JP2002238287A - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 モータが発電状態となった際の回路素子への
必要以上の電圧印加を極力簡易な構成で回避できるよう
にする。 【解決手段】 接続遮断用の第７乃至第９のＮチャンネ
ルＭＯＳ ＦＥＴ７〜９は、それぞれ第７乃至第９の寄
生ダイオード７ａ〜９ａを有すると共に、それぞれ第１
乃至第３の抵抗器１５〜１７が並列接続されており、モ
ータ１０３が発電状態にあり、例えば、Ｕ相からＷ相へ
電流が流れる場合には、第１の抵抗器１５、第１の寄生
ダイオード１ａ、モータ用直流電源１８、第６の寄生ダ
イオード６ａ、第９の寄生ダイオード９ａを介してＷ相
へ流れ込む電流通路が形成され、非導通状態にある第７
のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ７には、Ｕ相・Ｗ相間の
電圧Ｖu−wからモータ用直流電源１８の電圧Ｖbだけ減
じた電圧が印加されることとなり、耐圧電圧の低減化を
図ることが可能となるものである。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、モータ駆動装置に
係り、特に、例えば、自動車用空調装置における圧縮機
のエンジンによる駆動が停止された状態において、エン
ジンによる駆動に代わって圧縮機を駆動する際などに用
いられるモータの駆動装置であって、信頼性、動作効率
の向上等を図ったものに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のモータ駆動装置として
は、例えば、特開平１０−３２３０７９号公報に開示さ
れたようなものが公知・周知となっている。すなわち、
同号公報には、回転力を得る主動力源としての自転車の
操作者による踏力を補助する観点から、自転車の回転軸
へ回転力を与えるモータの駆動装置であって、モータが
発電状態にある場合にモータの駆動回路を保護するため
に、モータのコイルの中点を駆動回路の所定のラインへ
接続して、駆動回路を構成する半導体素子に印加される
逆電圧を低下させるように構成されたものが開示されて
いる。このようにモータが、回転力を発生する主駆動源
の補助として用いられるものとしては、他に、例えば、
近年種々の提案がなされている自動車用空調装置におけ
る圧縮機の例を挙げることができる。すなわち、例え
ば、エンジンと電気モータとを併用したいわゆるハイブ
リッドカーなどにおける自動車用空調装置においては、
エンジンが停止された状態においても、空調状態の低下
を防止する観点から圧縮機を駆動状態とするために、走
行用の電気モータとは別に設けられたモータを、エンジ
ンに代わって駆動源として用いるようにしたいわゆるハ
イブリットコンプレッサが提案されている。

【０００３】このハイブリッドコンプレッサの駆動に用
いられるモータは、車両内の極めて余裕の無い収納空間
において、その収納空間の確保等の観点から圧縮機の軸
に直接接続された構成とされることが多い。このような
構成においては、圧縮機がエンジンによって駆動される
場合、すなわち、モータが非動作状態にある場合、圧縮
機と一緒にモータも回転されるため、モータは発電状態
となり、先の特開平１０−３２３０７９号公報に開示さ
れたモータ同様に、その発電電圧でモータの駆動回路を
破壊させないようにする工夫が必要となり、例えば、上
記公報に開示されたような構成を採用することも考えら
れる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、特開平
１０−３２３０７９号公報に開示された構成にあって
は、モータが所定の発電状態にあることを検出して、モ
ータコイルの中点と所定のラインとを短絡状態とする保
護回路を別途設ける必要があり、構成が複雑となるばか
りか、装置の高価格化を招く等の問題がある。また、上
記公報記載の構成にあっては、モータ駆動回路の出力段
を構成する６個のＭＯＳ ＦＥＴの内、保護回路の動作
の際に導通状態とされる３つのＭＯＳＦＥＴには、モー
タの発電電流が流通するために、これらには大容量のも
のが必要となるが、容量が大きくなるに従い素子価格が
高くなり、結局、装置の高価格化を招くこととなる。さ
らに、この公報記載の構成にあっては、モータ駆動回路
の出力段を構成する６個のＭＯＳ ＦＥＴ及びバッテリ
電源遮断用のスイッチの耐圧電圧を、少なくともモータ
の最大発生電圧に設定する必要があり、そのため、これ
らには素子価格の高いものを使用せざる得ないこととな
る。

【０００５】そこで、モータが発電状態となった際に、
その発電電圧によるモータ駆動回路への影響を簡易な構
成により回避する方策としては、例えば、モータ駆動回
路とモータとの間にリレーを挿入し、モータが発電状態
となった際に、モータとモータ駆動回路との電気的な接
続を、そのリレーによって断つような構成とすることが
考えられる。しかしながら、そのような構成において
は、リレーの応答速度が遅いために、瞬時の動作が期待
できないことに加えて、個々のリレーの動作時間のばら
つきがあり、しかもそのばらつきの程度が大きいため
に、動作の信頼性が確保できないという問題がある。ま
た、リレーでは、接点の劣化や、融着は避け難く、この
点からも信頼性の確保が困難であるという問題がある。
さらに、リレー自体、占有空間が大きいために、車両用
装置のような収納空間に余裕の無い装置にあっては、そ
の使用は現実的ではないという問題がある。

【０００６】本発明は、上記実状に鑑みてなされたもの
で、モータが発電状態となった際の回路素子への必要以
上の電圧印加を極力簡易な構成で回避することができ、
信頼性の高い動作を確保できるモータ駆動装置を提供す
るものである。本発明の他の目的は、モータが発電状態
となった際の回路素子への必要以上の電圧印加を確実に
回避することができ、収納空間が極力小さくて済むモー
タ駆動装置を提供することにある。本発明の他の目的
は、高価な素子を用いることなく、モータが発電状態と
なった際の回路素子への必要以上の電圧印加を、極力簡
易な構成で、確実に回避することができるモータ駆動装
置を提供することにある。本発明の他の目的は、無駄な
消費電力の増大を招くことないフローティング電源回路
を有してなるモータ駆動装置を提供することにある。本
発明の他の目的は、不作動時間が極力短く、発電状態の
終了直後、速やかにモータ駆動状態へ移行することがで
きるモータ駆動装置を提供することにある。本発明の他
の目的は、フローティング電源回路の充電期間の間、装
置の動作を停止させるための専用のタイマーを必要とす
ることのないモータ駆動装置を提供することにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記本発明の目的を達成
するため、本発明に係るモータ駆動装置は、制御電極を
有してなると共に内部に寄生ダイオードが形成されてな
るモータ駆動制御用のスイッチング素子が、電源とアー
スとの間でブリッジ接続され、外部から入力される制御
信号に応じて前記スイッチング素子の導通、非導通状態
が制御されてモータへの通電が制御されるよう構成され
てなるモータ駆動回路を有してなるモータ駆動装置にお
いて、前記モータ駆動回路と前記モータとの間に、外部
からの遮断制御信号に応じて前記モータ駆動回路と前記
モータとの電気的接続状態を断続する接続遮断回路が設
けられ、当該接続遮断回路は、制御電極を有してなる接
続遮断用のスイッチング素子が前記モータ駆動回路と前
記モータとの間に直列接続されるように設けられてな
り、前記接続遮断用のスイッチング素子は、その内部に
寄生ダイオードが形成されてなるものであって、前記接
続遮断用のスイッチング素子には、抵抗器がそれぞれ並
列接続されてなるものである。

