JP2002252997A - 電動モータの制御装置 - Google Patents
電動モータの制御装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 制振性、加速性、耐ノイズ性、特性変動に対
するロバスト性など多様なトレードオフをバランスした
電動モータの制御装置を提供すること。 【解決手段】 コントローラＫは、モータ回転速度Ｎｍ
に基く補正量で目標トルクｗ１を補正して指示トルクＴ
求め、同指示トルクＴに従って電動モータを制御する。
目標トルクｗ１は入力ｗの１つとされ、電動モータの実
際の特性をモデル化した実モデルpsysの出力と理想的な
追従性と制振性を備えた規範モデルrsysとの差ｚ１が制
御量ｚの１つとされる。また、車種の相違等による特性
変動、トルクリップル、及びセンサノイズが、それぞれ
重み関数ｗｍ１，ｗｍ２，ｗｎで表され、摂動出力ｗ
２，センサノイズｗ３が入力ｗとして扱われ、重み関数
ｗｍ２の出力が制御量ｚとして扱われる。コントローラ
は入力ｗから制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所
定値以下とするＨ∞制御問題を解くことで決定される。
するロバスト性など多様なトレードオフをバランスした
電動モータの制御装置を提供すること。 【解決手段】 コントローラＫは、モータ回転速度Ｎｍ
に基く補正量で目標トルクｗ１を補正して指示トルクＴ
求め、同指示トルクＴに従って電動モータを制御する。
目標トルクｗ１は入力ｗの１つとされ、電動モータの実
際の特性をモデル化した実モデルpsysの出力と理想的な
追従性と制振性を備えた規範モデルrsysとの差ｚ１が制
御量ｚの１つとされる。また、車種の相違等による特性
変動、トルクリップル、及びセンサノイズが、それぞれ
重み関数ｗｍ１，ｗｍ２，ｗｎで表され、摂動出力ｗ
２，センサノイズｗ３が入力ｗとして扱われ、重み関数
ｗｍ２の出力が制御量ｚとして扱われる。コントローラ
は入力ｗから制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所
定値以下とするＨ∞制御問題を解くことで決定される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、Ｈ∞制御理論にし
たがって求められたコントローラにより電動モータに流
れる電流を制御する電動モータの制御装置に関する。
たがって求められたコントローラにより電動モータに流
れる電流を制御する電動モータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から、スイッチド・リラクタンスモ
ータ（以下、ＳＲモータと云う。）が電気自動車等の駆
動源として使用されている。このＳＲモータの制御装置
は、図１９に示したように、アクセルペダルの操作量に
応じて決定される目標トルクreqtrqを指示値マップ（電
流・通電角度マップ）により電流指示値Ｉ及び角度指示
値θに変換し、ドライバ回路を介して電流指示値Ｉに応
じた電流を角度指示値θに応じたタイミングにてＳＲモ
ータに通電し、これにより、前記目標トルクreqtrqに応
じたトルクを同ＳＲモータに発生させるようになってい
る。図１９からも明らかなように、この制御系はオープ
ンループ制御系である。
ータ（以下、ＳＲモータと云う。）が電気自動車等の駆
動源として使用されている。このＳＲモータの制御装置
は、図１９に示したように、アクセルペダルの操作量に
応じて決定される目標トルクreqtrqを指示値マップ（電
流・通電角度マップ）により電流指示値Ｉ及び角度指示
値θに変換し、ドライバ回路を介して電流指示値Ｉに応
じた電流を角度指示値θに応じたタイミングにてＳＲモ
ータに通電し、これにより、前記目標トルクreqtrqに応
じたトルクを同ＳＲモータに発生させるようになってい
る。図１９からも明らかなように、この制御系はオープ
ンループ制御系である。
【０００３】ところで、電気自動車に搭載されたＳＲモ
ータは、同電気自動車のサスペンションのばねの共振特
性や同ＳＲモータに接続されたドライブシャフト及びタ
イヤ等のねじれによる共振特性の影響を受けることにな
る。このため、図２０に示したように、特に目標トルク
が急激に変化したとき、同ＳＲモータの回転速度が脈動
することがあり、同脈動が車体の前後方向の振動となっ
て現れて乗員に不快感を与えるという問題がある。
ータは、同電気自動車のサスペンションのばねの共振特
性や同ＳＲモータに接続されたドライブシャフト及びタ
イヤ等のねじれによる共振特性の影響を受けることにな
る。このため、図２０に示したように、特に目標トルク
が急激に変化したとき、同ＳＲモータの回転速度が脈動
することがあり、同脈動が車体の前後方向の振動となっ
て現れて乗員に不快感を与えるという問題がある。
【０００４】これに対し、ＳＲモータへの電流指示値Ｉ
及び角度指示値θを、同ＳＲモータの回転速度に関する
ＰＤ（比例微分）制御により補正する技術が考えられ
る。この技術によれば、ＰＤ制御における比例量及び微
分量を大きくすることで前記振動の発生を低減すること
ができる。
及び角度指示値θを、同ＳＲモータの回転速度に関する
ＰＤ（比例微分）制御により補正する技術が考えられ
る。この技術によれば、ＰＤ制御における比例量及び微
分量を大きくすることで前記振動の発生を低減すること
ができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記Ｐ
Ｄ制御における比例量及び微分量を大きくすると、モー
タ回転速度センサの検出ノイズも増幅されるため、振動
が発生することがある。また、系の安定性が損なわれる
という問題もある。このため、上記比例量及び上記微分
量の大きさは制限され、十分な振動低減効果が期待でき
ない。更に、上記ＰＤ制御により振動を抑制しようとす
ると、全周波数帯域において制御系のゲインが低下して
しまうため、目標トルクに対する実トルクの追従性が悪
化し、車両の加速性が低下するという問題もある。この
ような問題は、ＳＲモータを電気自動車の駆動源として
使用した場合に限らず、他の機械の駆動源として使用し
た場合にも生じる。
Ｄ制御における比例量及び微分量を大きくすると、モー
タ回転速度センサの検出ノイズも増幅されるため、振動
が発生することがある。また、系の安定性が損なわれる
という問題もある。このため、上記比例量及び上記微分
量の大きさは制限され、十分な振動低減効果が期待でき
ない。更に、上記ＰＤ制御により振動を抑制しようとす
ると、全周波数帯域において制御系のゲインが低下して
しまうため、目標トルクに対する実トルクの追従性が悪
化し、車両の加速性が低下するという問題もある。この
ような問題は、ＳＲモータを電気自動車の駆動源として
使用した場合に限らず、他の機械の駆動源として使用し
た場合にも生じる。
【０００６】
【発明の概要】本発明の目的は、制振性、加速性、耐ノ
イズ性、及び特性変動に対するロバスト性など多様なト
レードオフを高い次元でバランスした電動モータの制御
装置を提供することにあり、その特徴は、操作量に応じ
て目標トルクｗ１を決定するとともに、回転速度検出手
段により検出された電動モータの実際の回転速度に基く
補正量をコントローラにより求め、前記目標トルクｗ１
を前記補正量により補正して得られた指示トルクに応じ
て前記電動モータに流れる電流を制御する電動モータの
制御装置において、前記目標トルクｗ１に対する追従性
及び制振性が良好な規範モデルを作成し、前記目標トル
クｗ１に対する前記電動モータの実際の応答特性を表す
実モデルを作成し、前記目標トルクｗ１を入力ｗとし、
前記規範モデルに前記目標トルクｗ１を与えて得られる
回転速度と前記実モデルに前記目標トルクｗ１を与えて
得られる回転速度との回転速度差ｚ１を制御量ｚとし、
前記入力ｗから前記制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノル
ムを所定値以下とするように前記コントローラを決定
し、同決定されたコントローラにより前記電動モータに
流れる電流を制御することにある。
イズ性、及び特性変動に対するロバスト性など多様なト
レードオフを高い次元でバランスした電動モータの制御
装置を提供することにあり、その特徴は、操作量に応じ
て目標トルクｗ１を決定するとともに、回転速度検出手
段により検出された電動モータの実際の回転速度に基く
補正量をコントローラにより求め、前記目標トルクｗ１
を前記補正量により補正して得られた指示トルクに応じ
