JP2003069308A - 円形導波管共振器型帯域通過フィルタおよび空中線共用器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 耐電圧特性を向上させて、電力容量を向上さ
せた円形導波管共振器型帯域通過フィルタを提供する。 【解決手段】 円形導波管共振器を、３個以上の奇数個
具備し、入出力端子と接続されるループ素子（あるい
は、入出力端子と接続される容量素子）を備える円形導
波管共振器型帯域通過フィルタであって、円形導波管共
振器の共振長をＬ、円形導波管共振器の管径をＤとする
とき、前記各円形導波管共振器は、Ｄ＞Ｌを満足する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、円形導波管共振器
型帯域通過フィルタおよび空中線共用器に係わり、特
に、耐電圧特性を向上させた円形導波管共振器型帯域通
過フィルタ、および、当該円形導波管共振器型帯域通過
フィルタを用いる空中線共用器に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１２は、従来の円形導波管共振器型帯
域通過フィルタ（以下、単に、ＢＰＦと称する。）の共
振長と、円形導波管の直径との関係を示す図である。図
１２に示す円形導波管共振器型ＢＰＦは、３個の円形導
波管共振器を用いる６（ｎ＝６）次のＢＰＦであり、図
１２において、１は円形導波管、２ａ，２ｂは隔壁、３
は入力（または出力）端子、４は出力（または入力）端
子、８は入力（または出力）結合ループ、１２ａ〜１２
ｄは隔壁（２ａ，２ｂ）に形成された誘導性結合窓であ
る。一般に、従来のＢＰＦでは、不要共振およびスプリ
アスの関係で、円形導波管１の直径が、共振長（即ち、
管長）よりも短い円形導波管共振器が使用されている。
即ち、図１２に示すように、円形導波管１の直径をＤ、
各円形導波管共振器の共振長をＬとするとき、従来の円
形導波管共振器型ＢＰＦでは、Ｄ＜Ｌとされていた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】図１３は、円形導波管
１におけるＴＥ_１１モードの電磁界を説明するための断
面図である。同図において、実線は電界（Ｅ）を、破線
は磁界（Ｈ）を表している。一般に、円形導波管１の内
径をＤとするとき、円形導波管１の遮断波長（λｃ）
は、下記（１）式のように表される。

【数１】 λｃ＝１．７０６Ｄ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１） 図１４は、円形導波管共振器の共振長を説明するための
図であり、同図は、円形導波管共振器内の伝送方向の電
界（Ｅ）を示す図である。図１４に示すように、円形導
波管共振器の共振長は、管内波長をλｇとするとき約λ
ｇ／２である。ここで、λｏを円形導波管共振器の設計
中心周波数波長とするとき、円形導波管１の管内波長
（λｇ）は、下記（２）式のように表される。

【数２】 λｇ＝λ／√（１−（λｏ／λｃ）^２） ・・・・・・・・・・・ （２）

【０００４】近年、従来のアナログ方式のテレビジョン
放送の他に、技術の進歩により、デジタル方式のテレビ
ジョン放送が開始されようとしている。このデジタル方
式のテレビジョン放送に採用される直交周波数分割多重
（ＯＦＤＭ；Orthogonal Frequency Division Multiple
x）変調方式の変調波は、従来のアナログ方式のテレビ
ジョン放送のＮＴＳＣ方式の変調波よりも、ピーク電圧
値が大きいという特長を有している。従来の円形導波管
共振器型ＢＰＦでは、図１４に示すように、電界（Ｅ）
は、円形導波管１の直径方向に生じる。そして、従来の
円形導波管共振器型ＢＰＦでは、円形導波管１の直径
が、円形導波管共振器の共振長よりも短くされているた
め、特性インピーダンスが高くなるとともに、従来の円
形導波管共振器型帯域通過フィルタを、直交周波数分割
多重変調方式の変調波を通過させるための帯域通過フィ
ルタとして使用する場合には、円形導波管共振器型帯域
通過フィルタの耐圧が不足するので、電力容量が低下す
るという問題点があった。

