JP2002064990A - ブラシレスｄｃモータの駆動回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 本発明は、３相ブラシレスＤＣモータの通電
進み角による高効率運転回路を簡易な回路構成での実現
を目的とする。 【解決手段】 本発明に成る回路構成では、磁極位置検
出のホール素子出力電圧を位相進み回路、ゼロクロスコ
ンパレータにより進み角をモータ回転方向に制限される
ことなく、且つモータ回転数に応じた進み角を得るもの
である。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、３相ブラシレスＤＣモ
ータを高効率に運転する駆動回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図６は、従来から使用されるＹ結線の３
相（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）ブラシレスＤＣモータ（以下モータ
と称する）のＵ相の通電タイミングを示すものであり、
１はモータ回転中のＵ相誘起電圧波形であり、２はロー
タマグネットの磁極位置検出を検出する３相（ＨＵ、Ｈ
Ｖ、ＨＷ相）分のホール素子のＨＵ出力電圧波形、３は
ホール素子のＨＶ出力電圧波形である。Ｕ相のモータ巻
線に対してホール素子は電気角３０°遅れて配置されて
いる。また、周囲温度によるバラツキを抑制するため、
通常ホール素子出力はゼロクロスコンパレータで波形成
形され通電信号に変換される。４はＵ相巻線に通電する
通電信号を示し、ＨＵ出力電圧波形２とＨＶ出力電圧波
形３のゼロクロス信号から生成され、電気角３０〜１５
０°区間と２１０〜３３０°区間で通電する信号とされ
ている。５は定電圧が印加された場合のＵ相電流波形で
あり、６はＵ相発生トルク波形である。

【０００３】モータ巻線が鉄心を持つ構造であり運転電
圧が比較的高いモータは、巻線のインダクタンス成分が
大きく、モータの電気的時定数が大きい。通電開始時の
Ｕ相電流ｉ１と通電終了時のＵ相電流ｉ２は、電源電圧
をＥ、巻線抵抗をＲ、巻線インダクタンスをＬ、Ｕ相の
誘起電圧をｅｕ、通電終了信号時にＵ相に流れている電
流をＩｏとすると次式で表せる。

【式１】 モータ巻線の電気的時定数とモータ回転に伴う誘起電圧
により通電開始時（３０〜５０°）の電流ｉ１の立ち上
がりは遅れ、通電区間の中央部（９０〜１１０°）では
他相の電流立ち上がり遅れの影響で落ち込みが生じ、通
電終了時（１５０〜１８０°）も電流ｉ２の立ち下がり
に遅れが生じる。

【０００４】モータの発生トルクはトルク定数と電流値
の積であり、トルク定数は誘起電圧に比例するため、Ｕ
相発生トルクはＵ相誘起電圧とＵ相電流との積に比例し
ている。Ｕ相電流波形５と誘起電圧波形１との積で、Ｕ
相の発生トルク波形６は算出される。

【０００５】モータを効率良く運転するには誘起電圧値
１が大きな値の通電位置で通電する必要がある。誘起電
圧の最大値の電気角を誘起電圧１の重心と考え、電流波
形も同様の考え方で重心を想定する。図６では電流値の
重心が誘起電圧の重心（９０°）から約１５°遅れてい
ると考えられる。即ち、電流波形の遅れにより発生トル
クが減少することになる。また、モータ回転数が高くな
るとモータの誘起電圧が大きくなり、電流の位相遅れも
増加し、誘起電圧の重心に対して電流の重心がますます
遅れ、発生トルク低下はより深刻な問題となる。

【０００６】上述の問題を解決するために、ホール素子
の位置を回転方向に対して進み方向にシフトする、進み
角補正の方法が従来から使用されている。図７は進み角
設定された従来の方式で、誘起電圧波形１に対して、ホ
ール素子ＨＵ２とＨＶ３の配置を電気角１５°進めた状
態を示す。Ｕ相電流波形５に着目すると、通電開始時は
誘起電圧１が小さく電流の立ち上がりは早くなり、他相
の電流立ち上がりも早くなり通電中央部での電流落ち込
みも少なくなり、通電終了時は誘起電圧１が大きくなり
電流立ち下がりも早くなる。結果として電流波形５の重
心が進み、誘起電圧１の重心と一致し、発生トルク６も
大きくなり、モータ効率を改善することが可能である。

【０００７】しかしながら上述の改善方式では、モータ
の回転方向が一方向のみであれば良いが、モータを逆転
方向にも駆動する場合にはホール素子ＨＵ、ＨＶの位相
は遅れてしまうことになり適用できない。また、モータ
の回転数の変化に対して高効率に運転するには、モータ
回転数に応じて通電開始位置を進める必要があり、この
点についても上述の方法では対応できない。

