JP2002289992A

JP2002289992A - 配線基板

Info

Publication number: JP2002289992A
Application number: JP2001084986A
Authority: JP
Inventors: Ayako Takagi; 亜矢子高木
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2001-03-23
Filing date: 2001-03-23
Publication date: 2002-10-04

Abstract

(57)【要約】【課題】外部への放射ノイズを効果的に低減できる配線
基板を提供する。【解決手段】一対の入力線路１３，１４に入力されるＬ
ＶＤＳ信号を第１の伝送モード変換部２０を介して伝送
線路２１，２２，２３からなる差動３本線路２４に入力
し、差動３本線路２４から出力される電流信号を第２の
伝送モード変換部３０によりＬＶＤＳ信号として一対の
出力線路３１，３２に出力するように構成され、差動３
本線路２４上の信号伝送モードが固有モードとなるよう
に伝送線路２１，２３の線路幅に比して伝送線路２２の
線路幅を所定の比率で大きく設定した配線基板。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高速動作のディジ
タル機器に好適な配線基板に係り、特に外部への輻射ノ
イズを低減させた配線基板に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、パーソナルコンピュータのような
ディジタル機器では動画像や高精細画像など大容量のデ
ータを扱うことが多くなるに従い、処理能力のさらなる
向上が望まれており、そのためにＣＰＵのクロック周波
数が年々高くなっている。クロックの高速化に伴い、Ｃ
ＰＵと周辺ＩＣ間のバス配線やクロック線、データ線な
どの高速化及び高密度化が進んでおり、ＥＭＩ（Electr
omagnetic Interference：電磁障害）と呼ばれる不要輻
射ノイズが大きな問題となってきている。

【０００３】ディジタル機器においては、クロック信号
やデータ信号の高調波成分が不要輻射ノイズや伝導エミ
ッションの直接的な要因となる。また、このような成分
が引き起こす高周波電流がシステム内の導線やプリント
基板あるいは筐体に流れ込んだ場合の非意図的な放射も
不要輻射の要因となる。これらを根源からなくすこと
が、今後のＥＭＩ対策に望まれている。

【０００４】高調波成分による伝送線路からの不要輻射
ノイズを低減する技術として、互いに結合した一対の伝
送線路上をＬＶＤＳ（Low Voltage Differential Signa
l:低電圧差動信号）信号、すなわち同振幅かつ逆位相の
信号を伝送させる技術が注目されている。このＬＶＤＳ
伝送技術を具体的に実現するために、ＬＶＤＳ信号の入
出力ができる２本の入力端子あるいは出力端子を備えた
ＬＶＤＳ伝送用ＩＣも既に市販されている。

【０００５】ところで、ＬＶＤＳ伝送技術をＦＰＣ基板
や多層回路配線基板に適用する際には、ＬＶＤＳ信号を
伝送させる結合した一対の伝送線路とグラウンドとの関
係を考慮することが必要である。例えば、一対の伝送線
路間のインピーダンス（差動インピーダンスという）が
小さいほど両伝送線路間の結合量が大きく、他の系への
クロストークが小さくなり、他の系から受けるＥＭＩも
小さくなるため、この差動インピーダンスをできるだけ
小さくすることが望まれる。一方、各伝送線路とグラウ
ンド間のインピーダンス、すなわちコモンモードインピ
ーダンスが大きい場合には、ＬＶＤＳ信号のアンバラン
スによる影響がグラウンドを介して基板全体に広がるた
め、コモンモードインピーダンスはできるだけ大きいこ
とが望ましい。

【０００６】特開平１１−２５１７７９には、このよう
な要求に対応した配線基板が記載されている。この配線
基板では第１の信号配線と、第１の信号配線の両側に沿
って形成された一対の第２の信号配線を有し、第２の信
号配線には第１の信号配線に入力される入力信号の反転
信号が入力され、入力信号の振幅をＶ1、反転信号の振
幅をＶ2とした場合に、０．３Ｖ1≦Ｖ2≦０．８Ｖ1の関
係を満たすように構成される。すなわち、外部から配線
基板に入力する第１の信号と第２の信号の電圧関係を規
定することにより、外部へ放射する電磁界をキャンセル
している。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】特開平１１−２５１７
７９に記載された配線基板では、配線基板に入力する二
つの信号の電圧Ｖ1，Ｖ2を０．３Ｖ1≦Ｖ2≦０．８Ｖ1
のように異ならせる必要があり、同振幅かつ逆位相であ
る通常のＬＶＤＳ信号を入出力する前述した既存のＬＶ
ＤＳ伝送用ＩＣを利用することができない。また、高速
のクロック信号やデータ信号を扱うディジタル機器で
は、配線基板に入力されるクロック信号やデータ信号の
電圧を高調波成分を含めた広い周波数帯域にわたって全
て同一の最適値である０．３Ｖ1≦Ｖ2≦０．８Ｖ1の条
件を満たすように制御することは、回路技術上から非常
に困難である。

【０００８】さらに、ＬＶＤＳ信号伝送では一対の伝送
線路上をそれぞれ伝送される信号の位相が正確に逆位相
であることが要求されるが、ＬＶＤＳ信号の立ち上がり
時及び立ち下がり時には、この逆位相関係が崩れること
があり、コモンモード成分が生じてしまい、放射ノイズ
の低減効果が損なわれる。

【０００９】本発明は、このような問題点を解消して、
外部への放射ノイズを効果的に低減できる配線基板を提
供する。

【００１０】より具体的には、本発明では外部への放射
ノイズを効果的に低減できる同振幅かつ逆位相のＬＶＤ
Ｓ信号を伝送するための配線基板を提供する。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
め、本発明に係る配線基板は互いにほぼ同振幅かつ逆位
相の第１及び第２の電流信号がそれぞれ入力される第１
及び第２の入力線路と、第１の伝送線路と該第１の伝送
線路に隣接して配置された第２の伝送線路及び該第１の
伝送線路と反対側で第２の伝送線路に隣接して配置され
た第３の伝送線路からなる差動３本線路と、前記第１の
入力線路に入力された第１の電流信号を前記第１及び第
３の伝送線路の各一端に分岐して導き、前記第２の入力
線路に入力された第２の電流信号を前記第２の伝送線路
の一端に導く第１の伝送モード変換部と、第１及び第２
の出力線路と、前記第１及び第３の伝送線路の各一端か
ら出力される第１の電流信号を合流させて前記第１の出
力線路に導き、前記第２の伝送線路の他端から出力され
る第２の電流信号を前記第２の出力線路に導く第２の伝
送モード変換部とを具備し、前記差動３本線路上の信号
伝送モードが固有モードとなるように前記第１、第３の
伝送線路の線路幅に比して第２の伝送線路の線路幅を大
きく設定したことを特徴とする。