【０００５】本発明は、前記従来技術の問題点を解決す
るためになされたものであり、本発明の目的は、耐電圧
特性を向上させて、電力容量を向上させることが可能な
円形導波管共振器型帯域通過フィルタを提供することに
ある。また、本発明の他の目的は、前述した円形導波管
共振器型帯域通過フィルタを用いる空中線共用器を提供
することにある。本発明の前記並びにその他の目的と新
規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面によって明ら
かにする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】本願において開示される
発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、
下記の通りである。即ち、本発明は、円形導波管共振器
を、３個以上の奇数個具備し、入出力端子と接続される
ループ素子を備える円形導波管共振器型帯域通過フィル
タ、あるいは、入出力端子と接続される容量素子を備え
る円形導波管共振器型帯域通過フィルタであって、円形
導波管共振器の共振長をＬ、円形導波管共振器の管径を
Ｄとするとき、前記各円形導波管共振器は、Ｄ＞Ｌを満
足することを特徴とする。また、本発明は、前述の円形
導波管共振器型帯域通過フィルタを備える空中線共用器
である。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態を詳細に説明する。なお、実施の形態を説明す
るための全図において、同一機能を有するものは同一符
号を付け、その繰り返しの説明は省略する。 ［実施の形態１］図１は、本発明の実施の形態１の円形
導波管共振器型帯域通過フィルタ（以下、単に、ＢＰＦ
と称する。）の概略構成を示す斜視図であり、図２は、
図１に示すＡ−Ａ’切断線で切断した断面を示す断面図
である。本実施の形態のＢＰＦは、入出力結合回路とし
て磁気結合回路を使用し、３個の円形導波管共振器を用
いる６（ｎ＝６）次のＢＰＦである。図１、図２におい
て、１は円形導波管、２ａ，２ｂは隔壁、３は入力（ま
たは出力）端子、４は出力（または入力）端子、５ａ〜
５ｃはＶモード周波数調整ネジ、６ａ〜６ｃはＨモード
周波数調整ネジ、７ａ〜７ｃは結合調整ネジ、８は入力
（または出力）結合ループ、９は出力（または入力）結
合ループ、１０ａ〜１０ｃはデュアルモード円形導波管
共振器、１２ａ，１２ｂは隔壁２ａに形成された誘導性
結合窓、１２ｃ，１２ｄは隔壁２ｂに形成された誘導性
結合窓である。図３は、図１に示すＶモード周波数調整
ネジ（５ａ〜５ｃ）、Ｈモード周波数調整ネジ（６ａ〜
６ｃ）、および結合調整ネジ（７ａ〜７ｃ）の関係を示
す図であり、図３（ａ）は図２に示すＢ−Ｂ’切断線、
図３（ｂ）は図２に示すＣ−Ｃ’切断線、図３（ｃ）は
図２に示すＤ−Ｄ’切断線である。図３に示すように、
Ｖモード周波数調整ネジ（５ａ〜５ｃ）、およびＨモー
ド周波数調整ネジ（６ａ〜６ｃ）は、それぞれの軸方向
が９０°の角度差を有するように設けられ、また、結合
調整ネジ（７ａ〜７ｃ）は、Ｖモード周波数調整ネジ
（５ａ〜５ｃ）の軸方向に対して、±４５°の角度差を
有するように設けられる。

【０００８】図４は、図１、図２に示す本実施の形態の
ＢＰＦの等価回路を示す回路図である。同図において、
ＲＳ１は、円形導波管共振器１０ａのＶモード共振回
路、ＲＳ２は、円形導波管共振器１０ｂのＶモード共振
回路、ＲＳ３は、円形導波管共振器１０ｃのＶモード共
振回路、ＲＳ４は、円形導波管共振器１０ｃのＨモード
共振回路、ＲＳ５は、円形導波管共振器１０ｂのＨモー
ド共振回路、ＲＳ６は、円形導波管共振器１０ａのＨモ
ード共振回路である。Ｃ_１６は、円形導波管共振器１０
ａのＶモード共振回路（ＲＳ１）と円形導波管共振器１
０ａのＨモード共振回路（ＲＳ６）とを容量結合する容
量結合回路、Ｃ_２５は、円形導波管共振器１０ｂのＶモ
ード共振回路（ＲＳ２）と円形導波管共振器１０ｂのＨ
モード共振回路（ＲＳ５）とを容量結合する容量結合回
路、Ｃ _３４は、円形導波管共振器１０ｃのＶモード共振
回路（ＲＳ３）と円形導波管共振器１０ｃのＨモード共
振回路（ＲＳ４）とを容量結合する容量結合回路であ
る。この容量結合回路（Ｃ_１６，Ｃ_２５，Ｃ_３４）によ
る結合量は、結合調整ネジ（７ａ〜７ｃ）で調整するこ
とができる。さらに、Ｍ_０１は、入力（または出力）結
合ループ８と、円形導波管共振器１０ａのＶモード共振
回路（ＲＳ１）とを磁気結合する磁気結合回路、Ｍ_６７
は、出力（または入力）結合ループ９と、円形導波管共
振器１０ａのＨモード共振回路（ＲＳ６）とを磁気結合
する磁気結合回路である。

