JP2002033669A - 復号回路及びその復号方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 回路規模及び消費電力を大幅に削減可能な復
号回路を提供する。 【解決手段】 シンドローム計算部２は第１〜第Ｌ符号
語のシンドローム多項式Ｓ１〜ＳＬを算出する。誤り位
置多項式・誤り数値多項式導出部３の第１〜第Ｌ符号語
用誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部３１−１〜３
１−Ｌは第１〜第Ｌ符号語用誤り位置多項式σ１〜σＬ
と第１〜第Ｌ符号語用誤り数値多項式ω１〜ωＬとを導
出し、誤り位置・誤り数値計算部４に出力する。誤り位
置・誤り数値計算部４は誤り位置多項式係数・誤り数値
多項式係数から誤り位置、誤り数値を導出し、誤り訂正
部６に出力する。誤り訂正部６は誤り位置・誤り数値計
算部４から入力された誤り位置と誤り数値とを基に、受
信符号語保存部５に保存された受信符号語を訂正し、訂
正符号語を外部へ出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は復号回路及びその復
号方法に関し、特に複数の符号語がインタリーブされて
伝送され、受信側で複数の符号語を同時に復号すること
が要求されるシステムに用いられるＢＣＨ（Ｂｏｓｅ
Ｃｈａｕｄｈｕｒｉ Ｈｏｃｑｕｅｎｇｈｅｍ ｃｏｄ
ｅ）復号回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、リードソロモン復号器としては、
符号語毎にリードソロモン復号器を割り当てる方式が知
られている。この方式については、「符号理論」（今井
秀樹、電子情報通信学会、１９９０年３月刊）（以下、
文献とする）等に記載されている。

【０００３】しかしながら、上記の方式は回路規模及び
消費電力が大きく、複数の符号語がインタリーブされて
伝送され、受信側で複数の符号語を同時に復号すること
が要求されるシステムには適さない。

【０００４】従来の技術を用いてＬ個の符号語を同時に
復号するシステムを構成した場合のシステム構成例を図
２１に示す。図２１において、第１〜第Ｍ受信符号語は
第１〜第Ｍ復号器１１−１〜１１−Ｍに入力される。第
１〜第Ｍ復号器１１−１〜１１−Ｍは復号化処理を行
い、第１〜第Ｍ訂正符号語を出力する。

【０００５】上記の第１〜第Ｍ復号器１１−１〜１１−
Ｍの構成を図２２に示す。図２２において、復号器１１
はシンドローム計算部１２と、誤り位置多項式・誤り数
値多項式導出部１３と、誤り位置・誤り数値計算部１４
と、受信符号語保存部１５と、誤り訂正部１６とから構
成されている。

【０００６】例えば、２３９バイトの情報信号に、冗長
検査信号１６バイト付加された符号長２５５バイトの符
号語を復号する場合を考えると、１バイトの信号は要素
数２５６のガロア体の元に変換される。ガロア体の原始
多項式は、ｘ⁸ ＋ｘ⁴ ＋ｘ³＋ｘ² ＋１、原始元はαと
する。生成多項式Ｇ（ｘ）は、 Ｇ（ｘ）＝（ｘ−１）（ｘ−α² ）……（ｘ−α¹⁵） ……（１） とする。上記の例について以下説明する。

【０００７】図２２のシンドローム計算部１２の構成を
図２３に示す。シンドローム計算部１２は１６個のガロ
ア体加算器１２１−１〜１２１−１６と、１６個の帰還
シフトレジスタ１２２−１〜１２２−１６と、１６個の
ガロア体定数乗算器（×α⁰，×α¹ ，……，×α¹⁵）
１２３−１〜１２３−１６と、カウンタ１２６と、ガロ
ア体定数乗算器入力信号セレクタ１２４−１〜１２４−
１６と、シンドローム係数出力セレクタ１２５−１〜１
２５−１６とから構成されている。

【０００８】シンドローム計算部１２は、 Ｓ（ｚ）＝Ｓ₀ ＋Ｓ₁ ｚ＋Ｓ₂ ｚ² ＋……＋Ｓ₁₅ｚ¹⁵ ……（２） で定義されるシンドローム多項式Ｓ（ｚ）の係数Ｓ_i を
算出する。シンドローム係数Ｓ_i は、 Ｓ_i ＝Ｙ（αⁱ ） ＝Ｙ₀ ＋Ｙ₁ αⁱ ＋Ｙ₂ α²ⁱ＋Ｙ₃ α³ⁱ＋……＋Ｙ₂₅₄ α²⁵⁴ⁱ ……（３） ｉ＝０，……，１５ で定義される。ここで、（３）式において、Ｙ（ｘ）は
受信多項式、αは原始元である。

【０００９】（２）式は（３）式に変形することがで
き、 Ｓ_i ＝（……（（Ｙ₂₅₄ αⁱ ＋Ｙ₂₅₃ ）αⁱ ＋Ｙ₂₅₂ ）αⁱ ＋……＋Ｙ₁ ）αⁱ ＋Ｙ₀ ……（４） となる。したがって、シンドローム係数を受信符号語Ｙ
_j に対して順次計算していくためには、 Ｓ_i ←（Ｓ_i αⁱ ＋Ｙ_j ） と計算していけばよい。

【００１０】受信符号語（Ｙ₂₅₄ ，……，Ｙ₀ ）を１バ
イトづつクロックに同期させて入力する。カウンタ１２
６は受信符号語の先頭Ｙ₂₅₄ が入力される時、０にリセ
ットされる。以降、カウンタ１２６はクロック毎にカウ
ンタ値をインクリメントする。カウンタ１２６はカウン
タ値によってガロア体定数乗算器入力信号セレクタ１２
４−１〜１２４−１６とシンドローム係数出力セレクタ
１２５−１〜１２５−１６とを制御する。

【００１１】カウンタ値が０の時、ガロア体定数乗算器
入力信号セレクタ１２４−１〜１２４−１６は０を出力
する。この場合、受信符号語の先頭Ｙ₂₅₄ が帰還シフト
レジスタ１２２−１〜１２２−１６にセットされる。カ
ウンタ値が０の時以外の場合、ガロア体定数乗算器入力
信号セレクタ１２４−１〜１２４−１６は帰還シフトレ
ジスタ１２２−１〜１２２−１６の出力を出力する。

【００１２】カウンタ値がｊ（０＜ｊ＜２５５）の場
合、帰還シフトレジスタ１２２−１〜１２２−１６の出
力は、ガロア体定数乗算器１２３−１〜１２３−１６で
定数（αⁱ ）倍され、ガロア体加算器１２１−１〜１２
１−１６において受信符号語Ｙ _254-j と加算される。加
算結果は帰還シフトレジスタ１２２−１〜１２２−１６
に入力され、シフトレジスタ内容が更新される。

【００１３】受信符号語（Ｙ₂₅₄ ，……，Ｙ₀ ）をＹ
₂₅₄ から順番に入力していき、Ｙ₀ を読込んだ時の帰還
シフトレジスタ１２２−１〜１２２−１６の内容がＳ_i
になる。この時、カウンタ値は２５４である。

【００１４】カウンタ値が２５４の時、シンドローム係
数出力セレクタ１２５−１〜１２５−１６はシンドロー
ム係数Ｓ_i （ｉ＝０，……，１５）として、帰還シフト
レジスタ１２２−１〜１２２−１６の出力が誤り位置多
項式・誤り数値多項式導出部１３に出力される。

【００１５】誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部１
３はＥｕｃｌｉｄ（ユークリッド）互除法アルゴリズム
等を用いて誤り位置多項式・誤り数値多項式を導出し、
誤り位置多項式係数・誤り数値多項式係数を誤り位置・
誤り数値計算部１４に出力する。誤り位置多項式σ
（ｚ）は、 σ（ｚ）＝σ₀ ＋σ₁ ｚ＋……＋σ₈ ｚ⁸ ……（５） で表され、誤り数値多項式ω（ｚ）は、 ω（ｚ）＝ω₀ ＋ω₁ ｚ＋……＋ω₇ ｚ⁷ ……（６） で表される。Ｅｕｃｌｉｄ互除法アルゴリズムについて
は上記の文献に記載されている。

【００１６】誤り位置・誤り数値計算部１４は誤り位置
多項式係数・誤り数値多項式係数から誤り位置、誤り数
値を導出し、誤り訂正部１６に出力する。ここで、誤り
数値分母多項式σ_odd （ｚ）を導入する。

【００１７】誤り数値分母多項式σ_odd （ｚ）は誤り位
置多項式σ（ｚ）から奇数次成分を取り出したものであ
り、 σ_odd （ｚ）＝σ₁ ｚ＋σ₃ ｚ³ ＋σ₅ ｚ⁵ ＋σ₇ ｚ⁷ ……（７） で表される。

【００１８】誤り位置多項式σ（ｚ）にαのべき乗αⁱ
（ｉ＝１，……，２５５）を逐次代入していき、σ（α
ⁱ ）＝０となった場合、受信符号語の２５５−ｉ次成分
Ｙ_{25 5-i} に誤りが生じたと分かる。このように、αのべ
き乗αⁱ （ｉ＝１，……，２５５）を逐次代入して解を
求める方法をＣｈｉｅｎ解法と呼ぶ。誤り位置多項式か
ら誤り位置を導出することができる理論的な背景につい
ては、上記の文献に記載されている。

【００１９】また、２５５−ｉ次成分Ｙ_255-i に生じた
誤り値はω（αⁱ ）／σ_odd （αⁱ）で表される。誤り
値分子ω（αⁱ ）と誤り値分母σ_odd （αⁱ ）とは、Ｃ
ｈｉｅｎ解法を使って求められる。

【００２０】上記の誤り位置・誤り数値計算部１４の構
成を図２４に示す。図２４において、誤り位置・誤り数
値計算部１４は誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部１４１と、誤
り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部１４２と、誤り数値分子Ｃ
ｈｉｅｎ解法部１４３と、誤り位置判定回路１４４と、
ガロア体除算回路１４５と、カウンタ１４６とから構成
されている。

【００２１】カウンタ１４６は誤り位置多項式係数
σ₀ ，……，σ₈ 、誤り数値多項式係数ω₀ ，……，ω
₇ が入力される時、０にリセットされる。以降、カウン
タ１４６はクロック毎にカウンタ値をインクリメントす
る。

【００２２】誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部１４１の構成を
図２５に示す。図２５において、誤り位置Ｃｈｉｅｎ解
法部１４１は９個の帰還シフトレジスタ１４１２−１〜
１４１２−９と、９個のガロア体定数乗算器１４１３−
１〜１４１３−９と、９個の帰還シフトレジスタ入力信
号セレクタ１４１１−１〜１４１１−９と、９入力ガロ
ア体加算器１４１４とから構成されている。

【００２３】この図２５を用いて、誤り位置Ｃｈｉｅｎ
解法部１４１の動作について説明する。カウンタ値が０
の時、帰還シフトレジスタ入力信号セレクタ１４１１−
１〜１４１１−９は誤り位置多項式係数σ₀ ，……，σ
₈ を出力し、帰還シフトレジスタ１４１２−１〜１４１
２−９に誤り位置多項式係数σ₀ ，……，σ₈ をセット
する。ｋ次の誤り位置多項式係数σ_k を格納した帰還シ
フトレジスタ１４１２−１〜１４１２−９の出力はガロ
ア体定数乗算器１４１３−１〜１４１３−９でα^k 倍さ
れる。

【００２４】カウンタ値が０以外の場合、帰還シフトレ
ジスタ入力信号セレクタ１４１１−１〜１４１１−９は
ガロア体定数乗算器１４１３−１〜１４１３−９の出力
を選択する。したがって、カウンタ値が０以外の場合、
帰還シフトレジスタ１４１２−１〜１４１２−９はガロ
ア体定数乗算器１４１３−１〜１４１３−９の出力で更
新される。

【００２５】また、帰還シフトレジスタ１４１２−１〜
１４１２−９の出力は９入力ガロア体加算器１４１４に
入力され、９入力ガロア体加算器１４１４は加算結果を
誤り位置判定回路１４４に出力する。このシフトを２５
５回繰り返す。ｉ回目のシフトの時、９入力ガロア体加
算器１４１４の出力はσ（αⁱ ）となる。

【００２６】誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部１４２は誤
り位置Ｃｈｉｅｎ解法部１４１と同様の回路構成で実現
し、ｉ回目のシフトの時σ_odd （αⁱ ）を出力する。誤
り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部１４３は誤り位置Ｃｈｉｅ
ｎ解法部１４１と同様の回路構成で実現し、ｉ回目のシ
フトの時ω（αⁱ ）を出力する。

【００２７】ｉ回目のシフトの時に、誤り数値分母Ｃｈ
ｉｅｎ解法部１４２から出力されるσ_odd （αⁱ ）と、
誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部１４３から出力されるω
（α ⁱ ）とはガロア体除算回路１４５に入力される。ガ
ロア体除算回路１４５は除算結果ω（αⁱ ）／σ
_odd （αⁱ ）を誤り数値として誤り位置判定回路１４４
に出力する。

【００２８】ｉ回目のシフトの時に、誤り位置Ｃｈｉｅ
ｎ解法部１４１から出力されたσ（αⁱ ）は誤り位置判
定回路１４４に入力される。誤り位置判定回路１４４は
σ（αⁱ ）＝０の時、２５５−ｉ次成分Ｙ_255-i に誤り
が生じたと判定し、誤り位置２５５−ｉと、ガロア体除
算回路１４５から入力される誤り数値ω（αⁱ ）／σ
_odd （αⁱ ）とを誤り訂正部１６に出力する。誤り位置
判定回路１４４は現在のシフト回数をカウンタ値から判
別する。

【００２９】誤り訂正部１６は誤り位置・誤り数値計算
部１４から入力される誤り位置と誤り数値とを基に、受
信符号語保存部１５に保存された受信符号語を訂正し、
訂正符号語を外部へ出力する。

【００３０】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の復号器
では、回路規模及び消費電力が大きいので、複数の符号
語がインタリーブされて伝送され、受信側で複数の符号
語を同時に復号することが要求されるシステムに適さな
いという問題がある。

【００３１】したがって、本発明の目的は上記の問題点
を解消し、回路規模及び消費電力を大幅に削減すること
ができる復号回路及びその復号方法を提供することにあ
る。

【００３２】

【課題を解決するための手段】本発明による復号回路
は、複数の符号語がインタリーブされて伝送され、受信
側で複数の符号語を同時に復号することが要求されるシ
ステムに用いられる復号回路であって、前記複数の符号
語を同時に復号する復号器を備えている。

【００３３】本発明による復号方法は、複数の符号語が
インタリーブされて伝送され、受信側で複数の符号語を
同時に復号することが要求されるシステムに用いられる
復号方法であって、前記複数の符号語を一つの復号器で
同時に復号するようにしている。

【００３４】すなわち、本発明のＢＣＨ（Ｂｏｓｅ Ｃ
ｈａｕｄｈｕｒｉ Ｈｏｃｑｕｅｎｇｈｅｍ ｃｏｄ
ｅ）復号回は、複数の符号語を同時に復号することが可
能なＢＣＨ復号回路及び方法を実現することを特徴とす
る。

【００３５】より具体的に、本発明の復号回路は、ＢＣ
Ｈ符号の一種であるリードソロモン符号を用い、１つの
復号器によって複数の符号語を同時に処理している。以
下の説明では符号語数をＬ、符号長をＮブロック、冗長
検査長をＫブロック、並列処理数をＭ、ガロア体原始多
項式次数をＤとする。但し、符号長Ｎが並列処理数Ｍで
割り切れない場合には符号語先頭に補助信号を付加す
る。補助信号長Ｐは（Ｎ＋Ｐ）をＭで割り切れるように
する最小の自然数Ｐであり、補助信号の値は０とする。
尚、以下の説明では並列処理を行う場合について述べる
が、必ずしも並列処理を行う必要はない。

