JP2002335193A - ２線４線変換回路 - Google Patents
２線４線変換回路Info
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- JP2002335193A JP2002335193A JP2001138095A JP2001138095A JP2002335193A JP 2002335193 A JP2002335193 A JP 2002335193A JP 2001138095 A JP2001138095 A JP 2001138095A JP 2001138095 A JP2001138095 A JP 2001138095A JP 2002335193 A JP2002335193 A JP 2002335193A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 エコー成分を広帯域で抑圧することが可能な
２線４線変換回路を提供する。 【解決手段】 ２線４線変換回路におけるエコー信号の
抑圧を目的として、低域側のエコーを抑圧するための一
次ハイパスフィルタ５と、中高域のエコーを抑圧するた
めの抵抗素子および容量素子並びにインダクタンス素子
からなるインピーダンス回路Ｚ10とを縦続接続したバラ
ンスネットワーク４を設け、電流加算回路を構成するレ
シーバアンプ３，３´の加算ノードＢ+ ，Ｂ- で、エコ
ー信号を広帯域で抑圧するようにしている。
２線４線変換回路を提供する。 【解決手段】 ２線４線変換回路におけるエコー信号の
抑圧を目的として、低域側のエコーを抑圧するための一
次ハイパスフィルタ５と、中高域のエコーを抑圧するた
めの抵抗素子および容量素子並びにインダクタンス素子
からなるインピーダンス回路Ｚ10とを縦続接続したバラ
ンスネットワーク４を設け、電流加算回路を構成するレ
シーバアンプ３，３´の加算ノードＢ+ ，Ｂ- で、エコ
ー信号を広帯域で抑圧するようにしている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は２線４線変換回路に
関し、特に伝送線路の電気的特性を等価的に模擬して送
信信号の回り込み（エコー）を抑圧するバランスネット
ワークを有する２線４線変換回路に関するものである。
関し、特に伝送線路の電気的特性を等価的に模擬して送
信信号の回り込み（エコー）を抑圧するバランスネット
ワークを有する２線４線変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】伝送媒体として、電話ケーブルを用いた
伝送技術では、２線４線変換回路におけるエコー信号の
抑圧が重要な課題となっており、種々の回路方式が実現
されている。近年の電話ケーブルを用いて高速ディジタ
ル伝送を行うｘＤＳＬ（ｘ−Digital Subscriber Line
）技術においてもエコー信号の抑圧は重要であり、伝
送速度の高速化に伴って、音声サービスやＩＳＤＮ等の
既存デジタル伝送以上の広い帯域でのエコー信号の抑圧
が要求されている。
伝送技術では、２線４線変換回路におけるエコー信号の
抑圧が重要な課題となっており、種々の回路方式が実現
されている。近年の電話ケーブルを用いて高速ディジタ
ル伝送を行うｘＤＳＬ（ｘ−Digital Subscriber Line
）技術においてもエコー信号の抑圧は重要であり、伝
送速度の高速化に伴って、音声サービスやＩＳＤＮ等の
既存デジタル伝送以上の広い帯域でのエコー信号の抑圧
が要求されている。
【０００３】特に、ｘＤＳＬ技術では、複雑な変復調を
実現するために、ディジタル信号処理が多用されるが、
ディジタル信号処理部の処理量を低減してディジタル部
の回路規模を削減するためには、アナログ部でのエコー
抑圧特性を広帯域で実現することが重要となっている。
実現するために、ディジタル信号処理が多用されるが、
ディジタル信号処理部の処理量を低減してディジタル部
の回路規模を削減するためには、アナログ部でのエコー
抑圧特性を広帯域で実現することが重要となっている。
【０００４】従来、この種の２線４線変換回路の１つと
して、レシーバアンプで電流加算回路を構成する差動ハ
イブリッド回路と呼ばれる回路方式があり、図５にこの
ような差動ハイブリッド回路の構成例を示している。図
５を参照してそのエコー抑圧の動作について述べる。
して、レシーバアンプで電流加算回路を構成する差動ハ
イブリッド回路と呼ばれる回路方式があり、図５にこの
ような差動ハイブリッド回路の構成例を示している。図
５を参照してそのエコー抑圧の動作について述べる。
【０００５】図５において、１，１´は送信信号を出力
するための一対のドライバアンプであり、２はこの送信
信号を伝送媒体である伝送路、すなわち電話線等のメタ
