JP2002033605A - 誘電体共振器および帯域通過フィルタ - Google Patents
誘電体共振器および帯域通過フィルタInfo
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- JP2002033605A JP2002033605A JP2000214214A JP2000214214A JP2002033605A JP 2002033605 A JP2002033605 A JP 2002033605A JP 2000214214 A JP2000214214 A JP 2000214214A JP 2000214214 A JP2000214214 A JP 2000214214A JP 2002033605 A JP2002033605 A JP 2002033605A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 耐電圧（耐電力）特性を向上させた誘電体共
振器を提供する。 【解決手段】 円筒状の外部導体と、前記外部導体内に
設けられるデュアルモード誘電体共振素子を有する誘電
体共振器であって、前記デュアルモード誘電体共振素子
は、前記円筒状の外部導体の軸方向と直交する面で切断
した断面の外形形状が、互いに対向する２つの円弧状部
分と、互いに対向する直線部分とを有し、前記各円弧状
部分と各直線部分とは連続している。
振器を提供する。 【解決手段】 円筒状の外部導体と、前記外部導体内に
設けられるデュアルモード誘電体共振素子を有する誘電
体共振器であって、前記デュアルモード誘電体共振素子
は、前記円筒状の外部導体の軸方向と直交する面で切断
した断面の外形形状が、互いに対向する２つの円弧状部
分と、互いに対向する直線部分とを有し、前記各円弧状
部分と各直線部分とは連続している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘電体共振器およ
び帯域通過フィルタに係わり、特に、放送送信設備に使
用される誘電体共振器および帯域通過フィルタに適用し
て有効な技術に関する。
び帯域通過フィルタに係わり、特に、放送送信設備に使
用される誘電体共振器および帯域通過フィルタに適用し
て有効な技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】図１４は、従来のデュアルモード誘電体
共振器を用いた帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦと称す
る。）の概略構成を示す図であり、また、図１５（ａ）
は、図１４に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要
部断面図、図１５（ｂ）は、図１４に示すＢ−Ｂ’切断
線に沿った断面を示す要部断面図、図１５（ｃ）は、図
１４に示すＣ−Ｃ’切断線に沿った断面を示す要部断面
図である。図１４、図１５において、１はＴＥ11カット
オフ導波管より成る外部導体、２は内部隔壁（結合アイ
リス）、３は入力（または出力）端子、４は出力（また
は入力）端子、５ａ，５ｂはＶモード周波数調整ネジ、
６ａ，６ｂはＨモード周波数調整ネジ、７ａ，７ｂは結
合調整ネジ、１２ａは内部隔壁２に形成された容量性結
合窓、１２ｂは内部隔壁２に形成された誘導性結合窓、
１４，１５は入出力結合プローブ、２０ａ，２０ｂはデ
ュアルモード誘電体共振素子である。ここで、図１５に
示すように、Ｖモード周波数調整ネジ（５ａ，５ｂ）、
およびＨモード周波数調整ネジ（６ａ，６ｂ）は、それ
ぞれの軸方向が９０°の角度差を有するように設けら
れ、また、結合調整ネジ（７ａ，７ｂ）は、Ｖモード周
波数調整ネジ（５ａ，５ｂ）の軸方向に対して、±４５
°の角度差を有するように設けられる。
共振器を用いた帯域通過フィルタ（以下、ＢＰＦと称す
る。）の概略構成を示す図であり、また、図１５（ａ）
は、図１４に示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要
部断面図、図１５（ｂ）は、図１４に示すＢ−Ｂ’切断
線に沿った断面を示す要部断面図、図１５（ｃ）は、図
１４に示すＣ−Ｃ’切断線に沿った断面を示す要部断面
図である。図１４、図１５において、１はＴＥ11カット
オフ導波管より成る外部導体、２は内部隔壁（結合アイ
リス）、３は入力（または出力）端子、４は出力（また
は入力）端子、５ａ，５ｂはＶモード周波数調整ネジ、
６ａ，６ｂはＨモード周波数調整ネジ、７ａ，７ｂは結
合調整ネジ、１２ａは内部隔壁２に形成された容量性結
合窓、１２ｂは内部隔壁２に形成された誘導性結合窓、
１４，１５は入出力結合プローブ、２０ａ，２０ｂはデ
ュアルモード誘電体共振素子である。ここで、図１５に
示すように、Ｖモード周波数調整ネジ（５ａ，５ｂ）、
およびＨモード周波数調整ネジ（６ａ，６ｂ）は、それ
ぞれの軸方向が９０°の角度差を有するように設けら
れ、また、結合調整ネジ（７ａ，７ｂ）は、Ｖモード周
波数調整ネジ（５ａ，５ｂ）の軸方向に対して、±４５
°の角度差を有するように設けられる。
【０００３】図１６は、図１４、図１５に示す従来のＢ
ＰＦの等価回路を示す回路図である。同図において、Ｒ
Ｓ１は、誘電体共振素子２０ａを有する第１の誘電体共
振器のＶモード共振回路、ＲＳ２は、第１の誘電体共振
器のＨモード共振回路であり、同様に、ＲＳ３は、誘電
体共振素子２０ｂを有する第２の誘電体共振器のＨモー
ド共振回路、ＲＳ４は、第２の誘電体共振器のＶモード
共振回路である。また、内部隔壁２に設けられた容量性
結合窓１２ａは、第１の誘電体共振器のＨモード共振回
路（ＲＳ２）と、第２の誘電体共振器のＨモード共振回
路（ＲＳ３）とを容量結合し、図１６に示すＣ23は、こ
の容量性結合窓１２ａによる容量結合回路を表す。内部
隔壁２に設けられた誘導性結合窓１２ｂは、第１の誘電
体共振器のＶモード共振回路（ＲＳ１）と第２の誘電体
共振器のＶモード共振回路（ＲＳ４）とを磁気結合し、
図１６に示す（Ｍ14，Ｍ41）は、この誘導性結合窓１２
ｂによる誘導性結合回路を表す。
ＰＦの等価回路を示す回路図である。同図において、Ｒ
Ｓ１は、誘電体共振素子２０ａを有する第１の誘電体共
