JP2002044979A - モータ制御回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電源電圧に依存せずにモータの発電電圧を検
出することが困難であった。 【解決手段】 電源の低レベル側にスイッチング素子Ｆ
ＥＴが接続され、電源の高レベル側にモータＭが接続さ
れる、ローサイドスイッチ回路で、モータＭの両端から
発電電圧を取り出し、これを検出電圧とする。この電圧
に応じて制御信号を生成しスイッチング素子ＦＥＴをオ
ン・オフし、モータＭの回転数を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば電動工具の
モータ、特にドライバドリル等に使用される低速で高ト
ルクなモータの制御回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、ドライバドリル等の電動工具に使
用される低速で高トルクなモータの回転数を制御する方
法として、種々のものが知られている。一般的には、ス
イッチング素子を用いてモータに供給される電力が制御
される。すなわち、スイッチング素子がオフのときにモ
ータの回転数に比例して発生する電圧を検出し、この電
圧に応じて生成されるパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称
す）制御信号によりスイッチング素子をオン・オフし
て、モータの回転数が制御される。

【０００３】この種のモータ制御回路において、モータ
により発生される電圧を検出する方法は種々開発されて
いる。

【０００４】図６（ａ）は第１の従来例を示している。
この回路は、電源のプラス側にモータＭが接続され、マ
イナス側にｎチャンネル型の電界効果トランジスタから
なるスイッチング素子ＦＥＴ１が接続されている。この
回路においてスイッチング素子ＦＥＴ１の両端の電圧が
検出される。このような構成の回路をローサイドスイッ
チ・ローサイド検出と呼ぶ。

【０００５】この回路で、図６（ｂ）は図６（ａ）のス
イッチング素子ＦＥＴ１の動作に応じた電圧波形を示し
ている。同図に示すように、モータの発電電圧をＥＣと
すると、検出電圧はＥＢ−ＥＣと表される。

【０００６】図７（ａ）は第２の従来例を示している。
この回路は、電源のプラス側に例えばｐチャンネル型の
電界効果トランジスタからなるスイッチング素子ＦＥＴ
２が接続され、マイナス側にモータＭが接続されてい
る。この回路構成においてモータＭの両端の電圧が検出
電圧とされる。このような構成の回路をハイサイドスイ
ッチ・ローサイド検出回路と呼ぶ。

【０００７】図７（ｂ）は図７（ａ）に示すスイッチン
グ素子ＦＥＴ２の動作に応じた電圧波形を示している。
この場合、同図に示すように、検出電圧はＥＣのみによ
って表される。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記構成の
電圧の検出方法は以下に示すような問題点を有してい
る。

【０００９】すなわち、第１の従来例においては、検出
電圧を求める式の中に電源電圧ＥＢが含まれている。し
たがって、電源電圧が変動すると、検出電圧も変動して
しまう。よって、正確な回転数検出を行うことができな
い。

【００１０】また、第２の従来例の場合、検出電圧は電
源電圧ＥＢの値を含まないため、電源電圧ＥＢによる変
動の影響を受けることなく正確な回転数の検出が可能と
なる。しかし、この回路に用いられるスイッチング素子
ＦＥＴ２はｐチャンネル型トランジスタであり、大電流
を扱う場合の素子の形状が大型化する。そこで、ｐチャ
ンネルトランジスタの代わりにｎチャンネルトランジス
タを使用することも考えられる。しかし、この場合、ゲ
ート電圧をトランジスタの閾値電圧分だけ高めるレベル
シフトが必要となり、回路が複雑化する。

【００１１】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであり、その目的とするところは、電源電圧に
影響を受けることなく、正確にモータにより発生された
電圧を検出することができ、小型化が可能なモータ制御
回路を提供しようとするものである。

【００１２】

【課題を解決するための手段】本発明のモータ制御回路
は、上記課題を解決するため、電源の高レベル側にモー
タが接続され、このモータと前記電源の低レベル側にと
の間に接続され、前記モータに供給される電圧を制御す
るスイッチング素子と、前記モータの両端の電圧を一定
の期間検出するモータ回転数検出部と、このモータ回転
数検出部より出力される電圧と、可変抵抗により設定さ
れる基準電圧との誤差電圧を生成する誤差増幅部と、所
定周期の三角波を発生する発振器と、この発振器から供
給される前記三角波と前記誤差増幅器から供給される誤
差電圧とに応じて、前記スイッチング素子をオン・オフ
制御する信号を生成するパルス信号生成部とを具備する
ことを特徴とする。

