KR20000075880A - 다지향성 오디오 디코딩 - Google Patents

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마크 에프. 데이비스
루이스 디. 필더
매튜 씨 펠러즈
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쥬더, 에드 에이.
돌비 레버러토리즈 라이쎈싱 코오포레이션
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Abstract

본 발명은 개인용 컴퓨터의 실시간에 운영하는 경우, 제거기가 매우 낮은 밉스(MIPS) 요구를 가지며, 작은 프랙션(fraction)의 유효 CPU사이클을 사용하도록 소프트웨어에서의 이행을 위한 음향 교차입력(crossfeed) 캔설러에 관한 것이다. 그러므로, 이런 소스들로부터 발생된 오디오가 재생되는 경우, 프로그램이 좌 및 우 컴퓨터 멀티미디어 스피커들 사이 외부 공간에 서라운드 사운드 이미지를 제공하는 실예로, 비디오 게임, CD-ROM, 인터넷 오디오 등등과 더불어 포함될 수 있다.

Description

다지향성 오디오 디코딩{MULTIDIRECTIONAL AUDIO DECODING}
개인 컴퓨터용 멀티미디어 비디오 게임, CD-ROM, 인터넷 오디오 및 그 유사물(종종 "멀티미디어 오디오"로 명칭됨)을 위한 다채널 오디오는 돌비 서라운드(Dolby Surround) 및 돌비 디지털(Dolby Digital) 다채널 음향 인코딩, 디코딩 시스템을 위한 신규 응용품으로 출현했다.
4:2:4 진폭-위상 매트릭스의 사용을 기초로하여, 지금까지 돌비 서라운드는 2채널 오디오 매체(카셋트 및 컴팩 디스크), 비디오 녹음체(비디오 테이프 및 레이저 디스크)의 무선전송 및 오디오부 및 텔레비젼 방송의 4 오디오 채널(좌,우,중앙 및 서라운드)을 인코딩하며 디코딩하는 시스템으로 잘 알려졌다. 돌비 서라운드( 및 채널 분리를 촉진시키기 위한 능동(active) 서라운드 디코더를 채용하는 돌비 서라운드 프로 로직(Dolby Surround Pro Logic))는 통상적으로, 최소 3개의 스피커(화면 표시기에 인접 위치된 좌,우 스피커들 및 관객들 뒤쪽의 한개의 서라운드 스피커) 및 바람직하게는 4개의 스피커(하나 대신에 관객의 각각의 측면에 위치된 두개의 서라운드 스피커들)들을 필요로 하는 가정용 극장 시스템들에 광범위하게 사용된다. 이상적으로, 심지어 제 5의 스피커가 "강렬한" 중앙 채널 재생을 제공하기 위해 사용된다.
돌비 디지털은 돌비 AC-3 디지털 오디오 코딩 기술을 채용하는데, 이 기술에서는 5.1 오디오 채널(좌, 중앙, 우, 좌 서라운드, 우 서라운드 및 한정 대역폭 서브우퍼(subwoofer) 채널)이 비트율 감소 데이터 스트림으로 인코딩 된다. 돌비 스테레오보다 신규한 기술인 돌비 디지털은 이미 가정용 극장 시스템들에 광범위하게 사용되며 미국에서 디지털 비디오 디스크(DVD) 및 고품위 텔레비전(HDTV)용 오디오 표준으로 선택됐다. 가정용 극장 환경에서, 돌비 디지털은 하나 대신에 두 서라운드 채널들을 제공하기 때문에 최소 네개의 스피커들을 필요로 한다.
개인용 컴퓨터 "멀티미디어" 환경에서, 전형적으로 두 스피커들만이 채용되는데, 이때 좌우 스피커들은 컴퓨터 모니터( 및 선택적으로는 바닥(floor)상부 같은 곳에 멀리 위치될 수 있는 서브우퍼-- 현재 논의에서, 서브우퍼는 무시됨)에 인접되거나 또는 근처에 위치된다. 통상적인 수단을 통해 좌우 스피커들 상부에 존재될 때, 스테레오체는 일반적으로 스피커들 그 자체 및 스피커들 사이의 공간에 억제되는 음향 이미지를 생성한다. 이런 효과는 각각의 스피커로부터 컴퓨터 모니터 전방에 위치된 청취자의 먼쪽 귀에 이르는 음향 신호의 교차입력(crossfeed)으로 초래된다. 음향 소거 및 임의의 소스 위치 렌더링은 동일한 공통 처리의 양상들이다.
컴퓨터 환경에서 돌비 서라운드 인코딩체를 재생하기 위해서, 특정 선행 기술 장치들은 다수의 스피커들이 상용되는 것처럼하기 위해 단일 밀폐체 내에 다수의 스피커 드라이버들을 채용한다. 실예로, 미국 특허 제 5,553,149호를 살펴보면, 이는 참고로 전체가 본문에 인용된다.