リック伝送線路へ送出するためのライントランスであ
る。また、３，３´は伝送線路からライントランス２を
経た受信信号を受信するための一対のレシーバアンプで
ある。
するための一対のドライバアンプであり、２はこの送信
信号を伝送媒体である伝送路、すなわち電話線等のメタ
リック伝送線路へ送出するためのライントランスであ
る。また、３，３´は伝送線路からライントランス２を
経た受信信号を受信するための一対のレシーバアンプで
ある。
【０００６】図５に示した差動ハイブリッド回路は平衡
型の回路であるため、正極側と負極側の抵抗値は同一の
値が接続されており、 Ｒ0 ＝Ｒ0 ´，Ｒ1 ＝Ｒ1 ´，Ｒ2 ＝Ｒ2 ´，Ｒf ＝Ｒ
f ´ である。ここに、Ｒ0 ，Ｒ0 ´はドライバアンプ１，１
´とライントランス２との間のラインに直列挿入された
抵抗であり、Ｒ1 ，Ｒ1 ´はレシーバアンプ３，３´と
ライントランス２との間のラインに直列挿入された抵抗
である。また、Ｒ2 ，Ｒ2 ´は上述したエコー成分の抑
圧に使用される抵抗であり、ドライバアンプ１，１´の
出力端とレシーバアンプ３，３´の入力ラインとの間に
それぞれ直列挿入されている。また、Ｒf ，Ｒf ´はレ
シーバアンプ３，３´の帰還抵抗である。
型の回路であるため、正極側と負極側の抵抗値は同一の
値が接続されており、 Ｒ0 ＝Ｒ0 ´，Ｒ1 ＝Ｒ1 ´，Ｒ2 ＝Ｒ2 ´，Ｒf ＝Ｒ
f ´ である。ここに、Ｒ0 ，Ｒ0 ´はドライバアンプ１，１
´とライントランス２との間のラインに直列挿入された
抵抗であり、Ｒ1 ，Ｒ1 ´はレシーバアンプ３，３´と
ライントランス２との間のラインに直列挿入された抵抗
である。また、Ｒ2 ，Ｒ2 ´は上述したエコー成分の抑
圧に使用される抵抗であり、ドライバアンプ１，１´の
出力端とレシーバアンプ３，３´の入力ラインとの間に
それぞれ直列挿入されている。また、Ｒf ，Ｒf ´はレ
シーバアンプ３，３´の帰還抵抗である。
【０００７】ドライバアンプからの送信信号が、レシー
バアンプ側の受信信号に回り込むエコー信号は電流Ｉ1
で表わされ、その周波数特性は抵抗Ｒ0 とＲ1 及びライ
ントランス２の２次側から伝送路を見込んだインピーダ
ンスＺinによって決定される。この図５に示した従来の
差動ハイブリッド回路では、エコー成分抑圧のために、
特別なバランスネットワークを使用せずに、抵抗Ｒ2 に
流れる電流Ｉ2 をエコー信号の抑圧に使用するようにな
っている。
バアンプ側の受信信号に回り込むエコー信号は電流Ｉ1
で表わされ、その周波数特性は抵抗Ｒ0 とＲ1 及びライ
ントランス２の２次側から伝送路を見込んだインピーダ
ンスＺinによって決定される。この図５に示した従来の
差動ハイブリッド回路では、エコー成分抑圧のために、
特別なバランスネットワークを使用せずに、抵抗Ｒ2 に
流れる電流Ｉ2 をエコー信号の抑圧に使用するようにな
っている。
【０００８】ノードＢ+ とＢ- が電流加算回路における
エコー電流Ｉ1 とＩ2 との加算点であり、加算結果であ
るＩB がレシーバアンプに入力される。この加算点で
は、Ｉ1 とＩ2 の極性が反転しているため、 ＩB ＝Ｉ2 −Ｉ1 によりエコー信号の抑圧を行うようになっている。
エコー電流Ｉ1 とＩ2 との加算点であり、加算結果であ
るＩB がレシーバアンプに入力される。この加算点で
は、Ｉ1 とＩ2 の極性が反転しているため、 ＩB ＝Ｉ2 −Ｉ1 によりエコー信号の抑圧を行うようになっている。
【０００９】エコー経路に関する図５の等価回路を図６
に示す。図６の３１はエコー経路に相当する回路網であ
る。図６において、回路網３１と６１を４端子回路網と
見なして、それぞれの４端子定数をＡ31，Ｂ31，Ｃ31，
Ｄ31、Ａ61，Ｂ61，Ｃ１61，Ｄ61とすると、回路網３１
と６１とは４端子回路網の並列接続であるため、ドライ
バ出力電圧ＶA とＩ1 ，Ｉ2 との間には、 ＶA ＝Ａ31・ＶB ＋Ｂ31・Ｉ1 ＝Ａ61・ＶB ＋Ｂ61・Ｉ
2 なる基本方程式が成り立つ。
に示す。図６の３１はエコー経路に相当する回路網であ
る。図６において、回路網３１と６１を４端子回路網と
見なして、それぞれの４端子定数をＡ31，Ｂ31，Ｃ31，
Ｄ31、Ａ61，Ｂ61，Ｃ１61，Ｄ61とすると、回路網３１
と６１とは４端子回路網の並列接続であるため、ドライ
バ出力電圧ＶA とＩ1 ，Ｉ2 との間には、 ＶA ＝Ａ31・ＶB ＋Ｂ31・Ｉ1 ＝Ａ61・ＶB ＋Ｂ61・Ｉ
2 なる基本方程式が成り立つ。
【００１０】ここで、ノードＢ+ とＢ- はレシーバアン
プのイマジナリ・ショートの性質により、それぞれの電
位はグランド・レベルになることから、ＶB ＝０である
ため、 ＶA ＝Ｂ31・Ｉ1 ＝Ｂ61・Ｉ2 となる。従って、Ｂ31＝Ｂ61が成り立てば、Ｉ1 ＝Ｉ2