振器のＶモード共振回路、ＲＳ２は、第１の誘電体共振
器のＨモード共振回路であり、同様に、ＲＳ３は、誘電
体共振素子２０ｂを有する第２の誘電体共振器のＨモー
ド共振回路、ＲＳ４は、第２の誘電体共振器のＶモード
共振回路である。また、内部隔壁２に設けられた容量性
結合窓１２ａは、第１の誘電体共振器のＨモード共振回
路（ＲＳ２）と、第２の誘電体共振器のＨモード共振回
路（ＲＳ３）とを容量結合し、図１６に示すＣ23は、こ
の容量性結合窓１２ａによる容量結合回路を表す。内部
隔壁２に設けられた誘導性結合窓１２ｂは、第１の誘電
体共振器のＶモード共振回路（ＲＳ１）と第２の誘電体
共振器のＶモード共振回路（ＲＳ４）とを磁気結合し、
図１６に示す（Ｍ14，Ｍ41）は、この誘導性結合窓１２
ｂによる誘導性結合回路を表す。
【０００４】また、Ｃ12は、第１の誘電体共振器のＶモ
ード共振回路（ＲＳ１）とＨモード共振回路（ＲＳ２）
とを容量結合する容量結合回路、Ｃ34は、第２の誘電体
共振器のＨモード共振回路（ＲＳ３）とＶモード共振回
路（ＲＳ４）とを容量結合する容量結合回路である。こ
の容量結合回路（Ｃ12，Ｃ34）による結合量は、結合調
整ネジ（７ａ，７ｂ）で調整することができる。さら
に、Ｃ01は、入出力端子３と第１の誘電体共振器のＶモ
ード共振回路（ＲＳ１）とを容量結合する容量結合回
路、Ｃ45は、入出力端子４と第２の誘電体共振器のＶモ
ード共振回路（ＲＳ４）とを容量結合する容量結合回路
である。なお、このＢＰＦは、１対有極チェビシュフ形
の帯域通過フィルタである。
ード共振回路（ＲＳ１）とＨモード共振回路（ＲＳ２）
とを容量結合する容量結合回路、Ｃ34は、第２の誘電体
共振器のＨモード共振回路（ＲＳ３）とＶモード共振回
路（ＲＳ４）とを容量結合する容量結合回路である。こ
の容量結合回路（Ｃ12，Ｃ34）による結合量は、結合調
整ネジ（７ａ，７ｂ）で調整することができる。さら
に、Ｃ01は、入出力端子３と第１の誘電体共振器のＶモ
ード共振回路（ＲＳ１）とを容量結合する容量結合回
路、Ｃ45は、入出力端子４と第２の誘電体共振器のＶモ
ード共振回路（ＲＳ４）とを容量結合する容量結合回路
である。なお、このＢＰＦは、１対有極チェビシュフ形
の帯域通過フィルタである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】地上波デジタル方式の
テレビジョンに採用される直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ；Orthogonal Frequency Divison Multiplex）変調方
式の変調波（以下、ＯＦＤＭ波という。）の場合、信号
波成分内に多くのスロット的な信号波が有り、これらの
信号波が強調しあって、信号波のピーク電力は、信号波
の平均電力に対して約１０ｄＢ高いレベルに達すると言
われている。このため、ＯＦＤＭ波を送信する送信機に
使用されるＢＰＦには、高い耐電圧（耐電力）特性が要
求される。そして、ＯＦＤＭ波を送信する送信機に使用
されるＢＰＦとして、前述したデュアルモード誘電体共
振器を用いたＢＰＦを使用することにより、ＢＰＦの小
型化を図ることが可能であるが、前述した耐電圧特性を
満足することができないという問題点があった。
テレビジョンに採用される直交周波数分割多重（ＯＦＤ
Ｍ；Orthogonal Frequency Divison Multiplex）変調方
式の変調波（以下、ＯＦＤＭ波という。）の場合、信号
波成分内に多くのスロット的な信号波が有り、これらの
信号波が強調しあって、信号波のピーク電力は、信号波
の平均電力に対して約１０ｄＢ高いレベルに達すると言
われている。このため、ＯＦＤＭ波を送信する送信機に
使用されるＢＰＦには、高い耐電圧（耐電力）特性が要
求される。そして、ＯＦＤＭ波を送信する送信機に使用
されるＢＰＦとして、前述したデュアルモード誘電体共
振器を用いたＢＰＦを使用することにより、ＢＰＦの小
型化を図ることが可能であるが、前述した耐電圧特性を
満足することができないという問題点があった。
【０００６】以下、この点について説明する。図１６に
示す回路図において、容量結合回路（Ｃ01）の容量（入
力結合容量）値は比較的大きいので、第１の誘電体共振
器のＶモード共振回路（ＲＳ１）の容量（Ｃ1V）の容量
値は比較的小さくできる。そのため、図１７に示すよう
に、周波数調整ネジ（５ａ）の挿入長は小さくて済む。
しかしながら、容量結合回路（Ｃ12）の容量値は、容量
結合回路（Ｃ01）の容量値に比して小さくなるため、第
１の誘電体共振器のＨモード共振回路（ＲＳ２）の容量
（Ｃ1H）の容量値を大きくする必要がある。そのため、
図１７に示すように、周波数調整ネジ（６ａ）の挿入長
を大きくする必要がある。その結果、周波数調整ネジ
（６ａ）と誘電体共振素子（２０ａ）との間の間隔が小
さくなり、高電力のＯＦＤＭ波が印加されると、この部
分で絶縁破壊を起こすことになる。
示す回路図において、容量結合回路（Ｃ01）の容量（入
力結合容量）値は比較的大きいので、第１の誘電体共振
器のＶモード共振回路（ＲＳ１）の容量（Ｃ1V）の容量
値は比較的小さくできる。そのため、図１７に示すよう
に、周波数調整ネジ（５ａ）の挿入長は小さくて済む。
しかしながら、容量結合回路（Ｃ12）の容量値は、容量
結合回路（Ｃ01）の容量値に比して小さくなるため、第
１の誘電体共振器のＨモード共振回路（ＲＳ２）の容量
（Ｃ1H）の容量値を大きくする必要がある。そのため、
図１７に示すように、周波数調整ネジ（６ａ）の挿入長
を大きくする必要がある。その結果、周波数調整ネジ
（６ａ）と誘電体共振素子（２０ａ）との間の間隔が小
さくなり、高電力のＯＦＤＭ波が印加されると、この部
分で絶縁破壊を起こすことになる。
【０００７】このように、ＯＦＤＭ波を送信する送信機
に使用されるＢＰＦとして、前述したデュアルモード誘
電体共振器を用いたＢＰＦを使用する場合に、耐電圧特
性を満足することができないという問題点があった。本
発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされ
たものであり、本発明の目的は、耐電圧（耐電力）特性
を向上させた誘電体共振器を提供することにある。ま