て前記電動モータに流れる電流を制御する電動モータの
制御装置において、前記目標トルクｗ１に対する追従性
及び制振性が良好な規範モデルを作成し、前記目標トル
クｗ１に対する前記電動モータの実際の応答特性を表す
実モデルを作成し、前記目標トルクｗ１を入力ｗとし、
前記規範モデルに前記目標トルクｗ１を与えて得られる
回転速度と前記実モデルに前記目標トルクｗ１を与えて
得られる回転速度との回転速度差ｚ１を制御量ｚとし、
前記入力ｗから前記制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノル
ムを所定値以下とするように前記コントローラを決定
し、同決定されたコントローラにより前記電動モータに
流れる電流を制御することにある。
【０００７】これによれば、コントローラは、回転速度
検出手段により検出される電動モータの実際の回転速度
に基いて補正量を求め、同補正量により操作量に応じて
決定される目標トルクｗ１を補正する。このコントロー
ラを得るため、次の手順が実行される。先ず、目標トル
クｗ１に対する追従性及び制振性が良好な規範モデル
と、同目標トルクｗ１に対する電動モータの実際の応答
特性を表す実モデルとが作成される。次いで、前記目標
トルクｗ１を入力ｗとするとともに、前記規範モデルに
前記目標トルクｗ１を与えて得られる回転速度と前記実
モデルに前記目標トルクｗ１を与えて得られる回転速度
との回転速度差ｚ１を制御量ｚとし、前記入力ｗから前
記制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所定値以下と
するコントローラを求めるＨ∞制御問題を解く。
検出手段により検出される電動モータの実際の回転速度
に基いて補正量を求め、同補正量により操作量に応じて
決定される目標トルクｗ１を補正する。このコントロー
ラを得るため、次の手順が実行される。先ず、目標トル
クｗ１に対する追従性及び制振性が良好な規範モデル
と、同目標トルクｗ１に対する電動モータの実際の応答
特性を表す実モデルとが作成される。次いで、前記目標
トルクｗ１を入力ｗとするとともに、前記規範モデルに
前記目標トルクｗ１を与えて得られる回転速度と前記実
モデルに前記目標トルクｗ１を与えて得られる回転速度
との回転速度差ｚ１を制御量ｚとし、前記入力ｗから前
記制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所定値以下と
するコントローラを求めるＨ∞制御問題を解く。
【０００８】上記特徴を備えた電動モータの制御装置
は、上記のようにして求めたコントローラＫを実装して
いるので、電動モータの応答が追従性及び制振性に優れ
た規範モデルに近づき、その結果、目標トルクに対する
電動モータの追従性及び制振性が良好となる。
は、上記のようにして求めたコントローラＫを実装して
いるので、電動モータの応答が追従性及び制振性に優れ
た規範モデルに近づき、その結果、目標トルクに対する
電動モータの追従性及び制振性が良好となる。
【０００９】この場合、前記目標トルクｗ１が重み関数
ｗｓを介して前記規範モデル及び前記実モデルにそれぞ
れ入力されるように構成された系に基いて前記コントロ
ーラが決定されることが好適である。
ｗｓを介して前記規範モデル及び前記実モデルにそれぞ
れ入力されるように構成された系に基いて前記コントロ
ーラが決定されることが好適である。
【００１０】これによれば、特定の周波数領域における
前記重み関数ｗｓのゲインを大きくすることにより、同
特定周波数領域においてコントローラにより制御される
電動モータの挙動を規範モデルに一層近似させることが
できる。
前記重み関数ｗｓのゲインを大きくすることにより、同
特定周波数領域においてコントローラにより制御される
電動モータの挙動を規範モデルに一層近似させることが
できる。
【００１１】このとき、上記重み関数ｗｓは、低周波数
領域のゲインが高周波数領域のゲインより大きくなるよ
うに設定されることが好適である。
領域のゲインが高周波数領域のゲインより大きくなるよ
うに設定されることが好適である。
【００１２】これにより、低周波数領域における実際の
応答を規範モデルに一層近づけられるので、目標トルク
の変化に対する電動モータの応答の追従性を向上するこ
とができる。
応答を規範モデルに一層近づけられるので、目標トルク
の変化に対する電動モータの応答の追従性を向上するこ
とができる。
【００１３】上記の各場合において、前記規範モデル
は、前記実モデルの共振周波数近傍の周波数領域でゲイ
ンが同実モデルよりも小さく設定され、同周波数領域以
外の周波数領域でゲインが同実モデルと略一致するよう
に設定されることが好適である。
は、前記実モデルの共振周波数近傍の周波数領域でゲイ
ンが同実モデルよりも小さく設定され、同周波数領域以
外の周波数領域でゲインが同実モデルと略一致するよう
に設定されることが好適である。
【００１４】このように規範モデルを設定することによ
り、共振による振動の発生を効果的に抑制し得るコント
ローラ、即ち、電動モータの制御装置が提供される。
り、共振による振動の発生を効果的に抑制し得るコント
ローラ、即ち、電動モータの制御装置が提供される。
【００１５】また、上記何れかの場合において、前記電
動モータの実際の応答特性の変動を前記実モデルの乗法
的摂動Δとして扱うため、同摂動Δの出力である摂動出
力ｗ２を重み関数ｗｍ１を介して前記実モデルに入力す
るとともに、前記コントローラの出力を重み関数ｗｍ２
を介して制御量ｚ２として取り出し、前記目標トルクｗ
１及び前記摂動出力ｗ２を入力ｗとし、前記制御量ｚ１
及び前記制御量ｚ２を制御量ｚとして、前記入力ｗから
前記制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所定値以下
とするように前記コントローラを決定し、同決定された
コントローラにより前記電動モータに流れる電流を制御
することが好適である。
動モータの実際の応答特性の変動を前記実モデルの乗法
的摂動Δとして扱うため、同摂動Δの出力である摂動出
力ｗ２を重み関数ｗｍ１を介して前記実モデルに入力す
るとともに、前記コントローラの出力を重み関数ｗｍ２
を介して制御量ｚ２として取り出し、前記目標トルクｗ
１及び前記摂動出力ｗ２を入力ｗとし、前記制御量ｚ１
及び前記制御量ｚ２を制御量ｚとして、前記入力ｗから
前記制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所定値以下
とするように前記コントローラを決定し、同決定された
コントローラにより前記電動モータに流れる電流を制御
することが好適である。
【００１６】実験によれば、運転状態や車種（電動モー
タが使用される機種とも言える。）の相違により、目標
トルクｗ１から回転速度までの伝達特性が変動すること
が判明した。また、電動モータの各モータコイルへの通
電切り換えを高周波数で行うと、同通電の切換え時にト
ルクリップルが発生し、これが回転速度影響を及ぼすこ
とも判明した。
タが使用される機種とも言える。）の相違により、目標
トルクｗ１から回転速度までの伝達特性が変動すること
が判明した。また、電動モータの各モータコイルへの通
電切り換えを高周波数で行うと、同通電の切換え時にト
ルクリップルが発生し、これが回転速度影響を及ぼすこ
とも判明した。
【００１７】そこで、このような特性変動をもたらす要
因を乗法的摂動として扱う。即ち、上記のように、トル
クリップル分を重み関数ｗｍ１で表し、同重み関数ｗｍ
１を介して指示トルクに加わる摂動出力ｗ２として扱
う。また、運転状態の違いや車種が異なること等による
伝達特性の変化を重み関数ｗｍ２で表し、同重み関数ｗ
ｍ２介して得られる制御量ｚ２として扱う。そして、Ｈ
∞制御問題を解き、コントローラを求める。このように
すれば、トルクリップル及び運転状態の違い等による伝
達特性の変化を吸収し得るコントローラ、即ち、電動モ
ータの制御装置が提供される。
因を乗法的摂動として扱う。即ち、上記のように、トル
クリップル分を重み関数ｗｍ１で表し、同重み関数ｗｍ
１を介して指示トルクに加わる摂動出力ｗ２として扱
う。また、運転状態の違いや車種が異なること等による
伝達特性の変化を重み関数ｗｍ２で表し、同重み関数ｗ
ｍ２介して得られる制御量ｚ２として扱う。そして、Ｈ
∞制御問題を解き、コントローラを求める。このように
すれば、トルクリップル及び運転状態の違い等による伝
達特性の変化を吸収し得るコントローラ、即ち、電動モ
ータの制御装置が提供される。
【００１８】この場合、重み関数ｗｍ１は、高周波数領
