JP2002257589A

JP2002257589A - 位置検出装置

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Publication number: JP2002257589A
Application number: JP2001054465A
Authority: JP
Inventors: Tomohito Takatsuka; 智史高塚
Original assignee: SG KK
Current assignee: SG KK
Priority date: 2001-02-28
Filing date: 2001-02-28
Publication date: 2002-09-11

Abstract

(57)【要約】【課題】アブソリュート出力を得る構成でありながら
低消費電流化を実現し、信頼性、耐環境性並びに耐ノイ
ズ性の向上や位置検出可能範囲の十分な拡大も実現する
こと。【解決手段】二線式規格の位置検出装置１は、センサ
ユニット内に可変磁気抵抗型のアブソリュート回転角度
検出装置により構成されたセンサ部２と、電源及び信号
処理用の変換回路４とを収納して成り、両者間は、長さ
を極力小さくした状態の信号線により接続される。変換
回路４は、センサ部２に交流励磁信号を与えるための発
振回路１８、その交流励磁信号とセンサ部２から出力さ
れる二次側電圧信号との位相差に応じた検出電圧Ｖｘを
発生する位相差測定回路１９と、その検出電圧Ｖｘを、
４〜２０ｍＡの範囲の電流データより成る位置検出信号
Ｉｐに変換して出力する電圧／電流変換回路２０などを
備えた構成となっている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、耐環境性及び対ノ
イズ性が要求される用途に好適する位置検出装置に関す
る。

【０００２】

【発明が解決しようとする課題】例えば、負荷の位置を
検出する位置検出装置からの出力をシーケンサなどのア
ナログ入力端子に電流信号として与えるようにした計装
システムを構築する場合、その電流信号の入力レベルを
４〜２０ｍＡに設定することが行われている。これは、
４〜２０ｍＡの電流規格がＪＩＳなどで明確になってい
るためにその導入が簡単で間違いが少ないというメリッ
ト、省配線化できて専用ケーブルが不要になるというメ
リット、低消費電流であって無駄な電力を消費しないと
いうメリット、断線検知が容易になるというメリットな
どがあり、結果的にユーザ側に実質的なコストダウンを
提供できるためである。

【０００３】上記のような位置検出装置においては、従
来より、負荷の位置に応じた変量の検出信号を発生する
センサユニットと、このセンサユニットからの検出信号
をそのレベルに比例した４〜２０ｍＡの範囲の電流信号
に変換する計測手段とを独立して設置することが行われ
ている。この場合、位置検出装置を二線式４〜２０ｍＡ
規格とした場合には、省配線化を実現できると共に、消
費電流が最大でも２０ｍＡであるため低消費電流化も図
ることができ、また、断線したことを確実に検出できる
など、多くのアドバンテージが得られる。これに対し
て、上記位置検出装置を三線式に構成した場合には、セ
ンサユニットの内部電気回路での消費電流と当該センサ
ユニットから出力する電流信号とを分離できるので、消
費電流が多いセンサ方式でも対応できるという利点があ
るものの、二線式４〜２０ｍＡ規格に構成した場合に得
られる上記のようなアドバンテージは期待できない。

【０００４】一方、前記位置検出装置において二線式４
〜２０ｍＡ規格をクリアするためには、センサユニット
の内部電気回路の消費電流を４ｍＡ未満に抑え、さらに
当該内部電気回路の動作電圧も比較的低いレベル（例え
ば１０Ｖ以下程度）に抑えなければならないので、適用
可能なセンサ方式が限られてくることになる。例えば、
このようなセンサ方式としては以下に述べるようなもの
が考えられる。

【０００５】即ち、ホール素子や磁気抵抗素子などの磁
気検出素子を利用した回転位置検出装置は、元々消費電
流が少ないという特性があるから、二線式４〜２０ｍＡ
規格の位置検出装置を構成しやすいが、出力特性のリニ
ア領域が検出範囲の中央部に限られるため、動作角度を
広く取ることが困難（最大で２４０°程度）になり、実
際に計装システムを構築する場合に実用不可能になる可
能性が高いという問題点があった。この場合、回転型差
動トランスなどような回転位置検出装置においても低消
費電流のものを実現可能であるが、上記問題点が同様に
存在する。

【０００６】また、一般的にパルスエンコーダと呼ばれ
る回転位置検出装置も、低消費電流という点では二線式
４〜２０ｍＡ規格を満足することが可能である。しか
し、このものでは、回転位置検出出力がアブソリュート
出力でないため、絶対位置の検出が要求される用途では
バッテリなどを搭載する必要があって、メンテナンス性
の悪化を招くという問題点がある。中でも、光学式のも
のでは、振動・粉塵・湿度などの影響を受けやすいとい
う事情があり、しかも、二線式４〜２０ｍＡ規格を満足
するには光源の消費電流を２ｍＡ程度以下に抑制する必
要があるため、経年劣化により十分な投光量が得られる
なくなる可能性があり、信頼性の低下を招く恐れが高い
という問題点もあった。

【０００７】一方、例えばシンクロやレゾルバ或いはこ
れに類する方式のセンサは、原理的に１回転（３６０
°）の全範囲に渡ってリニアな出力特性が得られるため
動作範囲を最大限に取ることができ、また、アブソリュ
ート動作を行うものであると共に耐環境性も優れている
という利点がある。しかし、この種の方式のセンサは、
その歴史上、交流の比較的大きい電力を供給して耐ノイ
ズ性を確保するという技術思想で発展してきたため、数
ｍＡ程度で動作させるという発想は元々存在しなかっ
た。例えば、上記センサ方式において出力変換のために
用いられるＲ／Ｄ（レゾルバ／デジタル）コンバータの
一般的な電源仕様は、現在において低消費電流タイプで
も±１２Ｖ・１００ｍＡ程度であり、このため、余分な
回路構成を除去した場合でも二線式４〜２０ｍＡ規格を
実現することが困難である。