【０００９】本実施の形態のＢＰＦにおいて、第１の隔
壁２ａに設けられた第１の誘導性結合窓１２ａは、第１
の円形導波管共振器１０ａのＶモード共振回路（ＲＳ
１）と第２の円形導波管共振器１０ｂのＶモード共振回
路（ＲＳ２）とを磁気結合し、同様に、第１の隔壁２ａ
に設けられた第２の誘導性結合窓１２ｂは、第１の円形
導波管共振器１０ａのＨモード共振回路（ＲＳ６）と第
２の円形導波管共振器１０ｂのＨモード共振回路（ＲＳ
５）とを磁気結合する。第２の隔壁２ｂに設けられた第
３の誘導性結合窓１２ｃは、第２の円形導波管共振器１
０ｂのＶモード共振回路（ＲＳ２）と第３の円形導波管
共振器１０ｃのＶモード共振回路（ＲＳ３）とを磁気結
合し、同様に、第２の隔壁２ｂに設けられた第４の誘導
性結合窓１２ｄは、第２の円形導波管共振器１０ｂのＨ
モード共振回路（ＲＳ５）と第３の円形導波管共振器１
０ｃのＨモード共振回路（ＲＳ４）とを磁気結合する。
図４において、Ｍ_１２は、第１の隔壁２ａに設けられた
第１の誘導性結合窓１２ａによる磁気結合回路、Ｍ_２３
は、第２の隔壁２ｂに設けられた第３の誘導性結合窓１
２ｃによる磁気結合回路である。同様に、Ｍ_４５は、第
２の隔壁２ｂに設けられた第４の誘導性結合窓１２ｄに
よる磁気結合回路、Ｍ_５６は、第１の隔壁２ａに設けら
れた第２の誘導性結合窓１２ｂによる磁気結合回路であ
る。この磁気結合回路（Ｍ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_４５，Ｍ
_５６）による結合量は、隔壁（２ａ，２ｂ）に設けられ
た誘導性結合窓（１２ａ〜１２ｄ）の大きさで調整する
ことができる。

【００１０】今、各共振器（ＲＳ１〜ＲＳ６）が、所定
の周波数に同調するように、各Ｖモード周波数調整ネジ
（５ａ〜５ｃ）、およびＨモード周波数調整ネジ（６ａ
〜６ｃ）が調整されているものとして、本実施の形態の
ＢＰＦの動作を簡単に説明する。本実施の形態のＢＰＦ
では、入力（または出力）端子３から入力された高周波
電力が、磁気結合回路Ｍ_０１により、円形導波管共振器
１０ａのＶモード共振回路（ＲＳ１）と磁気結合され、
これにより、共振回路（ＲＳ１）が励振される。また、
共振回路（ＲＳ１）の共振電界の一部は、結合調整ネジ
７ａにより、円形導波管共振器１０ａのＨモード共振回
路（ＲＳ６）と容量結合され、共振回路（ＲＳ６）が励
振される。共振回路（ＲＳ１）の共振電界の一部は、隔
壁２ａに設けられた誘導性結合窓１２ａにより、円形導
波管共振器１０ｂのＶモード共振回路（ＲＳ２）と磁気
結合され、共振回路（ＲＳ２）が励振される。共振回路
（ＲＳ２）の共振電界の一部は、結合調整ネジ７ｂによ
り、円形導波管共振器１０ｂのＨモード共振回路（ＲＳ
５）と容量結合され、共振回路（ＲＳ５）が励振され
る。

【００１１】この時、結合調整ネジ（７ａ，７ｂ）の設
置位置を、共振回路（ＲＳ５）に生じる共振電界ベクト
ルと、共振回路（ＲＳ６）に生じる共振電界ベクトルと
の向きが１８０°異なるように選択し、共振回路（ＲＳ
５）と共振回路（ＲＳ６）とを、隔壁２ａに設けられた
誘導性結合窓１２ｂにより磁気結合する。これにより、
共振回路（ＲＳ１）→磁気結合回路（Ｍ_１２）→共振回
路（ＲＳ２）→容量結合回路（Ｃ_２５）→共振回路（Ｒ
Ｓ５）→磁気結合回路（Ｍ_５６）→共振回路（ＲＳ６）
からなる経路で共振回路（ＲＳ６）に生じる電磁界と、
共振回路（ＲＳ１）→容量結合回路（Ｃ_１６）→共振回
路（ＲＳ６）からなる経路で共振回路（ＲＳ６）に生じ
る電磁界とを逆位相とすることができる。そのため、そ
の通過帯域外（減衰域）で、両電磁界の振幅が、互いに
等しくなる一対の周波数において、減衰極（減衰ポー
ル）が発生する。同様に、結合調整ネジ（７ｂ，７ｃ）
の設置位置を、共振回路（ＲＳ４）に生じる共振電界ベ
クトルと、共振回路（ＲＳ５）に生じる共振電界ベクト
ルとの向きが１８０°異なるように選択し、共振回路
（ＲＳ４）と共振回路（ＲＳ５）とを、隔壁２ｂに設け
られた誘導性結合窓１２ｃにより磁気結合する。これに
より、共振回路（ＲＳ２）→磁気結合回路（Ｍ_２３）→
共振回路（ＲＳ３）→容量結合回路（Ｃ_３４）→共振回
路（ＲＳ４）→磁気結合回路（Ｍ_４５）→共振回路（Ｒ
Ｓ５）からなる経路で共振回路（ＲＳ５）に生じる電磁
界と、共振回路（ＲＳ２）→容量結合回路（Ｃ_２５）→
共振回路（ＲＳ５）からなる経路で共振回路（ＲＳ５）
に生じる電磁界とを逆位相とすることができるため、そ
の通過帯域外（減衰域）で、両電磁界の振幅が、互いに
等しくなる一対の周波数において、減衰極が発生する。
このように、本実施の形態のＢＰＦは、容量結合回路
（Ｃ_１６，Ｃ_２５，Ｃ_{３ ４}）の値を調整することによ
り、２対有極チェビシュフ形の帯域通過フィルタとな
る。