【００１２】このように構成された配線基板では、差動
３本線路において第１、第３の伝送線路の線路幅に比し
て第２の伝送線路の線路幅を所定の比率で大きく設定す
ることにより差動３本線路上の伝送モードが固有モード
となる。固有モードでは、差動３本線路に３種類の伝送
モードが存在し、それらの伝送モードはどの周波数にお
いても過不足なく整合した状態となるので、外部への放
射ノイズは非常に小さくなる。

【００１３】第１及び第２の入力線路に入力される互い
にほぼ同振幅かつ逆位相の第１及び第２の電流信号のう
ち第１の電流信号が第１及び第３の伝送線路によって伝
送され、第２の電流信号が第２の伝送線路によって伝送
される構成においては、第１及び第３の伝送線路上の電
流に対する第２の伝送線路上の電流の比が２のとき固有
モードが実現される。このような電流比は、第１及び第
３の伝送線路の線路幅に対する第２の伝送線路の線路幅
の比を２．４以上、３．６以下の範囲内に設定すること
によって達成される。

【００１４】このように本発明に係る配線基板では、差
動３本線路の構成によって固有モード、すなわち外部へ
の放射ノイズを効果的に低減させた状態を作り出すこと
ができ、第１及び第２の電流信号は通常のＬＶＤＳ信号
と同様、単純に同振幅かつ逆位相であればよい。従っ
て、特開平１１−２５１７７９に記載された配線基板で
のように二つの入力信号の電圧関係を異ならせる必要が
なく、同振幅かつ逆位相である通常のＬＶＤＳ信号を入
出力する既存のＬＶＤＳ伝送用ＩＣをそのまま利用する
ことができる。

【００１５】また、高速のクロック信号やデータ信号を
扱うディジタル機器においては、クロック信号やデータ
信号の電圧を高調波成分を含めた広い周波数帯域にわた
って一定に保つ必要があるが、同振幅かつ逆位相である
通常のＬＶＤＳ信号を入出力するＬＶＤＳ伝送用ＩＣで
あれば、この要求を満足することは容易である。

【００１６】さらに、第１及び第３の伝送線路のインピ
ーダンスをＺ1、第２の伝送線路のインピーダンスをＺ
2、第１及び第３の伝送線路と第２の伝送線路間のイン
ピーダンスをＺmとしたとき、第１及び第２の出力線路
間に０．９×Ｒd<Ｒ<１．１Ｒd Ｒd＝（Ｚ1＋２Ｚ2−２Ｚm）／２なる抵抗値Ｒを有する終端抵抗器を挿入することによ
り、配線基板と出力線路に接続されるＬＶＤＳ伝送用受
信ＩＣのインピーダンス整合がとられる。これによっ
て、ＬＶＤＳ伝送用受信ＩＣの入力端子での反射による
放射ノイズも効果的に低減される。

【００１７】他の観点によると、本発明は第１の伝送線
路と該第１の伝送線路に隣接して配置された第２の伝送
線路及び該第１の伝送線路と反対側で第２の伝送線路に
隣接して配置された第３の伝送線路からなる差動３本線
路を備え、前記第１及び第３の伝送線路により第１の電
流信号を伝送し、前記第２の伝送線路により該第１の電
流信号と逆位相の第２の電流信号を伝送させる配線基板
において、前記第１及び第２の伝送線路のインピーダン
スをＺ1、前記第２の伝送線路のインピーダンスをＺ2、
前記第１及び第３の伝送線路と第２の伝送線路間のイン
ピーダンスをＺm、前記第１及び第３の伝送線路のアド
ミッタンスをＹ1、前記第２の伝送線路のアドミッタン
スをＹ2、前記第１及び第３の伝送線路と第２の伝送線
路間のアドミッタンスを−Ｙm(ただし、Ｙm>０)とした
とき、前記第１及び第３の伝送線路上の電流に対する前
記第２の伝送線路上の電流の比βが次式

【数２】を満たすことを特徴とする。

【００１８】このように電流比βを規定すると、差動３
本線路に入力される第１及び第２の電流信号が必ずしも
同振幅かつ逆位相の関係になくとも、伝送モードが固有
モードとなるため、外部への放射ノイズが低減される。

【００１９】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施形態について説明する。図１は、本発明の第１の実施
形態に係る配線基板の平面図である。また、図２及び図
３は図１のＡ−Ａ′線及びＢ−Ｂ′線に沿う断面図であ
る。

【００２０】この配線基板は、下から順に第１の信号配
線層、第１の誘電体層１１Ａ、グラウンド層１２、第２
の誘電体層１１Ｂ及び第２の信号配線層が積層された構
造となっている。信号配線層及びグラウンド１２層は、
例えば銅などの金属導体により形成される。第１、第２
の誘電体層１１Ａ，１１Ｂは、例えばＦＲ４や紙フェノ
ールなどの誘電体からなる。第１、第２の誘電体層１１
Ａ，１１Ｂは誘電体基板１１を構成する。

【００２１】第１の誘電体層１１Ａの下面には、第１の
信号配線層として第１、第２の入力線路１３，１４、接
続線路１８，２９及び第１、第２の出力線路３１，３２
が設けられている。第１の誘電体層１１Ａの上面にはグ
ラウンド層１２が設けられ、グラウンド層１２の上面に
は第２の誘電体層１１Ｂが設けられている。

