JP2002084754A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ＤＣ／ＤＣコンバーター装置のインバータ部
の点弧・制御回路を簡略化して低コスト化を図り、また
スイッチング損失を低減して変換効率を高める。 【解決手段】 第１〜第４のスイッチング素子１〜４
と、第１〜第４のフライホイール・ダイオード７、９、
６、８でブリッジ回路を２つ構成し、その各々に互いに
電磁的に独立した第１、第２の変圧器１２、１３を接続
する。２次側には各々に第１、第２の整流用ダイオード
１８、１９を接続し、並列に負荷抵抗２１に接続し、同
一の固定された時間で半周期の位相差を持つ電流方向制
御用信号で第１、第２のスイッチング素子１、２を駆動
し、各電流方向制御用信号と立ち上がり部分で同期した
力行用信号で第３、第４のスイッチング素子３、４を駆
動することで、発振回路が簡略な鋸波を搬送波に用いて
生成した力行用信号による制御を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、電力を直流から
交流へ変換し、その交流を直流へ変換するＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図８２は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ
装置の回路図である。図において、１〜４は直流を交流
に変換するインバータ用の第１〜第４のスイッチング素
子、５は直流電源、７、９、６、８は第１〜第４のスイ
ッチング素子１〜４のそれぞれに直列に接続された第１
〜第４のフライホイール・ダイオードを示し、以上第１
〜第４のスイッチング素子１〜４と第１〜４のフライホ
イール・ダイオード７、９、６、８で、インバータを構
成する。又、１２、１３は、互いに電磁的に独立した第
１、第２の変圧器、１４、１５は第１の変圧器１２の１
次巻線および２次巻線、１６、１７は第２の変圧器１３
の１次巻線および２次巻線、１８、１９は第１、第２の
整流用ダイオード、２０は直流インダクタンスで、平滑
用に用意された直流リアクトルのインダクタンス又は負
荷回路に寄生するインダクタンスを示す。以上、第１、
第２の整流用ダイオード１８、１９および直流インダク
タンス２０で整流回路を構成している。２１は負荷抵抗
を示す。

【０００３】次に、動作について説明する。各スイッチ
ング素子１〜４は、図８３のタイミング・チャートに従
って、それぞれオン／オフを行うものとする。この時の
電流の流れる様子を図８４〜図９３に基づいて以下に示
す。なお、電流は矢印により示す。先ず、時刻Ｔ０≦ｔ
＜Ｔ１では、第１のスイッチング素子１だけがオンとな
っているので回路中に電流は流れない。時刻Ｔ１≦ｔ＜
Ｔ２では、第１、第３のスイッチング素子１、３がオン
となるので第１の変圧器１２が励磁されて、図に示す様
に電流が流れる。この期間に、直流インダクタンス２０
には、（１／２・Ｉ²・Ｌ）のエネルギーが蓄えられ
る。ここで、Ｉは直流インダクタンス２０に流れる電流
値、Ｌは直流インダクタンス２０のインダクタンス値で
ある（図８４）。時刻Ｔ２≦ｔ＜Ｔ３では、第３のスイ
ッチング素子３がオフとなり（第１のスイッチング素子
１はオンのままである）直流インダクタンス２０に蓄え
られたエネルギーの放電がはじまる為、第１の変圧器１
２の２次巻線１５には、図に示す様に電流が流れる。こ
れにより、第１の変圧器１２の１次巻線１４には、第３
のフライホイール・ダイオード６から第１のスイッチン
グ素子１を経由して環流電流が流れる。第２、第４のス
イッチング素子２、４は共にオフであるので、第２の変
圧器１３には、電流は流れない（図８５）。

【０００４】時刻Ｔ３≦ｔ＜Ｔ４では、第２のスイッチ
ング素子２がオンになる。この期間、第１と第２のスイ
ッチング素子１、２がオンになっているので、それによ
り、直流インダクタンス２０に蓄えられていたエネルギ
ーの放電は図に示す様に、第１、第２の変圧器１２、１
３の２次側で二分され、又、１次側の電流も、第１の変
圧器１２の１次巻線１４には、第３のフライホイール・
ダイオード６から第１のスイッチング素子１を経由し、
第２の変圧器１３の１次巻線１６には、第４のフライホ
イール・ダイオード８から第２のスイッチング素子２を
経由して、それぞれに環流電流が二分して流れる（図８
６）。時刻Ｔ４≦ｔ＜Ｔ５で第１のスイッチング素子１
がオフになると、直流インダクタンス２０に蓄えられて
いたエネルギーの放電と、１次側の環流電流は、全て第
２の変圧器１３の方へ流れる。この時、第１の変圧器１
２の励磁インダクタンスのもつエネルギー（励磁電流の
２次換算分）が、破線矢印に示すように、第２の変圧器
１３の２次巻線１７から第２の整流用ダイオード１９を
経由して第１の整流用ダイオード１８に対し、逆方向に
放電され、第１の整流用ダイオード１８はキャリア消滅
まで電流が流れてオフとなる（図８７）。この第１の整
流用ダイオード１８がオフになることで、第１の変圧器
１２の励磁エネルギーの放電ルートがなくなり、このエ
ネルギーは、破線矢印に示すように、第１、第３のフラ
イホイール・ダイオード７、６を経由して直流電源５に
回生され、第１の変圧器１２はリセットされる（図８
８）。

【０００５】時刻Ｔ５≦ｔ＜Ｔ６で第４のスイッチング
素子４がオンとなり、第２の変圧器１３が励磁されて、
第２の整流用ダイオード１９に電流が流れ、直流インダ
クタンス２０にエネルギーが蓄えられる（図８９）。時
刻Ｔ６≦ｔ＜Ｔ７で第４のスイッチング素子４がオフと
なり、直流インダクタンス２０に蓄えられたエネルギー
の放電がはじまる為、第２の変圧器１３の２次巻線１７
には、図に示す様に電流が流れる。これにより、第２の
変圧器１３の１次巻線１６には、第４のフライホイール
・ダイオード８から第２のスイッチング素子２を経由し
て環流電流が流れる。第１、第３のスイッチング素子
１、３は共にオフであるので、第１の変圧器１２には、
電流は流れない（図９０）。時刻Ｔ７≦ｔ＜Ｔ８では、
第１のスイッチング素子１がオンになる。この期間、第
１と第２のスイッチング素子１、２がオンになっている
ので、それにより、直流インダクタンス２０に蓄えられ
ていたエネルギーの放電は図に示す様に、第１、第２の
変圧器１２、１３の２次側で二分され、又、１次側の電
流も、第１の変圧器１２の１次巻線１４には、第３のフ
ライホイール・ダイオード６から第１のスイッチング素
子１を経由し、第２の変圧器１３の１次巻線１６には、
第４のフライホイール・ダイオード８から第２のスイッ
チング素子２を経由して、それぞれに環流電流が二分し
て流れる（図９１）。

【０００６】時刻Ｔ８≦ｔ＜Ｔ９で第２のスイッチング
素子２がオフになると、直流インダクタンス２０に蓄え
られていたエネルギーの放電と、１次側の環流電流は、
全て第１の変圧器１２の方へ流れる。この時、第２の変
圧器１３の励磁インダクタンスのもつエネルギー（励磁
電流の２次換算分）が、破線矢印に示すように、第１の
変圧器１２の２次巻線１５から第１の整流用ダイオード
１８を経由して第２の整流用ダイオード１９に対し、逆
方向に放電され、第２の整流用ダイオード１９はキャリ
ア消滅まで電流が流れてオフとなる（図９２）。この第
２の整流用ダイオード１９がオフになることで、第２の
変圧器１３の励磁エネルギーの放電ルートがなくなり、
このエネルギーは、破線矢印に示すように、第２、第４
のフライホイール・ダイオード９、８を経由して直流電
源５に回生され、第２の変圧器１３はリセットされる
（図９３）。

【０００７】以上が、この回路の動作の１周期分にあた
り、以後はＴ１〜Ｔ９の動作を繰り返す。このように１
次側のインバータ部をスイッチング素子１〜４を切り換
えて制御することにより、転流制御を行う。上記のよう
に動作する従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置では、変圧
器２次側の第１、第２の整流用ダイオード１８、１９
に、正方向電流から突然、電源電圧印加による逆方向電
流が流れることがなく、スイッチング素子の切り換え時
にもスパイク状の電流が流れにくく、損失やノイズ、サ
ージ電圧の発生が低減できるものである。

【０００８】このようなスイッチング素子の切換制御
は、図８３のタイミング・チャートに示すようなスイッ
チング素子駆動信号により行うが、このスイッチング素
子駆動信号は、電流方向を制御する第１、第２のスイッ
チング素子駆動信号と、そのＯＮ時間内でＯＮする力行
用の信号である第３、第４のスイッチング素子駆動信号
とで構成され、力行用信号は対応する電流方向制御用信
号とパルス幅方向中央部分で同期するように発生され
る。力行用のスイッチング素子駆動信号は、通常、ＰＷ
Ｍ回路を用いて発生するもので、電圧指令となる信号波
と搬送波との大小によりスイッチング時間が決定される
が、従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作に用いる力
行用のスイッチング素子駆動信号では、上述したように
電流方向制御用信号とパルス幅方向中央部分で同期する
ように発生されるため、搬送波に三角波を用いる。