다른 선행 기술 장치는 전방으로 위치된 두개의 스피커들만이 채용되는 경우에만, 서라운드 사운드 정보가 청취자의 측면 또는 후방에 있는 실제 스피커 위치들로부터 발생됨을 감지하도록 음향 교차입력 소거를 채용하는 음향 이미지 처리의 사용을 제안했다. 실예로, 공고된 유럽 특허 출원 제 EP 0 637 191 A2호 및 국제 특허 출원 제 WO 96/96515호를 참고하시오. 음향 교차입력 캔설러의 출처는 Bell Telephone Laboratories의 B.S.Atal과 Manfred Schroeder이다(실예로, 미국 특허 제 3,236,949호를 살펴보면, 그 전문이 본문에 참고로 인용된다). Atal과 Schroeder에 의해 최초 기술된 바와 같이, 음향 교차입력 영향은 맞은편 스피커로부터 발생된 적절한 소거 신호를 채용하여 감쇠될 수 있다. 소거 신호 자체가 음향적으로 교차입력될 것이기 때문에, 이 또한 최초 방출하는 스피커로부터 발생된 적절한 신호등등에 의해 소거되어야 한다.
본 발명은 특히 두개의 주 스피커들만을 가지는 컴퓨터 멀티미디어 시스템과 같은 다지향성 오디오 디코딩 및 재현 시스템에 사용되는 개인용 컴퓨터의 매우 저 처리 자원을 사용하여 이행될 수 있는 음향 교차입력 캔설러에 관한 것이다.
발명의 개시
본 발명에 따라, 소프트웨어에서 이행되도록 의도된 음향 교차입력 캔설러가 제공되어 개인용 컴퓨터의 실시간에 운영되는 경우 캔설러는 매우 낮은 밉스(mips) 요구치를 가지며 작은 프랙션(fraction)의 유효한 CPU 사이클을 사용한다. 그러므로, 실예로, 프로그램은 비디오 게임, CD ROM, 인터넷 오디오등에 포함될 수 있어, 이런 소스로부터 오디오가 재생되는 경우 좌우 컴퓨터 멀티미디어 스피커들 사이의 공간 외부에 서라운드 음향 이미지들을 구현한다.
이상적인 재생 시스템에 있어, 소스 녹음체가 각각 관련 소스 방향을 지니는 M 채널을 가지는 경우, 청취자는 그 각각의 M 소스 방향들로부터 재생된 이 M 채널들을 인지해야 한다. 실제 재생 시스템에 있어, M 소스 채널들은 최초 소스 방향들 및 한 명 이상의 청취자들(각각의 고정 청취자가 각각의 귀에 청취 위치 P를 가짐)과 관련한 위치를 각각 가지는 N 재현 채널들 또는 스피커들에 의해 재생된다. 전체 시스템은 다음과 같이 표현될 수 있다:
M[C]N[R]P,
여기서, [C]는 N재현 채널들에 M 소스 채널들을 처리하거나 또는 매핑(mapping)시키는(즉, 선형, 시간불변 매핑) M ×N 포트 필터 네트워크 C이며, [R]은 N 재현 채널들을 P 청음위치에 처리하거나 또는 매핑시키는(또한 선형, 시간불변 매핑) N ×P 포트 필터 네트워크 R이다.
필터 네트워크 R은 필터 응답의 룸 매트릭스(room matrix) R 또는 전달 함수( 실예로, 헤드 관련 전달 함수(head related transfer function) 또는 HRTF)에 의해 나타날 수 있는데, 전달함수는 각각의 N 재현 채널들로부터 각각의 P 청음 위치들까지의 전달 함수를 측정하거나 또는 평가하여 결정되는 것으로, 전달 함수의 N ×P매트릭스를 형성하며, 전달함수 각각은 스피커 응답 편이, 룸 음향, 딜레이, 에코, 가능한 머리 그림자등의 영향을 포함할 수 있다:
여기서 매트릭스 성분들인 r11...rnp는 각각의 재현채널로부터 각각의 청음위치까지의 전달 함수를 나타내는 개개의 필터 응답들이다. 매트릭스 성분들인 r11...rnp가 실예로, 고속 퓨리에 변환(FFT)으로 표현되는 주파수 영역 전달 함수인 경우, 표준 매트릭스 연산( 덧셈, 곱셈등)들은 이 매트릭스로 달성될 수 있다. 본 발명에 따라, 룸 매트릭스는 각각의 재현 채널과 각각의 청음위치 사이의 음향경로 방향에서 시간 지연 및 주파수 의존(dependent) 감쇠를 제외한 모든 것을 무시하고 상기 재현 채널들에 의해 재생되도록 의도된 오디오 사운드 스펙트럼의 적어도 실질부를 통해 감쇠 응답을 평활화하여 단순화될 수 있다.
필터 네트워크 C는 음향 교차입력 캔설러를 구성하며 필터 응답 또는 전달 함수의 소거 매트릭스 C로 나타낼 수 있다:
여기서, 매트릭스 성분인 c11... cmn은 개개의 필터 응답이다. 매트릭스 성분들인 c11... cmn이 실예로, 고속 퓨리에 변환(FFT)으로 표현되는 주파수 영역 전달 함수인 경우, 표준 매트릭스 연산( 덧셈, 곱셈등)은 이 매트릭스로 달성될 수 있다.
