散符号が割り当てられている場合には、同一周波数において信号を同時に送信可能である。例えば、衛星位置決定システムにおいては、それぞれの衛星は、その独自の拡散符号を使用している。受信機内においては、対応する基準符号を生成するか、又は受信機のメモリから読み込んでおり、この基準符号を使用することにより、受信対象である送信機の信号について受信信号をサーチしている。正常な信号受信のためには、受信機は、通常、いくつかの相関器を使用すると共に基準符号の符号位相及び周波数を制御することにより、信号の捕捉を実行しなければならず、この場合には、相関器によって生成された信号を使用して正しい符号位相及び周波数シフトを判定している。捕捉が完了した後に、信号の受信とその内部において送信された情報の復調を実現するべく、信号の追尾を継続して実行している。この追尾段階においては、基準符号の符号位相及び周波数を、受信対象である信号の符号位相及び周波数とロックされた状態に維持する必要がある。

捕捉フェーズにおいては、可能な限り大きなサーチレンジをカバーすることが望ましく、追尾フェーズにおいては、カバレージは、一般に、問題とはならないが、追尾精度要件に起因し、通常、捕捉フェーズに必要とされるものよりも良好なタイミング分解能が必要とされている。これは、通常、到来信号のサンプリング周波数を変化させることによって実現されている。捕捉フェーズの場合には、サンプリング周波数が低いほど、所与の数のサンプルにおける時間カバレージが大きくなる。追尾フェーズの場合には、サンプリング周波数が高いほど、結果的に、時間分解能が増大し、追尾精度が改善されることになる。

信号の捕捉及び追尾は、受信対象である信号の強度が、貧弱であり、且つ、おそらくは、背景雑音よりも低くなっている屋内の場合に、特に問題となる。このような状況は、特に、衛星位置決定システムにおいて発生し、この場合には、受信対象の信号は、地球に到着した時点において非常に微弱であり、屋内においては、建物の壁により、この信号が更に減衰され得る。この問題を改善するべく、従来技術による解決策においては、多数の相関器を備えると共に長い積算時間を使用することによって受信機を実装することを目指している。現在、受信機は、約１６，０００個もの相関器を有することが可能である。比較のために、最初の携帯型のＧＰＳ受信機は、１２個、又は、場合によっては、これよりも少ない数の相関器しか有していなかったことに言及する必要があろう。相関器の数の増大は、当然のことながら、相関器の実装に必要な回路基板の面積の大幅な増大をも意味している。更には、この結果、受信機の電力消費量も増大することになる。相対的に大きな電力消費量に起因し、装置の発熱も増大することがある。

グループ相関器は、複数の信号の同時受信に最適化された符号相関装置である。これは、時間多重化を利用することにより、いくつかの異なる処理チャネル間においてある程度の信号処理ハードウェアを共有している。オリジナルのグループ相関器構造においては、一度に単一のサンプリングレートにおいて使用されることを意図している。従って、捕捉フェーズの処理に、１つのグループ相関器が、そして、追尾フェーズの処理に、１つのグループ相関器が必要とされることになろう。

ＧＮＳＳ受信機は、完全に機能するには、捕捉及び追尾動作の両方を実行する必要がある。更には、通常の動作においては、受信信号の中のいくつかのものをサーチしつつ、その他の信号を追尾している。最小限のハードウェア及び制御の複雑性により、これらの両方を処理可能であることが望ましいであろう。

更には、複数のＧＮＳＳシステム及び動作モードに起因し、複数のＧＮＳＳシステムからの信号を捕捉及び追尾するべく設計されたＧＮＳＳ受信機内において多数のサンプリング周波数を使用するというニーズも生じている。ソフトウェアにおけるリソース使用法の最大限の柔軟性を実現しつつ、ハードウェアを極小化する必要がある。異なる相関動作モードが、ハードウェアの残りの部分に対して最小限の影響を具備するようにして、ハードウェア設計を単純化する必要がある。グループ相関器のアーキテクチャは、サーチ及び追尾モードの両方の動作におけるその多様性に起因し、望ましいものではあるが、従来の形態においては、複数の入力サンプルレートをカバーすることはできない。

信号の捕捉及び追尾の両方を実行するには、ＧＮＳＳ受信機は、次のものの中の１つを実行することが必要となろう。１つの代替肢は、捕捉用に１つのグループ相関器を、そして、追尾用に１つグループ相関器を使用するという方法である。しかしながら、この結果、ハードウェアのサイズが増大することになろう。別の代替肢は、２つの異なるクロック周波数を使用して１つのグループ相関器を動作させるというものである。グループ相関器の後のすべての処理を相応して調節することが必要となるため、これは、受信機の制御が非常に複雑であるという欠点を具備している。第３の代替肢は、２つのグループ相関器を使用するが、後続の処理を時間多重化している、即ち、グループ相関器の後の段階により、捕捉及び追尾関係の動作を多重化された方式で実行するというものである。異なるサンプルレートを有するサンプルのストリームを１つのハードウェアブロックのみによって処理することが必要となるため、この方法によれば、サイズが増大すると共に、後続の処理の制御が非常に困難になる。

多くの従来技術によるＧＮＳＳ受信機においては、チャネル当たりにいくつかの符号遅延のみを有する相関器ハードウェアを使用することにより、信号を捕捉及び追尾している。この種の受信機は、相関器が非常に限られたサーチレンジを具備しているため、現在の需要の観点においては、その動作が低速に過ぎる。従って、捕捉フェーズにおいては、別個の捕捉アクセラレータハードウェアを使用し、追尾フェーズは、従来の相関器ハードウェアによって実装するといういくつかの方法が開発されている。

又、１つのモードにおいては、捕捉アクセレレータとして、そして、１つのモードにおいては、追尾相関器として構成可能である相関器構造を使用するいくつかの解決策も知られている。しかしながら、これらは、捕捉及び追尾を同時に実行することはできない。

ＧＮＳＳシステムの例として、本明細書においては、本発明者らは、ＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）及びＧａｌｉｌｅｏについて言及している。ＧＰＳは、既に世界中で稼動中であり、Ｇａｌｉｌｅｏシステムは、本特許出願の出願時点においては、構築中である。尚、Ｇａｌｉｌｅｏシステムの動作パラメータについては、既に定義済みではあるが、これらのパラメータは、変化する可能性があることに留意されたい。表１には、ＧＰＳ及びＧａｌｉｌｅｏの両方の動作パラメータが示されており、これらの間には、いくつかの類似点が存在していることをこの表から観察可能である。又、同一の相関長を使用した場合には、ＧＰＳ及びＧａｌｉｌｅｏシステム信号の両方の捕捉が同様には効率的でないことも、表１から観察可能である。

ＰＲＮ（Ｐｓｅｕｄｏ Ｒａｎｄｏｍ Ｎｕｍｂｅｒ）符号パラメータは、ＧＮＳＳ受信機の相関部分の要件を決定している。チップレート、ＢＯＣ（Ｂｉｎａｒｙ Ｏｆｆｓｅｔ Ｃａｒｒｉｅｒ）係数、及びオーバーサンプリング比は、必要なサンプリングレートを決定している。符号長、ＢＯＣ係数、及びオーバーサンプリング比は、完全な符号の不確定性をカバーするのに必要なサンプルの数を決定している。

本発明は、相関器に関するものであり、この相関器は、出力サンプルクロック周波数を維持しつつ、捕捉及び追尾フェーズの異なるモードにおいて動作可能である。この結果、制御の複雑性が低減されると共に、ハードウェアのサイズが小さく維持されている。

本発明による再構成可能なグループ相関器の基本的な特徴は、１つのハードウェアブロックを異なるモードに構成可能であるという点にある。相関長は、異なるモードにおいて変化しているが、統計相関ビンの数は、同一に留まっている。これが、入力サンプルレートが変化した際の出力サンプルレートの維持に結び付いている。又、実行される相関の数も変化している。出力が実質的に同一レートにおいて到来しているため、相関の後の処理ハードウェアを様々なモードに対して適合させる必要がない。

入力サンプルレートの変化に加えて、様々なチェーニング選択肢を実行することも可能であり、この場合には、到来基準符号をチェーニング可能であり、この結果、１つのレプリカ符号生成器によって制御される符号カバレージを拡大可能である。