【００３６】本発明の復号回路では、復号器がシンドロ
ーム計算部と、誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部
と、誤り位置・誤り数値計算部と、受信符号語保存部
と、誤り訂正部とから構成されている。

【００３７】シンドローム計算部は第１〜第Ｌ符号語の
シンドローム多項式Ｓ１〜ＳＬを算出し、第１符号語の
シンドローム多項式Ｓ１及びその係数Ｓ１₀ 〜Ｓ１_K-1
は、 Ｓ１（ｚ）＝Ｓ１₀ ＋Ｓ１₁ ｚ＋Ｓ１₂ ｚ² ＋……＋Ｓ１_K-1 ｚ^K-1 ……（８） Ｓ１_i ＝Ｙ１（αⁱ ） ＝Ｙ１₀ ＋Ｙ１₁ αⁱ ＋Ｙ１₂ α²ⁱ＋……＋Ｙ１_N-1 α^(N-1)i ……（９） ｉ＝０〜Ｋ−１ で定義される。ここで、αは原始元である。

【００３８】（９）式は、 Ｓ１_i ＝（……（（Ｙ１_N-1 αⁱ ＋Ｙ１_N-2 ）αⁱ ＋Ｙ１_N-3 ）αⁱ ＋……＋Ｙ１₁ ）αⁱ ＋Ｙ１₀ ……（１０） に変形することができる。

【００３９】したがって、シンドローム係数を受信符号
語Ｙ１_j に対して順次計算していくためには、 Ｓ１_i ←（Ｓ１_i αⁱ ＋Ｙ１_j ） ……（１１） と計算していけばよい。

【００４０】本発明はＭ並列処理を行うので、 Ｕ１_ij＝Ｙ１_M*j-1 α^(M-1)*i ＋Ｙ１_M*j-2 α^(M-2)*i ＋……＋Ｙ１_M*(j-1) ……（１２） ｉ＝０〜Ｋ−１，ｊ＝Ｎ／Ｍ〜１ に示す前処理を行い、 Ｓ１_i ←（Ｓ１_i α^Mi＋Ｕ１_ij） ……（１３） のように順次シンドローム係数を更新して行く。

【００４１】第２〜第Ｌ符号語のシンドローム多項式Ｓ
２〜ＳＬも、上記の処理と同様にして求められる。

【００４２】シンドローム計算部は第０から第Ｋ−１次
シンドローム係数計算部と、シンドローム係数更新前処
理部と、カウンタとから構成されている。本発明ではＬ
符号語を同時に処理するため、第１〜第Ｌ符号語をＭブ
ロックづつ高次成分から順々にシンドローム計算部へ入
力する。

【００４３】つまり、最初のＬクロックで、第１〜第Ｌ
符号語のＮ−１成分からＮ−Ｍ成分（Ｙ１_N-1 ，……，
Ｙ１_N-M ），……，（ＹＬ_N-1 ，……，ＹＬ_N-M ）が入
力され、次のＬクロックで、第１〜第Ｌ符号語のＮ−Ｍ
−１成分からＮ−２Ｍ成分（Ｙ１_N-M-1 ，……，Ｙ１
_N-2M），……，（ＹＬ_N-M-1 ，……，ＹＬ_N-2M）が入力
される。Ｍ並列入力信号を高次成分から順に、Ｉ_M-1 ，
Ｉ_M-2 ，……，Ｉ₀ と名付ける。

【００４４】Ｍ並列入力信号Ｉ_M-1 ，Ｉ_M-2 ，……，Ｉ
₀ はクロックに同期してシンドローム係数更新前処理部
に入力される。シンドローム係数更新前処理部は（１
２）式に示す前処理を行う。具体的には、入力信号Ｉ
_M-1 ，Ｉ_M-2 ，……，Ｉ₀ に対して、 ＵＰ₀ ＝Ｉ_M-1 ＋Ｉ_M-2 ＋……＋Ｉ₀ ……（１４．０） ＵＰ₁ ＝Ｉ_M-1 α^(M-1) ＋Ｉ_M-2 α^(M-2) ＋……＋Ｉ₀ ……（１４．１） ＵＰ₂ ＝Ｉ_M-1 α^(M-1)*2 ＋Ｉ_M-2 α^(M-2)*2 ＋……＋Ｉ₀ ……（１４．２） ・ ・ ・ ＵＰ_K-1 ＝Ｉ_M-1 α^(M-1)*(K-1) ＋Ｉ_M-2 α^(M-2)*(K-1) ＋……＋Ｉ₀ ……（１４．Ｋ−１） の処理を行い、第０〜第Ｋ−１次シンドローム係数更新
信号ＵＰi （ｉ＝０，……，Ｋ−１）を第０から第Ｋ−
１次シンドローム係数計算部に出力する。

【００４５】入力信号Ｉ_M-1 に着目すると、入力信号Ｉ
_M-1 は（１４．０）〜（１４．Ｋ−１）式の処理中でＫ
−１個のガロア体定数乗算を行う。１個のガロア体定数
乗算はＤビット入力、Ｄビット出力の組合せ回路で実現
することが可能となる。

【００４６】しかしながら、本発明では、Ｋ−１個のガ
ロア体定数乗算をＤビット入力、Ｄ＊（Ｋ−１）ビット
出力の組合せ回路で実現する。Ｄビット入力、Ｄ＊（Ｋ
−１）ビット出力の組合せ回路の場合、Ｋ−１個のガロ
ア体定数乗算に共通する演算を共有することができ、Ｋ
−１個のＤビット入力、Ｄビット出力の組合せ回路に比
べて大幅に回路規模及び消費電力を削減することが可能
となる。

【００４７】カウンタは第１受信符号語の先頭（Ｙ１
_N-1 ，……，Ｙ１_N-M ）が入力される時、０にリセット
される。以降、カウンタはクロック毎にカウンタ値をイ
ンクリメントし、そのカウンタ値を第０から第Ｋ−１次
シンドローム係数計算部に出力する。第０から第Ｋ−１
次シンドローム係数計算部は（１３）式にしたがってシ
ンドローム係数を順次計算する。

【００４８】第ｉ次シンドローム係数計算部はガロア体
加算器と、第１〜第Ｌ段帰還シフトレジスタと、ガロア
体定数乗算器と、ガロア体定数乗算器入力信号セレクタ
と、シンドローム係数出力セレクタとから構成されてい
る。

【００４９】カウンタ値が０からＬ−１の時、ガロア体
定数乗算器入力信号セレクタは０を出力し、カウンタ値
が０からＬ−１以外の場合、第Ｌ段帰還シフトレジスタ
の出力をガロア体定数乗算器に出力する。ガロア体定数
乗算器は入力信号を定数（α ⁱ ）倍し、ガロア体加算器
に出力する。ガロア体加算器はシンドローム係数更新前
処理部から入力された第ｉ次シンドローム係数更新信号
ＵＰ_i とガロア体定数乗算器入力信号セレクタの出力と
を入力とし、加算結果を第１段帰還シフトレジスタに出
力する。第１〜第Ｌ段帰還シフトレジスタはクロック毎
にシフトレジスタ内容をシフトして行く。

【００５０】カウンタ値が０からＬ−１の時、ガロア体
定数乗算器入力信号セレクタは０を出力し、ガロア体定
数乗算器も０を出力する。この場合、ガロア体加算器は
第ｉ次シンドローム係数更新信号ＵＰ_i をそのまま、第
１段帰還シフトレジスタに出力する。

【００５１】従って、カウンタ値がＬの時、第１段帰還
シフトレジスタにはＵＬ_i,N/M が保存され、第Ｌ段帰還
シフトレジスタにはＵ１_i,N/M が保存されている。カウ
ンタ値がＬの時、ガロア体定数乗算器入力信号セレクタ
は第Ｌ段帰還シフトレジスタの出力をガロア体定数乗算
器に出力する。

【００５２】ガロア体定数乗算器にて定数（αⁱ ）倍さ
れた第Ｌ段帰還シフトレジスタの出力Ｕ１_i,N/M は入力
信号Ｕ１_i,N/M-1 とガロア体加算器にて加算される。加
算結果は第１段帰還シフトレジスタに出力され、カウン
タ値がＬ＋１の時、第１段帰還シフトレジスタのシフト
レジスタ内容を更新する。この時、第１段帰還シフトレ
ジスタに保存されていた内容ＵＬ_i,N/M は、第２段帰還
シフトレジスタにシフトする。

【００５３】上記の処理は（１３）式の処理に他ならな
い。上記の処理を次のフレームが入力されるまで繰り返
す。フレームの先頭が入力された時、第１〜第Ｌ段帰還
シフトレジスタには前のフレームのシンドローム係数Ｓ
Ｌ〜Ｓ１が保存されている。カウンタ値が０の時、シン
ドローム係数出力セレクタはシンドローム係数ＳＬ〜Ｓ
１として、第１〜第Ｌ段帰還シフトレジスタ出力を誤り
位置多項式・誤り数値多項式導出部に出力する。本発明
ではＬ段の帰還シフトレジスタを採用することによっ
て、Ｌクロックで、第１〜第Ｌ受信符号語のシンドロー
ム係数更新ループを１回処理している。

【００５４】本発明のシンドローム計算部はＭ＊（Ｋ−
１）回のガロア体定数乗算を行っている。従来の技術の
Ｌ個のシンドローム計算部はＬ＊（Ｋ−１）回のガロア
体定数乗算を行っている。符号語数Ｌと並列処理数Ｍと
が同じ場合、従来の技術及び本発明のシンドローム計算
部は同じクロック周波数で実現可能であり、ガロア体定
数乗算回数も同じになる。

【００５５】しかしながら、本発明では、シンドローム
係数更新前処理部において、複数のガロア体定数乗算に
共通する演算を共有することによって、回路規模の削減
を図っている。

【００５６】並列処理を行わない場合、本発明のシンド
ローム計算部は、従来の技術のシンドローム計算部に対
して、高々Ｌ−１個のシフトレジスタを付加するだけで
Ｌ符号語のシンドローム計算を実現することができ、回
路規模の大幅な削減を行うことが可能となる。

【００５７】誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部は
第１〜第Ｌ符号語用誤り位置多項式・誤り数値多項式導
出部から構成されている。第１〜第Ｌ符号語用誤り位置
多項式・誤り数値多項式導出部にはそれぞれシンドロー
ム係数Ｓ１〜ＳＬが入力される。

【００５８】第１〜第Ｌ符号語用誤り位置多項式・誤り
数値多項式導出部はそれぞれＥｕｃｌｉｄ（ユークリッ
ド）互除法アルゴリズム等を用いて、第１〜第Ｌ符号語
用誤り位置多項式σ１〜σＬと第１〜第Ｌ符号語用誤り
数値多項式ω１〜ωＬとを導出し、誤り位置・誤り数値
計算部に出力する。

【００５９】第１符号語用誤り位置多項式σ１及び第１
符号語用誤り数値多項式ω１は、 σ１（ｚ）＝σ１₀ ＋σ１₁ ｚ＋……＋σ１_k/2 ｚ^k/2 ……（１５） ω１（ｚ）＝ω１₀ ＋ω１₁ ｚ＋……＋ω１_k/2-1 ｚ^k/2-1 ……（１６） でそれぞれ定義される。Ｅｕｃｌｉｄ互除法アルゴリズ
ムについては上述した文献に記載されている。

【００６０】誤り位置・誤り数値計算部は誤り位置多項
式係数・誤り数値多項式係数から誤り位置、誤り数値を
導出し、誤り訂正部に出力する。ここで、誤り位置多項
式σから奇数次成分を取出した誤り数値分母多項式σ
_odd を導入する。第１符号語用誤り数値分母多項式σ１
_odd は、 σ１_odd （ｚ）＝σ１₁ ｚ＋σ１₃ ｚ³ ＋σ１₅ ｚ⁵ ＋σ１_k/2-1 ｚ^k/2-1 ……（１７） で定義される。第２〜第Ｌ符号語用誤り数値分母多項式
σ２_odd 〜σＬ_odd も、上記と同様に、定義することが
できる。

【００６１】第１符号語用誤り位置多項式σ１にαのべ
き乗α^j （ｊ＝１，……，Ｎ）を逐次代入していき、σ
（α^j ）＝０となった場合、第１受信符号語のＮ−ｊ次
成分Ｙ１_N-j に誤りが生じたと分かる。このように、α
のべき乗を逐次代入して解を求める方法をＣｈｉｅｎ解
法と呼ぶ。誤り位置多項式から誤り位置を導出すること
ができる理論的な背景については上述した文献に記載さ
れている。

【００６２】また、Ｎ−ｊ次成分Ｙ１_N-j に生じた誤り
値は、ω１（α^j ）／σ１_odd （α ^j ）で表される。誤
り値分子ω１（α^j ）及び誤り値分母σ_odd （α^j ）は
Ｃｈｉｅｎ解法を使って求められる。

【００６３】誤り位置・誤り数値計算部は誤り位置Ｃｈ
ｉｅｎ解法部と、誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部と、誤
り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部と、誤り位置判定回路と、
ガロア体除算回路と、カウンタとから構成されている。

【００６４】カウンタは誤り位置多項式係数σ１〜σ
Ｌ、誤り数値多項式係数ω１〜ωＬが入力される時、０
にリセットされる。以降、カウンタはクロック毎にカウ
ンタ値をインクリメントする。

【００６５】誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部は０次〜Ｋ／２
次成分計算部と、第１〜第Ｍガロア体加算器とから構成
されている。ｉ次成分計算部は第１〜第Ｌ段帰還シフト
レジスタと、帰還シフトレジスタ入力信号セレクタと、
Ｍ並列ガロア体乗算器とから構成されている。

【００６６】カウンタ値が０〜Ｌ−１の時、帰還シフト
レジスタ入力信号セレクタは順次、第１〜第Ｌ符号語用
第ｉ次誤り位置多項式係数σ１_i 〜σＬ_i を第Ｌ段帰還
シフトレジスタに出力する。カウンタ値が０〜Ｌ−１以
外の時、帰還シフトレジスタ入力信号セレクタは第Ｌ−
１段帰還シフトレジスタの出力を第Ｌ段帰還シフトレジ
スタに出力する。第Ｌ段帰還シフトレジスタは入力信号
を１クロック遅延させ、Ｍ並列ガロア体乗算器に出力す
る。

【００６７】Ｍ並列ガロア体乗算器の入力信号をＩＮＭ
ＵＬＴとおくと、Ｍ並列ガロア体乗算器は、 σＭＵＬ１_i ＝ＩＮＭＵＬＴ＊αⁱ ……（１８−１） σＭＵＬ２_i ＝ＩＮＭＵＬＴ＊α²ⁱ ……（１８−２） ・ ・ ・ σＭＵＬＭ_i ＝ＩＮＭＵＬＴ＊α^Mi ……（１８−Ｍ） に示す処理を行い、σＭＵＬ１_i 〜σＭＵＬＭ_i を第１
〜第Ｍガロア体加算器に出力する。

【００６８】１個のガロア体定数乗算はＤビット入力、
Ｄビット出力の組合せ回路で実現することができる。Ｍ
並列ガロア体乗算器はＭ個のガロア体定数乗算を行って
いるため、Ｍ個のＤビット入力、Ｄビット出力の組合せ
回路で実現することができる。

【００６９】しかしながら、本発明では、Ｍ並列ガロア
体乗算器をＤビット入力、Ｄ＊Ｍビット出力の組合せ回
路で実現している。この場合、Ｍ個のガロア体定数乗算
に共通する演算を共有することができ、大幅に回路規模
及び消費電力を削減することが可能となる。

【００７０】Ｍ並列ガロア体乗算器の出力σＭＵＬＭ_i
は２分岐され、第１段帰還シフトレジスタにも出力され
る。第１〜第Ｌ段帰還シフトレジスタはクロック毎にシ
フトレジスタ内容をシフトして行く。カウンタ値が１の
時、σＭＵＬＭ_i はσ１_i ＊α^M*i となる。σ１_i ＊α
^M*i は第１〜第Ｌ段帰還シフトレジスタをシフトしてい
き、カウンタ値Ｌ＋１の時、Ｍ並列ガロア体乗算器に入
力される。この時、σＭＵＬＭ_i はσ１_i ＊α^2*M*i と
なる。