【０００８】かかる構成においては、モータ駆動回路に
よってモータの駆動がなされる場合には、接続遮断用の
スイッチング素子を導通状態とすることで、モータ駆動
回路とモータとを電気的に接続状態とすることができ、
モータの駆動が可能となる一方、モータ駆動回路による
モータの駆動を停止させる場合には、接続遮断用のスイ
ッチング素子を非導通状態とすることで、モータ駆動回
路とモータとの電気的接続を遮断することができること
となる。しかも、モータが発電状態にある場合には、そ
の発電電流の相変化に伴い、モータ駆動制御用のスイッ
チング素子の寄生ダイオードと、接続遮断用のスイッチ
ング素子の寄生ダイオードと、接続遮断用のスイッチン
グ素子に並列接続された抵抗器とによって、発電電流の
経路が形成されることとなり、接続遮断用のスイッチン
グ素子には、モータの発電電圧からモータ駆動回路の電
源電圧を減算した電圧が印加されることとなるので、接
続遮断用のスイッチング素子の耐圧を、モータ駆動回路
の電源電圧分だけ低いものとすることが可能となり、モ
ータが発電状態となった際の回路素子への必要以上の電
圧印加を、極力簡易な構成で確実に回避することがで
き、信頼性の高い動作を確保できることとなるものであ
る。

【０００９】また、上記発明の目的を達成するため、本
発明に係るモータ駆動装置は、制御電極を有してなると
共に内部に寄生ダイオードが形成されてなるモータ駆動
制御用のスイッチング素子が、電源とアースとの間でブ
リッジ接続され、外部から入力される制御信号に応じて
前記スイッチング素子の導通、非導通状態が制御されて
モータへの通電が制御されるよう構成されてなるモータ
駆動回路を有してなるモータ駆動装置において、前記モ
ータ駆動回路と前記モータとの間に、外部からの遮断制
御信号に応じて前記モータ駆動回路と前記モータとの電
気的接続状態を断続する接続遮断回路が設けられ、当該
接続遮断回路は、制御電極を有してなる接続遮断用のス
イッチング素子が前記モータ駆動回路と前記モータとの
間に直列接続されるように設けられてなると共に、前記
接続遮断用のスイッチング素子の制御電極へ前記遮断制
御信号に応じた信号を印加するゲート駆動回路と、前記
ゲート駆動回路へ電源電圧を供給するフローティング電
源回路とを有してなり、前記接続遮断用のスイッチング
素子は、その内部に寄生ダイオードが形成されてなるも
のであって、当該接続遮断用のスイッチング素子には、
抵抗器がそれぞれ並列接続されてなり、前記ゲート駆動
回路は、前記フローティング電源回路により供給される
電源電圧が所定値以下の場合に前記遮断制御信号の状態
に関わらず前記接続遮断用のスイッチング素子を非導通
状態とするよう構成されてなり、前記フローティング電
源回路は、その電圧基準点が前記ゲート駆動回路の回路
接地点と共に、前記接続遮断用のスイッチング素子の前
記モータ駆動回路側の端部と接続されてなるものであ
る。

【００１０】かかる構成にあっては、特に、接続遮断用
のスイッチング素子のゲート駆動回路へ電源電圧を供給
するフローティング電源回路の電圧基準点が、ゲート駆
動回路の回路接地点及び接続遮断用のスイッチング素子
のモータ駆動回路側の端部と共に、モータ駆動回路を構
成するモータ駆動制御用のスイッチング素子を介して接
地されるような構成とすることで、フローティング電源
回路が充電状態にある場合に、モータ駆動回路の動作を
停止させるようなタイマーを用いることなく、しかも、
無駄な電力消費を増すことなく極力短時間で充電が行わ
れ、発電モータ直後にあってもモータの駆動が即座に可
能となるものである。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図１乃至図８を参照しつつ説明する。なお、以下に
説明する部材、配置等は本発明を限定するものではな
く、本発明の趣旨の範囲内で種々改変することができる
ものである。最初に、本発明の実施の形態におけるモー
タ駆動装置の第１の構成例について、図１を参照しつつ
説明する。まず、本発明の実施の形態におけるモータ駆
動装置（以下「本装置」と言う）Ｓによって駆動される
モータ１０３について説明する。このモータ１０３は、
より具体的には、例えば、自動車用空調装置に用いられ
るコンプレッサ（圧縮機）の駆動用であって、特に、ハ
イブリッドコンプレッサと称されるコンプレッサ（図示
せず）に用いられるブラシレスモータである。ハイブリ
ッドコンプレッサは、エンジンと電気モータとを併用し
たいわゆるハイブリッドカーなどにおける自動車用空調
装置において用いられるもので、エンジンが停止された
状態においても、空調状態の低下を防止する観点からコ
ンプレッサを駆動状態とするために、走行用の電気モー
タとは別に設けられたモータによって、エンジンに代わ
って駆動可能に構成されたものである。そして、このハ
イブリットコンプレッサの駆動用として設けられるブラ
シレスモータは、極力その配置スペースを削減する観点
から、その回転軸はハイブリッドコンプレッサの回転軸
と直接接続されており、エンジン駆動の際にも接続状態
が保持されて、ハイブリッドコンプレッサと一緒に回転
するような構造となっている。したがって、ハイブリッ
ドコンプレッサがエンジン駆動の状態、換言すれば、モ
ータ１０３が非駆動状態にあっては、モータ１０３は発
電状態となる。

【００１２】次に、本発明の実施の形態におけるモータ
駆動装置Ｓは、モータ駆動回路１０１と、接続遮断回路
１０２とに大別されて構成されたものとなっている。モ
ータ駆動回路１０１は、制御電極を有してなる６個のモ
ータ駆動制御用のスイッチング素子がいわゆる三相ブリ
ッジ接続されてなる公知・周知の回路構成を有してなる
ものとなっている。すなわち、本発明の実施の形態にお
けるモータ駆動回路１０１は、制御電極を有してなるス
イッチング素子として、６個のＮチャンネルＭＯＳ Ｆ
ＥＴ１〜６を用いて構成されたものとなっている。この
モータ駆動制御用の第１乃至第６のスイッチング素子で
ある第１乃至第６のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ（図１
においては、それぞれ「Ｔ１」、「Ｔ２」、「Ｔ３」、
「Ｔ４」、「Ｔ５」、「Ｔ６」と表記）１〜６は、いわ
ゆる寄生ダイオード（図１においては、それぞれ「Ｄ
１」、「Ｄ２」、「Ｄ３」、「Ｄ４」、「Ｄ５」、「Ｄ
６」と表記）１ａ〜６ａが内部にそれぞれ形成されてな
るもので、それぞれの寄生ダイオード（以下、それぞれ
「第１の寄生ダイオード」、「第２の寄生ダイオー
ド」、「第３の寄生ダイオード」、「第４の寄生ダイオ
ード」、「第５の寄生ダイオード」、「第６の寄生ダイ
オード」と言う）１ａ〜６ａは、アノード側がＭＯＳ
ＦＥＴのソースに、カソード側がＭＯＳ ＦＥＴのドレ
インに、それぞれ接続された状態となっている。なお、
第１乃至第６のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ１〜６は、
エンハンスメント特性、デプレッション特性のいずれの
特性のものでも良いものである。

【００１３】第１乃至第３のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥ
Ｔ（以下、それぞれ「第１のＮＭＯＳ」、「第２のＮＭ
ＯＳ」、「第３のＮＭＯＳ」と言う）１〜３は、各々の
ドレインが相互に接続されてモータ用直流電源１８の正
極側に接続される一方、第１のＮＭＯＳ１のソースは、
第４のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ（以下「第４のＮＭ
ＯＳ」と言う）４のドレインに、第２のＮＭＯＳ２は、
第５のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ（以下「第５のＮＭ
ＯＳ」と言う）５のドレインに、第３のＮＭＯＳ３は、
第６のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ（以下「第６のＮＭ
ＯＳ」と言う）６のドレインに、それぞれ接続されたも
のとなっている。そして、第４乃至第６のＮＭＯＳ４〜
６のソースは、相互に接続されてモータ用直流電源１８
の負極側に接続されている。