本発明によれば、対象の動作モードに従ってグループ相関器の様々なレジスタの間の接続を構成することにより、スペクトル拡散変調信号をグループ相関器内において相関させる方法が考案されており、この場合には、相関器を相対的に効率的に利用可能である。正確に表現すれば、本発明による相関器は、相関器が、少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ及びこの符号シフトレジスタからデータを受信する符号レジスタを有するいくつかのレジスタグループと、再構成可能な方式によってレジスタグループの要素間の接続を構成する構成要素と、を有するグループ相関コアブロックをも有していることを主な特徴としている。

本発明による受信機は、受信機の相関器が、少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ及びこの符号シフトレジスタからデータを受信する符号レジスタを有するいくつかのレジスタグループと、再構成可能な方式によってレジスタグループの要素間の接続を構成する構成要素と、を有するグループ相関コアブロックを有していることを主な特徴としている。

本発明による電子装置は、電子装置の相関器が、少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ及びこの符号シフトレジスタからデータを受信する符号レジスタを有するいくつかのレジスタグループと、再構成可能な方式によってレジスタグループの要素間の接続を構成する構成要素と、を有するグループ相関コアブロックを有していることを主な特徴としている。

本発明によるシステムは、受信機の相関器が、少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ及びこの符号シフトレジスタからデータを受信する符号レジスタを有するいくつかのレジスタグループと、再構成可能な方式によってレジスタグループの要素間の接続を構成する構成要素と、を有するグループ相関コアブロックを有していることを主な特徴としている。

本発明によるモジュールは、相関器が、少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ及びこの符号シフトレジスタからデータを受信する符号レジスタを有するいくつかのレジスタグループと、再構成可能な方式によってレジスタグループの要素間の接続を構成する構成要素と、を有するグループ相関コアブロックを有していることを主な特徴としている。

本発明による方法は、本方法が、少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を符号シフトレジスタに受信し、この符号シフトレジスタからデータを符号レジスタに受信し、且つ、レジスタグループの要素間の接続を構成するべく、相関器のグループ相関コアブロックを構成する段階をも有していることを主な特徴としている。

最後に、本発明によるコンピュータソフトウェアプロダクトは、コンピュータソフトウェアプロダクトが、少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を符号シフトレジスタに受信し、この符号シフトレジスタからデータを符号レジスタに受信し、且つ、レジスタグループの要素間の接続を構成するべく、相関器のグループ相関コアブロックを構成するための命令をも有していることを主な特徴としている。

例えば、以下の利点が本発明によって実現されているが、その主な利点は、従来の方法と比較した場合の最小限のハードウェアの複雑性と、ソフトウェアがハードウェアモードを構成する可能性にある。

ハードウェア実装の場合には、単一の構築ブロックを使用することにより、すべての相関器を実装可能であり、この結果、ハードウェア設計が単純化され、ハードウェアの構成可能性が促進され、ハードウェアの柔軟性及び有用性が改善されると共に、必要なハードウェアリソースが低減されることになる。

同一の乗法演算、符号シフト、及び加算をいくつかの異なる符号及び符号位相において使用可能であるため、本発明による受信機の回路基板の面積は、従来技術の構成と比べて節約されている。更には、相関器の後の信号の帯域幅が相対的に広くなっており、受信機を衛星位置決定システムとの関連において適用した場合には、通常、サーチ対象であるドップラー周波数レンジの全体がカバーされている。従って、サーチ対象である周波数レンジの相対的に小さなサブ帯域への分割とこれらのサブ帯域内におけるサーチが不要となる。更には、時間多重化を使用することにより、ポートの数及び回路基板の面積を低減可能であり、この場合に、受信機のいくつかのブロックを様々な信号の捕捉のために使用可能である。このような時間多重化は、本発明による受信機内において可能であり、この理由は、例えば、グループ相関器の後において必要とされる処理レートが相対的に低いという点にある。又、本発明による相関器は、様々な部分に分割することも可能である。更には、本発明によれば、同一のブロックを捕捉及び追尾の両方に使用可能である。

以下においては、添付の図面を参照し、本発明について更に詳細に説明することとする。

本発明による相関器１．３を適用可能である受信機１の一例が図１に示されている。受信機１は、衛星局からスペクトル拡散変調信号を受信する衛星位置決定システムの受信機である。但し、本発明をスペクトル拡散変調信号を使用するその他のシステムに適用することも可能であることは明らかである。受信機１は、帯域通過フィルタリング、増幅、中間周波数への変換、及びサンプリングなどの所与の周波数帯域における信号の処理に必要な段階を実行する受信段１．１を有している。この後に、サンプルは、中間周波数除去ブロック１．２と、更には、相関器１．３に入力されている。この相関器１．３内において、信号は、本出願に後述されているように処理されることになる。

図２は、本発明による受信機１内において使用可能である１つの中間周波数除去ブロック１．２を示している。混合器１．２１内において、中間周波数除去ブロック１．２に入力されたサンプルを数値制御型発振器１．２２によって生成された信号と混合しているが、その前に、この数値制御型発振器１．２２によって生成された信号の中の異なる位相の２つの信号を位相シフトブロック１．２３内において形成している。これらの信号の間の位相シフトは、約９０度であり、混合器１．２１における目的は、可能な中間周波数（ＩＦ）及び衛星ドップラー周波数を受信信号から除去することにあり、この場合に、混合器１．２１の出力は、ベースバンド信号である。次いで、このベースバンド信号をデシメーションブロック１．２４内においてサンプリングしているが、このデシメーションブロックのサンプリング周波数は、受信段１．１内におけるサンプリングに使用されているサンプリング周波数とは異なっている。デシメーションブロック１．２４内において取得されたサンプルは、１つ又は複数のグループ相関コアブロック２０に入力されている。

本発明の相関器１．３を有する受信機１は、様々なシステムの送信機から信号を同時に受信可能である。相関器１．３は、そのそれぞれが１つのグループ相関器コアブロック３０を有する１つ又は複数のグループ相関器ブロック２０を有している。１つのグループ相関器ブロック２０は、例えば、１つ又は複数のＧＰＳ衛星の信号を捕捉するべく設定可能であり、別のグループ相関器ブロック２０は、別のＧＮＳＳ衛星の信号を捕捉するべく設定可能である。又、１つのグループ相関器ブロック２０を、信号を捕捉するべく設定し、別のグループ相関器ブロック２０を、そのグループ相関器２０が予め捕捉した信号を追尾するべく設定することも可能である。

例えば、衛星位置決定システム内に本発明による受信機１を適用する場合には、１つ又は複数のグループ相関器ブロック３０の後の帯域幅が、衛星信号についてサーチされるドップラー周波数レンジの全体（ドップラーシフトによって発生した周波数シフト）をカバーしているため、相関器１．３の前に必要とされる中間周波数除去ブロック１．２は、１つのみである。

受信機１の各ブロックは、例えば、デジタル信号プロセッサ１．９又は対応するコントローラによって制御されている。捕捉機能の場合には、混合器ブロック４０の周波数ビン生成器ブロック４１内において、所与のサーチ用の固定値（周波数及び位相）を設定している。追尾機能の場合には、混合器ブロック４０の周波数ビン生成器ブロック４１を制御することにより、受信対象の信号にロックされた状態に受信機１を維持している。これは、必要に応じて周波数及び位相を制御することによって実現されている。追尾機能においては、デジタル信号プロセッサ１．９は、受信対象の信号が十分に強力である場合には、コヒーレント積算ブロック５１によって使用されているメモリエリアからコヒーレント積算の結果を判読可能である。弱い信号を受信している場合には、捕捉及び追尾機能は、非コヒーレント積算ブロック５３内における非コヒーレント積算を更に包含可能である。この状況においては、デジタル信号プロセッサ１．９は、非コヒーレント積算ブロック５３によって使用されているメモリエリアから非コヒーレント積算の結果を判読し、これらの値を使用して捕捉／追尾を制御する。

尚、制御ブロック１．９は、本発明の前述の説明及び添付の図面においては、別個のブロックとして示されているが、受信機１のブロックのいくつかは、例えば、制御ブロック１．９として使用されているデジタル信号プロセッサの機能として、或いは、制御ブロック１．９とは別個のデジタル信号プロセッサの機能として実装することも可能であることは明らかである。

本発明のグループ相関器コアブロック３０の例示用の実施例の基本ブロックダイアグラムが図５に示されており、この場合には、異なる矢印２０１、２０２、２０３により、可能なデータフローを示している。矢印２０１、２０２、２０３によって示されているデータフローをオン／オフすることにより、グループ相関器の動作モードを変更可能である。グループ相関器コアブロック３０の様々なブロック間におけるデータフローは、例えば、マルチプレクサ、スイッチ、ＦＥＴなどにより、或いは、グループ相関器が、例えば、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）によって実装されている場合には、ソフトウェアにより、制御可能である。図５には、このデータフローの制御の詳細は示されていない。