た、本発明の他の目的は、耐電圧（耐電力）特性を向上
させた帯域通過フィルタを提供することにある。本発明
の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書
の記述及び添付図面によって明らかにする。
に使用されるＢＰＦとして、前述したデュアルモード誘
電体共振器を用いたＢＰＦを使用する場合に、耐電圧特
性を満足することができないという問題点があった。本
発明は、前記従来技術の問題点を解決するためになされ
たものであり、本発明の目的は、耐電圧（耐電力）特性
を向上させた誘電体共振器を提供することにある。ま
た、本発明の他の目的は、耐電圧（耐電力）特性を向上
させた帯域通過フィルタを提供することにある。本発明
の前記ならびにその他の目的と新規な特徴は、本明細書
の記述及び添付図面によって明らかにする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記の通りである。即ち、本発明は、円筒状の外部導体
と、前記外部導体内に設けられるデュアルモード誘電体
共振素子とを有する誘電体共振器であって、前記デュア
ルモード誘電体共振素子は、前記円筒状の外部導体の軸
方向と直交する面で切断した断面の外形形状が、互いに
対向する２つの円弧状部分と、互いに対向する直線部分
とを有し、前記各円弧状部分と各直線部分とは、連続し
ていることを特徴とする。また、本発明は、前述の誘電
体共振器を使用する帯域通過フィルタである。
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記の通りである。即ち、本発明は、円筒状の外部導体
と、前記外部導体内に設けられるデュアルモード誘電体
共振素子とを有する誘電体共振器であって、前記デュア
ルモード誘電体共振素子は、前記円筒状の外部導体の軸
方向と直交する面で切断した断面の外形形状が、互いに
対向する２つの円弧状部分と、互いに対向する直線部分
とを有し、前記各円弧状部分と各直線部分とは、連続し
ていることを特徴とする。また、本発明は、前述の誘電
体共振器を使用する帯域通過フィルタである。
【０００９】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。なお、実施の形態を説明す
るための全図において、同一機能を有するものは同一符
号を付け、その繰り返しの説明は省略する。本発明の実
施の形態１のデュアルモード誘電体共振器を用いた帯域
通過フィルタ（以下、ＢＰＦと称する。）は、デュアル
モード誘電体共振素子の構成が、図１５に示すＢＰＦと
相異するが、その他の構成は同じである。以下、本実施
の形態のＢＰＦについて、従来のＢＰＦとの相違点を中
心に説明する。図１は、本発明の実施の形態のＢＰＦに
使用されるデュアルモード誘電体共振素子の断面構造を
示す断面図である。なお、この図は、図１４に示すＡ−
Ａ’切断線に沿った断面を示す。図１に示すように、本
実施の形態では、デュアルモード誘電体共振素子２０ａ
のＥ1の電界方向の両端部を、Ｅ1の電界方向に対して直
角に切断して、デュアルモード誘電体共振素子２０ａの
Ｅ1の電界方向の両端部に、Ｅ1の電界方向に対して直角
なカット面を形成したことを特徴とする。即ち、本実施
の形態のデュアルモード誘電体共振素子２０ａは、円筒
状の外部導体１の軸方向に直交する面で切断した断面の
外形形状が、互いに対向する２つの円弧状部分（１０
ａ，１０ｂ）と、互いに対向する直線部分（１１ａ，１
１ｂ）とを有し、この円弧状部分（１０ａ，１０ｂ）と
直線部分（１１ａ，１１ｂ）とは、連続していることを
特徴とする。
施の形態を詳細に説明する。なお、実施の形態を説明す
るための全図において、同一機能を有するものは同一符
号を付け、その繰り返しの説明は省略する。本発明の実
施の形態１のデュアルモード誘電体共振器を用いた帯域
通過フィルタ（以下、ＢＰＦと称する。）は、デュアル
モード誘電体共振素子の構成が、図１５に示すＢＰＦと
相異するが、その他の構成は同じである。以下、本実施
の形態のＢＰＦについて、従来のＢＰＦとの相違点を中
心に説明する。図１は、本発明の実施の形態のＢＰＦに
使用されるデュアルモード誘電体共振素子の断面構造を
示す断面図である。なお、この図は、図１４に示すＡ−
Ａ’切断線に沿った断面を示す。図１に示すように、本
実施の形態では、デュアルモード誘電体共振素子２０ａ
のＥ1の電界方向の両端部を、Ｅ1の電界方向に対して直
角に切断して、デュアルモード誘電体共振素子２０ａの
Ｅ1の電界方向の両端部に、Ｅ1の電界方向に対して直角
なカット面を形成したことを特徴とする。即ち、本実施
の形態のデュアルモード誘電体共振素子２０ａは、円筒
状の外部導体１の軸方向に直交する面で切断した断面の
外形形状が、互いに対向する２つの円弧状部分（１０
ａ，１０ｂ）と、互いに対向する直線部分（１１ａ，１
１ｂ）とを有し、この円弧状部分（１０ａ，１０ｂ）と
直線部分（１１ａ，１１ｂ）とは、連続していることを
特徴とする。
【００１０】これにより、本実施の形態では、誘電体共
振素子２０ａの電気長は、Ｅ1の電界方向では短くな
り、Ｅ2の電界方向では少し短くなるか、あるいは、ほ
とんど短くならない。このため、本実施の形態では、図
１６に示す第１の誘電体共振器のＶモード共振回路（Ｒ
Ｓ１）におけるインダクタンス（Ｌ1V）のインダクタン
ス値は、第１の誘電体共振器のＨモード共振回路（ＲＳ
２）におけるインダクタンス（Ｌ1H）のインダクタンス
値よりも小さくなる。このことは、例えば、第１の誘電
体共振器のＶモード共振回路（ＲＳ１）の共振周波数
と、第１の誘電体共振器のＨモード共振回路（ＲＳ２）
の共振周波数とが同じであるとすると、Ｈモード共振回
路（ＲＳ２）の容量（Ｃ1H）の容量値を、Ｖモード共振
回路（ＲＳ１）の容量（Ｃ1V）の容量値よりも小さくす
ることができる。即ち、本実施の形態のＢＰＦでは、第
１の誘電体共振器のＨモード共振回路（ＲＳ２）の容量
（Ｃ1H）の容量値を、図１５に示す従来のＢＰＦよりも
小さくすることが可能となる。この結果として、周波数
調整ネジ（６ａ）の挿入長を、従来よりも小さくするこ
とが可能となり、高電力のＯＦＤＭ波が印加しても、こ
の部分で絶縁破壊を起こすことがなくなるので、耐電圧
（耐電力）特性を向上させることが可能となる。なお、
