JP2001520469A - デュアル・バンド電圧制御発振器 - Google Patents

デュアル・バンド電圧制御発振器

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JP2001520469A JP2000516432A JP2000516432A JP2001520469A JP 2001520469 A JP2001520469 A JP 2001520469A JP 2000516432 A JP2000516432 A JP 2000516432A JP 2000516432 A JP2000516432 A JP 2000516432A JP 2001520469 A JP2001520469 A JP 2001520469A
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  • Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
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Abstract

(57)【要約】 本発明による電圧制御発振器は900MHzおよび1.8GHzのような２つの非常に異なる周波数バンドで動作する。電圧制御発振器は、２つの負抵抗生成器(32,34)を含み、これらは、共通のチューナブルタンク回路(26)および共通のインピーダンス・マッチング結合回路(28)を共有し、この結合回路はRF出力(36)を提供する。VCOは、Q値を劣化させ位相ノイズを導入するピン・ダイオードを利用することなく、1つのバラクタ(30)のみを利用して両周波数を調整し、ひいてはコストを削減する。別個の負抵抗生成器(32,34)を利用して各周波数バンドにおける最適な周波数を選択的に提供する。

Description

【発明の詳細な説明】
（発明の属する技術分野） 本発明は一般に通信装置内の周波数シンセサイザにおいて使用される電圧制御
発振器に関し、特に、デュアル・バンド電圧制御発振器に関する。
【０００１】 （背景技術） パーソナル通信に対する周波数スペクトルの新たな割当により、既存の９００
ＭＨｚ周波数バンドだけでなく新たに割り当てられた１．８ＧＨｚ周波数バンド
の両者において、携帯電話機は動作する必要がある。このようなデュアル・バン ド携帯電話機の局部発振器は、別々の２つの広範な周波数範囲で動作する必要が
ある。
【０００２】 従来のデュアル・バンド装置は、結合回路網を有する完全に分離した局部発振 器と、周波数を逓倍するためのダブラ(doubler)またはトリプラ(tripler)を有す
る局部発振器と、ピン・ダイオードのようなRF切替装置と、目下対象とされる2つ
のバンドを含む動作周波数範囲を有するワイド・バンド発振器とを備える。
【０００３】 結合回路網を有する完全に分離した局部発振器を利用することの欠点は、結合
回路網に加えて２つの独立したVCO回路を必要とすることである。この必要性に 起因して、バラクタのような２つの調整要素を使用しなければならなくなり、回
路全体のコストおよびサイズが増加してしまう。
【０００４】 周波数を逓倍するためのダブラまたはトリプラを有する局部発振器を利用する
ことの欠点は、出力の中にスプリアス信号が常に存在してしまうことである。受
信性能の劣化または他の無線サービスとの干渉を避けるため、これらのスプリア
ス信号はフィルタ処理して除去しなければならない。さらに、ダブラおよびトリ
プラとともに部品点数も非常に増加し、所望の出力周波数がこれら多数の部品に
正確に適合していなければならなくなる。さらに、周波数の２重化または３重化
により位相ノイズも増加してしまう。
【０００５】 ピン・ダイオードの欠点は、そのピン・ダイオードが低い「オン(on)」インピー
ダンスを得るために多くのDC電流を必要とし、ピン・ダイオードが「オフ(off)」
である場合はピン・ダイオードがスプリアス信号に関連した大きな高調波レベル を生成してしまうことである。さらに、ピン・ダイオードを利用するタンク回路(
tank circuit)は、回路のQ値を減少させ、効率を悪化させ、出力回路における大