グループ相関器コアブロック３０は、Ｎ個のレジスタグループ３１を有している。例示用の実施例においては、数値Ｎは、受信ブロックの数、又は１つのグループ相関器ブロック２０によって一度にサーチされる衛星の数に対応しており、例えば、グループ相関器ブロック２０が４つの衛星を受信している場合には、４つのレジスタグループ３１が存在している。別の例示用の実施例においては、数値Ｎは、受信ブロックの数の半分に対応している（即ち、８つの受信ブロックが存在している場合には、数値Ｎは４に等しい）。但し、わかりやすくするべく、図５には、それぞれの符号１．．．Ｎについて１つずつ、３つのレジスタグループ３１のみが示されている。

本アプリケーションにおいては、サブグループの数をＭという記号で表している。従って、Ｎ及びＭは、いずれも、１を上回る整数であると定義可能である。それぞれのレジスタグループ３１は、符号シフトレジスタ３３及び１つ又は複数の符号レジスタ３４を有する１つ又は複数のサブグループ３２を有している。符号シフトレジスタ３３及び符号レジスタ３４の長さ（保存位置）は、それぞれのサブグループ内において同一である。それぞれのサブグループのブロック（即ち、符号シフトレジスタ３３及び符号レジスタ３４）の間、同一レジスタグループ３１のサブグループ３２の間、及び異なるレジスタグループ３１の間のデータフローを特定の方法によって変化させることにより、本発明のグループ相関器の再構成可能性を実現可能である。

以下においては、第１サブグループ３２．１の符号シフトレジスタ３３．１を第１符号シフトレジスタとも呼び、第２サブグループ３２．２の符号シフトレジスタ３３．２を第２符号シフトレジスタとも呼び、Ｍ番目のサブグループ３２．ｍの符号シフトレジスタ３３．ｍをＭ番目の符号シフトレジスタとも呼ぶこととする。

又、グループ相関器コアブロック３０は、サンプルが、例えば、入力ライン３０．１を介して入力されるサンプルシフトレジスタグループ３５をも有している。本発明の例示用の実施例においては、サンプルシフトレジスタグループ３５は、レジスタグループ３１内に存在しているサブグループ３２の数と同数のサンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍを有している。サンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍは、サンプルがグループ相関器コアブロック３０に入力されるのと同一のレートにおいてチッピングされている。換言すれば、サンプルは、サンプルがグループ相関器コアブロック３０に入力されるのと同一のレートにおいてシフトされている。

又、本発明の相関器コアブロック３０内には、コンバイナグループ３７及び出力ブロック３８も存在している。コンバイナグループ３７は、乗法演算及び合成演算を実行するいくつかの乗算及び合成ブロック３７．１、．．．、３７．ｍを含んでいる。コンバイナグループ３７内の乗算及び合成ブロック３７の数は、この例においては、サブグループ３２の数に等しくなっている。出力ブロック３８は、乗算及び合成ブロック３７の出力を合計している。

グループ相関器コアブロック３０内において形成された信号は、次いで、混合器ブロック４０内に入力可能であり、この一例が図３に示されている。この実施例においては、混合器ブロック４０は、様々なドップラー周波数ビンを生成する１つの周波数ビン生成器ブロック４１を有している。周波数ビン生成器ブロック４１は、ＤＦＴ発振器４２（ＤＦＴ ＮＣＯ）の信号を取得しており、このＤＦＴ発振器は、隣接する周波数ビンの間の所望の周波数間隔（Δｆ）を入力することによって制御されている。更には、周波数ビン生成器ブロック４１は、最も外側の周波数ビンを設定するための別の入力（Ｍ）をも受信している。周波数ビンの最小数は、５であり（中心周波数、＋１Δｆ、−１Δｆ、＋２Δｆ、−２Δｆ）、この場合には、Ｍ＝２である。キャリア発振器４３は、周波数ビン生成器ブロック４１の中心周波数（ドップラー）を設定している。キャリア発振器４３の初期位相は、キャリア発振器４３に入力されている初期キャリア位相信号４７によって設定可能である。従って、周波数ビン生成器ブロック４１は、ドップラー周波数及びドップラー周波数からの特定の周波数オフセットにおいて周波数ビンを生成している。これらの周波数オフセットは、例えば、ドップラー周波数を中心として周波数間隔の整数倍、即ち、＋１Δｆ、−１Δｆ、＋２Δｆ、−２Δｆ、．．．、＋ＭΔｆ、−ＭΔｆに位置している。又、この周波数ビン生成器ブロック４１の例示用の実施例は、キャリアサイクルをカウントするサイクルカウンタ４４をも有している。

周波数ビン生成器ブロック４１のそれぞれの出力は、混合器グループ４５の中の１つの混合器４６に接続されている。グループ相関器コアブロック３０の出力からの信号が、混合器グループ４５の混合器４６のもう１つの入力に接続されている。従って、混合器グループ４５のそれぞれの混合器４６は、グループ相関器コアブロック３０の出力信号と周波数ビンの中の１つのものの信号の混合結果を形成している。これらの混合結果をコヒーレント積算器ブロック５１においてコヒーレントに積算している。

本発明によるグループ相関器３０内には、それぞれの周波数ビンごとに１つの積算器ブロック５０が存在している。それぞれのコヒーレント積算器ブロック５０は、混合器グループ４５の１つの混合器４６から到来する信号を積算する積算器５１を有している。コヒーレントに積算される対象のデータと、コヒーレント積算の中間結果を一時的に保存する第１メモリ５２も存在している。前述の各段階における信号は、２成分の形態を有しており、即ち、それらは、同相成分（Ｉ）と直交位相成分（Ｑ）を有していることに留意されたい。変換ブロック５３において、例えば、周知のように、これらの成分を二乗すると共に、二乗された値の合計の平方根（√（Ｉ²＋Ｑ²））を取得することにより、２成分信号を１成分信号に変換している。この変換を実行するその他の方法も可能である。変換の結果として得られた信号を非コヒーレント積算ブロック５４において非コヒーレントに積算している。非コヒーレント積算の結果及び非コヒーレント積算の中間結果を保存する第２メモリ５５も存在している。又、非コヒーレント積算器ブロック５４は、例えば、最大値、最大値のインデックス、非コヒーレント積算結果の合計、非コヒーレント積算結果の二乗の合計などを判定する統計ブロック５６を有することも可能である。これらの統計値を捕捉フェーズにおいて使用することにより、到来信号の正しいドップラー周波数及び符号位相を判定すると共に、追尾フェーズにおいて発振器の位相を微細チューニング可能である。

符号生成器ブロック６０は、グループ相関器コアブロック３０による捕捉及び追尾の対象である信号の変調符号に対応した必要な基準符号を生成している。符号生成器ブロック６０の例示用の実施例が図４に示されている。符号生成器ブロック６０は、符号周波数の整数倍であり、この例においては、例えば、２ＭＨｚなどのように、符号周波数の略２倍である周波数を生成するべく、数値制御型発振器６１を有している。数値制御型発振器６１からの信号は、チップカウンタ６２に結合されており、これは、数値制御型発振器６１の出力においてパルスをカウントしている。数値制御型発振器６１の周波数が符号周波数を上回っている場合には、パルスは、チップ長よりも短くなる。例えば、数値制御型発振器６１の周波数が符号周波数の２倍である場合には、チップカウンタ６２は、チップの半分を、即ち、それぞれのチップごとに２つのパルスをカウントする。従って、チップカウンタ６２は、数値制御型発振器６１の周波数を数値Ｎによって除算している。この特定の例においては、Ｎの値は、１つのエポック内のチップの数の２倍である。チップカウンタ６２の出力は、エポックの周波数である。チップカウンタ６２の出力６２．１は、エポックカウンタ６３及び符号設定器６６に接続されている。エポックカウンタ６３は、エポックをカウントしている。又、このエポックの数に関する情報を使用することにより、符号生成器ロジック６７によって生成された符号を正しい位相においてリセットしている。チップカウンタ６２の出力から符号設定器６６に接続されている信号は、通常、符号生成器ロジック６７のリセット／リロード入力６７．４に対して直接的に転送されている。又、符号設定器６６を使用することにより、リセット／リロードパルスを符号生成器ロジック６７のリセット／リロード入力に対して生成することも可能である。符号設定器６６を使用してリセット／リロードパルスを生成する場合には、数値制御型発振器６１、チップカウンタ６２、及びエポックカウンタ６３を実質的に同一の瞬間において初期化している。数値制御型発振器６１を符号の開始位相に対して初期化すると共に、カウンタ６２、６３の値を０に設定している。