【００１３】前記モータ回転数検出部は、コンデンサ
と、このコンデンサの充放電を制御するアナログスイッ
チを具備し、前記アナログスイッチは前記スイッチング
素子がオフ状態のとき導通され、前記モータの両端の電
圧を前記コンデンサに充電させることを特徴とする。

【００１４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。

【００１５】図１は、本発明に係るモータ制御回路の一
実施形態を示している。図１において、スイッチＳＷの
一端は電源としての例えば電池Ｅを介して例えばｎチャ
ンネル電界効果トランジスタからなるスイッチング素子
ＦＥＴのソースに接続されている。このＦＥＴのドレイ
ンはモータＭを介して前記スイッチＳＷの他端に接続さ
れている。前記モータＭにはフリーホイーリングダイオ
ードＤ１が並列接続されている。

【００１６】前記モータＭの両端部にはモータ回転数検
出部１０が接続されている。このモータ回転数検出部１
０において、抵抗Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３はモータＭの両端間
に接続され、抵抗Ｒ２にはダイオードＤ２が並列接続さ
れている。このダイオードＤ２のアノードにはアナログ
スイッチＡＳの一端が接続される。アナログスイッチＡ
Ｓの他端はコンデンサＣ１を介して前記ダイオードＤ２
のカソードに接続される。アナログスイッチＡＳの他端
は、抵抗Ｒ４の一端と、コンデンサＣ３を介して抵抗Ｒ
５の一端に接続される。抵抗Ｒ４の他端と抵抗Ｒ５の他
端はともにコンデンサＣ２の一端に接続される。このコ
ンデンサＣ２には抵抗Ｒ７が並列接続され、前記コンデ
ンサＣ１の両端間には、前記抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ６が接
続される。

【００１７】前記抵抗Ｒ４とコンデンサＣ２はローパス
フィルタを構成し、前記抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３はハ
イパスフィルタを構成している。また、前記抵抗Ｒ６と
抵抗Ｒ７はレベルシフト部１１を構成している。

【００１８】前記レベルシフト部１１の出力としての前
記抵抗Ｒ６とＲ７との接続ノードは誤差増幅部１２を構
成する第１の演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子に接続
される。前記抵抗Ｒ６、Ｒ７には、抵抗Ｒ８、可変抵抗
ＲＢ及び抵抗Ｒ９の直列回路が並列接続されている。第
１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子は、抵抗Ｒ１１を
介して前記可変抵抗ＲＢの摺動子に接続される。この第
１の演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子は、並列接続され
た抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ４を介して第１の演算増幅
器ＯＰ１の出力端子に接続される。

【００１９】前記抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ４とはロー
パスフィルタを構成している。

【００２０】前記第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子は
電圧制限部１３に接続されている。この電圧制限部１３
は、誤差増幅部１２より入力される信号を一定の電圧に
リミットをかける。この電圧制限部１３において、抵抗
Ｒ１２は第１の演算増幅器ＯＰ１の出力端子とトランジ
スタＱのベース間に接続される。このトランジスタＱの
ベースはコンデンサＣ５を介して前記抵抗Ｒ９に接続さ
れた配線ｌ１に接続される。また、トランジスタＱのエ
ミッタは抵抗Ｒ１３を介して配線ｌ１に接続される。ま
た、前記抵抗Ｒ１に接続された配線ｌ２と前記配線ｌ１
の相互間には抵抗Ｒ１４、Ｒ１５、Ｒ１６が直列接続さ
れ、抵抗Ｒ１４とＲ１５の接続ノードに前記トランジス
タＱのコレクタが接続される。前記抵抗Ｒ１５と抵抗Ｒ
１６との接続ノードは抵抗Ｒ１７を介して三角波発振部
１４を構成する第２の演算増幅器ＯＰ２の非反転入力端
子に接続される。この非反転入力端子は抵抗Ｒ１８を介
して第２の演算増幅器ＯＰ２の出力端子にも接続されて
いる。この第２の演算増幅器ＯＰ２の反転入力端子はコ
ンデンサＣ６を介して前記抵抗配線ｌ１に接続されると
ともに、抵抗Ｒ１９を介して第２の演算増幅器ＯＰ２の
出力端子に接続される。