前述の説明では、デュアルモード誘電体共振素子２０ａ
について説明したが、デュアルモード誘電体共振素子２
０ｂも、同様な構成とされる。但し、本実施の形態で
は、Ｖモード共振回路（ＲＳ１）のインダクタンス（Ｌ
1V）のインダクタンス値が、Ｈモード共振回路（ＲＳ
２）のインダクタンス（Ｌ 1H）のインダクタンス値より
も小さくなっている関係上、共振周波数が高い周波数に
シフトする。
振素子２０ａの電気長は、Ｅ1の電界方向では短くな
り、Ｅ2の電界方向では少し短くなるか、あるいは、ほ
とんど短くならない。このため、本実施の形態では、図
１６に示す第１の誘電体共振器のＶモード共振回路（Ｒ
Ｓ１）におけるインダクタンス（Ｌ1V）のインダクタン
ス値は、第１の誘電体共振器のＨモード共振回路（ＲＳ
２）におけるインダクタンス（Ｌ1H）のインダクタンス
値よりも小さくなる。このことは、例えば、第１の誘電
体共振器のＶモード共振回路（ＲＳ１）の共振周波数
と、第１の誘電体共振器のＨモード共振回路（ＲＳ２）
の共振周波数とが同じであるとすると、Ｈモード共振回
路（ＲＳ２）の容量（Ｃ1H）の容量値を、Ｖモード共振
回路（ＲＳ１）の容量（Ｃ1V）の容量値よりも小さくす
ることができる。即ち、本実施の形態のＢＰＦでは、第
１の誘電体共振器のＨモード共振回路（ＲＳ２）の容量
（Ｃ1H）の容量値を、図１５に示す従来のＢＰＦよりも
小さくすることが可能となる。この結果として、周波数
調整ネジ（６ａ）の挿入長を、従来よりも小さくするこ
とが可能となり、高電力のＯＦＤＭ波が印加しても、こ
の部分で絶縁破壊を起こすことがなくなるので、耐電圧
（耐電力）特性を向上させることが可能となる。なお、
前述の説明では、デュアルモード誘電体共振素子２０ａ
について説明したが、デュアルモード誘電体共振素子２
０ｂも、同様な構成とされる。但し、本実施の形態で
は、Ｖモード共振回路（ＲＳ１）のインダクタンス（Ｌ
1V）のインダクタンス値が、Ｈモード共振回路（ＲＳ
２）のインダクタンス（Ｌ 1H）のインダクタンス値より
も小さくなっている関係上、共振周波数が高い周波数に
シフトする。
【００１１】図３は、図１５に示す従来のＢＰＦの減衰
特性と、反射減衰量特性を示すグラフであり、横軸は周
波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は３ＭＨｚ、縦軸は減衰量
（ｄＢ）でメモリ間隔は、減衰特性、反射減衰量特性と
も５ｄＢである。なお、この図３は、図２に示すよう
に、誘電体共振素子（２０ａ，２０ｂ）の直径（ｄ）が
１２５．６ｍｍ、長さ（Ｌ）が１０６ｍｍのものを使用
した場合の、減衰特性と、反射減衰特性を示すグラフで
ある。図３において、ＢＰＦの中心周波数は４８２ＭＨ
ｚであり、この図３に示す減衰特性において、周波数が
４８２ＭＨｚ（図３のＡのグラフの１の点）のときの減
衰量は、−０．０４９ｄＢ、周波数が４７９．２ＭＨｚ
（図３のＡのグラフの２の点）のときの減衰量は、−
０．１２８７ｄＢ、周波数が４７７．４ＭＨｚ（図３の
Ａのグラフの４の点）のときの減衰量は、−２７．１０
５ｄＢである。また、周波数が４８４．８ＭＨｚ（図３
のＡのグラフの３の点）のときの減衰量は、−０．１１
ｄＢ、周波数が４８６．６ＭＨｚ（図３のＡのグラフの
５の点）のときの減衰量は、−１９．１６７ｄＢであ
る。また、この図３に示す反射減衰特性において、周波
数が４８２ＭＨｚ（図３のＢのグラフの１の点）のとき
の減衰量は、−２６．５４４ｄＢ、周波数が４７９．２
ＭＨｚ（図３のＢのグラフの２の点）のときの減衰量
は、−３７．７２６ｄＢ、周波数が４７７．４ＭＨｚ
（図３のＢのグラフの４の点）のときの減衰量は、−
０．１０４５ｄＢである。また、周波数が４８４．８Ｍ
Ｈｚ（図３のＢのグラフの３の点）のときの減衰量は、
−２９．５７ｄＢ、周波数が４８６．６ＭＨｚ（図３の
Ｂのグラフの５の点）のときの減衰量は、−０．１４８
２ｄＢである。
特性と、反射減衰量特性を示すグラフであり、横軸は周
波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は３ＭＨｚ、縦軸は減衰量
（ｄＢ）でメモリ間隔は、減衰特性、反射減衰量特性と
も５ｄＢである。なお、この図３は、図２に示すよう
に、誘電体共振素子（２０ａ，２０ｂ）の直径（ｄ）が
１２５．６ｍｍ、長さ（Ｌ）が１０６ｍｍのものを使用
した場合の、減衰特性と、反射減衰特性を示すグラフで
ある。図３において、ＢＰＦの中心周波数は４８２ＭＨ
ｚであり、この図３に示す減衰特性において、周波数が
４８２ＭＨｚ（図３のＡのグラフの１の点）のときの減
衰量は、−０．０４９ｄＢ、周波数が４７９．２ＭＨｚ
（図３のＡのグラフの２の点）のときの減衰量は、−
０．１２８７ｄＢ、周波数が４７７．４ＭＨｚ（図３の
Ａのグラフの４の点）のときの減衰量は、−２７．１０
５ｄＢである。また、周波数が４８４．８ＭＨｚ（図３
のＡのグラフの３の点）のときの減衰量は、−０．１１
ｄＢ、周波数が４８６．６ＭＨｚ（図３のＡのグラフの
５の点）のときの減衰量は、−１９．１６７ｄＢであ
る。また、この図３に示す反射減衰特性において、周波
数が４８２ＭＨｚ（図３のＢのグラフの１の点）のとき
の減衰量は、−２６．５４４ｄＢ、周波数が４７９．２
ＭＨｚ（図３のＢのグラフの２の点）のときの減衰量
は、−３７．７２６ｄＢ、周波数が４７７．４ＭＨｚ
（図３のＢのグラフの４の点）のときの減衰量は、−
０．１０４５ｄＢである。また、周波数が４８４．８Ｍ
Ｈｚ（図３のＢのグラフの３の点）のときの減衰量は、
−２９．５７ｄＢ、周波数が４８６．６ＭＨｚ（図３の
Ｂのグラフの５の点）のときの減衰量は、−０．１４８
２ｄＢである。
【００１２】図４ないし図６は、それぞれ本実施の形態
のＢＰＦの減衰特性と、反射減衰量特性を示すグラフで
ある。なお、この図４は、図２に示す誘電体共振素子
（２０ａ，２０ｂ）のＥ1の電界方向の端部を４ｍｍ切
断した場合の、減衰特性と、反射減衰量特性を示すグラ
フである。図４において、ＢＰＦの中心周波数は４８６
ＭＨｚであり、この図４に示す減衰特性において、周波
数が４８６ＭＨｚ（図４のＡのグラフの１の点）のとき
の減衰量は、−０．０８３４ｄＢ、周波数が４８３．２
ＭＨｚ（図４のＡのグラフの３の点）のときの減衰量