又、数値制御型発振器６１からの信号は、ゲート６４及び除算器６５にも結合されている。ゲート６４を符号セレクト信号によってオン／オフすることにより、この信号を数値制御型発振器６１から基準符号生成器ブロック６７のＢＯＣクロック入力６７．２にＢＯＣクロック信号（この例においては、＝２×基準符号レートである）として伝達している。この例示用の実施例においては、除算器６５は、基準符号生成器ブロック６７の符号クロック入力６７．３に対する入力信号として使用されるように、数値制御型発振器６１によって生成された信号を２で除算している。又、符号設定器６６は、数値制御型発振器６１の開始値をプログラミングすることにより、半端な符号位相を設定する能力をも具備している。符号生成器は、時間多重化された方式において動作することにより、単一ブロック内においていくつかの符号を生成している。

相関器２０及び受信機１のその他の部分の動作のためのタイミングは、除算器や数値制御型発振器（ＮＣＯ）などを使用することにより、基本発振器１．１０（図１）から形成可能である。基本発振器１．１０の最小必要周波数は、１つのグループ相関器コアブロック３０によって捕捉／追尾されるチャネルと到来信号の最大サンプリング周波数の積として算出される。ＧＰＳ／Ｇａｌｉｌｅｏシステムの信号の追尾モードにおいては、データサンプリング周波数は、例えば、８．１８４ＭＨｚであり、捕捉モードにおいては、データサンプリング周波数は、例えば、２．０４６ＭＨｚ（ＧＰＳ）であって、これは、２サンプル／チップを意味しており、或いは、４．０９２ＭＨｚ（Ｇａｌｉｌｅｏ）であって、これは、４サンプル／チップを意味している。従って、１つのグループ相関器コアブロック３０が、捕捉／追尾のための４つのチャネルを具備している場合には、基本発振器の最小周波数は、３２．７３６ＭＨｚである。

例えば、衛星位置決定システム内に本発明による受信機１を適用する場合には、１つ又は複数のグループ相関器コアブロック３０の後の帯域幅が、衛星信号についてサーチされるドップラー周波数レンジの全体（ドップラーシフトによって発生した周波数シフト）をカバーしているため、１つ又は複数のグループ相関器コアブロック３０の前に必要な中間周波数除去ブロック１．２は、１つのみである。更には、すべての符号シフトレジスタ３３のコンテンツを単一のサンプルレジスタグループ３５のコンテンツと乗算可能であるため、単一サンプルレジスタグループ３５で十分である。

又、図５の矢印２０３によって示されているように、データサンプルをパラレル方式によってサンプルシフトレジスタグループ３５のサンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍに接続することも可能である。

図６ａ〜図６ｃは、図５の構成可能なグループ相関器を構成可能である３つの異なる動作モードを示している。図６ａ〜図６ｃの実施例においては、４つのチャネルが受信されており、且つ、２つのサブグループ３２のみが存在しており、且つ、それぞれのサブグループは、４つの符号レジスタ３４を有しているものと仮定されていることに留意されたい。但し、本発明は、このようなグループ相関器に限定されるものではなく、実際的な実装においては、サブグループの数及びそれぞれのサブグループ内のレジスタの数は、これらの例に提示されているものよりも格段に大きいものであってよい。

（基本周波数動作）
以下、図６ａを参照し、第１動作モードにおけるグループ相関器コアブロック３０のデータフローの制御について更に詳しく説明することとする。第１動作モード（基本周波数動作モード）においては、データサンプリング周波数は、この例示用の実施例においては、すべての選択可能なサンプリング周波数の中の最小サンプリング周波数となるように選択されている。この最小データサンプリング周波数は、異なる動作モードに関する以下の説明においては、Ｂ＿ＣＬＫとも表記している。

グループ相関器コアブロック３０は、ナローモードにおいて動作するべく設定されており（図７のブロック７０１）、これは、それぞれのサブグループ３２内の第１符号シフトレジスタ３３．１のみが使用されることを意味している。従って、それぞれのレジスタグループ３１の第１符号シフトレジスタ３３．１が基準符号用の入力として接続されている。

それぞれのサブグループ３２内においては、第１符号レジスタ３４．１．１、３４．２．１、．．．、３４．ｍ．１の入力は、必要に応じて第１符号シフトレジスタ３３．１、３３．２、３３．ｍ内に保存されているデータを同一のサブグループ３２の第１符号レジスタ３４．１．１に複写できるように、第１符号シフトレジスタ３３．１、３３．２、３３．ｍの出力に接続されている。それぞれ、第２符号レジスタ３４．１．２、３４．２．２、．．．、３４．ｍ．２の入力は、第１符号レジスタ３４．１．１、３４．２．１、．．．、３４．ｍ．１の出力に接続されている。サブグループ３２内に２つを上回る数の符号レジスタ３４が存在している場合には、それらのすべてが、サブグループ３２内において以前の符号レジスタ３４に連続的に接続されている。換言すれば、サブグループ３２の符号レジスタ３４は、第１符号レジスタ３４．１．１の長さよりも長い基準符号の部分を保存可能である。

又、１つのサブグループの最後の符号レジスタを同一のレジスタグループ３１の別のサブグループの第１符号レジスタに接続することにより、基準符号の保存能力を長くすることも可能である。この種のチェーニングは、図５の矢印２０１によって示されている。このチェーニングは、短い符号レジスタ（例えば、そのそれぞれの長さが３２ビットである４つの符号レジスタ）又は長い符号レジスタ（例えば、そのそれぞれの長さが６４ビットである２つの符号レジスタ）のいずれかとして同一の符号レジスタを使用可能であるナローモードにおいて使用されている。基準符号の保存能力を長くするための更なる選択肢は、１つのレジスタグループ３１の最後のサブグループの最後の符号レジスタを別のレジスタグループ３１の第１サブグループの第１符号レジスタに接続することによって可能である。この種のチェーニングが図２の矢印２０２によって示されている。但し、この後者の選択肢は、処理可能な符号ビンの合計数を低減することがない場合にも、グループ相関器コアブロック３０が同時に処理可能である独立したチャネルの数を低減することになる。

動作の際には、第１符号シフトレジスタ３３．１には、サンプルがサンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍに入力されるのと同一のレートにおいて（ブロック７０３）、受信対象の１つの信号の変調において使用された符号に対応した基準符号のビットが提供されており（ブロック７０２）、即ち、それぞれのサンプルごとに、基準符号の１ビットが入力されている。従って、第１符号シフトレジスタ３３．１及び符号レジスタ３４の長さは、サンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍの長さに等しくなっている。第１動作モードのこの例においては、データサンプリング周波数は、１×Ｂ＿ＣＬＫ、即ち、チッピングレートの２倍である。従って、それぞれのチップごとに、２つのサンプルが取得されている。ブロック７０４において、符号レジスタ３４がサンプルで一杯になっているかどうかをチェックしている。符号レジスタ３４がサンプルで一杯になっている場合には、乗法演算を実行している（ブロック７０５）。さもなければ、ブロック７０２及び７０３の動作を反復し、次のサンプル及びそれぞれの基準符号の次のビットを入力することになる。

乗法演算は、サンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍのサンプル及びそれぞれの符号レジスタ３４のビットにより、ビット固有の乗算を多重化された方式において実行する乗算及び合成ブロック３７．１、．．．、３７．ｍ内において実行されている（ブロック７０５）。ブロック７０６において、第１符号シフトレジスタ３３．１内に保存されている符号ビットの数をチェックしている。所与の数の符号ビットの第１符号シフトレジスタ３３．１内における保存が完了した後に、最後から１つ前の符号レジスタ内の符号ビットを最後の符号レジスタ内に複写し、最後から２つ前の符号レジスタ内の符号ビットを最後から１つ前の符号レジスタに複写し、．．．、第１符号レジスタ３４．１．１内の符号ビットを第２符号レジスタ３４．２．１に複写し（ブロック７０７）、且つ、第１符号シフトレジスタ３３．１内の符号ビットを第１符号レジスタ３４に複写している（ブロック７０８）。第１符号レジスタ３４内における保存は、第１符号シフトレジスタ３３．１の長さに対応した数のサンプルが保存された後に実行されている。第１符号シフトレジスタ３３．１の長さをＧＣ（ＧＣ個の保存場所）として表記した場合には、第１符号シフトレジスタ３３．１のデータは、ＧＣ個のサンプルごとに、符号レジスタ３４内に複写されている。符号シフトレジスタ３３．１の長さは、必ずしも基準符号の長さに等しくはないが、積算をエポック全体にわたって拡張することにより、コヒーレント積算をグループ相関器ブロック３０の出力に適用可能である。

