JP2001516537A

JP2001516537A - 多方向性音声復号

Info

Publication number: JP2001516537A
Application number: JP54053798A
Authority: JP
Inventors: ディビス、マーク・エフ; フィールダー、ルイス・ディー; フェラーズ、マシュー・シー
Original assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Current assignee: Dolby Laboratories Licensing Corp
Priority date: 1997-03-14
Filing date: 1998-02-26
Publication date: 2001-09-25
Also published as: CA2283838A1; EP0966865A2; DE69832595D1; DE69832595T2; DK0966865T3; EP0966865B1; WO1998042162A2; AU747377B2; ATE311733T1; CA2283838C; AU6671798A; KR20000075880A; ES2249823T3; WO1998042162A3; KR100591008B1; US6449368B1

Abstract

(57)【要約】パーソナルコンピュータで実時間作動する場合非常に小さいｍｉｐｓ（百万命令／秒）要件を有しかつ利用可能なＣＰＵサイクルの極小部分を用いるようにされる、ソフトウエアで実施されることを意図する、音響的相互供給相殺装置である。従って、例えば、プログラムはビデオゲーム、ＣＤ−ＲＯＭ、インターネットオーディオ等と共に含まれ、このような音源からオーディオが再生されると左右のコンピュータマルチメディアスピーカ間の空間外部に環境音像を与える。

Description

【発明の詳細な説明】多方向性音声復号発明の分野発明は多方向性音声復号（デコーディング）に関する。特に、本発明はコンピュータソフトウエアを装備した、多方向性音声復号及び表示（プレンゼンテーション）システム用パーソナルコンピュータの極僅かな処理資源を用いる、音響・相互供給（クロスフィード）相殺装置に関する。背景技術パーソナルコンピュータに基礎づけられたマルチメディアビデオゲーム、ＣＤ −ＲＯＭ、インターネットオーディオ等（しばしば「マルチメディアオーディオ」と呼ばれる）のための多重チャンネルオーディオが、ドルビーサラウンド（環境音）及びドルビーデジタル多重チャンネル音声符号化及び復号システムのための新しい応用として出現している。４−２−４振幅位相マトリックスを用いることを基礎とするドルビーサラウンドは、４つのオーディオチャンネル（左、右、中央、周囲）を、２チャンネルオーディオ媒体（カセット及びＣＤ）、ビデオ記録物（ビデオテープ及びレーザディスク）の無線送信及び音声部分並びに２チャンネルテレビ放送番組に符号化すると共にそこから復号するためのシステムとしてこれまでよく知られている。ドルビーサラウンド（及びチャンネル分離を向上させるために能動サラウンドデコーダを用いるドルビーサラウンドプロロジック“ＰｒｏＬｏｇｉｃ”）は、家庭用劇場システムで広く用いられ、概して最低３つのスピーカ（拡声器）を要する（画像表示装置に隣接して配置される左右のスピーカ及び聴取者の後ろに配置される１つの環境スピーカ）。また、４つのスピーカ（１つの環境スピーカの代わりに聴取者の両側に配置される２つの環境スピーカ）を用いるのが望ましい。理想的には、「ハード（堅い）」な中央チャンネル再生を行うために第５のスピーカさえ用いられる。ドルビーデジタルは、ＤｏｌｂｙＡＣ−３デジタルオーディオ符号化技術を用いる。そこでは、５．１オーディオチャンネル（左、中央、右、左環境、右環境及び制限された帯域幅のサブウーファチャンネル）がビットレートを下げたデータストリームで符号化される。ドルビーサラウンドより新しい技術であるドルビーデジタルは、既に家庭用劇場システムで広く用いられており、米国ではデジタルビデオディスク（ＤＶＤ）及び高精細度テレビ（ＨＤＴＶ）用オーディオ標準として選ばれている。家庭用劇場環境では、ドルビーデジタルは、１つの環境チャンネルの代わりに２つの環境チャンネルを再生するので最低４つのスピーカを必要とする。パーソナルコンピュータ「複合メディア」環境では、慨してコンピュータモニタの近くに配置される右及び左の２つのスピーカのみが用いられる（また、任意選択的に床上のような離れて配置されるサブウーファが用いられるが、本論議ではこれを無視する）。従来の装置を介して左及び右スピーカを通して表現されると、ステレオ素材は慨してスピーカ自体及びそれらの間の空間に束縛された音像を発生させる。この効果は、コンピュータモニタの前に位置する聴取者の遠い耳に対する各スピーカからの音響信号のクロスフィード、即ち、相互供給に起因する。音響的相殺及び任意の音源位置の提供は、同一共通処理の各面をなす。コンピュータ環境内でドルビーサラウンド符号化された素材の再生に当たり、ある先行技術装置は、多重スピーカの用法をシミュレートするために単一エンクロージャ（ケース）内で多重スピーカドライバ（駆動部）を用いている。例えば、米国特許第５,５５３,１４９を見よ。同特許は参照によりそのすべてを援用する。他の先行技術による装置では音像処理を用いることを提案している。そこでは２つだけの前方配置スピーカが用いられる場合、環境音声情報が聴取者の後方又は側方の仮想スピーカ位置から到来しているとの知覚を与えるために音響・相互供給（クロスフィード）相殺が用いられる。例えば、公開ヨーロッパ特許出願ＥＰ第０,６３７,１９１Ａ２号及び公開国際出願ＷＯ第９６／９６５１５号を見よ。音響・クロスフィード相殺装置の根源は、慨してベルテレホンラボラトリーズ (Bell Telephonc Laboratories)のビーエスアタル(B.S.Atal)及びマンフレッドシュレーダ(Manfred Schroeder)に属する（例えば、米国特許第３,２３６,９４９号を見よ、同特許は参照によりそのすべてを援用する）。シュレーダ及びアタルによって最初に記載されたように、音響・クロスフィード効果は対向するスピーカから適切な相殺信号を導入することによって緩和され得る。相殺信号それ自体が音響的に相互供給になるので、それがまた最初に放射するスピーカからの適切な信号によって相殺されなければならない、・・・等。本発明は、２つの主スピーカのみを有するコンピュータマルチメディアシステムのような、特に多方向性オーディオ復号及び表示システムで用いられるパーソナルコンピュータの極僅かな処理資源を用いて実施される、音響・相互供給相殺装置に向けられる。発明の開示本発明によると、パーソナルコンピュータで実時間作動する場合非常に小さいｍｉｐｓ（百万命令／秒）要件を有しかつ利用可能なＣＰＵサイクルの極小部分を用いるようにされる、ソフトウエアで実施されることを意図する、音響・相互供給相殺装置が与えられる。従って、プログラムは、例えば、ビデオゲーム、ＣＤ−ＲＯＭ、インターネットオーディオ等と共に含まれ、このような音源からオーディオが再生されると、左右のコンピュータマルチメディアスピーカ間の空間外方に環境音像を与える。理想的再生システムでは、もし音源録音物がＭチャンネルを有するなら、各々が関連する音源方向を有し、聴取者はそれらのそれぞれのＭ音源方向から再生されるこれらのＭチャンネルを知覚すべきである。実際の再生システムでは、Ｍ音源チャンネルは、Ｎ表示チャンネル又はスピーカによって再生され、各々が原音源方向及び１つ又はそれ以上の聴取者（各固定聴取者は各耳における聴取位置を有する）に関する位置を有する。