【０００８】また、上述の方法とは別に、ホール素子の
出力信号をマイコン等でデジタル処理を行い、通電位置
を正逆方向にモータ回転数に応じて位相シフトすること
で問題は解決可能である。しかし、回路構成が複雑にな
りコストアップとなるため適用される製品範囲に制限が
生じている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】本発明は上述の問題を
解決して、正逆回転方向に回転数に応じて通電の進み角
を自動的に補正できる回路構成を安価に提供することに
ある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明に成るモータの駆
動回路は、ロータマグネットの磁極位置を検出するホー
ル素子の出力電圧波形を正弦波状に取り出し、位相進み
回路を挿入しゼロクロスコンパレータで信号を発生させ
る。該正弦波状電圧の周波数はモータの回転数に比例し
ているため、モータ回転数に応じて進み量を可変するこ
とが可能となる。また、正逆転した場合でも、モータ誘
起電圧の位相に対してホール素子出力電圧波形は回転方
向に対して必ず位相進み方向にシフトする。位相進み回
路の周波数特性を合わせた３相分の通電信号により、モ
ータ巻線への通電位置を規定することで目的は達成され
る。また、モータの磁極位置検出に使用されるホール素
子の出力電圧波形は、ＮＳに多極着磁されたマグネット
とホール素子の配置される位置関係から台形波状になる
場合が多い。特開平１０−５２０８４に記載されている
ように、台形波状の３相１２０°位相差のホール素子出
力電圧を加算することで、基本波の３次成分が抽出され
る。３相のホール素子出力電圧は ＨＵ＝Ｋsinθ＋Ｐsin3θ ＨＶ＝Ｋsin（θ−2π/3）＋Ｐsin3（θ−2π/3） ＨＷ＝Ｋsin（θ−4π/3）＋Ｐsin3（θ−4π/3） Ｋ、Ｐ：比例定数 となり、ＨＵ、ＨＶ、ＨＷの加算値Ｈｔは Ｈｔ＝ＨＵ＋ＨＶ＋ＨＷ ＝3Ｐsin3θ となり、３次の高調波成分のみが抽出できることにな
る。該台形波状ホール素子出力電圧から、抽出した３次
高調波成分の電圧を減算すると ＨＵ’＝ＨＵ−Ｈｔ/3＝Ｋsinθ ＨＶ’＝ＨＶ−Ｈｔ/3＝Ｋsin（θ−2π/3） ＨＷ’＝ＨＷ−Ｈｔ/3＝Ｋsin（θ−4π/3） となりホール素子出力電圧波形は正弦波状に波形整形が
可能である。

【００１１】

【実施例】以下図面によって本発明の実施例を説明す
る。図１は本発明の駆動回路の構成を示すブロク図であ
る。１１は３相分のホール素子群（ＨＵ、ＨＶ、ＨＷ）
であり、１２は増幅回路群であり、１３は位相進み回路
群であり、１４はゼロクロスコンパレータによる信号発
生回路群であり、１５は通電信号を生成する分配回路で
あり、１６は３相インバータ回路、１７はモータであ
る。ホール素子に印加するバイアス電圧と磁界を工夫す
ることで、ホール素子群１１の出力電圧波形を正弦波状
とすることが可能である。この正弦波状電圧を位相進み
回路群１３により位相を進める。位相進み回路の基本形
は図８に示す抵抗Ｒ２０、Ｒ２５とコンデンサＣ２０か
ら構成される。この位相進み電圧波形を信号発生回路群
１４で矩形波に変換し、３相モータの１２０°通電信号
を生成する分配回路１５に入力される。この分配回路１
５は、Ｕ相巻線の通電では通電開始点をＨＵのゼロクロ
ス点、通電終了点をＨＶのゼロクロス点としている。こ
の分配回路１５の出力信号で３相インバータ回路１６を
介してモータ１７に通電される。

【００１２】図４はモータ回転数の上昇につれて、ＨＵ
２の位相が進むことを示すもので、２から２ａ、２ｂ、
２ｃと回転数が上昇につれ、ゼロクロス点の電気角が３
０°、２０°、１０°、０°と進んで行くことがわか
る。上記のように回転数上昇につれてモータ巻き線への
通電タイミング（開始・終了）を最適進み量に設定する
ことで、全てのモータ回転数範囲で最大効率を引き出す
通電信号を生成することが可能になる。

【００１３】図５はモータ回転方向が逆転方向で、ある
回転数で進み角が生じている場合を示す。ＨＶ３のゼロ
クロス点を通電開始とし、ＨＵ２のゼロクロス点を通電
終了とする通電信号４を生成している。また、本図では
進み角１５°の場合を示している。逆回転方向でも位相
進み回路は目的に合った動作をすることが分かる。

【００１４】また、位相進み量θが大きくなりすぎると
回転方向とは逆方向のトルクが発生しモータ効率を著し
く悪化させる場合がある。そこで、位相進みと同時に位
相遅れ回路を挿入し位相進み量θの上限を規定する。図
２は、図１における増幅器１２と位相進み回路１３と位
相遅れ回路を同時に構成したものであり、２４はオペア
ンプ、２０と２３は抵抗Ｒ１とＲ２、２１と２２はコン
デンサＣ１とＣ２である。Ｒ１とＣ１の時定数で位相進
み量が規定され、Ｒ２とＣ２の時定数で位相遅れ量が規
定される。この回路の伝達関数は下式のように表せる。