それぞれの入力サンプルの後に、乗算及び合成ブロック３７．１、．．．、３７．ｍは、サンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍのサンプル及びそれぞれの符号レジスタ３４のビットにより、ビット固有の乗算を多重化された方式において実行している（ブロック７０５）。この文脈において、多重化とは、サンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍのサンプルと１つの符号レジスタ３４が一度に乗算され、この乗算の結果（相関部分結果）が、乗算及び合成ブロック３７．１、．．．、３７．ｍ内において合成されることを意味している。これらの乗算及び合成は、すべての又は十分な数の符号レジスタのスキャニングが完了する時点まで反復される。この結果がＮ個の相関結果である。従って、それぞれの符号レジスタ３４及びサンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍの間の乗算は、１つの乗算器のみ及び１つのコンバイナのみを使用することにより、同一のサンプルストリングについて実行可能である。この後に、乗算は、新しいサンプルのサンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍへの入力が完了した後に常に実行されている。従って、これは、一連の乗算であり、この場合に、符号レジスタ３４の値は、ＧＣ個のサンプルについて同一であるが、サンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍは、乗算ごとに１つずつシフトされており、新しいサンプルが第１レジスタに入力されている。この結果、サンプルと符号の間において相関を実行可能である（符号レジスタ×サンプルシフトレジスタ）。従って、本発明による受信機においては、符号レジスタ３４の内容は、サンプルごとには変化していないが、ＧＣ個のサンプルごとに変化している。

ブロック７０４は、必ずしも必要ではなく、第１符号レジスタ３３．１がサンプルで一杯になる前にグループ相関器コアブロック３０が出力値を算出しているが、グループ相関器コアブロック３０の後のその他のブロックが、第１符号レジスタ３３．１がまだサンプルで一杯になっていないことを認知し、その動作を開始しないように、即ち、第１符号レジスタ３３．１がサンプルで一杯になる前に、グループ相関器コアブロック３０の後のその他のブロックがグループ相関器コアブロックの出力値を使用しないように、相関器１．３の動作を実装することも可能である。

グループ相関器コアブロック３０の出力は、Ｎ×ＭＦ個のサンプルを有しており、この場合に、項ＭＦは、乗算係数である。それぞれのサンプルは、１つの相関器によるＧＣ個のサンプルの積算に対応している。換言すれば、それぞれのサンプルごとに、相関結果がそれぞれの符号レジスタから出力されている。図６ａのシステムにおいては、これは、３２個の相関結果がそれぞれの入力サンプルごとに出力されることを意味している。従って、グループ相関器コアブロック３０からの出力信号は、従来技術による受信機内の相関器（ＧＣ個の相関器）の出力信号に対応している。但し、１つの相違点は、例えば、本発明によるグループ相関器コアブロック３０のそれぞれのサンプルは、ＧＣ個のサンプルの積算に対応しているという点にある。

以上の段階を、それぞれの受信チャネルごとに、即ち、同時に受信されるそれぞれの信号ごとに実行している。グループ相関器ブロック３０内において形成された信号を混合器グループ４０の混合器内において周波数ビン生成器ブロック４１の信号と混合することにより、これらの信号の間の乗法演算を実行している。この混合器グループ４０から、信号をコヒーレント積算ブロック５１に入力している。コヒーレント積算ブロック５１内においては、前述のように、例えば、捕捉及び追尾のために、信号成分Ｉ及びＱを、例えば、エポック全体の長さにおいて積算している。

（２倍周波数動作）
以下、図６ｂを参照し、第２動作モードにおけるグループ相関器コアブロック３０のデータフローの制御について更に詳細に説明することとする。第２動作モード（２倍周波数動作モード：２×Ｂ＿ＣＬＫ）においては、グループ相関器コアブロック３０は、ワイドモードにおいて動作するべく設定されている。これは、それぞれのサブグループ３２内の符号シフトレジスタ３３の中の複数のものが連続的に動作することを意味している。従って、それぞれのレジスタグループ３１の第１符号シフトレジスタ３３．１が基準符号用の入力として接続されており、第１符号シフトレジスタ３３．１の最後の保存位置が、次の符号シフトレジスタ３３．２、即ち、第２の符号シフトレジスタの第１の保存位置用の入力を提供している。それぞれ、第２符号シフトレジスタ３３．２の最後の保存位置が、次の符号シフトレジスタの第１保存位置用の入力を提供しており、最後に、（Ｍ−１）番目の符号シフトレジスタ３３．２の最後の保存位置が、Ｍ番目の符号シフトレジスタ３３．１の第１保存位置用の入力を提供している。但し、図６ｂの例においては、Ｍの値は２である。従って、２つのサブグループ３２のみが示されている。

又、サブグループをペアごとに１つに接続することも可能である。この選択肢においては、例えば、第１及び第２サブグループの符号シフトレジスタ及び符号レジスタをパラレルに接続することにより、符号シフトレジスタ及び符号レジスタの長さを倍増している。それぞれ、第３及び第４のサブグループ（存在する場合）の符号レジスタをパラレルに接続可能であり、第５及び第６のサブグループ（これらが存在する場合）の符号レジスタをパラレルに接続可能である（以下、同様）。

それぞれのサブグループ３２内において、第１符号レジスタ３４．１．１の入力は、必要に応じて符号シフトレジスタ３３内に保存されているデータを同一のサブグループ３２の第１符号レジスタ３４．１．１に複写できるように、符号シフトレジスタ３３の出力に接続されている。それぞれ、第２符号レジスタ３４．２．１の入力は、第１符号レジスタ３４．１．１の出力に接続されている。サブグループ３２内に２つを上回る数の符号レジスタ３４が存在している場合には、それらのすべてがサブグループ３２内の前の符号レジスタ３４に連続的に接続されている。換言すれば、サブグループ３２の符号シフトレジスタ３３及び符号レジスタ３４は、ある種の符号レジスタマトリックスを形成しており、この場合に、符号シフトレジスタ３３が、このマトリックスの第１行を形成しており、符号レジスタ３４が、その他の行を形成している。

又、１つのサブグループの最後の符号レジスタを次のレジスタグループ３１の同一のサブグループの第１符号レジスタに接続することにより、基準符号の保存能力を長くすることも可能である。この種のチェーニングが、図５の矢印２０４によって示されている。但し、この選択肢は、処理可能な符号ビンの合計数を低減しない場合にも、グループ相関器コアブロック３０が同時に処理可能である独立したチャネルの数を低減することになる。

動作の際には、第１符号シフトレジスタ３３．１には、サンプルがサンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍに入力されるのと同一のレートにおいて、受信対象の１つの信号の変調において使用された符号に対応した基準符号のビットが供給されており、即ち、それぞれのサンプルごとに基準符号の１つのビットが入力されている。従って、第１符号シフトレジスタ３３．１の長さと第２符号シフトレジスタ３３．２の長さの合計は、第１サンプルシフトレジスタ３５．１の長さと第２サンプルシフトレジスタ３５．２の長さの合計に等しくなっている。又、符号レジスタ３４の長さは、第１符号シフトレジスタ３３．１の長さと第２サンプル符号レジスタ３３．２の長さの合計に等しくなっている。