総合システムは以下のように表され得る。Ｍ→［Ｃ］→Ｎ→［Ｒ］→Ｐここで［Ｃ］は、Ｍ×Ｎポートフィルタ回路網Ｃであり、それはＮ表示チャンネルに関してＭ音源チャンネルを処理又は移し｛即ち、線形、時間・不変マッピング（写像）｝、［Ｒ］は、Ｎ×Ｐポートフィルタ回路網Ｒであり、それはＰ聴取位置に関して表示チャンネルを処理又は移す（同様に、線形、時間・不変写像）。フィルタ回路網Ｒは、フィルタ応答又は伝達関数（実際上、頭に関する伝達関数、即ち、ＨＲＴＦｓ）のルームマトリックスＲによって表され得る。ルームマトリックスＲは、Ｎ表示チャンネルの各々からＰ聴取位置への伝達関数を測定又は推定し、各々がスピーカ応答の偏差、ルーム音響、遅延、反響、可能な頭影等の効果を含む伝達関数のＮ×Ｐのマトリックスを形成することによって決定される。即ち、ここでマトリックス要素r₁₁…ｒ_npは、各表示チャンネルから各聴取位置への伝達関数を表す個々のフィルタ応答である。もしマトリックス要素ｒ₁₁…ｒ_npが、例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴｓ）として表される周波数領域伝達関であるなら、標準マトリックス演算（和、乗算等）がマトリックスで達成され得る。本発明によると、各表示チャンネル及び各聴取位置間の直接音響路における時間遅延及び周波数依存減衰を除くすべてを無視しかつ表示チャンネルによって再生を意図されるオーディオ音声スペクトルの少なくとも実質的部分に亘る減衰応答を平滑化することによって、ルームマトリックスは単純化され得る。フィルタ回路網Ｃは、音響・相互供給相殺装置を構成し、また、フィルタ応答又は伝達関数の相殺マトリックスＣによって表され得る。ここでマトリックス要素ｃ₁₁…ｃ_mnは、個々のフィルタ応答である。もしマトリックス要素ｃ₁₁…ｃ_mnが、例えば、高速フーリエ変換（ＦＦＴｓ）として表される周波数領域伝達関であるなら、標準マトリックス演算（和、乗算等）がマトリリックスで達成され得る。それが原方向に対するＭ音源チャンネルを復元するので、音響・相互供給相殺装置は幻影又は仮想像を与える能力を有する。即ち、音像は外見上スピーカＮ位置よりはむしろ方向Ｍから到来し、このＮ位置は聴取位置Ｐに関してＭ音源よりは異なって位置付けられ得る。聴取室の音響効果を相殺し、その代わりに原録音の音響効果を代入するために音響・相互供給相殺装置は、音声再生システムにおいて「空間的逆」フィルタの特性で機能する。聴取者がＰ聴取位置で所望の原Ｍチャンネルを聴取するように、Ｉが単位行列であるとき下式を成立させる。ＣＲ＝Ｉ又はＣ＝Ｒ^-1 従って、マトリックスＣは、ルームマトリックスＲを設定し、その逆関数を取ることによって決定され得る。ルームマトリックスＲが単純化されているので、本発明により、結果的に生じる相殺装置マトリックスも単純化され、オーディオ漏話・相殺回路網Ｃのより簡単なソフトウエアが実現され、これでパーソナルコンピュータで実施するとき処理資源要件が最小化される。もしＲマトリックスの要素が周波数領域伝達関数であるなら、相殺マトリックスＣを得るためにその逆関数が計算され得る。次いで相殺マトリックスＣから１又はそれ以上のソフトウエアを実現できるＭ×Ｎポートオーディオ漏話・相殺回路網が得られる。結果的に生じるＭ×Ｎポート回路網の各出力Ｎは、１）Ｍ入力の別々に瀘波される変形の線形組合せ、２）Ｍ入力の別々に瀘波される変形及びＮ出力からの別々に瀘波されるフィードバック信号の線形組合せ又は３）Ｍ入力に加えられるＮ出力からの別々に瀘波されるフィードバック信号のいずれかを実現させることに依存する。回路網を実現する一方法は、マトリックスＣの各要素を時間領域表現に変換し、それからＦＩＲフィルタが容易に実現されることであることはよく知られている。処理資源を最小にするためにＩＩＲフィルタの実現が望ましいが、ＦＩＲフィルタからＩＩＲフィルタを得ることは単純な処理ではない。従って、各マトリックスＣ要素を時間領域に変換する代わりに、それらを周波数領域に残しそこからそれらのフィルタ振幅及び位相応答が容易に得られるようにするのが望ましい。それがまた、各フィルタ係数を含めて低処理電力しか要しない、所望の振幅及び位相応答を実施する単純なＩＩＲ又はＦＩＲ・ＩＩＲが実現され得る。このようなＩＩＲ又はＦＩＲ・ＩＩＲフィルタは試行錯誤技術によって得ることが可能であるが、事実上、このようなＩＩＲ又はＦＩＲ・ＩＩＲフィルタを実現するよりよい方法は、多くの既成のデジタル・フィルタ・デザインコンピュータプログラムを用いることである。もしルームマトリックスが正方マトリックスでないなら、相殺逆マトリックスＣは「疑似マトリックス逆関数」である、しかし、それでもなおＰ聴取者位置における表示のためにＭ音源チャンネルをＮ表示チャンネルに移す最適の方法である。制約下の場合（即ち、ＰがＮ未満）については、疑似逆関数が現実及び所望の解間のＲＭＳ誤差を最小化する。過剰制約下の場合（即ち、ＰがＮより大）については、疑似逆関数が正確な解を達成するのに必要な入力のＲＭＳエネルギを最小化する。上記論議から分かるように、本発明の原理は概して任意の数の音源チャンネル、スピーカ、聴取位置に適用できる。しかし、簡単にするために、以下に述べる望ましい実施形態は特殊な場合に関する。そこでは、２つのスピーカ（標準コンピュータマルチメディア装置におけるような場合、マルチメディアコンピュータモニタ又はＴＶセットの両側のような、各スピーカは聴取者の前に狭くかつ対称的に隔置される）、２つの音源チャンネル（左環境及び右環境等のような）及び２つの聴取位置（聴取者の耳）がＮ＝Ｍ＝Ｐ＝２のような関係で存在する。従って、音響伝達ルームマトリックスは２×２マトリックスであり、相殺装置の応答Ｃは、Ｒマトリックスの逆関数である２×２マトリックスによって表され、左音源チャンネルＬが左耳（２つの聴取者位置の１つ）のみで知覚され、一方右音源チャンネルＲが右耳（２つの聴取者位置の他方）のみで知覚されるようにする。このような音響漏話相殺装置を介してコンピュータモニタに隣接する１対のスピーカに印加される信号は、音声がスピーカの位置よりはむしろ聴取者側から来るような知覚に帰着する。即ち、前方向手掛かり（キュー）は失われ、音声は環境スピーカが在るべき側部のみから来るように見える。従って、左右チャンネル情報を直接スピーカに印加し、その情報を空間化された環境情報（即ち、漏話相殺装置によって処理された）と合計することによって、左、右及び環境音場の知覚を与えるためにはコンピュータモニタに隣接する２つのスピーカしか必要としない。一面において本発明は寸法Ｍ×Ｎの相殺マトリックスＣを得る方法に向けられ、そこではマトリックス要素の各々が周波数領域伝達関数であり、マトリックスＣは、各々が関連する音源方向を有するＭオーディオ源を、各々が音源方向に関する位置を有するＮオーディオチャンネルに移すＭ×Ｎポートオーディオ漏話相殺回路網を表し、各出力Ｎが１）Ｍ入力の別々に瀘波される変形の線形組合せ、２）Ｍ入力の別々に瀘波される変形及びＮ出力からの別々に瀘波されるフィードバック信号の線形組合せ又は３）Ｍ入力に加えられるＮ出力からの別々に瀘波されるフィードバック信号のいずれかであるようにされる。同方法は、寸法Ｎ×ＰのルームマトリックスＲを設定し、そこではマトリックス要素の各々が周波数領域伝達関数であり、マトリックスＲはＮ表示チャンネル位置をＰ聴取位置に移すＮ×Ｐポート回路網を表し、周波数領域伝達関数が時間遅延及び表示チャンネル位置の各々１つから聴取位置の各々１つまでの直接音響路に沿った周波数依存減衰の平滑化される変形を表すようにし、ルームマトリックスＲの逆関数と等しい漏話相殺マトリックスＣを設定することからなる。