JP2002280878A - 電子回路ユニット - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/42—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
- H01L23/58—Structural electrical arrangements for semiconductor devices not otherwise provided for, e.g. in combination with batteries
- H01L23/64—Impedance arrangements
- H01L23/645—Inductive arrangements
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- H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
- H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
- H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
- H01F27/2804—Printed windings
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
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- H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 必要とされる回路構成を簡略化し、小型軽量
化に好適な電子回路ユニットを提供すること。 【解決手段】 基板１０の同一平面上に渦巻き形状の第
１および第２のインダクタ２，３を薄膜形成し、これら
第１および第２のインダクタ２，３を同心円状に配置し
て電磁的に結合させ、第１のインダクタ２の両入力端に
増幅トランジスタ１のコレクタとコレクタ電圧端子６を
接続する。そして、増幅トランジスタ１のベースに発振
信号を不平衡で入力し、この増幅トランジスタ１のコレ
クタに出力される発振信号を第１のインダクタ２に伝送
して第２のインダクタ３に同調結合した後、第２のイン
ダクタ３の両端の出力端子８，９から発振信号を平衡で
出力するようにした。
化に好適な電子回路ユニットを提供すること。 【解決手段】 基板１０の同一平面上に渦巻き形状の第
１および第２のインダクタ２，３を薄膜形成し、これら
第１および第２のインダクタ２，３を同心円状に配置し
て電磁的に結合させ、第１のインダクタ２の両入力端に
増幅トランジスタ１のコレクタとコレクタ電圧端子６を
接続する。そして、増幅トランジスタ１のベースに発振
信号を不平衡で入力し、この増幅トランジスタ１のコレ
クタに出力される発振信号を第１のインダクタ２に伝送
して第２のインダクタ３に同調結合した後、第２のイン
ダクタ３の両端の出力端子８，９から発振信号を平衡で
出力するようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、高周波デバイスと
して使用される電子回路ユニットに係り、特に、入力さ
れた不平衡信号を平衡信号で出力する回路構成を備えた
電子回路ユニットに関する。
して使用される電子回路ユニットに係り、特に、入力さ
れた不平衡信号を平衡信号で出力する回路構成を備えた
電子回路ユニットに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、携帯電話等の無線通信機器の分野
においては、機器の小型軽量化に伴って高周波回路部を
ＩＣ化する傾向にあるが、一般的にＩＣの内部回路は平
衡回路で構成されるため、ＩＣ化された回路には平衡信
号を入力する必要がある。例えば、送受信に使用される
電圧制御発振器の回路部品を基板上に実装した電子回路
ユニットにおいて、電圧制御発振器は内部の発振部から
出力された発振信号を不平衡で出力するものが主流であ
り、この電圧制御発振器に接続される後段の混合器等が
ＩＣ化された平衡回路である場合、発振部から出力され
た不平衡の発振信号を不平衡−平衡変換器で平衡の発振
信号に変換し、この平衡信号を後段の回路に入力してい
る。
においては、機器の小型軽量化に伴って高周波回路部を
ＩＣ化する傾向にあるが、一般的にＩＣの内部回路は平
衡回路で構成されるため、ＩＣ化された回路には平衡信
号を入力する必要がある。例えば、送受信に使用される
電圧制御発振器の回路部品を基板上に実装した電子回路
ユニットにおいて、電圧制御発振器は内部の発振部から
出力された発振信号を不平衡で出力するものが主流であ
り、この電圧制御発振器に接続される後段の混合器等が