、すなわち ＩB ＝Ｉ2 −Ｉ1 ＝０ となり、レシーバアンプの出力として表われるエコー電
圧はゼロとなる。
プのイマジナリ・ショートの性質により、それぞれの電
位はグランド・レベルになることから、ＶB ＝０である
ため、 ＶA ＝Ｂ31・Ｉ1 ＝Ｂ61・Ｉ2 となる。従って、Ｂ31＝Ｂ61が成り立てば、Ｉ1 ＝Ｉ2
、すなわち ＩB ＝Ｉ2 −Ｉ1 ＝０ となり、レシーバアンプの出力として表われるエコー電
圧はゼロとなる。
【００１１】 ここで、Ｂ31，Ｂ61は、それぞれ Ｂ31＝２（Ｒ0 ＋Ｒ1 ＋２Ｒ0 ・Ｒ1 ／Ｚin） Ｂ61＝２Ｒ2 と表わせる。通常、Ｒ0 はＺinとのマッチングを考慮し
て決定されるために、 ２Ｒ0 ＝Ｚin と仮定すると、Ｂ31は、 Ｂ31＝２（Ｒ0 ＋２Ｒ1 ） となる。
て決定されるために、 ２Ｒ0 ＝Ｚin と仮定すると、Ｂ31は、 Ｂ31＝２（Ｒ0 ＋２Ｒ1 ） となる。
【００１２】従って、Ｒ0 がＲ1 ，Ｒ2 と比べて十分に
小さくて無視できる場合は、Ｒ1 ，Ｒ2 の値をＲ1 ＝２
Ｒ2 となるように選択することで、Ｂ31≒Ｂ61が成り立
ち、エコーを抑圧することができるのである。
小さくて無視できる場合は、Ｒ1 ，Ｒ2 の値をＲ1 ＝２
Ｒ2 となるように選択することで、Ｂ31≒Ｂ61が成り立
ち、エコーを抑圧することができるのである。
【００１３】
【発明か解決しようとする課題】上述した図５の回路で
は、エコーを抑圧するための条件として、Ｒ1 ＝２Ｒ2
となるようにＲ1 ，Ｒ2 を選択すること以外に、２Ｒ0
＝ＺinとなるようにＲ0を選択する必要があることを示
した。しかし、Ｚinはライントランス２と伝送路の伝達
関数によって決定されることから、その周波数特性は平
坦ではなく、所要の全帯域で２Ｒ0 ＝Ｚinを満たすこと
はできない。従って、図５の回路では十分なエコー抑圧
特性を実現することができないという問題がある。
は、エコーを抑圧するための条件として、Ｒ1 ＝２Ｒ2
となるようにＲ1 ，Ｒ2 を選択すること以外に、２Ｒ0
＝ＺinとなるようにＲ0を選択する必要があることを示
した。しかし、Ｚinはライントランス２と伝送路の伝達
関数によって決定されることから、その周波数特性は平
坦ではなく、所要の全帯域で２Ｒ0 ＝Ｚinを満たすこと
はできない。従って、図５の回路では十分なエコー抑圧
特性を実現することができないという問題がある。
【００１４】なお、特開２００１−７７３９号公報に開
示の技術では、上述した２線４線変換回路におけるエコ
ー成分を所要周波数帯域で抑圧するバランスネットワー
クの構成が提案されている。しかしながら、かかるバラ
ンスネットワークにおいては、ＩＣ化を容易にするとい
う別の目的をも掲げており、そのためにはインダクタン
ス素子（チョークコイル）を使用せずに、単に抵抗素子
と容量素子とのみで、バランスネットワークを構成する
ものであり、よって、十分な広い周波数帯域でのエコー
抑圧効果が得られないという欠点がある。
示の技術では、上述した２線４線変換回路におけるエコ
ー成分を所要周波数帯域で抑圧するバランスネットワー
クの構成が提案されている。しかしながら、かかるバラ
ンスネットワークにおいては、ＩＣ化を容易にするとい
う別の目的をも掲げており、そのためにはインダクタン
ス素子（チョークコイル）を使用せずに、単に抵抗素子
と容量素子とのみで、バランスネットワークを構成する
ものであり、よって、十分な広い周波数帯域でのエコー
抑圧効果が得られないという欠点がある。
【００１５】本発明の目的は、エコー成分を広帯域で抑
圧することが可能な２線４線変換回路を提供することで
ある。
圧することが可能な２線４線変換回路を提供することで
ある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、一対の
ドライバアンプと、このドライバアンプからの送信信号
を入力として伝送路へ導出するトランスと、前記伝送路
から前記トランスを介した受信信号を受信する一対のレ
シーバアンプと、前記ドライバアンプからの送信信号が
前記レシーバアンプへ回り込むエコー成分を抑圧するバ
ランスネットワークとを含む２線４線変換回路であっ
て、前記バランスネットワークは、前記エコー成分の低
域側成分を抑圧するための一次ハイパスフィルタと、前
記エコー成分の中高域側成分を抑圧するためのインピー
ダンス回路とを含むことを特徴とする２線４線変換回路
が得られる。
ドライバアンプと、このドライバアンプからの送信信号
を入力として伝送路へ導出するトランスと、前記伝送路
から前記トランスを介した受信信号を受信する一対のレ
シーバアンプと、前記ドライバアンプからの送信信号が
前記レシーバアンプへ回り込むエコー成分を抑圧するバ
ランスネットワークとを含む２線４線変換回路であっ