周波数依存減衰の平滑化される変形は、例えば、表示チャンネルによって再生されることが意図されるオーディオ音声スペクトルの少なくとも本質的部分全体に亘る音響路減衰の平滑化される平均値であり得る。他の面において本発明は、各々が関連する音源方向を有するＭオーディオ源チャンネルを、各々が音源方向に関する位置を有するＮオーディオ表示チャンネルへ移すＭ×Ｎポートオーディオ漏話相殺回路網に向けられ、各出力Ｎが１）Ｍ入力の別々に瀘波される変形の線形組合せ、２）Ｍ入力の別々に瀘波される変形及びＮ出力からの別々に瀘波されるフィードバック信号の線形組合せ又は３）Ｍ入力に加えられるＮ出力からの別々に瀘波されるフィードバック信号のいずれかであるようにされる。漏話相殺回路網は、寸法Ｎ×ＰのルームマトリックスＲを設定し、そこではマトリックス要素の各々が周波数領域伝達関数であり、マトリックスＲがＮ表示チャンネル位置をＰ聴取位置へ移すＮ×Ｐポート回路網を表し、周波数領域伝達関が時間遅延及び表示チャンネル位置の各々の１つから聴取位置の各々１つまで直接音響路に沿った周波数依存減衰の平滑化される変形を表すようにし、寸法Ｍ×Ｎの漏話相殺マトリックスＣを発生させるためにルームマトリックスＲの逆関数を引き出し、マトリックス要素の各々が、周波数領域伝達関数であり、マトリックスＣがＭ×Ｎポートオーディオ漏話相殺回路網を表すようにし、低処理電力を要する１つ又はそれ以上の単純なデジタルフィルタによって周波数依存減衰の平滑化される変形を実施することから発生される。デジタルフィルタは、ＩＩＲ型又はＩＩＲ・ＦＩＲ型のものでかつ第１次フィルタであるのが望ましい。周波数依存減衰の平滑化される変形は、例えば、表示チャンネルによって発生されることが意図されるオーディオ音声スペクトルの少なくとも実質的部分全体に亘る音響路減衰の平滑化される平均値でもよい。時間遅延はデジタルリングバッファによって実現され得る。本発明のさらなる面によると、Ｍ×Ｎポートオーディオ漏話相殺回路網は振幅圧縮器を含み得る。圧縮器は、回路網入力の各々における固定振幅レベル減衰器と、回路網出力の各々における可変振幅レベル増幅器とから成り、各増幅器は、入力減衰を回復するレベルと、出力信号のクリッピングを避ける減衰されるレベルとの間の増幅（昇圧）を一定基準で評価する計数装置を含む。望ましい実施形態では、圧縮器の制御は圧縮器入力により行われ、圧縮器が無限の圧縮比を持つことによってリミタ（振幅制限器）を構成する。同実施形態では、圧縮器はさらに回路網出力の各々において時間遅延を有し、圧縮器の利得を音節的に制御するために圧縮器の制御は先を見て行われる。固定振幅レベル減衰器及び可変振幅レベル増幅器は周波数に依存しない特性を持ち得る。その代わりに、固定振幅レベル減衰器及び可変振幅レベル増幅器は周波数依存特性を有する。１６ビット語長しか保証しないＤＳＰチップのような安価なプロセッサが用いられるとき起こり得るように、漏話プロセッサが低信号レベルで雑音が目立つ場合には、固定振幅レベル減衰器及び可変振幅レベル増幅器の周波数依存特性は中から低周波数においてのみ作動し、従って信号対雑音比の損失を低く保ちかつ聴取不能程度が低い周波数に対する損失が制限される。本発明の他の面では、オーディオ漏話回路網は、２つのオーディオ源チャンネルＭを、同チャンネルの方向に関する各位置を有する一対の変換器４に印加される、２つのオーディオ表示チャンネルＮへ移す２×２ポート回路網であり、聴取者は２つの聴取位置Ｐ、即ち、変換器にに関して聴取者の左及び右耳を有する。さらに回路網は、１）第１及び第２信号結合器から成る２つの信号結合器であって、各信号結合器が少なくとも２つの入力及び出力を有し、ａ）Ｎ入力の１つが第１信号結合器の入力と結合され、Ｎ入力の他方が第２信号結合器の入力と結合され、ｂ）Ｎ出力の１つが第１信号結合器の出力と結合され、Ｎ出力の他方が第２信号結合器の出力と結合される信号結合器と、２）第１及び第２信号フィードバック路から成る２つの信号フィードバック路であって、各信号フィードバック路が時間遅延及び周波数依存特性を有し、各信号フィードバック路が入力及び出力を有し、ａ）第１信号フィードバック路の入力が第１結合器の出力と結合され、第１信号フィードバック路の出力が第２結合器の他の入力と結合され、ｂ）第２信号フィードバック路の入力が第２結合器の出力と結合され、第２信号フィードバック路の出力が第１結合器の他の入力と結合され、ｃ）各フィードバック路が、音声が変換器と変換器に最も近い聴取者の耳との間の音響路に沿って伝播する時間に関して、音声が変換器と変換器から最も離れた聴取者の耳との間の音響路に沿って伝播する追加の時間を表す、時間遅延を有し、ｄ）各フィードバック路が、変換器と変換器から最も離れた聴取者の耳との間の音響路における減衰と、変換器と変換器に最も近い聴取者の耳との間の音響路における減衰との差を表す、周波数依存特性を有する信号フィードバック路とから成り、３）信号結合器、信号フィードバック路及びその間の結合が極性特性を有し、フィードバック路によって処理される信号が、それぞれの信号結合器の他の入力と結合される信号と減算的に結合されるようにされる。２つの表示チャンネルは、概して聴取者に関して前方かつ実質的に左右対称位置に配置される一対の変換器に適用され得る。周波数依存特性は、ＩＩＲフィルタ又はＦＩＲ・ＩＩＲ組合せフィルタによって実施可能な第１次の低域瀘波緩傾斜（棚状）特性として実現され得る。変換器と変換器から最も遠い聴取者の耳との間の音響路における減衰は、減衰器及び変換器から最も遠い聴取者の耳からの頭に関連する伝達応答と、他の変換器に最も近い聴取者の耳に対する他の変換器からの頭に関連する伝達応答との差を取り、その差を平滑化することによって決定される。本発明のいろいろな面は独立して若しくは互いに組合せて用いられ得る。図面の簡単な説明図１は、単純な４ポート音響漏話相殺装置の機能的構成図である。図２は、２つの音響応答特性の振幅対周波数のプロットを示す。応答Ａは、± １５度における音源に対する左及び右耳の衝撃応答の差であり、応答Ｂは応答Ａの平滑化された変形である。図３は、左及び右耳の衝撃応答の差の平滑化された変形を実現するために図１の単純な音響漏話相殺装置で用いられ得る単純な第１次フィルタの機能的構成図である。図４は、本発明のオーディオ漏話相殺装置回路網が用いられ得る望ましい環境を示す機能的構成図である。図５は、環境チャンネル信号のみならず左右の主信号に関して本発明のオーディオ漏話相殺装置回路網が用いられ得る代わりの望ましい環境を示す機能的構成図である。図６は、図４又は５の環境で用いるための図１又は３の単純２×２ポート相殺器の望ましい実施形態を示す機能的構成図である。図７は、図４又は５の下方ミキサ及び出力圧縮器・リミタの実現を示す機能的構成図である。発明を実施する最良態様既に述べた通り、音響相殺器の必要とされる応答は、漏話処理（各スピーカ対各耳）の有効応答を測定し、そのシステム関数のマトリックスを逆にすることによって逆応答を計算することによって計算され得る。逆応答の１つ又はそれ以上のソフトウエアは、その後上記説明の通り実現され得る。しかし、２×２の場合（２スピーカ、２耳）における漏話処理の単純な性質のためにより直観的な方法で逆応答に達することができる。近い耳に達する所与の音響信号と、遠い耳に達する同一信号との間の主要な差は、近い耳への到達に比べて遠い耳の信号が遅延されかつ僅かに減衰されることである。従って、相殺信号の発生は、反対チャンネルから同様に遅延されかつ減衰される信号を減算することを要する。音響相殺装置は、能動ノイズ相殺の基本概念を用いる。即ち、右耳で聴取される左スピーカからの漏話信号は、位相反転され、時間遅延され、振幅低減されかつ周波数依存的に瀘波される同一信号の変形を右チャンネルに印加することによって相殺され、またその逆も同じである。