【００７１】同様に、カウンタ値Ｌの時の出力σＭＵＬ
Ｍ_i はσＬ_i ＊α^M*i となり、カウンタ値が２＊Ｌの
時、出力σＭＵＬＭ_i はσＬ_i ＊α^2*M*i となる。本発
明では、Ｌ段の帰還シフトレジスタ用いることによっ
て、ＬクロックでＬ個の符号語の処理を行っている。

【００７２】カウンタ値がＪ＊Ｌ＋Ｃ（Ｃ＝１，……，
Ｌ）の時のＭ並列ガロア体乗算器の出力は、 σＭＵＬ１_i ＝σＣ_i ＊α^(M*J+1)*i ……（１９−１） σＭＵＬ２_i ＝σＣ_i ＊α^(M*J+2)*i ……（１９−２） ・ ・ ・ σＭＵＬＭ_i ＝σＣ_i ＊α^(M*J+M)*i ……（１９−Ｍ） で表される。

【００７３】第ｉガロア体加算器は０次〜Ｋ／２次成分
計算部から出力されたσＭＵＬｉ₀〜σＭＵＬｉ_k/2 を
入力とし、加算結果σＳＵＭｉを誤り位置判定回路に出
力する。同様に、第１〜第Ｍガロア体加算器は加算結果
σＳＵＭ１〜σＳＵＭＭを誤り位置判定回路に出力す
る。カウンタ値がＪ＊Ｌ＋Ｃ（Ｃ＝１，……，Ｌ）の
時、出力σＳＵＭ１〜σＳＵＭＭは、 σＳＵＭ１＝σＭＵＬＴ１₀ ＋……＋σＭＵＬＴ１_K/2 ＝σＣ₀ ＋σＣ₁ ＊α^(M*J+1) ＋σＣ₂ ＊α^(M*J+1)*2 ＋……＋σＣ_k/2 ＊α^(M*J+1)*k/2 ＝σＣ（α^M*J+1 ） ……（２０−１） ・ ・ ・ σＳＵＭｉ＝σＭＵＬＴｉ₀ ＋……＋σＭＵＬＴｉ_K/2 ＝σＣ₀ ＋σＣ₁ ＊α^(M*J+i) ＋σＣ₂ ＊α^(M*J+i)*2 ＋……＋σＣ_k/2 ＊α^(M*J+i)*k/2 ＝σＣ（α^M*J+i ） ……（２０−ｉ） ・ ・ ・ σＳＵＭＭ＝σＭＵＬＴＭ₀ ＋……＋σＭＵＬＴＭ_K/2 ＝σＣ₀ ＋σＣ₁ ＊α^(M*J+M) ＋σＣ₂ ＊α^(M*J+M)*2 ＋……＋σＣ_k/2 ＊α^(M*J+M)*k/2 ＝σＣ（α^M*J+M ） ……（２０−Ｍ） で表される。

【００７４】誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部は第１〜第
Ｌ符号語用誤り数値分母多項式σ１ _odd 〜σＬ_odd の係
数（σ１₁ ，σ１₃ ，……，σ１_k/2-1 ）〜（σＬ₁ ，
σＬ ₃ ，……，σＬ_k/2-1 ）を入力とし、σ_odd ＳＵＭ
１〜σ_odd ＳＵＭＭをガロア体除算回路に出力する。

【００７５】カウンタ値がＪ＊Ｌ＋Ｃ（Ｃ＝１，…，
Ｌ）の時、σ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭＭは、 σ_odd ＳＵＭ１＝σ_odd Ｃ（α^M*J+1 ） ……（２１−１） ・ ・ ・ σ_odd ＳＵＭＭ＝σ_odd Ｃ（α^M*J+M ） ……（２１−Ｍ） で表される。

【００７６】誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部は第１〜第
Ｌ符号語用誤り数値多項式ω１〜ωＬの係数（ω１₁ ，
ω１₂ ，……，ω１_k/2-1 ）〜（ωＬ₁ ，ωＬ₂ ，……
ωＬ _k/2-1 ）を入力とし、ωＳＵＭ１〜ωＳＵＭＭをガ
ロア体除算回路に出力する。カウンタ値がＪ＊Ｌ＋Ｃ
（Ｃ＝１，…，Ｌ）の時、ωＳＵＭ１〜ωＳＵＭＭは、 ωＳＵＭ１＝ωＣ（α^M*J+1 ） ……（２２−１） ・ ・ ・ ωＳＵＭＭ＝ωＣ（α^M*J+M ） ……（２２−Ｍ） で表される。

【００７７】上述した（２０−１）〜（２０−Ｍ）式、
（２１−１）〜（２１−Ｍ）式、（２２−１）〜（２２
−Ｍ）式より、誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部及び誤り
数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部は誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部
と同様のアーキテクチャで実現することができる。

【００７８】ガロア体除算回路はωＳＵＭ１〜ωＳＵＭ
Ｍとσ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭＭとの除算を行い、
除算結果ＥＶ１〜ＥＶＭを誤り位置判定回路に出力す
る。カウンタ値がＪ＊Ｌ＋Ｃ（Ｃ＝１，…，Ｌ）の時、
除算結果ＥＶ１〜ＥＶＭは、 ＥＶ１＝（ωＳＵＭ１）／（σ_odd ＳＵＭ１） ＝［ωＣ（α^M*J+1 ）］／［σ_odd Ｃ（α^M*J+1 ）］ ……（２３−１） ・ ・ ・ ＥＶＭ＝（ωＳＵＭＭ）／（σ_odd ＳＵＭＭ） ＝［ωＣ（α^M*J+M ）］／［σ_odd Ｃ（α^M*J+M ）］ ……（２３−Ｍ） で表される。

【００７９】誤り位置判定回路は入力信号σＳＵＭ１〜
σＳＵＭＭから誤り位置を判定する。（２０−１）〜
（２０−Ｍ）式、（２３−１）〜（２３−Ｍ）式より、
カウンタ値がＪ＊Ｌ＋Ｃ（Ｃ＝１，…，Ｌ）の時、σＳ
ＵＭｉ＝０の場合、第Ｃ符号語のＮ−Ｍ＊Ｊ次成分ＹＣ
_N-M*J に誤り値ＥＶｉの誤りが発生したと判定すること
ができる。この時、誤り位置判定回路は誤り位置Ｎ−Ｍ
＊Ｊと誤り値ＥＶｉとを誤り訂正回路に出力する。

【００８０】本発明の誤り位置・誤り数値計算部は（５
Ｋ／４−１）＊Ｍ回のガロア体定数乗算を行っている。
従来の技術のＬ個の誤り位置・誤り数値計算部は（５Ｋ
／４−１）＊Ｌ回のガロア体定数乗算を行っている。符
号語数Ｌと並列処理数Ｍとが同じ場合、従来の技術及び
本発明のシンドローム計算部は同じクロック周波数で実
現することができ、ガロア体定数乗算回数も同じにな
る。

【００８１】しかしながら、本発明では誤り位置Ｃｈｉ
ｅｎ解法部、誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部、誤り数値
分子Ｃｈｉｅｎ解法部において、複数のガロア体定数乗
算に共通する演算を共有することによって、回路規模の
削減を図っている。

【００８２】並列処理を行わない場合、誤り位置・誤り
数値計算部は従来の技術の誤り位置・誤り数値計算部に
対して、高々Ｌ−１個のシフトレジスタを付加するだけ
でＬ符号語の誤り位置・誤り数値を導出することが可能
となり、回路規模の大幅な削減を行うことが可能とな
る。

【００８３】誤り位置多項式係数・誤り数値多項式係数
から誤り位置、誤り数値を導出し、誤り訂正部に出力す
る。誤り訂正部は誤り位置・誤り数値計算部から入力さ
れた誤り位置と誤り数値とを基に、受信符号語保存部に
保存された受信符号語を訂正し、訂正符号語を外部へ出
力する。

【００８４】従来の技術では複数の符号語を同時に復号
する場合、符号語毎に復号器を割り当てていたが、本発
明では一つの復号器で複数の符号語を同時に復号するこ
とによって、大幅に回路規模及び消費電力を削減するこ
とが可能となる。

【００８５】本発明の第１の特徴は、Ｌ符号を同時に復
号する場合、従来の技術の回路構成に対して、シンドロ
ーム計算部でＬ−１個のシフトレジスタ、誤り位置・誤
り数値計算部でＬ−１個のシフトレジスタを加えるだけ
で実現することが可能となり、回路規模を大幅に削減す
ることが可能となることである。

【００８６】また、本発明の第２の特徴は、並列処理を
行う場合、シンドローム計算及び誤り位置・誤り数値計
算で行う並列ガロア体定数乗算に共通する演算を共有す
ることによって、従来の技術に比べて回路規模及び消費
電力を大幅に削減することが可能となることである。

【００８７】上述の例では、ＢＣＨ符号の一種であるリ
ードソロモン符号の復号回路について説明したが、一般
のＢＣＨ符号の復号回路も、リードソロモン符号の復号
回路と同様の回路構成で実現することが可能である。し
たがって、本発明はＢＣＨ符号一般に適用することが可
能となる。

【００８８】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して説明する。図１は本発明の実施の形態
による復号回路の構成を示すブロック図である。図１に
おいて、復号器１はリードソロモン復号回路を示してお
り、１つの復号器１を用いて複数の符号語を同時に処理
している。以下、符号語数をＬ、符号長をＮブロック、
冗長検査長をＫブロック、並列処理数をＭ、ガロア体原
始多項式次数をＤとする。但し、符号長Ｎが並列処理数
Ｍで割り切れない場合には、符号語先頭に補助信号を付
加する。補助信号長Ｐは（Ｎ＋Ｐ）をＭで割り切れるよ
うにする最小の自然数Ｐであり、補助信号の値は０とす
る。尚、以下の説明では並列処理を行う場合について述
べているが、必ずしも並列処理を行う必要はない。

【００８９】復号器１はシンドローム計算部２と、誤り
位置多項式・誤り数値多項式導出部３と、誤り位置・誤
り数値計算部４と、受信符号語保存部５と、誤り訂正部
６とから構成されている。尚、誤り位置多項式・誤り数
値多項式導出部３は第１〜第Ｌ符号語用誤り位置多項式
・誤り数多項式導出部３１−１〜３１−Ｌから構成され
ている。

【００９０】シンドローム計算部２は第１〜第Ｌ符号語
のシンドローム多項式Ｓ１〜ＳＬを算出する。第１符号
語のシンドローム多項式Ｓ１及びその係数Ｓ１₀ 〜Ｓ１
_K-1は（８）式及び（９）式で定義される。

【００９１】（９）式は（１０）式に変形することがで
きるので、シンドローム係数を受信符号語Ｙ１_j に対し
て順次計算していくためには、（１１）式を計算してい
けばよい。本発明はＭ並列処理を行うので（１２）式に
示す前処理を行い、（６）式のように順次シンドローム
係数を更新して行く。また、第２〜第Ｌ符号語のシンド
ローム多項式Ｓ２〜ＳＬも、シンドローム多項式Ｓ１と
同様にして求められる。

【００９２】図２は図１のシンドローム計算部２の構成
を示すブロック図であり、図３は本発明の実施の形態に
よる受信符号語のフレームフォーマットを示す図であ
り、図４は本発明の実施の形態による第ｉ次シンドロー
ム係数更新信号ＵＰ_i の出力フォーマットを示す図であ
る。

【００９３】図２において、シンドローム計算部２は第
０〜第Ｋ−１次シンドローム係数計算部２２−０〜２２
−（Ｋ−１）と、シンドローム係数更新前処理部２１
と、カウンタ２３とから構成されている。

【００９４】第１〜第Ｌ受信符号語は図３に示すフレー
ムフォーマットにしたがって入力される。図中のＹ１_j
は第１符号語の第ｊ次成分を表している。ＹＬ_j は第Ｌ
符号語の第ｊ次成分を表している。

【００９５】本発明の実施の形態ではＬ符号語を同時に
処理するため、第１〜第Ｌ符号語をＭブロックづつ高次
成分から順々にシンドローム計算部２へ入力する。つま
り、最初のＬクロックで第１〜第Ｌ符号語のＮ−１成分
からＮ−Ｍ成分（Ｙ１_N-1 ，……，Ｙ１_N-M ），……，
（ＹＬ_N-1 ，……，ＹＬ_N-M ）が入力され、次のＬクロ
ックで第１〜第Ｌ符号語のＮ−Ｍ−１成分からＮ−２Ｍ
成分（Ｙ１_N-M-1 ，……，Ｙ１_N-2M），…，（ＹＬ
_N-M-1 ，……，ＹＬ_N-2M）が入力される。Ｍ並列入力信
号を高次成分から順に、Ｉ_M-1 ，Ｉ_M-2 ，……，Ｉ₀ と
名付ける。

【００９６】Ｍ並列入力信号Ｉ_M-1 ，Ｉ_M-2 ，……，Ｉ
₀ はクロックに同期してシンドローム係数更新前処理部
２１に入力される。シンドローム係数更新前処理部２１
は（１２）式に示す前処理を行う。

【００９７】具体的には、入力信号Ｉ_M-1 ，Ｉ_M-2 ，…
…，Ｉ₀ に対して（１４．０）〜（１４．Ｋ−１）式の
処理を行い、第０〜第Ｋ−１次シンドローム係数更新信
号ＵＰ_i （ｉ＝０，……，Ｋ−１）を第０〜第Ｋ−１次
シンドローム係数計算部２２−０〜２２−（Ｋ−１）に
出力する。第ｉ次シンドローム係数更新信号ＵＰ_i の出
力フォーマットを図４に示す。

【００９８】入力信号Ｉ_M-1 に着目すると、入力信号Ｉ
_M-1 は（１４．０）〜（１４．Ｋ−１）式の処理中でＫ
−１個のガロア体定数乗算を行う。１個のガロア体定数
乗算はＤビット入力、Ｄビット出力の組合せ回路で実現
することができる。

【００９９】しかしながら、本発明ではＫ−１個のガロ
ア体定数乗算をＤビット入力、Ｄ＊（Ｋ−１）ビット出
力の組合せ回路で実現する。Ｄビット入力、Ｄ＊（Ｋ−
１）ビット出力の組合せ回路の場合、Ｋ−１個のガロア
体定数乗算に共通する演算を共有することができ、Ｋ−
１個のＤビット入力、Ｄビット出力の組合せ回路に比べ
て大幅に回路規模及び消費電力を削減することができ
る。

【０１００】カウンタ２３は第１受信符号語の先頭（Ｙ
１_N-1 ，……，Ｙ１_N-M ）が入力される時、０にリセッ
トされる。以降、カウンタ２３はクロック毎にカウンタ
値をインクリメントする。カウンタ２３は第０〜第Ｋ−
１次シンドローム係数計算部２２−０〜２２−（Ｋ−
１）にカウンタ値を出力する。第０〜第Ｋ−１次シンド
ローム係数計算部２２−０〜２２−（Ｋ−１）は（１
３）式にしたがってシンドローム係数を順次計算する。

【０１０１】図５は図２の第ｉ次シンドローム係数計算
部２２−ｉの構成を示すブロック図である。図５におい
て、第ｉ次シンドローム係数計算部２２−ｉはガロア体
加算器２２１−ｉと、第１〜第Ｌ段帰還シフトレジスタ
２２２−１−ｉ〜２２２−Ｌ−ｉと、ガロア体定数乗算
器２２３−ｉと、ガロア体定数乗算器入力信号セレクタ
２２４−ｉと、シンドローム係数出力セレクタ２２５−
ｉとから構成されている。尚、図示していないが、第０
〜第Ｋ−１次シンドローム係数計算部２２−０〜２２−
（Ｋ−１）は第ｉ次シンドローム係数計算部２２−ｉと
同様の構成及び動作となっている。