【００２２】第２の誘電体層１１Ｂの上面には、第２の
信号配線層として接続線路１６，１７，２５，２６と、
第１、第２及び第３の伝送線路２１，２２，２３が設け
られている。伝送線路２１，２２，２３は平行に設けら
れ、差動３本線路２４を構成している。第１、第３の伝
送線路２１，２３は、第２の伝送線路２２を中心に対称
関係、すなわち線路幅が同一であって、第２の伝送線路
２２との線路間距離も同一となっている。

【００２３】第１、第２の入力線路１３，１４には、例
えば図示しない既存のＬＶＤＳ伝送用送信ＩＣから出力
されるＬＶＤＳ信号、すなわち同振幅でかつ逆位相の第
１及び第２の電流信号がそれぞれ入力される。第１の入
力線路１３は、第１の絶縁層１１Ａとグラウンド層１２
及び第２の絶縁層１１Ｂを貫通するスルーホール１５を
介して接続線路１６，１７の各一端に接続される。接続
線路１６，１７は一端側から他端側に向けて間隔が徐々
に広がるように形成され、その各他端は第１、第３の伝
送線路２１，２３の各一端にそれぞれ接続される。

【００２４】第２の入力線路１４は、接続線路１６の下
部を接続線路１６と交差するように形成された接続線路
１８の一端に接続され、接続線路１８の他端は第２の伝
送線路２２の一端側の下部に延在している。この接続線
路１８の他端は第１の絶縁層１１Ａとグラウンド層１２
及び第２の絶縁層１１Ｂを貫通するスルーホール１９を
介して第２の伝送線路２２の一端に接続される。

【００２５】このようにスルーホール１５，１９及び接
続線路１６，１７，１８からなる第１の伝送モード変換
部２０によって、入力線路１３，１４である差動２本線
路から、伝送線路２１，２２，２３により構成される差
動３本線路２４への伝送モードの変換が行われ、第１の
入力線路１３に入力された第１の電流信号は第１、第３
の伝送線路２１，２３の各一端に分岐して導かれ、第２
の入力線路１５に入力された第２の電流信号は第２の伝
送線路２２の一端に導かれる。

【００２６】第１、第３の伝送線路２１，２３の各他端
は、接続線路２５，２６の各一端にそれぞれ接続され
る。接続線路２５，２６は、一端側から他端側に向けて
間隔が徐々に狭まるように形成され、その各他端は第１
の絶縁層１１Ａとグラウンド層１２及び第２の絶縁層１
１Ｂを貫通するスルーホール２７を介して第１の出力線
路３１に接続される。第２の伝送線路２２の他端は、第
１の絶縁層１１Ａとグラウンド層１２及び第２の絶縁層
１１Ｂを貫通するスルーホール２８を介して、接続線路
２５の下部を接続線路２５と交差するように形成された
接続線路２９の一端に接続され、接続線路２９の他端は
第１の出力線路３１に接続される。

【００２７】このように接続線路２５，２６，２９及び
スルーホール２７，２８からなる第２の伝送モード変換
部３０によって、伝送線路２１，２２，２３よりなる差
動３本線路２４から出力線路３１，３２である差動２本
線路への伝送モード変換が行われ、第１、第３の伝送線
路２１，２３の他端から出力される第１の電流信号は合
流して第１の出力線路３１に、第２の伝送線路２２の各
他端から出力される第２の電流信号は第２の出力線路３
２にそれぞれ導かれる。

【００２８】第１、第２の出力線路３１，３２から出力
される第１、第２の電流信号、すなわちＬＶＤＳ信号
は、例えば図示しない既存のＬＶＤＳ伝送用受信ＩＣに
入力される。また、第１、第２の出力線路３１，３２間
には、終端抵抗器３３が接続される。

【００２９】ここで、特開平１１−２５１７７９に記載
の配線基板は電圧モードで信号を伝送するのに対して、
本実施形態の配線基板では入力線路１４，１５に入力さ
れる第１、第２の信号であるＬＶＤＳ信号は電流モード
で伝送される。このとき、差動３本線路２４のが固有モ
ードとなるように、第１、第３の伝送線路２１，２３の
線路幅に比して、第２の伝送線路２２の線路幅が所定の
比率で大きく設定されている。

【００３０】以下、本実施形態の配線基板により放射ノ
イズが低減する原理について詳細に説明する。まず、差
動３本線路２４におけるが固有モードになる条件を考え
る。ここで、固有モードとは固有値をとるモードであ
り、３つの伝送線路２１，２２，２３が結合している差
動３本線路２４においては３種類の伝送モードが存在
し、それらの伝送モードはどの周波数においても過不足
なく整合した状態で伝送するモードである。正方行列Ａ
に対して、Ａｘ＝λｘ（但し、ｘ≠０）となるスカラλ
をＡの固有値(eigenvalue)といい、ｘを固有ベクトル(e
igenvector)という（電子情報通信学会発行「電子情報
通信ハンドブック」）。

【００３１】差動３本線路２４が固有モードをとると
き、配線基板から外部への放射ノイズは大きく低減され
る。本実施形態によると、後述するように第１、第３の
伝送線路２１，２３の線路幅に対して第２の伝送線路２
２の線路幅を所定の比率で大きくすることにより、この
固有モードを実現する。

【００３２】図４に、本実施形態における差動３本線路
２４の等価回路を示す。図４において、差動３本線路の
各々とグラウンドとの間のインピーダンスを３行３列の
Ｚ、アドミッタンスを３行３列のＹを次のように表すこ
とができる。

【数３】第１の伝送線路２１のインピーダンスをＺ1、第２の伝
送線路２２のインピーダンスをＺ2、第１、第２の伝送
線路２１，２２間のインピーダンスをＺ12、第１の伝送
線路２１のアドミッタンスをＹ1、第２の伝送線路２２
のアドミッタンスをＹ2、第１、第２の伝送線路２１，
２２間のアドミッタンスをＹ12で表している。