域でのゲインが大きくなるように設定され、重み関数は
ｗｍ２は、低周波数領域でのゲインが大きくなるように
設定されることが好適である。
域でのゲインが大きくなるように設定され、重み関数は
ｗｍ２は、低周波数領域でのゲインが大きくなるように
設定されることが好適である。
【００１９】このようにするのは、重み関数ｗｍ１が高
周波数領域で大きくなるトルクリップルを良好に表すか
らであり、重み関数ｗｍ２が低周波数領域で大きくなる
運転状態の違い等による伝達特性のズレを良好に表すか
らである。
周波数領域で大きくなるトルクリップルを良好に表すか
らであり、重み関数ｗｍ２が低周波数領域で大きくなる
運転状態の違い等による伝達特性のズレを良好に表すか
らである。
【００２０】ところで、実際のモータ回転速度は回転数
検出手段により検出されるが、一般に、検出されるモー
タ回転速度にはセンサノイズ（ホワイトノイズ）が含ま
れているから、このセンサノイズによる系への影響を除
去する必要がある。更に、モータ回転速度は、同モータ
の発生トルクの所定時間前からの積分値に相当するか
ら、同発生トルクが「０」となった場合でも直ちに
「０」となることなく一定値を維持する。これは、モー
タ回転速度の定常成分と呼ばれる。一方、実モデルは共
振点近傍で線形なものとして設計される。従って、性能
向上のためには、前記モータ回転速度の定常成分を除去
する必要がある。
検出手段により検出されるが、一般に、検出されるモー
タ回転速度にはセンサノイズ（ホワイトノイズ）が含ま
れているから、このセンサノイズによる系への影響を除
去する必要がある。更に、モータ回転速度は、同モータ
の発生トルクの所定時間前からの積分値に相当するか
ら、同発生トルクが「０」となった場合でも直ちに
「０」となることなく一定値を維持する。これは、モー
タ回転速度の定常成分と呼ばれる。一方、実モデルは共
振点近傍で線形なものとして設計される。従って、性能
向上のためには、前記モータ回転速度の定常成分を除去
する必要がある。
【００２１】そこで、回転速度ノイズとモータ回転速度
の定常成分を除去するため、これらをセンサノイズｗ３
に対する重み関数ｗｎで表して前記コントローラの入力
側に加え、前記目標トルクｗ１と前記摂動出力ｗ２と前
記センサノイズｗ３を入力ｗとし、前記制御量ｚ１及び
前記制御量ｚ２を制御量ｚとして、前記入力ｗから前記
制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所定値以下とす
るように前記コントローラを決定することが好適であ
る。このようにして得られたコントローラを使用すれ
ば、ロバスト安定性が向上した電動モータの制御装置が
提供される。
の定常成分を除去するため、これらをセンサノイズｗ３
に対する重み関数ｗｎで表して前記コントローラの入力
側に加え、前記目標トルクｗ１と前記摂動出力ｗ２と前
記センサノイズｗ３を入力ｗとし、前記制御量ｚ１及び
前記制御量ｚ２を制御量ｚとして、前記入力ｗから前記
制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所定値以下とす
るように前記コントローラを決定することが好適であ
る。このようにして得られたコントローラを使用すれ
ば、ロバスト安定性が向上した電動モータの制御装置が
提供される。
【００２２】この場合において、前記重み関数ｗｎは、
低周波数領域でのゲインが高周波数領域でのゲインより
大きく設定されることが好適である。
低周波数領域でのゲインが高周波数領域でのゲインより
大きく設定されることが好適である。
【００２３】このように重み関数ｗｎを設定するのは、
センサノイズよりも影響が大きく現れるモータ回転速度
の定常成分が低周波数領域で大きくなるからである。こ
のように重み関数を設定することで、電動モータの応答
をより安定させ得るコントローラ、即ち、電動モータの
制御装置が提供される。
センサノイズよりも影響が大きく現れるモータ回転速度
の定常成分が低周波数領域で大きくなるからである。こ
のように重み関数を設定することで、電動モータの応答
をより安定させ得るコントローラ、即ち、電動モータの
制御装置が提供される。
【００２４】
【発明の実施の形態】以下、本発明による電動モータの
制御装置の一実施形態について図面を参照しながら説明
する。図１は、係る電動モータの制御装置を搭載した車
両（電気自動車）の構成ブロック図であり、同車両１０
は、駆動源としてのＳＲモータ１１と、ドライブシャフ
ト１２及び差動歯車装置１３等を介して同ＳＲモータ１
１の発生するトルクにより回転駆動される駆動輪１４
と、従動輪１５と、バッテリ１６と、電気制御装置２０
とを備えている。
制御装置の一実施形態について図面を参照しながら説明
する。図１は、係る電動モータの制御装置を搭載した車
両（電気自動車）の構成ブロック図であり、同車両１０
は、駆動源としてのＳＲモータ１１と、ドライブシャフ
ト１２及び差動歯車装置１３等を介して同ＳＲモータ１
１の発生するトルクにより回転駆動される駆動輪１４
と、従動輪１５と、バッテリ１６と、電気制御装置２０
とを備えている。
【００２５】ＳＲモータ１１は、３相の誘導モータであ
って電気制御装置２０によって通電相、電流、及び通電
タイミングが制御され、所定のトルクを発生するように
なっている。バッテリ１６は、充電式蓄電池である。な
お、バッテリ１６は燃料電池であってもよい。
って電気制御装置２０によって通電相、電流、及び通電
タイミングが制御され、所定のトルクを発生するように
なっている。バッテリ１６は、充電式蓄電池である。な
お、バッテリ１６は燃料電池であってもよい。
【００２６】電気制御装置２０は、マイクロコンピュー
タ２１と、マイクロコンピュータ２１に接続されたチョ
ッパ回路２２と、チョッパ回路２２に接続された駆動回
路２３と、駆動回路２３に接続されるとともにバッテリ
１６及びＳＲモータ１１の各相に接続されたスイッチン
グ回路２４と、バッテリ１６の両端に接続され同バッテ
リ１６のバッテリ電圧Ｖｂを検出するバッテリ電圧検出
回路２５と、スイッチング回路２４とＳＲモータ１１と
の接続線に流れる各相の電流を検出する電流検出回路２
６とを備えている。
タ２１と、マイクロコンピュータ２１に接続されたチョ
ッパ回路２２と、チョッパ回路２２に接続された駆動回
路２３と、駆動回路２３に接続されるとともにバッテリ
１６及びＳＲモータ１１の各相に接続されたスイッチン
グ回路２４と、バッテリ１６の両端に接続され同バッテ
リ１６のバッテリ電圧Ｖｂを検出するバッテリ電圧検出
回路２５と、スイッチング回路２４とＳＲモータ１１と
の接続線に流れる各相の電流を検出する電流検出回路２
６とを備えている。
【００２７】マイクロコンピュータ２１は、図示しない
バスで互いに接続されたＣＰＵ２１ａ及びＲＯＭ，ＲＡ
Ｍからなるメモリ２１ｂ等を備えるとともに、バッテリ
電圧検出回路２５、アクセル操作量センサ２７、及びＳ
Ｒモータ１１の回転速度（回転数）Ｎｍを検出するレゾ
ルバ（回転速度検出手段）２８と接続されていて、バッ
テリ電圧Ｖｂ、アクセル操作量α、及びＳＲモータ１１
の回転速度Ｎｍを入力するようになっている。また、Ｃ
ＰＵ２１ａはメモリ２１ｂに格納された後述するプログ
ラムを同メモリ２１ｂの一時記憶機能を利用しながら実
行するようになっている。メモリ２１ｂは図３に示した
目標トルクマップ、及び図示しない指示値マップを予め
格納（記憶）している。
バスで互いに接続されたＣＰＵ２１ａ及びＲＯＭ，ＲＡ
Ｍからなるメモリ２１ｂ等を備えるとともに、バッテリ
電圧検出回路２５、アクセル操作量センサ２７、及びＳ
Ｒモータ１１の回転速度（回転数）Ｎｍを検出するレゾ
ルバ（回転速度検出手段）２８と接続されていて、バッ
テリ電圧Ｖｂ、アクセル操作量α、及びＳＲモータ１１
の回転速度Ｎｍを入力するようになっている。また、Ｃ
ＰＵ２１ａはメモリ２１ｂに格納された後述するプログ
ラムを同メモリ２１ｂの一時記憶機能を利用しながら実
行するようになっている。メモリ２１ｂは図３に示した
目標トルクマップ、及び図示しない指示値マップを予め
格納（記憶）している。
【００２８】このマイクロコンピュータ２１は、入力し
たアクセル操作量αと図３に示した目標トルクマップと
に基いて目標トルクreqtrqを求め、後述するコントロー
ラＫ（フィードバック補償器Ｋ（ｓ））に基いて補正量
ｕ（ｋ）を求め、同求められた補正量ｕ（ｋ）で前記目
標トルクreqtrqを補正して指示トルクＴを求めるととも
に、この指示トルクＴと図示しない指示値マップとから
電流指示値Ｉと角度指示値θを決定し、同決定した電流