各位相反転される信号はまた同一方法で（少なくとも数回反復して）相殺されなければならない。図１は、単純相殺装置の基本要素を示す機能的構成図である。各遅延１２及び１４は、聴取者に関して±１５の角度で前方に位置されるスピーカについては概して約１４０μｓｅｃ（マイクロセカンド）である（４４.１ｋＨｚサンプリングレート（抽出率）で約６サンプルの遅延）。フィルタ１６及び１８の各々では、概して単純に周波数とは独立の減衰係数ｋが約０.９である。各相互供給足（クロスフィードレッグ）２０及び２２の入力は、既に述べた通り、各先行の相殺信号の相殺装置を発生させるために、クロスチャンネル負フィードバック装置（各足はそれぞれの計算器において減算される）の加算的計算器（それぞれ２４及び２６）の出力からとられる。デジタル的に実現するためにこれは非常に単純な音響漏話相殺装置である。即ち、２つの加算、２つの乗算及び遅延のための一対の６サンプルリングバッファである。従って、この実現化装置ではＭ×Ｎポート回路網のＮ出力は、Ｍ入力に加えられるＮ出力からの別々に瀘波されるフィードバック信号である。しかし、記載したばかりの単純相殺装置は、遠い音響路で導入される減衰が周波数に依存することを説明していない。この様な音響路の周波数特性が、通常無響室環境内で測定される、人の頭又はダミーヘッド（人口頭）を用いて両耳用衝撃応答を測定することによって引き出され得ることはよく知られている。この様な測定値を反映する公表データは広く入手できる。例えば、有用な両耳用衝撃応答には、ミットメディアラボ(MIT Media Lab)によって無響室環境内でケマー(Ke mar)ブランドのダミーヘッドでとられ、彼等のインターネットワールドワイドウエブ(Internet World Wide Web)で公開されたもの等がある。この様なデータを用いると、１５度における音源に対する左及び右耳の衝撃応答のフーリエ変換のｄＢ量値は、±１５におけるスピーカに相当する示差的周波数応答で到達するように減算される。この未加工の差スペクトルは、多極フィルタ現実化を要するむしろ複雑な特性の応答Ａとして図２に示される。本発明の一面は、結果的に得られる実現されるフィルタを単純化するために図２の応答Ａのような応答を平滑化し、それによってコンピュータ処理資源を最小にすることである。本発明の他の面は、第１次フィルタ部分によって応答の平滑化を実施することであり、これが実現されると非常に小さい処理電力しか要しない。望ましい平滑化を与える第１次フィルタ部分の応答は、例えば、図２の応答Ｂである。所望の応答は、当該表示チャンネルによって再生が意図されるオーディオ音声スペクトルの少なくとも実質的な部分全体に亘る音響減衰路の平滑化される平均である。当該応答をより正確に近似させるあらゆる試みは、多くの誤差の原因があるので決して利益をもたらさない。即ち、不整合なスピーカ、聴取者から異なった位置にあるスピーカ、聴取者の頭は非対称である、異常な幅の頭等がある。事実上、第１次フィルタの応答は十分接近して理想的特性を近似するので結果的に生じる漏話相殺装置は大抵の聴取者にとって有効である。図２の応答Ｂのような平滑化される応答は、図１の広帯域（周波数に依存しない）減衰フィルタ１６及び１８の各々の代わりに図３のＦＩＲ・ＩＩＲフィルタ（即ち、減衰定数Ｋを第１次フィルタで置換する）を用いることによって実現され得る。機能的に、実現された図３のフィルタに示されるように、フィルタ入力は第１係数装置（ｆｆ０）３０及び第１遅延回路３２に印加される。第１遅延回路３２出力は第２計数装置（ｆｆ１）３４に印加される。幾つかの入力及び出力を有する加算計算器３６は、計数器３０及び計数器３４の出力を受け取る。計算器３６出力はフィルタ出力を与え、同出力は第２遅延回路３８及び第３計数器（ｆｂ１）３９を介して計算器３６の他の入力にフィードバックされる。±１５度スピーカ及び４４.１ｋＨｚと等しいサンプリングレート（ｆサンプリング）に関して、実現されるフィルタ係数は、ｆｆ０＝−０.４６０８、ｆｂ１＝０. ７７０２である。遅延回路３２及び３８はリングバッファによって実施され得る。ｆｆ０、ｆｆ１、ｆｂ１の選択及び２つのリングバッファ遅延回路におけるサンプル数は、サンプリング周波数及びスピーカ配置間隔に依存する。遅延回路におけるサンプル数は、実際のスピーカ角度及びサンプリングレート（±１５度スピーカ及びｆサンプリング＝４４.１ｋＨｚについては約６サンプル）については概して１乃至７の範囲内である。本発明の他の面によると、平滑化される示差応答を実現するフィルタは第１次ＩＩＲ又はＦＩＲ・ＩＩＲフィルタで実施される。もしＦＩＲフィルタを用いて実施されるなら、必要とされるクロス（相互）相殺の多重遅延回路を与えるためには多重遅延回路での前方フィードを要するであろう。この様な実施はプロセッサ集約的である。また一方では、ＩＩＲ又はＦＩＲ・ＩＩＲでの実現化は、内在的に遥かに単純でかつより少ないプロセッサ要件で多重遅延回路を与える。図３で実現化されるフィルタは、ハイブリッド（混成）ＦＩＲ・ＩＩＲフィルタを構成する。即ち、前方供給部分（入力をｆｆ０によって計数し、それを計算器３４に印加し、入力を遅延させ、ｆｆ１によってそれを計数し、それを計算器３４に印加する）はＦＩＲフィルタを構成し、フィードバック部分（出力を遅延させ、それをｆｂ１によって計数し、それを計算器３４に印加する）はＩＩＲフィルタを構成する。この様なＦＩＲ・ＩＩＲフィルタの周波数依存特性は、しばしば低域瀘波緩傾斜特性といわれる。オーディオ信号処理装置出力が約±１５度で隔置される一対の変換器に印加されるときは、低域瀘波棚状特性は約２０００Ｈｚにおいて第１屈曲点及び約４３７０Ｈｚにおいて第２屈曲点を有する。オーディオ信号処理装置出力が約±２０度で隔置される一対の変換器に印加されるときは、低域瀘波緩傾斜特性は約１６００Ｈｚにおいて第１屈曲点及び約４１５０Ｈｚにおいて第２屈曲点を有する。サンプリングレートは決定的ではない。４４.１ｋＨｚのレートは、他のデジタルオーディオ源との両立性のために適切でかつ高忠実度再生のために十分な周波数応答を与える。他のサンプリングレートを用いてもよい（４８ｋＨｚ、３２ｋＨｚ、２２.０４ｋＨｚ、１１ｋＨｚ等）。図１のフィルタ１６及び１８は、図３に示されるようなフィルタで実現される。そこでは、反転はｆｆ０及びｆｆ１条件を選択することによって行われる。即ち、計算器２４及び２６（図１）の減算（−）符号は加算（＋）符号で置換される。図４は、本発明のオーディオ漏話相殺装置回路網が用いられ得る望ましい環境を示す機能的構成図である。ドルビーサラウンドＡＣ−３（図示せず）からのような、デジタルオーディオ入力信号、左、中央、右、左環境、右環境が受け取られる。それぞれ入力は、各々が高域瀘波応答（２０Ｈｚで−３ｄＢ）を有する選択自由のＤＣ阻止フィルタ４０、４２、４４、４６、４８（ＤＣ阻止フィルタはそれらに供給する信号源に依存して不要になり得る）に印加される。左、中央、右入力ラインの選択自由の遅延回路５０、５２、５４は、もしあれば、漏話相殺回路網５６内の時間遅延と比例した時間遅延を有する。通常的には、回路網５６内には時間遅延はなく、以下に述べるように回路網５６が一定の型の振幅圧縮器・リミタを含まない限り、遅延回路５０、５２、５４は省略される。この環境では、回路網５６への入力は左環境及び右環境入力（概して、回路網５６への入力は環境入力であるとは限らない）。この環境で用いるための相殺回路網５６の望ましい実施形態は、図６の実施形態と関連して記載される。ダウン（下方）ミキサ及び出力圧縮器・リミタ５８は、２つのコンピュータマルチメディアスピーカによる再生に適した２つの出力信号、即ち、右及び左信号を与えるために遅延された左、中央、右信号及び処理された環境信号を受取る。