【０００８】本発明は、上記事情、並びに近年において
はアナログＩＣ技術の飛躍的な発展により低電圧動作
（５Ｖ以下）・低消費電流（１００μＡ以下）でありな
がらシンクロやレゾルバ或いはこれに類する方式のセン
サの動作周波数帯域（１〜１０ｋＨｚ）において動作が
非常に安定し且つ高精度なＩＣチップが入手可能になっ
てきたことに鑑みてなされたものであり、その目的は、
アブソリュート出力を得る構成でありながら低消費電流
化を実現できると共に、信頼性、耐環境性並びに耐ノイ
ズ性の向上や位置検出可能範囲の十分な拡大も実現でき
るなどの数々の効果を奏する位置検出装置を提供するこ
とにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に請求項１に記載した手段を採用できる。この手段によ
れば、位相差測定機能を有した計測手段を含んで成る変
換回路は、センサユニットを構成する一次コイルに交流
励磁電流を供給するための電源回路と共に、低電圧動作
・低消費電流のアナログＩＣを利用して構成可能である
から、装置全体の低消費電流化を実現できることにな
る。この結果、三線式規格のシステム構成の他に、二線
式規格として省配線化や断線検出の確実化などを図るシ
ステム構成を任意に採用できるなど、実際に計装システ
ムなどに組み込む場合において、その汎用性を高め得る
ようになる。また、上記センサユニットは、その動作原
理上、出力特性のリニア領域が広範囲に渡るため、位置
検出可能範囲を十分に拡大可能となる。しかも、センサ
ユニットは、その動作原理上、信号出力部分を非接触構
造とすることも可能であるから、メンテナンスフリーを
実現できると共に、長寿命化及び耐環境性の向上も実現
できるようになる。上記センサユニットは、その二次コ
イル側から、基準位置からの変位量に応じた角度だけ位
相シフトした電圧信号、つまりアブソリュート信号を出
力する構成であるから、絶対位置の検出が要求される用
途にパルスエンコーダを使用する従来構成のようにバッ
テリを搭載するなどの必要がなくなり、メンテナンス性
の悪化を招くことがなくなる。

【００１０】この場合、上述のような低電流化に伴い、
変換回路とセンサユニットとの間を接続する信号線に重
畳するノイズによる悪影響が懸念されるが、当該変換回
路及びセンサユニットが一体化されていると共に、変換
回路とセンサユニットとの間を接続するための信号線の
長さが極力小さくされているから、その信号線に対する
ノイズ重畳量を極限まで抑制できるようになり、結果的
に耐ノイズ性の向上も同時に実現できるようになる。ま
た、仮に、変換回路とセンサユニットとの間を接続する
信号線にノイズが重畳して当該センサユニットの二次コ
イル側から出力される電圧信号が一旦変動した場合で
も、その電圧信号はアブソリュート信号であるからノイ
ズの消失後に元の状態に戻るようになる。従って、この
面からも耐ノイズ性を高め得るようになる。さらに、変
換回路がセンサユニットに組み込まれた形態となるか
ら、専用の変換器を別途に設ける必要がなくなり、省ス
ペース化も実現できる。

【００１１】請求項２記載の手段によれば、変換回路か
ら出力される位置検出信号がＪＩＳなどで明確化された
４〜２０ｍＡの範囲の電流データであるから、当該位置
検出信号が与えられる外部回路として既存のシーケンサ
などをそのまま利用できるなど、ユーザ側で大きなメリ
ットを享受できるようになる。

【００１２】請求項３記載の手段のように二線式に構成
した場合には、前述した低消費電流化などのメリットの
他に、省配線化や信号線の断線検知の確実化なども同時
に図ることができる。

【００１３】請求項４及び５記載の各手段のように三線
式に構成した場合には、内部回路要素での消費電流につ
いての自由度が高まるようになるから、製品仕様の多様
化を実現できるようになる。

【００１４】請求項６記載の手段によれば、スイッチン
グ出力を発生する位置検出装置を容易に実現できるもの
であり、この位置検出装置にあっても、耐ノイズ性及び
耐環境性の向上や長寿命化並びに位置検出可能範囲の十
分な拡大などを前述同様に実現できる。

【００１５】請求項７記載の手段によれば、比較手段に
設定される基準データをユーザー側調整することによ
り、スイッチング出力の発生タイミングを任意に変更で
きるという利点があり、実際に計測システムなどに組み
込む場合に有用となる。

【００１６】

【発明の実施の形態】（第１の実施の形態）以下、本発
明の第１実施例について図１ないし図６を参照しながら
説明する。図４には本実施例による位置検出装置を備え
た計装システムの概念構成が簡略に示されている。この
図４において、位置検出装置１は、センサ部２を備えた
センサユニット３内に変換回路４を収納した構成とされ
ており、シーケンサなどの受信回路５側の電源端子＋Ｖ
に接続される入力端子１ａと、変換回路４から電流デー
タとして出力される位置検出信号Ｉｐを当該受信回路５
へ出力するための出力端子１ｂとを備えた二線式規格と
されている。尚、センサ部２と変換回路４との間は後述
する信号線１５によって互いに接続されている。この場
合、受信回路５側には、上記位置検出信号Ｉｐを電圧値
に変換する抵抗５ａが設けられており、その抵抗５ａの
両端電圧を測定した結果を所定の制御動作に必要な位置
データとして利用する構成となっている。