【０１０２】カウンタ値が０からＬ−１の時、ガロア体
定数乗算器入力信号セレクタ２２４−ｉは０を出力し、
カウンタ値が０からＬ−１以外の場合、第Ｌ段帰還シフ
トレジスタ２２２−Ｌ−ｉの出力をガロア体定数乗算器
２２３−ｉに出力する。

【０１０３】ガロア体定数乗算器２２３−ｉは入力信号
を定数（αⁱ ）倍し、ガロア体加算器２２１−ｉに出力
する。ガロア体加算器２２１−ｉはシンドローム係数更
新前処理部２１から入力された第ｉ次シンドローム係数
更新信号ＵＰ_i とガロア体定数乗算器入力信号セレクタ
２２４−ｉの出力とを入力とし、加算結果を第１段帰還
シフトレジスタ２２２−１−ｉに出力する。第１〜第Ｌ
段帰還シフトレジスタ２２２−１−ｉ〜２２２−Ｌ−ｉ
はクロック毎にシフトレジスタ内容をシフトして行く。

【０１０４】カウンタ値が０からＬ−１の時、ガロア体
定数乗算器入力信号セレクタ２２４−ｉは０を出力し、
ガロア体定数乗算器２２３−ｉも０を出力する。この場
合、ガロア体加算器２２１−ｉは第ｉ次シンドローム係
数更新信号ＵＰ_i をそのまま、第１段帰還シフトレジス
タ２２２−１−ｉに出力する。

【０１０５】したがって、カウンタ値がＬの時、第１段
帰還シフトレジスタ２２２−１−ｉにはＵＬ_i,N/M が保
存され、第Ｌ段帰還シフトレジスタ２２２−Ｌ−ｉには
Ｕ１ _i,N/M が保存されている。カウンタ値がＬの時、ガ
ロア体定数乗算器入力信号セレクタ２２４−ｉは第Ｌ段
帰還シフトレジスタ２２２−Ｌ−ｉの出力をガロア体定
数乗算器２２３−ｉに出力する。

【０１０６】ガロア体定数乗算器２２３−ｉにて定数
（αⁱ ）倍された第Ｌ段帰還シフトレジスタ２２２−Ｌ
−ｉの出力Ｕ１_i,N/M は入力信号Ｕ１_i,N/M-1 とガロア
体加算器２２１−ｉにて加算される。加算結果は第１段
帰還シフトレジスタ２２２−１−ｉに出力され、カウン
タ値がＬ＋１の時、第１段帰還シフトレジスタ２２２−
１−ｉのシフトレジスタ内容を更新する。

【０１０７】この場合、第１段帰還シフトレジスタ２２
２−１−ｉに保存されていた内容ＵＬ_i,N/M は第２段帰
還シフトレジスタ２２２−２−ｉにシフトされる。上記
の処理は（１３）式の処理に他ならない。上記の処理を
次のフレームが入力されるまで繰り返す。フレームの先
頭が入力された時、第１〜第Ｌ段帰還シフトレジスタ２
２２−１−ｉ〜２２２−Ｌ−ｉには前のフレームのシン
ドローム係数ＳＬ〜Ｓ１が保存されている。

【０１０８】カウンタ値が０の時、シンドローム係数出
力セレクタ２２５−ｉはシンドローム係数ＳＬ〜Ｓ１と
して、第１〜第Ｌ段帰還シフトレジスタ２２２−１−ｉ
〜２２２−Ｌ−ｉの出力を誤り位置多項式・誤り数値多
項式導出部３に出力する。本発明ではＬ段の帰還シフト
レジスタを採用することによって、Ｌクロックで第１〜
第Ｌ受信符号語のシンドローム係数更新ループを１回処
理している。

【０１０９】シンドローム計算部２はＭ＊（Ｋ−１）回
のガロア体定数乗算を行っている。従来の技術のＬ個の
シンドローム計算部（図２２参照）はＬ＊（Ｋ−１）回
のガロア体定数乗算を行っている。符号語数Ｌと並列処
理数Ｍとが同じ場合、従来の技術及び本発明のシンドロ
ーム計算部は同じクロック周波数で実現することがで
き、ガロア体定数乗算回数も同じになる。

【０１１０】しかしながら、本発明ではシンドローム係
数更新前処理部２１において、複数のガロア体定数乗算
に共通する演算を共有することによって、回路規模の削
減を図っている。

【０１１１】並列処理を行わない場合、シンドローム計
算部２は従来の技術のシンドローム計算部に対して、高
々Ｌ−１個のシフトレジスタを付加するだけでＬ符号語
のシンドローム計算を実現することができ、回路規模を
大幅に削減することができる。

【０１１２】誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部３
は第１〜第Ｌ符号語用誤り位置多項式・誤り数値多項式
導出部３１−１〜３１−Ｌから構成されている。第１〜
第Ｌ符号語用誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部３
１−１〜３１−Ｌには、図１に示すように、それぞれシ
ンドローム係数Ｓ１〜ＳＬが入力される。

【０１１３】第１〜第Ｌ符号語用誤り位置多項式・誤り
数値多項式導出部３１−１〜３１−ＬはそれぞれＥｕｃ
ｌｉｄ互除法アルゴリズム等を用いて、第１〜第Ｌ符号
語用誤り位置多項式σ１〜σＬと第１〜第Ｌ符号語用誤
り数値多項式ω１〜ωＬとを導出し、誤り位置・誤り数
値計算部４に出力する。第１符号語用誤り位置多項式σ
１及び第１符号語用誤り数値多項式ω１は（１５）式及
び（１６）式で定義される。Ｅｕｃｌｉｄ互除法アルゴ
リズムについては上述した文献に記載されている。

【０１１４】誤り位置・誤り数値計算部４は誤り位置多
項式係数・誤り数値多項式係数から誤り位置、誤り数値
を導出し、誤り訂正部６に出力する。ここで、誤り位置
多項式σから奇数次成分を取出した誤り数値分母多項式
σ_odd を導入する。第１符号語用誤り数値分母多項式σ
１_odd は（１７）式で定義される。第２〜第Ｌ符号語用
誤り数値分母多項式σ２_odd 〜σＬ_odd も、第１符号語
用誤り数値分母多項式σ１_odd と同様にして定義するこ
とができる。

【０１１５】第１符号語用誤り位置多項式σ１にαのべ
き乗α^j （ｊ＝１，……，Ｎ）を逐次代入していき、σ
（α^j ）＝０となった場合、第１受信符号語のＮ−ｊ次
成分Ｙ１_N-j に誤りが生じたと分かる。このように、α
のべき乗を逐次代入して解を求める方法をＣｈｉｅｎ解
法と呼ぶ。誤り位置多項式から誤り位置を導出すること
ができる理論的な背景については、上述した文献に記載
されている。

【０１１６】また、Ｎ−ｊ次成分Ｙ１_N-j に生じた誤り
値はω１（α^j ）／σ１_odd （α^j）で表される。誤り
値分子ω１（α^j ）及び誤り値分母σ_odd （α^j ）はＣ
ｈｉｅｎ解法を使って求められる。

【０１１７】図６は図１の誤り位置・誤り数値計算部４
の構成を示すブロック図である。図６において、誤り位
置・誤り数値計算部４は誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１
と、誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２と、誤り数値分
子Ｃｈｉｅｎ解法部４３と、誤り位置判定回路４４と、
ガロア体除算回路４５と、カウンタ４６とから構成され
ている。

【０１１８】カウンタ４６は誤り位置多項式係数σ１〜
σＬ、誤り数値多項式係数ω１〜ωＬが入力される時、
０にリセットされる。以降、カウンタ４６はクロック毎
にカウンタ値をインクリメントする。

【０１１９】図７は図６の誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部４
１の構成を示すブロック図である。図７において、誤り
位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１は０次〜Ｋ／２次成分計算部
４１１−１〜４１１−（Ｋ／２）と、第１〜第Ｍガロア
体加算器４１２−１〜４１２−Ｍとから構成されてい
る。

【０１２０】図８は図７のｉ次成分計算部４１１−ｉの
構成を示すブロック図である。図８において、ｉ次成分
計算部４１１−ｉは第１〜第Ｌ段帰還シフトレジスタ４
１１１−１−ｉ〜４１１１−Ｌ−ｉと、帰還シフトレジ
スタ入力信号セレクタ４１１２−ｉと、Ｍ並列ガロア体
乗算器４１１３−ｉとから構成されている。尚、図示し
ていないが、０次〜Ｋ／２次成分計算部４１１−１〜４
１１−（Ｋ／２）はｉ次成分計算部４１１−ｉと同様の
構成及び動作となっている。

【０１２１】これら図７及び図８を用いて誤り位置Ｃｈ
ｉｅｎ解法部４１の動作について説明する。カウンタ値
が０〜Ｌ−１の時、帰還シフトレジスタ入力信号セレク
タ４１１２−ｉは、順次、第１〜第Ｌ符号語用第ｉ次誤
り位置多項式係数σ１_i 〜σＬ_i を第Ｌ段帰還シフトレ
ジスタ４１１１−Ｌ−ｉに出力する。

【０１２２】カウンタ値が０〜Ｌ−１以外の時、帰還シ
フトレジスタ入力信号セレクタ４１１２−ｉは第Ｌ−１
段帰還シフトレジスタ４１１１−（Ｌ−１）−ｉの出力
を第Ｌ段帰還シフトレジスタ４１１１−Ｌ−ｉに出力す
る。第Ｌ段帰還シフトレジスタ４１１１−Ｌ−ｉは入力
信号を１クロック遅延させ、Ｍ並列ガロア体乗算器４１
１３−ｉに出力する。

【０１２３】Ｍ並列ガロア体乗算器４１１３−ｉの入力
信号をＩＮＭＵＬＴとおくと、Ｍ並列ガロア体乗算器４
１１３−ｉは（１８−１）〜（１８−Ｍ）式に示す処理
を行い、σＭＵＬ１_i 〜σＭＵＬＭ_i を第１〜第Ｍガロ
ア体加算器４１２−１〜４１２−Ｍに出力する。

【０１２４】１個のガロア体定数乗算はＤビット入力、
Ｄビット出力の組合せ回路で実現することができる。Ｍ
並列ガロア体乗算器４１１３−ｉはＭ個のガロア体定数
乗算を行っているため、Ｍ個のＤビット入力、Ｄビット
出力の組合せ回路で実現することができる。

【０１２５】しかしながら、本発明の実施の形態ではＭ
並列ガロア体乗算器４１１３−ｉをＤビット入力、Ｄ＊
Ｍビット出力の組合せ回路で実現している。この場合、
Ｍ個のガロア体定数乗算に共通する演算を共有すること
ができ、大幅に回路規模及び消費電力を削減することが
できる。

【０１２６】Ｍ並列ガロア体乗算器４１１３−ｉの出力
σＭＵＬＭｉは２分岐され、第１段帰還シフトレジスタ
４１１１−１−ｉにも出力される。第１〜第Ｌ段帰還シ
フトレジスタ４１１１−１−ｉ〜４１１１−Ｌ−ｉはク
ロック毎にシフトレジスタ内容をシフトして行く。カウ
ンタ値が１の時、σＭＵＬＭ_i はσ１_i ＊α^M*i とな
る。σ１_i ＊α^M*i は第１〜第Ｌ段帰還シフトレジスタ
４１１１−１−ｉ〜４１１１−Ｌ−ｉをシフトしてい
き、カウンタ値Ｌ＋１の時、Ｍ並列ガロア体乗算器４１
１３−ｉに入力される。この時、σＭＵＬＭ_i はσ１_i
＊α^2*M*i となる。

【０１２７】同様に、カウンタ値Ｌの時の出力σＭＵＬ
Ｍ_i はσＬ_i ＊α^M*i となり、カウンタ値が２＊Ｌの
時、出力σＭＵＬＭ_i はσＬ_i ＊α^2*M*i となる。本発
明の実施の形態ではＬ段の帰還シフトレジスタを用いる
ことによって、ＬクロックでＬ個の符号語の処理を行っ
ている。カウンタ値がＪ＊Ｌ＋Ｃ（Ｃ＝１，…，Ｌ）の
時の、Ｍ並列ガロア体乗算器４１１３−ｉの出力は（１
９−１）〜（１９−Ｍ）式で表される。

【０１２８】第ｉガロア体加算器４１２−ｉは０次〜Ｋ
／２次成分計算部４１１−１〜４１１−（Ｋ／２）から
出力されたσＭＵＬｉ₀ 〜σＭＵＬｉ_k/2 を入力とし、
加算結果σＳＵＭｉを誤り位置判定回路４４に出力す
る。

【０１２９】同様に、第１〜第Ｍガロア体加算器４１２
−１〜４１２−Ｍは加算結果σＳＵＭ１〜σＳＵＭＭを
誤り位置判定回路４４に出力する。カウンタ値がＪ＊Ｌ
＋Ｃ（Ｃ＝１，…，Ｌ）の時、出力σＳＵＭ１〜σＳＵ
ＭＭは（２０−１）〜（２０−Ｍ）式で表される。

【０１３０】誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２は第１
〜第Ｌ符号語用誤り数値分母多項式σ１_odd 〜σＬ_odd
の係数（σ１₁ ，σ１₃ ，……，σ１_k/2-1 ）〜（σＬ
₁ ，σＬ₃ ，……，σＬ_k/2-1 ）を入力とし、σ_odd Ｓ
ＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭＭをガロア体除算回路４５に出力
する。カウンタ値がＪ＊Ｌ＋Ｃ（Ｃ＝１，…，Ｌ）の
時、σ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭＭは（２１−１）〜
（２１−Ｍ）式で表される。

【０１３１】誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３は第１
〜第Ｌ符号語用誤り数値多項式ω１〜ωＬの係数（ω１
₁ ，ω１₂ ，……，ω１_k/2-1 ）〜（ωＬ₁ ，ωＬ₂ ，
……，ωＬ_k/2-1 ）を入力とし、ωＳＵＭ１〜ωＳＵＭ
Ｍをガロア体除算回路４５に出力する。カウンタ値がＪ
＊Ｌ＋Ｃ（Ｃ＝１，…，Ｌ）の時、ωＳＵＭ１〜ωＳＵ
ＭＭは（２２−１）〜（２２−Ｍ）式で表される。

【０１３２】（２０−１）〜（２０−Ｍ）式と、（２１
−１）〜（２１−Ｍ）式と、（２２−１）〜（２２−
Ｍ）式とから、誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２及び
誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３は誤り位置Ｃｈｉｅ
ｎ解法部４１と同様のアーキテクチャで実現することが
できる。

【０１３３】ガロア体除算回路４５はωＳＵＭ１〜ωＳ
ＵＭＭとσ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭＭとの除算を行
い、除算結果ＥＶ１〜ＥＶＭを誤り位置判定回路４４に
出力する。カウンタ値がＪ＊Ｌ＋Ｃ（Ｃ＝１，…，Ｌ）
の時、除算結果ＥＶ１〜ＥＶＭは（２３−１）〜（２３
−Ｍ）式で表される。

【０１３４】誤り位置判定回路４４は入力信号σＳＵＭ
１〜σＳＵＭＭから誤り位置を判定する。（２０−１）
〜（２０−Ｍ）式と（２３−１）〜式（２３−Ｍ）式と
から、カウンタ値がＪ＊Ｌ＋Ｃ（Ｃ＝１，…，Ｌ）の
時、σＳＵＭｉ＝０の場合、第Ｃ符号語のＮ−Ｍ＊Ｊ次
成分ＹＣ_N-M*J に誤り値ＥＶｉの誤りが発生したと判定
することができる。この時、誤り位置判定回路４４は誤
り位置Ｎ−Ｍ＊Ｊと誤り値ＥＶｉとを誤り訂正回路６に
出力する。