【００１２】図５は、本実施の形態のＢＰＦの共振長
と、円形導波管の直径との関係を示す図である。本実施
の形態のＢＰＦは、円形導波管１の直径が、共振長より
も長くされる点で、前述の図１２に示す従来のＢＰＦと
相異する。即ち、本実施の形態では、図５に示すよう
に、円形導波管１の直径（即ち、円形導波管共振器の管
径）をＤ、各円形導波管共振器の共振長をＬとすると
き、Ｄ＞Ｌとされる。図６は、本実施の形態のＢＰＦの
減衰特性を示すグラフである。図６に示すように、本実
施の形態のＢＰＦでは、ＢＰＦの通過帯域よりも低い周
波数に不要スプリアス（図６のイ）が生じる。この不要
スプリアスが生じる原因は、円形導波管共振器内で、Ｔ
Ｅ_１１モード以外のモードによる不要共振が発生するた
めである。この不要スプリアスを抑制するために、図１
２に示す従来のＢＰＦでは、円形導波管１の直径が、共
振長よりも短くされていた。図１５は、図１２に示す従
来のＢＰＦの減衰特性を示すグラフであり、図１５から
分かるように、従来のＢＰＦでは、ＢＰＦの通過帯域よ
りも低い周波数に不要スプリアスが生じていない。この
ように、本実施の形態では、ＢＰＦの通過帯域よりも低
い周波数に不要スプリアスが生じるが、耐電圧特性を向
上させることが可能となる。

【００１３】以下、この点について説明する。前述の図
１２に示す従来のＢＰＦにおいて、円形導波管１の遮断
波長（λｃold）は、一般に、下記（４）式で設定され
るが、本実施の形態のＢＰＦにおいては、円形導波管１
の遮断波長（λｃnew）を、下記（４）式で設定する。
なお、以下の説明では、添字のoldは、前述の図１２に
示す従来のＢＰＦにおける各特性値を、添字のnewは、
本実施の形態のＢＰＦの各特性値を表す。

【数３】 λｃold≒１．３λｏ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （３） λｃnew≒１．５λｏ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （４） ここで、λｏは、円形導波管共振器の設計中心周波数波
長であり、今、λｏを６００ｍｍ（即ち、円形導波管共
振器の設計中心周波数ｆｏは、０．５ＧＨｚ）とする
と、λｃold、λｃnewは、下記（５）式に示す値とな
る。

【数４】 λｃold≒１．３×６００＝７８０（ｍｍ） λｃnew≒１．５×６００＝９００（ｍｍ） ・・・・・・・・・ （５） 前述したように、円形導波管１の内径をＤとすると、円
形導波管１の遮断波長（λｃ）は、前記（１）式で表さ
れる。したがって、Ｄold、Ｄnewは、下記（６）式に示
す値となる。

【数５】 Ｄold＝λｃold／１．７０６≒７８０／１．７０６≒４５７（ｍｍ） Ｄnew≒λｃnew／１．７０６≒９００／１．７０６≒５２８（ｍｍ） ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （６）

【００１４】前述したように、円形導波管１の管内波長
（λｇ）は、前記（２）式で表される。したがって、λ
ｇold、λｇnewは、下記（７）式に示す値となる。

【数６】 λｇold＝λｏ／√（１−（λｏ／λｃ）^２） ＝６００／√（１−（６００／７８０）^２） ≒９３９（ｍｍ） λｇnew＝λｏ／√（１−（λｏ／λｃ）^２） ＝６００／√（１−（６００／９００）^２ ） ≒８０５（ｍｍ） ・・・・・・・・・・・・・・・・・ （７） 共振長Ｌは、λｇ／２で表されるので、Ｌold、Ｌnew
は、下記（８）式に示す値となる。