【００１７】図５には上記位置検出装置１の断面構造が
概略的に示され、図６には当該位置検出装置１の要部の
配置構造例が模式的に示されている。図５において、位
置検出装置１のセンサユニット３は、例えば特公昭６２
−５８４４５号公報に記載されている可変磁気抵抗型の
アブソリュート回転角度検出装置（アブソコーダ（登録
商標名）として市販）と同等構造のものであり、以下の
ような構成となっている。

【００１８】即ち、センサユニット３は、底部に軸受ブ
ラケット６ａを備えた円筒状ケース６内に、例えば４個
の極（図６参照）を円周方向に持つステータ７を配置す
ると共に、このステータ７による界磁空間内に偏心ロー
タ８（本発明でいうコアに相当）を配置した構成となっ
ている。また、偏心ロータ８を貫通する検出軸９は、外
部に突出された先端側が前記軸受ブラケット６ａに軸受
１０を介して支持され、基端側がケース６内に固定され
た支持具６ｂに軸受１１を介して支持されており、特に
先端側にはオイルシール１２が設けられる。

【００１９】上記ステータ７には、図６に示すように、
９０°ピッチで配置された４個の極に各１個ずつの一次
コイル１３ａ〜１３ｄを巻回すると共に、相対する各極
の一次コイル１３ａ・１３ｃ及び１３ｂ・１３ｄがそれ
ぞれ逆相直列接続となるように構成する。この場合、直
列接続された一次コイル１３ａ・１３ｃの両端及び同じ
く直列接続された一次コイル１３ｂ・１３ｄの両端に
は、互いに位相が９０°異なる状態の交流励磁信号を印
加するものであり、ここでは、交流励磁信号として正弦
波信号Ｉsin ωｔ及び余弦波信号Ｉcos ωｔをそれぞれ
印加する例を示している（Ｉは交流励磁信号の振幅）。
また、ステータ７の各極には、それぞれに誘起される電
圧を取り出すために各１個ずつの二次コイル１４ａ〜１
４ｄが巻回されて直列に接続される。この場合、二次コ
イル１４ａ・１４ｃと二次コイル１４ｂ・１４ｄとは互
いに逆相に接続される。尚、前記センサ部２は、上記ス
テータ７、偏心ロータ８、検出軸９、一次コイル１３ａ
〜１３ｄ及び二次コイル１４ａ〜１４ｄにより構成され
るものである。

【００２０】このように構成されたセンサユニット３に
おいては、一次コイル１３ａ〜１３ｄに前述した交流励
磁信号（Ｉsin ωｔ、Ｉcos ωｔ）が印加された状態で
は、直列接続された二次コイル１４ａ〜１４ｄの両端
に、偏心ロータ８ひいては検出軸９の回転位置に応じた
位相変調信号Ｅ（＝Ｋsin(ωｔ−θ) ）が本発明でいう
電圧信号として誘起されるものである（Ｋ＝ｋＩ、ｋは
比例定数）。つまり、この位相変調信号Ｅは、交流励磁
信号Ｉsin ωｔに対し検出軸９の基準位置からの変位量
（回転角度）θだけ位相シフトした信号となるものであ
り、これにより当該位相変調信号Ｅを、検出軸９の回転
角度を示すアブソリュート位置信号として利用できるこ
とになる。

【００２１】図５に翻って、センサユニット３のケース
６内には前記変換回路４が収納されるものであり、この
とき変換回路４とセンサユニット３との間を接続するた
めの信号線１５の長さが極力小さくなるように構成され
る。尚、上記変換回路４は、例えばエポキシ樹脂のよう
な耐熱性樹脂をコーティングしたり、或いは容器内に収
納した状態でシリコーン樹脂などをポッティングするな
どして、その耐環境性が高められた状態とされる。ま
た、ケース６における開口端面は、カバー１６により閉
鎖される。

【００２２】図１には、変換回路４の回路構成がセンサ
部２の実体的構成と共に示され、図２には、図１中の各
部の出力波形が示されている。図１において、変換回路
４は、電源回路１７、発振回路１８、位相差測定回路１
９（本発明でいう計測手段に相当）、電圧／電流変換回
路２０（本発明でいう電流出力回路に相当）により構成
されている。

【００２３】電源回路１７は、入力端子１ａを通じて電
源電流が供給されるようになっており、前記発振回路１
８、位相差測定回路１９、電圧／電流変換回路２０に対
し電源端子＋Ｖccを通じて安定化電源電圧を与える。発
振回路１８は、例えば１ｋ〜１０ｋＨｚ程度の周波数と
された正弦波信号Ｉsin ωｔ（図２（ａ）参照）及び余
弦波信号Ｉcos ωｔ（図２（ｂ）参照）を生成するため
のものであり、正弦波信号Ｉsin ωｔをセンサ部２の一
次コイル１３ａ・１３ｃ（図６参照）の直列回路に与
え、余弦波信号Ｉcos ωｔをセンサ部２の一次コイル１
３ｂ・１３ｄ（図６参照）の直列回路に与える。

【００２４】位相差測定回路１９は、以下のような構成
となっている。即ち、ゼロクロスコンパレータ２１は、
発振回路１８からの前記正弦波信号Ｉsin ωｔをそのゼ
ロクロス点に同期して波形整形した方形波信号Ｓ１（図
２（ｃ）参照）を出力する。差動増幅回路２２は、セン
サ部２の二次コイル１４ａ〜１４ｄの直列回路の両端に
現れる位相変調信号Ｅ（＝Ｋsin(ωｔ−θ) ）を差動増
幅した電圧信号Ｓｄ（図２（ｄ）参照）をゼロクロスコ
ンパレータ２３に与える。このゼロクロスコンパレータ
２３は、上記電圧信号Ｓｄをそのゼロクロス点に同期し
て波形整形した方形波信号Ｓ２（図２（ｅ）参照）を出
力する。