指示値Ｉと角度指示値θとからなる指令信号をチョッパ
回路２２に送出するようになっている。
たアクセル操作量αと図３に示した目標トルクマップと
に基いて目標トルクreqtrqを求め、後述するコントロー
ラＫ（フィードバック補償器Ｋ（ｓ））に基いて補正量
ｕ（ｋ）を求め、同求められた補正量ｕ（ｋ）で前記目
標トルクreqtrqを補正して指示トルクＴを求めるととも
に、この指示トルクＴと図示しない指示値マップとから
電流指示値Ｉと角度指示値θを決定し、同決定した電流
指示値Ｉと角度指示値θとからなる指令信号をチョッパ
回路２２に送出するようになっている。
【００２９】チョッパ回路２２は、マイクロコンピュー
タ２１からの指令信号と電流検出回路２６が検出するＳ
Ｒモータ１１に流れる電流の大きさとに基いて駆動回路
２３に駆動制御信号PH1(U),PH1(L),PH2(U),PH2(L),PH3
(U),PH3(L)を送出するようになっている。
タ２１からの指令信号と電流検出回路２６が検出するＳ
Ｒモータ１１に流れる電流の大きさとに基いて駆動回路
２３に駆動制御信号PH1(U),PH1(L),PH2(U),PH2(L),PH3
(U),PH3(L)を送出するようになっている。
【００３０】駆動回路２３は、図２に詳細を示したよう
に、増幅回路２３ａ〜２３ｆと、コンデンサＣ１〜Ｃ６
とを備えていて、チョッパ回路２２からの駆動制御信号
PH1(U),PH1(L),PH2(U),PH2(L),PH3(U),PH3(L)に応じて
スイッチング回路２４にスイッチング信号を送出するよ
うになっている。
に、増幅回路２３ａ〜２３ｆと、コンデンサＣ１〜Ｃ６
とを備えていて、チョッパ回路２２からの駆動制御信号
PH1(U),PH1(L),PH2(U),PH2(L),PH3(U),PH3(L)に応じて
スイッチング回路２４にスイッチング信号を送出するよ
うになっている。
【００３１】スイッチング回路２４は、図２に詳細を示
したように、モータコイル１１ａ，１１ｂ，１１ｃのそ
れぞれに対応したスイッチング回路２４Ａ，２４Ｂ，２
４Ｃを備えている。スイッチング回路２４Ａは、スイッ
チング素子ＳＷ１，ＳＷ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２を
備えていて、同スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が増幅
回路２３ａ，２３ｂからのスイッチング信号に応答して
非導通状態から導通状態に又はその逆に切り換えられ、
これによりモータコイル１１ａに流れる電流を制御する
ようになっている。同様に、スイッチング回路２４Ｂ
は、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４と、ダイオードＤ
３，Ｄ４を備えていて、同スイッチング素子ＳＷ３，Ｓ
Ｗ４が増幅回路２３ｃ，２３ｄからのスイッチング信号
に応答して非導通状態から導通状態に又はその逆に切り
換えられ、これにより、モータコイル１１ｂに流れる電
流を制御するようになっている。同様に、スイッチング
回路２４Ｃは、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６と、ダ
イオードＤ５，Ｄ６を備えていて、スイッチング素子Ｓ
Ｗ５，ＳＷ６が増幅回路２３ｅ，２３ｆのスイッチング
信号に応答して非導通状態から導通状態に又はその逆に
切り換えられ、これにより、モータコイル１１ｃに流れ
る電流を制御するようになっている。
したように、モータコイル１１ａ，１１ｂ，１１ｃのそ
れぞれに対応したスイッチング回路２４Ａ，２４Ｂ，２
４Ｃを備えている。スイッチング回路２４Ａは、スイッ
チング素子ＳＷ１，ＳＷ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２を
備えていて、同スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が増幅
回路２３ａ，２３ｂからのスイッチング信号に応答して
非導通状態から導通状態に又はその逆に切り換えられ、
これによりモータコイル１１ａに流れる電流を制御する
ようになっている。同様に、スイッチング回路２４Ｂ
は、スイッチング素子ＳＷ３，ＳＷ４と、ダイオードＤ
３，Ｄ４を備えていて、同スイッチング素子ＳＷ３，Ｓ
Ｗ４が増幅回路２３ｃ，２３ｄからのスイッチング信号
に応答して非導通状態から導通状態に又はその逆に切り
換えられ、これにより、モータコイル１１ｂに流れる電
流を制御するようになっている。同様に、スイッチング
回路２４Ｃは、スイッチング素子ＳＷ５，ＳＷ６と、ダ
イオードＤ５，Ｄ６を備えていて、スイッチング素子Ｓ
Ｗ５，ＳＷ６が増幅回路２３ｅ，２３ｆのスイッチング
信号に応答して非導通状態から導通状態に又はその逆に
切り換えられ、これにより、モータコイル１１ｃに流れ
る電流を制御するようになっている。
【００３２】次に、上記コントローラＫについて説明す
ると、同コントローラＫは、図４に示されたブロック図
に基いてＨ∞制御理論により設計される。以下、コント
ローラＫの設計方法について個別に説明を行う。なお、
Ｈ∞制御問題とは、図５に示したような、外部入力（外
生入力）ｗ、制御入力ｕ、制御量ｚ、観測量ｙを有する
「一般化プラント」において、ｗからｚまでの伝達関数
Ｔzwに対するＨ∞ノルム（‖Ｔzw‖∞）を所定値γ（例
えば「１」）以下にするようなコントローラＫを求める
ことである。
ると、同コントローラＫは、図４に示されたブロック図
に基いてＨ∞制御理論により設計される。以下、コント
ローラＫの設計方法について個別に説明を行う。なお、
Ｈ∞制御問題とは、図５に示したような、外部入力（外
生入力）ｗ、制御入力ｕ、制御量ｚ、観測量ｙを有する
「一般化プラント」において、ｗからｚまでの伝達関数
Ｔzwに対するＨ∞ノルム（‖Ｔzw‖∞）を所定値γ（例
えば「１」）以下にするようなコントローラＫを求める
ことである。
【００３３】本実施形態においては、実モデルpsysを規
範モデルrsysに近づけるコントローラＫをＨ∞制御問題
に帰着させて求める。そのため、先ず、オープンループ
の系でＳＲモータ１１を運転した場合における、目標ト
ルクｗ１に対する実際の回転速度Ｎｍから実モデルpsys
を決定する。即ち、目標トルクｗ１をオープンループ系
に与え、図示しない指示値マップにより電流指示値Ｉ及
び角度指示値θを決定し、この指示値に基いて上記チョ
ッパ回路２２、上記駆動回路２３、及び上記スイッチン
グ回路２４を介してＳＲモータ１１を実際に回転させ
る。そして、前記目標トルクｗ１に対する実際のＳＲモ
ータ１１の回転速度Ｎｍを計測し、この計測結果（即
ち、目標トルクｗ１に対する実際の応答Ｎｍ）から、実
モデルpsysを決定する。これらは、同定実験及び周波数
フィッティングによるモデルパラメータの同定とも呼ば
れる手法に基いて行われる。
範モデルrsysに近づけるコントローラＫをＨ∞制御問題
に帰着させて求める。そのため、先ず、オープンループ
の系でＳＲモータ１１を運転した場合における、目標ト
ルクｗ１に対する実際の回転速度Ｎｍから実モデルpsys
を決定する。即ち、目標トルクｗ１をオープンループ系
に与え、図示しない指示値マップにより電流指示値Ｉ及
び角度指示値θを決定し、この指示値に基いて上記チョ
ッパ回路２２、上記駆動回路２３、及び上記スイッチン
グ回路２４を介してＳＲモータ１１を実際に回転させ
る。そして、前記目標トルクｗ１に対する実際のＳＲモ
ータ１１の回転速度Ｎｍを計測し、この計測結果（即
ち、目標トルクｗ１に対する実際の応答Ｎｍ）から、実
モデルpsysを決定する。これらは、同定実験及び周波数
フィッティングによるモデルパラメータの同定とも呼ば
れる手法に基いて行われる。
【００３４】こうして得られた実モデルpsysを参照しな
がら目標トルクｗ１の変化に対する制振性と応答性とが
両立した理想的なモデルを規範モデルrsysとして導出・
作成する。この規範モデルrsysは、図６に示したよう
に、共振周波数近傍で実モデルpsysのゲインよりも相当
量小さいゲインを有するとともに、他の周波数領域で実
モデルpsysのゲインと一致するゲインを有するように作
成される。
がら目標トルクｗ１の変化に対する制振性と応答性とが
両立した理想的なモデルを規範モデルrsysとして導出・
作成する。この規範モデルrsysは、図６に示したよう
に、共振周波数近傍で実モデルpsysのゲインよりも相当
量小さいゲインを有するとともに、他の周波数領域で実
モデルpsysのゲインと一致するゲインを有するように作