は、−０．１５５２ｄＢ、周波数が４８１．４ＭＨｚ
（図４のＡのグラフの２の点）のときの減衰量は、−２
３．３５８ｄＢである。また、周波数が４８８．８ＭＨ
ｚ（図４のＡのグラフの４の点）のときの減衰量は、−
０．１４９４ｄＢ、周波数が４９０．６ＭＨｚ（図４の
Ａのグラフの５の点）のときの減衰量は、−１４．９６
５ｄＢである。また、この図４に示す反射減衰特性にお
いて、周波数が４８６ＭＨｚ（図４のＢのグラフの１の
点）のときの減衰量は、−２７．２３ｄＢ、周波数が４
８３．２ＭＨｚ（図４のＢのグラフの３の点）のときの
減衰量は、−２７．７１２ｄＢ、周波数が４８１．４Ｍ
Ｈｚ（図４のＢのグラフの２の点）のときの減衰量は、
−０．１２５８ｄＢである。また、周波数が４８８．８
ＭＨｚ（図４のＢのグラフの４の点）のときの減衰量
は、−２４．０５８ｄＢ、周波数が４９０．６ＭＨｚ
（図４のＢのグラフの５の点）のときの減衰量は、−
０．２４８５ｄＢである。
のＢＰＦの減衰特性と、反射減衰量特性を示すグラフで
ある。なお、この図４は、図２に示す誘電体共振素子
（２０ａ，２０ｂ）のＥ1の電界方向の端部を４ｍｍ切
断した場合の、減衰特性と、反射減衰量特性を示すグラ
フである。図４において、ＢＰＦの中心周波数は４８６
ＭＨｚであり、この図４に示す減衰特性において、周波
数が４８６ＭＨｚ（図４のＡのグラフの１の点）のとき
の減衰量は、−０．０８３４ｄＢ、周波数が４８３．２
ＭＨｚ（図４のＡのグラフの３の点）のときの減衰量
は、−０．１５５２ｄＢ、周波数が４８１．４ＭＨｚ
（図４のＡのグラフの２の点）のときの減衰量は、−２
３．３５８ｄＢである。また、周波数が４８８．８ＭＨ
ｚ（図４のＡのグラフの４の点）のときの減衰量は、−
０．１４９４ｄＢ、周波数が４９０．６ＭＨｚ（図４の
Ａのグラフの５の点）のときの減衰量は、−１４．９６
５ｄＢである。また、この図４に示す反射減衰特性にお
いて、周波数が４８６ＭＨｚ（図４のＢのグラフの１の
点）のときの減衰量は、−２７．２３ｄＢ、周波数が４
８３．２ＭＨｚ（図４のＢのグラフの３の点）のときの
減衰量は、−２７．７１２ｄＢ、周波数が４８１．４Ｍ
Ｈｚ（図４のＢのグラフの２の点）のときの減衰量は、
−０．１２５８ｄＢである。また、周波数が４８８．８
ＭＨｚ（図４のＢのグラフの４の点）のときの減衰量
は、−２４．０５８ｄＢ、周波数が４９０．６ＭＨｚ
（図４のＢのグラフの５の点）のときの減衰量は、−
０．２４８５ｄＢである。
【００１３】同様に、図５は、図２に示す誘電体共振素
子（２０ａ，２０ｂ）のＥ1の電界方向の端部を７ｍｍ
切断した場合の減衰特性と、反射減衰量特性を示すグラ
フである。図５において、ＢＰＦの中心周波数は４９１
ＭＨｚであり、この図５に示す減衰特性において、周波
数が４９１ＭＨｚ（図５のＡのグラフの１の点）のとき
の減衰量は、−０．０８９７ｄＢ、周波数が４８８．２
ＭＨｚ（図５のＡのグラフの３の点）のときの減衰量
は、−０．１５３８ｄＢ、周波数が４８６．４ＭＨｚ
（図５のＡのグラフの２の点）のときの減衰量は、−２
９．６５５ｄＢである。また、周波数が４９３．８ＭＨ
ｚ（図５のＡのグラフの４の点）のときの減衰量は、−
０．１１６９ｄＢ、周波数が４９５．６ＭＨｚ（図５の
Ａのグラフの５の点）のときの減衰量は、−１２．５３
９ｄＢである。また、この図５に示す反射減衰特性にお
いて、周波数が４９１ＭＨｚ（図５のＢのグラフの１の
点）のときの減衰量は、−２５．０８１ｄＢ、周波数が
４８８．２ＭＨｚ（図５のＢのグラフの３の点）のとき
の減衰量は、−２８．８５ｄＢ、周波数が４８６．４Ｍ
Ｈｚ（図５のＢのグラフの２の点）のときの減衰量は、
−０．１２２９ｄＢである。また、周波数が４９３．８
ＭＨｚ（図５のＢのグラフの４の点）のときの減衰量
は、−２５．５８２ｄＢ、周波数が４９５．６ＭＨｚ
（図５のＢのグラフの５の点）のときの減衰量は、−
０．３７２ｄＢである。
子（２０ａ，２０ｂ）のＥ1の電界方向の端部を７ｍｍ
切断した場合の減衰特性と、反射減衰量特性を示すグラ
フである。図５において、ＢＰＦの中心周波数は４９１
ＭＨｚであり、この図５に示す減衰特性において、周波
数が４９１ＭＨｚ（図５のＡのグラフの１の点）のとき
の減衰量は、−０．０８９７ｄＢ、周波数が４８８．２
ＭＨｚ（図５のＡのグラフの３の点）のときの減衰量
は、−０．１５３８ｄＢ、周波数が４８６．４ＭＨｚ
（図５のＡのグラフの２の点）のときの減衰量は、−２
９．６５５ｄＢである。また、周波数が４９３．８ＭＨ
ｚ（図５のＡのグラフの４の点）のときの減衰量は、−
０．１１６９ｄＢ、周波数が４９５．６ＭＨｚ（図５の
Ａのグラフの５の点）のときの減衰量は、−１２．５３
９ｄＢである。また、この図５に示す反射減衰特性にお
いて、周波数が４９１ＭＨｚ（図５のＢのグラフの１の
点）のときの減衰量は、−２５．０８１ｄＢ、周波数が
４８８．２ＭＨｚ（図５のＢのグラフの３の点）のとき
の減衰量は、−２８．８５ｄＢ、周波数が４８６．４Ｍ
Ｈｚ（図５のＢのグラフの２の点）のときの減衰量は、
−０．１２２９ｄＢである。また、周波数が４９３．８
ＭＨｚ（図５のＢのグラフの４の点）のときの減衰量
は、−２５．５８２ｄＢ、周波数が４９５．６ＭＨｚ
（図５のＢのグラフの５の点）のときの減衰量は、−
０．３７２ｄＢである。
【００１４】図６は、図２に示す誘電体共振素子（２０
ａ，２０ｂ）のＥ1の電界方向の端部を１０ｍｍ切断し
た場合の減衰特性と、反射減衰量特性を示すグラフであ
る。図６において、ＢＰＦの中心周波数は４９８．４Ｍ
Ｈｚであり、この図６に示す減衰特性において、周波数
が４９８．４ＭＨｚ（図６のＡのグラフの１の点）のと
きの減衰量は、−０．０７７５ｄＢ、周波数が４９５．
６ＭＨｚ（図６のＡのグラフの３の点）のときの減衰量
は、−０．１３１６ｄＢ、周波数が４９３．８ＭＨｚ
（図６のＡのグラフの２の点）のときの減衰量は、−３
３．５２３ｄＢである。また、周波数が５０１．２ＭＨ
ｚ（図６のＡのグラフの４の点）のときの減衰量は、−
０．０９７３ｄＢ、周波数が５０３ＭＨｚ（図６のＡの
グラフの５の点）のときの減衰量は、−１８ｄＢであ
る。また、この図６に示す反射減衰特性において、周波
数が４９８．４ＭＨｚ（図６のＢのグラフの１の点）の
ときの減衰量は、−２６．２０７ｄＢ、周波数が４９