て、前記バランスネットワークは、前記エコー成分の低
域側成分を抑圧するための一次ハイパスフィルタと、前
記エコー成分の中高域側成分を抑圧するためのインピー
ダンス回路とを含むことを特徴とする２線４線変換回路
が得られる。
【００１７】そして、前記インピーダンス回路の周波数
特性は、前記中高域側において緩やかに隆起する特性を
有していることを特徴とする。また、前記一次ハイパス
フィルタと前記インピーダンス回路とは縦続接続されて
いることを特徴とする。更に、前記一次ハイパスフィル
タは、前記一対のドライバアンプの各出力ラインに直列
に挿入された容量素子と、前記一対のドライバアンプの
出力ライン間に接続された抵抗素子とを有することを特
徴とし、また前記インピーダンス回路は、互いに直列接
続された第１〜第３の抵抗素子と、前記第１の抵抗素子
に並列接続されたリアクタンス素子と、前記第３の抵抗
素子に並列に接続された容量素子とからなるインピーダ
ンス網が、前記一次ハイパスフィルタの一対の出力ライ
ンと前記一対のレシーバアンプの入力ラインとの間に、
それぞれ接続されてなることを特徴とする。
特性は、前記中高域側において緩やかに隆起する特性を
有していることを特徴とする。また、前記一次ハイパス
フィルタと前記インピーダンス回路とは縦続接続されて
いることを特徴とする。更に、前記一次ハイパスフィル
タは、前記一対のドライバアンプの各出力ラインに直列
に挿入された容量素子と、前記一対のドライバアンプの
出力ライン間に接続された抵抗素子とを有することを特
徴とし、また前記インピーダンス回路は、互いに直列接
続された第１〜第３の抵抗素子と、前記第１の抵抗素子
に並列接続されたリアクタンス素子と、前記第３の抵抗
素子に並列に接続された容量素子とからなるインピーダ
ンス網が、前記一次ハイパスフィルタの一対の出力ライ
ンと前記一対のレシーバアンプの入力ラインとの間に、
それぞれ接続されてなることを特徴とする。
【００１８】本発明の作用を述べる。２線４線変換回路
におけるエコー信号の抑圧を目的として、低域側のエコ
ーを抑圧するための一次ハイパスフィルタと、中高域の
エコーを抑圧するための抵抗素子および容量素子並びに
インダクタンス素子からなるインピーダンス回路とを縦
続接続したバランスネットワークを設け、電流加算回路
を構成するレシーバアンプの加算点で、エコー信号を広
帯域で抑圧するようにしている。
におけるエコー信号の抑圧を目的として、低域側のエコ
ーを抑圧するための一次ハイパスフィルタと、中高域の
エコーを抑圧するための抵抗素子および容量素子並びに
インダクタンス素子からなるインピーダンス回路とを縦
続接続したバランスネットワークを設け、電流加算回路
を構成するレシーバアンプの加算点で、エコー信号を広
帯域で抑圧するようにしている。
【００１９】詳述すると、ドライバアンプが出力する送
信信号はライントランスを介して伝送路に出力される
が、同時に抵抗を経由してレシーバアンプに回り込んで
エコー信号を発生する。この場合のエコー経路の周波数
特性は、低域側はほぼ６ｄＢ／ｏｃｔで減衰し、一次ハ
イパスフィルタの逆特性のような特性を有しており、ま
た中高域では緩やかに隆起する特性を有している。この
エコー経路の周波数特性を模擬するため、バランスネッ
トワークは一次ハイパスフィルタと中高域で緩やかな隆
起特性を有するインピーダンスを縦続接続することで構
成される。こうすることで、低域側では一次ハイパスフ
ィルタの逆特性と同等の特性が得られるため、バランス
ネットワークの出力は低域から高域までの広い帯域でエ
コー信号の周波数特性の近似が可能となり、良好なエコ
ー抑圧特性が広帯域で実現できるのである。
信信号はライントランスを介して伝送路に出力される
が、同時に抵抗を経由してレシーバアンプに回り込んで
エコー信号を発生する。この場合のエコー経路の周波数
特性は、低域側はほぼ６ｄＢ／ｏｃｔで減衰し、一次ハ
イパスフィルタの逆特性のような特性を有しており、ま
た中高域では緩やかに隆起する特性を有している。この
エコー経路の周波数特性を模擬するため、バランスネッ
トワークは一次ハイパスフィルタと中高域で緩やかな隆
起特性を有するインピーダンスを縦続接続することで構
成される。こうすることで、低域側では一次ハイパスフ
ィルタの逆特性と同等の特性が得られるため、バランス
ネットワークの出力は低域から高域までの広い帯域でエ
コー信号の周波数特性の近似が可能となり、良好なエコ
ー抑圧特性が広帯域で実現できるのである。
【００２０】
【発明の実施の形態】以下に図面を参照しつつ本発明の
実施例につき説明する。図１は本発明の実施例の回路図
であり、図５と同等部分は同一符号にて示している。図
１を参照すると、本発明による２線４線変換回路は、基
本的には、ドライバアンプ１，１´と、ライントランス