【００２５】ワンショットマルチバイブレータ２４は、
前記方形波信号Ｓ２の立上がりに同期して比較的短いパ
ルス幅のトリガパルスＰｔ（図２（ｆ）参照）を出力す
る。ランプ波形発生回路２５は、前記方形波信号Ｓ１の
立上がり毎に初期電圧レベル（＝０Ｖ）から一定の割合
で上昇するランプ信号Ｓｒ（図２（ｇ）参照）を出力す
る。

【００２６】サンプルホールド回路２６は、前記トリガ
パルスＰｔの出力期間にオンされる例えば半導体スイッ
チング素子より成るスイッチ要素２６ａと、このスイッ
チ要素２６ａのオン期間に前記ランプ信号Ｓｒの電圧レ
ベルまで充電されるコンデンサ２６ｂと、このコンデン
サ２６ｂの端子電圧を、前記正弦波信号Ｉsin ωｔ及び
位相変調信号Ｅ（＝Ｋsin(ωｔ−θ) ）の位相差θに比
例した検出電圧Ｖｘ（図２（ｈ）参照：本発明でいう位
相差データに相当）として出力するバッファ回路２６ｃ
とを備えた構成となっている。尚、上記検出電圧Ｖｘ
は、トリガパルスＰｔの出力タイミング毎、つまり発振
回路１８の動作周波数（１ｋ〜１０ｋＨｚ）に同期して
最新の値に更新されるため、検出電圧Ｖｘの応答性は非
常に早くなる。

【００２７】また、この場合において、ゼロクロスコン
パレータ２１及び２３から出力される方形波信号Ｓ１及
びＳ２（図２（ｃ）（ｅ）参照）を利用して、検出軸９
の回転角度に比例してデューティ比が０〜１００％に変
化する方形波信号を作成し、これをローパスフィルタに
より平均化して上記検出電圧Ｖｘと同等の検出電圧を得
る方式も可能である。この方式によれば回路構成を簡単
化できるが、出力電圧のリップルの抑制のために、フィ
ルタ時定数を交流励磁信号の周期より大きく設定する必
要があるので、応答が遅くなる点を甘受しなければなら
ない。

【００２８】一方、電圧／電流変換回路２０は、上記位
相差測定回路１９からの検出電圧Ｖｘをこれに比例した
電流信号に変換する機能を備えたもので、当該検出電圧
Ｖｘを、４〜２０ｍＡの範囲の電流データより成る位置
検出信号Ｉｐに変換して出力するものであり、その位置
検出信号Ｉｐは、出力端子１ｂから前記信号線１５（図
４、図５参照）を通じて出力される。尚、この位置検出
信号Ｉｐは、検出軸９の絶対的な回転角度を示すアブソ
リュート位置信号である。

【００２９】また、上記実施例では、一次コイル１３ａ
・１３ｃ及び１３ｂ・１３ｄに対し、図２（ａ）、
（ｂ）に示すような正弦波信号及び余弦波信号をそれぞ
れ印加する構成としたが、発振回路１８の構成を簡単化
するために、一次コイル１３ａ・１３ｃに対し、図３
（ａ）に示すような方形波交流信号Ｓａを交流励磁信号
として印加し、一次コイル１３ｂ・１３ｄに対し、上記
方形波交流信号Ｓａと位相が９０°異なる方形波交流信
号を交流励磁信号として印加する構成としても良い。但
し、このような交流励磁信号を印加する構成とした場合
には、二次コイル１４ａ〜１４ｄからの出力に高調波が
含まれるため、例えば差動増幅器２２の後段に遮断特性
が急峻なローパスフィルタを挿入して出力信号の直線性
の悪化を抑止する必要が出てくる。この場合、図３
（ｂ）に示すような方形波交流信号Ｓｂ及びこれと位相
が９０°異なる方形波交流信号を印加する構成とすれ
ば、出力に現れる第３次高調波成分が原理的にゼロにな
ることが知られているので、上記ローパスフィルタの遮
断特性を比較的緩やかにできる。尚、上記方形波交流信
号Ｓｂの波形を、図３（ｂ）に示すように、その立上が
り及び立ち下がりの各期間と、基準レベルにある期間と
の時間比率が２：１となるような状態とした場合には、
第３次高調波成分が大幅に低減できることが知られてい
るから、実際にはこのような波形とすることが望まし
い。

【００３０】上記した本実施例の構成によれば、検出軸
９の基準位置からの変位量（回転角度）を示す位相差θ
を測定する機能を有した位置測定回路１９の他に、発振
回路１８及び電圧／電流変換回路２０などを含んで成る
変換回路４は、特殊な回路要素を全く必要としない構成
であって、近年のアナログＩＣ技術によれば低電圧動作
・低消費電流のアナログＩＣを利用して構成可能である
から、位置検出装置１全体の低消費電流化を実現できる
ことになる。

【００３１】この場合、上記電圧／電流変換回路２０か
ら出力される位置検出信号Ｉｐは、ＪＩＳなどで明確化
された４〜２０ｍＡの範囲の電流データであるから、当
該位置検出信号Ｉｐが与えられる受信回路５として既存
のシーケンサなどをそのまま利用できるなど、ユーザ側
で大きなメリットを享受できるようになる。また、二線
式規格となっているから、前述した低消費電流化などの
メリットの他に、省配線化や信号線の断線検知の確実化
なども同時に図ることができる。