【０００９】電流方向制御用信号（第１のスイッチング
素子駆動信号）、力行用信号（第３のスイッチング素子
駆動信号）、および力行用信号を発生するＰＷＭ回路で
用いる搬送波と信号波の関係を図９４に示す。図に示す
ように、搬送波に三角波を用いることにより、信号波と
搬送波との大小によりスイッチング時間が決定される力
行用信号は、例えば信号波Ａのとき信号Ａとなり、信号
波Ｂのとき信号Ｂとなり、即ち電圧指令となる信号波が
変化してもいずれもパルス幅中央部分が同期し、搬送波
を基準として固定されて発生する電流方向制御用信号と
もパルス幅方向中央部分で同期して発生される。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】以上のように、従来の
ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作に用いる力行用のスイ
ッチング素子駆動信号は、電流方向制御用信号とパルス
幅方向中央部分で同期し、搬送波に三角波を用いたＰＷ
Ｍ回路で発生される。このため、スイッチング素子の切
換タイミングが多く、また、力行用信号のパルス幅が左
右双方向で変動する。さらに、搬送波に用いる三角波
は、通常、発振回路が複雑であるため、一般的なスイッ
チングレギュレータ素子には組み込まれておらず、ＤＣ
／ＤＣコンバータ装置の制御回路が複雑になるという問
題点があった。

【００１１】この発明は、上記のような問題を解決する
ためになされたもので、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置にお
けるインバータ部のスイッチング素子の切り換えを、複
雑な制御回路を要することなく、良好な制御性で制御可
能にし、装置構成の簡素化・低コスト化を図ると共に、
スイッチング損失を一層低減して装置の変換効率を高め
ることを目的とする。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この発明に係る請求項１
記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、第１、第３のスイ
ッチング素子のいずれか一方を第１の電流方向制御用信
号で駆動し、他方を該第１の電流方向制御用信号と立ち
上がり部分で同期しそのＯＮ時間内でＯＮする、当該電
流方向における第１の力行用信号で駆動し、第２、第４
のスイッチング素子のいずれか一方を上記第１の電流方
向制御用信号と同一の固定された時間で半周期の位相差
を持つ第２の電流方向制御用信号で駆動し、他方を該第
２の電流方向制御用信号と立ち上がり部分で同期しその
ＯＮ時間内でＯＮする、当該電流方向における第２の力
行用信号で駆動するものである。

【００１３】またこの発明に係る請求項２記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、第１、第３のスイッチング素子
のいずれか一方を第１の電流方向制御用信号で駆動し、
他方を該第１の電流方向制御用信号と立ち下がり部分で
同期しそのＯＮ時間内でＯＮする、当該電流方向におけ
る第１の力行用信号で駆動し、第２、第４のスイッチン
グ素子のいずれか一方を上記第１の電流方向制御用信号
と同一の固定された時間で半周期の位相差を持つ第２の
電流方向制御用信号で駆動し、他方を該第２の電流方向
制御用信号と立ち下がり部分で同期しそのＯＮ時間内で
ＯＮする、当該電流方向における第２の力行用信号で駆
動するものである。

【００１４】またこの発明に係る請求項３記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項２において、力行用信号
で駆動されるスイッチング素子の通電時間を、過電流防
止用の出力電流制限信号により制限するものである。

【００１５】またこの発明に係る請求項４記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項１〜３のいずれかにおい
て、力行用信号で駆動されるスイッチング素子の通電時
間を、該スイッチング素子が接続された第１あるいは第
２の変圧器の最大磁束密度により決定された固定長の時
間制限信号により制限するものである。

【００１６】またこの発明に係る請求項５記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項１〜４のいずれかにおい
て、第１、第３のスイッチング素子の駆動信号と、第
２、第４のスイッチング素子の駆動信号とのそれぞれに
おいて、電流方向制御用信号と力行用信号とを１周期毎
に入れ換えるものである。

【００１７】またこの発明に係る請求項６記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項１〜５のいずれかにおい
て、半周期の位相差を持つ第１、第２の電流方向制御用
信号の一方がＯＦＦする（立ち下がる）前に他方をＯＮ
する（立ち上げる）ものである。

【００１８】またこの発明に係る請求項７記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項１〜５のいずれかにおい
て、第２のスイッチング素子と第２のフライホイール・
ダイオードとの接続部と、第３のスイッチング素子と第
３のフライホイール・ダイオードとの接続部とを互いに
接続し、半周期の位相差を持つ第１、第２の電流方向制
御用信号の一方がＯＦＦした後他方をＯＮし、電流方向
切り換わり時に第１〜第４のスイッチング素子の駆動信
号が一時的に全てＯＦＦするものである。

【００１９】またこの発明に係る請求項８記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項１〜７のいずれかにおい
て、第１、第２の変圧器それぞれの１次巻線と直列に第
１、第２のリアクトルを接続したものである。

【００２０】またこの発明に係る請求項９記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項８において、第１の変圧
器の１次巻線と第１のリアクトルとの第１の接続部に正
極が接続された第５のフライホイール・ダイオードと、
上記第１の接続部に負極が接続された第６のフライホイ
ール・ダイオードと、第２の変圧器の１次巻線と第２の
リアクトルとの第２の接続部に正極が接続された第７の
フライホイール・ダイオードと、上記第２の接続部に負
極が接続された第８のフライホイール・ダイオードとを
備え、上記第５、第７のフライホイール・ダイオードの
負極を直流電源の正極に、上記第６、第８のフライホイ
ール・ダイオードの正極を上記直流電源の負極に接続し
たものである。

【００２１】

【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、この発明の
実施の形態１を図について説明する。図１（ａ）は、こ
の発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置
の回路図、図１（ｂ）はインバータ部のスイッチング素
子の切り換え動作を示すタイミング・チャートである。
図において、１〜４は直流を交流に変換するインバータ
用の、例えばトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ、
ＩＰＭ、ＧＴＯ、ＧＣＴ等から成る第１〜第４のスイッ
チング素子、５は直流電源、７、９、６、８は第１〜第
４のスイッチング素子１〜４のそれぞれに直列に接続さ
れた第１〜第４のフライホイール・ダイオードを示し、
以上第１〜第４のスイッチング素子１〜４と第１〜４の
フライホイール・ダイオード７、９、６、８で、インバ
ータを構成する。又、１０、１１は、転流時のｄｉ／ｄ
ｔを抑制する第１、第２のリアクトル、１２、１３は、
互いに電磁的に独立した第１、第２の変圧器、１４、１
５は第１の変圧器１２の１次巻線および２次巻線、１
６、１７は第２の変圧器１３の１次巻線および２次巻
線、１８、１９は第１、第２の整流装置としての整流用
ダイオード、２０は直流インダクタンスであり、以上、
第１、第２の整流用ダイオード１８、１９および直流イ
ンダクタンス２０で整流回路を構成している。２１は負
荷抵抗を示す。

【００２２】図に示すように、直流電源５の正極には、
第１、第２のスイッチング素子１、２の一端、第３、第
４のフライホイール・ダイオード６、８の負極がそれぞ
れ接続され、直流電源５の負極には、第３、第４のスイ
ッチング素子３、４の一端、第１、第２のフライホイー
ル・ダイオード７、９の正極がそれぞれ接続される。ま
た、第１、第２のスイッチング素子１、２の他端と第
１、第２のフライホイール・ダイオード７、９の負極と
がそれぞれ接続され、さらに、第３、第４のスイッチン
グ素子３、４の他端と第３、第４のフライホイール・ダ
イオード６、８の正極とがそれぞれ接続される。第１、
第３のスイッチング素子１、３の他端間には、第１の変
圧器１２の１次巻線１４と第１のリアクトル１０とが直
列に接続され、第２、第４のスイッチング素子２、４の
他端間には、第２の変圧器１３の１次巻線１６と第２の
リアクトル１１とが直列に接続される。第１、第２の変
圧器１２、１３のそれぞれの２次巻線１５、１７に接続
された第１、第２の整流用ダイオード１８、１９は、出
力側が並列となって負荷抵抗２１に接続される。また、
直流インダクタンス２０は平滑用に負荷抵抗２１に直列
に設けられた直流リアクトルのインダクタンス又は負荷
回路に寄生するインダクタンスを示すものである。