５．６ＭＨｚ（図６のＢのグラフの３の点）のときの減
衰量は、−３４．３３２ｄＢ、周波数が４９３．８ＭＨ
ｚ（図６のＢのグラフの２の点）のときの減衰量は、−
０．０９０４ｄＢである。また、周波数が５０１．２Ｍ
Ｈｚ（図３のＢのグラフの４の点）のときの減衰量は、
−２９．１２７ｄＢ、周波数が５０３ＭＨｚ（図３のＢ
のグラフの５の点）のときの減衰量は、−０．１７２２
ｄＢである。図３ないし図６から分かるように、誘電体
共振素子（２０ａ，２０）のＥ1の電界方向の端部をよ
り多くカットするほど、共振周波数（各グラフの中心
（ＣＥＮＴＥＲ）周波数）がより高周波領域にシフトし
ているが、減衰特性および反射減衰特性は変化しない。
ａ，２０ｂ）のＥ1の電界方向の端部を１０ｍｍ切断し
た場合の減衰特性と、反射減衰量特性を示すグラフであ
る。図６において、ＢＰＦの中心周波数は４９８．４Ｍ
Ｈｚであり、この図６に示す減衰特性において、周波数
が４９８．４ＭＨｚ（図６のＡのグラフの１の点）のと
きの減衰量は、−０．０７７５ｄＢ、周波数が４９５．
６ＭＨｚ（図６のＡのグラフの３の点）のときの減衰量
は、−０．１３１６ｄＢ、周波数が４９３．８ＭＨｚ
（図６のＡのグラフの２の点）のときの減衰量は、−３
３．５２３ｄＢである。また、周波数が５０１．２ＭＨ
ｚ（図６のＡのグラフの４の点）のときの減衰量は、−
０．０９７３ｄＢ、周波数が５０３ＭＨｚ（図６のＡの
グラフの５の点）のときの減衰量は、−１８ｄＢであ
る。また、この図６に示す反射減衰特性において、周波
数が４９８．４ＭＨｚ（図６のＢのグラフの１の点）の
ときの減衰量は、−２６．２０７ｄＢ、周波数が４９
５．６ＭＨｚ（図６のＢのグラフの３の点）のときの減
衰量は、−３４．３３２ｄＢ、周波数が４９３．８ＭＨ
ｚ（図６のＢのグラフの２の点）のときの減衰量は、−
０．０９０４ｄＢである。また、周波数が５０１．２Ｍ
Ｈｚ（図３のＢのグラフの４の点）のときの減衰量は、
−２９．１２７ｄＢ、周波数が５０３ＭＨｚ（図３のＢ
のグラフの５の点）のときの減衰量は、−０．１７２２
ｄＢである。図３ないし図６から分かるように、誘電体
共振素子（２０ａ，２０）のＥ1の電界方向の端部をよ
り多くカットするほど、共振周波数（各グラフの中心
（ＣＥＮＴＥＲ）周波数）がより高周波領域にシフトし
ているが、減衰特性および反射減衰特性は変化しない。
【００１５】図７は、本実施の形態のＢＰＦの他の例の
概略構成を示す図であり、また、図８（ａ）は、図７に
示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図
８（ｂ）は、図７に示すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を
示す要部断面図、図８（ｃ）は、図７に示すＣ−Ｃ’切
断線に沿った断面を示す要部断面図である。この図７、
図８に示すＢＰＦは、６次のＢＰＦに本発明を適用した
場合の実施の形態である。図８に示すように、図７、図
８に示すＢＰＦでは、入力端側のデュアルモード誘電体
共振素子２０ａと、出力端側のデュアルモード誘電体共
振素子２０ｃにおける、Ｅ1の電界方向、あるいは、Ｅ2
の電界方向の両端部にカット面が形成されている。な
お、図７、図８において、２ａ，２ｂは内部隔壁（結合
アイリス）、５ａ，５ｂ，５ｃはＶモード周波数調整ネ
ジ、６ａ，６ｂ，６ｃはＨモード周波数調整ネジ、７
ａ，７ｂ，７ｃは結合調整ネジ、１２ａは内部隔壁２ａ
に形成された容量性結合窓、１２ｂは内部隔壁２ａに形
成された誘導性結合窓、１２ｃは内部隔壁２ａに形成さ
れた容量性結合窓、２０ａ，２０ｂ，２０ｃはデュアル
モード誘電体共振素子であり、その他の符号は、図１
４、図１５と同じである。
概略構成を示す図であり、また、図８（ａ）は、図７に
示すＡ−Ａ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図
８（ｂ）は、図７に示すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を
示す要部断面図、図８（ｃ）は、図７に示すＣ−Ｃ’切
断線に沿った断面を示す要部断面図である。この図７、
図８に示すＢＰＦは、６次のＢＰＦに本発明を適用した
場合の実施の形態である。図８に示すように、図７、図
８に示すＢＰＦでは、入力端側のデュアルモード誘電体
共振素子２０ａと、出力端側のデュアルモード誘電体共
振素子２０ｃにおける、Ｅ1の電界方向、あるいは、Ｅ2
の電界方向の両端部にカット面が形成されている。な
お、図７、図８において、２ａ，２ｂは内部隔壁（結合
アイリス）、５ａ，５ｂ，５ｃはＶモード周波数調整ネ
ジ、６ａ，６ｂ，６ｃはＨモード周波数調整ネジ、７
ａ，７ｂ，７ｃは結合調整ネジ、１２ａは内部隔壁２ａ
に形成された容量性結合窓、１２ｂは内部隔壁２ａに形
成された誘導性結合窓、１２ｃは内部隔壁２ａに形成さ
れた容量性結合窓、２０ａ，２０ｂ，２０ｃはデュアル
モード誘電体共振素子であり、その他の符号は、図１
４、図１５と同じである。
【００１６】図９は、本実施の形態のＢＰＦの他の概略
構成を示す図であり、また、図１０（ａ）は、図９に示
すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図１
０（ｂ）は、図９に示すＣ−Ｃ’切断線に沿った断面を
示す要部断面図、図１０（ｃ）は、図９に示すＤ−Ｄ’
切断線に沿った断面を示す要部断面図、図１０（ｄ）
は、図９に示すＥ−Ｅ’切断線に沿った断面を示す要部
断面図である。この図９、図１０に示すＢＰＦは、８次
のＢＰＦに本発明を適用した場合の実施の形態である。
図１０に示すように、図９、図１０に示すＢＰＦでは、
入力端側のデュアルモード誘電体共振素子２０ａと、出
力端側のデュアルモード誘電体共振素子２０ｄにおけ
る、Ｅ1の電界方向の両端部にカット面が形成されてい
る。なお、図９、図１０において、２ａ，２ｂ，２ｃは
内部隔壁（結合アイリス）、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄは
Ｖモード周波数調整ネジ、６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄはＨ
モード周波数調整ネジ、７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄは結合
調整ネジ、１２ａは内部隔壁２ａに形成された容量性結
合窓、１２ｂは内部隔壁２ａに形成された誘導性結合
窓、１２ｃは内部隔壁２ａに形成された容量性結合窓、
１２ｄは内部隔壁２ｃに形成された容量性結合窓、１２
ｅは内部隔壁２ｃに形成された誘導性結合窓、２０ａ，
２０ｂ，２０ｃ，２０ｄはデュアルモード誘電体共振素
子であり、その他の符号は、図１４、図１５と同じであ
る。
構成を示す図であり、また、図１０（ａ）は、図９に示
すＢ−Ｂ’切断線に沿った断面を示す要部断面図、図１
０（ｂ）は、図９に示すＣ−Ｃ’切断線に沿った断面を
示す要部断面図、図１０（ｃ）は、図９に示すＤ−Ｄ’
切断線に沿った断面を示す要部断面図、図１０（ｄ）
は、図９に示すＥ−Ｅ’切断線に沿った断面を示す要部
断面図である。この図９、図１０に示すＢＰＦは、８次
のＢＰＦに本発明を適用した場合の実施の形態である。
図１０に示すように、図９、図１０に示すＢＰＦでは、
入力端側のデュアルモード誘電体共振素子２０ａと、出
力端側のデュアルモード誘電体共振素子２０ｄにおけ
る、Ｅ1の電界方向の両端部にカット面が形成されてい
る。なお、図９、図１０において、２ａ，２ｂ，２ｃは
内部隔壁（結合アイリス）、５ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄは
Ｖモード周波数調整ネジ、６ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄはＨ
モード周波数調整ネジ、７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄは結合
調整ネジ、１２ａは内部隔壁２ａに形成された容量性結
合窓、１２ｂは内部隔壁２ａに形成された誘導性結合
窓、１２ｃは内部隔壁２ａに形成された容量性結合窓、
１２ｄは内部隔壁２ｃに形成された容量性結合窓、１２
ｅは内部隔壁２ｃに形成された誘導性結合窓、２０ａ，
２０ｂ，２０ｃ，２０ｄはデュアルモード誘電体共振素
子であり、その他の符号は、図１４、図１５と同じであ
る。
【００１７】以下、ＯＦＤＭ波を送信する送信機に使用
されるＢＰＦの減衰特性について説明する。ＯＦＤＭ波
を送信する送信機からの出力される送信波の出力スペク
トラムは、図１１に示すようなスペクトラムとなってい
る。また、送信電力効率のよい、ＯＦＤＭ波を送信する
送信機から出力されるＩＭは、相対電力比で−３５ｄＢ
であると言われている。さらに、日本の地上波デジタル
方式のテレビジョンにおいては、ＯＦＤＭ波を送信する
送信機から出力される送信波の減衰特性は、表１に規定
されている。この表１をグラフ化したものが、図１２に
示すグラフである。
されるＢＰＦの減衰特性について説明する。ＯＦＤＭ波
を送信する送信機からの出力される送信波の出力スペク
トラムは、図１１に示すようなスペクトラムとなってい
る。また、送信電力効率のよい、ＯＦＤＭ波を送信する
送信機から出力されるＩＭは、相対電力比で−３５ｄＢ
であると言われている。さらに、日本の地上波デジタル
方式のテレビジョンにおいては、ＯＦＤＭ波を送信する
送信機から出力される送信波の減衰特性は、表１に規定
されている。この表１をグラフ化したものが、図１２に
示すグラフである。
【００１８】
【表１】 したがって、ＯＦＤＭ波を送信する送信機に使用される
ＢＰＦの減衰特性としては、図１１に示すような３次Ｉ
Ｍ波を含んだ、送信機から出力される送信波を、表１ま
たは図１２に示す減衰特性にするための特性が求められ
る。この減衰特性の求め方を図１３を用いて説明する。
図１３において、Ｂは図１２に示す減衰特性であり、ま
た、前述したように、ＯＦＤＭ波を送信する送信機から
出力されるＩＭは、相対電力比で−３５ｄＢである。し
たがって、求められるＢＰＦとしては、図１３のＢの特
性で、−３５ｄＢ以下となる周波数において、−３５ｄ
Ｂとの差分（図１３のＣ）だけ減衰させる減衰特性を持
つものとなる。このＢＰＦの減衰特性を、図１３のＡに
示す。以上、本発明者によってなされた発明を、前記実
施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記
実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱
しない範囲において種々変更可能であることは勿論であ
る。
ＢＰＦの減衰特性としては、図１１に示すような３次Ｉ
Ｍ波を含んだ、送信機から出力される送信波を、表１ま
たは図１２に示す減衰特性にするための特性が求められ
る。この減衰特性の求め方を図１３を用いて説明する。
図１３において、Ｂは図１２に示す減衰特性であり、ま
た、前述したように、ＯＦＤＭ波を送信する送信機から
出力されるＩＭは、相対電力比で−３５ｄＢである。し
たがって、求められるＢＰＦとしては、図１３のＢの特
性で、−３５ｄＢ以下となる周波数において、−３５ｄ
Ｂとの差分（図１３のＣ）だけ減衰させる減衰特性を持
つものとなる。このＢＰＦの減衰特性を、図１３のＡに
示す。以上、本発明者によってなされた発明を、前記実
施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は、前記
実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱
しない範囲において種々変更可能であることは勿論であ
る。
【００１９】
【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。本発明によれば、誘電体共振器および
帯域通過フィルタにおいて、耐電圧（耐電力）特性を向
上させることが可能となる。
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。本発明によれば、誘電体共振器および
帯域通過フィルタにおいて、耐電圧（耐電力）特性を向
上させることが可能となる。
【図１】本発明の実施の形態の帯域通過フィルタに使用
されるデュアルモード誘電体共振素子の断面構造を示す
断面図である。
されるデュアルモード誘電体共振素子の断面構造を示す
断面図である。