【００２１】さらに、配線ｌ２とｌ１の相互間には、前
記誤差増幅部１２、三角波発振部１４及び電圧制限部１
３に電源を供給する安定化電源部１５が接続される。こ
の安定化電源部１５には例えばツェナーダイオードＤＺ
が用いられる。

【００２２】一方、前記トランジスタＱのエミッタと前
記抵抗Ｒ１３との接続ノードは第１のコンパレータＣＯ
ＭＰ１の非反転入力端子に接続され、前記抵抗Ｒ１９と
コンデンサＣ６との接続ノードは第１のコンパレータＣ
ＯＭＰ１の反転端に接続される。この第１のコンパレー
タＣＯＭＰ１は前記電圧制限部１３により入力される基
準電圧と三角波とに応じて、前記ＦＥＴをオン・オフす
るＰＷＭ制御信号を生成するＰＷＭ制御信号生成部１６
である。

【００２３】前記第１のコンパレータＣＯＭＰ１の出力
端子は抵抗Ｒ２０を介して前記ＦＥＴのゲートに接続さ
れるとともに、抵抗Ｒ２１、ダイオードＤ３を介して第
２のコンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子に接続され
る。この反転入力端子は抵抗Ｒ２２、Ｒ２３を介して前
記抵抗Ｒ３とモータＭとの接続ノードに接続され、抵抗
Ｒ２４を介して電池Ｅの負端子に接続される。また、こ
の抵抗Ｒ２２と抵抗Ｒ２３との接続ノードはコンデンサ
Ｃ７を介して前記電池Ｅの負端子に接続される。さら
に、第２のコンパレータＣＯＭＰ２の非反転入力端子は
抵抗Ｒ２５を介して前記抵抗Ｒ１とモータＭの接続ノー
ドに接続され、この接続ノードと前記第１のコンパレー
タＣＯＭＰ１の出力端子と前記抵抗Ｒ２０との接続ノー
ド間に抵抗Ｒ２６が接続される。また、第２のコンパレ
ータＣＯＭＰ２の非反転入力端子は抵抗Ｒ２７を介して
前記電池Ｅの負端子に接続され、この抵抗Ｒ２７と電池
Ｅとの接続ノードは抵抗Ｒ２８を介して前記配線ｌ１に
接続される。コンパレータＣＯＭＰ２の出力端子は前記
アナログスイッチＡＳの制御ノードに接続されるととも
に、抵抗Ｒ２９の一端に接続される。この抵抗Ｒ２９の
他端は前記配線ｌ２に接続されるとともに、コンデンサ
Ｃ８を介して前記電池Ｅの負端子に接続される。

【００２４】前記抵抗Ｒ２１と、ダイオードＤ３と、コ
ンパレータＣＯＭＰ２によりアナログスイッチ制御部１
７が構成される。このアナログスイッチ制御部１７は前
記ＰＷＭ制御信号生成部１６と、前記モータＭにより発
生される電圧とに応じてアナログスイッチＡＳを制御す
る制御信号を生成する。

【００２５】図２（ａ）は図１の一部を概略的に示して
いる。図１に示す回路は図２（ｂ）に示すように、ロー
サイドスイッチ回路を構成している。しかも、モータＭ
の両端電圧を検出電圧としている。このため、図１に示
す回路はローサイドスイッチ・ハイサイド検出回路と呼
ぶことができる。この回路において、検出電圧は、同図
（ｂ）に示すように−ＥＣとなる。したがって、検出電
圧は電源電圧ＥＢに依存しないため、正確な回転数検出
が可能となる。

【００２６】次に、図１に示すモータ制御回路の動作に
ついて各部の機能に分けて説明する。

【００２７】まず、モータ回転数検出部１０の動作につ
いて図１、図３を参照して説明する。スイッチング素子
ＦＥＴがオフのときに、モータＭが回っていると、図１
に示す矢印の向きに電圧ＥＣが発生する。この電圧ＥＣ
はモータの回転数に比例して、直流電源電圧ＥＢに対し
て逆方向の電圧である。この検出電圧としての電圧ＥＣ
は抵抗Ｒ２、Ｒ３により分圧されて、モータ回転数検出
部１０にて取り込まれる。モータＭが電圧ＥＣを発生し
ている間、アナログスイッチ制御部１７によりアナログ
スイッチＡＳは導通状態となっているため、この電圧Ｅ
ＣはコンデンサＣ１に充電される。この充電電圧は電源
電圧ＥＢに対してマイナスの電位となっている。アナロ
グスイッチＡＳ及びアナログスイッチ制御部１７の詳細
な動作は後述する。続いて、アナログスイッチが非導通
状態になると、コンデンサＣ１が放電する。このコンデ
ンサＣ１の放電電圧はツェナーダイオードＤＺから供給
される安定化電圧で動作している誤差増幅部１２の適正
な動作レベルとするため、抵抗Ｒ６、Ｒ７からなるレベ
ルシフト部１１でレベルがシフトされる。