【００２３】各スイッチング素子１〜４は、図１（ｂ）
のタイミング・チャートに従って、それぞれオン／オフ
を行うものとする。このようにスイッチング素子を駆動
する信号は、半周期の位相差を有して電流方向を制御す
る第１、第２のスイッチング素子駆動信号と、そのＯＮ
時間内でＯＮする力行用の信号である第３、第４のスイ
ッチング素子駆動信号とで構成され、力行用信号は対応
する電流方向制御用信号と立ち上がり部分で同期するよ
うに発生される。力行用のスイッチング素子駆動信号
は、通常、ＰＷＭ回路を用いて発生するもので、電圧指
令となる信号波と搬送波との大小によりスイッチング時
間が決定される。電流方向制御用信号（第１のスイッチ
ング素子駆動信号）、力行用信号（第３のスイッチング
素子駆動信号）、および力行用信号を発生するＰＷＭ回
路で用いる搬送波と信号波の関係を図２に示す。図に示
すように、搬送波に鋸波を用いることにより、信号波と
搬送波との大小によりスイッチング時間が決定される力
行用信号は、例えば信号波Ａのとき信号Ａとなり、信号
波Ｂのとき信号Ｂとなり、即ち電圧指令となる信号波が
変化してもいずれも立ち上がり部分が同期し、搬送波を
基準として固定されて発生する電流方向制御用信号とも
立ち上がり部分で同期して発生される。

【００２４】次にこの実施の形態によるＤＣ／ＤＣコン
バータ装置の動作について説明する。各スイッチング素
子１〜４が、図１（ｂ）に従って切り換えを行う時の電
流の流れる様子を図３〜図１０に基づいて以下に示す。
なお、電流は矢印により示す。時刻Ｔ０≦ｔ＜Ｔ１で
は、第１、第３のスイッチング素子１、３がオンになっ
ているので、第１の変圧器１２が励磁されて図に示す様
に電流が流れ、第１の変圧器１２から第１の整流用ダイ
オード１８を経由して直流インダクタンス２０にエネル
ギーが蓄えられる（以下、力行モードと称す）。直流イ
ンダクタンス２０に蓄えられるエネルギーは（１／２・
Ｉ²・Ｌ）であり、Ｉは直流インダクタンス２０に流れ
る電流値、Ｌは直流インダクタンス２０のインダクタン
ス値である（図３）。時刻Ｔ１≦ｔ＜Ｔ２では、第３の
スイッチング素子３がオフ（第１のスイッチング素子１
はオンのまま）となり、直流インダクタンス２０に蓄え
られたエネルギーの放電がはじまる為、第１の変圧器１
２の２次巻線１５には、図に示す様に電流が流れる。こ
れにより、第１の変圧器１２の１次巻線１４には、第３
のフライホイール・ダイオード６から第１のスイッチン
グ素子１を経由して環流電流が流れる（以下、還流モー
ドとする）。第２、第４のスイッチング素子２、４は共
にオフであるので、第２の変圧器１３には、電流は流れ
ない（図４）。

【００２５】時刻Ｔ２≦ｔ＜Ｔ４では、第２、第４のス
イッチング素子２、４がオンになるので、ここで、第１
の変圧器１２から第２の変圧器１３へ電流が転流し、同
時に力行モードに移行し、第２の変圧器１３から第２の
整流用ダイオード１９を経由して直流インダクタンス２
０に流れ、直流インダクタンス２０にエネルギーが蓄え
られる。転流が完了した第１の変圧器１２の２次側で
は、第１の変圧器１２の励磁インダクタンスのもつエネ
ルギーが、破線矢印に示すように、第２の変圧器１３の
２次巻線１７から第２の整流用ダイオード１９を経由し
て第１の整流用ダイオード１８に対し、逆方向に放電さ
れ、第１の整流用ダイオード１８はキャリア消滅まで電
流が流れてオフとなる（図５）。第１の整流用ダイオー
ド１８がオフになることで、第１の変圧器１２の励磁エ
ネルギーの放電ルートがなくなり、このエネルギーは、
破線矢印に示すように、第１、第３のフライホイール・
ダイオード７、６を経由して直流電源５に回生され（図
６）、第１の変圧器１２はリセットされる。なお、時刻
Ｔ３において、第１のスイッチング素子１がオフする
が、既に第２、第４のスイッチング素子２、４がオンし
て力行モードに移行しているため、電流の流れに変化は
ない（図７）。

【００２６】時刻Ｔ４≦ｔ＜Ｔ５では、第４のスイッチ
ング素子４がオフになると、先の時刻Ｔ１≦ｔ＜Ｔ２と
同様に、直流インダクタンス２０の放電により、第２の
変圧器１３の１次側で、第４のフライホイール・ダイオ
ード８から第２のスイッチング素子２を経由する還流モ
ードに移行する（図８）。時刻Ｔ５≦ｔ＜Ｔ７では、第
１、第３のスイッチング素子１、３がオンになるので、
第２の変圧器１３から第１の変圧器１２へ電流が転流
し、同時に力行モードに移行し、第１の変圧器１２から
第１の整流用ダイオード１８を経由して直流インダクタ
ンス２０に流れ、直流インダクタンス２０にエネルギー
が蓄えられる。転流が完了した第２の変圧器１３の２次
側では、第２の変圧器１３の励磁インダクタンスのもつ
エネルギーが、破線矢印に示すように、第１の変圧器１
２の２次巻線１５から第１の整流用ダイオード１８を経
由して第２の整流用ダイオード１９に対し、逆方向に放
電され、第２の整流用ダイオード１９はキャリア消滅ま
で電流が流れてオフとなる（図９）。第２の整流用ダイ
オード１９がオフになることで、第２の変圧器１３の励
磁エネルギーの放電ルートがなくなり、このエネルギー
は、破線矢印に示すように、第２、第４のフライホイー
ル・ダイオード９、８を経由して直流電源５に回生さ
れ、第２の変圧器１３はリセットされる。なお、時刻Ｔ
６において、第２のスイッチング素子１がオフするが、
既に第１、第３のスイッチング素子１、３がオンして力
行モードに移行しているため、電流の流れに変化はない
（図１０）。以上が、この回路の動作の１周期分にあた
り、以後はＴ１〜Ｔ７の動作を繰り返す。このように１
次側のインバータ部をスイッチング素子１〜４を切り換
えて制御することにより、転流制御を行う。

【００２７】この実施の形態では、第３、第４のスイッ
チング素子３、４を駆動する力行用信号を、第１、第２
のスイッチング素子１、２を駆動する電流方向制御用信
号の立ち上がり部分に同期させて発生した。このような
立ち上がり部分で同期する信号は、上述したように搬送
波に鋸波を用いたＰＷＭ回路で発生される。このため、
スイッチング素子の切換タイミングが減少し、また、力
行用信号のパルス幅の変動は立ち下がり部分のみである
ため、搬送波に三角波を用いたものに比べ、制御性が優
れている。さらに、搬送波に用いる鋸波は、発振回路が
比較的簡略な構成であり、このような発振回路は一般的
なスイッチングレギュレータ素子（例えば、電流（ある
いは電圧）誤差アンプ、ＰＷＭ変調回路、リミッタ回路
等、制御に必要な機能が予めパッケージ化されたＩＣ）
に組み込まれて広く用いられている。このため、ＤＣ／
ＤＣコンバータ装置の制御回路の構成が簡略化され、低
コスト化が容易に図れる。

【００２８】また、この実施の形態では、電流方向制御
用信号（第１、第２のスイッチング素子駆動信号）を半
周期の位相差を有する同様の信号とし、一方がＯＦＦす
る（立ち下がる）前に他方をＯＮする（立ち上げる）様
にしたため、転流時に全てのスイッチがＯＦＦとなるこ
とが防止でき、転流制御がスムーズに行え、損失が低減
できる。

【００２９】さらに、第１、第２のリアクトル１０、１
２を変圧器１２、１３の一次巻線１４、１６に直列に入
れたため、各部に流れる電流のｄｉ／ｄｔが抑制され
る。また、転流時（時刻Ｔ２、Ｔ５時）での瞬時的な短
絡電流を抑制して各部への負担を低減できる。例えば時
刻Ｔ２において（図４から図５への移行時）、第１、第
２の整流用ダイオード１８、１９が共にＯＮとなる瞬間
に、直流電源５、第２のリアクトル１１、第２の変圧器
１３、第１の変圧器１２、第１のリアクトル１０、第３
のフライホイール・ダイオード６および第１のスイッチ
ング素子１のルートで大きな短絡電流が流れるのが第
１、第２のリアクトル抑制できる。

【００３０】実施の形態２．次に、この発明の実施の形
態２を図について説明する。この実施の形態では、上記
実施の形態１による回路に対して、異なる制御を行うも
のであり、インバータ部のスイッチング素子の切り換え
動作を示すタイミング・チャートを図１１に示す。各ス
イッチング素子１〜４は、図１１のタイミング・チャー
トに従って、それぞれオン／オフを行い、このようにス
イッチング素子を駆動する信号は、半周期の位相差を有
して電流方向を制御する第１、第２のスイッチング素子
駆動信号と、そのＯＮ時間内でＯＮする力行用の信号で
ある第３、第４のスイッチング素子駆動信号とで構成さ
れ、力行用信号は対応する電流方向制御用信号と立ち下
がり部分で同期するように発生される。上記のように電
流制御用信号に立ち下がり部分で同期する力行用信号
は、搬送波に逆鋸波を用いたＰＷＭ回路で発生される。
信号波と搬送波との大小によりスイッチング時間が決定
される力行用信号は、電圧指令となる信号波が変化して
もいずれも立ち下がり部分が同期し、搬送波を基準とし
て固定されて発生する電流方向制御用信号とも立ち下が
り部分で同期して発生される。