きな位相ノイズを招いてしまう。
【０００６】 ワイド・バンド発振器を利用することの欠点は、そのワイド・バンド発振器がチ
ューニング制御に対して高い感度を必要とすることである。この高感度に起因し
て、発振器はチューニング制御線上のノイズに対して非常に敏感になる。この更
なる繊細なチューニングは、発振器の調整要素（バラクタ等）に強固に結合され
制御されることを必要とし、関連するタンク回路における高い損失を招く。
【０００７】 したがって、互いに逓倍される必要のない異なる周波数を生成し、１つの調整
要素のみを利用することの可能な電圧制御発振器が望まれている。さらに、ピン
・ダイオードを必要とせず、チューニング制御におけるノイズに敏感でない電圧 制御発振器が望まれている。また、良好な周波数安定性を提供し、スプリアス周
波数信号を抑制し、低損失および低電流であり、簡易な構成であり、コスト的に
有利な電圧制御発振器が望まれている。
【０００８】 （発明を実施するための最良の形態） 本発明は、２以上の動作周波数モードを有する多重周波数電圧制御発振器に関
する。各周波数モードは、任意の周波数のものとすることが可能であり、互いに
逓倍であることは必ずしも必要ではない。動作周波数バンド（帯域）は、複数の
トランジスタ／フィードバック・ブロック中の１以上のバイアス電圧を変化させ ることにより選択され、そのブロックは発振器経路における負抵抗生成器として
使用されるものである。各トランジスタはそれらのコレクタにおいてＤＣ共通接
続される。各トランジスタのベース回路は単独の共鳴チューニング回路(resonan
t tuning circuit)に結合される。そのチューニング回路内にはバラクタのよう な１つのチューニング要素が含まれ、周波数調整を行うことが好ましい。
【０００９】 本発明は、１つのチューニング要素のみを使用し、ノイズの問題を生じさせる
ピン・ダイオードを利用せずに多重周波数を提供する点で有利である。本発明に よる構成の簡潔性は、良好な周波数安定性を提供し、スプリアス周波数信号を最
少にする。さらに、この簡潔性により、従来の装置に比較して、コストが安価に
なり電流消費も少なくなる。
【００１０】 図１は本発明の第１実施例を示し、デュアル・バンド電圧制御発振器（ＶＣＯ ）のような調整可能な多重帯域周波数源(multi-band tunable frequency source
)を示す。この周波数源は、チューニング電圧VTUNEに応答するタンク回路２６を
備える。タンク回路２６は、第１および第２負抵抗生成器３２，３４の両入力に
結合される出力を有する。第１負抵抗生成器３２は第１周波数で動作することが
可能であり、第２負抵抗生成器３４は第２周波数で動作することが可能である。
第１および第２負抵抗生成器の各出力は、結合回路２８の２つの入力にそれぞれ
結合される。結合回路２８の出力３６は、ＶＣＯのマルチ・バンドＲＦ出力信号 を提供する。以後出力３６は、位相ロック・ループ、周波数ロック・ループまたは
遅延ロック・ループにおけるもののようなＲＦフィードバック信号またはロック・
ループ信号として使用される。結合回路２８は出力マッチング回路網を有し、そ
のインピーダンスが、第１および第２周波数のそれぞれにおける第１および第２
負抵抗生成器３２，３４両者の出力に適合することが好ましい。
【００１１】 図２は、図１の第１実施例の回路図であり、各々がベース１４，１６、エミッ
タ１８，２０およびコレクタ２２，２４を有する第１および第２トランジスタ（
Ｑ１，Ｑ２）１０，１２を有する。トランジスタ１０，１２のコレクタ２２，２
４は、ＡＣおよびＤＣ共通接続されている。第１および第２ベース１４，１６は
、共鳴タンク回路２６に結合され、この回路は第１インダクタＬRにより共鳴す る単独のバラクタ３０を有する。このインダクタＬRはストリップ・ライン（伝送
ライン）であることが好ましい。また、コンデンサＣRをバラクタ３０と並列に 結合して所望のチューニング感度を得ることも可能である。バラクタ３０は、図
２に示されているような絶縁抵抗Ｒ７を介して、チューニング信号VTUNEに応答 する。VTUNEを使用して、動作可能な所定の周波数帯域内で共鳴回路（共振器） を調整する。このことは、動作期間中に周波数帯域内でチャネルを変化させる周