下方ミキサ及び出力振幅圧縮器・リミタ５８のさらなる詳細は、図７と関連して記載される。ブロック５８の制限機能は、デジタル出力信号１の振幅を越えないことを保証する。復号されたＡＣ−３デジタルビットストリーム（流れ）は５つの分離している（離散）全帯域チャンネル及びサブウーファチャンネルを含む。可能な程度まで２スピーカ表示で各チャンネルの分離性を保つのが望ましい。従って、左及び右環境チャンネルのみが相殺回路網で処理される（それにもかかわらず、以下に述べる図５の代替案では中央チャンネルも回路網入力に印加される）。左及び右前方チャンネルは、それぞれ相殺回路網で処理された左及び右環境チャンネルに加えられる。中央チャンネル及びサブウーファチャンネル（もし用いられるなら、図示せず）は、一切の追加処理なしに左及び右出力内に同位相で混合される。図４の配置は、ドルビ−サラウンド又はドルビ−サラウンドプロロジックデコーダによって与えられるような、４つの入力信号（左、中央、右の各チャンネル、別個のサブウーファがない単一環境チャンネル）があるときにも用いられ得る。その場合には、単一環境チャンネルは２つの疑似ステレオ信号に脱相関され、それがまた相殺回路の入力に印加されるべきである。一方の信号が他のものと逆位相になるような位相転移を用いる単純な疑似ステレオ転換が用いられ得る。当業界では多くの疑似ステレオ転換技術が知られている。２つのステレオ入力信号のみの場合にも図４の配置は用いられ得る。その場合には、２つのステレオ入力信号各々を約３０ミリセカンドだけ遅延させることによってステレオ疑似環境音が与えられ得る。単一モノラル入力信号でさえも、左及び右入力を与えるために一対の疑似ステレオ信号を引き出し、一対の疑似環境信号与えるためにそれらの各々を遅延させることによって、同様に用いられ得る。図５は、図４の実施形態に対する追加の代替配置を示す。図５では、左及び右前方チャンネルは、ブロック４９での部分的な逆位相混合によって僅かに広げられる。見掛けのステレオ「範囲」を広げるための逆位相混合は周知の技術であるが、漏話相殺が実現される（既に述べた通り、音響相殺及び任意の音源位置付けは同じ処理の各面である）。のと同一方法のマトリックス計算によってこの様な混合を実現するのは本発明の一面である。従って、ブロック４９における逆位相混合計算の実現は、マトリックスＣによって表される他のＭ×Ｎポート回路網を構成し、そこではＭ及びＮ＝２であり、図１・図３のオーディオ漏話相殺回路網実施形態が用いられ得る。この場合には所望の位置変化が僅かななので、（即ち、典型的なコンピュータモニタスピーカ空間的配置に関して左及び右音源Ｍは、音源Ｍが環境音源であるときより遥かに近いので、マトリックス演算は環境漏話相殺装置に対するよりもより単純であり、より少ないプロセッサ資源しか要しない。他の選択として、中央信号が各耳で２回、即ち、近いスピーカから一度及び遠いスピーカから再び聞かれることから生じる音色を最小にするために中央チャンネルが相殺され得る。別の相殺装置を実現することを要するより、中央チャンネル音響相互供給フィード信号を環境チャンネル漏話相殺回路網に印加することによって同信号が相殺され得る。従って、中央チャンネル信号は、それぞれ加算計算器５１及び５３を介して漏話相殺回路網５６への左環境及び右環境入力に混合される。図６は、図４の環境で用いるための図１及び３の単純２×２ポート相殺装置の望ましい実施形態を示す機能構成図である。図１と共通の要素は同一参照番号を保つ。図６は、高レベル信号を切り取ることを避ける圧縮器を含むので図１・図３実施形態とは異なる。相殺装置は、１.０より大きい数字を発生すべきではないが、たとえ入力信号が１.０を越えない場合でも信号が一定の信号条件下では中低周波数（約２０００Ｈｚ未満）においてそうなる可能性がある（これは、信号が一方の入力のみに印加されるか若しくは両入力に印加される信号が互いに違相のとき起こり得る）。入力高域瀘波フィルタは、問題を起こす低周波数を除去するために用いられ得ない、それはこの様なフィルタが有効であるためには位相転移障害を起こしそれが相殺装置の有効性を低下させて音色を導入するからである。従って、本発明の他の面によると、圧縮器を含む低処理電力相殺装置が与えられ、同圧縮器も同様に低処理電力しか要しない。計算が固定点プロセッサで行われる場合プロセッサは、漏話相殺器の入力で固定減衰を与えかつ漏話相殺器の出力で固定増幅を与えることによって機能する。固定減衰の量は、いかなる信号条件下においても相殺器の出力が１.０を越えないことを保証するのに十分である（例えば、もし信号が１入力のみに印加されるなら、相殺器はその信号において２０ｄＢの昇圧を生じ、固定減衰が２０ｄＢになる）。可変増幅は、入力減衰を回復するレベルと出力信号のクリッピングを避ける減衰されたレベルとの間で設定される。圧縮器は入力制御（圧縮器の入力）され得る。それは通常出力制御圧縮器は瞬間的に作動しなければならず、それによって可聴人口音を発生するからである。以下に述べる代わりの実施形態では、出力制御圧縮器はその様な可聴人口音の発生を避ける。圧縮器は有限圧縮比か若しくは無限圧縮比で実現され得る。後者の場合にはそれはリミタである。可変回復を伴う相殺器に先立って固定減衰を配置することで本発明の１面が構成される。相殺器の入力での可変利得は相殺器の出力におけるクリッピングに対しては確実であるが、可変利得の制御のための検知が相殺器の出力において必然的になされなければならないであろう。しかし、この様な構成は不可能である。その理由は、出力でクリッピングが検知される時間では、特に相殺器の遅延を考慮すると入力利得を低減させるには遅すぎるからである。その代わりに、本発明では相殺器入力前の固定減衰と組合わせて検知及び可変利得の双方が相殺器出力においてなされる。以下にさらに述べるように、相殺器出力信号路での遅延は、「将来に備える」ことを可能にし、従って検知により圧縮器利得を音節的に制御できる。図６の左半分におけるように、漏話相殺装置に印加される環境入力に関しては、相殺装置以内又はそれに続く回路要素内（ＤＡＣ（デジタル−アナログ変換器）又は多分電力増幅器又はスピーカのいずれか）のいずれかでの過負荷の確立は周波数と共に変化する。この様な過負荷を防ぐ１方法は、周波数の関数として（入力）過負荷レベルに幾分従う応答を用いて相殺装置の前に「プレエンファシス」を先行させることである。それゆえに、もし周波数ｆにおいてシステムが入力全尺度未満でｘｄＢ過負荷なら、我々は周波数ｆでｘｄＢの減衰を導入する。この（固定）プレエンファシスは相殺装置以内では過負荷が起こり得ない事を保証する。実際に実現される図６の実施形態では、漏話相殺装置は安価な処理ハードウエア（１６ビットワード長のみを支援する固定点ＤＳＰチップのような）で作動され、固定減衰及び可変昇圧共に周波数依存特性を有し、減衰及び昇圧は中低周波数（例えぼ、約２００Ｈｚ未満）においてのみ作動し、従って、信号対雑音比の損失を低く保ち、聴取不能性がより低いところでは周波数に関する損失を制限するようにされる。図６の実現では、圧縮器はその入力で、相殺装置内のあらゆるクリッピングを避けるのに十分に低周波数を減衰させる固定プレエンファシス及びその出力で低周波数を調節可能に回復させる可変ジエンファシスを与えることによって機能する。可変ジエンファシスは、入力プレエンファシスと相補的であるレベルと出力信号内でのクリッピングを避ける減衰レベルとの間で一定の割合で設定される。プレエンファシス及び可変ジエンファシスを用いるので、たとえ漏話プロセッサが低信号レベル（１６ビットワード長のみを支援するＤＳＰチップのような安価なプロセッサが用いられる場合にあり得るような）で耳障りであっても、信号対雑音比に対する影響は聴取できない。相殺装置後正確な相補的ジエンファシス、例えば、ｐｉ／２で６.