２と、電流加算回路を構成するレシーバアンプ３，３´
と、エコー経路の周波数特性を模擬するバランスネット
ワーク４とにより構成されている。
実施例につき説明する。図１は本発明の実施例の回路図
であり、図５と同等部分は同一符号にて示している。図
１を参照すると、本発明による２線４線変換回路は、基
本的には、ドライバアンプ１，１´と、ライントランス
２と、電流加算回路を構成するレシーバアンプ３，３´
と、エコー経路の周波数特性を模擬するバランスネット
ワーク４とにより構成されている。
【００２１】この２線４線変換回路は平衡型の回路であ
るため、各部品定数は正極側と負極側で同一の値をと
り、 Ｒ0 ＝Ｒ0 ´，Ｒ1 ＝Ｒ1 ´，Ｒf ＝Ｒf ´，Ｚ10＝Ｚ
10´ であるものとする。
るため、各部品定数は正極側と負極側で同一の値をと
り、 Ｒ0 ＝Ｒ0 ´，Ｒ1 ＝Ｒ1 ´，Ｒf ＝Ｒf ´，Ｚ10＝Ｚ
10´ であるものとする。
【００２２】送信信号が受信側に回り込むエコー信号は
電流Ｉ1 で表わされ、その周波数特性は抵抗Ｒ0 とＲ1
及びライントランス２の２次側から伝送路を見込んだイ
ンピーダンスＺinによって決定される。バランスネット
ワーク４はＲ0 とＲ1 、Ｚinで構成されるエコー信号経
路と同等の周波数特性を有しており、Ｉ1 と同等の特性
を有するエコーレプリカ電流Ｉ2 を生成する。レシーバ
アンプ３，３´の電流加算点であるノードＢ+ とＢ- で
は、Ｉ1 とＩ2 の極性を反転しているため、Ｉ2 −Ｉ1
によりエコー信号を抑圧する。
電流Ｉ1 で表わされ、その周波数特性は抵抗Ｒ0 とＲ1
及びライントランス２の２次側から伝送路を見込んだイ
ンピーダンスＺinによって決定される。バランスネット
ワーク４はＲ0 とＲ1 、Ｚinで構成されるエコー信号経
路と同等の周波数特性を有しており、Ｉ1 と同等の特性
を有するエコーレプリカ電流Ｉ2 を生成する。レシーバ
アンプ３，３´の電流加算点であるノードＢ+ とＢ- で
は、Ｉ1 とＩ2 の極性を反転しているため、Ｉ2 −Ｉ1
によりエコー信号を抑圧する。
【００２３】図１のバランスネットワーク４は図２に示
すように構成されている。容量素子Ｃ20とＣ20´及びＲ
20は一次ハイパスフィルタ５を構成し、エコー経路の低
域側の周波数特性を模擬する。また、インピーダンス回
路網２１は抵抗素子、容量素子、インダクタンス素子に
よりインピーダンスＺ10，Ｚ10´を構成しており、エコ
ー経路の中高域側の周波数特性を模擬する。ハイパスフ
ィルタ５とインピーダンスＺ10，Ｚ10´とを縦続接続す
ることにより、低域から高域までの広い帯域でエコー経
路の周波数特性の近似が可能となる。
すように構成されている。容量素子Ｃ20とＣ20´及びＲ
20は一次ハイパスフィルタ５を構成し、エコー経路の低
域側の周波数特性を模擬する。また、インピーダンス回
路網２１は抵抗素子、容量素子、インダクタンス素子に
よりインピーダンスＺ10，Ｚ10´を構成しており、エコ
ー経路の中高域側の周波数特性を模擬する。ハイパスフ
ィルタ５とインピーダンスＺ10，Ｚ10´とを縦続接続す
ることにより、低域から高域までの広い帯域でエコー経
路の周波数特性の近似が可能となる。
【００２４】以下、本実施例の動作について説明する。
最初に、エコー信号を抑圧するためのバランスネットワ
ークの所要特性について説明する。ライントランス２の
２次側から伝送路を見込んだインピーダンスＺinを用い
ると、エコー経路に関する図１の等価回路は図３のよう
に表わすことができる。図３の３１はエコー信号の経路
に相当する回路網であり、その出力電流Ｉ1 がエコー信
号に相当し、バランスネットワーク４の出力電流Ｉ2 が
エコーレプリカ信号に相当する。レシーバアンプ３，３
´の出力であるエコー電圧がゼロになるための理想的な
条件は、 ＩB ＝Ｉ2 −Ｉ1 ＝０ すなわち、Ｉ1 ＝Ｉ2 となることである。
最初に、エコー信号を抑圧するためのバランスネットワ
ークの所要特性について説明する。ライントランス２の
２次側から伝送路を見込んだインピーダンスＺinを用い
ると、エコー経路に関する図１の等価回路は図３のよう
に表わすことができる。図３の３１はエコー信号の経路
に相当する回路網であり、その出力電流Ｉ1 がエコー信
号に相当し、バランスネットワーク４の出力電流Ｉ2 が
エコーレプリカ信号に相当する。レシーバアンプ３，３
´の出力であるエコー電圧がゼロになるための理想的な
条件は、 ＩB ＝Ｉ2 −Ｉ1 ＝０ すなわち、Ｉ1 ＝Ｉ2 となることである。
【００２５】図３において、回路網３１と４を４端子回
路網と見なして、それぞれの４端子定数をＡ31，Ｂ31，
Ｃ31，Ｄ31、Ａ4 ，Ｂ4 ，Ｃ4 ，Ｄ4 とすると、回路網
３１と４は４端子回路網の並列接続であるため、ドライ