【００１４】また、第１のＮＭＯＳ１のソースと第４の
ＮＭＯＳ４のドレインとの接続点は、後述する接続遮断
回路１０２を構成する第７のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥ
Ｔ（図１においては「Ｔ７」と表記）７のソースに、第
２のＮＭＯＳ２のソースと第５のＮＭＯＳ５のドレイン
との接続点は、同じく接続遮断回路１０２を構成する第
８のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ（図１においては「Ｔ
８」と表記）８のソースに、第３のＮＭＯＳ３のソース
と第６のＮＭＯＳ６のドレインとの接続点は、同じく接
続遮断回路１０２を構成する第９のＮチャンネルＭＯＳ
ＦＥＴ（図１においては「Ｔ９」と表記）９のソース
に、それぞれ接続されたものとなっている。

【００１５】かかる構成を有してなるモータ駆動回路１
０１は、通常、三相ＤＣブラシレスモータであるモータ
１０３の内部に設けられた３つのホール素子（図示せ
ず）の出力信号に基づいて、図示されない制御信号発生
回路によって発生される制御信号が、第１乃至第６のＮ
ＭＯＳ１〜６の制御電極としてのゲートに所定の制御ル
ーチンにしたがって印加されることで、これら第１乃至
第６ＮＭＯＳ１〜６がオン・オフ（導通・非導通）状態
とされて、モータ１０３の３つのコイル（図示せず）へ
対する通電制御が行われるようになっているもので、そ
の動作は、公知・周知のものであるのでここでの詳細な
説明は省略することとする。

【００１６】接続遮断回路１０２は、第７乃至第９のＮ
チャンネルＭＯＳ ＦＥＴ（以下、それぞれ「第７のＮ
ＭＯＳ」、「第８のＮＭＯＳ」、「第９のＮＭＯＳ」と
言う）７〜９及び第１乃至第３の抵抗器（図１において
は、それぞれ、「Ｒ１」、「Ｒ２」、「Ｒ３」と表記）
１５〜１７を有して構成されたものとなっており、外部
からの遮断制御信号に応じてモータ駆動回路１０１とモ
ータ１０３との電気的接続状態を断続するものとなって
いる。制御電極を有してなる接続遮断用のスイッチング
素子としての第７乃至第９のＮＭＯＳ７〜９は、基本的
には、先の第１乃至第６のＮＭＯＳ１〜６と同様に、寄
生ダイオード（図１においては、それぞれ「Ｄ７」、
「Ｄ８」、「Ｄ９」と表記すると共に、以下、それぞれ
「第７の寄生ダイオード」、「第８の寄生ダイオー
ド」、「第９の寄生ダイオード」と言う）７ａ〜９ａが
それぞれ形成されてなるものである。なお、これら第７
乃至第９のＮＭＯＳ７〜９も、エンハンスメント特性、
デプレッション特性のいずれの特性のものでも良いもの
である。そして、まず、第７のＮＭＯＳ７のソースは、
先に述べたように第１のＮＭＯＳ１と第４のＮＭＯＳ４
の接続点に接続される一方、ドレインは、モータ１０３
のコイル（図示せず）に接続されたものとなっている。
なお、モータ１０３は、ここでは、先に述べたようにブ
ラシレスモータであって３つのステータコイルを有して
なるものであるので、第７のＮＭＯＳ７のドレインは、
この３つのコイルのいずれかの一端に接続されることと
なる。この場合、コイル同士の接続は、スター結線、Δ
結線のいずれでよもいものである。

【００１７】第８のＮＭＯＳ８のソースは、先に述べた
ように第２のＮＭＯＳ２と第５のＮＭＯＳ５の接続点に
接続される一方、ドレインは、モータ１０３のコイル
（図示せず）に接続されたものとなっている。第９のＮ
ＭＯＳ９のソースは、先に述べたように第３のＮＭＯＳ
３と第６のＮＭＯＳ６の接続点に接続される一方、ドレ
インは、モータ１０３のコイル（図示せず）に接続され
たものとなっている。また、第７のＮＭＯＳ７には、そ
のドレインとソースとの間に第１の抵抗器（図１におい
ては「Ｒ１」と表記）１５が接続されて、第７のＮＭＯ
Ｓ７と並列接続状態とされており、また、第８のＮＭＯ
Ｓ８には、そのドレインとソースとの間に第２の抵抗器
（図１においては「Ｒ２」と表記）１６が接続されて、
第８のＮＭＯＳ８と並列接続状態とされており、さら
に、第９のＮＭＯＳ９には、そのドレインとソースとの
間に第３の抵抗器（図１においては「Ｒ３」と表記）１
７が接続されて、第９のＮＭＯＳ９と並列接続状態とさ
れている。これら第７乃至第９のＮＭＯＳ７〜９の制御
電極としてのゲートには、図示されないゲート駆動回路
によるゲート信号が印加されるようになっている。な
お、本発明の実施の形態においては、説明の便宜的上、
第７のＮＭＯＳ７のドレインが接続されたモータ１０３
の相をＵ相、第８のＮＭＯＳ８のそれをＶ相、第９のＮ
ＭＯＳ９のそれをＷ相とする。

【００１８】次に、かかる構成における動作について図
１乃至図５を参照しつつ説明する。最初に、以下の動作
説明においては、モータ１０３のコイルの結線はΔ結線
であると仮定する。また、モータ駆動回路１０１の動作
は、公知・周知のものであり、本発明の実施の形態にお
けるモータ駆動装置Ｓは、モータ１０３が発電状態、換
言すれば、エンジンが駆動状態にあってモータ駆動回路
１０１が非動作状態にある場合における接続遮断回路１
０２の動作に特徴を有するものであるので、以下の動作
説明は、モータ１０３が発電状態にあることを前提とす
る。したがって、この場合においては、第７乃至第９の
ＮＭＯＳ７〜９は、図示されないゲート駆動回路を介し
て外部から所定のレベルの遮断制御信号がゲート信号と
してそれぞれのゲートに印加されることによって、全て
オフ、すなわち、非導通状態とされている状態とする。
また、モータ用直流電源１８は、従来と異なり、モータ
１０３がモータ駆動回路１０１により駆動制御されてい
る状態であるか、又は、モータ駆動回路１０が非動作状
態で、モータ１０３が発電状態にあるかに関わらず、モ
ータ駆動回路１０１常時接続された状態である。

【００１９】かかる前提の下、まず、モータ１０３のコ
イルの巻線インピーダンス等を考慮すると、図１の回路
図は等価的に図２に示された等価回路に表すことができ
る。すなわち、同図において、符号Ｚmで表された部分
は、モータ１０３の３つのコイルのそれぞれのモータ巻
線インピーダンスであり、本発明の実施の形態において
は、いずれも等しいものとする。また、図２において、
符号Ｚlで表された部分は、Δ結線されたモータのコイ
ルの各々の接続点と外部との間の配線のインピーダン
ス、すなわちモータ配線インピーダンスであり、本発明
の実施の形態においては、いずれも等しいものとする。
さらに、図２において。符号Ｚoで示された部分は、モ
ータ用直流電源１８の内部インピーダンスと、このモー
タ用直流電源１８内部における配線のインピーダンスの
和であり、ここでは、便宜的に電源インピーダンスと称
するものとする。またさらに、モータ１０３のＵ相とＶ
相間の発電電圧をＶu−vと、Ｖ相とＷ相間の発電電圧を
Ｖv−wと、Ｕ相とＷ相間の発電電圧をＶu−wと、それぞ
れ表すものとする。