第２動作モードのこの例においては、データサンプリング周波数は、２×Ｂ＿ＣＬＫ、即ち、チッピングレートの４倍である。従って、それぞれのチップごとに、４つのサンプルが取得されている。又、第１サブグループ及び第２サブグループのレジスタは、パラレルに動作しており、即ち、第１符号シフトレジスタ３３．１及び第２符号シフトレジスタ３３．２がパラレルに接続されており、第１サブグループ３２．１の第１符号レジスタ及び第２サブグループ３２．２の第１符号レジスタがパラレルに接続されている（以下、同様）。所与の数の符号ビット（＝第１符号シフトレジスタ３３．１及び第２符号シフトレジスタ３３．２の長さに対応した数のサンプル）の第１符号シフトレジスタ３３．１及び第２符号シフトレジスタ３３．２内における保存が完了した後に、第１符号シフトレジスタ３３．１内の符号ビットを第１サブグループ３２．１の第１符号レジスタ３４．１．１に複写し、第２符号シフトレジスタ３３．２内の符号ビットを第２サブグループ３２．２の第１符号レジスタ３４．１．１に複写している。第１符号シフトレジスタ３３．１及び第２符号シフトレジスタ３３．２の長さを合わせて２ＧＣ（２×ＧＣ個の保存場所）と表記した場合には、２ＧＣ個のサンプルごとに、第１符号シフトレジスタ３３．１のデータが第１サブグループ３２．１の第１符号レジスタ３４に複写されており、且つ、それぞれ、第２符号シフトレジスタ３３．２のデータが第２サブグループ３２．２の第１符号レジスタ３４に複写されている。又、第２動作モードにおいては、符号シフトレジスタ３３の長さは、必ずしも基準符号の長さに等しくはないが、積算をエポック全体にわたって拡張することにより、コヒーレント積算をグループ相関器ブロック３０の出力に適用可能である。

第１符号シフトレジスタ３３．１及び第２符号シフトレジスタ３３．２のデータの少なくとも一回の符号レジスタ３４内への複写／転送が完了した後に（即ち、第１符号シフトレジスタ３３．１及び第２符号シフトレジスタ３３．２がサンプルで一杯になった後に）、乗算器３７．１は、多重化された方式において、第１サンプルシフトレジスタ３５．１のサンプル及び第１サブグループ３２．１の第１符号レジスタ３４．１．１のビットにより、ビット固有の乗算を、そして、多重化された方式において、第２サンプルシフトレジスタ３５．２のサンプル及び第２サブグループ３２．２の第１符号レジスタ３４．１．１のビットにより、ビット固有の乗算を実行している。これらの乗算結果（相関部分結果）を乗算及び合成ブロック３７．１、３７．２内において合成している。これらの乗算及び合成は、すべての又は十分な数の符号レジスタのスキャニングが完了する時点まで反復される。この結果がＮ個の相関結果である。従って、それぞれの符号レジスタ３４とサンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍの間の乗算は、１つの乗算及びコンバインブロック３７のみを使用することにより、同一のサンプルストリングについて実行可能である。この後に、乗算は、新しいサンプルの第１サンプルシフトレジスタ３５．１内への入力が完了した後に常に実行される。従って、これは、一連の乗算であり、この場合に、符号レジスタ３４の値は、２ＧＣ個のサンプルについて同一であるが、第１サンプルシフトレジスタ３５．１及び第２サンプルシフトレジスタ３５．２は、乗算ごとに１つだけシフトされており、新しいサンプルが第１符号シフトレジスタ３３．１内に入力されている。

グループ相関器コアブロック３０の出力は、Ｎ×ＭＦ／２個のサンプルを有しており、このそれぞれは、１つの相関器による２ＧＣ個のサンプルの積算に対応している。

グループ相関器の出力サンプルは、Ｎ×ＭＦ／２×２×ＭＣＬＫ＝Ｎ×ＭＦ×ＭＣＬＫのレートにおいて演算されており、これは、第１モードと同一のレートである。符号レジスタ３４内への新しい基準符号値のそれぞれのローディングの間に、グループ相関器は、Ｎ×ＭＦ／２個の基準符号における２ＧＣ個の別個の符号位相について、即ち、ＧＣ×Ｎ×ＭＦ個の個々の符号ビンについて、相関結果を生成しており、これは、この場合にも、第１モードと同一である。符号レジスタ３４内への新しい基準符号値のそれぞれのローディングの間の時間は、２×ＭＣＬＫのレートにおいて２ＧＣ個の入力サンプルであり、これは、ＭＣＬＫのレートにおけるＧＣ個のサンプルと同一であり、即ち、第１モードと同一である。データレート及び符号位相の合計数が同一に留まっていることから、これらのタイミングの等価性により、グループ相関器に後続しているブロックの実装が格段に容易になっている。

以上の段階は、それぞれの受信チャネルことに、即ち、同時に受信されるそれぞれの信号ごとに実行されている。グループ相関器ブロック３０内において形成された信号を混合器グループ４０の混合器内において周波数ビン生成器ブロック４１の信号と混合することにより、これらの信号間における乗法演算を実行している。混合器グループ４０から、信号をコヒーレント積算ブロック５１に入力している。コヒーレント積算ブロック５１内においては、前述のように、例えば、捕捉及び追尾のために、信号成分Ｉ及びＱを、例えば、エポック全体の長さにわたって積算している。

（４倍周波数動作）
以下、図６ｃを参照し、第３動作モードにおけるグループ相関器コアブロック３０のデータフローの制御について更に詳しく説明することとする。第３動作モード（４倍周波数動作モード：４×Ｂ＿ＣＬＫ）においては、グループ相関器コアブロック３０は、ワイドモードにおいて動作するべく設定されている。これは、それぞれのサブグループ３２内の符号シフトレジスタ３３の中の複数のものが、第２動作モードと同様に、連続的に動作することを意味している。

それぞれのサブグループ３２内において、第１符号レジスタ３４．１．１の入力は、必要に応じて符号シフトレジスタ３３内に保存されているデータを同一のサブグループ３２の第１符号レジスタ３４．１．１に複写できるように、符号シフトレジスタ３３の出力に接続されている。この動作モードにおいては、第１符号レジスタ３４．１．１の出力は、第２符号レジスタには接続されておらず、乗算及び合成ブロック３７．１、３７．２に直接接続されている。

動作の際には、第１符号シフトレジスタ３３．１には、サンプルがサンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍに入力されるのと同一のレートにおいて、受信対象の１つの信号の変調において使用された符号に対応した基準符号のビットが供給されており、即ち、それぞれのサンプルごとに、基準符号の１ビットが入力されている。従って、第１符号シフトレジスタ３３．１の長さと第２符号シフトレジスタ３３．２の長さの合計は、第１サンプルシフトレジスタ３５．１の長さと第２サンプルシフトレジスタ３５．２の長さの合計に等しくなっている。又、符号レジスタ３４の長さは、第１符号シフトレジスタ３４．１の長さと第２符号シフトレジスタ３４．２の長さの合計に等しくなっている。

第３動作モードのこの例においては、データサンプリング周波数は、４×Ｂ＿ＣＬＫ、即ち、チッピングレートの８倍である。従って、それぞれのチップごとに、８つのサンプルが取得されている。所与の数の符号ビットの第１符号シフトレジスタ３３．１及び第２符号シフトレジスタ３３．２内における保存が完了した後に、第１符号シフトレジスタ３３．１内の符号ビットを第１サブグループ３２．１の第１符号シフトレジスタ３４．１．１に複写し、第２符号シフトレジスタ３２．２内の符号ビットを第２サブグループ３２．２の第１符号レジスタ３４．１．１に複写している。符号レジスタ３４内における保存は、第１符号シフトレジスタ３３．１及び第２符号シフトレジスタ３３．２の長さに対応した数のサンプルが保存された後に実行されている。又、第３動作モードにおいては、符号シフトレジスタ３３の長さは、必ずしも基準符号の長さと等しくはないが、積算をエポック全体にわたって拡張することにより、コヒーレント積算をグループ相関器ブロック３０の出力に適用可能である。

第１符号シフトレジスタ３３．１及び第２符号シフトレジスタ３３．２のデータの符号レジスタ３４内への少なくとも一回の複写／転送が完了した後に（第１符号シフトレジスタ３３．１及び第２符号シフトレジスタ３３．２がサンプルで一杯になった後に）、乗算及び合成ブロック３７は、サンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍのサンプル及びそれぞれの符号レジスタ３４のビットにより、ビット固有の乗算を多重化された方式において実行している。この文脈において、多重化とは、第１サンプルシフトレジスタ３５．１及び第２サンプルシフトレジスタ３５．２のサンプル及び２つの符号レジスタ３４を乗算及び合成ブロック３７．１、．．．、３７．ｍの乗算器内において一度に乗算し、この乗算結果（相関部分結果）を乗算及び合成ブロック３７．１、．．．、３７．ｍのコンバイナ内において合成することを意味している。これらの乗算及び合成は、すべての又は十分な数の符号レジスタのスキャニングが完了する時点まで反復されている。この結果がＮ個の相関結果である。従って、それぞれの符号レジスタ３４とサンプルシフトレジスタ３５．１、．．．、３５．ｍの間の乗算は、１つの乗算器のみ及び１つのコンバイナのみを使用することにより、同一のサンプルストリングについて実行可能である。この後に、乗算は、新しいサンプルの第１サンプルシフトレジスタ３５．１への入力が完了した後に常に実行される。従って、これは、一連の乗算であり、この場合に、符号レジスタ３４の値は、２ＧＣ個のサンプルについて同一であるが、第１サンプルシフトレジスタ３５．１及び第２サンプルシフトレジスタ３５．２は、乗算ごとに１つだけシフトされており、新しいサンプルが第１サンプルシフトレジスタ３５．１に入力されている。この結果、サンプルと符号の間において相関を実行可能である（符号レジスタ×サンプルシフトレジスタ）。