【００３３】また、伝送線路２１，２２，２３のそれぞ
れのインピーダンス行列とアドミッタンス行列の成分は
正確には９種類ずつ、合計１８種類あるはずであるが、
第１、第３の伝送線路２１，２３は前述したように左右
対称なので、以後Ｚ1＝Ｚ3，Ｙ1＝Ｙ3，Ｚm＝Ｚ12＝Ｚ2
3＝Ｚ12＝Ｚ23，Ｙm＝Ｙ12＝Ｙ23＝Ｙ21＝Ｙ32と、同一
の値は同一記号で表現するものとする。また、第２の伝
送線路２２を挟んで両側にある第１、第３の伝送線路２
１，２３間のインピーダンス及びアドミッタンス（Ｚ1
3,Ｚ31,Ｙ13,Ｙ31）は、他に比べて無視できる程度に小
さいので、省略している。

【００３４】差動３本線路２４の固有モードを求める伝
送方程式を次式に示す。

【数４】（１）式をｚで微分し、（２）式を代入すると、次式と
なる。

【数５】ここで、（３）式における３行３列の行列をＡとする
と、次式となる。

【数６】次に、（４）式の両側に３行３列の行列Ｔをかけて固有
値と固有ベクトルを求める。

【数７】（５）式を変形すると、次式となる。

【数８】これらより、（Ａ，Ｂ，Ｃ），（Ｄ，Ｅ，Ｆ），（Ｇ，
Ｈ，Ｉ）が固有ベクトルであり、γ1，γ2，γ3が固有
値である。すなわち、電流の比が固有ベクトルのときに
伝送モードが安定した状態にあり、適切な終端抵抗を置
くと反射が起こらない状態といえる。固有ベクトル
（Ａ，Ｂ，Ｃ），（Ｄ，Ｅ，Ｆ），（Ｇ，Ｈ，Ｉ）を解
くと、以下の通りとなった。

【００３５】

【数９】ここで、ベクトル値α，βは次のように表される。

【数１０】また、固有ベクトル（Ａ，Ｂ，Ｃ），（Ｄ，Ｅ，Ｆ），
（Ｇ，Ｈ，Ｉ）に対する固有値γ1，γ2，γ3は、次式
となる。

【数１１】ここで、図１の差動３本線路２４において、第１、第３
の伝送線路２１，２３の線路幅をＷ1、第２の伝送線路
２の線路幅をＷ２、第１、第２の伝送線路２１，２２間
及び第２、第３の伝送線路２２，２３間の線路間距離を
等しくＳとし、Ｚ1，Ｚ2，Ｚm，Ｙ1，Ｙ2，Ｙmを電磁界
シミュレーションにより求め、さらに固有ベクトル値
α，βを求めた。

【００３６】図５に、線路間距離Ｓを一定とし、誘電体
層１１Ａ，１１Ｂの厚みｈをパラメータとした場合のベ
クトル値α，βの線路幅Ｗ2による依存性を示す。但
し、第１、第３の伝送線路２１，２３の線路幅Ｗ1は１
２５μｍとした。図５から誘電体基板１１の厚みｈより
も、第２の伝送線路２２の線路幅Ｗ2の方がα，βに影
響を及ぼすことが分かる。αは正の値をとり、βは負の
値をとるので、伝送線路２１，２２，２３の電流比１：
β：１が差動３本線路２４にＬＶＤＳ信号を入力したと
きの差動伝送に適している。以下、伝送線路２１，２
２，２３の電流比が１：β：１となるを差動３本伝送モ
ードと呼ぶ。

【００３７】また、この結果から第１、第３の伝送線路
２１，２３の線路幅Ｗ1と第２の伝送線路２２の線路幅
Ｗ2によって、固有モードをとるときの伝送線路２１，
２３と伝送線路２２との電流比が異なることが分かる。
逆に、伝送線路２１，２３と伝送線路２２との電流比が
決まっていれば、最適な線路幅Ｗ1，Ｗ2を決定すること
ができる。

【００３８】既存のＬＶＤＳ伝送用送信ＩＣは、２つの
出力端子から同振幅で逆位相の一定電流のＬＶＤＳ信号
を出力する。本実施形態においては、このＬＶＤＳ伝送
用送信ＩＣから出力されるＬＶＤＳ信号の伝送モード、
すなわち差動２本線路の伝送モードを差動３本線路２４
の伝送モードである差動３本伝送モードに変換するため
に、第１の伝送モード変換部２０が用いられる。第１の
伝送モード変換部２０では、差動２本線路を構成する一
方の入力線路１３からの電流信号については２分岐さ
せ、接続線路１８，１９を介して第１、第３の伝送線路
２１，２３の各一端に導き、他方の入力線路１４からの
電流信号については中央の第２の伝送線路２２の一端に
導く。

【００３９】ここで、ＬＶＤＳ伝送用送信ＩＣから出力
され、差動３本線路２４によって伝送されるＬＶＤＳ信
号の位相差が１８０°からずれないように、すなわち第
１、第２及び第３の伝送線路２１，２２，２３上の電流
位相が相対的に変化しないように、第１の伝送モード変
換部２０においては第１の入力線路１３から第１、第３
の伝送線路２１，２３に至る経路と、第２の入力線路１
４から第２の伝送線路２２に至る経路内のスルーホール
数及び線路長は同一に設定される。

【００４０】本実施形態の構成では、入力線路１３から
伝送線路２１，２３に至る経路と入力線路１４から第２
の伝送線路２２に至る経路内には、それぞれ１個のスル
ーホール１５，１９が存在し、また前者の経路内の接続
線路１６，１７と後者の経路内の接続線路１８の線路長
は等しく設定されており、これによって第１の伝送モー
ド変換部２０でＬＶＤＳ信号の各々が受ける位相シフト
量は等しく、ＬＶＤＳ信号の位相差は正しく１８０°に
保たれる。

【００４１】なお、ＬＶＤＳ伝送用送信ＩＣから出力さ
れるＬＤＶＳ信号の立ち上がりと立ち下がりのタイミン
グが同一でない場合は、例えば後述するように第２の伝
送モード変換部２０において伝送線路２１，２３に入力
される第１、第３の電流信号と伝送線路２２に入力され
る第２の信号に対する経路長の比について最適化を行え
ばよい。