【００２０】そして、モータ１０３が発電状態における
各々の相に流れる電流を考える際においては、いわゆる
重畳の定理が適用できることは公知・周知の通りであ
る。したがって、各々のＵ、Ｖ、Ｗの各々の相に流れる
電流は、第１の場合として、Ｖu−v＝Ｖv−w＝０で、Ｖ
u−w≠０の場合、第２の場合として、Ｖu−w＝Ｖu−v＝
０で、Ｖv−w≠０の場合、第３の場合として、Ｖu−w＝
Ｖv−w＝０で、Ｖu−v≠０の場合のそれぞれにおける電
流の和として求められる。したがって、以下の説明にお
いては、上述の第１の場合、すなわち、Ｖu−v＝Ｖv−w
＝０で、Ｖu−w≠０の場合を例に採り、その場合の本装
置の動作について説明することとする。かかる条件の
下、電流はＵ相から流れ出て、次述するようにしてＷ相
へ流れ込むこととなる。したがって、Ｕ相とＶ相間のモ
ータ巻線インピーダンスＺmと、Ｖ相とＷ相間のモータ
巻線インピーダンスＺmと、２Ｚmと合成することがで
き、図２に示された等価回路は、図３の如くに表すこと
ができる。そして、この等価回路において、２Ｚmのモ
ータ巻線インピーダンスに流れる電流は、モータ１０３
内部の電流であるので無視できるとする。また、第１の
抵抗器１５の抵抗値をＲ１、第２の抵抗器１６の抵抗値
をＲ２、第３の抵抗器１７の抵抗値をＲ３とすれば、一
般に、Ｒ１，Ｒ３＞＞Ｚm，Ｚl，Ｚoであるので、Ｚm，
Ｚl，Ｚoは、いずれも無視できるものとする。

【００２１】まず、０＜Ｖu−w≦Ｖbの場合、すなわ
ち、発電電圧がモータ用直流電源１８の電源電圧Ｖb以
下の場合、モータ駆動回路１０１の第１乃至第６の寄生
ダイオード１ａ〜６ａのいずれも導通状態となることは
ない。また、これら第１乃至第６の寄生ダイオード１ａ
〜６ａが非導通状態であることから、第７の寄生ダイオ
ード７ａ及び第９の寄生ダイオード９ａも導通状態とは
ならない。そして、ダイオードの順方向電圧を無視する
と、この場合、第７のＮＭＯＳ７と第９のＮＭＯＳ９に
は、それぞれ電圧Ｖ１，Ｖ２が印加されることとなる
が、これらは通常無視できる程度に小さい。これは、モ
ータ駆動回路１０１のインピーダンスが極めて高く、第
１のＮＭＯＳ１と第４のＮＭＯＳ４との接続点と、第３
のＮＭＯＳ３と第６のＮＭＯＳ６との接続点間の電圧Ｖ
３は、Ｖ３≒Ｖu−wとなるためである（図３参照）。

【００２２】次に、Ｖb＜Ｖu−wの場合、すなわち、発
電電圧が電源電圧Ｖｂより高い場合、図３において、第
７のＮＭＯＳ７のドレイン側が高電位側となるが、第７
ＮＭＯＳ７が非導通状態であるので、第１の抵抗器１５
を介して第１の寄生ダイオード１ａ、第６の寄生ダイオ
ード６ａ及び第９の寄生ダイオード９ａが順方向にバイ
アスされることとなるため、これらの寄生ダイオード１
ａ，６ａ，９ａが導通状態となる。その結果、第１の抵
抗器１５、第１の寄生ダイオード１ａ、モータ用直流電
源１８、第６の寄生ダイオード６ａ及び第９の寄生ダイ
オード９ａを流通する電流経路が形成されてＵ相から流
れ出た電流がＷ相へ流入することとなる。したがって、
図３に示された等価回路は、さらに図４に示されたよう
に簡略化されたものとできる。図３において点線で示さ
れた電流経路において、第７のＮＭＯＳ７には、Ｖu−w
−Ｖbと表される電圧が印加されることとなる。すなわ
ち、第７のＮＭＯＳ７に印加される電圧は、発電電圧Ｖ
u−wよりもモータ用直流電源１８の電圧Ｖb分だけ低い
電圧となる。

【００２３】ここで、第１の抵抗器１５に流れる電流
は、第１、第６及び第９の寄生ダイオード１ａ，６ａ，
９ａを導通状態とするに足りる大きさであれば良いの
で、その電流値は小さく、したがって、第１の抵抗器１
５の抵抗値を適宜に選択することで、モータ用直流電源
１８へ戻ってモータ用直流電源１８を充電するこの充電
電流は、無視できる程度に小さくできるものとなる。さ
らに、この充電電流の大きさを、図示されていないゲー
ト駆動回路の消費電流以下となるように第１の抵抗器１
５の抵抗値を選択すれば、充電電流はモータ駆動回路１
０１内で消費されることとなるので、モータ用直流電源
１８へ戻る充電電流はほぼ０となる。

【００２４】次に、Ｖu−w＜０の場合について説明すれ
ば、この場合、第３の抵抗器１７を介して第３の寄生ダ
イオード３ａ、第４の寄生ダイオード４ａ及び第７の寄
生ダイオード７ａが順方向にバイアスされる状態とな
り、これらが導通状態となる結果、電流経路としては、
第３の抵抗器１７、第３の寄生ダイオード３ａ、モータ
用直流電源１８、第４の寄生ダイオード４ａ及び第７の
寄生ダイオード７ａを経由してＶ相からＵ相へ流入する
ものとなる。したがって、図３に示された等価回路は、
さらに図５に示されたように簡略化されたものとでき
る。そして、この場合、非導通状態にある第９のＮＭＯ
Ｓ９に印加される電圧は、先の第７のＮＭＯＳ７の場合
と同様にＶu−w−Ｖbと表される電圧となる。すなわ
ち、第９のＮＭＯＳ９に印加される電圧は、発電電圧Ｖ
u−wよりもモータ用直流電源１８の電圧Ｖb分だけ低い
電圧となる。

【００２５】なお、先に挙げた、第２の場合（Ｖu−w＝
Ｖu−v＝０で、Ｖv−w≠０の場合）、第３の場合（Ｖu
−w＝Ｖv−w＝０で、Ｖu−v≠０の場合）における動作
についても基本的には、上述した第１の場合（Ｖu−v＝
Ｖv−w＝０で、Ｖu−w≠０の場合）と同様であるので、
ここでの詳細な説明は省略することとするが、それぞれ
の場合における電流経路についてのみ以下に述べること
とする。まず、第２の場合においては、Ｖb＜Ｖv−wの
場合には、第２の抵抗器１６、第２の寄生ダイオード２
ａ、モータ用直流電源１８、第６の寄生ダイオード６ａ
及び第９の寄生ダイオード９ａと電流が流通する電流経
路となる。また、Ｖv−w＜０の場合、第３の抵抗器１
７、第３の寄生ダイオード３ａ、モータ用直流電源１
８、第５の寄生ダイオード５ａ及び第８の寄生ダイオー
ド８ａと電流が流通する電流経路となる。次に、第３の
場合においては、Ｖb＜Ｖu−vの場合には、第１の抵抗
器１５、第１の寄生ダイオード１ａ、モータ用直流電源
１８、第５の寄生ダイオード５ａ及び第８の寄生ダイオ
ード８ａと電流が流通する電流経路となる。また、Ｖu
−v＜０の場合には、第２の抵抗器１６、第２の寄生ダ
イオード２ａ、モータ用直流電源１８、第４の寄生ダイ
オード４ａ及び第７の寄生ダイオード７ａと電流が流通
する電流経路となる。

【００２６】このように、モータ１０３が発電状態にあ
る場合には、接続遮断回路１０２の第７乃至第９のＮＭ
ＯＳ７〜９のそれぞれの寄生ダイオード７ａ〜９ａ及び
第１乃至第３の抵抗器１５〜１７により、モータ１０３
から流れ出るモータ用直流電源１８への充電電流の通路
が外部から何らの制御を要することなく形成されること
となる。一方、モータ１０３が駆動状態とされる場合に
は、図示されないゲート駆動回路によって、第７乃至第
９のＮＭＯＳ７〜９のゲートへ、これらを導通状態とす
るためのゲート信号が印加されることによって、第７乃
至第９のＮＭＯＳ７〜９が同時に導通状態とされて、モ
ータ駆動回路１０１とモータ１０３とが電気的に接続状
態となる。そして、第１乃至第６のＮＭＯＳ１〜６は、
図示されないゲート駆動回路によって、公知・周知のよ
うにモータ１０３のロータ（図示せず）の回転位置を検
出するセンサ（図示せず）の信号に基づいて、その導通
・非導通状態が制御されてモータ１０３の駆動制御が行
われることとなる。