【０１３５】誤り位置・誤り数値計算部４は（５Ｋ／４
−１）＊Ｍ回のガロア体定数乗算を行っている。従来の
技術のＬ個の誤り位置・誤り数値計算部は（５Ｋ／４−
１）＊Ｌ回のガロア体定数乗算を行っている。符号語数
Ｌと並列処理数Ｍとが同じ場合、従来の技術及び本発明
の実施の形態のシンドローム計算部は同じクロック周波
数で実現することができ、ガロア体定数乗算回数も同じ
になる。

【０１３６】しかしながら、本発明の実施の形態では誤
り位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１と、誤り数値分母Ｃｈｉｅ
ｎ解法部４２と、誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３と
において、複数のガロア体定数乗算に共通する演算を共
有することによって、回路規模の削減を図っている。

【０１３７】並列処理を行わない場合、誤り位置・誤り
数値計算部４は従来の技術の誤り位置・誤り数値計算部
に対して、高々Ｌ−１個のシフトレジスタを付加するだ
けでＬ符号語の誤り位置・誤り数値を導出することがで
き、回路規模を大幅に削減することができる。

【０１３８】誤り位置多項式係数・誤り数値多項式係数
から誤り位置、誤り数値を導出し、誤り訂正部６に出力
する。誤り訂正部６は誤り位置・誤り数値計算部４から
入力された誤り位置と誤り数値とを基に、受信符号語保
存部５に保存された受信符号語を訂正し、訂正符号語を
外部へ出力する。

【０１３９】従来の技術では複数の符号語を同時に復号
する場合、符号語毎に復号器を割り当てていたが、本発
明の実施の形態では一つの復号器１で複数の符号語を同
時に復号することによって、大幅に回路規模及び消費電
力を削減している。

【０１４０】本発明の実施の形態の第１の特徴はＬ符号
を同時に復号する場合、従来の技術の回路構成に対し
て、シンドローム計算部２でＬ−１個のシフトレジスタ
を、誤り位置・誤り数値計算部４でＬ−１個のシフトレ
ジスタを加えるだけで実現することができ、回路規模を
大幅に削減することができることである。

【０１４１】本発明の実施の形態の第２の特徴は並列処
理を行う場合、シンドローム計算及び誤り位置・誤り数
値計算で行う並列ガロア体定数乗算に共通する演算を共
有することによって、従来の技術に比べて回路規模及び
消費電力を大幅に削減することができることである。

【０１４２】上述した例ではＢＣＨ符号の一種であるリ
ードソロモン符号の復号回路について説明したが、一般
のＢＣＨ符号の復号回路も、リードソロモン符号の復号
回路と同様の回路構成で実現することができる。したが
って、本発明の実施の形態はＢＣＨ符号一般に適用する
ことができる。

【０１４３】次に、本発明の実施例について図面を参照
して説明する。図９は本発明の一実施例による復号回路
の構成を示すブロック図である。図９において、本発明
の一実施例による復号回路は符号長２５５バイト、冗長
検査信号１６バイト、並列処理数３、符号語数２とした
場合の構成例を示している。

【０１４４】復号器１はシンドローム計算部２と、誤り
位置多項式・誤り数値多項式導出部３と、誤り位置・誤
り数値計算部４と、受信符号語保存部５と、誤り訂正部
６とから構成され、第１及び第２受信符号語を入力して
復号処理を行い、第１及び第２訂正符号語を出力する。

【０１４５】シンドローム計算部２は第１及び第２受信
符号語Ｙ１，Ｙ２を入力とし、第１受信符号語Ｙ１のシ
ンドローム多項式Ｓ１の係数Ｓ１₀ 〜Ｓ１₁₅、第２受信
符号語Ｙ２のシンドローム多項式Ｓ２の係数Ｓ２₀ 〜Ｓ
２₁₅を出力する。

【０１４６】図１０は図９のシンドローム計算部２の構
成を示すブロック図である。図１０において、シンドロ
ーム計算部２は第０〜第１５次シンドローム係数計算部
２２−０〜２２−１５と、シンドローム係数更新前処理
部２１と、カウンタ２３とから構成されている。

【０１４７】図１１は本発明の一実施例における第１及
び第２受信符号語Ｙ１，Ｙ２のフレームフォーマットを
示す図であり、図１２は本発明の一実施例における第ｉ
次シンドローム係数更新信号ＵＰ_i の出力フォーマット
を示す図である。図１１において、第１及び第２受信符
号語Ｙ１，Ｙ２は３並列信号Ｉ₂ ，Ｉ₁ ，Ｉ₀ としてシ
ンドローム計算部２に入力される。

【０１４８】シンドローム計算部２のシンドローム係数
更新前処理部２１は３並列信号Ｉ₂，Ｉ₁ ，Ｉ₀ を入力
とし、第０〜第１５次シンドローム係数更新信号ＵＰ_i
（ｉ＝０，……，１５）を第０から第１５次シンドロー
ム係数計算部２２−０〜２２−１５に出力する。

【０１４９】カウンタ２３は受信符号語の先頭が入力さ
れる時、０にリセットされる。以降、カウンタ２３はク
ロック毎にカウンタ値をインクリメントする。カウンタ
２３は第０から第１５次シンドローム係数計算部２２−
０〜２２−１５にカウンタ値を出力する。

【０１５０】第０〜第１５次シンドローム係数計算部２
２−０〜２２−１５はカウンタ値及び第０〜第１５次シ
ンドローム係数更新信号ＵＰ₀ 〜ＵＰ₁₅を入力とし、シ
ンドローム係数Ｓ１₀ 〜Ｓ１₁₅，Ｓ２₀ 〜Ｓ２₁₅を出力
する。

【０１５１】図１３は図１０の第ｉ次シンドローム係数
計算部２２−ｉの構成を示すブロック図である。図１３
において、第ｉ次シンドローム係数計算部２２−ｉはガ
ロア体加算器２２１−ｉと、第１段帰還シフトレジスタ
２２２−ｉと、第２段帰還シフトレジスタ２２３−ｉ
と、ガロア体定数乗算器２２５−ｉと、ガロア体定数乗
算器入力信号セレクタ２２６−ｉと、シンドローム係数
出力セレクタ２２７−ｉとから構成されている。

【０１５２】ガロア体加算器２２１−ｉは第ｉ次シンド
ローム係数更新信号ＵＰ_i とガロア体定数乗算器２２５
−ｉの出力とを入力とし、加算結果を第１段帰還シフト
レジスタ２２２−ｉへ出力する。

【０１５３】第１段帰還シフトレジスタ２２２−ｉはガ
ロア体加算器２２１−ｉの出力を入力とし、入力信号を
１クロック遅延させて第２段帰還シフトレジスタ２２３
−ｉとシンドローム係数出力セレクタ２２７−ｉとに出
力する。第２段帰還シフトレジスタ２２３−ｉは第１段
帰還シフトレジスタ２２２−ｉの出力を入力とし、入力
信号を１クロック遅延させてガロア体定数乗算器入力信
号セレクタ２２６−ｉに出力する。

【０１５４】シンドローム係数出力セレクタ２２７−ｉ
は第１段帰還シフトレジスタ２２２−ｉの出力と、第２
段帰還シフトレジスタ２２３−ｉの出力とを入力とし、
シンドローム係数Ｓ１_i ，Ｓ２_i を誤り位置多項式・誤
り数値多項式導出部３に出力する。

【０１５５】ガロア体定数乗算器入力信号セレクタ２２
６−ｉはカウンタ値と、第２段帰還シフトレジスタ２２
３−ｉの出力と定数０とを入力とし、カウンタ値によっ
て第２段帰還シフトレジスタ２２３−ｉの出力と定数０
とのどちらか一方を選択し、ガロア体定数乗算器２２５
−ｉに出力する。

【０１５６】ガロア体定数乗算器２２５−ｉはガロア体
定数乗算器入力信号セレクタ２２６−ｉの出力を入力と
し、定数乗算結果をガロア体加算器２２１−ｉへ出力す
る。尚、図示していないが、第０〜第１５次シンドロー
ム係数計算部２２−０〜２２−１５は上記の第ｉ次シン
ドローム係数計算部２２−ｉと同様の構成及び動作とな
っている。

【０１５７】誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部３
は第１及び第２符号語用誤り位置多項式・誤り数値多項
式導出部３１−１，３１−２から構成されている。第１
符号語用誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部３１−
１はシンドローム係数Ｓ１₀〜Ｓ１₁₅を入力とし、第１
符号語用誤り位置多項式σ１、第１符号語用誤り数値多
項式ω１の係数σ１₀ 〜σ１₈ 、ω１₀ 〜ω１₇ を誤り
位置・誤り数値計算部４に出力する。

【０１５８】第２符号語用誤り位置多項式・誤り数値多
項式導出部３１−２はシンドローム係数Ｓ２₀ 〜Ｓ２₁₅
を入力とし、第２符号語用誤り位置多項式σ２、第２符
号語用誤り数値多項式ω２の係数σ２₀ 〜σ２₈ 、ω２
₀ 〜ω２₇ を誤り位置・誤り数値計算部４に出力する。

【０１５９】誤り位置・誤り数値計算部４は第１符号語
用誤り位置多項式σ１₀ 〜σ１₈ 、第１符号語用誤り数
値多項式係数ω１₀ 〜ω１₇ 、第２符号語用誤り位置多
項式σ２₀ 〜σ２₈ 、第２符号語用誤り数値多項式係数
ω２₀ 〜ω２₇ を入力とし、誤り位置・誤り数値を誤り
訂正部６に出力する。

【０１６０】図１４は図９の誤り位置・誤り数値計算部
４の構成を示すブロック図である。図１４において、誤
り位置・誤り数値計算部４は誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部
４１と、誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２と、誤り数
値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３と、誤り位置判定回路４４
と、ガロア体除算回路４５と、カウンタ４６とから構成
されている。

【０１６１】カウンタ４６は第１符号語用誤り位置多項
式σ１₀ 〜σ１₈ 、第１符号語用誤り数値多項式係数ω
１₀ 〜ω１₇ 、第２符号語用誤り位置多項式σ２₀ 〜σ
２₈、第２符号語用誤り数値多項式係数ω２₀ 〜ω２₇
が入力される時、０にリセットされる。以降、カウンタ
４６はクロック毎にカウンタ値をインクリメントする。
カウンタ４６は誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１、誤り数
値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２、誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ
解法部４３、誤り位置判定回路４４にそれぞれカウンタ
値を出力する。

【０１６２】誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１はカウンタ
値、第１符号語用誤り位置多項式σ１₀ 〜σ１₈ 、第２
符号語用誤り位置多項式σ２₀ 〜σ２₈ を入力とし、誤
り位置多項式σ１，σ２に原始元αのべき乗を逐次代入
して得た演算結果σＳＵＭ１〜σＳＵＭ３を誤り位置判
定回路４４に出力する。

【０１６３】図１５は図１４の誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法
部４１の構成を示すブロック図である。図１５におい
て、誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１は０次〜８次成分計
算部４１１〜４１８と、第１〜第３ガロア体加算器４１
９〜４２１とから構成されている。

【０１６４】図１６は図１５のｉ次成分計算部４１ｉの
構成を示すブロック図である。図１６において、第ｉ次
成分計算部４１ｉは第１及び第２段帰還シフトレジスタ
４１ｉ１，４１ｉ２と、帰還シフトレジスタ入力信号セ
レクタ４１ｉ３と、３並列ガロア体乗算器４１ｉ４とか
ら構成されている。

【０１６５】帰還シフトレジスタ入力信号セレクタ４１
ｉ３はカウンタ値、第１及び第２符号語の誤り位置多項
式係数のｉ次成分σ１_i ，σ２_i 及び第１段帰還シフト
レジスタ４１ｉ１の出力を入力とし、カウンタ値によっ
て入力信号の内の１つを選択し、第２段帰還シフトレジ
スタ４１ｉ２に出力する。

【０１６６】第２段帰還シフトレジスタ４１ｉ２は帰還
シフトレジスタ入力信号セレクタ４１ｉ３の出力を入力
とし、入力信号を１クロック遅延させ、３並列ガロア体
乗算器４１ｉ４に出力する。

【０１６７】３並列ガロア体乗算器４１ｉ４は第２段帰
還シフトレジスタ４１ｉ２の出力を入力とし、３個のガ
ロア体定数乗算を行い、乗算結果σＭＵＬＴ１_i 〜σＭ
ＵＬＴ３_i を第１〜第３ガロア体加算器４１９〜４２１
へ出力する。σＭＵＬＴ３_iは２分岐され、第１段帰還
シフトレジスタ４１ｉ１にも入力される。

【０１６８】第１段帰還シフトレジスタ４１ｉ１は入力
信号σＭＵＬＴ３_i を１クロック遅延させ、帰還シフト
レジスタ入力信号セレクタ４１ｉ３に出力する。尚、図
示していないが、０次〜８次成分計算部４１１〜４１８
は上記のｉ次成分計算部４１ｉと同様の構成及び動作と
なっている。

【０１６９】第１ガロア体加算器４１９は０次〜８次成
分計算部４１１〜４１８の出力σＭＵＬＴ１₀ 〜σＭＵ
ＬＴ１₈ を入力とし、加算結果σＳＵＭ１を誤り位置判
定回路４４へ出力する。第２ガロア体加算器４２０は０
次〜８次成分計算部４１１〜４１８の出力σＭＵＬＴ２
₀ 〜σＭＵＬＴ２₈ を入力とし、加算結果σＳＵＭ２を
誤り位置判定回路４４へ出力する。第３ガロア体加算器
４２１は０次〜８次成分計算部４１１〜４１８の出力σ
ＭＵＬＴ３₀ 〜σＭＵＬＴ３₈ を入力とし、加算結果σ
ＳＵＭ３を誤り位置判定回路４４へ出力する。

【０１７０】誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２はカウ
ンタ値、誤り位置多項式の奇数次係数σ１₁ ，σ１₃ ，
σ１₅ ，σ１₇ 、σ２₁ ，σ２₃ ，σ２₅ ，σ２₇ を入
力とし、誤り位置多項式の奇数次成分に原始元αのべき
乗を逐次代入して得た演算結果σ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd
ＳＵＭ３をガロア体除算回路４５に出力する。

【０１７１】誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３はカウ
ンタ値、誤り位置多項式係数ω１₀〜ω１₇ ，ω２₀ 〜
ω２₇ を入力とし、誤り位置多項式係数に原始元αのべ
き乗を逐次代入して得た演算結果ωＳＵＭ１〜ωＳＵＭ
３をガロア体除算回路４５に出力する。

【０１７２】ガロア体除算回路４５は誤り数値分母Ｃｈ
ｉｅｎ解法部４２の出力σ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭ
３及び誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３の出力ωＳＵ
Ｍ１〜ωＳＵＭ３を入力とし、それらの除算を行って得
た除算結果ＥＶ１〜ＥＶ３を誤り位置判定回路４４へ出
力する。

【０１７３】誤り位置判定回路４４はカウンタ値、誤り
位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１の出力σＳＵＭ１〜σＳＵＭ
３、ガロア体除算回路４５の出力ＥＶ１〜ＥＶ３を基
に、誤り位置及び誤り数値を算出し、誤り位置及び誤り
数値を訂正回路６に出力する。

【０１７４】第１及び第２受信符号語Ｙ１，Ｙ２は図１
１に示すフレームフォーマットにしたがって３並列信号
Ｉ₂ ，Ｉ₁ ，Ｉ₀ として受信符号語保存部５に入力され
る。受信符号語保存部５はシンドローム計算部２、誤り
位置多項式・誤り数値多項式導出部３、誤り位置・誤り
数値計算部４によって誤り位置及び誤り数値が判定され
るまで、入力された第１及び第２受信符号語Ｙ１，Ｙ２
を保存する。保存された第１及び第２受信符号語Ｙ１，
Ｙ２は誤り訂正部６に出力される。

【０１７５】誤り訂正部６は誤り位置・誤り数値計算部
４から出力された誤り位置及び誤り数値と受信符号語保
存部５から出力された第１及び第２受信符号語Ｙ１，Ｙ
２とを入力とし、第１及び第２訂正符号語を外部へ出力
する。