成される。
【００３５】この段階で、図７に示したように、実モデ
ルpsysとコントローラＫとにより閉ループ系を形成し、
実モデルpsysと規範モデルrsysとを並列に接続するとと
もに、目標トルクｗ１を重み関数ｗｓにより指示トルク
に変換し、同指示トルクを実モデルpsysと規範モデルrs
ysにそれぞれ入力し、且つ規範モデルrsysの出力ｘ１と
実モデルpsysの出力ｘ２の差（回転速度差）を制御量ｚ
１（＝ｘ１−ｘ２）として出力するように構成した系を
考える。これにより、系の挙動を規範モデルrsysの挙動
に近づけるコントローラＫを得るための問題を、目標ト
ルクｗ１から出力ｚ１までの伝達関数Ｔz1w1に対するＨ
∞ノルムを１（＝γ）より小さくする（‖Ｔz1w1‖∞＜
１）ようなコントローラＫを求めるＨ∞制御問題に帰着
させることが可能となる。また、これにより、系の制振
性と応答性を同時に評価することが可能となる。
ルpsysとコントローラＫとにより閉ループ系を形成し、
実モデルpsysと規範モデルrsysとを並列に接続するとと
もに、目標トルクｗ１を重み関数ｗｓにより指示トルク
に変換し、同指示トルクを実モデルpsysと規範モデルrs
ysにそれぞれ入力し、且つ規範モデルrsysの出力ｘ１と
実モデルpsysの出力ｘ２の差（回転速度差）を制御量ｚ
１（＝ｘ１−ｘ２）として出力するように構成した系を
考える。これにより、系の挙動を規範モデルrsysの挙動
に近づけるコントローラＫを得るための問題を、目標ト
ルクｗ１から出力ｚ１までの伝達関数Ｔz1w1に対するＨ
∞ノルムを１（＝γ）より小さくする（‖Ｔz1w1‖∞＜
１）ようなコントローラＫを求めるＨ∞制御問題に帰着
させることが可能となる。また、これにより、系の制振
性と応答性を同時に評価することが可能となる。
【００３６】更に、この系において、重み関数ｗｓを特
定の周波数領域で大きくなるように設定すれば、同特定
の周波数領域における実際の応答を規範モデルrsysの応
答に一層近似させるコントローラＫを得ることができ
る。そこで、本実施形態においては、図８に示したよう
に、重み関数ｗｓのゲインを低周波数領域で大きくなる
ように設定する。これにより、低周波数領域における実
際の応答を規範モデルに近づけられるので、ＳＲモータ
１１の実際の応答の追従性を向上することができる。
定の周波数領域で大きくなるように設定すれば、同特定
の周波数領域における実際の応答を規範モデルrsysの応
答に一層近似させるコントローラＫを得ることができ
る。そこで、本実施形態においては、図８に示したよう
に、重み関数ｗｓのゲインを低周波数領域で大きくなる
ように設定する。これにより、低周波数領域における実
際の応答を規範モデルに近づけられるので、ＳＲモータ
１１の実際の応答の追従性を向上することができる。
【００３７】一方、実験によれば、運転状態や車種の相
違により目標トルクｗ１から回転速度Ｎｍまでの伝達特
性が変動することが判明した。また、ＳＲモータ１１の
各モータコイル１１ａ〜１１ｃへの通電切換えを高周波
数で行うと、同通電の切換え時にトルクリップルが発生
し、これが回転速度Ｎｍに影響を及ぼすことも判明し
た。そこで、本実施形態においては、図９に示したよう
に、このような特性変動をもたらす要因を乗法的摂動Δ
（ｓ）として扱う。この場合、乗法的摂動Δ（ｓ）への
入力を制御量ｚ２として捉えるとともに、同乗法的摂動
Δ（ｓ）の出力を摂動出力ｗ２（一般化プラントへの入
力）として捉え、摂動出力ｗ２の影響が制御量ｚ２に現
れ難いコントローラＫを求める問題に帰着させる。
違により目標トルクｗ１から回転速度Ｎｍまでの伝達特
性が変動することが判明した。また、ＳＲモータ１１の
各モータコイル１１ａ〜１１ｃへの通電切換えを高周波
数で行うと、同通電の切換え時にトルクリップルが発生
し、これが回転速度Ｎｍに影響を及ぼすことも判明し
た。そこで、本実施形態においては、図９に示したよう
に、このような特性変動をもたらす要因を乗法的摂動Δ
（ｓ）として扱う。この場合、乗法的摂動Δ（ｓ）への
入力を制御量ｚ２として捉えるとともに、同乗法的摂動
Δ（ｓ）の出力を摂動出力ｗ２（一般化プラントへの入
力）として捉え、摂動出力ｗ２の影響が制御量ｚ２に現
れ難いコントローラＫを求める問題に帰着させる。
【００３８】より具体的には、図１０に示したように、
摂動出力ｗ２を重み関数ｗｍ１を介して指示トルクに加
えることで、上記トルクリップル分を指示トルクに対す
る外乱として扱う。重み関数ｗｍ１は、図１１に示した
ように、高周波数領域でのゲインが大きくなるように設
定する。また、上記運転状態の違いや車種が異なること
等による伝達特性の変化を重み関数ｗｍ２で表して制御
量ｚ２を得るように系を構成する。重み関数はｗｍ２
は、図１２に示したように、低周波数領域でのゲインが
大きくなるように設定する。以上により、上記トルクリ
ップル及び上記特性変動による影響を抑制するコントロ
ーラＫを得る問題をＨ∞制御問題に帰着させることが可
能となる。
摂動出力ｗ２を重み関数ｗｍ１を介して指示トルクに加
えることで、上記トルクリップル分を指示トルクに対す
る外乱として扱う。重み関数ｗｍ１は、図１１に示した
ように、高周波数領域でのゲインが大きくなるように設
定する。また、上記運転状態の違いや車種が異なること
等による伝達特性の変化を重み関数ｗｍ２で表して制御
量ｚ２を得るように系を構成する。重み関数はｗｍ２
は、図１２に示したように、低周波数領域でのゲインが
大きくなるように設定する。以上により、上記トルクリ
ップル及び上記特性変動による影響を抑制するコントロ
ーラＫを得る問題をＨ∞制御問題に帰着させることが可
能となる。
【００３９】加えて、制御に使用する実際のモータ回転
速度Ｎｍを表す信号は、レゾルバ２８によって生成され
るので、同レゾルバ２８のセンサノイズ（ホワイトノイ
ズ）を含んでいる。このセンサノイズによる系への影響
の仕方をブロック図で表すと、図１３のようになる。
速度Ｎｍを表す信号は、レゾルバ２８によって生成され
るので、同レゾルバ２８のセンサノイズ（ホワイトノイ
ズ）を含んでいる。このセンサノイズによる系への影響
の仕方をブロック図で表すと、図１３のようになる。
【００４０】また、モータ回転速度Ｎｍは、ＳＲモータ
１１の発生トルクの所定時間前からの積分値に相当する
から、同発生トルクが「０」となった場合でも直ちに
「０」となることなく一定値を維持する。これは、モー
タ回転速度の定常成分と呼ばれる。一方、実モデルは共
振点近傍で線形なものとして設計される。従って、性能
向上のためには、モータ回転速度の定常成分を除去する
必要がある。そこで、上記回転速度ノイズと上記モータ
回転速度の定常成分を除去するため、これらをセンサノ
イズｗ３に対する重み関数ｗｎで表し、図１４に示した
ように、実モデルpsysとコントローラＫの間に入力す
る。この場合、重み関数ｗｎは、図１５に示したよう
に、そのゲインが低周波数領域で大きくなるように設定
する。これは、上記回転速度ノイズに対し定常成分の影
響が大きいこと、及び同定常成分は低周波数領域で大き
くなることに基いている。
１１の発生トルクの所定時間前からの積分値に相当する
から、同発生トルクが「０」となった場合でも直ちに
「０」となることなく一定値を維持する。これは、モー
タ回転速度の定常成分と呼ばれる。一方、実モデルは共
振点近傍で線形なものとして設計される。従って、性能
向上のためには、モータ回転速度の定常成分を除去する
必要がある。そこで、上記回転速度ノイズと上記モータ
回転速度の定常成分を除去するため、これらをセンサノ
イズｗ３に対する重み関数ｗｎで表し、図１４に示した
ように、実モデルpsysとコントローラＫの間に入力す
る。この場合、重み関数ｗｎは、図１５に示したよう
に、そのゲインが低周波数領域で大きくなるように設定
する。これは、上記回転速度ノイズに対し定常成分の影
響が大きいこと、及び同定常成分は低周波数領域で大き
くなることに基いている。
【００４１】以上の設計仕様を総て満たすように一般化
プラントを構成すると、図４に示したようになる。この
一般化プラントに対して、コントローラＫによりフィー
ドバック制御を行ったとき、目標トルクｗ１、摂動出力
Ｗ２、及びセンサノイズｗ３からなる外部入力ｗから制
御量ｚ１及び制御量ｚ２からなる制御量ｚまでの伝達関
数Ｔzwについて、閉ループ系の安定を保証し、かつＴzw
のＨ∞ノルムが１より小さくなる（‖Ｔzw‖∞＜１）よ
うなコントローラＫを求めることが、本実施形態におけ
るＨ∞制御問題となる。
プラントを構成すると、図４に示したようになる。この