【００２７】ところで、上述した第１の構成例における
第７乃至第９のＮＭＯＳ７〜９のドレイン及びソース電
位は、モータ１０３の動作状態により大きく変動する
が、そのゲート・ソース間には、そのような電位変動に
関わらず、導通・非導通状態に応じた所定の電圧が印加
されることが、確実な動作を確保する上で必要となる。
そのため、一般的には、ゲート駆動回路によるゲート電
圧は、グランドを基準とした電位が変動してもゲート・
ソース間へ対する電圧は一定に保持されるよう構成され
てなるいわゆるフローティング電源回路から供給されて
印加される構成とされる（例えば、特開平３−１９０５
８９号公報等参照）。

【００２８】このようなフローティング電源回路におい
ては、コンデンサが電圧発生源として用いられるのが一
般的である。例えば、先の第１の構成例において、従来
のように、コンデンサを用いてなるフローティング電源
回路を、ゲート駆動回路内に設けるとして、その概略構
成を示せば、図９に示された如くのものとなり、このよ
うな構成は、いわゆる当業者であれば容易に想到し得る
ところのものである。すなわち、それぞれのゲート駆動
回路（図９においては「G-DRV」と表記）５１ａ〜５１
ｃ内のコンデンサ（図示せず）を充電するため、コンデ
ンサとグランドとを接続する抵抗器５２ａ〜５３ｃがそ
れぞれ必要となる。しかしながら、かかる構成において
は、モータ１０３の駆動時にこれら抵抗器５２ａ〜５２
ｃに余分な電流を流し、不要な消費電力の増大を招くこ
ととなるという欠点がある。そこで、その電流を小さく
する観点から抵抗値を大とする方策が考えられるが、抵
抗値の増大は、充電時間の増大を招き、結局、ゲート駆
動回路が動作可能となるまでの不作動時間を長くすると
いう欠点を招くため、消費電力と不作動時間との適宜な
妥協点を見出して抵抗値を決定しなければならず、充分
満足できる動作特性を有する装置を得ることができない
という問題がある。また、モータ１０３が発電状態にあ
る場合には、同じように抵抗器５２ａ〜５２ｃに電流が
流れるために、余分なトルクを消費する結果となり好ま
しくないという問題がある。

【００２９】さらには、先に述べたように、抵抗器５２
ａ〜５２ｃの抵抗値は、消費電力と不作動時間との妥協
点に設定されなければならないため、いずれにしてもそ
の消費電力はある程度大きなものとならざる得ず、した
がって、抵抗器５２ａ〜５２ｃは、物理的にも比較的大
型のものとなり、そのため、高価なものとなるという問
題がある。またさらには、充電が行われている間は、装
置動作を停止させるためのいわゆるタイマーが別途必要
となり、装置の構成を複雑にするだけでなく、装置の高
価格化を招くという問題がある。

【００３０】そこで、このような問題点を解決する第２
の構成例について図６乃至図８を参照しつつ説明する。
なお、図１に示された構成例と同一の構成要素について
は、同一の符号を付してその詳細な説明は省略し、以
下、異なる点を中心に説明することとする。先の第１の
構成例は、第１乃至第９のＮＭＯＳ１〜９が非導通状態
におけるモータ１０３からの電流を流通させるための電
流経路を形成するための回路構成に特徴を有するもので
あったもので、そのため、これら第１乃至第９のＮＭＯ
Ｓ１〜９のゲート駆動回路については説明を省略した
が、この第２の構成例は、特に、接続遮断回路１０２を
構成する第７乃至第９のＮＭＯＳ７〜９のゲート駆動回
路の電源電圧を供給するフローティング電源回路に特徴
を有するものである。最初に、図６を参照しつつ具体的
な回路構成について説明する。なお、第７乃至第９のＮ
ＭＯＳ７〜９のそれぞれのゲート駆動回路及びフローテ
ィング電源回路は、それぞれ基本的に同一構成のものが
設けられるので、本発明の実施の形態においては、第７
のＮＭＯＳ７のゲート駆動回路（図６においては「Ｄ
v」と表記）２０１及びフローティング電源回路２０２
の説明を以て第８及び第９のＮＭＯＳ８，９のゲート駆
動回路及びフローティング電源回路の説明に代えること
とする。また、図６においても、第７のＮＭＯＳ７のゲ
ート駆動回路２０１及びフローティング電源回路２０２
のみを示し、第８及び第９のＮＭＯＳ８，９のゲート駆
動回路及びフローティング電源回路については図示を省
略したものとしている。

【００３１】図６において、第７のＮＭＯＳ７のゲート
信号を出力するゲート駆動回路２０１は、フローティン
グ電源回路２０２により電源供給を受けて動作するもの
となっている。このフローティング電源回路２０２は、
第１の充電コンデンサ（図１においては「Ｃ１」と表
記）２１と、第１の充電抵抗器２２と、第１の逆流防止
用ダイオード２３とを有して充電回路が構成されたもの
で、後述するようにして第１の充電コンデンサ２１が充
電用電源２４により充電されるようになっているもので
ある。具体的には、まず、第１の充電コンデンサ２１の
一端と第１の充電抵抗器２２の一端とが接続されて、第
１の充電コンデンサ２１の他端、すなわち、換言すれ
ば、フローティング電源回路２０２の電圧基準点は、第
７のＮＭＯＳ７のソースに接続されたものとなっている
一方、第１の充電抵抗器２２の他端は、第１の逆流防止
用ダイオード２３のカソードに接続されたものとなって
いる。そして、第１の逆流防止用ダイオード２３のアノ
ードは、充電用電源２４の正極側に接続されている。ま
た、第１の充電コンデンサ２１と第１の充電抵抗器２２
との接続点は、後述するゲート駆動回路２０１におい
て、第１の充電コンデンサ２１の充電電圧を検出するた
めに、ゲート駆動回路２０１内部に構成された電圧判定
のための回路部分（図示せず）の入力段に接続されたも
のとなっている。

【００３２】ゲート駆動回路２０１は、図示されない制
御装置から入力されるＵ相遮断制御信号に応じて、第７
のＮＭＯＳ７を導通・非導通とするゲート信号を出力す
るものである。本発明の実施の形態におけるゲート駆動
回路２０１は、上述したフローティング電源回路２０２
の第１の充電コンデンサ２１の充電電圧が所定値（電源
電圧監視閾値）以下の場合には、第７のＮＭＯＳ７を導
通状態とするゲート信号を出力しないよう構成されたも
のとなっている。Ｕ相遮断制御信号は、例えば、第７の
ＮＭＯＳ７を導通状態とする場合に、論理値Ｈｉｇｈの
状態で入力され、ゲート駆動回路２０１は、第１の充電
コンデンサ２１の充電電圧が所定値以下でなければ、第
７のＮＭＯＳ７を導通状態とするべく第７のＮＭＯＳ７
のゲートに所定のゲート電圧（ゲート信号）を印加する
よう動作するものとなっている。そして、Ｕ相遮断制御
信号が論理値Ｌｏｗとなると、ゲート駆動回路２０１
は、第７のＮＭＯＳ７を非導通状態とするゲート電圧を
出力するようになっている。このゲート駆動回路２０１
の回路接地点は、第７のＮＭＯＳ７のソースに接続され
たものとなっている。すなわち、換言すれば、ゲート駆
動回路２０１の回路接地点は、フローティング電源回路
２０２の電圧基準点である先の第１の充電コンデンサ２
１の他端と共に、第７のＮＭＯＳ７のソース及び第１及
び第４のＮＭＯＳ１，４の接続点に接続されたものとな
っている。