【数７】 Ｌｇold＝λｇold／２≒９３９／２≒４７０（ｍｍ） Ｌｇnew＝λｇnew／２≒８０５／２≒４０３（ｍｍ） ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （８）

【００１５】また、特性インピーダンス（Ｚｗ）は、下
記（９）式で表される。

【数８】 Ｚｗ＝３７７λｇ／λｏ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （９） したがって、Ｚｗold、Ｚｗnewは、下記（１０）式に示
す値となる。

【数９】 Ｚｗold＝３７７λｇold／λｏ≒３７７×９３９／６００≒５９０（Ω） Ｚｗnew＝３７７λｇnew／λｏ≒３７７×８０５／６００≒５０６（Ω） ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１０） また、円形導波管共振器の無負荷Ｑ（Ｑｕ）は、下記
（１１）式で表される。

【数１０】 Ｑｕ＝０．６０６×１０^４×Ｄin√ｆｏ／｛０．４２＋（ｆｃ／ｆｏ）^２｝ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１１） ここで、Ｄinは、インチ単位で表される円形導波管１の
直径（Ｄ）である。したがって、Ｑｕold、Ｑｕnewは、
下記（１２）式に示す値となる。

【数１１】 Ｑｕold＝6060×（457／25.4）√0.5／｛0.42＋（0.3846／0.5）^２｝ ≒７６２００ Ｑｕnew＝6060×（528／25.4）√0.5／｛0.42＋（0.3334／0.5）^２｝ ≒１０３０００ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１２） このように、Ｑｕnewは、Ｑｕoldの約１．３６（≒１０
３０００／７６２００≒１．３５）倍となり、本実施の
形態のＢＰＦは、従来のＢＰＦに比して、損失特性を約
２５％（１／４）改善することができる。

【００１６】さらに、円形導波管のＴＥ_１１モードにお
ける、最大電力と最大電界強度の比（Ｐmax／Ｅmax^２）
は、下記（１３）式で表される。

【数１２】 Ｐmax／Ｅmax^２＝１．９９×１０^−３×（Ｄ／２）^２×（λｏ／λｇ） ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１３） したがって、（Ｐmax／Ｅmax^２）old、（Ｐmax／Ｅmax
^２）newは、下記（１４）式に示す値となる。

【数１３】 （Ｐmax／Ｅmax^２）old ＝１．９９×１０^−３×（４５７／２）^２×（６００／９３８） ≒６６．４６ （Ｐmax／Ｅmax^２）new ＝１．９９×１０^−３×（５２８／２）^２×（６００／８００） ≒１０４ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１４）

【００１７】これらの結果から、従来のＢＰＦに対する
本実施の形態のＢＰＦの、損失改良比（Ｌ．Ｆ）、およ
び、電力容量の改良（増加）比（Ｐ．Ｆ）は、下記（１
５）式のようになる。

【数１４】 Ｌ．Ｆ＝Ｑｕold／Ｑｕnew≒７６２００／１０３６００≒０．７３６ Ｐ．Ｆ＝（Ｐmax／Ｅmax^２）new／（Ｐmax／Ｅmax^２）old ≒１０４／６６．４６≒１．５６≒１．６ ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・ （１５） このように、本実施の形態のＢＰＦによれば、従来のＢ
ＰＦに比して、無負荷Ｑを１．３５倍に、かつ、電力容
量を１．６倍に向上させることが可能となる。即ち、本
実施の形態のＢＰＦによれば、耐電圧特性を向上させ
て、電力容量を向上させることが可能となる。但し、本
実施の形態のＢＰＦは、ＢＰＦの通過帯域よりも低い周
波数に不要スプリアスが生じるが、テレビジョン放送の
信号波を通過させる帯域通過フィルタとしては、中心周
波数ｆｏとするとき、通過帯域幅は、ｆｏ±３ＭＨｚで
よいので、本実施の形態のＢＰＦにおいて、ＢＰＦの通
過帯域よりも低い周波数および高い周波数に生じる不要
スプリアスは問題にはならない。