【０１７６】これら図９〜図１６を参照して本発明の一
実施例による復号器１の符号長２５５バイト、冗長検査
信号１６バイト、並列処理数３、符号語数２とした場合
の動作について説明する。

【０１７７】ガロア体の原始多項式はｘ⁸ ＋ｘ⁴ ＋ｘ³
＋ｘ² ＋１、原始元はαとする。生成多項式Ｇ（ｘ）
は、 Ｇ（ｘ）＝（ｘ−１）（ｘ−α² ）……（ｘ−α¹⁵） ……（２４） とする。

【０１７８】図９には本実施例におけるリードソロモン
復号回路（復号器）１の構成を示している。この図９に
おいて、リードソロモン復号回路１は第１及び第２受信
符号語を入力して復号処理を行い、第１及び第２訂正符
号語を出力する。

【０１７９】リードソロモン復号回路１はシンドローム
計算部２と、誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部３
と、誤り位置・誤り数値計算部４と、受信符号語保存部
５と、誤り訂正部６とから構成されている。

【０１８０】シンドローム計算部２は第１及び第２受信
符号語Ｙ１，Ｙ２を入力とし、第１受信符号語Ｙ１のシ
ンドローム多項式Ｓ１の係数Ｓ１₀ 〜Ｓ１₁₅、第２受信
符号語Ｙ２のシンドローム多項式Ｓ２の係数Ｓ２₀ 〜Ｓ
２₁₅を出力する。

【０１８１】シンドローム多項式Ｓ１の係数Ｓ１₀ 〜Ｓ
１₁₅は、 Ｓ１_i ＝Ｙ１（αⁱ ） ＝Ｙ１₀ ＋Ｙ１₁ αⁱ ＋Ｙ１₂ α²ⁱ＋……＋Ｙ１₂₅₄ α²⁵⁴ⁱ ……（２５） ｉ＝０〜１５ で定義される。

【０１８２】本実施例では、 Ｕ１_ij＝Ｙ１_3*j-1 α^2*i ＋Ｙ１_3*j-2 αⁱ ＋Ｙ１_3*(j-1) Ｕ２_ij＝Ｙ２_3*j-1 α^2*i ＋Ｙ２_3*j-2 αⁱ ＋Ｙ２_3*(j-1) ……（２６） で定義されるシンドローム係数を受信符号語Ｙ１，Ｙ２
に対して３次づつ順次計算していくためには、 Ｓ１_i ←（Ｓ１_i α^3*i ＋Ｕ１_ij） Ｓ２_i ←（Ｓ２_i α^3*i ＋Ｕ２_ij） ……（２７） ｉ＝０〜１５，ｊ＝８５〜１ と計算していけばよい。

【０１８３】図１０にはシンドローム計算部２の構成を
示している。この図１０において、シンドローム計算部
２は第０〜第１５次シンドローム係数計算部２２−０〜
２２−１５と、シンドローム係数更新前処理部２１と、
カウンタ２３とから構成されている。

【０１８４】第１及び第２受信符号語は、図１１に示す
フレームフォーマットにしたがって入力される。図中の
Ｙ１_j は第１符号語の第ｊ次成分を表している。Ｙ２_j
は第２符号語の第ｊ次成分を表している。本発明の一実
施例では２符号語を同時に処理するため、第１及び第２
符号語が３バイトづつ高次成分から順々にシンドローム
計算部２へ入力される。

【０１８５】つまり、最初の２クロックで、第１及び第
２符号語の２５４成分から２５２成分（Ｙ１₂₅₄ ，Ｙ１
₂₅₃ ，Ｙ１₂₅₂ ），（Ｙ２₂₅₄ ，Ｙ２₂₅₃ ，Ｙ２₂₅₂ ）
が入力され、次の２クロックで、第１及び第２符号語の
２５１成分から２４９成分（Ｙ１₂₅₁ ，Ｙ１₂₅₀ ，Ｙ１
₂₄₉ ），（Ｙ２₂₅₁ ，Ｙ２₂₅₀ ，Ｙ２₂₄₉ ）が入力され
る。３並列入力信号を高次成分から順にＩ₂ ，Ｉ₁ ，Ｉ
₀ と名付ける。

【０１８６】３並列入力信号Ｉ₂ ，Ｉ₁ ，Ｉ₀ はクロッ
クに同期されてシンドローム係数更新前処理部２１に入
力される。シンドローム係数更新前処理部２１は（２
６）式に示す前処理を行う。具体的には、入力信号
Ｉ₂ ，Ｉ₁ ，Ｉ₀ に対し、 ＵＰ₀ ＝Ｉ₂ ＋Ｉ₁ ＋Ｉ₀ ……（２８．０） ＵＰ₁ ＝Ｉ₂ α² ＋Ｉ₁ α＋Ｉ₀ ……（２８．１） ＵＰ₂ ＝Ｉ₂ α⁴ ＋Ｉ₁ α² ＋Ｉ₀ ……（２８．２） ・ ・ ・ ＵＰ₁₅＝Ｉ₂ α³⁰＋Ｉ₁ α¹⁵＋Ｉ₀ ……（２８．１５） の処理を行い、第０〜第１５次シンドローム係数更新信
号ＵＰ_i （ｉ＝０，……，１５）を第０から第１５次シ
ンドローム係数計算部２２−０〜２２−１５に出力す
る。図１２には第ｉ次シンドローム係数更新信号ＵＰ_i
の出力フォーマットを示している。

【０１８７】入力信号Ｉ₂ に着目すると、入力信号Ｉ₂
に対して（２８．０）〜（２８．１５）式の処理中で１
５個のガロア体定数乗算が行われている。乗算するガロ
ア体定数はα² ，α⁴ ，α⁶ ，……，α³⁰である。１個
のガロア体定数乗算は８ビット入力、８ビット出力のＸ
ＯＲ（排他的論理和）から構成される組合せ回路で実現
することができる。８ビット入力、８ビット出力ガロア
体定数乗算回路の入力信号をＩＢ（７）〜ＩＢ（０）、
出力信号をＯＢ（７）〜ＯＢ（０）とすると、α² 乗算
は、 ＯＢ（７）＝ＩＢ（５） ＯＢ（６）＝ＩＢ（４） ＯＢ（５）＝ＩＢ（３）ｘｏｒＩＢ（７） ＯＢ（４）＝ＩＢ（２）ｘｏｒＩＢ（６）ｘｏｒＩＢ（７） ＯＢ（３）＝ＩＢ（１）ｘｏｒＩＢ（６）ｘｏｒＩＢ（７） ＯＢ（２）＝ＩＢ（０）ｘｏｒＩＢ（６） ＯＢ（１）＝ＩＢ（７） ＯＢ（０）＝ＩＢ（６） ……（２９） で表される。

【０１８８】また、α⁴ 乗算は、 ＯＢ（７）＝ＩＢ（３）ｘｏｒＩＢ（７） ＯＢ（６）＝ＩＢ（２）ｘｏｒＩＢ（６）ｘｏｒＩＢ（７） ＯＢ（５）＝ＩＢ（１）ｘｏｒＩＢ（５）ｘｏｒＩＢ（６） ｘｏｒＩＢ（７） ＯＢ（４）＝ＩＢ（０）ｘｏｒＩＢ（４）ｘｏｒＩＢ（５） ｘｏｒＩＢ（６） ＯＢ（３）＝ＩＢ（４）ｘｏｒＩＢ（５）ｘｏｒＩＢ（７） ＯＢ（２）＝ＩＢ（４）ｘｏｒＩＢ（６） ＯＢ（１）＝ＩＢ（５） ＯＢ（０）＝ＩＢ（４） ……（３０） で表される。

【０１８９】（２９）式及び（２３）式を見ると、α²
乗算とα⁴ 乗算で「ＩＢ（３）ｘｏｒＩＢ（７）」等の
共通する演算があることが分かる。同様に、１５個のα
² ，α⁴ ，α⁶ ，……，α³⁰乗算の演算中には共通する
演算が多くある。本実施例ではα² ，α⁴ ，α⁶ ，…
…，α³⁰乗算の演算のなかの共通する演算を共有し、８
ビット入力、８＊１５ビット出力のＸＯＲから構成され
る組合せ回路で１５個のガロア体定数乗算を実現するこ
とによって、大幅な回路規模の削減を図っている。

【０１９０】カウンタ２３は第１受信符号語の先頭（Ｙ
１₂₅₄ ，Ｙ１₂₅₃ ，Ｙ１₂₅₂ ）がシンドローム係数更新
前処理部２１に入力される時、０にリセットされる。以
降、カウンタ２３はクロック毎にカウンタ値をインクリ
メントする。カウンタ２３は第０から第１５次シンドロ
ーム係数計算部２２−０〜２２−１５にカウンタ値を出
力する。

【０１９１】第０〜第１５次シンドローム係数計算部２
２−０〜２２−１５は（２７）式にしたがってシンドロ
ーム係数を順次計算する。図１３には第ｉ次シンドロー
ム係数計算部２２−ｉの構成を示している。第ｉ次シン
ドローム係数計算部２２−ｉはガロア体加算器２２１−
ｉと、第１及び第２段帰還シフトレジスタ２２２−ｉ，
２２３−ｉと、ガロア体定数乗算器２２５−ｉと、ガロ
ア体定数乗算器入力信号セレクタ２２６−ｉと、シンド
ローム係数出力セレクタ２２７−ｉとから構成されてい
る。

【０１９２】カウンタ値が０〜１の時、ガロア体定数乗
算器入力信号セレクタ２２６−ｉは０を出力し、カウン
タ値が０〜１以外の場合、第２段帰還シフトレジスタ２
２３−ｉの出力をガロア体定数乗算器２２５−ｉに出力
する。ガロア体定数乗算器２２５−ｉは入力信号を定数
（αⁱ ）倍し、ガロア体加算器２２１−ｉに出力する。

【０１９３】ガロア体加算器２２１−ｉはシンドローム
係数更新前処理部２１から入力された第ｉ次シンドロー
ム係数更新信号ＵＰ_i とガロア体定数乗算器入力信号セ
レクタ２２６−ｉの出力とを入力とし、加算結果を第１
段帰還シフトレジスタ２２２−ｉに出力する。第１及び
第２段帰還シフトレジスタ２２２−ｉ，２２３−ｉはク
ロック毎にシフトレジスタ内容をシフトして行く。

【０１９４】カウンタ値が０から１の時、ガロア体定数
乗算器入力信号セレクタ２２６−ｉは０を出力し、ガロ
ア体定数乗算器２２５−ｉも０を出力する。この場合、
ガロア体加算器２２１−ｉは第ｉ次シンドローム係数更
新信号ＵＰ_i をそのまま第１段帰還シフトレジスタ２２
２−ｉに出力する。

【０１９５】したがって、カウンタ値が２の時、第１段
帰還シフトレジスタ２２２−ｉにはＵ２_i,85が保存さ
れ、第２段帰還シフトレジスタ２２３−ｉにはＵ１_i,85
が保存されている。カウンタ値が２の時、ガロア体定数
乗算器入力信号セレクタ２２６−ｉは第２段帰還シフト
レジスタ２２３−ｉの出力Ｕ１_i,85をガロア体定数乗算
器２２５−ｉに出力する。

【０１９６】ガロア体定数乗算器２２５−ｉは第２段帰
還シフトレジスタ２２３−ｉの出力Ｕ１_i,85を定数（α
ⁱ ）倍し、Ｕ１_i,85＊αⁱ をガロア体加算器２２１−ｉ
に出力する。ガロア体加算器２２１−ｉはガロア体定数
乗算器２２５−ｉの出力Ｕ１ _i,85＊αⁱ と入力信号ＵＰ
_i （＝Ｕ１_i,84）とを加算する。加算結果は第１段帰還
シフトレジスタ２２２−ｉに出力され、カウンタ値が３
の時、第１段帰還シフトレジスタ２２２−ｉのシフトレ
ジスタ内容を更新する。

【０１９７】この時、第１段帰還シフトレジスタ２２２
−ｉに保存されていた内容Ｕ２_i,85は第２段帰還シフト
レジスタ２２３−ｉにシフトされる。カウンタ値が３の
時、ガロア体定数乗算器２２５−ｉは第２段帰還シフト
レジスタ２２３−ｉの出力Ｕ２_i,85を定数（αⁱ ）倍
し、Ｕ２_i,85＊αⁱ をガロア体加算器２２１−ｉに出力
する。

【０１９８】ガロア体加算器２２１−ｉはガロア体定数
乗算器２２５−ｉの出力Ｕ２_i,85＊αⁱ と入力信号ＵＰ
_i （＝Ｕ２_i,84）を加算し、加算結果を第１段帰還シフ
トレジスタ２２２−ｉに出力する。

【０１９９】上記の処理を次のフレーム先頭が入力され
るまで繰り返す。上記の処理は（２７）式の処理に他な
らない。したがって、フレームの先頭が入力された時、
第１段帰還シフトレジスタ２２２−ｉには前のフレーム
のシンドローム係数Ｓ２_i が保存されおり、第２段帰還
シフトレジスタ２２３−ｉには前のフレームのシンドロ
ーム係数Ｓ１_i が保存されている。カウンタ値が０の
時、シンドローム係数出力セレクタ２２７−ｉはシンド
ローム係数Ｓ２_i 〜Ｓ１_i として、第１及び第２段帰還
シフトレジスタ２２２−ｉ，２２３−ｉの出力を誤り位
置多項式・誤り数値多項式導出部３に出力する。

【０２００】誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部３
は第１及び第２符号語用誤り位置多項式・誤り数値多項
式導出部３１−１，３１−２から構成されている。第１
及び第２符号語用誤り位置多項式・誤り数値多項式導出
部３１−１，３１−２には、図９に示すように、それぞ
れシンドローム係数Ｓ１〜Ｓ２が入力される。

【０２０１】第１及び第２符号語用誤り位置多項式・誤
り数値多項式導出部３１−１，３１−２はそれぞれ、Ｅ
ｕｃｌｉｄ互除法アルゴリズム等を用いて、第１及び第
２符号語用誤り位置多項式σ１，σ２と第１及び第２符
号語用誤り数値多項式ω１，ω２を導出し、誤り位置・
誤り数値計算部４に出力する。

【０２０２】第１符号語用誤り位置多項式σ１及び第１
符号語用誤り数値多項式ω１は、 σ１（ｚ）＝σ１₀ ＋σ１₁ ｚ＋……＋σ１₈ ｚ⁸ ……（３１） ω１（ｚ）＝ω１₀ ＋ω１₁ ｚ＋……＋ω１₇ ｚ⁷ ……（３２） で定義される。

【０２０３】誤り位置・誤り数値計算部４は誤り位置多
項式係数・誤り数値多項式係数から誤り位置、誤り数値
を導出し、誤り訂正部６に出力する。ここで、誤り位置
多項式σから奇数次成分を取り出した誤り数値分母多項
式σ_odd を導入する。

【０２０４】第１符号語用誤り数値分母多項式σ１_odd
は、 σ１_odd （ｚ）＝σ１₁ ｚ＋σ１₃ ｚ³ ＋σ１₅ ｚ⁵ ＋σ１₇ ｚ⁷ ……（３３） で定義される。第２符号語用誤り数値分母多項式σ２
_odd も、第１符号語用誤り数値分母多項式σ１_odd と同
様にして定義することができる。

【０２０５】第１受信符号語の２５５−ｊ次成分Ｙ１
_255-j に誤りＥＶ１が生じた場合、 σ１（α^j ）＝０ ……（３４） ＥＶ１＝ω１（α^j ）／σ１_odd （α^j ） ……（３５） という式が成り立つ。（３４）式及び（３５）式が成り
立つ理論的な背景については、上述した文献に記載され
ている。

【０２０６】σ１（α^j ）、ω１（α^j ）、σ１
_odd （α^j ）は、σ１（ｚ）、ω１（ｚ）、σ１
_odd （ｚ）にαのべき乗α^j （ｊ＝１，……，Ｎ）を逐
次代入して求められる。この方法をＣｈｉｅｎ解法と呼
ぶ。