波数シンセサイザを使用する無線通信装置において、特に有利である。
【００１２】 図２に示す回路は、コレクタが共通接続された２つのトランジスタＱ１および
Ｑ２を有する。トランジスタＱ２のベース１６は、約１００ｐｆの値を有するＤ
Ｃ遮断コンデンサＣ４を介してタンク回路２６に結合される。共振器は、ＬＣ回
路、調整スタブ(tuned stub)またはストリップ・ラインを有することが好ましい 。この共振器はＬRおよびＣRによるＬＣ等価回路として示されている。ＬＣ回路
が所望の周波数またはその近傍で共鳴することを条件として、各素子は様々な値
を取り得る。また、共振器は、バラクタ３０のような電圧可変リアクタンス素子
を含み、これは発振器の動作中に、動作周波数帯域における特定の周波数チャネ
ルに共鳴するように共振器を調整するために使用される。バラクタ３０は、チュ
ーニング信号VTUNEにより調整され、このVTUNEは絶縁抵抗Ｒ７またはＲＦチョー
クを介してバラクタ３０に結合される。バラクタ３０は第１インダクタＬRに直 列に結合される。第１インダクタＬRは、負抵抗生成器３２，３４の入力に直列 に容量結合される。トランジスタＱ２のベースには、抵抗トランジスタ・バイア ス回路網Ｒ１およびＲ２を介して、一定のバイアスがかけられる。コンデンサＣ
２を含むフィードバック・ループは、Ｑ２のベースおよびエミッタ間に設けられ る。他のフィードバック・ループ・コンデンサＣ７は、エミッタからグランドへの
間に結合される。抵抗Ｒ６は全周波数チョークとして使用され、エミッタとグラ
ンドとの間に結合される。
【００１３】 トランジスタＱ１のベース１４は、ＤＣ遮断コンデンサＣ３を介してタンク回
路２６にＡＣ結合される。フィードバック・ループ・コンデンサＣ１は、Ｑ１のベ
ース１４およびエミッタ１８間に接続される。トランジスタＱ１のベース１４は
、抵抗トランジスタ・バイアス回路網Ｒ３，Ｒ４によりバイアスされる。Ｑ１お よびＱ２のコレクタ２２，２４は、ＡＣおよびＤＣ共通接続され、ＤＣ遮断コン
デンサＣ５を介して単一のＲＦ出力３６を提供する。この場合において、上述し
た素子の実際の値は、周知の技術を利用して所望の周波数に適合するように変更
することが可能である。
【００１４】 電圧制御発振器の動作周波数バンドはVENABLE1およびVENABLE2により決定され
、各信号はそれぞれのバイアス回路網のR3/R4，R1/R2および各トランジスタのベ
ース・バイアス電圧を制御するものである。VENABLE1がＱ１をオンさせると（Ｑ ２はオフ）、第１負抵抗生成器３２はタンク回路２６に結合され、第１動作周波
数バンドにおけるＲＦ出力３６が供給される。VENABLE2がＱ２をオンさせると（
Ｑ１はオフ）、第２負抵抗生成器３４はタンク回路２６に結合され、第２動作周
波数バンドにおけるＲＦ出力３６が供給される。
【００１５】 本発明の第１実施例によれば、図２に示されるように、トランジスタ１０，１
２のコレクタ２２，２４は電気的に共通接続され、第１および第２周波数バンド
の一方又は他方において動作することが可能な単一のＶＣＯ ＲＦ出力３６が提 供される。チューニング回路は、負抵抗生成器３２，３４の各々に接続され単一
のチューニング信号入力（VTUNE）を利用して調整されるバラクタ素子３０を有 する。図示されている発振器はコルピッツ形(Colpitts)のものである。しかしな
がら、このことは本発明を限定するものではなく、他の形式の発振器を採用する
ことが可能であり、例えば、クラップ型(Clapp)、ドリスコール形(Driscoll)、 ピース形(Pierce)、ハートレー形(Harley)を採用することが可能であるがこれら
に限定されない。
【００１６】 本発明によるトランジスタおよびＶＣＯの新規な回路構成によれば以下の点で
有利である。すなわち、ワイド・バンド発振器を設計することなく幅広い周波数 を生成できる点、電力を節約するために一度に１つの周波数でのみ動作する点、
異なる周波数を得るために完全に別個の発振回路を必要としない点、チューニン
グ信号におけるノイズにさほど敏感でない点、良好な周波数安定性が得られる点