매트릭스가 M소스 채널들을 그 최초 방향들로 복원시키기 때문에, 음향 교차입력 캔설러는 의사 또는 가상 이미지- 스피커 N 위치들보다 오히려 방향들 M으로부터 명백히 발생된 사운드들로, 이 N 위치들은 청음위치 P와 관련하여 M소스들 이외로 다르게 위치될 수 있음-를 생성하는 능력을 가진다.
음향 교차입력 캔설러는 청음실(listening room)의 음향 및 최초 녹음 음향 대신의 대체물을 소거하기 위해 사운드 재생 시스템에서 "공간 역(spatial inverse)" 필터의 특성으로 작동한다. 청취자가 소정의 P 청음 위치들에서 최초 M 채널들을 청취하도록
CR = I로 하여.
여기서, I = 항등 매트릭스로서, 이는 또한
C = R-1이다.
그러므로, 매트릭스 C는 룸 매트릭스 R을 설정하여 그 역을 취하므로서 결정될 수 있다. 룸 매트릭스 R이 단순화되기 때문에, 본 발명에 따라, 그 결과로 캔설러 매트릭스 C가 또한 단순화될 것이고, 이는 오디오 누화(cross-talk)소거 네트워크 C의 보다 단순한 소프트웨어 구현을 초래하는데, 이 구현은 개인용 컴퓨터에서 처리되는 경우의 처리 자원 요구치를 최소화한다.
R 매트릭스의 성분들이 주파수 영역 변환 함수들인 경우, 그 역이 소거 매트릭스 C를 유도하기 위해 계산될 수 있다. 하나 이상의 소프트웨어 구현가능한 M ×N 포트 오디오 누화소거 네트워크가 소거 매트릭스 C로부터 유도될 수 있다. M ×N 포트 네트워크의 결과로서, 각각의 출력 N은 M입력들의 (1)별개로 필터링된 버전의 선형조합, (2)M입력들의 별개로 필터링된 버전의 선형 조합 및 N출력들로부터 발생된 별개로 필터링된 피드백 신호들 또는 M입력들에 부가된 N출력들로부터 발생된 별개로 필터링된 피드백 신호들의 구현에 따라 좌우된다.
네트워크를 구현하는 한가지 방법은 매트릭스 C의 성분들을 시간영역 표현성분들로 변환하는 것으로, 잘 알려진 바와같이, 시간영역 표현성분들로부터 FIR필터 구현체가 용이하게 얻어진다. 비록 IIR필터 구현체가 처리자원들을 최소화하기 위해 바람직하지만, FIR필터로부터 IIR필터를 얻는것은 단순한 처리가 아니다. 그래서, 매트릭스 C성분들을 시간영역으로 변환하는 대신에, 이들 필터 진폭 및 위상응답들이 용이하게 얻어지는 주파수 영역에 매트릭스 C성분들을 남겨놓는게 바람직하다. 차례로, 소기의 진폭 및 위상응답을 충족시키는, 필터 계수들을 포함하며 저처리 전력을 요구하는 단순 IIR 또는 FIR/IIR 필터 구현체들은 구현될 수 있다. 비록 이런 IIR 또는 FIR/IIR 필터들이 시행착오(trial and error) 기술들에 의해 유도될 수 있지만, 실제로, 이런 IIR 또는 FIR/IIR 필터들을 실현하기 위한 보다 우수한 방법은 많은 쉘프 디지털 필터 설계외(off-the -shelf digital-filter-design) 컴퓨터 프로그램들 중 하나를 채용하는 것이다.
룸 매트릭스 R이 정방 매트릭스가 아닌 경우, 캔설러 역 매트릭스 C는 "의사 매트릭스 역(pseudo matrix inverse)" 이지만, 이는 여전히 P 청취자 위치들에서 재현을 위해 M소스 채널들을 N재현 채널들에 매핑하는 적절한 방법이다. 이하로 억제된 경우(즉, P가 N이하인 경우)에 대해, 의사 역은 실제 및 소기의 분해체들 사이의 RMS 에러를 최소화한다. 이상으로 억제된 경우(즉, P가 N이상인 경우)에 대해, 의사 역은 정확한 분해체를 얻는데 필요한 입력(들)의 RMS 에너지를 최소화한다.
상기로부터 이해되는 바와같이, 본 발명의 원리들은 일반적으로 임의의 갯수의 소스 채널들, 스피커들 및 청음위치들에 적용가능하다. 그러나, 단순화를 위해, 아래 기술된 바람직한 실시예들은 (통상적인 컴퓨터 멀티미디어 장치에서, 멀티미디어 컴퓨터 모니터 또는 TV세트의 양 측면상에 청취자의 전방으로 협소하고 대칭되게 이격된 스피커들같은) 두 스피커, (제한되지는 않지만, 좌 서라운드 및 우 서라운드같은) 두 소스 채널 및 두 청음위치(청취자의 귀들)들이 존재하여 N=M=P=2인 특정 경우에 관한 것이다. 그러므로, 음향전달 룸 매트릭스 R은 2×2 매트릭스이며, 캔설러 응답 C는 R 매트릭스의 역인 2×2 매트릭스에 의해 나타나므로서, 좌측 소스 채널 L은 오로지(청취자의 두 위치 P중 하나인) 좌측귀로만 인지되는 반면 우측 소스 채널 R은 오로지(청취자의 두 위치 P 중 나머지인) 우측귀로만 인지될 수 있다.