【０２０７】図１４には誤り位置・誤り数値計算部４の
構成を示している。この図１４において、誤り位置・誤
り数値計算部４は誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１と、誤
り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２と、誤り数値分子Ｃｈ
ｉｅｎ解法部４３と、誤り位置判定回路４４と、ガロア
体除算回路４５と、カウンタ４６とから構成されてい
る。

【０２０８】カウンタ４６は誤り位置多項式係数σ１₀
〜σ１₈ ，σ２₀ 〜σ２₈ 、誤り数値多項式係数ω１₀
〜ω１₇ ，ω２₀ 〜ω２₇ が入力される時、０にリセッ
トされる。以降、カウンタ４６はクロック毎にカウンタ
値をインクリメントする。

【０２０９】図１５には誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１
の構成を示している。この図１５において、誤り位置Ｃ
ｈｉｅｎ解法部４１は０次〜８次成分計算部４１１〜４
１８と、第１〜第３ガロア体加算器４１９〜４２１とか
ら構成されている。

【０２１０】図１６にはｉ次成分計算部４１ｉの構成を
示している。この図１６において、ｉ次成分計算部４１
ｉは第１段帰還シフトレジスタ４１ｉ１と、第２段帰還
シフトレジスタ４１ｉ２と、帰還シフトレジスタ入力信
号セレクタ４１ｉ３と、３並列ガロア体乗算器４１ｉ４
とから構成されている。

【０２１１】これら図１５及び図１６を参照して誤り位
置Ｃｈｉｅｎ解法部４１の動作について説明する。帰還
シフトレジスタ入力信号セレクタ４１ｉ３はカウンタ値
が０の時にσ１_i を出力し、カウンタ値が１の時にσ２
_i を出力し、カウンタ値が０〜１以外の時、第１段帰還
シフトレジスタ４１ｉ１の出力を出力する。

【０２１２】帰還シフトレジスタ入力信号セレクタ４１
ｉ３の出力は第２段帰還シフトレジスタ４１ｉ２に入力
される。第２段帰還シフトレジスタ４１ｉ２は入力信号
を１クロック遅延させ、３並列ガロア体乗算器４１ｉ４
に出力する。

【０２１３】３並列ガロア体乗算器４１ｉ４の入力信号
をＩＮＭＵＬＴとおくと、３並列ガロア体乗算器４１ｉ
４は、 σＭＵＬ１_i ＝ＩＮＭＵＬＴ＊αⁱ ……（３６−１） σＭＵＬ２_i ＝ＩＮＭＵＬＴ＊α²ⁱ ……（３６−２） σＭＵＬ３_i ＝ＩＮＭＵＬＴ＊α³ⁱ ……（３６−３） に示す処理を行い、σＭＵＬ１_i 〜σＭＵＬ３_i を第１
〜第３ガロア体加算器４１９〜４２１に出力する。

【０２１４】入力信号ＩＮＭＵＬＴは（３６−１）〜
（３６−３）式の処理中で３個のガロア体定数乗算を行
う。３個のガロア体定数乗算には共通する演算が多くあ
る。本発明の一実施例ではシンドローム係数更新前処理
部２１と同様に、３個の乗算演算の共通する演算を共有
し、８ビット入力、２４ビット出力の組合せ回路で３個
のガロア体定数乗算を実現することによって回路規模の
削減を図る。

【０２１５】３並列ガロア体乗算器４１ｉ４の出力σＭ
ＵＬ３_i は２分岐され、第１段帰還シフトレジスタ４１
ｉ１にも出力される。第１及び第２段帰還シフトレジス
タ４１ｉ１，４１ｉ２はクロック毎にシフトレジスタ内
容をシフトして行く。カウンタ値が１の時の出力σＭＵ
Ｌ３_i はσ１_i ＊α^3*i である。σ１_i ＊α^3*i は第１
及び第２段帰還シフトレジスタ４１ｉ１，４１ｉ２をシ
フトしていき、カウンタ値３の時、３並列ガロア体乗算
器４１ｉ４に入力される。

【０２１６】この時、σＭＵＬ３_i はσ１_i ＊α^2*3*i
となる。同様に、カウンタ値２の時の出力σＭＵＬ３_i
はσ２_i ＊α^3*i となり、カウンタ値が４の時、出力σ
ＭＵＬ３_i はσ２_i ＊α^2*3*i となる。

【０２１７】本発明の一実施例では２段の帰還シフトレ
ジスタ用いることによって、２クロックで２個の符号語
の処理を行っている。カウンタ値がＪ＊２＋Ｃ（Ｃ＝
１，２）の時の３並列ガロア体乗算器４１ｉ４の出力
は、 σＭＵＬ１_i ＝σＣ_i ＊α^(3*J+1)*i ……（３７−１） σＭＵＬ２_i ＝σＣ_i ＊α^(3*J+2)*i ……（３７−２） σＭＵＬ３_i ＝σＣ_i ＊α^(3*J+3)*i ……（３７−３） で表される。

【０２１８】第１ガロア体加算器４１９は０次〜８次成
分計算部４１１〜４１８から出力されたσＭＵＬ１₀ 〜
σＭＵＬ１₈ を入力とし、加算結果σＳＵＭ１を誤り位
置判定回路４４に出力する。同様に、第２及び第３ガロ
ア体加算器４２０〜４２１は加算結果σＳＵＭ２〜σＳ
ＵＭ３を誤り位置判定回路４４に出力する。

【０２１９】カウンタ値がＪ＊２＋Ｃ（Ｃ＝１，２）の
時、出力σＳＵＭ１〜σＳＵＭ３は、 σＳＵＭ１＝σＭＵＬＴ１₀ ＋……＋σＭＵＬＴ１₈ ＝σＣ₀ ＋σＣ₁ ＊α^(3*J+1) ＋σＣ₂ ＊α^(3*J+1)*2 ＋……＋σＣ₈ ＊α^(3*J+1)*8 ＝σＣ（α^3*J+1 ） ……（３８−１） σＳＵＭ２＝σＭＵＬＴ２₀ ＋……＋σＭＵＬＴ２₈ ＝σＣ₀ ＋σＣ₁ ＊α^(3*J+2) ＋σＣ₂ ＊α^(3*J+2)*2 ＋……＋σＣ₈ ＊α^(3*J+2)*8 ＝σＣ（α^3*J+2 ） ……（３８−２） σＳＵＭ３＝σＭＵＬＴ３₀ ＋……＋σＭＵＬＴ３₈ ＝σＣ₀ ＋σＣ₁ ＊α^(3*J+3) ＋σＣ₂ ＊α^(3*J+3)*2 ＋……＋σＣ₈ ＊α^(3*J+3)*8 ＝σＣ（α^3*J+3 ） ……（３８−３） で表される。

【０２２０】（３８−１）〜（３８−３）式から誤り位
置Ｃｈｉｅｎ解法部４１は誤り数値多項式σ１，σ２に
対し、αのべき乗を３次づつ逐次代入して得た演算結果
を出力していることが分かる。σ１に対する逐次代入結
果とσ２に対する逐次代入結果とは交互に出力される。

【０２２１】誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２は誤り
数値分母多項式σ１_odd ，σ２_oddの係数（σ１₁ ，σ
１₃ ，σ１₅ ，σ１₇ ），（σ２₁ ，σ２₃ ，σ２₅ ，
σ２ ₇ ）を入力とし、誤り数値分母多項式σ１_odd ，σ
２_odd に対し、αのべき乗を３次づつ逐次代入した結果
σ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭ３をガロア体除算回路４
５に出力する。したがって、誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解
法部４２は誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１と同様のアー
キテクチャで実現することができる。

【０２２２】カウンタ値がＪ＊２＋Ｃ（Ｃ＝１，２）の
時、σ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭ３は、 σ_odd ＳＵＭ１＝σ_odd Ｃ（α^3*J+1 ） ……（３９−１） σ_odd ＳＵＭ２＝σ_odd Ｃ（α^3*J+2 ） ……（３９−２） σ_odd ＳＵＭ３＝σ_odd Ｃ（α^3*J+3 ） ……（３９−３） で表される。

【０２２３】誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３は誤り
数値多項式ω１，ω２の係数ω１₀〜ω１₇ 、ω２₀ 〜
ω２₇ を入力とし、誤り数値多項式ω１，ω２に対し、
αのべき乗を３次づつ逐次代入した結果ωＳＵＭ１〜ω
ＳＵＭ３をガロア体除算回路４５に出力する。したがっ
て、誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３は誤り位置Ｃｈ
ｉｅｎ解法部４１と同様のアーキテクチャで実現するこ
とができる。

【０２２４】カウンタ値がＪ＊２＋Ｃ（Ｃ＝１，２）の
時、ωＳＵＭ１〜ωＳＵＭ３は、 ωＳＵＭ１＝ωＣ（α^3*J+1 ） ……（４０−１） ωＳＵＭ２＝ωＣ（α^3*J+2 ） ……（４０−２） ωＳＵＭ３＝ωＣ（α^3*J+3 ） ……（４０−３） で表される。

【０２２５】ガロア体除算回路４５はωＳＵＭ１〜ωＳ
ＵＭ３とσ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭ３との除算を行
い、除算結果ＥＶ１〜ＥＶ３を誤り位置判定回路４４に
出力する。

【０２２６】カウンタ値がＪ＊２＋Ｃ（Ｃ＝１，２）の
時、ＥＶ１〜ＥＶ３は、 ＥＶ１＝（ωＳＵＭ１）／（σ_odd ＳＵＭ１） ＝［ωＣ（α^3*J+1 ）］／［σ_odd Ｃ（α^3*J+1 ）］ ……（４１−１） ＥＶ２＝（ωＳＵＭ２）／（σ_odd ＳＵＭ２） ＝［ωＣ（α^3*J+2 ）］／［σ_odd Ｃ（α^3*J+2 ）］ ……（４１−２） ＥＶ３＝（ωＳＵＭ３）／（σ_odd ＳＵＭ３） ＝［ωＣ（α^3*J+3 ）］／［σ_odd Ｃ（α^3*J+3 ）］ ……（４１−３） で表される。

【０２２７】誤り位置判定回路４４は入力信号σＳＵＭ
１〜σＳＵＭ３から誤り位置を判定する。（３８−１）
〜（３８−３）式、（４１−１）〜（４１−３）式か
ら、カウンタ値がＪ＊２＋Ｃ（Ｃ＝１，２）の時、σＳ
ＵＭｉ＝０の場合、第Ｃ符号語のＮ−（３＊Ｊ＋ｉ）次
成分ＹＣ_N-(3*J+1) に誤り値ＥＶｉの誤りが発生したと
判定することができる。この時、誤り位置判定回路４４
は誤り位置Ｎ−（３＊Ｊ＋ｉ）と誤り値ＥＶｉとを誤り
訂正部６に出力する。

【０２２８】誤り訂正部６は誤り位置・誤り数値計算部
４から入力された誤り位置と誤り数値とを基に、受信符
号語保存部５に保存された受信符号語を訂正し、訂正符
号語を外部へ出力する。

【０２２９】従来の技術では複数の符号語を同時に復号
する場合、符号語毎に復号器を割り当てていたため、回
路規模及び消費電力が大きくなるという問題があるが、
本発明の一実施例では一つの復号器１で複数の符号語を
同時に復号することによって、大幅に回路規模及び消費
電力を削減することができる。

【０２３０】すなわち、Ｌ符号を同時に復号する場合、
従来の技術の回路構成に対して、シンドローム計算部２
でＬ−１個のシフトレジスタ、誤り位置・誤り数値計算
部４でＬ−１個のシフトレジスタを加えるだけで実現す
ることができ、回路規模を大幅に削減することができ
る。

【０２３１】また、並列処理を行う場合、シンドローム
計算及び誤り位置・誤り数値計算で行う並列ガロア体定
数乗算に共通する演算を共有することによって、従来の
技術に比べて回路規模及び消費電力を大幅に削減するこ
とができる。

【０２３２】尚、一般のＢＣＨ符号の復号回路もリード
ソロモン符号の復号回路と同様の回路構成で実現するこ
とができるので、本発明はＢＣＨ符号一般に対し、上記
の効果が得られる。

【０２３３】上述の実施例では第１符号語及び第２符号
語用に別々の誤り位置多項式・誤り数値多項式導出回路
を使用しているが、符号語数をＬ、符号長をＮブロッ
ク、並列処理数をＭとすると、誤り位置多項式・誤り数
値多項式導出回路の所要演算クロック数がＮ／Ｍクロッ
ク以下の場合、誤り位置多項式・誤り数値多項式導出回
路は第１〜Ｌ符号語で共有することができる。

【０２３４】図１７は本発明の他の実施例による復号器
の構成を示すブロック図である。図１７においては、本
発明の一実施例と同様に、符号長２５５バイト、冗長検
査信号１６バイト、並列処理数３、符号語数２とした場
合の構成を示しており、本発明の他の実施例による復号
器７は、本発明の一実施例と同様に、リードソロモン復
号回路である。

【０２３５】復号器７のシンドローム計算部２には１フ
レーム５１０バイトが３並列で入力される。したがっ
て、シンドローム計算部２は１７０クロック毎に、２符
号語分のシンドローム係数を誤り位置多項式・誤り数値
多項式導出部８に出力する。よって、１つの符号語の誤
り位置多項式・誤り数値多項式を導出するのに要するク
ロック数が８５以下の誤り位置多項式・誤り数値多項式
導出回路があれば、誤り位置多項式・誤り数値多項式導
出回路を第１符号語及び第２符号語で共有することがで
きる。

【０２３６】本発明の他の実施例による誤り位置多項式
・誤り数値多項式導出部８はシンドローム係数保存部８
１と、共有誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部８２
とから構成されている。

【０２３７】シンドローム係数保存部８１はシンドロー
ム計算部２から入力されたシンドローム係数Ｓ１，Ｓ２
を８５クロック毎に交互に共有誤り位置多項式・誤り数
値多項式導出部８２へ出力する。共有誤り位置多項式・
誤り数値多項式導出部８２は入力されたシンドローム係
数Ｓを基に、誤り位置多項式σ及び誤り数値多項式ωを
導出し、８５クロック毎に誤り位置・誤り数値計算部４
へ出力する。

【０２３８】つまり、誤り位置・誤り数値計算部４には
第１符号語に対する誤り位置多項式σ１及び誤り数値多
項式ω１と、第２符号語に対する誤り位置多項式σ２及
び誤り数値多項式ω２とが交互に入力されることにな
る。したがって、本発明の他の実施例における誤り位置
・誤り数値計算部４は８５クロックで、１つの符号語の
誤り位置及び誤り数値を計算すればよい。

【０２３９】図１８は図１７の誤り位置・誤り数値計算
部４の構成を示すブロック図である。図１８において、
誤り位置・誤り数値計算部４は誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法
部４１と、誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２と、誤り
数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３と、誤り位置判定回路４
４と、ガロア体除算回路４５と、カウンタ４６とから構
成されている。

【０２４０】カウンタ４６は第１符号語に対応する誤り
位置多項式係数σ₁ 〜σ₈ 、誤り数値多項式係数ω₀ 〜
ω₇ が入力される時、０にリセットされる。以降、カウ
ンタ４６はクロック毎にカウンタ値をインクリメントす
る。第２符号語に対応する誤り位置多項式係数σ₁ 〜σ
₈ 、誤り数値多項式係数ω₀ 〜ω₇ が入力された時はカ
ウンタ４６を０にリセットしない。

【０２４１】図１９は図１８の誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法
部４１の構成を示すブロック図である。図１９におい
て、誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部４１は０次〜８次成分計
算部４１１〜４１８と、第１〜第３ガロア体加算器４１
９〜４２１とから構成されている。