【００３１】次にこの実施の形態によるＤＣ／ＤＣコン
バータ装置の動作について説明する。各スイッチング素
子１〜４が、図１１に従って切り換えを行う時の電流の
流れる様子を図１２〜図１９に基づいて以下に示す。な
お、電流は矢印により示す。時刻Ｔ０≦ｔ＜Ｔ１では、
第１のスイッチング素子１のみがオンになっているので
回路に電流は流れない。時刻Ｔ１≦ｔ＜Ｔ２では、第３
のスイッチング素子３がオンすることで、第１、第３の
スイッチング素子１、３が共にオンとなって力行モード
となり、図のように電流が流れ、第１の変圧器１２から
直流インダクタンス２０にエネルギーが蓄えられる。時
刻Ｔ２≦ｔ＜Ｔ３では、第２のスイッチング素子２がオ
ンになるが、第１、第３のスイッチング素子１、３によ
る力行モードが継続しているので、電流の流れに変化は
起きない（図１２）。

【００３２】時刻Ｔ３≦ｔ＜Ｔ４では、第１、第３のス
イッチング素子１、３が同時にオフになると、それまで
に、第２のスイッチング素子２のオンによって還流モー
ドが準備されていた事により、直流インダクタンス２０
のエネルギー放電により、第１の変圧器１２から第２の
変圧器１３への転流が起こり、第２の変圧器１３の回路
で還流モードへ移行する。転流が完了した第１の変圧器
１２の２次側では、第１の変圧器１２の励磁インダクタ
ンスのもつエネルギーが、破線矢印に示すように、第２
の変圧器１３の２次巻線１７から第２の整流用ダイオー
ド１９を経由して第１の整流用ダイオード１８に対し、
逆方向に放電され、第１の整流用ダイオード１８はキャ
リア消滅まで電流が流れてオフとなる（図１３）。第１
の整流用ダイオード１８がオフになることで、第１の変
圧器１２の励磁エネルギーの放電ルートがなくなり、こ
のエネルギーは、破線矢印に示すように、第１、第３の
フライホイール・ダイオード７、６を経由して直流電源
５に回生され（図１４）、第１の変圧器１２はリセット
される（図１５）。

【００３３】時刻Ｔ４≦ｔ＜Ｔ５では、第４のスイッチ
ング素子４がオンすることで、第２、第４のスイッチン
グ素子２、４が共にオンとなって力行モードへ移行す
る。これにより、直流インダクタンス２０にエネルギー
が蓄えられる。時刻Ｔ５≦ｔ＜Ｔ６では、第１のスイッ
チング素子１がオンになるが、第２、第４のスイッチン
グ素子２、４による力行モードが継続しているので、電
流の流れに変化は起きない（図１６）。時刻Ｔ６≦ｔ＜
Ｔ７では、第２、第４のスイッチング素子２、４が同時
にオフになると、第２の変圧器１３から第１の変圧器１
２へ転流が行われ、第１の変圧器１２の回路で還流モー
ドに移行する。第２の変圧器１３の２次側では、第２の
変圧器１３の励磁インダクタンスのもつエネルギーが、
破線矢印に示すように、第２の整流用ダイオード１９に
対し、逆方向に放電されて電流が流れ、第２の整流用ダ
イオード１９はオフとなる（図１７）。第２の整流用ダ
イオード１９がオフになることで、第２の変圧器１３の
励磁エネルギーの放電ルートがなくなり、このエネルギ
ーは、破線矢印に示すように直流電源５に回生され（図
１８）、第２の変圧器１３はリセットされる（図１
９）。時刻Ｔ１（Ｔ７）で第３のスイッチング素子３が
オンになると、力行モードに移行する。以上が、この回
路の動作の１周期分にあたり、以後はＴ１〜Ｔ７の動作
を繰り返す。このように１次側のインバータ部をスイッ
チング素子１〜４を切り換えて制御することにより、転
流制御を行う。

【００３４】この実施の形態では、第３、第４のスイッ
チング素子３、４を駆動する力行用信号を、第１、第２
のスイッチング素子１、２を駆動する電流方向制御用信
号の立ち下がり部分に同期させて発生した。このような
立ち下がり部分で同期する信号は、上述したように搬送
波に逆鋸波を用いたＰＷＭ回路で発生される。このた
め、スイッチング素子の切換タイミングが減少し、ま
た、力行用信号のパルス幅の変動は立ち上がり部分のみ
であるため、搬送波に三角波を用いたものに比べ、制御
性が優れている。さらに、搬送波に用いる逆鋸波は、上
記実施の形態１で用いた鋸波と同様に、発振回路が比較
的簡略であり、一般的なスイッチングレギュレータ素子
に組み込まれて広く用いられている。このため、ＤＣ／
ＤＣコンバータ装置の制御回路の構成が簡略化され、低
コスト化が容易に図れる。

【００３５】また、この実施の形態２おいても上記実施
の形態１と同様に、電流方向制御用信号を半周期の位相
差を有する同様の信号とし、一方がＯＦＦする前に他方
をＯＮする様にしたため、転流時に全てのスイッチがＯ
ＦＦとなることが防止でき、転流制御がスムーズに行
え、損失が低減できる。さらに、第１、第２のリアクト
ル１０、１２を変圧器１２、１３の一次巻線１４、１６
に直列に入れたため、各部に流れる電流のｄｉ／ｄｔが
抑制される。また、転流時（時刻Ｔ３、Ｔ６時）での瞬
時的な短絡電流を抑制して各部への負担を低減できる。

【００３６】ところで、この実施の形態２では、力行用
信号を電流制御用信号と立ち下がりで同期させるため、
転流（時刻Ｔ３、Ｔ６時）により第１（第２）の整流用
ダイオード１８（１９）がオフする時、第２（第１）の
変圧器１３（１２）の２次側は還流モードによる短絡状
態にある為、電圧は発生していない。整流用ダイオード
のオフ時の電圧を図２０に示すと、図に示すように、整
流用ダイオードに逆方向電流（リカバリ電流）が流れて
オフする際、整流用ダイオードのオフ時の電圧（実線）
は、他方の変圧器の電圧が加算されないため、自身側の
変圧器の２次側電圧に、オフ時に発生するサージ電圧を
加算した分だけになる。また、変圧器の励磁電流によっ
て、整流用ダイオードのリカバリ電流を制御できるた
め、上記オフ時のサージ電圧は非常に小さくできる。従
って、整流用ダイオードのオフ時に発生する電圧が抑え
られ、整流用ダイオードのスイッチング損失を低減でき
る。なお、図２０において点線で示す電圧は、上記実施
の形態１における整流用ダイオードのオフ時の電圧で、
この場合、転流により整流用ダイオードがオフする時、
他方の変圧器の２次側は力行モードである為、整流用ダ
イオードのオフ時の電圧は、自身側の変圧器の２次側電
圧に、他方の変圧器の電圧とオフ時に発生するサージ電
圧とを加算した分になる。

【００３７】なお、上記実施の形態１、２では、第１、
第２のスイッチング素子１、２を電流方向制御用信号で
駆動し、第３、第４のスイッチング素子３、４を力行用
信号で駆動するものとしたが、立ち上がり（立ち下が
り）部分で同期する第１、第３のスイッチング素子駆動
信号のいずれか一方を電流方向制御用信号とし、他方を
その電流方向における力行用信号として、また、立ち上
がり（立ち下がり）部分で同期する第２、第４のスイッ
チング素子駆動信号のいずれか一方を電流方向制御用信
号とし、他方をその電流方向における力行用信号とすれ
ば、環流モードの際の電流ルートが異なるものとなる
が、同様の効果を奏する。

【００３８】実施の形態３．次に、この発明の実施の形
態３を図について説明する。この実施の形態では、上記
実施の形態１による回路に対して、立ち上がり部分で同
期する、第１、第３のスイッチング素子の駆動信号と第
２、第４のスイッチング素子の駆動信号とのそれぞれに
おいて、電流方向制御用信号と力行用信号とを１周期毎
に入れ換えて制御を行うものであり、この切り換え動作
を示すタイミング・チャートを図２１に示す。この実施
の形態によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作について
図２２〜図３７に基づいて以下に説明する。なお、電流
は矢印により示す。時刻Ｔ０≦ｔ＜Ｔ７については、図
２２〜図３０に図示するが、上記実施の形態１と同様で
あり説明を省略する。時刻Ｔ７≦ｔ＜Ｔ８では、図３０
で示す状態（力行モード）から、第３のスイッチング素
子３がオンのままで、第１のスイッチング素子１がオフ
になり環流モードに移行する。第１の変圧器１２の１次
巻線１４には、第１のフライホイール・ダイオード７か
ら第３のスイッチング素子３を経由して環流電流が流れ
る（図３１）。