バ出力電圧ＶA とＩ1 ，Ｉ2との間には、 ＶA ＝Ａ31・ＶB ＋Ｂ31・Ｉ1 ＝Ａ4 ・ＶB ＋Ｂ4 ・Ｉ
2 なる基本方程式が成り立つ。
路網と見なして、それぞれの４端子定数をＡ31，Ｂ31，
Ｃ31，Ｄ31、Ａ4 ，Ｂ4 ，Ｃ4 ，Ｄ4 とすると、回路網
３１と４は４端子回路網の並列接続であるため、ドライ
バ出力電圧ＶA とＩ1 ，Ｉ2との間には、 ＶA ＝Ａ31・ＶB ＋Ｂ31・Ｉ1 ＝Ａ4 ・ＶB ＋Ｂ4 ・Ｉ
2 なる基本方程式が成り立つ。
【００２６】ここで、ノードＢ+ とＢ- はレシーバアン
プのイマジナリ・ショートの性質により、それぞれの電
位はグランド・レベルになることからＶB ＝０であるた
め、 ＶA ＝Ｂ31・Ｉ1 ＝Ｂ4 ・Ｉ2 となる。従って、Ｂ31＝Ｂ4 が成り立てば、エコー電圧
がゼロになる理想的な条件であるＩ1 ＝Ｉ2 を満たすた
め、バランスネットワークは４端子定数のうちＢ項の特
性をエコー経路と一致するように設計する必要がある。
プのイマジナリ・ショートの性質により、それぞれの電
位はグランド・レベルになることからＶB ＝０であるた
め、 ＶA ＝Ｂ31・Ｉ1 ＝Ｂ4 ・Ｉ2 となる。従って、Ｂ31＝Ｂ4 が成り立てば、エコー電圧
がゼロになる理想的な条件であるＩ1 ＝Ｉ2 を満たすた
め、バランスネットワークは４端子定数のうちＢ項の特
性をエコー経路と一致するように設計する必要がある。
【００２７】図４に、シミュレーションで求めたエコー
経路３１のＢ項の絶対値特性を示す。エコー経路のＢ項
の絶対値特性は、低域側はほぼ６ｄｂ／ｏｃｔで減衰
し、中高域側は緩やかに隆起する特性を有している。特
に、低域側の特性は、一次ハイパス・フィルタの伝達関
数の逆特性と同等の特性とみなすことができる。
経路３１のＢ項の絶対値特性を示す。エコー経路のＢ項
の絶対値特性は、低域側はほぼ６ｄｂ／ｏｃｔで減衰
し、中高域側は緩やかに隆起する特性を有している。特
に、低域側の特性は、一次ハイパス・フィルタの伝達関
数の逆特性と同等の特性とみなすことができる。
【００２８】次に、一次ハイパスフィルタ５とＺ10を縦
続接続することにより、図４に示したエコー経路のＢ項
の特性を近似するための動作について説明する。図２に
おいて、ハイパスフィルタ５の伝達関数Ｈ（ｓ）は、 Ｈ（ｓ）＝（ｓＣ20・Ｒ20／２）／（１＋ｓＣ20・Ｒ20
／２） で表わせる。
続接続することにより、図４に示したエコー経路のＢ項
の特性を近似するための動作について説明する。図２に
おいて、ハイパスフィルタ５の伝達関数Ｈ（ｓ）は、 Ｈ（ｓ）＝（ｓＣ20・Ｒ20／２）／（１＋ｓＣ20・Ｒ20
／２） で表わせる。
【００２９】また、ハイパスフィルタ５とＺ10で構成さ
れるインピターンス回路網２１を４端子回路網とみな
し、それぞれの４端子定数をＡ5 ，Ｂ5 ，Ｃ5 ，Ｄ5 、
Ａ21，Ｂ21，Ｃ21，Ｄ21とすると、
れるインピターンス回路網２１を４端子回路網とみな
し、それぞれの４端子定数をＡ5 ，Ｂ5 ，Ｃ5 ，Ｄ5 、
Ａ21，Ｂ21，Ｃ21，Ｄ21とすると、
【数１】 である。
【００３０】よって、ハイパスフイルタ５とインピーダ
ンス回路網２１とを縦属接続したバランスネットワーク
４の４端子定数Ａ4 ，Ｂ4 ，Ｃ4 ，Ｄ4 は、
ンス回路網２１とを縦属接続したバランスネットワーク
４の４端子定数Ａ4 ，Ｂ4 ，Ｃ4 ，Ｄ4 は、
【数２】 により求められる。
【００３１】従って、バランスネットワークのＢ項であ
るＢ4 は、 Ｂ4 ＝２Ｚ10／Ｈ（ｓ）＋１／（ｓＣ20・Ｒ20／２） で表わされる。
るＢ4 は、 Ｂ4 ＝２Ｚ10／Ｈ（ｓ）＋１／（ｓＣ20・Ｒ20／２） で表わされる。
【００３２】ハイパスフィルタの伝達関数の逆特性は、
低域側は６ｄＢ／ｏｃｔで減衰し、高域側は平坦な特性
となる。Ｂ4 はハイパスフィルタの逆特性を含んでいる
ため、低域側は６ｄｂ／ｏｃｔの減衰特性を有し、高域
側はＺ10で決定される特性を有する。従って、図２に示
すように、Ｚ10を抵抗素子、容量素子、インダクタンス
素子により構成し、中低域で緩やかに隆起するインピー
ダンス特性を実現してエコー経路の特性を模擬すること
により、バランスネットワークのＢ項は低域から高域ま
での広い帯域でエコー経路のＢ項と近似させることがで
きる。
低域側は６ｄＢ／ｏｃｔで減衰し、高域側は平坦な特性
となる。Ｂ4 はハイパスフィルタの逆特性を含んでいる
ため、低域側は６ｄｂ／ｏｃｔの減衰特性を有し、高域
側はＺ10で決定される特性を有する。従って、図２に示
すように、Ｚ10を抵抗素子、容量素子、インダクタンス
素子により構成し、中低域で緩やかに隆起するインピー
ダンス特性を実現してエコー経路の特性を模擬すること
により、バランスネットワークのＢ項は低域から高域ま