【００１８】図７、図８は、実際に試作した本実施の形
態のＢＰＦの一例の減衰特性を示すグラフである。この
図７、図８に示すグラフは、本実施の形態のＢＰＦを実
際に試作して、その減衰特性を測定した結果を示すグラ
フである。図７において、Ａは減衰量を、Ｂは反射減衰
量を表し、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は１．
５ＭＨｚ、縦軸は減衰量（ｄＢ）でメモリ間隔は５ｄＢ
である。この図７において、ＢＰＦの中心周波数は４９
３．７ＭＨｚであり、この中心周波数４９３．７ＭＨｚ
（図７のＡのグラフの１の点）のときの減衰量は、−
０．１０７１ｄＢであり、周波数が４９０．９ＭＨｚ
（（４９３．７−２．８）ＭＨｚ；図７のＡのグラフ２
の点）のときの減衰量は、−０．３４７ｄＢであり、周
波数が４９６．５ＭＨｚ（（４９３．７＋２．８）ＭＨ
ｚ；図７のＡのグラフ４の点）のときの減衰量は、−
０．２９８３ｄＢであり、周波数が４９０．５ＭＨｚ
（（４９３．７−３．２）ＭＨｚ；図７のＡのグラフ３
の点）のときの減衰量は、−３０．５５８ｄＢであり、
周波数が４９６．９ＭＨｚ（（４９３．７＋３．２）Ｍ
Ｈｚ；図７のＡのグラフ５の点）のときの減衰量は、−
２４．４６４ｄＢである。また、中心周波数４９３．７
ＭＨｚ（図７のＢのグラフの１の点）のときの反射減衰
量は、−２５．２１２ｄＢであり、周波数が４９０．９
ＭＨｚ（（４９３．７−２．８）ＭＨｚ；図７のＢのグ
ラフ２の点）のときの反射減衰量は、−３４．０２９ｄ
Ｂであり、周波数が４９６．５ＭＨｚ（（４９３．７＋
２．８）ＭＨｚ；図７のＢのグラフの３の点）のときの
反射減衰量は、−２８．９２７ｄＢである。

【００１９】図８において、Ａは減衰量を、Ｂは反射減
衰量を表し、横軸は周波数（ＭＨｚ）でメモリ間隔は２
０ＭＨｚである。また、縦軸は減衰量（ｄＢ）で、減衰
量を表すＡのグラフでは、メモリ間隔は１０ｄＢであ
り、反射減衰量を表すＢのグラフでは、メモリ間隔は５
ｄＢである。この図８において、ＢＰＦの中心周波数は
５００ＭＨｚ（０．５ＧＨｚ）であり、図８のＡのグラ
フから分かるように、中心周波数５００ＭＨｚよりも低
い周波数の４３５ＭＨｚ（（５００−６５）ＭＨｚ；図
８のＡのグラフの２の点）の領域に不要スプリアスが生
じているのが分かる。同様に、中心周波数５００ＭＨｚ
よりも高い周波数の５６０ＭＨｚ（（５００＋６０）Ｍ
Ｈｚ；図８のＡのグラフの３の点）の領域に不要スプリ
アスが生じているのが分かる。しかしながら、前述した
ように、テレビジョン放送の信号波を通過させる帯域通
過フィルタとしては、中心周波数ｆｏとするとき、通過
帯域幅は、ｆｏ±３ＭＨｚでよいので、図８に示すグラ
フに示すように、不要スプリアスが生じる周波数領域
は、ｆｏ−６５ＭＨｚ、ｆｏ＋６０ＭＨｚの領域である
ので、この不要スプリアスは、テレビジョン放送の信号
波を通過させる場合には問題とならない。

【００２０】［実施の形態２］図９は、本発明の実施の
形態２の円形導波管共振器型帯域通過フィルタ（以下、
単に、ＢＰＦと称する。）の概略構成を示す要部断面図
であり、同図（ａ）は、図２と同一箇所の断面図、同図
（ｂ）は、同図（ａ）に示すＥ−Ｅ’切断線で切断した
断面を示す断面図である。本実施の形態のＢＰＦも、３
個の円形導波管共振器を用いる６（ｎ＝６）次のＢＰＦ
であり、図９において、１４，１５は入出力結合プロー
ブであり、本実施の形態のＢＰＦは、入出力結合回路が
容量結合回路である点で、前述の実施の形態のＢＰＦと
相異する。なお、図９において、図２と同じものは、同
一の符号を付して、その詳細な説明は省略する。また、
本実施の形態においても、図１に示すＶモード周波数調
整ネジ（５ａ〜５ｃ）、Ｈモード周波数調整ネジ（６ａ
〜６ｃ）、および結合調整ネジ（７ａ〜７ｃ）の関係
は、図３と同じである。図１０は、本実施の形態のＢＰ
Ｆの等価回路を示す回路図である。なお、図１０におい
て、Ｃ_０１は、入出力結合プローブ１４と、円形導波管
共振器１０ａのＶモード共振回路（ＲＳ１）とを容量結
合する容量結合回路、Ｃ_{６ ７}は、入出力結合プローブ１
５と、円形導波管共振器１０ａのＨモード共振回路（Ｒ
Ｓ６）とを容量結合する容量結合回路である。本実施の
形態のＢＰＦにおいても、前述の実施の形態１と同様の
作用・効果を得ることが可能である。