、スプリアス周波数の発生を最小限に抑制する点、低損失および低消費電流であ
る点、および簡潔である点が挙げられ、このためコスト的にも有利である。
【００１７】 また、図３に示すように周波数選択回路を、タンク回路の出力と各負抵抗生成
器の関連する入力との間に接続し、周波数の選択性を更に向上させることも可能
である。特に、低周波数直列共振回路３８が、タンク回路２６と第１負抵抗生成
器３２との間に結合され、この第１負抵抗生成器３２は９００ＭＨｚのような低
周波数で動作する。そして、高周波数並列共振回路４０が、タンク回路２６と第
２負抵抗生成器との間に結合され、この第２負抵抗生成器は１８００ＭＨｚのよ
うな高周波数で動作する。両負抵抗生成器からの出力は、先に説明したものと同
様に、結合回路２８により結合され出力３６が提供される。あるいは、周波数選
択回路を、低周波数および高周波数負抵抗生成器に関連するローパスおよびハイ
パス・フィルタで置き換えることも可能である。
【００１８】 図４は本発明の好適実施例を示し、図示されている電圧制御発振器は第１実施
例と同様のものであるが、第１直列インダクタおよび第１負抵抗生成器３２の間
に結合された第２直列インダクタを更に備える。タンク回路における第１および
第２直列インダクタは、図示されているような伝送線Ｔ１およびＴ２であること
が好ましい。図４における参照番号および記号は、図１および図２で使用された
参照番号および記号と同様のものである。伝送線Ｔ１は図２のインダクタＬRに 代わるものであり、伝送線Ｔ２は低周波数負抵抗生成器３２に向かう信号経路内
に設けられる。負抵抗生成器３２，３４、結合回路２８および出力３６は、先に
説明したのと同様のものである。
【００１９】 動作時にあっては、第１又は第２（低周波又は高周波）負抵抗生成器３２，３
４の一方がイネーブルされ、両者が同時にイネーブルされるものではない。VENA BLE1 は低周波負抵抗生成器３２の動作をイネーブルするために使用され、VENABL E2 は高周波負抵抗生成器３４の動作をイネーブルするために使用される。第１（
低周波）負抵抗生成器３２がイネーブルされると、この回路は図５の等価回路の
ように表現され、第１周波数（低周波数）がＲＦ出力３６において発生する。こ
の場合において、インアクティブの第２（高周波数）負抵抗生成器３４に結合さ
れていることに起因する寄生容量４２は、伝送線Ｔ１およびＴ２間の分岐回路(s
hunt)に結合される。第２（高周波数）負抵抗生成器３４がイネーブルされると 、この回路は図６の等価回路のように表現され、第２周波数（高周波数）がＲＦ
出力３６において発生する。この場合において、インアクティブの第１（低周波
数）負抵抗生成器３２に結合されていることに起因する寄生容量４４は、伝送線
Ｔ２に直列に結合されグランドに至る。
【００２０】 特に、伝送線Ｔ２は高周波数で動作する間に、図６に示すような寄生容量４４
と共振しないように設計される。伝送線Ｔ１およびバラクタは、既存の技術を利
用して、例えば１８００ＭＨｚのような所望の高周波数で共鳴するように設計さ
れる。実際には、第２直列インダクタ（伝送線Ｔ２）は、第２負抵抗生成器の第
２動作周波数（高周波数）の約λ／４波長であり、寄生容量４４を打ち消す(tun
e out)ような長さに調整される。高周波数での動作は容量による負荷降下(load
down)に最も敏感であるので、伝送線Ｔ２は特にＶＣＯの高い動作周波数用に調 整される。例えば９００ＭＨｚのような図５に示されるような低周波数の動作期
間中は、伝送線Ｔ２は寄生容量４２とともに約λ／８の等価長さを有し、低周波
数の共鳴モードを促進する。低周波数が高周波数の１／２に厳密に等しいことは
、本発明では必須の事項ではない。しかしながら、各周波数の比率が１：２程度
であることが好ましい。
【００２１】 デュアル・モード電圧制御発振器の上記実施例は特に優れた特徴を有する。ま ず第１に、異なる動作周波数モード間で１つのタンク回路を共有することは、一
方又は他方の負荷降下を予想させるであろうが、上述したように本発明はこの問
題を解決する。第２に、異なる負抵抗生成器に対してタンク回路を重複させると