グループ相関器コアブロック３０の出力は、Ｎ個のサンプルを有しており、このそれぞれは、１つの相関器による２ＧＣ個のサンプルの積算に対応している。

グループ相関器の出力サンプルは、Ｎ×ＭＦ／４×４×ＭＣＬＫ＝Ｎ×ＭＦ×ＭＣＬＫのレートにおいて演算されており、これは、第１モードと同一のレートである。新しい基準符号値の符号レジスタ３４内へのそれぞれのローディングの間において、グループ相関器は、Ｎ×ＭＦ／４個の基準符号における２ＧＣ個の別個の符号位相について、即ち、ＧＣ×Ｎ×ＭＦ／２個の個々の符号ビンについて、相関結果を生成しており、これは、第１モードの数の半分である。新しい基準符号値の符号レジスタ３４内へのそれぞれのローディングの間の時間は、４×ＭＣＬＫのレートにおいて２ＧＣ個の入力サンプルであり、これは、２×ＭＣＬＫのレートにおけるＧＣ個のサンプルと同一であり、即ち、第１モードよりも２倍高速である。すべてのモード間における出力サンプルレートの等価性は、グループ相関器に後続しているブロックの実装の容易性との関連において非常に重要である。符号ビンの数及び符号レジスタのローディングレートにおける違いは、多少不便ではあるが、グループ相関器がこれらの条件においても動作可能であることを示している。４つのサブグループを実装することにより、第３モードにおいて、グループ相関器に等しいタイミングを提供させることも可能であろうが、これは、ハードウェアの追加とコストの増大をもたらすことになろう。

以上の段階は、それぞれの受信チャネルごとに、即ち、同時に受信されるそれぞれの信号ごとに実行されている。グループ相関器ブロック３０内において形成された信号を混合器グループ４０の混合器内において周波数ビン生成器ブロック４１の信号と混合することにより、例えば、離散フーリエ変換などの時間／周波数変換を実行している。従って、時間ドメインにおける情報を、例えば、追尾機能において使用するべく、時間−周波数ドメインにおける情報に変換可能である。混合器グループ４０から、時間−周波数ドメインの信号をコヒーレント積算ブロック５１内に入力している。コヒーレント積算ブロック５１内においては、前述のように、例えば、捕捉及び追尾のために、信号成分Ｉ及びＱを、例えば、エポック全体の長さにわたって積算している。

本発明によるグループ相関器コアブロック３０は、様々な目的のために広範に構成可能である構造を実現している。構成パラメータのいくつかは、符号入力の数（チャネルの数）、符号レジスタ３４の数、符号シフトレジスタ３３の長さ、パラレルシフトレジスタの数、及びグループ相関器コアブロック３０の数である。又、いくつかのアプリケーションにおいては、基本発振器の周波数を変更することも可能である。

表２には、必要なグループ相関器コアブロック３０の数が、様々な要件の関数として示されている。それぞれのグループ相関器コアブロック３０は、４チャネル受信能力のための４つの独立した基準符号を生成しており、それぞれのレジスタグループ３１内には、４つの符号レジスタ３４が存在しており、且つ、それぞれの符号シフトレジスタ３３は、６４サンプルの長さを有していることが仮定されている。

ＧＰＳレンジの列は、相関器が一度に処理可能であるＧＰＳ符号の長さを示しており、Ｇａｌｉｌｅｏレンジの列は、相関器が単一のサーチにおいて処理可能であるＧａｌｉｌｅｏ符号の長さを示している。表２から、グループ相関コアブロック３０の数が１である場合には、受信機１は、ＧＰＳ符号の半分をサーチ可能であることを観察可能である（ＧＰＳレンジ値が０．５である；表２の第１行）。グループ相関器コアブロック３０の数が２以上である場合には、受信機１は、完全なＧＰＳ符号をサーチ可能である（ＧＰＳレンジ値が１以上である；表２の第２、第３、及び第４行）。グループ相関器コアブロック３０の数が８〜１４である（８及び１４を含んでいる）場合には、受信機１は、４つのＧＰＳ衛星（ＧＰＳレンジ値が４以上である）又はＧａｌｉｌｅｏ符号の半分（Ｇａｌｉｌｅｏレンジ値が０．５〜１である）のいずれかをサーチ可能である。グループ相関器コアブロック３０の数が１６以上である際には、受信機１は、完全なＧａｌｉｌｅｏ符号（Ｇａｌｉｌｅｏレンジ値が１以上である）又は８つ以上のＧＰＳ衛星（ＧＰＳレンジ値が８以上である）をサーチ可能である。

表３には、構成パラメータのいくつかの実際的な例が示されている。

更には、本発明は、例えば、受信機に装着されるモジュールとして実装することも可能である。このようなモジュール構造の１つの代替肢は、１つ又は複数のグループ相関器ブロック２０を１つ又は複数の別個のモジュールとして実装するというものである。但し、その他の種類のモジュール構造を本発明との関連において実装することも可能であることは明らかである。

図８は、ＧＮＳＳシステムの概略的なモデルを示している。これは、スペクトル拡散変調信号を送信するいくつかの衛星ＳＶを有している。これらの衛星は、地球Ｅの周りの特定の軌道上を移動している。受信機１は、信号を受信し、例えば、受信機１の場所を判定するべく、前述の動作を実行可能である。

更には、本発明は、前述の実施例にのみ限定されるものではなく、添付の請求項の範囲内において変更可能であることも明らかであろう。

本発明を適用可能である受信機の一例の概略ブロックダイアグラムを示している。 本発明の受信機内において使用可能である中間周波数除去ブロックの一例を示している。 本発明によるグループ相関器の混合器ブロックの例示用の実施例の論理図である。 符号生成器ブロックの例示用の実施例を示している。 本発明によるグループ相関器コアブロックの例示用の実施例の論理図を概略ブロックダイアグラムにおいて示している。 基本周波数モードにおいて動作する本発明によるグループ相関器コアブロックの例示用の第１構成を示している。 ２倍周波数モードにおいて動作する本発明によるグループ相関器コアブロックの例示用の第２構成を示している。 ４倍周波数モードにおいて動作する本発明によるグループ相関器コアブロックの例示用の第３構成を示している。 本発明に従ってスペクトル拡散信号を相関させる方法の一例を示している。 本発明を適用可能であるＧＰＳシステムの一例を示している。

Claims (16)