【００３３】このような機能を有するゲート駆動回路２
０１として、本発明の実施の形態においては汎用ＩＣを
用いたものとなっており、図７には、その構成例が示さ
れており、以下、同図を参照しつつこのゲート駆動回路
２０１用の汎用ＩＣについて説明する。この汎用ＩＣの
入力端子INには、先のＵ相遮断制御信号が印加されるも
のとなっている。また、第１の出力端子Ｖ_Bには、第１
の充電コンデンサ２１の一端（第１の充電抵抗器２２と
の接続点側）が、第２の出力端子HOには、第７のＮＭＯ
Ｓ７のゲートが、第３の出力端子Ｖ_Sには、第１の充電
コンデンサ２１の他端と共に、第７のＮＭＯＳ７のソー
スが、それぞれ接続されるものとなっている。そして、
Ｕ相遮断制御信号が第７のＮＭＯＳ７を導通状態とすべ
く論理値Ｈｉｇｈに対応するレベルとされると、論理値
Ｈｉｇｈ状態のＵ相遮断制御信号は、ヒステリシス特性
を有するインバータ３１により論理反転されてＮＯＲ回
路３３の一方の入力端子に印加されるものとなってい
る。

【００３４】電圧低下検出回路(UV DETECTOR;Under Vol
tage Detector）３２ａ，３２ｂは、いずれも第１の出
力端子Ｖ_Bにおける電圧、すなわち、第１の充電コンデ
ンサ２１の充電電圧が、所定値以下となると論理値Ｈｉ
ｇｈの信号を出力する一方、第１の充電コンデンサ２１
の充電電圧が所定値を越えると論理値Ｌｏｗの信号を出
力するよう構成されてなるものである。したがって、第
１の充電コンデンサ２１の充電電圧が所定値を越える状
態にあれば、ＮＯＲ回路３３の他方の入力端子は、電圧
低下検出回路３２ａにより論理値Ｌｏｗとされるため、
上述のようにＮＯＲ回路３３の一方も論理値Ｌｏｗとさ
れることで、その出力は、論理値Ｈｉｇｈとなり、パル
ス発生器（図７においては「PULSE GEN」と表記）３４
へ印加されることとなる。

【００３５】パルス発生器３４は、その出力側に、２つ
のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ（以下「ＮＭＯＳ」と言
う）３５ａ，３５ｂが接続されており、ＮＯＲ回路３３
からの入力に応じて、これら２つのトランジスタを差動
的に動作させるようパルス信号をＮＭＯＳ３５ａ，３５
ｂのゲートにそれぞれ出力するようになっているもので
ある。そして、ＮＯＲ回路３３から論理値Ｈｉｇｈの信
号が入力された場合には、パルス発生器３４は、Ｓ−Ｒ
フリップフロップ３７のセット端子（Ｓ）に論理値Ｈｉ
ｇｈが、リセット端子（Ｒ）に論理値Ｌｏｗが、それぞ
れ印加されるようＮＭＯＳ３５ａ，３５ｂを駆動すべく
パルス信号を出力する。すなわち、一方のＮＭＯＳ３５
ａを非導通状態とすべくそのゲートに論理値Ｌｏｗのパ
ルス信号を、他方のＮＭＯＳ３５ｂを導通状態とすべく
そのゲートに論理値Ｈｉｇｈのパルス信号を、それぞれ
出力することとなる。ＮＭＯＳ３５ａ，３５ｂのドレイ
ンにおける電圧変化は、パルスフィルタ（図７において
は「PULSE FILTER」と表記）３６によるノイズ除去、波
形整形作用を受けてＳ−Ｒフリップフロップ３７へ入力
されることとなる。すなわち、この場合、セット端子
（Ｓ）に「１」が、リセット端子（Ｒ）に「０」が、そ
れぞれ印加されることとなり、その結果、反転出力端子
（Ｑバー）は、論理値Ｌｏｗとなる。

【００３６】そのため、出力段を構成する第１の出力Ｐ
チャンネルＭＯＳ ＦＥＴ（以下「第１の出力ＰＭＯ
Ｓ」と言う）３８は、導通状態となる一方、第２の出力
ＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ（以下「第２の出力ＮＭＯ
Ｓ」と言う）３９は、非導通状態となる。したがって、
第１の充電コンデンサ２１の電圧が、第１の出力ＰＭＯ
Ｓ３８及び第２の出力端子HOを介して第７のＮＭＯＳ７
のゲートに印加されて、第７のＮＭＯＳ７は導通状態と
されることとなる。Ｕ相遮断制御信号が論理値Ｈｉｇｈ
となった際に、または、論理値Ｈｉｇｈとなった後に、
電圧低下検出回路３２ａ，３２ｂにより第１の充電コン
デンサ２１の所定値以下の電圧低下が検出されると、電
圧低下検出回路３２ａ，３２ｂの出力は、論理値Ｌｏｗ
から論理値Ｈｉｇｈとなる。電圧低下検出回路３２ｂの
出力は、Ｓ−Ｒフリップフロップ３７のリセット端子
（Ｒ）に印加されるようになっているため、電圧低下検
出回路３２ｂの出力が論理値Ｌｏｗから論理値Ｈｉｇｈ
となることによって、Ｓ−Ｒフリップフロップ３７はい
わゆるリセットされた状態となり、反転出力端子（Ｑバ
ー）は、強制的に論理値Ｈｉｇｈ状態とされることとな
る。したがって、第７のＮＭＯＳ７は、それまで導通状
態であっても強制的に非導通状態とされることとなる。

【００３７】一方、Ｕ相遮断制御信号が論理値Ｈｉｇｈ
から論理値Ｌｏｗとなると、ＮＯＲ回路３３の出力も、
論理値Ｈｉｇｈから論理値Ｌｏｗとなる。それによっ
て、パルス発生器３４からは、一方のＮＭＯＳ３５ａを
導通状態とすべく論理値Ｈｉｇｈのパルス信号が、他方
のＮＭＯＳ３５ｂを非導通状態とすべく論理値Ｌｏｗの
パルス信号が、それぞれ出力されることとなる。その結
果、Ｓ−Ｒフリップフロップ３７のセット端子（Ｓ）に
は「０」が、リセット端子（Ｒ）には、「１」が、それ
ぞれ入力され、反転出力端子（Ｑバー）は、論理値Ｈｉ
ｇｈとなる。そのため、第１の出力ＰＭＯＳ３８は、非
導通状態となる一方、第２の出力ＮＭＯＳ３９は、導通
状態となり、第７のＮＭＯＳ７のゲート電位は、ソース
電位と同電位とされるため、第７のＮＭＯＳ７は非導通
状態となる。

【００３８】次に、かかる構成における動作について、
図８を参照しつつ説明する。まず、モータ１０３が発電
状態、換言すれば、エンジンが駆動状態にあってモータ
駆動回路１０１が非動作状態となると、フローティング
電源回路２０２の第１の充電コンデンサ２１の電荷は、
ゲート駆動回路２０１内で消費されるため、仮に、Ｕ相
遮断制御信号が第７のＮＭＯＳ７を導通状態とするレベ
ルとなってもゲート駆動回路２０１は、第７のＮＭＯＳ
７を導通状態とすることはできない状態となる。これ
は、第８及び第９のＮＭＯＳ８，９の図示されないゲー
ト駆動回路及びフローティング電源回路についても同様
である。次に、モータ１０３が駆動状態、換言すれば、
エンジンが停止状態とされた場合について、Ｖ相からＵ
相へ電流が流れ込む場合を例に採り説明することとす
る。まず、モータ１０３の駆動開始に伴い、第２及び第
４のＮＭＯＳ２，４には、図示されないゲート駆動回路
から、これらを導通状態とすべく所定のゲート信号が印
加されて、第２及び第４のＮＭＯＳ２，４は、導通状態
となる（図８（Ａ）参照）。また、第７のＮＭＯＳ７の
ゲート駆動回路２０１に対するＵ相遮断制御信号は、第
７のＮＭＯＳ７を導通状態とする所定の信号レベルとさ
れて入力され、また、第８のＮＭＯＳ８のゲート駆動回
路（図示せず）に対するＶ相遮断制御信号も同様に第８
のＮＭＯＳ８を導通状態とする所定の信号レベルとされ
て入力されることとなる。