、その回路のＱ値を許容できない程度に劣化させてしまうであろうが、本発明は
この問題も解決する。第３に、各動作モードに対する直接的なインピーダンス・ マッチング(straight impedance match)を行うと、多くの部品点数を必要とする
であろうが、本発明はこの問題も解決する。第４に、本発明は、従来行われてい
たように総ての寄生容量を除去するのではなく、寄生容量を有効に利用している
。第５に、回路から総てのダイオードが除去され、Ｑ値および位相ノイズに関す
る問題が改善される。最後に、１つのバラクタ・ダイオードを利用して両バンド をチューニングし、コストおよびサイズを小さくする。
【００２２】 図７は、本発明による通信装置２００のブロック図を示し、この通信装置はマ
ルチ・バンド周波数源を含む周波数シンセサイザ２６０を備える。通信装置は、 送信機、送受信機または受信機とすることが可能である。一実施例にあっては、
通信装置２００は周波数合成される受信機より成り、この受信機は付随する無線
機回路２５０にその出力２３０を供給する。通信装置２００は受信機２２０を含
み、好適にはデュアル・モード用に設計されたアンテナ２４０を介してＲＦ信号 を受信する。この受信機２２０は、ディジタル又はアナログ通信用のコントロー
ラ２１０によって制御されることが可能である。基準発振器２９０は、シンセサ
イザ２６０に対して発振器基準信号２７２を提供する。シンセサイザ２６０は受
信機局部発振信号２６２を受信機２２０に提供し、これは本発明によるマルチ・ バンド周波数源により制御される。周波数シンセサイザ２６０の調整可能なマル
チ・バンド周波数源は、本発明により少なくとも２つ周波数帯域で動作可能であ り、その周波数源はコントローラ２１０からのバンド・イネーブル信号２８０に よって制御される。
【００２３】 他の実施例にあっては、通信装置はセルラ電話における送受信機とすることも
可能である。シンセサイザは、マルチ・バンド周波数源により制御される付加的 な送信機局部発振信号を提供する。周波数シンセサイザの調整可能なマルチ・バ ンド周波数源は、上述したように２つの周波数帯域で動作することが可能である
。送信機および受信機は、コントローラの制御の下でアンテナに切り替え接続さ
れる。
【００２４】 図８は、図７の無線機のブロック図を示し、この無線機は図１ないし６の単一
の出力およびデュアル・バンド周波数源を利用する。無線機は受信機２２０に結 合されるアンテナ２４０を含み、この受信機は関連する無線機回路２５０に出力
２３０を提供する。無線機は、バンド・イネーブル信号２８０により制御され、 本発明によるＶＣＯを組み込み、局部発振信号２６２を受信機２２０に提供する
デュアル・バンド周波数シンセサイザに結合する基準発振器を備える。
【００２５】 無線受信機２２０は、例えば９００ＭＨｚおよび１．８ＧＨｚのような所望の
周波数帯域を選択的に通過させるトラック・プレ・セレクタ回路(tracking pre-se
lector filter)を備える。このプレ・セレクタは、フィルタ処理された信号をワ イドバンドＲＦ増幅器に供給する。増幅器は、例えば９００ＭＨｚおよび１．８
ＧＨｚの信号を増幅することが可能で低雑音設計のものであることが好ましい。
増幅器は増幅された信号をミキサに供給する。使用される周波数帯域はバンド・ イネーブル信号２８０に応答するものである。ミキサは、混合して落とした(mix
ed down)ＩＦ出力２３０を関連する無線機回路２５０に提供する。
【００２６】 関連する無線機回路２５０は、ＩＦフィルタ、検出器、音響増幅器およびトラ
ンスデューサ等を備えることが可能である。ＩＦフィルタは、ミキサによる周波
数の乗算積から適切なＩＦ出力を抽出する。この適切なＩＦ出力は検出器におい
て音声信号に変換され、その後例えばスピーカにより増幅および変換される。
【００２７】 周波数シンセサイザ２６０は本発明によるＶＣＯを含み、このＶＣＯは第１分
周器を介して局部発振信号２６２からのフィードバック信号を位相検出器に提供
する。基準発振器２９０は、第２分周器を介して基準信号を位相検出器に提供す
る。位相検出器は、高周波成分を除去するロー・パス・フィルタを介して補正信号