1. 受信したスペクトル拡散信号に伴う相関を実行する相関器（３０）であって、
   受信信号のサンプルを入力する入力（３０．１）と、
   少なくとも１つの基準符号を入力する少なくとも１つの基準符号入力（３０．２）と、
   前記信号サンプルを受信するデータシフトレジスタ（３６）と、少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ（３３）及び前記符号シフトレジスタ（３３）からデータを受信する符号レジスタ（３４）を有するいくつかのレジスタグループ（３１）と、を有する相関器手段と、
   を少なくとも有する相関器（３０）において、
   前記相関器（３０）は、再構成可能な方式において前記レジスタグループ（３１）の前記要素（３３、３４）間の接続を構成する構成要素（２０１、２０２、２０３）をも有していることを特徴とする相関器（３０）。
2. 前記いくつかのレジスタグループ（３１）は、少なくとも２つのサブグループ（３２）を有しており、
   それぞれのサブグループ（３２）は、
   符号シフトレジスタ（３３）と、
   少なくとも２つの符号レジスタ（３４）と、
   を有しており、
   前記構成要素は、
   パラレルに又は互いに独立的に動作するように、前記少なくとも２つのサブグループ（３２）の前記符号シフトレジスタ（３３）を構成する信号コネクタと、
   パラレルに、シリアルに、又は互いに独立的に動作するように、前記サブグループ（３２）の前記少なくとも２つの符号レジスタ（３４）を構成する信号コネクタと、
   を有することを特徴とする請求項１記載の相関器（３０）。
3. 第１レジスタグループ（３１）及び第２レジスタグループ（３１）を少なくとも有しており、
   前記第１レジスタグループ（３１）は、第１スペクトル拡散信号に伴う相関を実行するべく適合されており、前記第２レジスタグループ（３１）は、第２スペクトル拡散信号に伴う相関を実行するべく適合されていることを特徴とする請求項１または２のいずれか一項に記載の相関器（３０）。
4. 第１レジスタグループ（３１）及び第２レジスタグループ（３１）を少なくとも有しており、
   前記第１及び第２レジスタグループ（３１）は、同一のスペクトル拡散信号に伴う相関を実行するべくシリアルに接続されていることを特徴とする請求項１または２のいずれか一項に記載の相関器（３０）。
5. 前記符号シフトレジスタ（３３）及び前記サンプルシフトレジスタ（３５．１、．．．、３５．ｍ）のデータを転送し、新しいサンプルを前記サンプルシフトレジスタ（３５．１、．．．、３５．ｍ）内に保存し、且つ、前記新しいサンプルの前記保存段階の後に新しい基準符号データを前記符号シフトレジスタ（３３）内に読み込む手段を有しており、
   前記符号シフトレジスタ（３３）、符号レジスタ（３４）、及びサンプルシフトレジスタ（３５．１、．．．、３５．ｍ）は、長さが等しいことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の相関器（３０）。
6. 前記サンプルシフトレジスタ（３５．１、．．．、３５．ｍ）及び前記符号シフトレジスタ（３３）は、既定の長さを具備しており、前記符号シフトレジスタ（３３）のデータを前記符号レジスタ（３４）内に転送する前記手段は、前記長さに対応した数のサンプルを形成した後に、前記符号シフトレジスタ（３３）のデータを前記符号レジスタ（３４）内に転送するべく適合されていることを特徴とする請求項５記載の相関器（３０）。
7. スペクトル拡散信号を受信する受信機（１）であって、
   受信信号のサンプルを形成するサンプリング手段（１．１）と、
   前記受信したスペクトル拡散信号の前記サンプルに伴う相関を実行する相関器（３０）と、
   前記相関器（３０）用の少なくとも１つの基準符号を生成する符号生成器ブロック（６０）と、
   相関信号を混合する混合器ブロック（４０）と、
   前記混合信号を積算する積算器ブロック（５０）と、
   を少なくとも有する受信機（１）において、
   前記相関器（３０）は、
   前記信号サンプルを受信するデータシフトレジスタ（３６）と、
   少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ（３３）及び前記符号シフトレジスタ（３３）からデータを受信する符号レジスタ（３４）を有するいくつかのレジスタグループ（３１）と、
   を有しており、
   前記受信機（１）の前記相関器（３０）は、
   再構成可能な方式において前記レジスタグループ（３１）の前記要素（３３、３４）間の接続を構成する構成要素（２０１、２０２、２０３）、
   を有することを特徴とする、受信機（１）。
8. 前記いくつかのレジスタグループ（３１）は、少なくとも２つのサブグループ（３２）を有しており、
   それぞれのサブグループ（３２）は、
   符号シフトレジスタ（３３）と、
   少なくとも２つの符号レジスタ（３４）と、
   を有しており、
   前記構成要素は、
   パラレルに又は互いに独立的に動作するように、前記少なくとも２つのサブグループ（３２）の前記符号シフトレジスタ（３３）を構成する信号コネクタと、
   パラレルに、シリアルに、又は互いに独立的に動作するように、前記サブグループ（３２）の前記少なくとも２つの符号レジスタ（３４）を構成する信号コネクタと、
   を有することを特徴とする請求項７記載の受信機（１）。
9. 前記混合器ブロック（４０）は、いくつかのドップラー周波数ビンを生成する周波数ビン生成器ブロック（４１）を有することを特徴とする請求項８記載の受信機（１）。
10. 前記積算器ブロック（５０）の数は、前記周波数ビン生成器ブロック（４１）によって生成される前記ドップラー周波数ビンの数に等しい請求項９記載の受信機（１）。
11. 前記符号生成器ブロック（６０）は、少なくとも２つの異なる基準符号を生成する手段を有することを特徴とする請求項７〜１０のいずれか一項に記載の受信機（１）。
12. スペクトル拡散変調信号を受信する受信機（１）を有する電子装置において、
    受信信号のサンプルを形成するサンプリング手段（１．１）と、
    前記受信スペクトル拡散信号の前記サンプルに伴う相関を実行する相関器（３０）と、
    前記相関器（３０）用の少なくとも１つの基準符号を生成する符号生成器ブロック（６０）と、
    相関信号を混合する混合器ブロック（４０）と、
    前記混合信号を積算する積算器ブロック（５０）と、
    を少なくとも有する受信機（１）を有する電子装置において、
    前記相関器（３０）は、
    前記信号サンプルを受信するデータシフトレジスタ（３６）と、
    少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ（３３）及び前記符号シフトレジスタ（３３）からデータを受信する符号レジスタ（３４）を有するいくつかのレジスタグループ（３１）と、
    を有しており、
    前記電子装置（１）の前記相関器（３０）は、
    再構成可能な方式において前記レジスタグループ（３１）の前記要素（３３、３４）間の接続を構成する構成要素（２０１、２０２、２０３）、
    を有することを特徴とする、電子装置。
13. スペクトル拡散変調信号を送信する送信局と、スペクトル拡散変調信号を受信する受信機（１）と、を有するシステムにおいて、
    前記受信機は、
    受信信号のサンプルを形成するサンプリング手段（１．１）と、
    前記受信したスペクトル拡散信号の前記サンプルに伴う相関を実行する相関器（３０）と、
    前記相関器（３０）用の少なくとも１つの基準符号を生成する符号生成器ブロック（６０）と、
    相関信号を混合する混合器ブロック（４０）と、
    前記混合信号を積算する積算器ブロック（５０）と、
    を少なくとも有しており、
    前記相関器（３０）は、
    前記信号サンプルを受信するデータシフトレジスタ（３６）と、
    少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ（３３）及び前記符号シフトレジスタ（３３）からデータを受信する符号レジスタ（３４）を有するいくつかのレジスタグループ（３１）と、
    を有しており、
    前記受信機（１）の前記相関器（３０）は、
    再構成可能な方式において前記レジスタグループ（３１）の前記要素（３３、３４）間の接続を構成する構成要素（２０１、２０２、２０３）、
    を有することを特徴とする、システム。
14. 受信したスペクトル拡散信号に伴う相関を実行するモジュール（１．１１）であって、
    受信信号のサンプルを入力する入力（３０．１）と、
    少なくとも１つの基準符号を入力する少なくとも１つの基準符号入力（３０．２）と、
    前記信号サンプルを受信するデータシフトレジスタ（３６）と、少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を受信する符号シフトレジスタ（３３）及び前記符号シフトレジスタ（３３）からデータを受信する符号レジスタ（３４）を有するいくつかのレジスタグループ（３１）と、を有する相関器手段と、
    を少なくとも有するモジュール（１．１１）において、
    前記相関器（３０）は、
    再構成可能な方式において前記レジスタグループ（３１）の前記要素（３３、３４）間の接続を構成する構成要素（２０１、２０２、２０３）、
    を有することを特徴とする、モジュール（１．１１）。
15. 受信スペクトル拡散信号に伴う相関を相関器（３０）内において実行する方法であって、
    受信信号のサンプルを入力する段階と、
    少なくとも１つの基準符号を入力する段階と、
    少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を符号シフトレジスタ（３３）に受信する段階と、
    前記符号シフトレジスタ（３３）から符号レジスタ（３４）にデータを受信する段階と、
    を少なくとも有する方法において、
    前記方法は、レジスタグループ（３１）の前記要素（３３、３４）間の接続を構成するべく前記相関器（３０）の相関手段を構成する段階を有していることを特徴とする方法。
16. コンピュータソフトウェアプロダクトであって、
    受信信号のサンプルを入力する段階と、
    少なくとも１つの基準符号を入力する段階と、
    少なくとも１つの基準符号の少なくとも一部を符号シフトレジスタ（３３）に受信する段階と、
    前記符号シフトレジスタ（３３）から符号レジスタ（３４）にデータを受信する段階と、
    を実行する命令を有するコンピュータソフトウェアプロダクトにおいて、
    前記コンピュータソフトウェアプロダクトは、レジスタグループ（３１）の前記要素（３３、３４）間の接続を構成する命令を有していることを特徴とするコンピュータソフトウェアプロダクト。

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