【０２４２】図２０は図１９のｉ次成分計算部４１ｉの
構成を示すブロック図である。図２０において、ｉ次成
分計算部４１ｉは帰還シフトレジスタ４１ｉ２と、帰還
シフトレジスタ入力信号セレクタ４１ｉ３と、３並列ガ
ロア体乗算器４１ｉ４とから構成されている。

【０２４３】これら図１９及び図２０を参照して誤り位
置Ｃｈｉｅｎ解法部４１の動作について説明する。帰還
シフトレジスタ入力信号セレクタ４１ｉ３はカウンタ値
が０もしくは８５の時、σ_i を出力し、カウンタ値が
０、８５以外の時、並列ガロア体乗算器４１ｉ４の第３
の出力σＭＵＬ３_i を、帰還シフトレジスタ４１ｉ２に
出力する。帰還シフトレジスタ４１ｉ２は入力信号を１
クロック遅延させ、３並列ガロア体乗算器４１ｉ４に出
力する。

【０２４４】３並列ガロア体乗算器４１ｉ４の入力信号
をＩＮＭＵＬＴとおくと、３並列ガロア体乗算器４１ｉ
４は、（３６−１）〜（３６−３）式に示す処理を行
い、σＭＵＬ１_i 〜σＭＵＬ３_i を第１〜第３ガロア体
加算器４１９〜４２１に出力する。カウンタ値が（Ｃ−
１）＊８５＋Ｊ（Ｃ＝１，２）の時、３並列ガロア体乗
算器４１ｉ４の出力は（３７−１）〜（３７−３）式で
表される。

【０２４５】第１ガロア体加算器４１９は０次〜８次成
分計算部４１１〜４１８から出力されたσＭＵＬ１₀ 〜
σＭＵＬ１₈ を入力とし、加算結果σＳＵＭ１を誤り位
置判定回路４４に出力する。同様に、第２及び第３ガロ
ア体加算器４２０，４２１は加算結果σＳＵＭ２〜σＳ
ＵＭ３を誤り位置判定回路４４に出力する。カウンタ値
が（Ｃ−１）＊８５＋Ｊ（Ｃ＝１，２）の時、出力σＳ
ＵＭ１〜σＳＵＭ３は（３８−１）〜（３８−３）式で
表される。

【０２４６】誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２は誤り
数値分母多項式σ_odd の係数（σ₁，σ₃ ，σ₅ ，
σ₇ ）を入力とし、誤り数値分母多項式σ_odd に対し、
αのべき乗を３次づつ逐次代入した結果σ_odd ＳＵＭ１
〜σ_odd ＳＵＭ３をガロア体除算回路４５に出力する。
誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部４２は誤り位置Ｃｈｉｅ
ｎ解法部４１と同様のアーキテクチャで実現することが
できる。カウンタ値が（Ｃ−１）＊８５＋Ｊ（Ｃ＝１，
２）の時、σ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭ３は（３９−
１）〜（３９−３）式で表される。

【０２４７】誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３は誤り
数値多項式ωの係数ω₀ 〜ω₇ を入力とし、誤り数値多
項式ωに対し、αのべき乗を３次づつ逐次代入した結果
ωＳＵＭ１〜ωＳＵＭ３をガロア体除算回路４５に出力
する。誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部４３は誤り位置Ｃ
ｈｉｅｎ解法部４１と同様のアーキテクチャで実現する
ことができる。カウンタ値が（Ｃ−１）＊８５＋Ｊ（Ｃ
＝１，２）の時ωＳＵＭ１〜ωＳＵＭ３は（４０−１）
〜（４０−３）式で表される。

【０２４８】ガロア体除算回路４５はωＳＵＭ１〜ωＳ
ＵＭ３とσ_odd ＳＵＭ１〜σ_odd ＳＵＭ３との除算を行
い、除算結果ＥＶ１〜ＥＶ３を誤り位置判定回路４４に
出力する。カウンタ値が（Ｃ−１）＊８５＋Ｊ（Ｃ＝
１，２）の時、ＥＶ１〜ＥＶ３は（４１−１）〜（４１
−３）式で表される。

【０２４９】誤り位置判定回路４４は入力信号σＳＵＭ
１〜σＳＵＭ３から誤り位置を判定する。カウンタ値が
（Ｃ−１）＊８５＋Ｊ（Ｃ＝１，２）の時、σＳＵＭｉ
＝０の場合、第Ｃ符号語のＮ−（３＊Ｊ＋ｉ）次成分Ｙ
Ｃ_N-(3*J+i) に誤り値ＥＶｉの誤りが発生したと判定す
ることができる。この時、誤り位置判定回路４４は誤り
位置Ｎ−（３＊Ｊ＋ｉ）と誤り値ＥＶｉとを誤り訂正回
路６に出力する。

【０２５０】誤り訂正部６は誤り位置・誤り数値計算部
４から入力された誤り位置と誤り数値とを基に、受信符
号語保存部５に保存された受信符号語を訂正し、訂正符
号語を外部へ出力する。

【０２５１】本発明の他の実施例では誤り位置多項式・
誤り数値多項式導出回路を、複数の符号語で共有でする
ことによって、回路規模及び消費電力を大幅に削減する
ことができる。

【０２５２】尚、符号長２５４バイト、冗長検査信号１
６バイト、並列処理数３、符号語数２とした場合、符号
長は並列処理数３で割り切れず、１余る。この場合、入
力信号フレームフォーマットの先頭に、１バイトの先頭
補助信号を付加し、先頭補助信号の値として予め０を設
定しておく。このように、先頭補助信号を用いること
で、本発明の一実施例と同様の回路で並列処理を行うこ
とが可能となる。但し、この場合、先頭補助信号部分は
誤り訂正の対象にはならない。

【０２５３】一般的には符号長Ｎに対して、並列処理数
Ｍとすると、（Ｎ＋Ｐ）をＭで割り切れるようにする最
小の自然数Ｐの先頭補助信号を付加することによって、
符号長Ｎが並列処理数Ｍで割り切れない場合でも、並列
符号化処理回路を実現することができる。

【０２５４】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、複
数の符号語がインタリーブされて伝送され、受信側で複
数の符号語を同時に復号することが要求されるシステム
に用いられる復号回路において、複数の符号語を一つの
復号器で同時に復号することによって、回路規模及び消
費電力を大幅に削減することができるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態による復号回路の構成を示
すブロック図である。

【図２】図１のシンドローム計算部の構成を示すブロッ
ク図である。

【図３】本発明の実施の形態による受信符号語のフレー
ムフォーマットを示す図である。

【図４】本発明の実施の形態による第ｉ次シンドローム
係数更新信号ＵＰ_i の出力フォーマットを示す図であ
る。

【図５】図２の第ｉ次シンドローム係数計算部の構成を
示すブロック図である。

【図６】図１の誤り位置・誤り数値計算部の構成を示す
ブロック図である。

【図７】図６の誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部の構成を示す
ブロック図である。

【図８】図７のｉ次成分計算部の構成を示すブロック図
である。

【図９】本発明の一実施例による復号回路の構成を示す
ブロック図である。

【図１０】図９のシンドローム計算部の構成を示すブロ
ック図である。

【図１１】本発明の一実施例における第１及び第２受信
符号語Ｙ１，Ｙ２のフレームフォーマットを示す図であ
る。

【図１２】本発明の一実施例における第ｉ次シンドロー
ム係数更新信号ＵＰ_i の出力フォーマットを示す図であ
る。

【図１３】図１０の第ｉ次シンドローム係数計算部の構
成を示すブロック図である。

【図１４】図９の誤り位置・誤り数値計算部の構成を示
すブロック図である。

【図１５】図１４の誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部の構成を
示すブロック図である。

【図１６】図１５のｉ次成分計算部の構成を示すブロッ
ク図である。

【図１７】本発明の他の実施例による復号器の構成を示
すブロック図である。

【図１８】図１７の誤り位置・誤り数値計算部の構成を
示すブロック図である。

【図１９】図１８の誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部の構成を
示すブロック図である。

【図２０】図１９のｉ次成分計算部の構成を示すブロッ
ク図である。

【図２１】従来の技術を用いてＬ個の符号語を同時に復
号するシステムを構成した場合のシステム構成例を示す
図である。

【図２２】図２１の第１〜第Ｍ復号器の構成を示すブロ
ック図である。

【図２３】図２２のシンドローム計算部の構成を示すブ
ロック図である。

【図２４】図２２の誤り位置・誤り数値計算部の構成を
示すブロック図である。

【図２５】図２４の誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部の構成を
示すブロック図である。

【符号の説明】

１，７ 復号器 ２ シンドローム計算部 ３，８ 誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部 ４ 誤り位置・誤り数値計算部 ５ 受信符号語保存部 ６ 誤り訂正部 ２１ シンドローム係数更新前処理部 ２２−０〜２２−（Ｋ−１） 第０〜第Ｋ−１次シンド
ローム係数計算部 ２３，４６ カウンタ ３１−１〜３１−Ｌ 第１〜第Ｌ符号語用誤り位置多項
式・誤り数値多項式導出部 ４１ 誤り位置Ｃｈｉｅｎ解法部 ４２ 誤り数値分母Ｃｈｉｅｎ解法部 ４３ 誤り数値分子Ｃｈｉｅｎ解法部 ４４ 誤り位置判定回路 ４５ ガロア体除算回路 ８１ シンドローム係数保存部 ８２ 共有誤り位置多項式・誤り数値多項式導出部 ２２１−ｉ ガロア体加算器 ２２２−１−ｉ〜２２２−Ｌ−ｉ 第１〜第Ｌ段帰還シ
フトレジスタ ２２３−ｉ ガロア体定数乗算器 ２２４−ｉ ガロア体定数乗算器入力信号セレクタ ２２５−ｉ シンドローム係数出力セレクタ ４１１−１〜４１１−（Ｋ／２） ０次〜Ｋ／２次成分
計算部 ４１２−１〜４１２−Ｍ 第１〜第Ｍガロア体加算器 ４１１〜４１８ ０次〜８次成分計算部 ４１９〜４２１ 第１〜第３ガロア体加算器 ４１１１−１−ｉ〜４１１１−Ｌ−ｉ 第１〜第Ｌ段帰
還シフトレジスタ ４１１２−ｉ 帰還シフトレジスタ入力信号セレクタ ４１１３−ｉ Ｍ並列ガロア体乗算器 ４１ｉ１，４１ｉ２ 第１及び第２段帰還シフトレジス
タ ４１ｉ３ 帰還シフトレジスタ入力信号セレクタ ４１ｉ４ ３並列ガロア体乗算器

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の符号語がインタリーブされて伝送
   され、受信側で複数の符号語を同時に復号することが要
   求されるシステムに用いられる復号回路であって、前記
   複数の符号語を同時に復号する復号器を有することを特
   徴とする復号回路。
2. 【請求項２】 前記復号器は、前記複数の符号語のシン
   ドローム多項式を算出するシンドローム計算手段と、前
   記シンドローム計算手段で算出された前記シンドローム
   多項式の係数を基に前記複数の符号語用の誤り位置多項
   式及び誤り数値多項式を導出する誤り位置多項式・誤り
   数値多項式導出手段と、前記誤り位置多項式・誤り数値
   多項式導出手段で導出された前記誤り位置多項式の係数
   及び前記誤り数値多項式の係数を基に前記符号語の誤り
   位置及び誤り数値を導出する誤り位置・誤り数値計算手
   段と、前記誤り位置・誤り数値計算手段で導出された前
   記誤り位置及び前記誤り数値を基に受信符号語を訂正す
   る誤り訂正手段とを含むことを特徴とする請求項１記載
   の復号回路。
3. 【請求項３】 前記シンドローム計算手段及び前記誤り
   位置・誤り数値計算手段で用いられる並列ガロア体定数
   乗算に共通する演算を共有するようにしたことを特徴と
   する請求項２記載の復号回路。
4. 【請求項４】 符号長をＮブロック（Ｎは正の整数）と
   しかつ並列処理数をＭ（Ｍは正の整数）とした場合に前
   記誤り位置多項式・誤り数値多項式導出手段の所要演算
   クロック数がＮ／Ｍクロック以下の時に前記誤り位置多
   項式・誤り数値多項式導出手段を前記複数の符号語で共
   有するようにしたことを特徴とする請求項２または請求
   項３記載の復号回路。
5. 【請求項５】 前記符号長Ｎが前記並列処理数Ｍで割り
   切れない時に（Ｎ＋Ｐ）を前記並列処理数Ｍで割り切れ
   るようにする最小の自然数Ｐの先頭補助信号を付加する
   ようにしたことを特徴とする請求項４記載の復号回路。
6. 【請求項６】 前記複数の符号語がＬ個からなる時に前
   記シンドローム計算手段及び前記誤り位置・誤り数値計
   算手段にそれぞれＬ−１個のシフトレジスタを加えてＬ
   符号を同時に復号可能としたことを特徴とする請求項２
   から請求項５のいずれか記載の復号回路。
7. 【請求項７】 ＢＣＨ（Ｂｏｓｅ Ｃｈａｕｄｈｕｒｉ
   Ｈｏｃｑｕｅｎｇｈｅｍ ｃｏｄｅ）符号等に適用自
   在としたことを特徴する請求項１から請求項６のいずれ
   か記載の復号回路。
8. 【請求項８】 複数の符号語がインタリーブされて伝送
   され、受信側で複数の符号語を同時に復号することが要
   求されるシステムに用いられる復号方法であって、前記
   複数の符号語を一つの復号器で同時に復号するようにし
   たことを特徴とする復号方法。
9. 【請求項９】 前記一つの復号器は、前記複数の符号語
   のシンドローム多項式を算出するシンドローム計算手段
   と、前記シンドローム計算手段で算出された前記シンド
   ローム多項式の係数を基に前記複数の符号語用の誤り位
   置多項式及び誤り数値多項式を導出する誤り位置多項式
   ・誤り数値多項式導出手段と、前記誤り位置多項式・誤
   り数値多項式導出手段で導出された前記誤り位置多項式
   の係数及び前記誤り数値多項式の係数を基に前記符号語
   の誤り位置及び誤り数値を導出する誤り位置・誤り数値
   計算手段と、前記誤り位置・誤り数値計算手段で導出さ
   れた前記誤り位置及び前記誤り数値を基に受信符号語を
   訂正する誤り訂正手段とを含むことを特徴とする請求項
   ８記載の復号方法。
10. 【請求項１０】 前記シンドローム計算手段及び前記誤
    り位置・誤り数値計算手段で用いられる並列ガロア体定
    数乗算に共通する演算を共有するようにしたことを特徴
    とする請求項９記載の復号方法。
11. 【請求項１１】 符号長をＮブロック（Ｎは正の整数）
    としかつ並列処理数をＭ（Ｍは正の整数）とした場合に
    前記誤り位置多項式・誤り数値多項式導出手段の所要演
    算クロック数がＮ／Ｍクロック以下の時に前記誤り位置
    多項式・誤り数値多項式導出手段を前記複数の符号語で
    共有するようにしたことを特徴とする請求項９または請
    求項１０記載の復号方法。
12. 【請求項１２】 前記符号長Ｎが前記並列処理数Ｍで割
    り切れない時に（Ｎ＋Ｐ）を前記並列処理数Ｍで割り切
    れるようにする最小の自然数Ｐの先頭補助信号を付加す
    るようにしたことを特徴とする請求項１１記載の復号方
    法。
13. 【請求項１３】 前記複数の符号語がＬ個からなる時に
    前記シンドローム計算手段及び前記誤り位置・誤り数値
    計算手段にそれぞれＬ−１個のシフトレジスタを加えて
    Ｌ符号を同時に復号可能としたことを特徴とする請求項
    ９から請求項１２のいずれか記載の復号方法。
14. 【請求項１４】 ＢＣＨ（Ｂｏｓｅ Ｃｈａｕｄｈｕｒ
    ｉ Ｈｏｃｑｕｅｎｇｈｅｍ ｃｏｄｅ）符号等に適用
    自在としたことを特徴する請求項９から請求項１３のい
    ずれか記載の復号方法。