【００３２】また、センサユニット３は、可変磁気抵抗
型のアブソリュート回転角度検出装置と同等の構造のも
のであるから、その動作原理上、出力特性のリニア領域
が広範囲（ほぼ３６０°）に渡るため、位置検出可能範
囲を十分に拡大可能となる。しかも、センサユニット３
のセンサ部２はその信号出力部分が非接触構造となって
いるから、メンテナンスフリーを実現できると共に、長
寿命化及び耐環境性の向上も実現できるようになる。さ
らに、センサユニット３は、検出軸９の回転角度を示す
位置検出信号Ｉｐをアブソリュート位置信号として出力
する構成であるから、絶対位置の検出が要求される用途
にパルスエンコーダを使用する従来構成のようにバッテ
リを搭載するなどの必要がなくなり、メンテナンス性の
悪化を招くことがなくなる。

【００３３】上述のような低電流化に伴い、センサユニ
ット３と変換回路４との間を接続する信号線１５に重畳
するノイズによる悪影響が懸念されるが、当該変換回路
４はセンサユニット３と一体化されて両者間を接続する
ための信号線１５の長さが極力小さくされているから、
その信号線１５に対するノイズ重畳量を極限まで抑制で
きるようになり、結果的に耐ノイズ性の向上も同時に実
現できるようになる。また、仮に、上記信号線１５にノ
イズが重畳してセンサユニット３から出力される位相変
調信号Ｅ（＝Ｋsin(ωｔ−θ) ）が一旦変動した場合で
も、その位相変調信号Ｅはアブソリュート信号であるか
らノイズの消失後に元の状態に戻るようになる。従っ
て、この面からも耐ノイズ性を高め得るようになる。さ
らに、変換回路４がセンサユニット３に組み込まれた形
態となるから、専用の変換器を別途に設ける必要がなく
なり、省スペース化も実現できる。

【００３４】（第２の実施の形態）図７には本発明の第
２実施例が示されており、以下、これについて前記第１
実施例と異なる部分のみ説明する。即ち、図７は第１実
施例における図４に相当するもので、位置検出装置１
は、受信回路５側の電源端子＋Ｖ及びグランド端子に接
続された入力端子１ａ及び１ｃと、変換回路４から電流
データとして出力される位置検出信号Ｉｐを当該受信回
路５へ出力するための出力端子１ｂとを備えた三線式規
格とされている。この場合、受信回路５側に、上記位置
検出信号Ｉｐを電圧値に変換する抵抗５ａが設けられる
のは第１実施例と同様である。

【００３５】このように、位置検出装置１を三線式に構
成した場合には、変換回路４を含む内部回路要素での消
費電流についての自由度が高まるようになるから、例え
ば変換回路４以外の位置検出信号出力手段を追加して設
け得るなど、製品仕様の多様化を実現できるようにな
る。

【００３６】（第３の実施の形態）図８には本発明の第
３実施例が示されており、以下これについて前記第１実
施例と異なる部分のみ説明する。即ち、この第３実施例
は、位置検出装置１に対して、前記第２実施例と同様に
電源用の端子１ｃを追加すると共に、この他に、変換回
路４の位相差測定回路１９から出力される検出電圧Ｖｘ
を利用してスイッチング信号出力を得るための回路構成
及び端子を追加した点に特徴を有する。

【００３７】図８において、位相差測定回路１９からの
検出電圧Ｖｘは、コンパレータ２７及び２８（本発明で
いう比較手段に相当）の各反転入力端子（−）に与えら
れる。基準電圧発生回路２９及び３０は、それぞれに設
けられた可変抵抗２９ａ及び３０ａによりユーザ側にお
いて任意に調整可能な基準電圧Ｖref1及びＶref2を出力
する構成となっており、当該基準電圧Ｖref1及びＶref2
をコンパレータ２７及び２８の各非反転入力端子（＋）
に与える。尚、この実施例では、０＜Ｖref1＜Ｖref2の
関係に設定されているものとする。また、各コンパレー
タ２７及び２８には、必要に応じてチャタリング防止用
のヒステリシスが付与される。

【００３８】フォトカプラ３１（本発明でいうスイッチ
ング回路に相当）の発光ダイオード３１ａは、アノード
が抵抗３２を介して電源端子＋Ｖccに接続され、カソー
ドがコンパレータ２７の出力端子に接続される。フォト
カプラ３３（スイッチング回路に相当）の発光ダイオー
ド３３ａは、アノードが抵抗３４を介して電源端子＋Ｖ
ccに接続され、カソードがコンパレータ２８の出力端子
に接続される。また、フォトカプラ３１のフォトトラン
ジスタ３１ｂは、コレクタ及びエミッタがそれぞれ第１
のスイッチング出力端子３５ａ、３５ｂに接続され、フ
ォトカプラ３３のフォトトランジスタ３３ｂは、コレク
タ及びエミッタがそれぞれ第２のスイッチング出力端子
３６ａ、３６ｂに接続される。

【００３９】このような構成において、検出電圧Ｖｘが
ゼロレベルの状態時には、コンパレータ２７及び２８の
出力がハイレベルであるため発光ダイオード３１ａ及び
３３ａが消灯されており、フォトトランジスタ３１ｂ及
び３３ｂはオフされている。この状態から検出電圧Ｖｘ
のレベルが基準電圧Ｖref1以上に上昇すると、コンパレ
ータ２７の出力がローレベルに反転して発光ダイオード
３１ａが点灯されるため、フォトトランジスタ３１ｂが
オンされて第１のスイッチング出力端子３５ａ及び３５
ｂ間からスイッチング信号が出力される。また、検出電
圧Ｖｘがさらに上昇して基準電圧Ｖref2以上になると、
コンパレータ２８の出力がローレベルに反転して発光ダ
イオード３３ａが点灯されるため、フォトトランジスタ
３３ｂがオンされて第２のスイッチング出力端子３６ａ
及び３６ｂ間からスイッチング信号が出力される。