이런 음향 누화 캔설러를 통해 컴퓨터 모니터에 인접한 한 쌍의 스피커들에 제공된 신호들은 사운드가 스피커들이 위치된 장소보다 오히려 청취자의 측면들로부터 발생되는 것이 감지되는 결과를 초래하는데 -전방으로의 신호들은 손실되고 사운드는 서라운드 스피커들이 위치되어야 할 측면으로부터만 발생되는 것으로 보여진다. 그러므로, 좌·우 채널 정보를 직접 스피커에 제공하여 그 정보를 공간화된 서라운드 정보(즉, 누화 캔설러에 의해 처리된 서라운드 정보)와 더함으로서, 컴퓨터 모니터에 인접 위치된 두 스피커들만 좌,우 및 서라운드 음장(Sound Field)을 인지하는데 요구된다.
본 발명의 한 양상에 있어서, 본 발명은 각각의 매트릭스 성분들이 주파수 영역 전달 함수인 M×N 차원의 소거 매트릭스 C를 유도하는 방법에 관한 것으로, 매트릭스 C는 각각 관련 소스 방향을 가지는 M 오디오 소스 채널들을 각각 이 소스 방향들에 관련한 위치를 가지는 N 오디오 재현채널들에 매핑하는 M×N포트 오디오 누화소거 네트워크를 나타내므로서, 각각의 출력 N은 (1) M입력의 별개로 필터링된 버전의 선형조합, (2) M입력의 별개로 필터링된 버전 및 N출력으로부터 발생된 별개로 필터링된 피드백 신호들의 선형조합, 또는 (3) M입력들에 더해진 N출력들로부터 발생된 별개로 필터링된 피드백 신호들이 된다. 이 방법은 각각의 매트릭스 성분들이 주파수 영역 전달 함수인 N×P 차원의 룸 매트릭스 R을 설정하는 단계 및 룸 매트릭스 R의 역과 등가의 누화소거 매트릭스 C를 설정하는 단계를 포함하는데, 여기서 매트릭스 R은 N재현 채널 위치들을 P청음 위치들에 매핑하는 N×P 포트 네트워크를 나타내는 것으로, 주파수 영역 전달 함수들은 상기 재현 채널 위치들 중 각각 하나로부터 상기 청음 위치들 중 각각 하나까지의 직접 음향 경로를 따라 존재하는 시간 딜레이 및 주파수 의존 감쇠의 평활버전을 나타낸다. 실예로, 주파수 의존 감쇠의 평활버전은 재현 채널들에 의해 재생되도록 의도된 오디오 사운드 스펙트럼의 적어도 실질부를 통한 상기 음향경로감쇠의 평활 평균일 수 있다.
본 발명의 다른 양상에 있어서, 본 발명은 각각 관련 소스 방향을 가지는 M 오디오 소스 채널들을 각각 이 소스 방향에 대한 위치를 가지는 N 오디오 재현 채널들에 매핑하는 M×N 포트 오디오 누화소거 네트워크에 관한 것으로서, 각각의 출력 N은 (1) M입력의 별개로 필터링된 버전의 선형 조합, (2) M입력들의 별개로 필터링된 버전 및 N출력으로부터 발생된 별개로 필터링된 피드백 신호들의 선형 조합, 또는 (3) M입력들에 더해진 N출력들로부터 발생된 별개로 필터링된 피드백 신호들이 된다. 누화소거 네트워크는 각각의 매트릭스 성분들이 주파수 영역 전달 함수인 N×P 차원의 룸 매트릭스 R을 설정하는 단계, 각각의 매트릭스 성분들이 주파수 영역 전달함수인 M×N차원의 누화소거 매트릭스 C를 생성하도록 룸 매트릭스 R의 역을 유도하는 단계, 및 저처리 전력을 필요로 하는 하나 이상의 단순한 디지털 필터들에 의해 주파수 의존 감쇠의 평활버전을 실행하는 단계에 의해 생성되는데, 여기서 매트릭스 R은 N재현 채널 위치들을 P청음위치들에 매핑하는 N×P포트 네트워크를 나타내는 것으로, 주파수 영역 전달 함수들은 재현 채널 위치들 중 각각 하나로부터 청음 위치들 중 각각 하나에 이르는 직접 음향 경로를 따라 존재하는 시간 딜레이 및 주파수 의존 감쇠의 평활버전을 나타내며, 매트릭스 C는 M×N포트 오디오 누화소거 네트워크를 나타낸다. 디지털 필터들은 바람직하게 IIR 형태 또는 IIR/FIR 형태로 구성되며 바람직하게 제 1차 필터들이다. 실예로, 주파수 의존 감쇠의 평활버전은 재현 채널들에 의해 재생되도록 의도된 오디오 사운드 스펙트럼의 적어도 실질부를 통한 상기 음향 경로 감쇠의 평활평균일 수 있다. 시간 딜레이는 디지털 링 버퍼에 의해 구현될 수 있다.