【００４２】一方、既存のＬＶＤＳ伝送用受信ＩＣは、
２つの入力端子にＬＶＤＳ信号を入力する構成となって
いる。そこで、本実施形態においては差動３本線路２４
の伝送モードである差動３本伝送モードをＬＶＤＳ伝送
用受信ＩＣに入力されるＬＶＤＳ信号の伝送モードであ
る差動２本伝送モードに変換するために、第２の伝送モ
ード変換部３０が用いられる。第２の伝送モード変換部
３０では、第１、第３の伝送線路２１，２３の各他端か
ら出力される電流信号については合流させて第１の出力
線路３１に導き、第２の伝送線路２２の他端からの電流
信号についてはそのまま第２の出力線路３２に導く。そ
して、出力線路３１，３２間に終端抵抗器３３が挿入さ
れ、この終端抵抗器３３の両端電圧がＬＶＤＳ伝送用受
信ＩＣに入力信号として供給される。

【００４３】この場合においても、ＬＶＤＳ伝送用受信
ＩＣに入力されるＬＶＤＳ信号の位相差が１８０°に保
たれるように、すなわち第１、第２及び第３の伝送線路
２１，２２，２３上の電流位相が相対的に変化しないよ
うに、第２の伝送モード変換部３０においては第１、第
３の伝送線路２１，２３から第１の出力線路３１に至る
経路と、第２の伝送線路２２から第２の出力線路３２に
至る経路内のスルーホール数及び線路長は同一に設定さ
れる。

【００４４】本実施形態によれば、伝送線路２１，２３
から出力線路３１に至る経路と伝送線路２２から出力線
路３２に至る経路内には、それぞれ１個のスルーホール
２７，２８が存在し、また前者の経路内の接続線路２
５，２６と後者の経路内の接続線路２９の線路長は等し
く設定されており、これによって第２の伝送モード変換
部３０でＬＶＤＳ信号の各々が受ける位相シフト量は等
しく、ＬＶＤＳ信号の位相差は正しく１８０°に保たれ
る。

【００４５】また、第１のモード変換部２０においては
接続線路１６と接続線路１８が交差しており、第２の伝
送モード変換部３０においても接続線路２５と接続線路
２９が交差している。このように線路が交差する部分で
は、互いの信号クロストークを考慮する必要がある。本
実施形態によれば、互いに交差する接続線路をそれぞれ
誘電体基板１１の上下両面上、つまり異なる信号配線層
に設けていることにより、信号クロストークを小さくす
ることができ、しかも両信号配線層の間にグラウンド層
１２が介在しているため、その効果はさらに大きい。

【００４６】次に、伝送線路２１，２２，２３上の電
流、電圧の関係について述べる。第１、第３の伝送線路
２１，２３は同じ線路幅を有し、それぞれに第１の電流
信号を２等分した電流信号が供給されているため、第１
の電流信号と同一振幅で逆位相の第２の電流信号が供給
される第２の伝送線路２２上の電流の１／２の電流が流
れている。そこで、β＝−２となるように、つまり伝送
線路２１，２３上の各々の電流値に対する伝送線路２２
上の電流値の比が２となるように、図４の各パラメータ
Ｚ1，Ｚ2，Ｚm，Ｙ1，Ｙ2，Ｙmを決めれば、差動３本線
路２４の伝送モードは固有モード（差動３本伝送モー
ド）となる。具体的には、β＝−２となるような伝送線
路２１，２３の線路幅Ｗ1、伝送線路２２の線路幅Ｗ2、
及び伝送線路２１，２２，２３の線路間距離Ｓの組み合
わせを選べばよい。

【００４７】ここで、差動３本伝送モードとなる伝送線
路２１，２２，２３の形状及び配置の組み合わせは何種
類もあるが、実装面積をなるべく小さくすることを考慮
して、線路幅Ｗ1，Ｗ2及び線路間距離Ｓを設計上の最小
ルールとして伝送線路２１，２２，２３を作製すること
が望ましい。また、誘電体基板１１の厚みについては、
配線基板を使用する機器による制約がある。このように
差動３本線路２４が差動３本伝送モードをとるためには
誘電体層厚によっても線路間距離も関係してくるが、差
動３本伝送モードを形成する際に最も影響のあるパラメ
ータは伝送線路２１，２３の線路幅Ｗ1に対する伝送線
路２２の線路幅Ｗ2の比Ｗ2／Ｗ1である。

【００４８】例えば、図４よりβ＝−２となるときの伝
送線路２２の線路幅Ｗ2は３７５μｍである。伝送線路
２１，２３の線路幅Ｗ1は前述した通り１２５μｍであ
るので、Ｗ2／Ｗ1＝３となる。しかしながら、厳密に電
流比をＷ2／Ｗ1＝１／３とする必要はなく、本発明者ら
の検討によればＷ2／Ｗ1＝２．４〜３．６の範囲内、よ
り好ましくはＷ2／Ｗ1＝２．７〜３．３の範囲内に設定
すればβは−２に近い値となり、差動３本伝送モード
（固有モード）を実現することが可能である。

【００４９】次に、伝送線路２１，２２，２３上の電流
（Ｉ1，Ｉ2，Ｉ3＝Ｉ1）の比がＩ1：Ｉ2＝１：２（１５）となっている場合、伝送線路２１，２２，２３上の電圧
（Ｖ1，Ｖ2，Ｖ3＝Ｖ1）の比は、図６に示されるようにＶ1：Ｖ2＝１：１（１６）となるのが望ましい。しかし、実際には基板設計のプロ
セスによる誤差、レイアウト的な余裕等で誤差が生じる
ので、０．８×Ｖ2<Ｖ1<１．２×Ｖ2 （１７）となるように設計すればよい。これは従来の技術の項で
挙げた特開平１１−２５１７７９に記載されている条件
０．３Ｖ1≦Ｖ2≦０．８Ｖ1（但し、記号Ｖ1，Ｖ2の意
味は本実施形態と逆である）とは明らかに異なってい
る。