ＩＣ化された平衡回路である場合、発振部から出力され
た不平衡の発振信号を不平衡−平衡変換器で平衡の発振
信号に変換し、この平衡信号を後段の回路に入力してい
る。
【０００３】図５はかかる電圧制御発振器の従来例を示
す回路図である。同図において、符号２０は増幅トラン
ジスタであり、この増幅トランジスタ２０のベースは直
流阻止コンデンサ２１を介して図示せぬ発振部に接続さ
れている。発振部は発振信号を不平衡で出力し、この発
振信号は直流阻止コンデンサ２１を介して増幅トランジ
スタ２０のベースに入力される。増幅トランジスタ２０
のエミッタはバイパスコンデンサ２２を介して接地さ
れ、増幅トランジスタ２０のコレクタはバイパスコンデ
ンサ２３を介して接地されている。また、増幅トランジ
スタ２０のコレクタには、同調回路を構成するインダク
タンス素子２４とコンデンサ２５を介してコレクタ電圧
端子２６から電圧が供給され、さらに、直流阻止コンデ
ンサ２７を介して不平衡−平衡変換回路が接続されてい
る。この不平衡−平衡変換回路は、発振信号の位相を９
０°遅らせるためのローパス型の移相回路となるインダ
クタンス素子２８およびコンデンサ２９と、発振信号の
位相を９０°進ませるためのハイパス型の移相回路とな
るコンデンサ３０およびインダクタンス素子３１を有し
ている。
す回路図である。同図において、符号２０は増幅トラン
ジスタであり、この増幅トランジスタ２０のベースは直
流阻止コンデンサ２１を介して図示せぬ発振部に接続さ
れている。発振部は発振信号を不平衡で出力し、この発
振信号は直流阻止コンデンサ２１を介して増幅トランジ
スタ２０のベースに入力される。増幅トランジスタ２０
のエミッタはバイパスコンデンサ２２を介して接地さ
れ、増幅トランジスタ２０のコレクタはバイパスコンデ
ンサ２３を介して接地されている。また、増幅トランジ
スタ２０のコレクタには、同調回路を構成するインダク
タンス素子２４とコンデンサ２５を介してコレクタ電圧
端子２６から電圧が供給され、さらに、直流阻止コンデ
ンサ２７を介して不平衡−平衡変換回路が接続されてい
る。この不平衡−平衡変換回路は、発振信号の位相を９
０°遅らせるためのローパス型の移相回路となるインダ
クタンス素子２８およびコンデンサ２９と、発振信号の
位相を９０°進ませるためのハイパス型の移相回路とな
るコンデンサ３０およびインダクタンス素子３１を有し
ている。
【０００４】以上のような回路構成において、増幅トラ
ンジスタ２９のベースに入力された不平衡の発振信号
は、増幅トランジスタ２９によって増幅され、増幅トラ
ンジスタ２９のコレクタに出力される。次に、増幅トラ
ンジスタ２９のコレクタに出力された発振信号は、イン
ダクタンス素子２４とコンデンサ２５で構成される同調
回路を経て不平衡−平衡変換回路に入力される。そし
て、インダクタンス素子２８とコンデンサ２９で構成さ
れる移相回路により、位相が９０°遅れた発振信号が出
力端子３２から出力され、コンデンサ３０とインダクタ
ンス素子３１で構成される移相回路により、位相が９０
°進んだ発振信号が出力端子３３から出力される。した
がって、出力端子３２と出力端子３３を出力端とする上
記電圧制御発振器は、その後段に接続された回路に発振
信号を平衡で出力する平衡型回路となっている。
ンジスタ２９のベースに入力された不平衡の発振信号
は、増幅トランジスタ２９によって増幅され、増幅トラ
ンジスタ２９のコレクタに出力される。次に、増幅トラ
ンジスタ２９のコレクタに出力された発振信号は、イン
ダクタンス素子２４とコンデンサ２５で構成される同調
回路を経て不平衡−平衡変換回路に入力される。そし
て、インダクタンス素子２８とコンデンサ２９で構成さ
れる移相回路により、位相が９０°遅れた発振信号が出
力端子３２から出力され、コンデンサ３０とインダクタ
ンス素子３１で構成される移相回路により、位相が９０
°進んだ発振信号が出力端子３３から出力される。した
がって、出力端子３２と出力端子３３を出力端とする上
記電圧制御発振器は、その後段に接続された回路に発振
信号を平衡で出力する平衡型回路となっている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、前述した従
来の電子回路ユニットでは、同調回路を構成するインダ
クタンス素子３３とコンデンサ２５や、不平衡−平衡変
換回路を構成するインダクタンス素子２８，３１および
コンデンサ２９，３０等の多くの回路部品が必要であ
り、これらの回路部品を基板上に実装して電子回路ユニ
ットを構成しているため、電子回路ユニットの小型軽量
化が妨げられるという問題があった。
来の電子回路ユニットでは、同調回路を構成するインダ
クタンス素子３３とコンデンサ２５や、不平衡−平衡変
換回路を構成するインダクタンス素子２８，３１および
コンデンサ２９，３０等の多くの回路部品が必要であ