본 발명의 부가적인 양상에 따라, M×N포트 오디오 누화소거 네트워크는 진폭 압축기 및 각각의 네트워크 출력들에 가변 진폭레벨 부스터들을 포함할 수 있는데, 진폭 압축기는 각각의 네트워크 입력들의 입력 감쇠를 복원시키는 레벨과 출력신호의 클리핑을 방지하는 감쇠 레벨 사이의 부스트(boost)를 스케일링하는 스케일러를 포함한다. 바람직한 실시예에 있어, 압축기를 위한 제어가 압축기 입력으로부터 얻어지는데, 압축기는 무한 압축률을 가지므로서, 진폭제한기를 구성한다. 바람직한 실시예에 있어, 압축기가 각각의 네트워크 출력의 딜레이를 더 포함하며 압축기 이득을 음절적으로(syllabically) 제어하도록 압축기를 위한 제어가 예견(look ahead)한다. 고정 진폭 레벨 감쇠기들 및 가변 진폭 레벨 부스터들은 주파수 무의존(independent) 특성들을 가질 수 있다. 선택적으로, 고정 진폭 레벨 감쇠기들 및 가변 진폭 레벨 부스터들은 주파수 의존 특성들을 가진다. 누화 처리기가 저 신호 레벨의 잡음인 경우, 이는 16비트 워드길이만 지원하는 DSP 칩들과 같은 값싼 처리기가 채용되는 경우일 수 있는 것으로, 상기 고정진폭 레벨 감쇠기 및 가변 진폭 레벨 부스터들의 주파수 의존 특성들은 중 저주파수들에서만 작동함으로서, 신호 대 잡음 비율의 저 손실을 유지하며 덜 들리지 않는 주파수들로 손실을 제한한다.
본 발명의 다른 양상에 있어서, 오디오 누화소거 네트워크는 두 오디오 소스 채널들 M을 오디오 소스 채널들 M의 방향들에 관련한 위치들을 가지는 한쌍의 트랜스듀서들에 제공된 두 오디오 재현 채널들 N에 매핑하는 2×2포트 네트워크인데, 청취자는 트랜스듀서에 관련한 청취자 좌측귀 및 청취자 우측귀의 두 청음 위치 P를 가지며, 네트워크는 (1) 제 1신호 콤바이너 및 제 2신호 콤바이너로 이루어지며, 각 신호 콤바이너가 적어도 2 입력들과 한 출력을 가지는 것으로서, (a) N입력들 중 하나는 제 1신호 콤바이너의 입력과 결합되며 N입력들 중 다른 것은 제 2신호 콤바이너의 입력과 결합되고, (b) N출력들 중 하나는 제 1신호 콤바이너의 출력과 결합되며 N 출력들 중 다른 것은 제 2신호 콤바이너의 출력에 결합되는 두 신호 콤바이너, 및 (2) 제 1신호 피드백 경로 및 제 2신호 피드백 경로로 이루어지며, 각각의 피드백 경로는 시간 딜레이 및 주파수 의존 특성을 가지며, 입력과 출력을 가지는 것으로서, (a) 제 1신호 피드백 경로의 입력은 제 1신호 콤바이너의 출력에 결합되며 제 1신호 피드백 경로의 출력이 제 2신호 콤바이너의 나머지 입력에 결합되고, (b) 제 2신호 피드백 경로의 입력이 제 2신호 콤바이너의 출력에 결합되며, 제 2신호 피드백 경로의 출력이 제 1신호 콤바이너의 나머지 입력에 결합되고, (C) 각각의 피드백 경로들이 트랜스듀서, 및 동일 트랜스듀서 및 동일 트랜스듀서에 가장 근접한 청취자귀 사이의 음향 경로를 따라 사운드가 전달되는 시간에 관련하여 트랜스듀서로부터 가장 먼 청취자의 귀 사이의 음향경로를 따라 사운드가 전달되는 부가 시간을 나타내는 시간 딜레이를 가지며, (d) 각각의 피드백 경로들이 트랜스듀서와 이 트랜스듀서로부터 가장 먼 청취자귀 사이의 음향경로의 감쇠, 및 동일 트랜스듀서와 이 동일 트랜스듀서와 가장 근접한 청취자귀 사이의 음향 경로의 감쇠의 차이를 나타내는 주파수 의존 특성을 가지는 두 신호 피드백 경로들을 포함하며, (3) 신호 콤바이너들, 신호 피드백 경로들 및 이들 사이의 결합부들은 극성 특성들을 가지므로서, 피드백 경로에 의해 처리된 신호들이 각각의 신호 콤바이너의 나머지 입력에 결합된 신호들과 감산되게 조합된다. 두 재현 채널들이 일반적으로 전방에 그리고 실질적으로 청취자와 관련하여 좌·우 대칭 위치에 배치된 한쌍의 트랜스듀서들에 제공될 수 있다. 주파수 의존 특성은 제 1차 저역통과 쉘빙(shelving) 특성으로 구현될 수 있는데, 이는 IIR 필터 또는 FIR/IIR 조합필터로 실행될 수 있다. 트랜스듀서와 이 트랜스듀서로부터 가장 먼 청취자의 귀 사이의 음향 경로의 감쇠는 하나의 트랜스듀서로부터 이 트랜스듀서와 가장 먼 청취자귀에 이르는 헤드 관련 전달 반응(head related transfer response) 및 다른 트랜스듀서로부터 이 다른 트랜스듀서에 가장 근접한 청취자귀에 이르는 헤드 관련 전달 반응 사이의 차이를 취하여 그 차이를 평활화함으로서 결정된다.