をＶＣＯに提供する。この補正信号は、位相ロック・ループとして周知の位相検 出器への入力間の位相差に比例するものである。本発明は、デュアル・バンドＶ ＣＯを利用し、位相ロック・ループの要素を変更することなく、２つの大きく異 なる周波数を微細に調整する点で有利である。
【００２８】 （具体例） 図２および図４におけるデュアル・バンド電圧制御発振器は、本発明の好適実 施例により以下に列挙されるような容量性および誘導性等の素子を利用して、He
wlett PackardのMDS(商標)ソフトウエアで作動させることが可能である。なお、
各素子の値は、周知の技術を利用して所望の周波数バンドに適合させるために適
宜変更することが可能である。
【００２９】 R1=470オーム R2=3300オーム R3=1000オーム R4=3300オーム R5=10オーム R6=33オーム R7=10オーム C1=6.2 pf C2=10 pf C3=22 pf C4=100 pf C5=100 pf C6=6.8 pf C7=12 pf CR=2 pf Q1, Q2 Motorola MRF571(商標) T1=900MHz出力、すなわち約5.9ｎHと等価であるものを出力するよう設計され たストリップライン T2=1.8GHz出力、すなわち約2.4ｎHと等価であるものを出力するよう設計され たストリップライン この回路構成に対して、VENABLE1およびVENABLE2はグランド(low)およびVSUPP LY 間で切り替えられる。VENABLE1がハイに維持され、VENABLE2がローに維持され
る場合、900MHz付近の周波数信号がRF出力３６から得られる。その結果生じる位
相ノイズをプロットしたものが図９に示され、出力スペクトルは図１０に示され
る。VENABLE1がローに維持され、VENABLE2がハイに維持される場合、1.8GHz付近
の周波数信号がRF出力３６から得られる。その結果生じる位相ノイズをプロット
したものが図１１に示され、出力スペクトルは図１２に示される。
【００３０】 以上本発明に関する様々な実施例を説明してきたが、当業者であれば、本発明
の精神から逸脱することなく、これら実施例に対する更なる変形、置換、組み合
わせ等を行うことが可能であろう。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明の第１実施例による電圧制御発振器のブロック図である。
【図２】 図１の電圧制御発振器の回路図である。
【図３】 本発明の第２実施例による電圧制御発振器のブロック図である。
【図４】 本発明の好適実施例による電圧制御発振器のブロック図である。
【図５】 第１周波数バンドで動作する図４の電圧制御発振器のブロック図である。
【図６】 第２周波数バンドで動作する図４の電圧制御発振器のブロック図である。
【図７】 本発明によるデュアル周波数電圧制御発振器を組み込んだ無線機のブロック図
である。
【図８】 図７の無線機のブロック図を示す。
【図９】 図２の電圧制御発振器の低周波数位相ノイズを表現するグラフである。
【図１０】 図２の電圧制御発振器の低周波数出力スペクトルを表現するグラフである。
【図１１】 図２の電圧制御発振器の高周波数位相ノイズを表現するグラフである。
【図１２】 図２の電圧制御発振器の高周波数出力スペクトルを表現するグラフである。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J081 AA03 AA19 BB01 BB10 CC07 CC30 CC42 DD03 DD09 DD20 EE02 EE03 EE18 KK02 KK09 KK22 KK23 LL05 MM01

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 調整可能なマルチ・バンド周波数源であって： 出力を有し、調整電圧に応答するタンク回路； 第１周波数で動作することが可能であり、入力と出力とを有する第１負抵抗生
    成器； 第２周波数で動作することが可能であり、入力と出力とを有する第２負抵抗生
    成器；および 第１および第２入力を有する結合器であって、該結合器の前記第１および第２