り、これらの回路部品を基板上に実装して電子回路ユニ
ットを構成しているため、電子回路ユニットの小型軽量
化が妨げられるという問題があった。
【０００６】本発明は、このような従来技術の実情に鑑
みてなされたもので、その目的は、必要とされる回路構
成を簡略化し、小型軽量化に好適な電子回路ユニットを
提供することにある。
みてなされたもので、その目的は、必要とされる回路構
成を簡略化し、小型軽量化に好適な電子回路ユニットを
提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、本発明の電子回路ユニットでは、基板の同一平面
上に第１のインダクタと第２のインダクタをそれぞれ渦
巻き形状に薄膜形成すると共に、これら第１および第２
のインダクタを同心円状に配置して電磁的に結合させ、
不平衡信号が入力される増幅用トランジスタのコレクタ
に前記第１のインダクタを介して電源を供給し、前記第
２のインダクタの両端から平衡信号を出力するように構
成した。
めに、本発明の電子回路ユニットでは、基板の同一平面
上に第１のインダクタと第２のインダクタをそれぞれ渦
巻き形状に薄膜形成すると共に、これら第１および第２
のインダクタを同心円状に配置して電磁的に結合させ、
不平衡信号が入力される増幅用トランジスタのコレクタ
に前記第１のインダクタを介して電源を供給し、前記第
２のインダクタの両端から平衡信号を出力するように構
成した。
【０００８】このように構成された電子回路ユニットで
は、基板上に薄膜形成した渦巻き形状の第１および第２
のインダクタを同心円状に配置して電磁結合させたた
め、これら第１および第２のインダクタにコレクタ出力
の同調回路部と不平衡−平衡変換回路部の機能を持たせ
ることができ、それ故、回路構成が著しく簡略化されて
電子回路ユニットの小型軽量化を実現することができ
る。
は、基板上に薄膜形成した渦巻き形状の第１および第２
のインダクタを同心円状に配置して電磁結合させたた
め、これら第１および第２のインダクタにコレクタ出力
の同調回路部と不平衡−平衡変換回路部の機能を持たせ
ることができ、それ故、回路構成が著しく簡略化されて
電子回路ユニットの小型軽量化を実現することができ
る。
【０００９】上記の構成において、第１および第２のイ
ンダクタの中心部から外部に向けて引き出し部を導出
し、これら引き出し部と第１および第２のインダクタと
の間に絶縁体層を介設することが好ましく、このように
すると、両インダクタと引き出し部および絶縁体層を全
て薄膜技術によって高精度に形成することができる。
ンダクタの中心部から外部に向けて引き出し部を導出
し、これら引き出し部と第１および第２のインダクタと
の間に絶縁体層を介設することが好ましく、このように
すると、両インダクタと引き出し部および絶縁体層を全
て薄膜技術によって高精度に形成することができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、実施形態例について図面を
参照して説明すると、図１は電圧制御発振器の回路図、
図２は該電圧制御発振器に備えられる不平衡−平衡変換
回路部の説明図、図３は該不平衡−平衡変換回路部の要
部断面図、図４は該不平衡−平衡変換回路部の等価回路
図である。
参照して説明すると、図１は電圧制御発振器の回路図、
図２は該電圧制御発振器に備えられる不平衡−平衡変換
回路部の説明図、図３は該不平衡−平衡変換回路部の要
部断面図、図４は該不平衡−平衡変換回路部の等価回路
図である。
【００１１】本実施形態例に係る電子回路ユニットは電
圧制御発振器への適用例であり、図１に示すように、こ
の電圧制御発振器は増幅トランジスタ１と第１および第
２のインダクタ２，３等を備えている。増幅トランジス
タ１のベースは直流阻止コンデンサ４を介して図示せぬ
発振部に接続されており、この発振部から不平衡で出力
された発振信号が直流阻止コンデンサ４を介して増幅ト
ランジスタ１のベースに入力される。増幅トランジスタ
１のエミッタはバイパスコンデンサ５を介して接地さ
れ、増幅トランジスタ１のコレクタは角形渦巻き状の第
１のインダクタ２の一端に接続されている。この第１の
インダクタ２の他端はコレクタ電圧端子６に接続され、
コレクタ電圧端子６はバイパスコンデンサ７を介して接
地されている。第２のインダクタ３も角形渦巻き状に形
成されており、これら第１および第２のインダクタ２，
３は同心円状配置で電磁的に結合されている。後述する
ように、第１および第２のインダクタ２，３は同調部を
有する不平衡−平衡変換回路部として機能し、増幅トラ
ンジスタ１のベースに不平衡で入力された発振信号は、
第１および第２のインダクタ２，３で同調結合された
後、第２のインダクタ３の両端の出力端子８，９から平
衡で出力される。
圧制御発振器への適用例であり、図１に示すように、こ