【００３９】時刻Ｔ８≦ｔ＜Ｔ１０では、第２、第４の
スイッチング素子がオンになり、転流・力行モードに移
行する。これにより、第１の整流用ダイオード１８のオ
フと第１の変圧器１２のリセットが、先の時刻Ｔ２≦ｔ
＜Ｔ４と同様に行われる（図３２、図３３、図３４）。
時刻Ｔ１０≦ｔ＜Ｔ１１（Ｔ０）では、第４のスイッチ
ング素子４がオンのままで、第２のスイッチング素子２
がオフになり環流モードに移行する。第２の変圧器１３
の１次巻線１６には、第２のフライホイール・ダイオー
ド９から第４のスイッチング素子４を経由して環流電流
が流れる（図３５）。時刻Ｔ１１（Ｔ０）≦ｔ＜Ｔ１２
で、第１、第３のスイッチング素子１、３がオンにな
り、転流・力行モードに移行し、第２の整流用ダイオー
ド１９はオフし、第２の変圧器１３もリセットされる
（図３６、図３７）。

【００４０】以上が１周期分の動作に当たり、以降は時
刻Ｔ０〜Ｔ１１を繰り返す。この実施の形態では、上記
実施の形態１と同様の効果を奏し、さらに、電流方向制
御用信号と力行用信号とを１周期毎に入れ換えて制御を
行う様にしたため、１周期中の環流電流が特定のフライ
ホイール・ダイオードに偏ることなく、第１〜第４のフ
ライホイール・ダイオード７、９、６、８に時間的にば
らまかれ、熱的に責務が均等化、軽減される。

【００４１】実施の形態４．次に、この発明の実施の形
態４を図について説明する。この実施の形態では、上記
実施の形態２における立ち下がり部分で同期する、第
１、第３のスイッチング素子の駆動信号と第２、第４の
スイッチング素子の駆動信号とのそれぞれにおいて、上
記実施の形態３と同様に電流方向制御用信号と力行用信
号とを１周期毎に入れ換えて制御を行うものであり、こ
の切り換え動作を示すタイミング・チャートを図３８に
示す。この実施の形態によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置
の動作について図３９〜図５４に基づいて以下に説明す
る。なお、電流は矢印により示す。時刻Ｔ０≦ｔ＜Ｔ５
については、図３９〜図４３に図示するが、上記実施の
形態２と同様であり説明を省略する。時刻Ｔ５≦ｔ＜Ｔ
６では、図４３で示す状態から、第３のスイッチング素
子３がオンになるが、第２、第４のスイッチング素子
２、４による力行モードが継続しているので、電流の流
れに変化は起きない。

【００４２】時刻Ｔ６≦ｔ＜Ｔ７では、第２、第４のス
イッチング素子２、４が同時にオフになると、第２の変
圧器１３から第１の変圧器１２へ転流・還流モードに移
行する。第２の変圧器１３では、第２の整流用ダイオー
ド１９に対して励磁エネルギーがリカバリ電流として、
第１の変圧器１２の２次巻線１５、第１の整流用ダイオ
ード１８を経由して流れ、第２の整流用ダイオード１９
はオフとなる（図４４）。第２の整流用ダイオード１９
がオフになると、第２の変圧器１３の励磁エネルギーの
放電ルートがなくなる為、第２、第４のフライホイール
・ダイオード９、８を経由して直流電源５に回生され
（図４５）、第２の変圧器１３はリセットされる（図４
６）。時刻Ｔ７≦ｔ≦Ｔ８では、第１のスイッチング素
子３がオンすることで、第１、第３のスイッチング素子
１、３が共にオンとなって力行モードへ移行する。時刻
Ｔ８≦ｔ＜Ｔ９では、第４のスイッチング素子４がオン
になるが、第１、第３のスイッチング素子１、３による
力行モードが継続しているので、電流の流れに変化は起
きない（図４７）。

【００４３】時刻Ｔ９≦ｔ＜Ｔ１０では、第１、第３の
スイッチング素子１、３が同時にオフになると、第１の
変圧器１２から第２の変圧器１３へ転流・還流モードへ
移行し、第１の変圧器１２では、第１の整流用ダイオー
ド１８に対して励磁エネルギーがリカバリ電流として、
第２の変圧器１３の２次巻線１７、第２の整流用ダイオ
ード１９を経由して流れ、第１の整流用ダイオード１８
はオフとなる（図４８）。第１の整流用ダイオード１８
がオフになると、第１の変圧器１２の励磁エネルギーの
放電ルートがなくなる為、第１、第３のフライホイール
・ダイオード７、６を経由して直流電源５に回生され
（図４９）、第１の変圧器１２はリセットされる（図５
０）。時刻Ｔ１０≦ｔ＜Ｔ１１（Ｔ０）では、第２のス
イッチング素子２がオンすることで、第２、第４のスイ
ッチング素子２、４が共にオンとなって力行モードへ移
行する。時刻Ｔ１１（Ｔ０）≦ｔ＜Ｔ１２では、第１の
スイッチング素子１がオンになるが、第２、第４のスイ
ッチング素子２、４による力行モードが継続しているの
で、電流の流れに変化は起きない（図５１）。

【００４４】時刻Ｔ１２≦ｔ＜Ｔ１では、第２、第４の
スイッチング素子２、４が同時にオフになると、第２の
変圧器１３から第１の変圧器１２へ転流・還流モードへ
移行し、第２の整流用ダイオード１９はリカバリ電流が
流れてオフとなり（図５２）、第２の変圧器１３の励磁
エネルギーは直流電源５に回生され（図５３）、第２の
変圧器１３はリセットされる（図５４）。以上が１周期
分の動作に当たり、以降は時刻Ｔ０〜Ｔ１１を繰り返
す。この実施の形態では、上記実施の形態２と同様の効
果を奏し、さらに、電流方向制御用信号と力行用信号と
を１周期毎に入れ換えて制御を行う様にしたため、１周
期中の環流電流が特定のフライホイール・ダイオードに
偏ることなく、第１〜第４のフライホイール・ダイオー
ド７、９、６、８に時間的にばらまかれ、熱的に責務が
均等化、軽減される。

【００４５】実施の形態５．次に、この発明の実施の形
態５を図について説明する。この実施の形態では、上記
実施の形態２、４で示したような、電流方向制御用信号
に立ち下がり部分で同期する力行用信号の生成について
説明する。このような力行用信号の生成のためのブロッ
ク図を図５５に示す。ここでは、電流方向制御用信号で
第１、第２のスイッチング素子１、２（以下ＳＷ１、Ｓ
Ｗ２と称す）を駆動し、力行用信号で第３、第４のスイ
ッチング素子３、４（以下ＳＷ３、ＳＷ４と称す）を駆
動するとし、この２つの力行用信号を生成する。ＳＷ
３、ＳＷ４がＯＮする時間、即ちＳＷ３、ＳＷ４への通
電時間を決定するための出力電流のフィードバック信号
は、出力電流誤差増幅回路で出力電流指令信号と付き合
わせ、誤差分を増幅している。その演算結果を、鋸波発
生回路で得た搬送波である逆鋸波と比較器にて比較し、
力行用信号となるＰＷＭ変調信号を生成する。また、出
力電流リミッタ回路においては、短絡異常などによる過
電流を防止するための出力電流制限信号としての制限基
準信号と出力電流フィードバック信号とを比較し、出力
電流フィードバック信号が制限基準よりも大きければ、
強制的にＰＷＭ変調信号をオフにする様に動作する。こ
れらの信号と、パターンジェネレータによって生成し、
フリップフロップ回路を介して出力される２つの基本パ
ターン（ＳＷ１、ＳＷ２を駆動するＯＮパルス相当の信
号パターン）と、変圧器の利用できる最大磁束密度から
算出した力行用信号のパルス幅（ＯＮ時間）を制限する
最大ＯＮ制限信号とをそれぞれ論理積合成する事で、２
つの力行用信号を生成している。

【００４６】力行用信号であるＳＷ３、ＳＷ４の駆動信
号は、上記のように生成されるため、フリップフロップ
回路から出力されるＳＷ１、ＳＷ２を駆動する信号ＯＮ
条件内でＯＮし、さらに、そのＯＮパルス幅は、変圧器
の磁束密度が制限値を越えないように固定長の時間制限
信号である最大ＯＮ制限信号により制限される。また、
異常発生時の過電流防止用の制限信号によってもＯＮパ
ルス幅を制限する。このため、例えば出力電流誤差増幅
回路が飽和し、比較器での演算結果によりＯＮパルス幅
が大きくなり過ぎても、変圧器の最大磁束密度を超える
様な力行モードになることはなく、変圧器の飽和による
短絡が防止できる。またこの場合、力行用信号は電流方
向制御用信号に立ち下がり部分で同期するので予測的な
制御方法となるが、過電流防止用の制限信号によって出
力電流を常時監視し、制限値を越えた場合は速やかに力
行用信号のＯＮパルスをオフにして、過電流による異
常、故障を防ぐ事が出来る。

【００４７】なお、上記実施の形態では、電流方向制御
用信号に立ち下がり部分で同期する力行用信号を用いた
が、上記実施の形態１、３で示したような、電流方向制
御用信号に立ち上がり部分で同期する力行用信号につい
ても適用できる。この場合、搬送波には鋸波を用い、変
圧器の最大磁束密度から算出した最大ＯＮ制限信号によ
る制御は同様の効果を奏する。また、立ち下がりのタイ
ミング制御でＯＮパルス幅を制御できるため、上記実施
の形態のような予測的な制御とならず、過電流防止の為
の制御については、出力電流誤差増幅回路による演算結
果と鋸波とを比較する比較器出力で、過電流防止のため
の通電時間の制限を兼ねることができる。