【００３９】このとき、第８のＮＭＯＳ８の図示されな
いフローティング電源回路の充電コンデンサ（第１の充
電コンデンサ２１に相当）は、先にモータ１０３が発電
状態にある場合で説明したように電荷が放電された状態
であるため、第８のＮＭＯＳ８はこのモータ１０３の駆
動開始直後においては、ゲート駆動回路２０１により導
通状態とすることができない状態である。そのため、第
８の寄生ダイオード８ａが導通状態となり、モータ１０
３のＶ相には、第２のＮＭＯＳ２及び第８の寄生ダイオ
ード８ａを介して電源電圧Ｖbが印加されることとな
る。

【００４０】また、この時点で、第７のＮＭＯＳ７のゲ
ート駆動回路２０１のフローティング電源回路２０２に
おける第１の充電コンデンサ２１も上述した第８のＮＭ
ＯＳ８のフローティング電源回路の充電コンデンサと同
様に電荷零の状態にあるため、Ｕ相遮断制御信号の状態
に関わらず第７のＮＭＯＳ７は導通状態とされず、Ｖ相
からＵ相への通電は行われない。そして、かかるモータ
１０３の駆動開始直後にあっては、第１の充電コンデン
サ２１の他端、すなわち、フローティング電源回路２０
２の電圧基準点は、第４のＮＭＯＳ４を介して充電用電
源２４の負極側と接続された状態となるため、第１の充
電コンデンサ２１、第４のＮＭＯＳ４、充電用電源２
４、第１の逆流防止用ダイオード２３及び第１の充電抵
抗器２２を電流が流通する充電経路が形成され（図６の
点線部分参照）、第１の充電コンデンサ２１が充電され
ることとなる（図８（Ｂ）参照）。第１の充電コンデン
サ２１の電圧は、充電開始と共に徐々に上昇し、これ
が、ゲート駆動回路２０１における所定の電源電圧監視
閾値を超えるとゲート駆動回路２０１は、第７のＮＭＯ
Ｓ７を導通状態とすることができる状態となり、第７の
ＮＭＯＳ７がゲート駆動回路２０１により導通状態とさ
れることとなる。これによって、Ｖ相からＵ相への電流
が第７のＮＭＯＳ７を介して第４のＮＭＯＳ４へ流れる
ことができることとなる（図８（Ｂ）及び図８（Ｃ）参
照）。

【００４１】ここで、モータ１０３の駆動開始時から実
際にＶ・Ｕ相間に電流が流れ始めるまでの時間ｔ（図８
（Ｃ）参照）は、第１の充電抵抗器２２の値を、短時間
に第１の充電コンデンサ２１の充電が完了するに適した
値に設定することで、現実的に動作に支障の無い程度の
充分短い時間とすることができるものである。また、Ｖ
・Ｕ相間に電流が流れ始めても、第４のＮＭＯＳ４は、
依然として導通状態であるため、第７のＮＭＯＳ７のソ
ース及びフローティング電源回路２０２の電圧基準点
（すなわち第１の充電コンデンサ２１の他端）は、ほぼ
グランドレベルのままであり、第７のＮＭＯＳ７のゲー
ト電位に何ら悪影響を及ぼすことがない。そして、第１
の充電コンデンサ２１の充電電圧は、先に述べた電源電
圧監視閾値を超えた後、飽和レベルに達して充電が終了
することとなる（図８（Ｂ）参照）。

【００４２】図示しない第８及び第９のＮＭＯＳ８，９
のフローティング電源回路の動作についても同様にして
それぞれ充電されてゆくこととなる。すなわち、第８の
ＮＭＯＳ８の図示されないフローティング電源回路は、
第５のＮＭＯＳ５が導通状態となることにより、また、
第９のＮＭＯＳ９の図示されないフローティング電源回
路は、第６のＮＭＯＳ６が導通状態となることにより、
上述したフローティング電源回路２０２と同様にそれぞ
れの充電コンデンサ（図示せず）が充電されることとな
る。そして、電気的にモータ１０３が１回転した時点
で、フローティング電源回路２０２、第８及び第９のＮ
ＭＯＳ８，９のそれぞれのフローティング電源回路（図
示せず）の充電が完了し、定常運転状態となる。

【００４３】上述の２つの構成例においては、制御電極
付きスイッチング素子として、ＮチャンネルＭＯＳ Ｆ
ＥＴを用いたが、これに限定される必要がないことは勿
論であり、例えば他に、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipo
lar Transistor)、ｎｐｎ形バイポーラトランジスタな
どのトランジスタを用いても好適である。なお、上述し
たゲート駆動回路２０１及びフローティング電源回路２
０２と同様な構成を、モータ駆動回路１０１の第１乃至
第６のＮＭＯＳ１〜６に適用しても良いことは勿論であ
る。

【００４４】

【発明の効果】以上、述べたように、本発明によれば、
モータ駆動回路とモータとの電気的接続を行う接続遮断
回路を寄生ダイオードを有してなる接続遮断用のスイッ
チング素子を用いて構成し、しかも、そのスイッチング
素子に抵抗器を並列接続して設けることにより、モータ
が発電状態にある場合の電流経路が、モータ駆動回路を
構成するモータ駆動制御用のスイッチング素子の寄生ダ
イオード、接続遮断用のスイッチング素子の寄生ダイオ
ード及び抵抗器により形成されるので、接続遮断用のス
イッチング素子の耐圧を、モータ駆動回路の電源電圧分
だけ低いものとすることが可能となり、モータが発電状
態となった際の回路素子への必要以上の電圧印加を、極
力簡易な構成で確実に回避することができ、信頼性の高
い動作を確保できるという効果を奏するものである。ま
た、簡易な構成であるので、モータが発電状態となった
際の回路素子への必要以上の電圧印加を確実に回避する
ことができ、しかも、収納空間が極力小さくて済むモー
タ駆動装置を提供することができる。さらに、接続遮断
用のスイッチング素子のゲート駆動回路へ電源電圧を供
給するフローティング電源回路の電圧基準点が、ゲート
駆動回路の回路接地点及び接続遮断用のスイッチング素
子のモータ駆動回路側の端部と共に、モータ駆動回路を
構成するモータ駆動制御用のスイッチング素子を介して
接地されるような構成とすることで、フローティング電
源回路が充電状態にある場合に、モータ駆動回路の動作
を停止させるようなタイマを用いることなく、しかも、
無駄なな電力消費を増すことなく極力短時間で充電が行
われ、発電モータ直後にあってもモータの駆動が即座に
可能となるという効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態におけるモータ駆動装置の
第１の構成例を示す回路図である。

【図２】図１に示されたモータ駆動装置に接続されるモ
ータの発電状態においてモータ内の種々のインピーダン
スを考慮したモータ駆動装置の回路図である。

【図３】図２に示された回路において、Ｕ・Ｖ相間にの
み発電電圧があるとした場合の等価回路図である。

【図４】図３に示された等価回路図において、Ｕ相から
Ｖ相へ電流が流れるとした場合の等価回路図である。

【図５】図３に示された等価回路図において、Ｖ相から
Ｕ相へ電流が流れるとした場合の等価回路図である。

【図６】本発明の実施の形態におけるモータ駆動装置の
第２の構成例を示す回路図である。

【図７】図６に示されたモータ駆動装置において第７乃
至第９のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート駆動回路の
一構成例を示す回路図である。