の電圧制御発振器は増幅トランジスタ１と第１および第
２のインダクタ２，３等を備えている。増幅トランジス
タ１のベースは直流阻止コンデンサ４を介して図示せぬ
発振部に接続されており、この発振部から不平衡で出力
された発振信号が直流阻止コンデンサ４を介して増幅ト
ランジスタ１のベースに入力される。増幅トランジスタ
１のエミッタはバイパスコンデンサ５を介して接地さ
れ、増幅トランジスタ１のコレクタは角形渦巻き状の第
１のインダクタ２の一端に接続されている。この第１の
インダクタ２の他端はコレクタ電圧端子６に接続され、
コレクタ電圧端子６はバイパスコンデンサ７を介して接
地されている。第２のインダクタ３も角形渦巻き状に形
成されており、これら第１および第２のインダクタ２，
３は同心円状配置で電磁的に結合されている。後述する
ように、第１および第２のインダクタ２，３は同調部を
有する不平衡−平衡変換回路部として機能し、増幅トラ
ンジスタ１のベースに不平衡で入力された発振信号は、
第１および第２のインダクタ２，３で同調結合された
後、第２のインダクタ３の両端の出力端子８，９から平
衡で出力される。
【００１２】図２と図３に示すように、第１および第２
のインダクタ２，３は、アルミナ等からなる基板１０上
に蒸着やスパッタ等のフォトリソ技術を用いて薄膜形成
されている。なお、図１に示す回路素子のうち、第１お
よび第２のインダクタ２，３以外のコンデンサや抵抗お
よび配線パターンも基板１０上に薄膜形成され、増幅ト
ランジスタ１はベアチップをワイヤーボンディングする
ことによって基板１０上に実装されている。第１のイン
ダクタ２と第２のインダクタ３は基板１０の同一平面上
で所定間隔ｄ（５±０．２５μｍ）を保って同心円状に
電磁結合されており、それぞれの幅寸法は３０±０．０
２５μｍで、長さ寸法は発振部から出力される発振信号
の波長の約１／２に設定されている。また、第１および
第２のインダクタ２，３はそれぞれ引き出し部２ａ，３
ａを有し、図３に示すように、一方の引き出し部２ａは
第１のインダクタ２に中心部で接続され、第１および第
２のインダクタ２，３に被着された絶縁体層１１上を通
って中心部から外部へ導出されている。他方の引き出し
部３ａも同様に構成されており、この引き出し部３ａは
第２のインダクタ３に中心部で接続され、第１および第
２のインダクタ２，３に被着された絶縁体層１１上を通
って中心部から外部へ導出されている。
のインダクタ２，３は、アルミナ等からなる基板１０上
に蒸着やスパッタ等のフォトリソ技術を用いて薄膜形成
されている。なお、図１に示す回路素子のうち、第１お
よび第２のインダクタ２，３以外のコンデンサや抵抗お
よび配線パターンも基板１０上に薄膜形成され、増幅ト
ランジスタ１はベアチップをワイヤーボンディングする
ことによって基板１０上に実装されている。第１のイン
ダクタ２と第２のインダクタ３は基板１０の同一平面上
で所定間隔ｄ（５±０．２５μｍ）を保って同心円状に
電磁結合されており、それぞれの幅寸法は３０±０．０
２５μｍで、長さ寸法は発振部から出力される発振信号
の波長の約１／２に設定されている。また、第１および
第２のインダクタ２，３はそれぞれ引き出し部２ａ，３
ａを有し、図３に示すように、一方の引き出し部２ａは
第１のインダクタ２に中心部で接続され、第１および第
２のインダクタ２，３に被着された絶縁体層１１上を通
って中心部から外部へ導出されている。他方の引き出し
部３ａも同様に構成されており、この引き出し部３ａは
第２のインダクタ３に中心部で接続され、第１および第
２のインダクタ２，３に被着された絶縁体層１１上を通
って中心部から外部へ導出されている。
【００１３】このように構成された電圧制御発振器にお
いて、図示せぬ発振部から発振信号が不平衡で出力され
ると、この発振信号は直流阻止コンデンサ４を介して増
幅トランジスタ１のベースに入力され、増幅トランジス
タ１により増幅されてコレクタに出力される。次に、増
幅トランジスタ１のコレクタに出力された発振信号は第
１のインダクタ２に伝送され、第１のインダクタ２に電
磁結合されている第２のインダクタ３で同調結合された
後、第２のインダクタ３の両端の出力端子８，９に出力
される。ここで、第１のインダクタ２と第２のインダク
タ３の結合は等価的に見ると図４のような回路となり、
それぞれ両端間にキャパシタ成分を持つ第１のインダク
タ２と第２のインダクタ３とが電磁的に結合されたもの
となっている。つまり、キャパシタ成分を持つ第１のイ
ンダクタ２の両入力端に増幅トランジスタ１のコレクタ
とコレクタ電圧端子６が接続され、キャパシタ成分を持
つ第２のインダクタ３の両出力端が出力端子８，９とな
っているため、増幅トランジスタ１のコレクタに出力さ
れた発振信号は、第１および第２のインダクタ２，３間
で同調結合された後、位相が１８０°異なって第２のイ