７ｄＢへの棚上に降下するＤＣで２０ｄＢの昇圧、を導入することによって総合周波数応答及び信号レベルの回復が可能であると同時に、これは勿論相殺装置それ自体以内では過負荷に対する影響はないが、下流での過負荷に帰着し得る。図６の実現したもので示されるこの様な過負荷に対する保護の一研究手段は、２つの漏話相殺出力の回復される応答モデルを作り、モデル化された出力の大きい方を測定し、主出力の一方又は他方若しくは双方が過負荷を示すかどうかを推定し、もし過負荷が予測されるなら、ジエンファシスの直ぐ前で利得低減を適用することである。これは「広帯域」圧縮器・リミタを構成する。即ち、適用される利得変化はすべての周波数で同一であり、信号の周波数内容にかかわらず、それはいずれの出力にも全尺度（若しくは他の望ましいしき値）を越えることを許さないからである。図６の実施されたものでは、プレエンファシスは同一のフィルタ６０及び６２によって与えられる。フィルタの特性は決定的ではないが、各フィルタは緩勾配応答を有する第１次フィルタとして実現され得る。その応答はＤＣで−２０ｄＢ、π／２（ナイキスト周波数）で−６.７ｄＢである。可変ジエンファシスは同一のフィルタ６４及び６６によって与えられ得る。その各々は、形状で、フィルタ６０及び６２の逆応答を有する。フィルタ６４及び６６はそれぞれ、２０ｄＢだけ上下する（応答形状は変わらない）それぞれの応答を一定基準で評価するために、同一計数回路（スケーラ）を受け取る。スケール係数はフィルタ６８及び７０並びに計数計算回路７２よって発生される。遅延回路７４及び７６は、相殺装置出力検知で先を見越してフィルタ６４及び６６を音節的に制御するために、相殺装置の出力を遅延させる。遅延回路７４及び７６の時間遅延は、遅延回路７４及び７６へのそれぞれの入力と、計数計算回路７２のスケーラ出力との間の時間遅延に比例する。遅延回路７４及び７６はリングバッファとして実現され得る。フィルタ６４及び６６は第１次フィルタであり、各々が緩勾配応答（低域瀘波棚状応答、即ち、周波数の増加と共に勾配は１で開始し、６ｄＢ／オクターブで最大まで増加し、その後減少して１に戻る）を有し、スケーラに依存してＤＣで＋２０ｄＢ及び０ｄＢ間で、また、π／２で＋６.７ｄＢ及び−１３.３ｄＢ間で変化する。フィルタ６８及び７０も同様に低域瀘波緩勾配フィルタであるが、しかし、π／２で−１３.３ｄＢ及びＤＣで０ｄＢと固定された応答を有する。スケーラ計算は、左及び右相殺装置出力のそれぞれのサンプルブロックの最大絶対値を計算するために初めにサンプルブロック（実際の実施形態では８サンプルブロック）につき作動する（即ち、フィルタ６８及び７０出力最大値を有するブロックが選択され、そのブロックの最大値がスケーラ値を決定する）。次いでスケール係数が計算され、それがフィルタ６４及び６６のレベルを設定し、出力が１ .０を越えないようにされる。スケール係数は、現ブロック及び先行ブロック間で内挿され、圧縮器が音節的に作動して望ましくない人口音を発生しないようにさせる。もし漏話相殺装置を走らせる固定点プロセッサが、低信号レベルで可聴雑音を加えないようにする十分なビット（例えば２０ビット）を有するなら、広帯域（周波数に依存しない）圧縮計画が周波数依存のものの代わりに用いられ得る。その場合には、入力はそれぞれ広帯域（周波数に依存しない）減衰（例えば、１０ｄＢ）を受け、相殺装置の出力が１０ｄＢに及ぶ利得を有する制御可能な広帯域（周波数に依存しない）増幅器に印加され得る。利得は必要に応じてデジタル出力のクリッピングを防ぐために低減される。従って、フィルタ６０、６２、６８、７０は、興味のあるすべての周波数で固定減衰となり、一方フィルタ６４及び６６は、周波数依存性を失って、その様な周波数において広帯域アンプ（周波数に依存しない）になる。もし漏話相殺装置を走らせる固定点プロセッサが浮動小数点プロセッサなら、計算は入力減衰なしに浮動小数点で行われ、１.０より大きい中間信号レベルを許容し、漏話相殺装置の出力がこのように入力フィルタ又は減衰器を除きプロセッサ資源を節約するまであらゆるプロセッサ作動の必要性を排除し得る。記載した周波数依存実現形態に対しては幾つかの代替形態が可能である。第１代替形態では、総合利得転移を起こさせるよりは、むしろ適用されるジエンファシスの形状を修正するためにクリッピングの予測が用いられ得る。この様なジエンファシス・形状・修正研究方法を実施する一方法は、制御信号（過負荷の可能性を示す）が増加するにつれて高周波数で単位元（１）の利得があり、次いで高周波利得が１のままであると同時に漸進的に増加する低周波数損失があるようになる迄、先ず広帯域利得を減衰させることである。この様な研究方法は、優勢な低周波信号の存在下で中及び高周波音声成分の「ポンピング（急上下）」と等しくなるに至ることはないであろう。例えば、何かがなされない限り出力がどれだけ過負荷になるかを示す一制御信号は、過負荷を起こす信号がスペクトル中のどこに位置するかについては情報を与えないことが注目される。それにもかかわらず、優勢な高周波数（例として、ｐｉ／２近辺、高度に起こりそうもない条件）に関しては、一定量を越える利得低減、例えば、６.７ｄＢ、はまったく不要である（即ち、静的ジエンファシスの６.７ｄＢ昇圧を除去することは、それゆえに利得１を与える）。優勢な低周波数については、一定量までの低減、例えば、２０ｄＢ（再び低周波数での利得１まで）であるが、これらの瞬間ではほとんど２０ｄＢまでの量だけ高周波での利得を低減させる必要はないであろう。他の形の適応ジエンファシス形状が可能である。この様な適応形の利益は、オーディオ信号圧縮器での帯域分割、即ち、スペクトルの一部の信号の他の部分に対する信号による混変調の低減によって提供される利益と類似している。さらなる代替形態では、ブロック６８・７０をも可変にすることによって可変ジエンファシスの効果をシミュレートするためにモデル化は改良され得る。その場合には、圧縮器・リミタは出力制御される圧縮器・リミタになり、その制御信号遅延回路７４・７６後主信号で作動するために用いられる。この様な急速出力制御が過渡歪みを生じることは、フィルタ６８・７０がの出力が聞かれてないので取るに足りないことである。結果としては、ブロック６４・６６によって与えられるジエンファシスに影響する信号に関して平活化された制御信号を与えることである。図７は、ダウンミキサ及び出力圧縮器・リミタ５８の実現されたものを示す機能構成図である。ブロック５８の一部を形成する出力圧縮器・リミタは、図６の漏話相殺装置内で与えられる制限に加えて制限を提供することが注目される。図７に示す通り、前方信号が環境信号に加えられるにつれて、ピークレベルは増加する可能性があり、出力圧縮器・リミタに対する必要性を起こさせる。図７の詳細を参照すると、入力（左、中央、右、左環境、右環境）は図４実施形態のブロック５０、５２、５４及び５６の出力である（又は、その代わりに図５実施形態のブロック５０、５４、５６の出力）。遅延回路の使用は、以下に述べる、スケーラ計算によるクリッピングに先立つサンプルの平滑化を考慮するものである。ダウンミキサの信号ダウンミキサ９０及び圧縮器・リミタ５８は、左外側出力を発生させるために左、中央及び左環境入力を合計し、右外側出力を発生させるために右、中央及び右環境入力を合計する。左外側及び右外側出力信号の振幅レベルは、スケーラ計算ファンクション９２によって発生されるスケーラ係数により変化される。スケーラ計算ファンクションへの入力は、制御路（モデル化）ダウンミキサ９４の左及び右出力である。制御路ダウンミキサは、信号ダウンミキｓと同一のダウンミキシングファンクションを与え、５.１（５のみ図示）入力を２出力にミキシングする。