一般化プラントに対して、コントローラＫによりフィー
ドバック制御を行ったとき、目標トルクｗ１、摂動出力
Ｗ２、及びセンサノイズｗ３からなる外部入力ｗから制
御量ｚ１及び制御量ｚ２からなる制御量ｚまでの伝達関
数Ｔzwについて、閉ループ系の安定を保証し、かつＴzw
のＨ∞ノルムが１より小さくなる（‖Ｔzw‖∞＜１）よ
うなコントローラＫを求めることが、本実施形態におけ
るＨ∞制御問題となる。
【００４２】このようなＨ∞制御問題の解法としては、
リカッチ方程式を解く方法と、同リカッチ方程式を不等
式化したＬＭＩ問題を解く方法とがある。本実施形態に
おいてはＬＭＩ問題をベースとする制御系設計用ソフト
ウェアである「ＭＡＴＬＡＢ」を使用して１４次のコン
トローラを導出した。
リカッチ方程式を解く方法と、同リカッチ方程式を不等
式化したＬＭＩ問題を解く方法とがある。本実施形態に
おいてはＬＭＩ問題をベースとする制御系設計用ソフト
ウェアである「ＭＡＴＬＡＢ」を使用して１４次のコン
トローラを導出した。
【００４３】このように設計されたコントローラは高次
元であるので、マイクロコンピュータに実装して制御を
実行するために、同コントローラの低次元化を行う必要
がある。コントローラの次数が大きいとマイクロコンピ
ュータの演算負荷が大きくなってしまい、所定のサンプ
リング周期で演算を終了することができなくなるからで
ある。本実施形態では上記導出された１４次のコントロ
ーラを６次まで低次元化し、その後、マイクロコンピュ
ータのサンプリング周期に合わせて上記低次元化された
コントローラを離散化することにより、下記数１により
表されるフィードバック補正量を得た。
元であるので、マイクロコンピュータに実装して制御を
実行するために、同コントローラの低次元化を行う必要
がある。コントローラの次数が大きいとマイクロコンピ
ュータの演算負荷が大きくなってしまい、所定のサンプ
リング周期で演算を終了することができなくなるからで
ある。本実施形態では上記導出された１４次のコントロ
ーラを６次まで低次元化し、その後、マイクロコンピュ
ータのサンプリング周期に合わせて上記低次元化された
コントローラを離散化することにより、下記数１により
表されるフィードバック補正量を得た。
【００４４】
【数１】
【００４５】図１６は、以上に説明したコントローラＫ
を求めるための設計手順を示したフローチャートであ
る。簡単に説明すると、先ず、実モデルpsysを求めるた
めの同定実験を行い（Ｓ１）、次いで周波数フィッティ
ングによりモデルパラメータの同定を行って（Ｓ２）、
同実モデルpsysを求める。そして、規範モデルrsysを導
出（Ｓ３）し、運転状態や車種の相違、及び通電の切換
え時のトルクリップルによる上記特性変動がどのような
特性を有するかを調べるとともに（Ｓ４）、上記回転速
度ノイズの特性がどのような特性を有するかを調べる
（Ｓ５）。
を求めるための設計手順を示したフローチャートであ
る。簡単に説明すると、先ず、実モデルpsysを求めるた
めの同定実験を行い（Ｓ１）、次いで周波数フィッティ
ングによりモデルパラメータの同定を行って（Ｓ２）、
同実モデルpsysを求める。そして、規範モデルrsysを導
出（Ｓ３）し、運転状態や車種の相違、及び通電の切換
え時のトルクリップルによる上記特性変動がどのような
特性を有するかを調べるとともに（Ｓ４）、上記回転速
度ノイズの特性がどのような特性を有するかを調べる
（Ｓ５）。
【００４６】次に、上記重み関数ｗｓ、ｗｍ１、ｗｍ
２、ｗｎを上記調査した特性変動、及びノイズ特性等に
基いて設定し（Ｓ６）、図４に示した一般化プラントを
作成する（Ｓ７）。次いで、上記「ＭＡＴＬＡＢ」によ
りコントローラＫを算出し、性能評価条件を満足するか
否かを判定する（Ｓ９）。この段階で、性能評価条件が
満足されなければ、上記Ｓ６〜Ｓ８を繰り返す。また、
Ｓ９にて性能評価条件が満足されれば上記コントローラ
Ｋを低次元化し（Ｓ１０）、低次元化されたコントロー
ラＫの離散化を行う（Ｓ１１）。
２、ｗｎを上記調査した特性変動、及びノイズ特性等に
基いて設定し（Ｓ６）、図４に示した一般化プラントを
作成する（Ｓ７）。次いで、上記「ＭＡＴＬＡＢ」によ
りコントローラＫを算出し、性能評価条件を満足するか
否かを判定する（Ｓ９）。この段階で、性能評価条件が
満足されなければ、上記Ｓ６〜Ｓ８を繰り返す。また、
Ｓ９にて性能評価条件が満足されれば上記コントローラ
Ｋを低次元化し（Ｓ１０）、低次元化されたコントロー
ラＫの離散化を行う（Ｓ１１）。
【００４７】図１７は、低次元化されたコントローラＫ
（Ｈ∞コントローラ）をマイクロコンピュータ２１に実
装した場合のブロック図である。即ち、マイクロコンピ
ュータ２１は、アクセル操作量センサ２７からアクセル
操作量αを入力し、これを図３に示した目標トルクマッ
プにより目標トルクreqtrqに変換し、これを指示値マッ
プにより電流指示値Ｉ及び角度指示値θに変換し、これ
らの指示値に応じた電流をＳＲモータ１１に付与する。
一方、マイクロコンピュータ２１はレゾルバ２８からの
モータ回転速度Ｎｍ（ｋ）を入力し、上記コントローラ
Ｋにより（上記数１に従って）補正量ｕ（ｋ）を求め、
この補正量ｕ（ｋ）を目標トルクreqtrqに加える。
（Ｈ∞コントローラ）をマイクロコンピュータ２１に実
装した場合のブロック図である。即ち、マイクロコンピ
ュータ２１は、アクセル操作量センサ２７からアクセル
操作量αを入力し、これを図３に示した目標トルクマッ
プにより目標トルクreqtrqに変換し、これを指示値マッ
プにより電流指示値Ｉ及び角度指示値θに変換し、これ
らの指示値に応じた電流をＳＲモータ１１に付与する。
一方、マイクロコンピュータ２１はレゾルバ２８からの
モータ回転速度Ｎｍ（ｋ）を入力し、上記コントローラ
Ｋにより（上記数１に従って）補正量ｕ（ｋ）を求め、
この補正量ｕ（ｋ）を目標トルクreqtrqに加える。
【００４８】このような制御を行う場合の実際の作動
を、ＣＰＵ２１ａが実行する図１８に示したプログラム
に従って説明する。車両の図示しない電源スイッチ（始
動スイッチ）がオフ状態からオン状態に変更されると、
ＣＰＵ２１ａはステップ１００からステップ１０５に進
んで初期化を行い、次のステップ１１０にて所定時間
（１０msec）が経過しかた否かを判定する。そして初期
化から前記所定時間が経過すると、ＣＰＵ２１ａはステ
ップ１１０にて「Ｙｅｓ」と判定してステップ１１５に
進み、同ステップ１１５にて実際のアクセル操作量αと
図３に示した目標トルクマップとから目標トルクreqtrq
を演算する。
を、ＣＰＵ２１ａが実行する図１８に示したプログラム
に従って説明する。車両の図示しない電源スイッチ（始
動スイッチ）がオフ状態からオン状態に変更されると、
ＣＰＵ２１ａはステップ１００からステップ１０５に進
んで初期化を行い、次のステップ１１０にて所定時間
（１０msec）が経過しかた否かを判定する。そして初期
化から前記所定時間が経過すると、ＣＰＵ２１ａはステ
ップ１１０にて「Ｙｅｓ」と判定してステップ１１５に
進み、同ステップ１１５にて実際のアクセル操作量αと
図３に示した目標トルクマップとから目標トルクreqtrq
を演算する。
【００４９】次いで、ＣＰＵ２１ａはステップ１２０に
進み、同ステップ１２０にてレゾルバ２８からの信号に
基いてモータ回転速度Ｎｍを検出し、続くステップ１２
５にて上記数１に従ってフィードバック量ｕ（ｋ）を演
算する。ここで、フィードバック量ｕ（ｋ）及びモータ
回転速度Ｎｍ（ｋ）は、今回の演算で得られるフィード
バック量ｕ、及び先のステップ１２０にて検出した今回
の演算時におけるモータ回転速度Ｎｍをそれぞれ意味す
る。また、フィードバック量ｕ（ｋ−ｉ）及びモータ回
転速度Ｎｍ（ｋ−ｉ）は、ｉ回前の演算で得られたフィ
ードバック量ｕ、及び同ｉ回前の演算時におけるモータ
回転速度Ｎｍをそれぞれ意味する。
進み、同ステップ１２０にてレゾルバ２８からの信号に
基いてモータ回転速度Ｎｍを検出し、続くステップ１２
５にて上記数１に従ってフィードバック量ｕ（ｋ）を演
算する。ここで、フィードバック量ｕ（ｋ）及びモータ
回転速度Ｎｍ（ｋ）は、今回の演算で得られるフィード
バック量ｕ、及び先のステップ１２０にて検出した今回
の演算時におけるモータ回転速度Ｎｍをそれぞれ意味す
る。また、フィードバック量ｕ（ｋ−ｉ）及びモータ回
転速度Ｎｍ（ｋ−ｉ）は、ｉ回前の演算で得られたフィ
ードバック量ｕ、及び同ｉ回前の演算時におけるモータ
回転速度Ｎｍをそれぞれ意味する。
【００５０】次いで、ＣＰＵ２１ａはステップ１３０に