【００４０】従って、本実施例によれば、検出電圧Ｖｘ
により示される検出軸９の回転位置が、基準電圧Ｖref1
及びＶref2に対応した２段階の位置（例えば下限位置及
び上限位置）になる毎にスイッチング信号が得られるも
のであり、実際に計測システムなどに組み込む場合にお
いて、周辺システム機器の保護を確実に行い得るなど、
実用上において非常に便利になる。また、スイッチング
信号がアブソリュート信号に基づくものであるため、位
置検出要素としてパルスエンコーダを用いる場合とは違
って当該スイッチング信号の出力タイミングなどについ
ての信頼性が高くなるという利点も出てくる。しかも、
専用の変換器や専用の低ノイズシールドケーブルが不要
となるから構成の複雑化を来たすことがなくなる。ま
た、上記基準電圧Ｖref1及びＶref2のレベルをユーザ側
で任意に設定できる構成となっているから、検出位置
（つまり、各スイッチング信号の発生タイミング）を必
要に応じて変更する調整が可能となり、実際に計測シス
テムなどに組み込む場合の利便性がさらに増大する。勿
論、本実施例による位置検出装置１にあっても、可変磁
気抵抗型のアブソリュート回転角度検出装置と同等構造
のセンサユニットを使用しているから、耐ノイズ性及び
耐環境性の向上や長寿命化並びに位置検出可能範囲の十
分な拡大などを前記第１実施例と同様に実現できる。

【００４１】尚、この実施例では、スイッチング回路と
して絶縁インタフェースであるフォトカプラ３１、３３
を利用する構成としたが、相当機能を有したメカニカル
リレーなどに置き換えることが可能である。また、ノイ
ズやインタフェース上の問題がない場合は、絶縁されて
いないトランジスタ出力などでも良い。コンパレータ及
びフォトカプラの組み合わせは３組以上あっても良く、
また１組であっても良い。また、４〜２０ｍＡ規格の位
置検出信号Ｉｐを出力するための電圧／電流変換回路２
０は必要に応じて設ければ良い。さらに、コンパレータ
２７、２８からの出力に対し適宜な論理演算（ＡＮＤ演
算、ＯＲ演算など）を加えてスイッチング信号を出力す
る構成も可能であり、これにより、例えば一つのスイッ
チング出力がオン・オフを繰り返すという仕様も実現で
きるようになる。

【００４２】（第４の実施の形態）図９には本発明の第
４実施例が示されており、以下これについて前記第１実
施例と異なる部分のみ説明する。この第４実施例は、前
記第１実施例における回転角度検出用のセンサユニット
３に代えて、直線変位検出用のセンサユニット３７（可
変磁気抵抗型のアブソリュート直線変位検出装置と同等
構造のもの）を設けた点に特徴を有する。この場合、セ
ンサユニット３７に交流励磁信号を与えると共に、その
交流励磁信号とセンサユニット３７による二次側電圧信
号の位相差を測定するための手段は、第１実施例におけ
る変換回路４をそのまま使用できる。

【００４３】また、上記センサユニット３７の具体的な
構成は、例えば実公平１−２５２８６号公報に記載され
ているから詳細な説明は省略するが、概略以下のような
構造となっている。即ち、軸方向に直線移動するスリー
ブ状の検出軸３８内に複数個の磁性体製コア３９を所定
ピッチで配置すると共に、検出軸３８が貫通するケース
４０内に、当該検出軸３８を包囲するようにして一次コ
イル４１及び二次コイル４２を配置する構成となってい
る。そして、ケース４０の外側面には、アタッチメント
ケース４３が取り付けられており、このケース４３内に
変換回路４が収納され、この変換回路４とセンサユニッ
ト３７との間が信号線１５（一部のみ図示）により接続
される。

【００４４】このような構成とした本実施例においても
前記第１実施例と同様の効果を奏することができる。但
し、センサユニット３７は、１ピッチ（図９中に“Ｐ”
で示す）が電気的な１周期となって、これを越えると同
一の検出動作を繰り返すので、アブソリュート範囲はこ
の１周期のみに限定されることになる。

【００４５】（その他の実施の形態）前記第１実施例に
おけるセンサユニット３において、本発明の第５実施例
を示す図１０のような形状のロータ８′及びステータ
７′を設けた構成とすると、検出軸９が１回転する間に
電気的には複数サイクル動作するという所謂バーニア動
作となる。この例では、検出軸９が１回転するのに応じ
て電気的に１０サイクル動作する。従って、アブソリュ
ート出力が得られる範囲は１／１０回転領域だけとなる
が、第１実施例の場合に比べて検出軸９から見た出力信
号の直線性が約１０倍向上するので、微小な角度範囲を
精度良く検出する用途に非常に有効となる。

【００４６】一方、回転角度を検出するための位置検出
装置において、検出軸の複数回転領域でアブソリュート
出力を得るためには、例えば検出軸に減速ギアを追加す
れば良い。しかし、アブソリュート出力が得られる回転
領域を広くするためには減速比を大きく設定しなければ
ならないため、結果的にギア点数が増えて装置全体の大
型化を招くことになる。また、ギア点数が増えるとバッ
クラッシュや組立精度の問題などが出てくるため、現実
的には、減速ギアを利用してアブソリュート出力が可能
となるのは１０回転程度の領域までに限定されることに
なる。