【００４８】実施の形態６．次に、この発明の実施の形
態６を図について説明する。図５６は、この発明の実施
の形態６によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置の回路図であ
り、上記実施の形態１で示した回路を６アーム入りパワ
ーモジュールへ対応させたものである。図に示すよう
に、第２のスイッチング素子２と第３のフライホイール
・ダイオード６とを並列に接続し、第３のスイッチング
素子３と第２のフライホイール・ダイオード９とを並列
に接続することでアーム数を低減する。なお、図１の回
路において、第２のスイッチング素子２と第２のフライ
ホイール・ダイオード９との接続部と、第３のスイッチ
ング素子３と第３のフライホイール・ダイオード６との
接続部とを互いに接続した場合と、接続関係は等価であ
る。

【００４９】各スイッチング素子１〜４は、図５７で示
すタイミング・チャートに従って、それぞれオン／オフ
を行う。この場合、半周期の位相差を有して電流方向を
制御する第３、第２のスイッチング素子駆動信号と、そ
のＯＮ時間内でＯＮする力行用の信号である第１、第４
のスイッチング素子駆動信号とで構成され、力行用信号
は対応する電流方向制御用信号と立ち上がり部分で同期
するように発生される。次にこの実施の形態によるＤＣ
／ＤＣコンバータ装置の動作について説明する。各スイ
ッチング素子１〜４が、図５７に従って切り換えを行う
時の電流の流れる様子を図５８〜図６８に基づいて以下
に示す。なお、電流は矢印により示す。

【００５０】時刻Ｔ１≦ｔ＜Ｔ２では、第１、第３のス
イッチング素子１、３がオンになり第１の変圧器１２の
回路で力行モードとなる（図５８）。時刻Ｔ２≦ｔ＜Ｔ
３で、第１のスイッチング素子１がオフになり、第３の
スイッチング素子３と第１のフライホイール・ダイオー
ド７により第１の変圧器１２の回路で還流モードとなる
（図５９）。時刻Ｔ３≦ｔ＜Ｔ４では、全スイッチング
素子がオフになる。これは、第２、第３のスイッチング
素子２、３の同時転孤によるアーム短絡を防ぐ為であ
り、この時間は、スイッチング素子が十分にオフ、そし
て、オン出来る程度の短い時間で良い。また、この期間
は、全スイッチング素子がオフになる為、直流インダク
タンス２０に蓄えられていたエネルギーは、第３のフラ
イホイール・ダイオード６、第１の変圧器１２の１次巻
線１４、第１のフライホイール・ダイオード７を経由し
て直流電源５へエネルギー回生される（図６０）。

【００５１】時刻Ｔ４≦ｔ＜Ｔ５では、第２、第４のス
イッチング素子２、４がオンになると第１の変圧器１２
から第２の変圧器１３へ転流が行われると共に、第２の
変圧器１３側での力行モードに移行する。転流が完了す
ると、第１の変圧器１２の励磁エネルギーが第１の整流
用ダイオード１８のリカバリ電流として放電され、これ
により第１の整流用ダイオード１８はオフになる（図６
１）。また、第１の整流用ダイオード１８がオフになる
ことで、第１の変圧器１２の励磁エネルギーは直流電源
５へ回生され（図６２）、第１の変圧器１２はリセット
される（図６３）。時刻Ｔ５≦ｔ＜Ｔ６では、第４のス
イッチング素子４がオフになると、第２のスイッチング
素子２と第４のフライホイール・ダイオード８により第
２の変圧器１３の回路で還流モードとなる（図６４）。

【００５２】時刻Ｔ６≦ｔ＜Ｔ７では、先の時刻Ｔ４≦
ｔ＜Ｔ５の時と同様に、第２、第３のスイッチング素子
２、３の同時点孤によるアーム短絡を防ぐ為、全スイッ
チング素子をオフにする。このとき、直流インダクタン
ス２０に蓄えられていたエネルギーは、直流電源５へエ
ネルギー回生される（図６５）。時刻Ｔ７（Ｔ１）≦ｔ
＜（Ｔ２）で、第１、第３のスイッチング素子がオンに
なり、第２の変圧器１３から第１の変圧器１２へ転流が
行われると共に、第１の変圧器１２側での力行モードに
移行する。転流が完了すると、第２の変圧器１３の励磁
エネルギーが第２の整流用ダイオード１９のリカバリ電
流として放電され、これにより第２の整流用ダイオード
１９はオフになる（図６６）。また、第２の整流用ダイ
オード１９がオフになることで、第２の変圧器１３の励
磁エネルギーは直流電源５へ回生され（図６７）、第１
の変圧器１２はリセットされる（図６８）。

【００５３】上記のように半周期の位相差を持つ２つの
電流方向制御用信号の一方がＯＦＦした後他方をＯＮす
ることで、全スイッチング素子がオフになる期間を設
け、力行用信号と電流方向制御用信号とを立ち上がり部
分で同期させる。これにより、図５８で示す様な６アー
ム入りパワーモジュールに対応する回路構成であって
も、力行用信号と電流方向制御用信号とを立ち上がり部
分で同期させてスイッチング素子を駆動できるため、実
施の形態１、３と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の
制御回路の構成が簡略化され、低コスト化が容易に図れ
る。また、全スイッチング素子がオフになる期間では、
第２、第３のフライホイール・ダイオード９、６のどち
らかがオンになっている為、それと並列接続された第３
あるいは第２のスイッチング素子３、２の両端には上記
フライホイール・ダイオードの電圧降下分しか印加され
ない為、次の瞬間、そのスイッチング素子がオンになっ
ても、スイッチング損失の発生は抑えられる。

【００５４】なお、この実施の形態では、力行用信号と
電流方向制御用信号とを立ち上がり部分で同期させた場
合について説明したが、上記実施の形態２、４で示した
ように立ち下がり部分で同期させる場合にも適用でき、
同様の効果が得られる。また、上記実施の形態３、４で
示したように、力行用信号と電流方向制御用信号とを一
周期毎に入れ換えることもできる。

【００５５】実施の形態７．次に、この発明の実施の形
態７を図について説明する。図６９は、この発明の実施
の形態７によるＤＣ／ＤＣコンバータ装置の回路図であ
り、上記実施の形態１の回路に、第５〜第８のフライホ
ール・ダイオード５４〜５７を設けたものである。図に
示すように、第１のリアクトル１０と第１の変圧器１２
の１次巻線１４との接続点に、第５のフライホイール・
ダイオード５４の正極、および第６のフライホイール・
ダイオード５５の負極を接続し、同様に、第２のリアク
トル１１と第２の変圧器１３の１次巻線１６との接続点
に、第７のフライホイール・ダイオード５６の正極、お
よび第８のフライホイール・ダイオード５７の負極を接
続し、第５、第７のフライホイール・ダイオード５４、
５６の負極を直流電源５の正極に、第６、第８のフライ
ホイール・ダイオード５５、５７の負極を直流電源５の
負極に接続する。

【００５６】次に動作について説明する。各スイッチン
グ素子１〜４は、図７０で示すタイミング・チャートに
従って、それぞれオン／オフを行う。このスイッチング
素子１〜４の制御は上記実施の形態１と同様のものであ
るが、このときの電流の流れる様子を図７１〜図８１に
基づいて以下に示す。なお、電流は矢印により示す。時
刻Ｔ０≦ｔ＜Ｔ１では、第１、第３のスイッチング素子
１、３がオンになり第１の変圧器１２の回路で力行モー
ドとなる（図７１）。時刻Ｔ１≦ｔ＜Ｔ２では、第３の
スイッチング素子がオフになり、第１のスイッチング素
子１と第３のフライホイール・ダイオード６により第１
の変圧器１２の回路で還流モードとなる（図７２）。

【００５７】時刻Ｔ２≦ｔ＜Ｔ３では、第２、第４のス
イッチング素子２、４がオンになり、第２の変圧器１３
の回路への転流・力行モードへ移行する。転流が完了す
ると、第１の変圧器１２の励磁エネルギーが第１の整流
用ダイオード１８のリカバリ電流として流れる。また、
第１のリアクトル１０に蓄えられたエネルギーは、第５
のフライホイール・ダイオード５４と第１のスイッチン
グ素子１を経由して還流状態となる（図７３）。時刻Ｔ
３≦ｔ＜Ｔ４では、第１のスイッチング素子１がオフに
なると、第１のリアクトル１０に蓄えられたエネルギー
は第１のフライホイール・ダイオード７と第５のフライ
ホイール・ダイオード５４を経由して直流電源５へ回生
され、第１のリアクトル１０はリセットされる（図７
４）。また第１の整流用ダイオード１８がオフになる
と、第１の変圧器１２の励磁エネルギーは、第３、第６
のフライホイール・ダイオード６、５５を経由して直流
電源５に回生し（図７５）、第１の変圧器１２はリセッ
トされる（図７６）。