【図２】デュアルモード誘電体共振素子の一例を示す図
である。
である。
【図３】図１５に示す従来の帯域通過フィルタの減衰特
性と、反射減衰量特性を示すグラフである。
性と、反射減衰量特性を示すグラフである。
【図４】図１に示す帯域通過フィルタの一例の減衰特性
と、反射減衰量特性を示すグラフである。
と、反射減衰量特性を示すグラフである。
【図５】図１に示す帯域通過フィルタの他の例の減衰特
性と、反射減衰量特性を示すグラフである。
性と、反射減衰量特性を示すグラフである。
【図６】図１に示す帯域通過フィルタの他の例の減衰特
性と、反射減衰量特性を示すグラフである。
性と、反射減衰量特性を示すグラフである。
【図７】本実施の形態の帯域通過フィルタの他の例の概
略構成を示す図である。
略構成を示す図である。
【図８】図７に示すＡ−Ａ’切断線、Ｂ−Ｂ’切断線、
およびＣ−Ｃ’切断線に沿った断面を示す要部断面図で
ある。
およびＣ−Ｃ’切断線に沿った断面を示す要部断面図で
ある。
【図９】本実施の形態の帯域通過フィルタの他の例の概
略構成を示す図である。
略構成を示す図である。
【図１０】図９に示すＢ−Ｂ’切断線、Ｃ−Ｃ’切断
線、Ｄ−Ｄ’切断線、およびＥ−Ｅ’切断線に沿った断
面を示す要部断面図である。
線、Ｄ−Ｄ’切断線、およびＥ−Ｅ’切断線に沿った断
面を示す要部断面図である。
【図１１】ＯＦＤＭ波を送信する送信機からの出力され
る送信波の出力スペクトラムを示すグラフである。
る送信波の出力スペクトラムを示すグラフである。
【図１２】ＯＦＤＭ波を送信する送信機から出力される
送信波の、求められる減衰特性を示すグラフである。
送信波の、求められる減衰特性を示すグラフである。
【図１３】ＯＦＤＭ波を送信する送信機に使用される帯
域通過フィルタの減衰特性の求め方を説明するためのグ
ラフである。
域通過フィルタの減衰特性の求め方を説明するためのグ
ラフである。
【図１４】従来のデュアルモード誘電体共振器を用いた
帯域通過フィルタの概略構成を示す図である。
帯域通過フィルタの概略構成を示す図である。
【図１５】図１４に示すＡ−Ａ’切断線、Ｂ−Ｂ’切断
線、およびＣ−Ｃ’切断線に沿った断面を示す要部断面
図である。
線、およびＣ−Ｃ’切断線に沿った断面を示す要部断面
図である。
【図１６】図１４に示す帯域通過フィルタの等価回路を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図１７】図１４に示す帯域通過フィルタにおける、周
波数調整ネジの挿入長を説明するための図である。
波数調整ネジの挿入長を説明するための図である。
１…ＴＥ11カットオフ導波管より成る外部導体、２，２
ａ，２ｂ，２ｃ…内部隔壁（結合アイリス）、３…入力
（または出力）端子、４…出力（または入力）端子、５
ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ…Ｖモード周波数調整ネジ、６
ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ…Ｈモード周波数調整ネジ、７
ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ…結合調整ネジ、１０ａ，１０ｂ
…円弧状部分、１１ａ，１１ｂ…直線部分、１２ａ，１
２ｂ，１２ｃ，１２ｄ，１２ｅ…結合窓、１４，１５…
入出力結合プローブ、２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄ
…デュアルモード誘電体共振素子。
ａ，２ｂ，２ｃ…内部隔壁（結合アイリス）、３…入力
（または出力）端子、４…出力（または入力）端子、５
ａ，５ｂ，５ｃ，５ｄ…Ｖモード周波数調整ネジ、６
ａ，６ｂ，６ｃ，６ｄ…Ｈモード周波数調整ネジ、７
ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ…結合調整ネジ、１０ａ，１０ｂ
…円弧状部分、１１ａ，１１ｂ…直線部分、１２ａ，１
２ｂ，１２ｃ，１２ｄ，１２ｅ…結合窓、１４，１５…
入出力結合プローブ、２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄ
…デュアルモード誘電体共振素子。
Claims (3)
- 【請求項１】 円筒状の外部導体と、 前記外部導体内に設けられるデュアルモード誘電体共振
素子とを有する誘電体共振器であって、 前記デュアルモード誘電体共振素子は、前記円筒状の外
部導体の軸方向と直交する面で切断した断面の外形形状
が、互いに対向する２つの円弧状部分と、互いに対向す
る直線部分とを有し、 前記各円弧状部分と各直線部分とは、連続していること
を特徴とする誘電体共振器。 - 【請求項２】 ２個の誘電体共振器を有する帯域通過フ
ィルタであって、 前記各誘電体共振器は、円筒状の外部導体と、 前記円弧状の外部導体内に設けられるデュアルモード誘
電体共振素子とを有し、 前記各デュアルモード誘電体共振素子は、前記円筒状の
外部導体の軸方向と直交する面で切断した断面の外形形
状が、互いに対向する２つの円弧状部分と、互いに対向
する直線部分とを有し、 前記各円弧状部分と各直線部分とは、連続していること
を特徴とする帯域通過フィルタ。 - 【請求項３】 ３個以上の誘電体共振器を有する帯域通
過フィルタであって、 前記各誘電体共振器は、円筒状の外部導体と、 前記円弧状の外部導体内に設けられるデュアルモード誘
電体共振素子とを有し、 入力端側の前記デュアルモード誘電体共振素子、および
出力端側の前記デュアルモード誘電体共振素子は、前記
円筒状の外部導体の軸方向と直交する面で切断した断面
の外形形状が、互いに対向する２つの円弧状部分と、互
いに対向する直線部分とを有し、 前記各円弧状部分と各直線部分とは、連続していること
を特徴とする帯域通過フィルタ。
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| JP2000214214A JP3422758B2 (ja) | 2000-07-14 | 2000-07-14 | 誘電体共振器および帯域通過フィルタ |
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