での広い帯域でエコー経路のＢ項と近似させることがで
きる。
【００３３】なお、Ｂ4 に表われる１／（ｓＣ20・Ｒ20
／２）はバランスネットワークがエコー経路のＢ項を近
似する際の誤差となるが、影響は小さく無視することが
できる。
／２）はバランスネットワークがエコー経路のＢ項を近
似する際の誤差となるが、影響は小さく無視することが
できる。
【００３４】
【発明の効果】本発明による第１の効果は、一次ハイパ
スフィルタと中高域で緩やかな隆起特性を有するインピ
ーダンスとを縦続接続して、バランスネットワークを構
成することにより、広帯域でエコー経路の周波数特性を
模擬することが可能となり、良好なエコー抑圧特性を実
現できるということである。
スフィルタと中高域で緩やかな隆起特性を有するインピ
ーダンスとを縦続接続して、バランスネットワークを構
成することにより、広帯域でエコー経路の周波数特性を
模擬することが可能となり、良好なエコー抑圧特性を実
現できるということである。
【００３５】また、本発明による第２の効果は、２線４
線変換回路のエコー抑圧特性を広帯域で実現することに
より、ｘＤＳＬ技術と呼ばれる電話ケーブルを用いた高
速ディジタル伝送技術において、伝送特性の性能向上が
図れる。特に、下り信号と上り信号を異なる周波数帯域
に割り当てる周波数分割２重化方式（ＦＤＤ：Frequenc
y Division Duplex ）では、エコーの抑圧特性が伝送特
性の性能を左右する。
線変換回路のエコー抑圧特性を広帯域で実現することに
より、ｘＤＳＬ技術と呼ばれる電話ケーブルを用いた高
速ディジタル伝送技術において、伝送特性の性能向上が
図れる。特に、下り信号と上り信号を異なる周波数帯域
に割り当てる周波数分割２重化方式（ＦＤＤ：Frequenc
y Division Duplex ）では、エコーの抑圧特性が伝送特
性の性能を左右する。
【００３６】更に本発明による第３の効果は、アナログ
部におけるエコー抑圧特性の性能を向上させることによ
り、エコーキャンセラ等で実現するディジタル部におけ
るエコー抑圧の所要特性が緩和される。ディジタル部に
おけるエコーの抑圧はディジタル信号処理によって実現
されるが、所要特性の緩和により処理量が低減され、結
果としてディジタル部の回路規模の削減が図れる。
部におけるエコー抑圧特性の性能を向上させることによ
り、エコーキャンセラ等で実現するディジタル部におけ
るエコー抑圧の所要特性が緩和される。ディジタル部に
おけるエコーの抑圧はディジタル信号処理によって実現
されるが、所要特性の緩和により処理量が低減され、結
果としてディジタル部の回路規模の削減が図れる。
【図１】本発明の実施例の回路図である。
【図２】図１の一部具体例を示す回路図である。
【図３】図１の回路の一部等価回路図である。
【図４】図１のエコー経路のＢ項の周波数特性を示す図
である。
である。
【図５】従来例を示す図である。
【図６】図５の従来例の一部等価回路図である。
１，１´ ドライバアンプ ２ ライントランス ３，３´ レシーバアンプ ４ バランスネットワーク ５ 一次ハイパスフィルタ ２１ インピーダンス回路網
Claims (6)
- 【請求項１】 一対のドライバアンプと、このドライバ
アンプからの送信信号を入力として伝送路へ導出するト
ランスと、前記伝送路から前記トランスを介した受信信
号を受信する一対のレシーバアンプと、前記ドライバア
ンプからの送信信号が前記レシーバアンプへ回り込むエ
コー成分を抑圧するバランスネットワークとを含む２線
４線変換回路であって、 前記バランスネットワークは、前記エコー成分の低域側
成分を抑圧するための一次ハイパスフィルタと、前記エ
コー成分の中高域側成分を抑圧するためのインピーダン
ス回路とを含むことを特徴とする２線４線変換回路。 - 【請求項２】 前記インピーダンス回路の周波数特性
は、前記中高域側において緩やかに隆起する特性を有し
ていることを特徴とする請求項１記載の２線４線変換回
路。 - 【請求項３】 前記一次ハイパスフィルタと前記インピ
ーダンス回路とは縦続接続されていることを特徴とする
請求項１または２記載の２線４線変換回路。 - 【請求項４】 前記一次ハイパスフィルタは、前記一対
のドライバアンプの各出力ラインに直列に挿入された容
量素子と、前記一対のドライバアンプの出力ライン間に
接続された抵抗素子とを有することを特徴とする請求項
１〜３いずれか記載の２線４線変換回路。 - 【請求項５】 前記インピーダンス回路は、互いに直列
接続された第１〜第３の抵抗素子と、前記第１の抵抗素
子に並列接続されたリアクタンス素子と、前記第３の抵
抗素子に並列に接続された容量素子とからなるインピー
ダンス網が、前記一次ハイパスフィルタの一対の出力ラ
インと前記一対のレシーバアンプの入力ラインとの間