【００５０】但し、伝送線路２１，２３上の電圧と伝送
線路２２上の電圧の比Ｖ1：Ｖ2が１：１からずれてくる
と、図７に示されるようにオフセット電圧（ＬＶＤＳ伝
送用受信ＩＣの２つの入力端子間に印加される電圧の中
心のオフセット電圧）が信号の周期毎に微妙にずれるた
め、電圧比の１：１からのずれは電気特性の面でも、Ｅ
ＭＩの面でも極力小さくすべきである。

【００５１】次に、終端抵抗器３３の好ましい値につい
て述べる。終端抵抗器３３は、配線基板とＬＶＤＳ伝送
用受信ＩＣの入力とのインピーダンス整合のために設け
られる。この場合、差動３本線路２４とＬＶＤＳ伝送用
受信ＩＣの入力端子との間に設けられた第２の伝送モー
ド変換部３０における出力線路３１，３２の間に終端抵
抗器３３を挿入することによって、伝送モード変換部３
０での不連続による電圧変動を抑えるようにした方が望
ましい。この終端抵抗器３３の抵抗値の選択は、電気特
性を決める重要な項目である。

【００５２】図８に、差動３本線路２４の伝送線路２
１，２２，２３の電流値の固有ベクトルが（１，β，
１）である時の各部のインピーダンスのモデル図を表
す。差動３本線路２４は伝送線路２２を挟んで伝送線路
２１，２３が配置された左右対称の形状であるため、伝
送線路２２のインピーダンスＺ2を伝送線路２１側と伝
送線路２３側に分割し、それぞれの値を２×Ｚ2とす
る。図７から、伝送線路２１の特性インピーダンスＺ(1
β)，伝送線路２２の特性インピーダンスＺ(2β)，伝送
線路２３の特性インピーダンスＺ(3β)はそれぞれＺ(1β)＝Ｚ1−Ｚ12 （１８）Ｚ(2β)＝２×Ｚ2−Ｚ12 （１９）Ｚ(3β)＝Ｚ1−Ｚ12 （２０）となる。ここでは、Ｚ1＝Ｚ3、Ｚ12＝Ｚ23とした。差動
３本伝送モードでは、図８の対称性を考慮しても、およ
そＺ1β：Ｚ2β：Ｚ3β＝１：２：１（２１）になるのが望ましい。

【００５３】ここで、伝送線路２１，２２間及び伝送線
路２２，２３間に、それぞれＲ12，Ｒ23なる抵抗値の終
端抵抗器をおくとすると、図８よりＲ12＝Ｒ23＝Ｚ1β＋Ｚ2β＝Ｚ1＋２×Ｚ2−２×Ｚ12 （２２）である。

【００５４】一方、伝送線路２２と接続線路２９間の差
動インピーダンスＲdは、（２２）式の抵抗の並列合成
抵抗と等価であり、Ｒd＝（Ｚ1＋２×Ｚ2―２×Ｚ12）／２（２３）ここで、表記方法を（１１）式及び（１２）式と合わ
せ、Ｚ12＝Ｚmとすると、Ｒd＝（Ｚ1＋２×Ｚ2―２×Ｚm）／２（２４）となる。従って、Ｒdとほぼ同じ抵抗値Ｒmを持つ整合抵
抗器３３を出力線路３１，３２間に挿入すると、配線基
板とＬＶＤＳ伝送用受信ＩＣのインピーダンス整合がと
られ、出力線路３１，３２に接続されるＬＶＤＳ伝送用
受信ＩＣの入力端子での反射が最小となる。但し、整合
抵抗器３３の抵抗値Ｒmは厳密にＲdと等しい必要はな
く、次式に示すようにＲdに対して±１０％の範囲内に
あれば実用上は十分である。０．９×Ｒd<Ｒ<１．１Ｒd （２５）図９に、差動３本線路２４において伝送線路２１，２
２，２３の線路間距離Ｓ及び伝送線路２１，２３の線路
幅Ｗ1を一定にして、伝送線路２２の線路幅Ｗ2を変化さ
せたときの伝送線路２１，２２間及び伝送線路２３，２
２間の差動インピーダンスを示す。先に示した図５よ
り、差動３本線路２４はＷ2＝３７５μｍ近傍で固有モ
ードをとるが、固有モードのとき伝送線路２１，２３の
インピーダンスＺ1と伝送線路２２のインピーダンスＺ2
が近い値となっていることが分かる。

【００５５】図１０に、本発明の第２の実施形態に係る
配線基板の平面図を示す。第１の実施形態に示したよう
な配線基板においては、実際には特に差動３本伝送線路
２４の製造誤差、あるいは配線基板に入力されるＬＶＤ
Ｓ信号自体に同相モードの成分がノイズとして存在する
ことから、差動３本線路２４上に同相モードの電流成分
がある程度生じることは避けられない。

【００５６】これに対しては、図１０に示すように出力
線路３１，３２とグラウンド間にも終端抵抗器３４，３
５を挿入することによって、出力線路３１，３２間に接
続される終端抵抗器３１を流れる電流と終端抵抗器３
４，３５を流れる電流との比が（９）式に示した同相モ
ードの固有ベクトル（１，α，１）となるようにして、
同相モード電流によるノイズの反射を低減することがで
きる。

【００５７】図１１に、差動２本線路と差動３本線路２
４の差動インピーダンス及び同相コモンモードインピー
ダンスのＴＤＲによる実測例を示す。差動インピーダン
スは中央部の伝送線路２２の線路幅が同じ場合、差動２
本線路より差動３本線路の方が小さく、コモンモードイ
ンピーダンスも差動２本線路より差動３本線路の方が小
さい。従って、差動３本線路２４を用いる本発明による
配線基板の方が放射ノイズ低減の上で有利であることが
分かる。

【００５８】図１２に、差動２本線路と差動３本線路に
ついての３ｍ法によるＥＭＩの実験結果を示す。差動３
本伝送線路の方が通常の差動２本線路よりＥＭＩが小さ
くなっていることが分かる。これは差動３本線路の方が
隣接する伝送線路間のインピーダンス（差動インピーダ
ンス）が小さいためである。