【図８】図６に示されたモータ駆動装置において、Ｖ相
からＵ相へ電流が流れ込む場合の主要部の動作タイミン
グを示すタイミング図であって、図８（Ａ）は、第２及
び第４のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴの動作状態を示す
タイミング図、図８（Ｂ）は、第１の充電コンデンサの
充電電圧の変化を示すタイミング図、図８（Ｃ）は、モ
ータ電流の変化を示すタイミング図である。

【図９】従来のモータ駆動装置におけるフローティング
電源回路の構成例を示す回路図である。

【符号の説明】

７…第７のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ ８…第８のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ ９…第９のＮチャンネルＭＯＳ ＦＥＴ １５…第１の抵抗器 １６…第２の抵抗器 １７…第３の抵抗器 １０１…モータ駆動回路 １０２…接続遮断回路 ２０１…ゲート駆動回路 ２０２…フローティング電源回路

フロントページの続き (72)発明者 大久保 昌史 埼玉県大里郡江南町大字千代字東原39番地 株式会社ゼクセルヴァレオクライメート コントロール内 (72)発明者 平井 幸男 埼玉県大里郡江南町大字千代字東原39番地 株式会社ゼクセルヴァレオクライメート コントロール内 Ｆターム(参考） 5H560 AA01 BB04 BB08 EB01 HB01 JJ03 SS02 TT20 UA02

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 制御電極を有してなると共に内部に寄生
   ダイオードが形成されてなるモータ駆動制御用のスイッ
   チング素子が、電源とアースとの間でブリッジ接続さ
   れ、外部から入力される制御信号に応じて前記スイッチ
   ング素子の導通、非導通状態が制御されてモータへの通
   電が制御されるよう構成されてなるモータ駆動回路を有
   してなるモータ駆動装置において、 前記モータ駆動回路と前記モータとの間に、外部からの
   遮断制御信号に応じて前記モータ駆動回路と前記モータ
   との電気的接続状態を断続する接続遮断回路が設けら
   れ、 当該接続遮断回路は、制御電極を有してなる接続遮断用
   のスイッチング素子が前記モータ駆動回路と前記モータ
   との間に直列接続されるように設けられてなり、前記接
   続遮断用のスイッチング素子は、その内部に寄生ダイオ
   ードが形成されてなるものであって、 前記接続遮断用のスイッチング素子には、抵抗器がそれ
   ぞれ並列接続されてなることを特徴とするモータ駆動装
   置。
2. 【請求項２】 モータ駆動回路は、モータ駆動制御用の
   第１乃至第６のスイッチング素子を有してなり、 前記モータ駆動制御用の第１乃至第３のスイッチング素
   子は、各々の一端が相互に接続されると共に、モータ用
   直流電源の正極側に接続される一方、前記第１のスイッ
   チング素子の他端は、モータ駆動制御用の第４のスイッ
   チング素子の一端に、前記第２のスイッチング素子の他
   端は、モータ駆動制御用の第５のスイッチング素子の一
   端に、前記第３のスイッチング素子の他端は、前記モー
   タ駆動制御用の第６のスイッチング素子の一端に、それ
   ぞれ接続され、 前記第４乃至第５のスイッチング素子の他端は、相互に
   接続されると共に、モータ用直流電源の負極側に接続さ
   れてなることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動装
   置。
3. 【請求項３】 接続遮断回路は、３つの接続遮断用のス
   イッチング素子を有してなり、接続遮断用の第１のスイ
   ッチング素子は、その寄生ダイオードのアノードが、モ
   ータ駆動制御用の第１及び第４のスイッチング素子の接
   続点に、 接続遮断用の第２のスイッチング素子は、その寄生ダイ
   オードのアノードが、モータ駆動制御用の第２及び第５
   のスイッチング素子の接続点に、 接続遮断用の第３のスイッチング素子は、その寄生ダイ
   オードのアノードが、モータ駆動制御用の第３及び第５
   のスイッチング素子の接続点に、それぞれ接続されるよ
   う設けられてなることを特徴とする請求項２記載のモー
   タ駆動装置。
4. 【請求項４】 制御電極を有してなると共に内部に寄生
   ダイオードが形成されてなるモータ駆動制御用のスイッ
   チング素子が、電源とアースとの間でブリッジ接続さ
   れ、外部から入力される制御信号に応じて前記スイッチ
   ング素子の導通、非導通状態が制御されてモータへの通
   電が制御されるよう構成されてなるモータ駆動回路を有
   してなるモータ駆動装置において、 前記モータ駆動回路と前記モータとの間に、外部からの
   遮断制御信号に応じて前記モータ駆動回路と前記モータ
   との電気的接続状態を断続する接続遮断回路が設けら
   れ、 当該接続遮断回路は、制御電極を有してなる接続遮断用
   のスイッチング素子が前記モータ駆動回路と前記モータ
   との間に直列接続されるように設けられてなると共に、
   前記接続遮断用のスイッチング素子の制御電極へ前記遮
   断制御信号に応じた信号を印加するゲート駆動回路と、
   前記ゲート駆動回路へ電源電圧を供給するフローティン
   グ電源回路とを有してなり、 前記接続遮断用のスイッチング素子は、その内部に寄生
   ダイオードが形成されてなるものであって、当該接続遮
   断用のスイッチング素子には、抵抗器がそれぞれ並列接
   続されてなり、 前記ゲート駆動回路は、前記フローティング電源回路に
   より供給される電源電圧が所定値以下の場合に前記遮断
   制御信号の状態に関わらず前記接続遮断用のスイッチン
   グ素子を非導通状態とするよう構成されてなり、 前記フローティング電源回路は、その電圧基準点が前記
   ゲート駆動回路の回路接地点と共に、前記接続遮断用の
   スイッチング素子の前記モータ駆動回路側の端部と接続
   されてなることを特徴とするモータ駆動装置。
5. 【請求項５】 モータ駆動回路は、モータ駆動制御用の
   第１乃至第６のスイッチング素子を有してなり、 前記モータ駆動制御用の第１乃至第３のスイッチング素
   子は、各々の一端が相互に接続されると共に、モータ用
   直流電源の正極側に接続される一方、前記第１のスイッ
   チング素子の他端は、モータ駆動制御用の第４のスイッ
   チング素子の一端に、前記第２のスイッチング素子の他
   端は、モータ駆動制御用の第５のスイッチング素子の一
   端に、前記第３のスイッチング素子の他端は、前記モー
   タ駆動制御用の第６のスイッチング素子の一端に、それ
   ぞれ接続され、 前記第４乃至第５のスイッチング素子の他端は、相互に
   接続されると共に、モータ用直流電源の負極側に接続さ
   れてなることを特徴とする請求項４記載のモータ駆動装
   置。
6. 【請求項６】 接続遮断回路は、３つの接続遮断用のス
   イッチング素子を有してなり、接続遮断用の第１のスイ
   ッチング素子は、その寄生ダイオードのアノードが、モ
   ータ駆動制御用の第１及び第４のスイッチング素子の接
   続点に、 接続遮断用の第２のスイッチング素子は、その寄生ダイ
   オードのアノードが、モータ駆動制御用の第２及び第５
   のスイッチング素子の接続点に、 接続遮断用の第３のスイッチング素子は、その寄生ダイ
   オードのアノードが、モータ駆動制御用の第３及び第５
   のスイッチング素子の接続点に、それぞれ接続されるよ
   う設けられてなることを特徴とする請求項５記載のモー
   タ駆動装置。
7. 【請求項７】 フローティング電源回路は、充電コンデ
   ンサの一端が充電抵抗器の一端に接続され、当該充電抵
   抗器の他端が逆流防止用のダイオードを介して充電用電
   源に接続される一方、前記充電コンデンサの他端が電圧
   基準点とされてなることを特徴とする請求項６記載のモ
   ータ駆動装置。