ンダクタ３の両端の出力端子８，９に出力される。した
がって、両出力端子８，９を出力端とするこの電圧制御
発振器は、その後段に接続された混合器等の回路に発振
信号を平衡で出力する平衡型となっている。
いて、図示せぬ発振部から発振信号が不平衡で出力され
ると、この発振信号は直流阻止コンデンサ４を介して増
幅トランジスタ１のベースに入力され、増幅トランジス
タ１により増幅されてコレクタに出力される。次に、増
幅トランジスタ１のコレクタに出力された発振信号は第
１のインダクタ２に伝送され、第１のインダクタ２に電
磁結合されている第２のインダクタ３で同調結合された
後、第２のインダクタ３の両端の出力端子８，９に出力
される。ここで、第１のインダクタ２と第２のインダク
タ３の結合は等価的に見ると図４のような回路となり、
それぞれ両端間にキャパシタ成分を持つ第１のインダク
タ２と第２のインダクタ３とが電磁的に結合されたもの
となっている。つまり、キャパシタ成分を持つ第１のイ
ンダクタ２の両入力端に増幅トランジスタ１のコレクタ
とコレクタ電圧端子６が接続され、キャパシタ成分を持
つ第２のインダクタ３の両出力端が出力端子８，９とな
っているため、増幅トランジスタ１のコレクタに出力さ
れた発振信号は、第１および第２のインダクタ２，３間
で同調結合された後、位相が１８０°異なって第２のイ
ンダクタ３の両端の出力端子８，９に出力される。した
がって、両出力端子８，９を出力端とするこの電圧制御
発振器は、その後段に接続された混合器等の回路に発振
信号を平衡で出力する平衡型となっている。
【００１４】上記実施形態例に係る電子回路ユニットに
おいては、基板１０の同一平面上に薄膜形成した渦巻き
形状の第１および第２のインダクタ２，３が同心円状に
配置されて電磁結合しているため、これら第１および第
２のインダクタ２，３にコレクタ出力の同調回路部と不
平衡−平衡変換回路部の機能を持たせることができ、そ
れ故、電圧制御発振器の回路構成が著しく簡略化され、
電子回路ユニットの小型軽量化を実現することができ
る。また、第１および第２のインダクタ２，３の中心部
から外部に向けて引き出し部２ａ，３ａを導出し、これ
ら引き出し部２ａ，３ａと第１および第２のインダクタ
２，３との間に絶縁体層１１を介設したため、基板１０
にスルーホールを形成する必要がなくなり、引き出し部
２ａ，３ａを含む両インダクタ２，３や絶縁体層１１を
全て薄膜技術によって高精度に形成することができる。
おいては、基板１０の同一平面上に薄膜形成した渦巻き
形状の第１および第２のインダクタ２，３が同心円状に
配置されて電磁結合しているため、これら第１および第
２のインダクタ２，３にコレクタ出力の同調回路部と不
平衡−平衡変換回路部の機能を持たせることができ、そ
れ故、電圧制御発振器の回路構成が著しく簡略化され、
電子回路ユニットの小型軽量化を実現することができ
る。また、第１および第２のインダクタ２，３の中心部
から外部に向けて引き出し部２ａ，３ａを導出し、これ
ら引き出し部２ａ，３ａと第１および第２のインダクタ
２，３との間に絶縁体層１１を介設したため、基板１０
にスルーホールを形成する必要がなくなり、引き出し部
２ａ，３ａを含む両インダクタ２，３や絶縁体層１１を
全て薄膜技術によって高精度に形成することができる。
【００１５】なお、本発明の電子回路ユニットは、上記
実施形態例以外にも種々の変形例を採用することが可能
であり、例えば、上記実施形態例で説明した電圧制御発
振器と同様の回路構成を有する他の高周波デバイスに適
用できるのはいうまでもない。また、第１および第２の
インダクタ２，３を角形の渦巻き形状にする代わりに円
形の渦巻き形状にしてもよく、あるいは、第１および第
２のインダクタ２，３と絶縁体層１１および引き出し部
２ａ，３ａの積層順を変更し、基板１０上に引き出し部
２ａ，３ａを薄膜形成した後、これら引き出し部２ａ，
３ａの上に絶縁体層１１と渦巻き形状の第１および第２
のインダクタ２，３を順次薄膜形成してもよい。
実施形態例以外にも種々の変形例を採用することが可能
であり、例えば、上記実施形態例で説明した電圧制御発
振器と同様の回路構成を有する他の高周波デバイスに適
用できるのはいうまでもない。また、第１および第２の
インダクタ２，３を角形の渦巻き形状にする代わりに円
形の渦巻き形状にしてもよく、あるいは、第１および第
２のインダクタ２，３と絶縁体層１１および引き出し部
２ａ，３ａの積層順を変更し、基板１０上に引き出し部
２ａ，３ａを薄膜形成した後、これら引き出し部２ａ，
３ａの上に絶縁体層１１と渦巻き形状の第１および第２
のインダクタ２，３を順次薄膜形成してもよい。
【００１６】
【発明の効果】本発明は、以上説明したような形態で実
施され、以下に記載されるような効果を奏する。
施され、以下に記載されるような効果を奏する。