【００５９】このように、差動３本線路は伝送モードが
固有モードであるときに安定状態となり、単一のモード
で伝送でき、しかもＥＭＩが低減するという利点があ
る。また、伝送線路が３本であることによりパラメータ
が増えるため、各種物理定数の微調整がより簡単にでき
るという利点もある。

【００６０】図１３に、本発明に係る配線基板の利用形
態の一例を示す。信号源である発振器４１からの信号は
ＬＶＤＳ伝送用送信ＩＣ４２によってＬＶＤＳ信号に変
換された後、本発明に基づく差動３本線路４３を含む配
線基板に入力される。終端抵抗器４３を介して取り出さ
れたＬＶＤＳ信号は、ＬＶＤＳ伝送用受信ＩＣ４５に入
力される。

【００６１】差動３本線路の利点は低ＥＭＩであるが、
そのためには前述のようにＬＶＤＳ信号を厳密に位相差
１８０°の関係を保って伝送することが望まれる。二つ
の信号の立ち上がり時や立ち下がり時の位相がずれる
と、コモンモードの電磁界分布が生じ、差動２本線路に
よる伝送時の数１００倍の大きな放射ノイズを発生させ
る。また、ＬＶＤＳ信号の位相ずれは信号品質の劣化に
もつながる。

【００６２】ここで、ＬＶＤＳ伝送用送信ＩＣから出力
されるＬＶＤＳ信号を構成する二つの信号の位相差が正
しく１８０°であれば、先に説明したように第１の伝送
モード変換部２０において入力線路１３から伝送線路２
１，２３に至る経路と、入力線路１４から伝送線路２２
に至る経路内のスルーホール数及び線路長を同一に設定
し、また第２の伝送モード変換部３０において伝送線路
２１，２３から出力線路３１に至る経路と、伝送線路２
２から出力線路３２に至る経路内のスルーホール数及び
線路長を同一に設定すればよい。

【００６３】しかし、ＬＤＶＳ伝送用送信ＩＣから出力
されるＬＤＶＳ信号の立ち上がり時や立ち下がり時の位
相がずれることが想定される場合には、例えばその位相
ずれ量に応じて入力線路１３から伝送線路２１，２３に
至る経路の線路長と入力線路１４から伝送線路２２に至
る経路の線路長を設計時に予め異ならせておくことによ
り、ＬＤＶＳ伝送用送信ＩＣから出力されるＬＤＶＳ信
号の位相ずれを吸収し、ＬＶＤＳ信号を正しく位相差１
８０°の関係を保って伝送することができる。

【００６４】図１４は、本発明の第３の実施形態に係る
配線基板における差動３本線路部の信号伝送方向に直角
な断面を示している。本実施形態では、伝送線路２１，
２２，２３が表層でなく内層に設けられたストリップ線
路構造となっている。すなわち、伝送線路２１，２２，
２３は第１の誘電体層１１Ａ上に形成され、この上に第
２の誘電体層１１Ｂが設けられている。また、誘電体層
１１Ａの下面にグラウンド層１２Ａ、誘電体層１１Ｂの
上面にグラウンド層１２Ｂが被着されている。このよう
な構成によっても、第１の実施形態と同様に放射ノイズ
の低減に有効である。

【００６５】図１５に、本発明の第４の実施形態に係る
配線基板における差動３本線路部の信号伝送方向に直角
な断面を示す。本実施形態では、第１、第３の伝送線路
２１，２３と中央にある第２の伝送線路２２が同一面に
ない場合の例であり、図１５の例では誘電体基板１１の
上面に伝送線路２１，２３が設けられ、また誘電体基板
１１の下面の伝送線路２１，２３の間に対応する位置に
伝送線路２２が設けられている。また、グラウンド層１
２は誘電体基板１１の下面に設けられている。本実施形
態によっても、第１の実施形態と同様の効果が得られ
る。

【００６６】図１６に、本発明の第５の実施形態に係る
配線基板における差動３本線路部の信号伝送方向に直角
な断面を示す。本実施形態では、誘電体基板１１の上面
に第１、第２及び第３の伝送線路２１，２２，２３が設
けられ、誘電体基板１１の下面にグラウンド層１２が設
けられている。グラウンド層１２は、伝送線路２１，２
３の直下の部分３６がメッシュ状あるいは規則的なピッ
チのボイド状となっており、この部分３６では他の部分
より導体の占有率が小さくなっている。このような構成
とすることにより、差動インピーダンスの値を変えずに
コモンモードインピーダンスを大きくすることができ
る。

【００６７】図１７は、本発明の第６の実施形態に係る
配線基板における差動３本線路部の信号伝送方向に直角
な断面を示す図であり、伝送線路２１，２２，２３とグ
ラウンド層（あるいはグラウンド線）１２が誘電体基板
１１の同一面上に設けられている。このような構成で
も、第１の実施形態と同様の効果が得られることはいう
までもない。

【００６８】図１８に、本発明の第７の実施形態に係る
配線基板における差動３本線路部の信号伝送方向に直角
な断面を示す。本実施形態では、伝送線路２１，２２，
２３が誘電体基板１１内において垂直方向に、すなわち
各伝送線路２１，２２，２３がそれぞれの幅方向におい
て結合した構成となっている。このような構成でも同様
に差動３本伝送モードを形成することが可能であり、第
１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

【００６９】図１９に、本発明の第８の実施形態に係る
配線基板における差動３本線路部の概略平面図を示す。
本実施形態では、伝送線路２１，２２，２３の途中にコ
ネクタ部３７が介在している。このように差動３本線路
に不連続部分がある場合においても、本発明によると伝
送線路２１，２２，２３間の結合が強いので、外部ノイ
ズに強く、外側にもノイズを出さない構造をとることが
できる。

【００７０】図２０に、本発明の第９の実施形態の要部
の概略構成を示す。これまでの実施形態では差動３本線
路を用いたが、本実施形態は差動４本線路を用いてい
る。また、本発明はこれに限られず、差動ｎ本線路（ｎ
≧３）を用いた場合にも有効であり、実装密度の増大、
位相のずれ方、差動インピーダンスの目標値などから考
慮してｎを決めることが望ましい。