【００５８】時刻Ｔ４≦ｔ＜Ｔ５では、第４のスイッチ
ング素子４がオフになると、第２のスイッチング素子２
と第４のフライホイール・ダイオード８により第２の変
圧器１３の回路で還流モードとなる（図７７）。時刻Ｔ
５≦ｔ＜Ｔ６では、第１、第３のスイッチング素子１、
３がオンになり、第１の変圧器１２の回路への転流・力
行モードへ移行する。転流が完了すると、第２の変圧器
１３の励磁エネルギーが第２の整流用ダイオード１９の
リカバリ電流として流れる。また、第２のリアクトル１
１に蓄えられたエネルギーは、第７のフライホイール・
ダイオード５６と第２のスイッチング素子２を経由して
還流状態となる（図７８）。時刻Ｔ６≦ｔ＜（Ｔ１）で
は、第２のスイッチング素子１がオフになると、第２の
リアクトル１１に蓄えられたエネルギーは第２のフライ
ホイール・ダイオード９と第７のフライホイール・ダイ
オード５６を経由して直流電源５へ回生され、第２のリ
アクトル１１はリセットされる（図７９）。また第２の
整流用ダイオード１９がオフになると、第２の変圧器１
３の励磁エネルギーは、第４、第８のフライホイール・
ダイオード８、５７を経由して直流電源５に回生し（図
８０）、第２の変圧器１３はリセットされる（図８
１）。

【００５９】この実施の形態では、第５〜第８のフライ
ホイール・ダイオード５４〜５７を設けることにより、
ｄｉ／ｄｔ抑制用の第１、第２のリアクトル１０、１１
に蓄えられたエネルギーを個別のルートで直流電源５に
回生できるため、転流の際、第１、第２のリアクトル１
０、１１に、電流断による過電圧が生じるのが防止でき
る。また、変圧器１２、１３の励磁エネルギーとリアク
トル１０、１１のエネルギーとを別のルートでそれぞれ
直流電源５に回生できるため、変圧器２次側の整流用ダ
イオード１８、１９のリカバリ電流が、リアクトル１
０、１１に蓄えられたエネルギーの影響を受けず、正味
の変圧器１２、１３の励磁エネルギー分のみとなり、素
子破壊等が防止され信頼性が向上する。

【００６０】なお、この実施の形態では、スイッチング
素子の制御は上記実施の形態１と同様のものとしたが、
上記実施の形態２〜４のいずれにも適用でき、さらに上
記実施の形態６で示した回路に第５〜第８のフライホイ
ール・ダイオード５４〜５７を設けて適用してもよい。

【００６１】

【発明の効果】以上のようにこの発明に係る請求項１記
載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置は、第１、第３のスイッ
チング素子のいずれか一方を第１の電流方向制御用信号
で駆動し、他方を該第１の電流方向制御用信号と立ち上
がり部分で同期しそのＯＮ時間内でＯＮする、当該電流
方向における第１の力行用信号で駆動し、第２、第４の
スイッチング素子のいずれか一方を上記第１の電流方向
制御用信号と同一の固定された時間で半周期の位相差を
持つ第２の電流方向制御用信号で駆動し、他方を該第２
の電流方向制御用信号と立ち上がり部分で同期しそのＯ
Ｎ時間内でＯＮする、当該電流方向における第２の力行
用信号で駆動するため、制御回路の構成が簡略化され、
低コスト化が容易に図れる。

【００６２】またこの発明に係る請求項２記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、第１、第３のスイッチング素子
のいずれか一方を第１の電流方向制御用信号で駆動し、
他方を該第１の電流方向制御用信号と立ち下がり部分で
同期しそのＯＮ時間内でＯＮする、当該電流方向におけ
る第１の力行用信号で駆動し、第２、第４のスイッチン
グ素子のいずれか一方を上記第１の電流方向制御用信号
と同一の固定された時間で半周期の位相差を持つ第２の
電流方向制御用信号で駆動し、他方を該第２の電流方向
制御用信号と立ち下がり部分で同期しそのＯＮ時間内で
ＯＮする、当該電流方向における第２の力行用信号で駆
動するため、制御回路の構成が簡略化され、低コスト化
が容易に図れる。また、整流装置のオフ時に発生する電
圧が抑えられ、整流装置のスイッチング損失が低減でき
る。

【００６３】またこの発明に係る請求項３記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項２において、力行用信号
で駆動されるスイッチング素子の通電時間を、過電流防
止用の出力電流制限信号により制限するため、力行用信
号が電流方向制御用信号に立ち下がり部分で同期するも
のであっても、容易に予測制御が可能になり過電流によ
る異常、故障を信頼性良く防止できる。

【００６４】またこの発明に係る請求項４記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項１〜３のいずれかにおい
て、力行用信号で駆動されるスイッチング素子の通電時
間を、該スイッチング素子が接続された第１あるいは第
２の変圧器の最大磁束密度により決定された固定長の時
間制限信号により制限するため、変圧器の最大磁束密度
を超えることなく、変圧器の飽和による短絡が防止でき
る。

【００６５】またこの発明に係る請求項５記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項１〜４のいずれかにおい
て、第１、第３のスイッチング素子の駆動信号と、第
２、第４のスイッチング素子の駆動信号とのそれぞれに
おいて、電流方向制御用信号と力行用信号とを１周期毎
に入れ換えるため、第１〜第４のフライホイール・ダイ
オードに環流電流の偏りがなく、熱的に責務が均等化、
軽減され、ＤＣ／ＤＣコンバータ装置の変換効率が向上
する。

【００６６】またこの発明に係る請求項６記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項１〜５のいずれかにおい
て、半周期の位相差を持つ第１、第２の電流方向制御用
信号の一方がＯＦＦする（立ち下がる）前に他方をＯＮ
する（立ち上げる）ため、転流時に全てのスイッチがＯ
ＦＦとなることが防止でき、転流制御がスムーズに行
え、損失が低減できてＤＣ／ＤＣコンバータ装置の変換
効率が向上する。

【００６７】またこの発明に係る請求項７記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項１〜５のいずれかにおい
て、第２のスイッチング素子と第２のフライホイール・
ダイオードとの接続部と、第３のスイッチング素子と第
３のフライホイール・ダイオードとの接続部とを互いに
接続し、半周期の位相差を持つ第１、第２の電流方向制
御用信号の一方がＯＦＦした後他方をＯＮし、電流方向
切り換わり時に第１〜第４のスイッチング素子の駆動信
号が一時的に全てＯＦＦするため、制御回路の構成が簡
略化され、低コスト化が容易に図れると共に、スイッチ
ング損失が低減できてＤＣ／ＤＣコンバータ装置の変換
効率が向上する。

【００６８】またこの発明に係る請求項８記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項１〜７のいずれかにおい
て、第１、第２の変圧器それぞれの１次巻線と直列に第
１、第２のリアクトルを接続したため、各部に流れる電
流のｄｉ／ｄｔ、特に転流時の大きな変化が抑制され
る。

【００６９】またこの発明に係る請求項９記載のＤＣ／
ＤＣコンバータ装置は、請求項８において、第１の変圧
器の１次巻線と第１のリアクトルとの第１の接続部に正
極が接続された第５のフライホイール・ダイオードと、
上記第１の接続部に負極が接続された第６のフライホイ
ール・ダイオードと、第２の変圧器の１次巻線と第２の
リアクトルとの第２の接続部に正極が接続された第７の
フライホイール・ダイオードと、上記第２の接続部に負
極が接続された第８のフライホイール・ダイオードとを
備え、上記第５、第７のフライホイール・ダイオードの
負極を直流電源の正極に、上記第６、第８のフライホイ
ール・ダイオードの正極を上記直流電源の負極に接続し
たため、第１、第２のリアクトルに蓄えられたエネルギ
ーを個別のルートで直流電源に回生でき、変圧器２次側
の整流装置オフ時に悪影響を与えることなく、信頼性が
向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置の回路図およびスイッチング素子制御のタ
イミングチャートである。

【図２】 この発明の実施の形態１による電流方向制御
用信号、力行用信号、およびＰＷＭ回路で用いる搬送波
と信号波の関係を示す図である。

【図３】 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４】 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図５】 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６】 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図７】 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図８】 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図９】 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図１０】 この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図１１】 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置におけるスイッチング素子制御のタイミ
ングチャートである。

【図１２】 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図１３】 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図１４】 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図１５】 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図１６】 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図１７】 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図１８】 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図１９】 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図２０】 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置における整流用ダイオードのオフ時の特
性を示す図である。

【図２１】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置におけるスイッチング素子制御のタイミ
ングチャートである。

【図２２】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図２３】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図２４】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図２５】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図２６】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図２７】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図２８】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図２９】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図３０】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図３１】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図３２】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図３３】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図３４】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図３５】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図３６】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図３７】 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図３８】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置におけるスイッチング素子制御のタイミ
ングチャートである。

【図３９】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４０】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４１】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４２】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４３】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４４】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４５】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４６】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４７】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４８】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図４９】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図５０】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図５１】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図５２】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図５３】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図５４】 この発明の実施の形態４によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図５５】 この発明の実施の形態５によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置における力行用信号の生成のためのブロ
ック図である。