【００２１】［実施の形態３］図１１は、本発明の実施
の形態３の空中線共用装置の概略構成を示すブロック図
である。同図に示すように、本実施の形態の空中線共用
装置では、第２のハイブリッド回路２２の第４の端子
（Ｔ_２４）と、第４のハイブリッド回路２４の第１の端
子（Ｔ_４１）とが互いに接続され、また、第２のハイブ
リッド回路２２の第１の端子（Ｔ_２１）は、無反射終端
器（Ｒ）に接続され、第４のハイブリッド回路２４の第
４の端子（Ｔ_４４）は、アンテナ（ＡＮＴ）に接続され
る。また、第１のハイブリッド回路２１の第１の端子
（Ｔ_１１）は、第１のチャネル（ｃｈ１）の送信波を出
力する送信機に接続され、また、第３のハイブリッド回
路２３の第１の端子（Ｔ_３１）は、第２のチャネル（ｃ
ｈ２）の送信波を出力する送信機に接続される。さら
に、第１のハイブリッド回路２１の第４の端子
（Ｔ_１４）、および第３のハイブリッド回路２３の第４
の端子（Ｔ_３４）は、無反射終端器（Ｒ）に接続され
る。

【００２２】また、第１のハイブリッド回路２１の第２
の端子（Ｔ_１２）と、第２のハイブリッド回路２２の第
２の端子（Ｔ_２２）との間、並びに、第１のハイブリッ
ド回路２１の第３の端子（Ｔ_１３）と、第２のハイブリ
ッド回路２２の第３の端子（Ｔ_２３）との間には、第１
の帯域通過フィルタ（３０，３１）が接続される。同様
に、第３のハイブリッド回路２３の第２の端子
（Ｔ_３２）と、第４のハイブリッド回路２４の第２の端
子（Ｔ_４２）との間、並びに、第３のハイブリッド回路
２３の第３の端子（Ｔ_３３）と、第４のハイブリッド回
路２４の第３の端子（Ｔ_４３）との間には、第２の帯域
通過フィルタ（３２，３３）が接続される。ここで、第
１のハイブリッド回路２１、第２のハイブリッド回路２
２、および帯域通過フィルタ（３０，３１）は、第１の
チャネル（ｃｈ１）の送信波を通過させる定インピーダ
ンス帯域通過フィルタを、並びに、第３のハイブリッド
回路２３、第４のハイブリッド回路２４、および帯域通
過フィルタ（３２，３３）は、第２のチャネル（ｃｈ
２）の送信波を通過させる定インピーダンス帯域通過フ
ィルタを構成する。

【００２３】以下、本実施の形態の空中線共用装置の動
作を簡単に説明する。第１のハイブリッド回路２１の第
１の端子（Ｔ_１１）から入力された第１のチャネル（ｃ
ｈ１）の送信波は、それぞれ帯域通過フィルタ（３０，
３１）を通って、第２のハイブリッド回路２２に入力さ
れ、第２のハイブリッド回路２２の第４の端子
（Ｔ_２４）から出力される。この第２のハイブリッド回
路２２から出力された第１のチャネル（ｃｈ１）の送信
波は、第４のハイブリッド回路２４に入力され、帯域通
過フィルタ（３２，３３）で全反射され、第４のハイブ
リッド回路２４の第４の端子（Ｔ_４４）から出力され、
アンテナ（ＡＮＴ）から放射される。また、第３のハイ
ブリッド回路２３の第１の端子（Ｔ_３１）から入力され
た第２のチャネル（ｃｈ２）の送信波は、それぞれ帯域
通過フィルタ（３２，３３）を通って、第４のハイブリ
ッド回路２４に入力され、第４のハイブリッド回路２４
の第４の端子（Ｔ_４４）から出力され、アンテナ（ＡＮ
Ｔ）から放射される。ここで、本実施の形態の帯域通過
フィルタ（３０〜３３）は、前述の各実施の形態のＢＰ
Ｆ（円形導波管共振器型帯域通過フィルタ）が使用され
る。これにより、本実施の形態の空中線共用器によれ
ば、耐電圧特性を向上させて、電力容量を向上させるこ
とが可能となる。以上、本発明者によってなされた発明
を、前記実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発
明は、前記実施の形態に限定されるものではなく、その
要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能であること
は勿論である。

【００２４】

【発明の効果】本願において開示される発明のうち代表
的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下
記の通りである。 （１）本発明によれば、円形導波管共振器型帯域通過フ
ィルタにおいて、耐電圧特性を向上させて、電力容量を
向上させることが可能となる。 （２）本発明によれば、空中線共用器において、前述し
た円形導波管共振器型帯域通過フィルタを使用すること
により、電力容量を向上させることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態１の円形導波管共振器型帯
域通過フィルタの概略構成を示す斜視図である。