【００７１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によると外
部への放射ノイズを効果的に低減することが可能であ
り、高速信号を扱うディジタル機器等の電子機器に有用
な配線基板を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態に係る配線基板の平面
図

【図２】同実施形態に係る配線基板のＡ−Ａ′線に沿う
断面図

【図３】同実施形態に係る配線基板のＢ−Ｂ′線に沿う
断面図

【図４】同実施形態に係る配線基板の差動３本線路の各
部のインピーダンス及びアドミッタンスについて説明す
るための等価回路図

【図５】同実施形態に係る配線基板の固有モードにおけ
る各ベクトル値の第２の伝送線路の線路幅に対する依存
性を示す図

【図６】同実施形態に係る配線基板の固有モードにおけ
る終端抵抗器両端の電圧波形を示す図

【図７】同実施形態に係る配線基板の固有モードからず
れた状態における終端抵抗器両端の電圧波形を示す図

【図８】同実施形態における固有モードでの整合終端抵
抗器の最適な抵抗値について説明するためのモデル図

【図９】同実施形態における固有モードでの第２の伝送
線路の線路幅による各伝送線路のインピーダンス変化を
示す図

【図１０】本発明の第２の実施形態に係る配線基板の平
面図

【図１１】差動２本線路と差動３本線路についての差動
インピーダンス及び同相インピーダンスの実測例を示す
図

【図１２】差動２本線路と差動３本線路についての３ｍ
法による放射磁界強度の周波数特性を示す図

【図１３】本発明に係る配線基板の利用形態の一例を示
す図

【図１４】本発明の第３の実施形態に係る配線基板の断
面図

【図１５】本発明の第４の実施形態に係る配線基板の断
面図

【図１６】本発明の第５の実施形態に係る配線基板の断
面図

【図１７】本発明の第６の実施形態に係る配線基板の断
面図

【図１８】本発明の第７の実施形態に係る配線基板の断
面図

【図１９】本発明の第８の実施形態に係る配線基板の平
面図

【図２０】本発明の第９の実施形態に係る配線基板の概
略構成を示す図

【符号の説明】

１１…誘電体基板１１Ａ，１１Ｂ…誘電体層１２，１２Ａ，１２Ｂ…グラウンド層１３…第１の入力線路１４…第２の入力線路１５，１９…スルーホール１７，１８…接続線路２０…第１の伝送モード変換部２１…第１の伝送線路２２…第２の伝送線路２３…第３の伝送線路２４…差動３本線路２５，２６，２９…接続線路２７，２８…スルーホール３０…第２の伝送モード変換部３１…第１の出力線路３２…第２の出力線路３３，３４，３５…終端抵抗器３６…グラウンド層の伝送線路直下の部分３７…コネクタ部４２…ＬＶＤＳ伝送用送信ＩＣ４５…ＬＶＤＳ伝送用受信ＩＣ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】互いにほぼ同振幅かつ逆位相の第１及び第
２の電流信号がそれぞれ入力される第１及び第２の入力
線路と、第１の伝送線路と該第１の伝送線路に隣接して配置され
た第２の伝送線路及び該第１の伝送線路と反対側で第２
の伝送線路に隣接して配置された第３の伝送線路からな
る差動３本線路と、前記第１の入力線路に入力された第１の電流信号を前記
第１及び第３の伝送線路の各一端に分岐して導き、前記
第２の入力線路に入力された第２の電流信号を前記第２
の伝送線路の一端に導く第１の伝送モード変換部と、第１及び第２の出力線路と、前記第１及び第３の伝送線路の各一端から出力される第
１の電流信号を合流させて前記第１の出力線路に導き、
前記第２の伝送線路の他端から出力される第２の電流信
号を前記第２の出力線路に導く第２の伝送モード変換部
とを具備し、前記差動３本線路上の信号伝送モードが固有モードとな
るように前記第１、第３の伝送線路の線路幅に比して第
２の伝送線路の線路幅を大きく設定したことを特徴とす
る配線基板。
【請求項２】前記第１及び第３の伝送線路の線路幅に対
する第２の伝送線路の線路幅の比を２．４以上、３．６
以下の範囲内に設定したことを特徴とする請求項１記載
の配線基板。
【請求項３】第１の伝送線路と該第１の伝送線路に隣接
して配置された第２の伝送線路及び該第１の伝送線路と
反対側で第２の伝送線路に隣接して配置された第３の伝
送線路からなる差動３本線路を備え、前記第１及び第３
の伝送線路により第１の電流信号を伝送し、前記第２の
伝送線路により該第１の電流信号と逆位相の第２の電流
信号を伝送させる配線基板において、前記第１及び第２の伝送線路のインピーダンスをＺ1、
前記第２の伝送線路のインピーダンスをＺ2、前記第１
及び第３の伝送線路と第２の伝送線路間のインピーダン
スをＺm、前記第１及び第３の伝送線路のアドミッタン
スをＹ1、前記第２の伝送線路のアドミッタンスをＹ2、
前記第１及び第３の伝送線路と第２の伝送線路間のアド
ミッタンスを−Ｙm(ただし、Ｙm>０)としたとき、前記
第１及び第３の伝送線路上の電流に対する前記第２の伝
送線路上の電流の比βが次式【数１】を満たすことを特徴とする配線基板。
【請求項４】前記電流比βがほぼ−２であることを特徴
とする請求項３記載の配線基板。
【請求項５】前記第１及び第３の伝送線路のインピーダ
ンスをＺ1、前記第２の伝送線路のインピーダンスをＺ
2、前記第１及び第３の伝送線路と第２の伝送線路間の
インピーダンスをＺmとしたとき、前記第１及び第２の
出力線路間に接続された０．９×Ｒd<Ｒ<１．１Ｒd Ｒd＝（Ｚ1＋２Ｚ2−２Ｚm）／２なる抵抗値Ｒを有する終端抵抗器を含むことを特徴とす
る請求項１記載の配線基板。