に、それぞれ接続されてなることを特徴とする請求項１
〜４いずれか記載の２線４線変換回路。 - 【請求項６】 前記伝送路は、電話線等のメタリック伝
送線路であることを特徴とする請求項１〜５いずれか記
載の２線４線変換回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001138095A JP3607639B2 (ja) | 2001-05-09 | 2001-05-09 | ２線４線変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001138095A JP3607639B2 (ja) | 2001-05-09 | 2001-05-09 | ２線４線変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002335193A true JP2002335193A (ja) | 2002-11-22 |
| JP3607639B2 JP3607639B2 (ja) | 2005-01-05 |
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ID=18985090
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001138095A Expired - Fee Related JP3607639B2 (ja) | 2001-05-09 | 2001-05-09 | ２線４線変換回路 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3607639B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2004073194A1 (en) * | 2003-02-05 | 2004-08-26 | Analog Devices, Inc. | A single transformer hybrid system and method |
| WO2006001301A1 (ja) * | 2004-06-25 | 2006-01-05 | Evolvable Systems Research Institute Inc. | 伝送装置および伝送方法 |
| JP2016534599A (ja) * | 2013-10-25 | 2016-11-04 | 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | 銅線インターフェース回路 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019165410A (ja) | 2018-03-20 | 2019-09-26 | 東芝メモリ株式会社 | 受信回路 |
-
2001
- 2001-05-09 JP JP2001138095A patent/JP3607639B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|---|---|---|
| WO2004073194A1 (en) * | 2003-02-05 | 2004-08-26 | Analog Devices, Inc. | A single transformer hybrid system and method |
| US6931122B2 (en) | 2003-02-05 | 2005-08-16 | Analog Devices, Inc. | Single transformer hybrid system and method |
| WO2006001301A1 (ja) * | 2004-06-25 | 2006-01-05 | Evolvable Systems Research Institute Inc. | 伝送装置および伝送方法 |
| JPWO2006001301A1 (ja) * | 2004-06-25 | 2008-04-17 | 株式会社進化システム総合研究所 | 伝送装置および伝送方法 |
| JP2016534599A (ja) * | 2013-10-25 | 2016-11-04 | 華為技術有限公司Ｈｕａｗｅｉ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｉｅｓ Ｃｏ．，Ｌｔｄ． | 銅線インターフェース回路 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3607639B2 (ja) | 2005-01-05 |
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