【００２８】すなわち、誤差増幅部１２の抵抗Ｒ８、可
変抵抗ＲＢ、抵抗Ｒ９にはツェナーダイオードＤＺから
の安定化電圧が供給されている。この状態で、コンデン
サＣ１から流れる電流は、主に抵抗Ｒ６、Ｒ４を流れ
る。コンデンサＣ１から流れる電流はモータＭの回転数
に応じて大きくなり、誤差増幅部１２へ入力される検出
電圧は回転数に比例して、図３に示すように低下する。

【００２９】誤差増幅部１２は、前段のモータ回転数検
出部１０から供給されるレベルシフトされた検出電圧
と、可変抵抗ＲＢの出力電圧とを比較する。可変抵抗Ｒ
Ｂは、使用者により操作され、この操作に応じてモータ
Ｍの回転数を設定する基準電圧を生成する。第１の演算
増幅器ＯＰ１は、可変抵抗ＲＢの出力電圧とレベルシフ
トされた検出電圧とを比較する。第１の演算増幅器ＯＰ
１の出力電圧は電圧制限部１３を構成するトランジスタ
Ｑのベースに供給される。

【００３０】この電圧制限部１３は所謂リミッタ回路で
ある。前記誤差増幅部１２の出力インピーダンスは低い
ため、誤差増幅部１２の出力電圧Ｖ０がＰＷＭ制御信号
生成部１６へそのまま入力されないようにするととも
に、後述する三角波発振部１４の最大電圧Ｖ２とレベル
がほぼ等しくなるように電圧を制御している。すなわ
ち、図４（ａ）に示すように、第１の演算増幅器ＯＰ１
の出力電圧Ｖ０は電圧制限部１３により最大Ｖ３のレベ
ルに制御される。この電圧制限部１３の出力電圧、すな
わち、トランジスタＱのエミッタ出力電圧Ｖ３は三角波
発振部１４の発振最大電圧Ｖ２を超えることはない。こ
の電圧制限部１３は、出力電圧Ｖ３が、発振最大電圧Ｖ
２より充分に低い時、図４（ａ）に示すように、線形な
動作をする。このため、誤差増幅部１２の出力電圧Ｖ０
の電圧は、利得を低下せずに出力される。また、誤差増
幅部１２の出力電圧Ｖ０が上昇し、トランジスタＱが飽
和して、発振最大電圧Ｖ２に近づいてくると、これに伴
い抵抗Ｒ１２に電圧降下が現れるようになる。したがっ
て、この状態のときにトランジスタリミッタ回路の出力
電圧Ｖ３が発振最大電圧Ｖ２よりも高くならないように
抵抗Ｒ１２の値を設定する必要がある。

【００３１】一方、図１に示す三角波発振部１４は一般
に用いられるマルチバイブレータにより構成されてい
る。この発振部において、図４（ａ）に示す三角波Ｖ１
が生成される。この発振電圧の基準値はＲ１６／（Ｒ１
４＋Ｒ１５＋Ｒ１６）により決定される。また、発振電
圧Ｖ１の振幅は抵抗Ｒ１７、Ｒ１８により決定され、最
大電圧Ｖ２は前記抵抗Ｒ１４と抵抗Ｒ１５との間の電圧
に相当する。

【００３２】上記電圧制限部１３及び三角波発振部１４
の出力電圧は、ＰＷＭ制御信号生成部１６を構成する第
１のコンパレータＣＯＭＰ１に供給される。この第１の
コンパレータＣＯＭＰ１は電圧制限部１３の出力電圧Ｖ
３を基準として三角波発振部１４の出力電圧Ｖ１を比較
する。図４（ａ）に示すように、Ｖ３はＶ２を超えな
い。したがって、第１のコンパレータＣＯＭＰ１から出
力されるＰＷＭ制御信号Ｓ１のデューティー比は図４
（ｂ）に示すように、数％から８０％〜９０％以内に制
御される。この第１のコンパレータＣＯＭＰ１から出力
されるＰＷＭ制御信号Ｓ１は抵抗Ｒ２０を介してスイッ
チング素子ＦＥＴのゲートに供給される。したがって、
安定したモータ制御が可能となる。