본 발명의 다양한 양상들은 독립적으로 또는 서로 조합하여 사용될 수 있다.
본 발명은 다지향성 오디오 디코딩에 관한 것이다. 보다 상세하게는, 본 발명은 다지향성 오디오 디코딩 및 재현(presentation) 시스템에 사용하는 개인용 컴퓨터의 매우 느린 처리 자원(resource)을 사용하는 컴퓨터 소프트웨어로 실행되는음향 캔설러(canceller)에 관한 것이다.
도 1은 단순한 4-포트 음향 누화 캔설러의 기능 블럭도.
도 2는 두 음향 응답 특성의 진폭 대 주파수의 그래프로서, 응답 A는 ±15도의 소스에 대한 좌·우 귀 임펄스 응답들의 차이이며, 응답 B는 응답 A의 평활버전이다.
도 3은 좌·우 귀 임펄스 응답들의 차이의 평활버전을 구현하기 위해 도 1의 단순한 음향 누화 캔설러에 가용한 단순한 제 1차 필터의 기능 블럭도.
도 4A는 본 발명의 오디오 누화소거 네트워크가 채용될 수 있는 바람직한 환경을 도시하는 기능 블럭도.
도 4B는 본 발명의 오디오 누화소거 네트워크가 서라운드 채널 신호들 뿐만아니라 주요 좌·우 신호들과 관련하여 채용될 수 있는 바람직한 변형 실시예를 도시하는 기능 블럭도.
도 5는 도 4A 또는 4B의 환경에 사용되는 도 1 및 도 3의 단순한 2×2포트 캔설러의 바람직한 실시예를 도시하는 기능 블럭도.
도 6은 도 4A 또는 4B의 다운믹서 및 출력 압축기/진폭 제한기의 구현을 도시하는 기능 블럭도.
상기된 바와 같이, 음향 캔설러의 요구 응답은 누화 처리(각각의 귀에 대한 각각의 스피커)의 유효 응답을 측정하고 이 시스템 함수들의 매트릭스를 반전시켜 역 응답을 계산하여 계산될 수 있다. 이후 역 응답의 하나 이상의 소프트웨어 구현체들은 상기와 같이 유도될 수 있다. 그러나, 2 ×2경우(2 스피커들, 2 귀들)의 누화 처리의 단순한 특성 때문에, 보다 직관적 형태의 역응답에 도달하는 것이 가능하다.
근접한 귀에 도달하는 주어진 음향 신호와 먼 귀에 도달하는 동일 신호 사이의 기본적인 차이는 근접한 귀 도달체에 비해 다소 먼 귀의 신호가 딜레이되고 감쇠되는 것이다. 그러므로 일반적으로 소거 신호는 유사하게 딜레이되고 감쇠된 신호를 반대 채널로부터 감산하는 것을 포함한다.
음향 누화 캔설러는 능동 잡음 소거의 기본 개념을 채용하는데 -즉, 우측귀에 들리는 좌측 스피커로부터 발생된 누화 신호가 동일 신호의 위상반전되고, 시간 딜레이되며, 진폭 감소되고 주파수 의존 필터링된 버전을 우측 채널에 제공하여 소거되며 역으로도 이 사실이 적용된다. 각각 위상 반전된 신호는 교대로 동일한 방식으로(적어도 여러번 반복동안) 소거되어야 한다.
도 1은 단순 캔설러의 기본구성 요소를 도시하는 기능 블럭도이다. 각각의 딜레이(12,14)는 +/-15도 각도의 청취자와 관련해 전방으로 위치된 스피커들에 대해 통상적으로 약 140μsec이다(44.1KHz 샘플링 비율의 약 6샘플들중의 딜레이). 각각의 필터(16,18)들은 단순히 통상적으로 약 0.9인, 주파수 무의존 감쇠율 K이다. 각각의 교차 입력 레그(leg)(20,22)의 입력은 전술된 바와같이, 각각의 선행 캔설러 신호의 캔설러를 발생하도록 교차 채널 음(negative) 피드백 배치(각각의 레그가 각각의 합산기에서 감산됨)를 사용하여 덧셈 합산기(각각 24.26)의 출력으로부터 발생한다. 이것은 두 덧셈, 두 곱셈 및 딜레이용 한쌍의 6샘플 링 버퍼를 디지털로 구현하기 위한 단순한 음향 누화 캔설러이다.