【式２】

【００１５】図２の位相進み遅れ回路による位相関係は
図３のようになる。横軸は周波数（回転数）であり、縦
軸は位相量をしめす。３２は位相進み特性であり、３３
は位相遅れ特性である。位相進み特性のカットオフ周波
数を位相遅れカットオフ周波数より低く設定すること
で、進み位相３１を生成でき、上式のＴ１とＴ２の関係
をＴ２＜Ｔ１とすることで達成される。また、回転数
（周波数）の上昇につれ位相が進み、ある値で制限され
ることが分かる。

【００１６】図９は増幅器群１２と位相進み回路群１３
間に挿入した波形変換回路の実施例を示すもので、オペ
アンプと抵抗で構成される。４１は３相分の加算回路で
３次高調波成分が抽出され、４２は各相と高調波電圧の
減算回路である。こうして台形波状のホール素子出力電
圧を正弦波状電圧に変換することができる。

【００１７】上記実施例の形態に例示した本発明のブラ
シレスＤＣモータ用駆動回路の特徴について列挙する。 （１）モータの正逆両回転方向に通電進み角設定が可能
である。 （２）モータの回転数上昇に応じて進み量が自動的に変
化し、最高効率運転が可能である。 （３）進み量の制限が可能である。 （４）回路構成が簡略化されていて安価に構成できる。 （５）波形変換回路により、ホール出力電圧波形が台形
波状でも本方式の適用が可能である。

【００１８】

【発明の効果】本発明に成るモータの駆動回路は上述の
特徴を持ち、モータ回転数・回転方向に関係せず、モー
タ巻線を最高効率のタイミングで通電させることが可能
である。また、通電位置でモータ効率を改善することは
モータの振動・騒音の原因であるトルクリップルの低減
効果もある。以上の大きな効果を簡略化された回路で安
価に製作することが可能であり、また専用ＩＣ化も容易
である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の回路構成図

【図２】本発明の位相進み遅れ回路

【図３】本発明の位相進み回路の位相特性

【図４】モータ回転数上昇に伴う位相進み特性

【図５】逆回転方向の位相進み特性

【図６】従来の通電タイミング図

【図７】従来の進み角による改善例

【図８】位相進み回路

【図９】波形変換回路

【符号の説明】

１： モータ回転中のＵ相誘起電圧 ２： Ｕ相ホール素子出力電圧波形（ＨＵ） ３： Ｖ相ホール素子出力電圧波形（ＨＶ） ４： Ｕ相通電信号 ５： Ｕ相電流波形 ６： Ｕ相発生トルク １１： ホール素子群 １２： 増幅器群 １３： 位相進み回路群 １４： 信号発生回路群 １５： 分配回路 １６： ３相インバータ回路 １７： モータ（ブラシレスＤＣモータ） ２０： 抵抗 ２１： コンデンサ ２２： コンデンサ ２３： 抵抗 ２４： オペアンプ ２５： 抵抗 ３１： 位相進み遅れ特性 ３２： 位相進み特性 ３３： 位相遅れ特性 ４１： 加算回路 ４２： 減算回路

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB12 DA02 DA19 EB01 EB07 EC01 HC00 RR01 RR10 SS01 TT05 TT07 XA15

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ホール素子によりマグネットロータの磁
   極位置を検出し、ホール素子出力を増幅する増幅回路
   と、増幅器出力をゼロクロスコンパレータでパルス状に
   変換する信号発生回路と、信号発生回路の出力でモータ
   巻線への通電を制御する分配回路とを具備したブラシレ
   スＤＣモータの駆動回路において、ホール素子出力電圧
   波形を正弦波状に取り出し、増幅器回路の出力をブラシ
   レスＤＣモータの回転数に応じて位相を進める位相進み
   回路を有し、位相進み回路の出力を信号発生回路に供給
   することを特徴とするブラシレスＤＣモータの駆動回
   路。
2. 【請求項２】 位相進み回路に進み量の上限を規定した
   ことを特徴とする請求項１のブラシレスＤＣモータの駆
   動回路。
3. 【請求項３】 位相進み回路と増幅器回路とを同時に処
   理する位相進み増幅回路を具備したことを特徴とする請
   求項１のブラシレスＤＣモータの駆動回路。
4. 【請求項４】 電気角１２０°位相差に生成される台形
   波状の３相分ホール素子出力電圧波形を増幅回路で増幅
   し、３相分を加算し、各増幅器出力電圧から算出した加
   算値を減算して生成した３相分の電圧波形を請求項１の
   位相進み回路に入力したことを特徴とするブラシレスＤ
   Ｃモータの駆動回路。