    入力は前記第１および第２負抵抗生成器の出力にそれぞれ結合される結合器； を備え、前記タンク回路の前記出力は前記の負抵抗生成器の各入力に結合され
    ることを特徴とする調整可能なマルチ・バンド周波数源。
  2. 【請求項２】 前記タンク回路が、前記第１および第２周波数の両者を調整す
    る単一のバラクタを含むことを特徴とする請求項１記載の調整可能なマルチ・バ ンド周波数源。
  3. 【請求項３】 各負抵抗生成器が、フィードバック・ループおよびトランジス タ・バイアス回路網を利用するトランジスタを含み、前記トランジスタは、前記 のバイアス回路網に印加される制御信号によりオンおよびオフに適宜切り替えら
    れることを特徴とする請求項１記載の調整可能なマルチ・バンド周波数源。
  4. 【請求項４】 前記タンク回路が第１直列インダクタに結合される分岐バラク
    タを含み、前記第１直列インダクタは前記の負抵抗生成器の各入力に容量結合さ
    れ、前記の負抵抗生成器の動作周波数を調整するために前記分岐バラクタが前記
    調整電圧に応答して可変容量を提供することを特徴とする請求項１記載の調整可
    能なマルチ・バンド周波数源。
  5. 【請求項５】 前記タンク回路が、前記第１直列インダクタと前記第１負抵抗
    生成器の入力との間に結合された第２直列インダクタを含むことを特徴とする請
    求項４記載の調整可能なマルチ・バンド周波数源。
  6. 【請求項６】 前記第２直列インダクタが、前記第２負抵抗生成器の第２周波
    数の約４分の１波長の伝送線であることを特徴とする請求項５記載の調整可能な
    マルチ・バンド周波数源。
  7. 【請求項７】 各負抵抗生成器が、フィードバック・ループおよびトランジス タ・バイアス回路網を利用するトランジスタを含み、前記トランジスタは、前記 のバイアス回路網に印加される制御信号によりオンおよびオフに適宜切り替えら
    れ、更に： 前記の周波数源が第１周波数より高い第２周波数で動作するように、前記第１
    負抵抗生成器をオフに前記第２負抵抗生成器をオンにする場合に、前記第１負抵
    抗生成器の前記フィードバック・ループに起因し前記第２直列インダクタに直列 に結合する寄生容量が、前記第２直列インダクタにより打ち消され、前記第２直
    列インダクタが前記第２周波数における約４分の１波長を有し、前記タンク回路
    は、前記第２負抵抗生成器を、実質的に前記分岐バラクタおよび前記第１直列イ
    ンダクタのみと共振させ；および 前記の周波数源が第２周波数より低い第１周波数で動作するように、前記第２
    負抵抗生成器をオフに前記第１負抵抗生成器をオンにする場合に、前記第２負抵
    抗生成器の前記フィードバック・ループに起因し前記第２直列インダクタと分岐 して結合される寄生容量が、前記タンク回路内で使用され、この第２直列インダ
    クタは前記第１周波数における約８分の１波長を有し、前記第１負抵抗生成器を
    、前記分岐バラクタ、第１直列インダクタ、分岐寄生容量および第２インダクタ
    と共振させることを特徴とする請求６記載の調整可能なマルチ・バンド周波数源 。
  8. 【請求項８】 周波数選択回路が、前記タンク回路の出力と各負抵抗生成器の
    入力との間にそれぞれ挿入されることを特徴とする請求項１記載の調整可能なマ
    ルチ・バンド周波数源。
  9. 【請求項９】 低周波用の負抵抗生成器に結合された前記周波数選択回路が低
    周波数における直列共振回路であり、高周波用の負抵抗生成器に結合された前記
    周波数選択回路が高周波数における並列共振回路であることを特徴とする請求項
    ８記載の調整可能なマルチ・バンド周波数源。
  10. 【請求項１０】 前記結合器が、前記第１および第２負抵抗生成器の両者の出
    力をそれぞれが使用する前記第１および第２周波数においてインピーダンス整合
    させる出力マッチング回路を備えることを特徴とする請求項１記載の調整可能な
    マルチ・バンド周波数源。
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