【００３３】また、図４（ｂ）に示すように、ＰＷＭ制
御信号のデューティー比の制御範囲を広くすることがで
きるため、負荷の変動により必要トルクが増大しても回
転数を一定に保つことができる。更に、低速時において
もモータ出力を最大に引き出すことができるため、大き
なモータ出力を得るために大型のモータを用いる必要が
ない。したがって、電動工具の小型化が可能となる。加
えて、電動工具によるネジ締め等の作業において、低速
で高トルクを得ることができるため、ネジ頭の損傷を少
なくでき、作業効率を向上できる。

【００３４】次に、図１、図５を参照してアナログスイ
ッチ制御部１７によるアナログスイッチＡＳの制御につ
いて説明する。図５は図１の各部の波形を示し、図１と
図５において同一符号を付す。第１のコンパレータＣＯ
ＭＰ１から出力されるＰＷＭ制御信号Ｓ１がハイレベル
となり、スイッチング素子ＦＥＴがオンとされていると
き、第２のコンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子の入
力電圧もＰＷＭ制御信号Ｓ１と同様のレベルとなってい
る。第２のコンパレータＣＯＭＰ２の非反転入力端には
抵抗Ｒ２５、Ｒ２７を介して一定の基準電圧Ｓ４が供給
されている。この基準電圧Ｓ４はＰＷＭ制御信号Ｓ１の
レベルより低く設定されている。このため、第２のコン
パレータＣＯＭＰ２の出力電圧Ｓ５はローレベルとされ
る。この第２のコンパレータＣＯＭＰ２の出力電圧Ｓ５
に応じてアナログスイッチＡＳは非導通状態とされる。

【００３５】一方、第１のコンパレータＣＯＭＰ１から
出力されるＰＷＭ制御信号Ｓ１がローレベルとなり、ス
イッチング素子ＦＥＴがオフすると、モータＭのインダ
クタンスによって逆起電力が発生する。この逆起電力に
よる電流を流すために、フライホイーリングダイオード
Ｄ１が挿入されている。このダイオードＤ１に電流が流
れている期間、スイッチング素子ＦＥＴのドレイン電圧
Ｓ２はダイオードＤ１の順方向電圧だけ電源電圧ＥＢよ
りも高くなる。このとき、図１に矢印で示すように、抵
抗Ｒ２２、Ｒ２３を通じて電流Ｉ１が流れ、第２のコン
パレータＣＯＭＰ２の反転入力端子に供給される電圧Ｓ
３は、基準電圧Ｓ４より高くされている。このため、こ
の電圧Ｓ３が発生している間、第２のコンパレータＣＯ
ＭＰ２の出力電圧Ｓ５は、ローレベルとされ、アナログ
スイッチＡＳは非導通とされている。

【００３６】この後、前記電圧Ｓ３がローレベルとなる
と、第２のコンパレータＣＯＭＰ２の出力信号Ｓ５がハ
イレベルとなりアナログスイッチＡＳが導通される。こ
の状態において、前述したように、モータＭにより発生
された電圧ＥＣがアナログスイッチＡＳを介してコンデ
ンサＣ１に充電される。

【００３７】ところで、上記のように、第１のコンパレ
ータＣＯＭＰ１の出力信号Ｓ１がローレベルとなり、ス
イッチング素子ＦＥＴがオフになった直後は、スイッチ
ング素子ＦＥＴのドレイン電圧が上昇するまでに時間が
かかる。このため、第２のコンパレータＣＯＭＰ２の反
転入力端子に電流Ｉ１に応じて電圧Ｓ３が発生するまで
に遅れが生じ、一瞬、図５にＳ５’で示すように、第２
のコンパレータＣＯＭＰ２の出力信号がハイレベルとな
る。すると、図５にＳ３’で示すように、アナログスイ
ッチＡＳが導通してしまう。コンデンサＣ１には、放電
時定数とスイッチング素子ＦＥＴのオン・オフタイミン
グの関係により放電しきらない電荷が残っており、上記
のようにアナログスイッチＡＳが一瞬導通した時に、コ
ンデンサＣ１に残っている電荷がアナログスイッチＡＳ
を介して放電してしまう。このように、Ｃ１の電荷が放
電した場合、正確にモータＭの発電電圧を検出すること
ができない。