그러나, 상기 단순한 캔설러는 원거리 음향경로에 도입된 감쇠가 주파수 의존적이라는 사실을 설명할 수 없다. 이런 음향경로의 주파수 특성은 일반적으로 무향(anechoic) 환경에서 측정되는 것으로 인간 머리 또는 모형머리를 사용하여 양이(binaural) 임펄스 응답을 측정하므로서 유도될 수 있음이 잘 알려졌다. 이런 측정치들을 반영하는 공개된 데이타는 광범위하게 사용가능하다. 실예로, 가용한 양이 임펄스 응답은 MIT Media 연구소에 의해 무향 환경의 Kemar 상표의 모형 머리를 사용하여 얻어지고 이들의 인터넷 WWW(world wide web) 사이트에 공개된 응답들을 포함한다. 이런 데이타를 사용하여, 15도 소스들에 대한 좌우귀 임펄스 응답들의 퓨리에 변환 dB 크기 값들은 +/-15도의 스피커들에 상응하는 미분 주파수 응답에 도달하도록 감산된다. 이런 처리되지 않은 차이 스펙트럼(raw difference spectrum)이 도 2에 응답 A로 도시되는데, 이 응답은 다극 필터 구현을 요구할 다소 복잡한 특성이다.
본 발명의 한 양상은 필터 구현을 단순화하여 컴퓨터 처리기 자원을 최소화하도록 도 2의 응답 A와 같은 응답을 평활화하는 것이다. 본 발명의 다른 양상은 구현된 경우 매우 저 처리전력을 요구하는 제 1차 필터부에 의한 평활 응답의 이행이다. 실예로, 소기의 평활화를 제공하는 제 1차 필터부의 응답은 도 2의 응답 B이다. 소기의 응답은 상기 재현 채널들에 의해 재생되도록 의도된 오디오 음향 스펙트럼의 적어도 실질부를 통한 음향 경로 감쇠의 평활 평균이다. 보다 정밀함을 구비한 응답에 근접하려는 시도는 여기에 매우 많은 에러원들 : 비 정합된 필터들, 청취자로부터 동일하지 않은 거리의 스피커들, 청취자의 머리는 대칭이 아니며, 비정상 폭의 머리등등이 존재하기 때문에 장점을 제공하지 못한다. 실제로는, 제 1차 필터의 응답은 결과적으로 누화 캔설러가 대부분의 청취자들에 대해 유효하도록 이상적인 특성에 충분히 근사하게 근접된다.
평활 응답은, 도 2의 응답 B와 같이, 도 1의 각각의 광대역(주파수 무의존) 감쇠 필터(16,18)들을 대신하여 도 3의 FIR/IIR 필터를 채용하여 구현될 수 있다(즉, 감쇠 상수 K를 제 1차 필터로 대체함). 기능적으로, 도 3의 필터 구현에 도시된 바처럼, 필터입력은 제 1차 스케일러(ff0)(30) 및 제 1차 딜레이(32)에 제공된다. 딜레이(32) 출력은 제 2차 스케일러(ff1)(34)에 제공된다. 여러 입력들 및 출력을 가지는 덧셈 합산기(36)는 스케일러(30) 및 스케일러(34)의 출력들을 수용한다. 합산기(36) 출력은 제 2딜레이(38) 및 제 3스케일러(fb1)(39)를 통해 또한 피드백되는 필터 출력을 합산기(36)의 다른 입력부에 제공한다. 등가의 +/-15도 스피커들 및 44.1KHz와 등가의 샘플링 비율(fsampling)을 위해, 도시된 구현체를 위한 필터 계수들은 ff0=-0.4608이고 ff1=0.2596 이며 fb1=0.7702이다. 딜레이(32,38)들은 링버퍼들에 의해 실행될 수 있다. ff0, ff1, fb1 및 두 링버퍼 딜레이들 샘플들의 갯수의 선택은 샘플링 주파수 및 스피커 간격에 의존한다. 딜레이들에서 샘플들의 갯수는 실용적 스피커 각도 및 샘플링 비율(±15도 스피커들 및 fsampling=44.1KHz에 대해 약 6샘플들)을 위해 통상적으로 1 내지 7의 범위이다.
본 발명의 다른 양상에 따라, 평활 차이응답의 필터 구현은 제 1차 IIR 또는 FIR/IIR 필터에 의해 실행된다. FIR 필터를 사용하여 실행되는 경우, 다수의 딜레이들을 가지는 피드포워드(feed forward)는 요구된 교차 소거의 다수의 반복을 제공하도록 요구될 것이다. 이런 실행은 처리기 집중적이다. 반면에, IIR 또는 FIR/IIR 구현은 본질적으로 매우 큰 단순성 및 낮은 처리기 수요량을 다수의 딜레이들에 제공한다.
도 3에 도시된 필터 구현체가 하이브리드 FIR/IIR 필터를 구성하는데-피드 포워드 부(ff0로 입력을 스케일링하여 이를 합산기(36)에 제공하며, 입력을 딜레이하여, 이를 ff1으로 스케일링하고 합산기(36)에 제공한다)는 FIR 필터를 구성하고 피드백부(출력을 딜레이하여 이를 fb1으로 스케일링하고 이것을 다시 합산기(36)에 제공한다)는 IIR필터를 구성한다.