進み、モータへの指示トルクＴを、下記数２に従って演
算する。換言すると、目標トルクreqtrqをフィードバッ
ク量ｕ（ｋ）により補正して、指示トルクＴを求める。
進み、モータへの指示トルクＴを、下記数２に従って演
算する。換言すると、目標トルクreqtrqをフィードバッ
ク量ｕ（ｋ）により補正して、指示トルクＴを求める。
【００５１】
【数２】Ｔ＝reqtrq＋ｕ（ｋ）
【００５２】次に、ＣＰＵ２１ａはステップ１３５に進
み、同ステップ１３５にて先に求めた指示トルクＴを図
示しない指示値マップを用いて電流指示値Ｉ及び角度指
示値θに変換し、ステップ１４０にて電流指示値Ｉ及び
角度指示値θをチョッパ回路２２に出力する。これによ
り、チョッパ回路２２、駆動回路２３、及びスイッチン
グ回路２４を介して前記電流指示値Ｉに応じた電流が前
記角度指示値θに応じたタイミングにてＳＲモータ１１
に流される。
み、同ステップ１３５にて先に求めた指示トルクＴを図
示しない指示値マップを用いて電流指示値Ｉ及び角度指
示値θに変換し、ステップ１４０にて電流指示値Ｉ及び
角度指示値θをチョッパ回路２２に出力する。これによ
り、チョッパ回路２２、駆動回路２３、及びスイッチン
グ回路２４を介して前記電流指示値Ｉに応じた電流が前
記角度指示値θに応じたタイミングにてＳＲモータ１１
に流される。
【００５３】次いで、ＣＰＵ２１ａはステップ１４５に
進み、同ステップ１４５にて電源スイッチがオフ状態に
変更されたか否かを判定し、同電源スイッチがオフ状態
でなければ同ステップ１４５にて「Ｎｏ」と判定して上
記ステップ１１０に戻る。他方、ステップ１４５の実行
時に電源スイッチがオフ状態であれば、ＣＰＵ２１ａは
ステップ１４５にて「Ｙｅｓ」と判定してステップ１５
０に進み、同ステップ１５０にて停止処理を行った後に
ステップ１９５にて本ルーチンを終了する。
進み、同ステップ１４５にて電源スイッチがオフ状態に
変更されたか否かを判定し、同電源スイッチがオフ状態
でなければ同ステップ１４５にて「Ｎｏ」と判定して上
記ステップ１１０に戻る。他方、ステップ１４５の実行
時に電源スイッチがオフ状態であれば、ＣＰＵ２１ａは
ステップ１４５にて「Ｙｅｓ」と判定してステップ１５
０に進み、同ステップ１５０にて停止処理を行った後に
ステップ１９５にて本ルーチンを終了する。
【００５４】このように、アクセル操作量αに基いて目
標トルクreqtrqが決定され、この目標トルクreqtrqが実
際のモータ回転速度ＮｍとコントローラＫとにより決定
されたフィードバック補正量ｕ（ｋ）により補正されて
指示トルクＴが決定され、この指示トルクＴに応じてＳ
Ｒモータ１１への通電がなされる。
標トルクreqtrqが決定され、この目標トルクreqtrqが実
際のモータ回転速度ＮｍとコントローラＫとにより決定
されたフィードバック補正量ｕ（ｋ）により補正されて
指示トルクＴが決定され、この指示トルクＴに応じてＳ
Ｒモータ１１への通電がなされる。
【００５５】以上、説明したように、本実施形態によれ
ば、ＳＲモータ１１の応答が理想的な制振性及び応答性
を有する規範モデルrsysに応じた応答となるとともに、
回転数検出手段の有するノイズによる影響を受け難く、
トルクリップル、及び運転状態や車種等の相違による特
性変動に対するロバスト性に優れた電動モータの制御装
置が提供される。
ば、ＳＲモータ１１の応答が理想的な制振性及び応答性
を有する規範モデルrsysに応じた応答となるとともに、
回転数検出手段の有するノイズによる影響を受け難く、
トルクリップル、及び運転状態や車種等の相違による特
性変動に対するロバスト性に優れた電動モータの制御装
置が提供される。
【００５６】なお、本発明は上記実施形態に限定される
ことはなく、本発明の範囲内において種々の変形例を採
用することができる。例えば、ＳＲモータ１１は他の形
式の電動モータであってもよく、上記電動モータの制御
装置は電気自動車以外の装置の電動モータを制御しても
よい。
ことはなく、本発明の範囲内において種々の変形例を採
用することができる。例えば、ＳＲモータ１１は他の形
式の電動モータであってもよく、上記電動モータの制御
装置は電気自動車以外の装置の電動モータを制御しても
よい。
【図１】 本発明による電動モータの制御装置を搭載し
た車両（電気自動車）の構成ブロック図である。
た車両（電気自動車）の構成ブロック図である。
【図２】 図１に示した駆動回路とスイッチング回路の
回路図である。
回路図である。
【図３】 図１に示したＣＰＵが参照する、アクセル操
作量に対する目標トルクを規定する目標トルクマップで
ある。
作量に対する目標トルクを規定する目標トルクマップで
ある。
【図４】 図１に示した電動モータの制御装置が備える
コントローラをＨ∞制御により決定するためのブロック
図である。
コントローラをＨ∞制御により決定するためのブロック
図である。
【図５】 Ｈ∞制御の一般化プラントのブロック図であ
る。
る。
【図６】 図４に示した規範モデルと実モデルの周波数
に対するゲイン特性及び位相特性を示すグラフである。
に対するゲイン特性及び位相特性を示すグラフである。
【図７】 図４に示した実モデル、規範モデル、コント
ローラ、及び重み関数の接続関係を示す部分ブロック図
である。
ローラ、及び重み関数の接続関係を示す部分ブロック図
である。
【図８】 図７に示した重み関数ｗｓの周波数に対する
ゲイン特性を示したグラフである。
ゲイン特性を示したグラフである。
【図９】 特性変動の取り扱い方を概念的に示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１０】 図９に示した取り扱いを具体化したブロッ
ク図である。
ク図である。
【図１１】 図１０に示した重み関数ｗｍ１の周波数に
対するゲイン特性を示したグラフである。
対するゲイン特性を示したグラフである。
【図１２】 図１０に示した重み関数ｗｍ２の周波数に
対するゲイン特性を示したグラフである。
対するゲイン特性を示したグラフである。
【図１３】 センサノイズの取り扱い方を概念的に示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１４】 図１３に示した取り扱いを具体化したブロ
ック図である。
ック図である。
【図１５】 図１４に示した重み関数ｗｎの周波数に対
するゲイン特性を示したグラフである。
するゲイン特性を示したグラフである。
【図１６】 図１に示した電動モータの制御装置が備え
るコントローラを設計する手順を示したフローチャート
である。
るコントローラを設計する手順を示したフローチャート
である。
【図１７】 コントローラＫ（Ｈ∞コントローラ）を図
１に示したマイクロコンピュータに実装した場合のブロ
ック図である。
１に示したマイクロコンピュータに実装した場合のブロ
ック図である。
【図１８】 図１に示したマイクロコンピュータが実行
するプログラムを示すフローチャートである。
するプログラムを示すフローチャートである。
【図１９】 従来のＳＲモータの制御系を示すブロック
図である。
図である。
【図２０】 図１９に示した制御系における目標トルク
の変化とモータ回転速度の変化を示すタイムチャートで
ある。
の変化とモータ回転速度の変化を示すタイムチャートで
ある。
１１…モータ、１１ａ〜１１ｃ…モータコイル、１２…
ドライブシャフト、１３…差動歯車装置、１４…駆動
輪、１６…バッテリ、２０…電気制御装置、２１…マイ
クロコンピュータ、２２…チョッパ回路、２３…駆動回
路、２４…スイッチング回路、２８…レゾルバ。
ドライブシャフト、１３…差動歯車装置、１４…駆動
輪、１６…バッテリ、２０…電気制御装置、２１…マイ
クロコンピュータ、２２…チョッパ回路、２３…駆動回
路、２４…スイッチング回路、２８…レゾルバ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 葛谷 秀樹 愛知県刈谷市朝日町２丁目１番地 アイシ ン精機株式会社内 (72)発明者 瀬部 昇 福岡県槽屋郡篠栗町篠栗4856−１−1105 (72)発明者 池田 建司 徳島県徳島市福島２丁目４番８号 ハイツ はと 404号 Ｆターム(参考） 5H004 GA17 GB12 HA08 HB08 HB14 JA03 JA12 JA23 KC18 KC34 5H550 AA16 BB05 BB06 CC02 DD09 GG03 HA07 KK05 LL01 LL22
Claims (8)
- 【請求項１】操作量に応じて目標トルクｗ１を決定する
とともに、回転速度検出手段により検出された電動モー