【００４７】これに対して、本発明の第６実施例を示す
図１１のように、センサユニット３′のための分割ケー
ス６′内に二つのセンサ部２及び２′を設けて、それら
の検出軸９（主軸）及び検出軸９′（副軸）をギア比が
例えば３１：３２に設定された歯車機構４３にて連結し
た構成とした場合には、ギア点数を増やすことなく広い
回転範囲でアブソリュート出力を得ることができる。こ
の場合、ケース６′内に収納され、その収納状態でセン
サユニット３′と信号線１５、１５′を介して接続され
た変換回路４′は、図１２のような回路構成とされる。
この変換回路４′は、基本的には前記図１に示した変換
回路４に類似しており、容易に実現可能である。

【００４８】具体的には、図１２において、変換回路
４′は以下のような構成となっている。即ち、発振回路
１８は、正弦波信号Ｉsin ωｔをセンサ部２及び２′の
各一次コイル１３ａ・１３ｃ（図６参照）の直列回路に
与え、余弦波信号Ｉcos ωｔをセンサ部２及び２′の各
の一次コイル１３ｂ・１３ｄ（図６参照）の直列回路に
与えるように構成される。センサ部２の二次コイル１４
ａ〜１４ｄ（図６参照）の直列回路の両端に現れる位相
変調信号Ｅは、差動増幅回路４４により差動増幅されて
ゼロクロスコンパレータ２１に与えられる。センサ部
２′の二次コイル１４ａ〜１４ｄの直列回路の両端に現
れる位相変調信号Ｅ′は、差動増幅回路４５により差動
増幅されてゼロクロスコンパレータ２３に与えられる。

【００４９】このような構成によれば、ゼロクロスコン
パレータ２１及び２３からそれぞれ出力される各方形波
信号の位相差と、検出軸９（主軸）の回転数との関係は
図１３のようになる。つまり、検出軸９が３２回転する
のに応じて電気的な信号は１周期分だけ変化することに
なり、当該検出軸９が３２回転する領域においてアブソ
リュート出力が得られることが分かる。

【００５０】このような第６実施例の構成によれば、歯
車機構４３に必要なギアが最低数で済んで組立精度を向
上できると共に、バックラッシュの問題も最低限に抑制
でき、また回転数が多い構成とするほどサイズメリット
が出てくる。尚、アブソリュート出力が得られる回転数
範囲を広い状態に設定するためには、歯車機構４３に必
要な歯車が大形化するという事情があり、例えば、歯車
機構４３のギア比を３１：３２に設定する場合には、１
個の歯車の直径は少なくとも１５mm程度必要になる。こ
のことから実用的サイズを考慮すると、１００回転程度
までアブソリュート出力が得られる状態とするのが実用
限度となるが、これでも減速ギアを追加する前述の構成
に比べて十分な優位性を維持できる。

【００５１】一方、上記図１１のような回転型センサユ
ニット３′の原理を図９に示すような直線変位検出装置
に適用した構成例として、本発明の第７実施例を示す図
１４のようなセンサユニット３７′が知られている。

【００５２】上記センサユニット３７′の具体的な構成
は、例えば特公平６−３５９３３号公報に記載されてい
るから詳細な説明は省略するが、概略以下のような構造
となっている。即ち、軸方向に直線移動するスリーブ状
の検出軸４６Ａ、４６Ｂ内に複数個ずつの磁性体製コア
４７Ａ、４７Ｂを互いに異なった所定ピッチで配置する
と共に、それら検出軸４６Ａ、４６Ｂを連結部材４８に
より連結している。また、検出軸４６Ａ、４６Ｂがそれ
ぞれ貫通するケース４９Ａ、４９Ｂ内に、当該検出軸４
６Ａ、４６Ｂをそれぞれ包囲するようにして一次コイル
５０Ａ、５０Ｂ及び二次コイル５１Ａ、５１Ｂを配置す
る構成となっている。そして、例えばケース４９Ｂの外
側面には、アタッチメントケース４３が取り付けられて
おり、このケース４３内に変換回路４が収納され、この
変換回路４とセンサユニット３７′との間が信号線１５
により接続される。

【００５３】このような構成によれば、図９の例では１
ピッチ分しかアブソリュート範囲がなかったものが複数
ピッチに渡ってアブソリュート出力が得られるようにな
る。しかも、図１１の例のように歯車機構が不要になる
ので、バックラッシュもなくなるという利点がある。

【００５４】図７に示す第２実施例のように三線式規格
とする場合において、変換回路４内の電圧／電流変換回
路２０（図１参照）を除去して位相差測定回路１９から
の検出電圧Ｖｘを出力端子１ｂから出力する構成とし、
以て当該出力端子１ｂ及び１ｃ間から受信回路５へ当該
出力端子１ｃを基準電位とした電圧信号より成る位置検
出信号を出力する構成としても良い。尚、出力端子１ａ
を基準電位とした電圧信号を出力する構成も可能であ
る。

【００５５】本発明では、「一次コイル及び二次コイル
並びにこれらコイルに対し相対変位可能なコアを有し、
前記一次コイルに交流励磁信号を印加した状態で、当該
交流励磁信号に対し前記コアの基準位置からの変位量に
応じた角度だけ位相シフトした電圧信号を前記二次コイ
ル側から発生するセンサユニット」を設けることが前提
構成となっている。ここで、「電圧信号を二次コイル側
から発生する」という概念は、上記した各実施例のよう
に二次コイルから電圧信号を直接的に出力する構成は勿
論のこと、その二次コイルに接続された信号処理回路か
ら、コアの基準位置からの変位量を示す電圧信号を出力
するという構成も含むものである。