【００１７】基板の同一平面上に第１のインダクタと第
２のインダクタとをそれぞれ渦巻き形状に薄膜形成する
と共に、これら第１および第２のインダクタを同心円状
に配置して電磁的に結合させ、不平衡信号が入力される
増幅用トランジスタのコレクタに前記第１のインダクタ
を介して電源を供給し、第２のインダクタの両端から平
衡信号を出力するようしたので、第１および第２のイン
ダクタにコレクタ出力の同調回路部と不平衡−平衡変換
回路部の機能を持たせることができ、それ故、回路構成
が著しく簡略化されて電子回路ユニットの小型軽量化を
実現することができる。
２のインダクタとをそれぞれ渦巻き形状に薄膜形成する
と共に、これら第１および第２のインダクタを同心円状
に配置して電磁的に結合させ、不平衡信号が入力される
増幅用トランジスタのコレクタに前記第１のインダクタ
を介して電源を供給し、第２のインダクタの両端から平
衡信号を出力するようしたので、第１および第２のイン
ダクタにコレクタ出力の同調回路部と不平衡−平衡変換
回路部の機能を持たせることができ、それ故、回路構成
が著しく簡略化されて電子回路ユニットの小型軽量化を
実現することができる。
【図１】実施形態例入力係る電圧制御発振器の回路図で
ある。
ある。
【図２】該電圧制御発振器に備えられる不平衡−平衡変
換回路部の説明図である。
換回路部の説明図である。
【図３】該不平衡−平衡変換回路部の要部断面図であ
る。
る。
【図４】該不平衡−平衡変換回路部の等価回路図であ
る。
る。
【図５】従来の電圧制御発振器の回路図である。
１ 増幅トランジスタ ２ 第１のインダクタ ２ａ 引き出し部 ３ 第２のインダクタ ３ａ 引き出し部 ６ コレクタ電圧端子 ８，９ 出力端子 １０ 基板 １１ 絶縁体層
Claims (2)
- 【請求項１】 基板の同一平面上に第１のインダクタと
第２のインダクタをそれぞれ渦巻き形状に薄膜形成する
と共に、これら第１および第２のインダクタを同心円状
に配置して電磁的に結合させ、不平衡信号が入力される
増幅用トランジスタのコレクタに前記第１のインダクタ
を介して電源を供給し、前記第２のインダクタの両端か
ら平衡信号を出力することを特徴とする電子回路ユニッ
ト。 - 【請求項２】 請求項１の記載において、前記第１およ
び第２のインダクタの中心部から外部に向けて引き出し
部を導出し、これら引き出し部と前記第１および第２の
インダクタとの間に絶縁体層を介設したことを特徴とす
る電子回路ユニット。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001078858A JP2002280878A (ja) | 2001-03-19 | 2001-03-19 | 電子回路ユニット |
| TW091101910A TW567658B (en) | 2001-03-19 | 2002-02-04 | Electronic circuit unit |
| EP02251061A EP1244210A3 (en) | 2001-03-19 | 2002-02-16 | Electronic circuit unit |
| US10/099,302 US20020130721A1 (en) | 2001-03-19 | 2002-03-15 | Electronic circuit unit suitable for reduction in size and weight |
| CNB021075719A CN1173594C (zh) | 2001-03-19 | 2002-03-18 | 电子电路单元 |
| KR1020020014510A KR20020074410A (ko) | 2001-03-19 | 2002-03-18 | 전자회로유닛 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001078858A JP2002280878A (ja) | 2001-03-19 | 2001-03-19 | 電子回路ユニット |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002280878A true JP2002280878A (ja) | 2002-09-27 |
Family
ID=18935408
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001078858A Withdrawn JP2002280878A (ja) | 2001-03-19 | 2001-03-19 | 電子回路ユニット |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US20020130721A1 (ja) |