【図２】図１に示すＡ−Ａ’切断線で切断した断面を示
す断面図である。

【図３】図１に示すＶモード周波数調整ネジ、Ｈモード
周波数調整ネジ、および結合調整ネジの関係を示す図で
ある。

【図４】本発明の実施の形態１の円形導波管共振器型帯
域通過フィルタの等価回路を示す回路図である。

【図５】本発明の実施の形態１の円形導波管共振器型帯
域通過フィルタの減衰特性を示すグラフである。

【図６】本発明の実施の形態１の円形導波管共振器型帯
域通過フィルタの共振長と、円形導波管の直径との関係
を示す図である。

【図７】本発明の実施の形態１の円形導波管共振器型帯
域通過フィルタ帯域通過フィルタの減衰特性を示すグラ
フである。

【図８】本発明の実施の形態１の円形導波管共振器型帯
域通過フィルタ帯域通過フィルタの減衰特性を示すグラ
フである。

【図９】本発明の実施の形態２の円形導波管共振器型帯
域通過フィルタの概略構成を示す要部断面図である。

【図１０】本発明の実施の形態２の円形導波管共振器型
帯域通過の等価回路を示す回路図である。

【図１１】本発明の実施の形態３の空中線共用器の概略
構成を示すブロック図である。ルタの減衰特性を示すグ
ラフである。

【図１２】従来の円形導波管共振器型帯域通過フィルタ
の共振長と、円形導波管の直径との関係を示す図であ
る。

【図１３】円形導波管におけるＴＥ_１１モードの電磁界
を説明するための断面図である。

【図１４】円形導波管共振器の共振長を説明するための
図である。

【図１５】図１２に示す円形導波管共振器型帯域通過フ
ィルタの減衰特性を示すグラフである。

【符号の説明】

１…円形導波管、２ａ，２ｂ…隔壁、３…入力（または
出力）端子、４…出力（または入力）端子、５ａ〜５ｃ
…Ｖモード周波数調整ネジ、６ａ〜６ｃ…Ｈモード周波
数調整ネジ、７ａ〜７ｃ…結合調整ネジ、８…入力（ま
たは出力）結合ループ、９…出力（または入力）結合ル
ープ、１０ａ〜１０ｃ…デュアルモード円形導波管共振
器、１２ａ〜１２ｄ…誘導性結合窓、１４，１５…入出
力結合プローブ、２１〜２４…ハイブリッド回路、３０
〜３３…帯域通過フィルタ、ＡＮＴ…アンテナ、Ｒ…無
反射終端器。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 円形導波管共振器を、３個以上の奇数個
   具備し、入出力端子と接続されるループ素子を備える円
   形導波管共振器型帯域通過フィルタであって、 円形導波管共振器の共振長をＬ、円形導波管共振器の管
   径をＤとするとき、前記各円形導波管共振器は、Ｄ＞Ｌ
   を満足することを特徴とする円形導波管共振器型帯域通
   過フィルタ。
2. 【請求項２】 円形導波管共振器を、３個以上の奇数個
   具備し、入出力端子と接続される容量素子を備える円形
   導波管共振器型帯域通過フィルタであって、 円形導波管共振器の共振長をＬ、円形導波管共振器の管
   径をＤとするとき、前記各円形導波管共振器は、Ｄ＞Ｌ
   を満足することを特徴とする円形導波管共振器型帯域通
   過フィルタ。
3. 【請求項３】 第１の端子に、第１のチャネルの送信波
   が入力されるとともに、第２および第３の端子から出力
   される送信波が互いに９０°の位相差を有する第１のハ
   イブリッド回路と、 第１の端子に、第２のチャネルの送信波が入力され、か
   つ、第４の端子が空中線に接続されるとともに、第２お
   よび第３の端子から出力される送信波が互いに９０°の
   位相差を有する第２のハイブリッド回路と、 前記第１のハイブリッド回路の第２の端子と、前記第２
   のハイブリッド回路の第２の端子との間に接続され、前
   記第１のチャネルの送信波を通過させる第１の帯域通過
   フィルタと、 前記第１のハイブリッド回路の第３の端子と、前記第２
   のハイブリッド回路の第３の端子との間に接続され、前
   記第１のチャネルの送信波を通過させる第２の帯域通過
   フィルタとを備える空中線共用器であって、 前記第１および第２の帯域通過フィルタは、請求項１ま
   たは請求項２に記載の円形導波管共振器型帯域通過フィ
   ルタで構成されることを特徴とする空中線共用器。