【００３８】そこで、本発明では、第１のコンパレータ
ＣＯＭＰ１の出力信号Ｓ１がローレベルとなり、スイッ
チング素子ＦＥＴがオフになった直後にアナログスイッ
チＡＳを非導通状態に保持するようにしている。すなわ
ち、第２のコンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子側に
コンデンサＣ７を接続している。このコンデンサＣ７
は、第１のコンパレータＣＯＭＰ１の出力信号Ｓ１がハ
イレベルのとき、抵抗Ｒ２１、ダイオードＤ３、抵抗Ｒ
２２の経路で充電され、第１のコンパレータＣＯＭＰ１
の出力信号Ｓ１がローレベルとなると放電して、第２の
コンパレータＣＯＭＰ２の反転入力端子に電流Ｉ１に応
じた電圧Ｓ３が発生する迄、反転入力端子をハイレベル
に保持する。したがって、正確にモータＭの発電電圧を
検出することができる。

【００３９】上記実施例によれば、ローサイドスイッチ
・ハイサイド検出回路により、直流電源Ｅの電圧変動に
依存せずモータ発電電圧を検出することができる。した
がって、この電圧を用いてモータＭを確実に制御するこ
とができる。

【００４０】また、前記モータＭの発電電圧を検出する
際に、アナログスイッチＡＳ及びアナログスイッチ制御
部１７によって、モータＭの発電電圧が発生していると
きにのみ検出することができる。したがって、正確な検
出電圧を得ることができる。

【００４１】更に、誤差増幅部１２より出力される基準
電圧を、この電圧と比較する発振電圧の最大値を超えな
いように制御することによって、モータＭの回転数制御
をスムーズに行うことができる。

【００４２】その他、本発明の要旨を変えない範囲にお
いて種々変形実施可能なことは勿論である。

【００４３】

【発明の効果】以上、説明したように本発明によれば、
電源電圧に影響を受けることなく、正確にモータにより
発生された電圧を検出することができ、小型化が可能な
モータ制御回路を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る一実施例を示す図。

【図２】本発明による検出方法及び、検出信号を示す
図。

【図３】回転数と検出電圧との関係を示す図。

【図４】リミッタ動作及び回転数とトルクとの関係を示
す図。

【図５】アナログスイッチの動作を説明するものであ
り、各部の電圧を示す波形図。

【図６】第１の従来例を示す図。

【図７】第２の従来例を示す図。

【符号の説明】

１０…モータ回転数検出部、 １１…レベルシフト部、 １２…誤差増幅部、 １３…電圧制限部、 １４…三角波発振部、 １５…安定化電源部、 １６…ＰＷＭ制御信号生成部、 １７…アナログスイッチ制御部、 Ｅ…直流電源、 ＳＷ…スイッチ、 Ｍ…モータ、 ＦＥＴ…スイッチング素子、 ＡＳ…アナログスイッチ、 ＯＰ１、２…演算増幅器、 ＣＯＭＰ１、２…コンパレータ、 Ｑ…トランジスタ、 ＤＺ…ツェナーダイオード、 Ｒ１〜Ｒ２９…抵抗、 Ｄ１〜Ｄ３…ダイオード、 Ｃ１〜Ｃ８…コンデンサ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源の高レベル側にモータが接続され、
   このモータと前記電源の低レベル側との間に接続され、
   前記モータに供給される電圧を制御するスイッチング素
   子と、 前記モータの両端の電圧を一定の期間検出するモータ回
   転数検出部と、 このモータ回転数検出部より出力される電圧と、可変抵
   抗により設定される基準電圧との誤差電圧を生成する誤
   差増幅部と、 所定周期の三角波を発生する発振器と、 この発振器から供給される前記三角波と前記誤差増幅部
   から供給される誤差電圧とに応じて、前記スイッチング
   素子をオン・オフ制御するパルス信号を生成するパルス
   信号生成部と、を具備することを特徴とするモータ制御
   回路。
2. 【請求項２】 前記モータ回転数検出部は、コンデンサ
   と、このコンデンサの充放電を制御するアナログスイッ
   チとを具備し、前記アナログスイッチは前記スイッチン
   グ素子がオフ状態のとき導通され、前記モータの両端の
   電圧を前記コンデンサに充電させることを特徴とする請
   求項１に記載のモータ制御回路。