| EP (1) | EP1244210A3 (ja) |
| JP (1) | JP2002280878A (ja) |
| KR (1) | KR20020074410A (ja) |
| CN (1) | CN1173594C (ja) |
| TW (1) | TW567658B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016513364A (ja) * | 2013-02-08 | 2016-05-12 | クアルコム，インコーポレイテッド | 基板レス離散結合インダクタ構造体 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2911992A1 (fr) * | 2007-01-30 | 2008-08-01 | St Microelectronics Sa | Inductance multiniveaux |
| RU2537107C2 (ru) * | 2013-04-08 | 2014-12-27 | Федеральное государственное унитарное предприятие "Научно-производственное предприятие "Исток" (ФГУП "НПП "Исток") | Усилитель свч |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4841253A (en) * | 1987-04-15 | 1989-06-20 | Harris Corporation | Multiple spiral inductors for DC biasing of an amplifier |
| US5285179A (en) * | 1992-08-28 | 1994-02-08 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Double tuned circuit with balanced output and image trap |
| JPH11233285A (ja) * | 1998-02-18 | 1999-08-27 | Aibis:Kk | 調光制御装置 |
-
2001
- 2001-03-19 JP JP2001078858A patent/JP2002280878A/ja not_active Withdrawn
-
2002
- 2002-02-04 TW TW091101910A patent/TW567658B/zh active
- 2002-02-16 EP EP02251061A patent/EP1244210A3/en not_active Withdrawn
- 2002-03-15 US US10/099,302 patent/US20020130721A1/en not_active Abandoned
- 2002-03-18 KR KR1020020014510A patent/KR20020074410A/ko not_active Application Discontinuation
- 2002-03-18 CN CNB021075719A patent/CN1173594C/zh not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016513364A (ja) * | 2013-02-08 | 2016-05-12 | クアルコム，インコーポレイテッド | 基板レス離散結合インダクタ構造体 |
| US10115661B2 (en) | 2013-02-08 | 2018-10-30 | Qualcomm Incorporated | Substrate-less discrete coupled inductor structure |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1173594C (zh) | 2004-10-27 |
| EP1244210A3 (en) | 2003-09-10 |
| CN1376007A (zh) | 2002-10-23 |
| EP1244210A2 (en) | 2002-09-25 |
| TW567658B (en) | 2003-12-21 |
| KR20020074410A (ko) | 2002-09-30 |
| US20020130721A1 (en) | 2002-09-19 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20040513 |
|
| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20041217 |