しかし、制御ダウンミキサはいかなる入力信号状態下でも信号クリッピングがないことを保証するために減衰を含む。減衰の正確な量は決定的ではない。もし、左外側＝左＋左環境（漏話相殺装置から）＋.７０７中央＋.７０７サブウーファなら、最大出力は３.４１４（右外側も同じ）になり得るので少なくとも３.４１４の逆関数の減衰で十分である。圧縮器・リミタ高信号レベルでのみ作用しかつ信号路に制御器がないので、高信号対雑音比は不要で４又は５の減衰で十分であろう。一旦左及び右にダウンミキシングされると、信号路ダウンミキサ９０の利得を一様に制限するために、スケーラ計算回路は左及び右入力の大きい方を用いて１.０又はそれ未満のスケーラ係数を発生させるようにする。本発明の他の変形及び修正型の実施及びそのいろいろな面は、当業者にとって明らかであり、また、本発明は記載したこれらの特定の実施形態によって限定されないことを理解すべきである。従って、本明細書で開示され請求される基本原理の真の趣旨及び範囲内に入るすべての修正、改変又はその等価物は本発明によって包含されると考えられる。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成１１年４月８日（１９９９．４．８）【補正内容】ドルビーデジタルは、ＤｏｌｂｙＡＣ−３デジタルオーディオ符号化技術を用いる。そこでは、５．１オーディオチャンネル（左、中央、右、左環境、右環境及び制限された帯域幅のサブウーファチャンネル）がビットレートを下げたデータストリームで符号化される。ドルビーサラウンドより新しい技術であるドルビーデジタルは、既に家庭用劇場システムで広く用いられており、米国ではデジタルビデオディスク（ＤＶＤ）及び高精細度テレビ（ＨＤＴＶ）用オーディオ標準として選ばれている。家庭用劇場環境では、ドルビーデジタルは、１つの環境チャンネルの代わりに２つの環境チャンネルを再生するので最低４つのスピーカを必要とする。パーソナルコンピュータ「複合メディア」環境では、慨してコンピュータモニタの近くに配置される右及び左の２つのスピーカのみが用いられる（また、任意選択的に床上のような離れて配置されるサブウーファが用いられるが、本論議ではこれを無視する）。従来の装置を介して左及び右スピーカを通して表現されると、ステレオ素材は慨してスピーカ自体及びそれらの間の空間に束縛された音像を発生させる。この効果は、コンピュータモニタの前に位置する聴取者の遠い耳に対する各スピーカからの音響信号のクロスフィード、即ち、相互供給に起因する。音響的相殺及び任意の音源位置の提供は、同一共通処理の各面をなす。コンピュータ環境内でドルビーサラウンド符号化された素材の再生に当たり、ある先行技術装置は、多重スピーカの用法をシミュレートするために単一エンクロージャ（ケース）内で多重スピーカドライバ（駆動部）を用いている。例えば、米国特許第５,５５３,１４９を見よ。同特許は参照によりそのすべてを援用する。他の先行技術による装置では音像処理を用いることを提案している。そこでは２つだけの前方配置スピーカが用いられる場合、環境音声情報が聴取者の後方又は側方の仮想スピーカ位置から到来しているとの知覚を与えるために音響・相互供給（クロスフィード）相殺が用いられる。例えば、公開ヨーロッパ特許出願ＥＰ第０,６３７,１９１Ａ２号及び公開国際出願ＷＯ第９６／０９６５１５号を見よ。音響・クロスフィード相殺装置の根源は、慨してベルテレホンラボラトリーズ(Bell Telephone Laboratories)のビーエスアタル(B.S.Atal)及びマンフレッドシれ、前記第２信号フィードバック路の出力が前記第１結合器の他の入力と結合され、前記各フィードバック路が、音声が変換器と変換器に最も近い聴取者の結との間の音響路に沿って伝播する時間に関して、音声が変換器と該変換器から最も離れた聴取者の耳との間の音響路に沿って伝播する追加の時間を表す、時間遅延を有し、前記各フィードバック路が、変換器と変換器から最も離れた聴取者の耳との間の音響路における減衰と、変換器と変換器に最も近い聴取者の耳との間の音響路における減衰との差を表す、周波数依存特性を有する信号フィードバック路とから成り、前記信号結合器、信号フィードバック路及びその間の結合が極性特性を有し、フィードバック路によって処理される信号が、それぞれの信号結合器の他の入力と結合される信号と減算的に結合されるようにされる、請求項３、４、５、７、又は１３のいずれか１つの回路網。 23 前記表示チャンネルは、概して聴取者に関して前方かつ実質的に左右対称位置に配置される一対の変換器に適用される、請求項２２の回路網。 24 該周波数依存特性は、第１次の低域瀘波緩傾斜特性である、請求項２３の回路網。 25 該周波数依存特性は、第１次の低域瀘波緩傾斜特性である、請求項２４の回路網。 26 該第１次の低域瀘波緩傾斜特性がＩＩＲフィルタ又はＦＩＲ・ＩＩＲ組合せフィルタによって実施される、請求項２５の回路網。 27 該低域瀘波緩傾斜特性は、該オーディオ信号処理装置出力が約１５度で隔置される一対の変換器に印加されるとき約２０００Ｈｚで第１屈折点を有しかつ約４３７０Ｈｚで第２屈折点を有する、請求項２５の回路網。 28 該低域瀘波緩傾斜特性は、該オーディオ信号処理装置出力が約２０度で隔置される一対の変換器に印加されるとき約１６００Ｈｚで第１屈折点を有しかつ約４１５０Ｈｚで第２屈折点を有する、請求項２５の回路網。 29 変換器と該変換器から最も遠い聴取者の耳との間の該音響路における該減衰は、減衰器及び該変換器から最も遠い聴取者の耳からの該頭に関連する伝達応答と、他の変換器に最も近い聴取者の耳に対する該他の変換器からの頭に関連する伝達応答との差を取り、その差を平滑化することによって決定される、請求項２３の回路網。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者フィールダー、ルイス・ディーアメリカ合衆国、カリフォルニア州 94030、ミルブレイ、ツーオレムニ・ロード 1210 (72)発明者フェラーズ、マシュー・シーアメリカ合衆国、カリフォルニア州 94109、サン・フランシスコ、クレイ・ストリート 1890、アパートメント 702

Claims

【特許請求の範囲】１本発明は寸法Ｍ×Ｎの相殺マトリックスＣを得る方法において、該マトリックス要素の各々が周波数領域伝達関数であり、該マトリックスＣは、各々が関連する音源方向を有するＭオーディオ源を、各々が音源方向に関する位置を有するＮオーディオチャンネルに移すＭ×Ｎポートオーディオ漏話相殺回路網を表し、各出力Ｎが該Ｍ入力の別個に瀘波される変型の線形組合せ、該Ｍ入力の別個に瀘波される変型及びＮ出力からの別個に瀘波されるフィードバック信号の線形組合せ又は該Ｍ入力に加えられる該Ｎ出力からの別別に瀘波されるフィードバック信号のいずれかであるようにされる方法であって、寸法Ｎ×ＰのルームマトリックスＲを設定し、そこでは該マトリックス要素の各々が周波数領域伝達関数であり、該マトリックスＲはＮ表示チャンネル位置をＰ聴取位置に移すＮ×Ｐポート回路網を表し、前記周波数領域伝達関数が該時間遅延及び前記表示チャンネル位置の各々１つから聴取位置の各々１つまでの直接音響路に沿った該周波数依存減衰の平滑化される変型を表すようにし、該ルームマトリックスＲの逆関数と等しい漏話相殺マトリックスＣを設定することからなる相殺マトリックス導出方法。２周波数依存減衰の前記平滑化される変型は、前記表示チャンネルによって再生されることが意図される該オーディオ音声スペクトルの少なくとも本質的部分全体に亘る前記音響路減衰の平滑化される平均値である、請求項１の方法。