【図５６】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の回路図である。

【図５７】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置におけるスイッチング素子制御のタイミ
ングチャートである。

【図５８】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図５９】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６０】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６１】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６２】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６３】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６４】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６５】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６６】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６７】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６８】 この発明の実施の形態６によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図６９】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の回路図である。

【図７０】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置におけるスイッチング素子制御のタイミ
ングチャートである。

【図７１】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図７２】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図７３】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図７４】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図７５】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図７６】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図７７】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図７８】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図７９】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図８０】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図８１】 この発明の実施の形態７によるＤＣ／ＤＣ
コンバータ装置の動作の一部を示す図である。

【図８２】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の回路図
である。

【図８３】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置における
スイッチング素子制御のタイミングチャートである。

【図８４】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作の
一部を示す図である。

【図８５】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作の
一部を示す図である。

【図８６】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作の
一部を示す図である。

【図８７】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作の
一部を示す図である。

【図８８】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作の
一部を示す図である。

【図８９】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作の
一部を示す図である。

【図９０】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作の
一部を示す図である。

【図９１】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作の
一部を示す図である。

【図９２】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作の
一部を示す図である。

【図９３】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置の動作の
一部を示す図である。

【図９４】 従来のＤＣ／ＤＣコンバータ装置による電
流方向制御用信号、力行用信号、およびＰＷＭ回路で用
いる搬送波と信号波の関係を示す図である。

【符号の説明】

１〜４ 第１〜第４のスイッチング素子、５ 直流電
源、７，９，６，８ 第１〜第４のフライホイール・ダ
イオード、１０，１１ 第１、第２のリアクトル、１
２，１３ 第１、第２の変圧器、１４，１６ １次巻
線、１５，１７ ２次巻線、１８，１９ 第１、第２の
整流装置としての整流用ダイオード、２０ 直流リアク
トル（直流インダクタンス）、２１ 負荷、５４〜５７
第１〜第４のフライホイール・ダイオード。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 藪西 康弘 兵庫県明石市大久保町江井ヶ島875番地の １ 神戸電機産業株式会社内 (72)発明者 橋詰 隆吉 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 (72)発明者 安藤 彰修 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三 菱電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS01 BB27 BB57 BB82 BB88 DD02 DD03 DD04 DD06 DD17 EE02 EE08 EE75 FF02 FG05 FG16

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一端が直流電源の正極にそれぞれ接続さ
   れた第１、第２のスイッチング素子と、一端が上記直流
   電源の負極にそれぞれ接続された第３、第４のスイッチ
   ング素子と、正極が上記直流電源の負極に、負極が上記
   第１のスイッチング素子の他端に接続された第１のフラ
   イホイール・ダイオードと、正極が上記直流電源の負極
   に、負極が上記第２のスイッチング素子の他端に接続さ
   れた第２のフライホイール・ダイオードと、正極が上記
   第３のスイッチング素子の他端に、負極が上記直流電源
   の正極に接続された第３のフライホイール・ダイオード
   と、正極が上記第４のスイッチング素子の他端に、負極
   が上記直流電源の正極に接続された第４のフライホイー
   ル・ダイオードと、上記第１、第３のスイッチング素子
   の他端間に１次巻線が接続された第１の変圧器と、該第
   １の変圧器とは電磁的に独立して上記第２、第４のスイ
   ッチング素子の他端間に１次巻線が接続された第２の変
   圧器と、上記第１、第２の変圧器の２次巻線にそれぞれ
   接続された第１、第２の整流装置とを備え、上記第１、
   第２の整流装置の出力を並列にして負荷に接続したＤＣ
   ／ＤＣコンバータ装置において、上記第１、第３のスイ
   ッチング素子のいずれか一方を第１の電流方向制御用信
   号で駆動し、他方を該第１の電流方向制御用信号と立ち
   上がり部分で同期しそのＯＮ時間内でＯＮする、当該電
   流方向における第１の力行用信号で駆動し、上記第２、
   第４のスイッチング素子のいずれか一方を上記第１の電
   流方向制御用信号と同一の固定された時間で半周期の位
   相差を持つ第２の電流方向制御用信号で駆動し、他方を
   該第２の電流方向制御用信号と立ち上がり部分で同期し
   そのＯＮ時間内でＯＮする、当該電流方向における第２
   の力行用信号で駆動することを特徴とするＤＣ／ＤＣコ
   ンバータ装置。
2. 【請求項２】 一端が直流電源の正極にそれぞれ接続さ
   れた第１、第２のスイッチング素子と、一端が上記直流
   電源の負極にそれぞれ接続された第３、第４のスイッチ
   ング素子と、正極が上記直流電源の負極に、負極が上記
   第１のスイッチング素子の他端に接続された第１のフラ
   イホイール・ダイオードと、正極が上記直流電源の負極
   に、負極が上記第２のスイッチング素子の他端に接続さ
   れた第２のフライホイール・ダイオードと、正極が上記
   第３のスイッチング素子の他端に、負極が上記直流電源
   の正極に接続された第３のフライホイール・ダイオード
   と、正極が上記第４のスイッチング素子の他端に、負極
   が上記直流電源の正極に接続された第４のフライホイー
   ル・ダイオードと、上記第１、第３のスイッチング素子
   の他端間に１次巻線が接続された第１の変圧器と、該第
   １の変圧器とは電磁的に独立して上記第２、第４のスイ
   ッチング素子の他端間に１次巻線が接続された第２の変
   圧器と、上記第１、第２の変圧器の２次巻線にそれぞれ
   接続された第１、第２の整流装置とを備え、上記第１、
   第２の整流装置の出力を並列にして負荷に接続したＤＣ
   ／ＤＣコンバータ装置において、上記第１、第３のスイ
   ッチング素子のいずれか一方を第１の電流方向制御用信
   号で駆動し、他方を該第１の電流方向制御用信号と立ち
   下がり部分で同期しそのＯＮ時間内でＯＮする、当該電
   流方向における第１の力行用信号で駆動し、上記第２、
   第４のスイッチング素子のいずれか一方を上記第１の電
   流方向制御用信号と同一の固定された時間で半周期の位
   相差を持つ第２の電流方向制御用信号で駆動し、他方を
   該第２の電流方向制御用信号と立ち下がり部分で同期し
   そのＯＮ時間内でＯＮする、当該電流方向における第２
   の力行用信号で駆動することを特徴とするＤＣ／ＤＣコ
   ンバータ装置。
3. 【請求項３】 力行用信号で駆動されるスイッチング素
   子の通電時間を、過電流防止用の出力電流制限信号によ
   り制限することを特徴とする請求項２記載のＤＣ／ＤＣ
   コンバータ装置。
4. 【請求項４】 力行用信号で駆動されるスイッチング素
   子の通電時間を、該スイッチング素子が接続された第１
   あるいは第２の変圧器の最大磁束密度により決定された
   固定長の時間制限信号により制限することを特徴とする
   請求項１〜３のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ
   装置。
5. 【請求項５】 第１、第３のスイッチング素子の駆動信
   号と、第２、第４のスイッチング素子の駆動信号とのそ
   れぞれにおいて、電流方向制御用信号と力行用信号とを
   １周期毎に入れ換えることを特徴とする請求項１〜４の
   いずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
6. 【請求項６】 半周期の位相差を持つ第１、第２の電流
   方向制御用信号の一方がＯＦＦする（立ち下がる）前に
   他方をＯＮする（立ち上げる）ことを特徴とする請求項
   １〜５のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置。
7. 【請求項７】 第２のスイッチング素子と第２のフライ
   ホイール・ダイオードとの接続部と、第３のスイッチン
   グ素子と第３のフライホイール・ダイオードとの接続部
   とを互いに接続し、半周期の位相差を持つ第１、第２の
   電流方向制御用信号の一方がＯＦＦした後他方をＯＮ
   し、電流方向切り換わり時に第１〜第４のスイッチング
   素子の駆動信号が一時的に全てＯＦＦすることを特徴と
   する請求項１〜５のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコンバ
   ータ装置。
8. 【請求項８】 第１、第２の変圧器それぞれの１次巻線
   と直列に第１、第２のリアクトルを接続したことを特徴
   とする請求項１〜７のいずれかに記載のＤＣ／ＤＣコン
   バータ装置。
9. 【請求項９】 第１の変圧器の１次巻線と第１のリアク
   トルとの第１の接続部に正極が接続された第５のフライ
   ホイール・ダイオードと、上記第１の接続部に負極が接
   続された第６のフライホイール・ダイオードと、第２の
   変圧器の１次巻線と第２のリアクトルとの第２の接続部
   に正極が接続された第７のフライホイール・ダイオード
   と、上記第２の接続部に負極が接続された第８のフライ
   ホイール・ダイオードとを備え、上記第５、第７のフラ
   イホイール・ダイオードの負極を直流電源の正極に、上
   記第６、第８のフライホイール・ダイオードの正極を上
   記直流電源の負極に接続したことを特徴とする請求項８
   記載のＤＣ／ＤＣコンバータ装置。