タの実際の回転速度に基く補正量をコントローラにより
求め、前記目標トルクｗ１を前記補正量により補正して
得られた指示トルクに応じて前記電動モータに流れる電
流を制御する電動モータの制御装置において、 前記目標トルクｗ１に対する追従性及び制振性が良好な
規範モデルを作成し、前記目標トルクｗ１に対する前記
電動モータの実際の応答特性を表す実モデルを作成し、
前記目標トルクｗ１を入力ｗとし、前記規範モデルに前
記目標トルクｗ１を与えて得られる回転速度と前記実モ
デルに前記目標トルクｗ１を与えて得られる回転速度と
の回転速度差ｚ１を制御量ｚとし、前記入力ｗから前記
制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所定値以下とす
るように前記コントローラを決定し、同決定されたコン
トローラにより前記電動モータに流れる電流を制御する
電動モータの制御装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の電動モータの制御装置で
あって、前記目標トルクｗ１が重み関数ｗｓを介して前
記規範モデル及び前記実モデルにそれぞれ入力されるよ
うに構成された系に基いて前記コントローラが決定され
てなる電動モータの制御装置。 - 【請求項３】請求項２に記載の電動モータの制御装置に
おいて、 前記重み関数ｗｓは、低周波数領域のゲインが高周波数
領域のゲインより大きく設定されてなる電動モータの制
御装置。 - 【請求項４】請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載
の電動モータの制御装置において、 前記規範モデルは、前記実モデルの共振周波数近傍の周
波数領域でゲインが同実モデルよりも小さく設定され、
同周波数領域以外の周波数領域でゲインが同実モデルと
略一致するように設定されてなる電動モータの制御装
置。 - 【請求項５】請求項１乃至請求項４の何れか１項に記載
の電動モータの制御装置において、 前記電動モータの実際の応答特性の変動を前記実モデル
の乗法的摂動Δとして扱うため、同摂動Δの出力である
摂動出力ｗ２を重み関数ｗｍ１を介して前記実モデルに
入力するとともに、前記コントローラの出力を重み関数
ｗｍ２を介して制御量ｚ２として取り出し、前記目標ト
ルクｗ１及び前記摂動出力ｗ２を入力ｗとし、前記制御
量ｚ１及び前記制御量ｚ２を制御量ｚとして、前記入力
ｗから前記制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所定
値以下とするように前記コントローラを決定し、同決定
されたコントローラにより前記電動モータに流れる電流
を制御する電動モータの制御装置。 - 【請求項６】請求項５に記載の電動モータの制御装置に
おいて、 前記重み関数ｗｍ１は、高周波数領域でのゲインが低周
波数領域でのゲインより大きく設定され、 前記重み関数ｗｍ２は、低周波数領域でのゲインが高周
波数領域でのゲインより大きく設定されてなる電動モー
タの制御装置。 - 【請求項７】請求項５又は請求項６に記載の電動モータ
の制御装置において、 前記検出される電動モータの回転速度に含まれるセンサ
ノイズｗ３を重み関数ｗｎを介して前記コントローラの
入力側に加え、前記目標トルクｗ１と前記摂動出力ｗ２
と前記センサノイズｗ３を入力ｗとし、前記制御量ｚ１
及び前記制御量ｚ２を制御量ｚとして、前記入力ｗから
前記制御量ｚまでの伝達関数のＨ∞ノルムを所定値以下
とするように前記コントローラを決定し、同決定された
コントローラにより前記電動モータに流れる電流を制御
する電動モータの制御装置。 - 【請求項８】請求項７に記載の電動モータの制御装置に
おいて、 前記重み関数ｗｎは、低周波数領域でのゲインが高周波
数領域でのゲインより大きく設定されてなる電動モータ
の制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001048251A JP4660941B2 (ja) | 2001-02-23 | 2001-02-23 | 電動モータの制御装置 |
| US10/080,583 US6653808B2 (en) | 2001-02-23 | 2002-02-25 | Electric motor control device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001048251A JP4660941B2 (ja) | 2001-02-23 | 2001-02-23 | 電動モータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002252997A true JP2002252997A (ja) | 2002-09-06 |
| JP4660941B2 JP4660941B2 (ja) | 2011-03-30 |
Family
ID=18909554
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001048251A Expired - Fee Related JP4660941B2 (ja) | 2001-02-23 | 2001-02-23 | 電動モータの制御装置 |
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|---|---|
| US (1) | US6653808B2 (ja) |
| JP (1) | JP4660941B2 (ja) |
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| JP2009288036A (ja) * | 2008-05-29 | 2009-12-10 | Meidensha Corp | ローラ表面駆動力の推定方法とその装置 |
| CN107154759A (zh) * | 2011-04-28 | 2017-09-12 | 赛伟科有限责任公司 | 电动机和电动机控制器 |
| CN113156809A (zh) * | 2021-04-22 | 2021-07-23 | 广东第二师范学院 | 一种基于微分规程改进型pd算法的电机转速控制方法 |
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| JP2008061453A (ja) * | 2006-09-01 | 2008-03-13 | Denso Corp | 車載用モータ制御装置 |
| SE0801590L (sv) * | 2008-07-03 | 2008-07-04 | Abb Research Ltd | Metod för att optimera vridmoment relativt strömstyrka i elektriska motorer |
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| US4148452A (en) * | 1977-12-08 | 1979-04-10 | The United States Of America As Represented By The Administrator, National Aeronautics And Space Administration | Filtering technique based on high-frequency plant modeling for high-gain control |
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| JP3189865B2 (ja) * | 1995-08-18 | 2001-07-16 | 株式会社安川電機 | 機械振動検出装置および制振制御装置 |
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- 2001-02-23 JP JP2001048251A patent/JP4660941B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-02-25 US US10/080,583 patent/US6653808B2/en not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
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