３各々が関連する音源方向を有するＭオーディオ源チャンネルを、各々が該音源方向に関する位置を有するＮオーディオ表示チャンネルヘ移すＭ×Ｎポートオーディオ漏話相殺回路網において、各出力Ｎが１）該Ｍ入力の別個に瀘波される変型の線形組合せか、２）該Ｍ入力の別個に瀘波される変型及び該Ｎ出力からの別別に瀘波されるフィードバック信号の線形組合せ又は３）該Ｍ入力に加えられる該Ｎ出力からの別個に瀘波されるフィードバック信号のいずれかであるようにされる漏話相殺回路網であって、寸法Ｎ×ＰのルームマトリックスＲを設定し、そこでは該マトリックス要素の各々が周波数領域伝達関数であり、該マトリックスＲがＮ表示チャンネル位置をＰ聴取位置へ移すＮ×Ｐポート回路網を表し、前記周波数領域伝達関が該時間遅延及び表示チャンネル位置の各々の１つから聴取位置の各々１つまで直接音響路に沿った該周波数依存減衰の平滑化される変型を表すようにし、寸法Ｍ×Ｎの漏話相殺マトリックスＣを発生させるためにルームマトリックスＲの逆関数を引き出し、該マトリックス要素の各々が、周波数領域伝達関数であり、該マトリックスＣがＭ×Ｎポートオーディオ漏話相殺回路網を表すようにし、低処理電力しか要しない１つ又はそれ以上の単純なデジタルフィルタによって該周波数依存減衰の平滑化される変型を実施することから発生されるＭ×Ｎポートオーディオ漏話相殺回路網。４前記デジタルフィルタは、ＩＩＲ型又はＩＩＲ・ＦＩＲ型のものである、請求項３の回路網。５前記単純なデジタルフィルタが第１次フィルタである請求項３の回路網。６前記単純なデジタルフィルタが第１次フィルタである請求項４の回路網。７前記周波数依存減衰の平滑化される変型は、前記表示チャンネルによって発生されることが意図される該オーディオ音声スペクトルの少なくとも実質的部分全体に亘る前記音響路減衰の平滑化される平均値である、請求項３の回路網。８前記周波数依存減衰の平滑化される変型は、前記表示チャンネルによって発生されることが意図される該オーディオ音声スペクトルの少なくとも実質的部分全体に亘る前記音響路減衰の平滑化される平均値である、請求項４の回路網。９前記周波数依存減衰の平滑化される変型は、前記表示チャンネルによって発生されることが意図される該オーディオ音声スペクトルの少なくとも実質的部分全体に亘る前記音響路減衰の平滑化される平均値である、請求項５の回路網。 10 前記時間遅延をデジタルリングバッファによって実現することをさらに含む、請求項３の回路網。 11 前記時間遅延をデジタルリングバッファによって実現することをさらに含む、請求項４の回路網。 12 前記時間遅延をデジタルリングバッファによって実現することをさらに含む、請求項５の回路網。 13 振幅圧縮器をさらに含み、前記圧縮器は、該回路網入力の各々における固定振幅レベル減衰器と、該回路網出力の各々における可変振幅レベル増幅器とから成り、該増幅器はそれぞれ、該入力減衰を回復するレベルと、該出力信号のクリッピングを避ける減衰されるレベルとの間の増幅を一定基準で評価する計数回路を含む、請求項３の回路網。 14 振幅圧縮器をさらに含み、前記圧縮器は、該回路網入力の各々における固定振幅レベル減衰器と、該回路網出力の各々における可変振幅レベル増幅器とから成り、該増幅器はそれぞれ、該入力減衰を回復するレベルと、該出力信号のクリッピングを避ける減衰されるレベルとの間の増幅を一定基準で評価する計数回路を含む、請求項４の回路網。 15 振幅圧縮器をさらに含み、前記圧縮器は、該回路網入力の各々における固定振幅レベル減衰器と、該回路網出力の各々における可変振幅レベル増幅器とから成り、該増幅器はそれぞれ、該入力減衰を回復するレベルと、該出力信号のクリッピングを避ける減衰されるレベルとの間の増幅を一定基準で評価する計数回路を含む、請求項５の回路網。 16 該圧縮器の制御は該圧縮器入力から得られる、請求項１３、１４又は１５のいずれか１つの回路網。 17 前記圧縮器が無限の圧縮比を持つことによってリミタを構成する、請求項１３、１４又は１５のいずれか１つの回路網。 18 前記圧縮器はさらに該回路網出力の各々において時間遅延を有し、該圧縮器の利得を音節的に制御するために圧縮器の制御は先を見て行われる、請求項１６の回路網。 19 前記固定振幅レベル減衰器及び可変振幅レベル増幅器は周波数依存特性を有する、請求項１６の回路網。 20 前記固定振幅レベル減衰器及び可変振幅レベル増幅器はの周波数依存特性は中又は低周波数においてのみ作用する、請求項１９の回路網。 21 前記固定振幅レベル減衰器及び可変振幅レベル増幅器は周波数に依存しない特性を有する、請求項１６の回路網。 22 前記オーディオ漏話回路網は、２つのオーディオ源チャンネルＭを、同チャンネルの方向に関する位置を有する一対の変換器４に印加される、２つのオーディオ表示チャンネルＮへ移す２×２ポート回路網であり、聴取者は２つの聴取位置Ｐ、即ち、変換器にに関して聴取者の左及び右耳を有し、さらに該回路網は、第１及び第２信号結合器から成る２つの信号結合器であって、各信号結合器が少なくとも２つの入力及び出力を有し、前記Ｎ入力の１つが第１信号結合器の入力と結合され、前記Ｎ入力の他方が第２信号結合器の入力と結合され、前記Ｎ出力の１つが第１信号結合器の出力と結合され、前記Ｎ出力の他方が第２信号結合器の出力と結合される信号結合器と、前記第１及び第２信号フィードバック路から成る２つの信号フィードバック路であって、各信号フィードバック路が時間遅延及び周波数依存特性を有し、各信号フィードバック路が入力及び出力を有し、前記第１信号フィードバック路の入力が前記第１信号結合器の出力と結合され、前記第１信号フィードバック路の出力が前記第２結合器の他の入力と結合され、前記第２信号フィードバック路の入力が前記第２結合器の出力と結合され、前記第２信号フィードバック路の出力が前記第１結合器の他の入力と結結合され、前記各フィードバック路が、音声が変換器と変換器に最も近い聴取者の耳との間の音響路に沿って伝播する時間に関して、音声が変換器と該変換器から最も離れた聴取者の耳との間の音響路に沿って伝播する追加の時間を表す、時間遅延を有し、前記各フィードバック路が、変換器と変換器から最も離れた聴取者の耳との間の音響路における減衰と、変換器と変換器に最も近い聴取者の耳との間の音響路における減衰との差を表す、周波数依存特性を有する信号フィードバック路とから成り、前記信号結合器、信号フィードバック路及びその間の結合が極性特性を有し、フィードバック路によって処理される信号が、それぞれの信号結合器の他の入力と結合される信号と減算的に結合されるようにされる、請求項３、４、５、７、又は１３のいずれか１つの回路網。 23 前記表示チャンネルは、概して聴取者に関して前方かつ実質的に左右対称位置に配置される一対の変換器に適用される、請求項２２の回路網。 24 該周波数依存特性は、第１次の低域瀘波緩傾斜特性である、請求項２３の装置。 25 該周波数依存特性は、第１次の低域瀘波緩傾斜特性である、請求項２４の装置。 26 該第１次の低域瀘波緩傾斜特性がＩＩＲフィルタ又はＦＩＲ・ＩＩＲ組合せフィルタによって実施される、請求項２５の装置。 27 該低域瀘波緩傾斜特性は、該オーディオ信号処理装置出力が約１５度で隔置される一対の変換器に印加されるとき約２０００Ｈｚで第１屈折点を有しかつ約４３７０Ｈｚで第２屈折点を有する、請求項２５の装置。 28 該低域瀘波緩傾斜特性は、該オーディオ信号処理装置出力が約２０度で隔置される一対の変換器に印加されるとき約１６００Ｈｚで第１屈折点を有しかつ約４１５０Ｈｚで第２屈折点を有する、請求項２５の装置。 29 変換器と該変換器から最も遠い聴取者の耳との間の該音響路における該減衰は、減衰器及び該変換器から最も遠い聴取者の耳からの該頭に関連する伝達応答と、他の変換器に最も近い聴取者の耳に対する該他の変換器からの頭に関連する伝達応答との差を取り、その差を平滑化することによって決定される、請求項２３の装置。