【００５６】具体的には、例えば図１５に示すように、
一次コイル５２ａ、５２ｂ、コア５３、二次コイル５４
ａ、５４ｂを備えたレゾルバなどのようなセンサにおい
て所謂２相励磁２相出力の回路構成とする場合に、その
二次コイル５４ａ、５４ｂから増幅器５５ａ、５５ｂを
介して出力される電圧信号をアナログ処理またはデジタ
ル処理することによりコアの基準位置からの変位量を示
す電圧信号を発生する演算回路５６を信号処理回路とし
て設けてセンサユニット５７を構成する例も本発明の技
術範囲に属するものである。また、例えば図１６に示す
ように、一次コイル５８、コア５９、二次コイル６０
ａ、６０ｂを備えたレゾルバなどのようなセンサにおい
て所謂１相励磁２相出力の回路構成とする場合に、その
二次コイル６０ａ、６０ｂから増幅器６１ａ、６１ｂを
介して出力される電圧信号をアナログ処理またはデジタ
ル処理することによりコアの基準位置からの変位量を示
す電圧信号を発生する演算回路６２を信号処理回路とし
て設けてセンサユニット６３を構成する例も本発明の技
術範囲に属するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の全体構成を示す電気的構
成図

【図２】各部出力波形を示すタイミングチャート

【図３】適用可能な交流励磁信号の波形例を示す図

【図４】計装システムの概念構成を示す図

【図５】位置検出装置の概略的な縦断面図

【図６】同位置検出装置の要部の配置構造例を模式的に
示す図

【図７】本発明の第２実施例を示す図４相当図

【図８】本発明の第３実施例を示す図１相当図

【図９】本発明の第４実施例を示す図５相当図

【図１０】本発明の第５実施例を示す図６相当図

【図１１】本発明の第６実施例を示す図５相当図

【図１２】図１相当図

【図１３】出力特性図

【図１４】本発明の第７実施例を示す図５相当図

【図１５】本発明の変形例を示す概略的な電気的構成図

【図１６】本発明の他の変形例を示す概略的な電気的構
成図

【符号の説明】

１は位置検出装置、２、２′はセンサ部、３、３′はセ
ンサユニット、４、４′は変換回路、７はステータ、８
は偏心ロータ（コア）、９、９′は検出軸、１３ａ〜１
３ｄは一次コイル、１４ａ〜１４ｄは二次コイル、１
５、１５′は信号線、１８は発振回路、１９は位相差測
定回路（計測手段）、２０は電圧／電流変換回路（電流
出力回路）、２７、２８はコンパレータ（比較手段）、
２９、３０は基準電圧発生回路、３１、３３はフォトカ
プラ（スイッチング回路）、３７、３７′はセンサユニ
ット、３８は検出軸、３９はコア、４１は一次コイル、
４２は二次コイル、４６Ａ、４６Ｂは検出軸、４７Ａ、
４７Ｂはコア、５０Ａ、５０Ｂは一次コイル、５１Ａ、
５１Ｂは二次コイル、５２ａ、５２ｂは一次コイル、５
３はコア、５４ａ、５４ｂは二次コイル、５６は演算回
路、５７はセンサユニット、５８は一次コイル、５９は
コア、６０ａ、６０ｂは二次コイル、６２は演算回路、
６３はセンサユニットを示す。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】一次コイル及び二次コイル並びにこれら
コイルに対し相対変位可能なコアを有し、前記一次コイ
ルに交流励磁信号を印加した状態で、当該交流励磁信号
に対し前記コアの基準位置からの変位量に応じた角度だ
け位相シフトした電圧信号を前記二次コイル側から発生
するセンサユニットと、前記交流励磁信号及び前記センサユニットが発生する電
圧信号の位相差を測定する計測手段を有し、その測定結
果を位置検出信号として出力する変換回路とを備え、前記変換回路を、前記センサユニット内に互いの間を接
続するための信号線の長さを極力小さくした状態で収納
したことを特徴とする位置検出装置。
【請求項２】前記変換回路は、前記計測手段が測定し
た位相差データを４〜２０ｍＡの範囲の電流データより
成る位置検出信号に変換して出力する電流出力回路を備
えていることを特徴とする請求項１記載の位置検出装
置。
【請求項３】請求項２記載の位置検出装置において、前記センサユニット及び変換回路のための電源供給を外
部から受けるための入力端子と前記電流出力回路からの
位置検出信号を外部に出力するための出力端子とを備え
たことを特徴とする二線式の位置検出装置。
【請求項４】請求項２記載の位置検出装置において、前記センサユニット及び変換回路のための電源供給を外
部から受けるための第１及び第２の入力端子と、前記電
流出力回路からの位置検出信号を外部に出力するための
出力端子とを備えたことを特徴とする三線式の位置検出
装置。
【請求項５】請求項１記載の位置検出装置において、前記センサユニット及び変換回路のための電源供給を外
部から受けるための第１及び第２の入力端子と、前記変
換回路による位置検出信号を前記第１の出力端子または
第２の入力端子を基準電位とした電圧信号として外部に
出力するための出力端子とを備えたことを特徴とする三
線式の位置検出装置。
【請求項６】前記変換回路は、前記計測手段が測定し
た位相差データの値の大小を予め設定された基準データ
との比較に基づいて判定する比較手段と、その比較手段
の比較結果に基づいて生成したスイッチング信号を位置
検出信号として出力するスイッチング回路とを備えたこ
とを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。
【請求項７】請求項６記載の位置検出装置において、前記比較手段及びスイッチング回路は複数組設けられ、
当該比較手段に設定される前記基準データはユーザー側
で任意に調整可能に構成されていることを特徴とする位
置検出装置。