이런 FIR/IIR 필터의 주파수 의존 특성은 종종 저역 통과 쉘빙 특성으로 취급된다. 오디오 신호처리 장치 출력들이 약 ±15도로 이격된 한쌍의 트랜스듀서들에 제공하기 위한 용도일 경우, 저역 통과 쉘빙 특성은 약 2000Hz에서 제 1변곡점을 가지며 약 4370KHz에서는 제 2변곡점을 갖는다. 오디오 신호 처리 장치 출력들이 약 ±20도로 이격된 한쌍의 트랜스듀서들에 제공하기 위한 용도일 경우에는, 저역 통과 쉘빙 특성이 약 1600Hz에서 제 1변곡점을 가지며 약 4150KHz에서는 제 2변곡점을 갖는다.
샘플링 비율은 임계적이지 않다. 44.1KHz의 샘플링 비율이 다른 디지털 오디오 소스와의 호환성을 위해 적합하며 고충실도 재생을 위한 충분한 주파수 응답을 제공하는데 적합하다. (국한되지 않고, 48KHz, 32KHz, 22.05KHz 및 11KHz 같은) 다른 샘플링 비율들이 사용될 수 있다. 도 1의 필터(16,18)들이 ff0 및 ff1항의 부호의 선택에 의해 반전이 조정되는 도 3에 도시된 바와같은 필터에 의해 구현되는 경우, (도 1의) 합산기(24,26)들의 뺄셈(-)부호는 덧셈(+) 부호로 대체된다.
도 4A는 본 발명의 오디오 누화소거 네트워크가 채용될 수 있는 바람직한 환경을 도시하는 기능블럭도이다. 돌비 서라운드 AC-3 디코더(도시되지 않음)로부터 발생된 것과 같은, 좌, 중앙, 우, 좌 서라운드 및 우서라운드의 5개의 디지털 오디오 입력 신호들이 수신된다. 입력들이 선택적 DC 블러킹(blocking) 필터 (40,42,44,46,48)들에 각각 제공되는데, 이 필터들 각각은 (20Hz에서 -3dB의) 고역 통과응답을 가진다(DC 블러킹 필터들이 이들을 입력하는 신호원에 따라, 필요하지 않을 수 있다). 좌, 중앙 및 우 입력 라인들의 선택적 딜레이(50,52,54)들은 시간딜레이가 존재한다면 누화소거 네트워크(56)의 시간 딜레이와 상응하는 시간 딜레이들을 가진다. 통상적으로, 네트워크(56)에는 시간 딜레이가 없을 것이며, 딜레이(50,52,54)는 네트워크(56)가 이하 기술되는 바와같이, 일정 형태의 진폭 압축기/제한기를 포함하지 않는 경우 생략된다. 이런 환경에서, 소거 네트워크(56)으로의 입력들은 좌서라운드 및 우서라운드 입력이다(일반적으로, 네트워크(56)으로의 입력들은 주변 입력들로 제한되지 않는다). 이런 환경에 사용하는 소거 네트워크(56)의 바람직한 실시예는 도 5의 실시예와 결부하여 기술된다. 다운믹서(downmixer) 및 출력 압축기/진폭제한기(58)는 두 컴퓨터 멀티미디어 스피커들에 의한 재생에 적절한 좌,우 두 출력신호들을 제공하도록 처리된 서라운드신호들, 지연된 좌, 중앙 및 우신호들을 수신한다. 다운 믹서 및 출력 압축기/진폭 제한기(58)는 도 6과 결부하여 보다 상세히 기술된다. 블럭(58)의 제한 기능은 어떤 디지털 출력신호도 진폭 1을 초과하지 않음을 보장한다.
디코딩된 AC-3 디지털 비트스트림(bitstream)은 다섯개의 이산 완전 대역폭(discrete full bandwidth) 채널들 및 서브우퍼 채널(subwoofer channel)을 포함한다. 두 스피커 재현에 있어 채널들의 이산화를 가능한 범위까지 보존하는 것은 바람직하다. 그러므로, 좌우 서라운드 채널들만이 소거 네트워크에 의해 처리된다(그렇지만, 이하 기술되는 도 4B 변형에 있어, 중앙 채널이 또한 네트워크 입력들에 제공될 수 있다). 좌우 전방 채널들은 소거 네트워크 처리된 좌우 서라운드 채널들에 각각 첨가된다. 중앙 채널 및 서브우퍼 채널(사용되는 경우, 도시되지 않음)은 어떤 부가 처리 없이도 좌우출력들에 정위상으로 혼합된다.
돌비 서라운드(Dolby surround) 또는 돌비 서라운드 프로 로직(Dolby surround Pro Logic) 디코더에 의해 제공된 것과 같은 4입력 신호들(좌,중앙 및 우 채널들, 단일 서라운드 채널, 및 별도의 서브우퍼 채널은 없음)이 존재하는 경우 도 4A의 배치가 또한 채용될 수 있다. 이 경우, 단일 서라운드 채널은 두 의사 스테레오포닉(stereophonic) 신호들로 비상관(decorrelated) 되어야 하는데, 두 의사 스테레오포닉 신호들은 차례로 캔설러의 입력에 제공된다. 단순한 의사(pseudo) 스테레오 변환은 위상편이를 채용하여 사용될 수 있어 한 신호가 나머지와 함께 위상 밖에 존재한다. 많은 의사 스테레오 변환 기술들이 기술분야에 알려져 있다.
도 4A의 배치는 두 스테레오포닉 입력 신호들만이 존재되는 경우에 또한 채용될 수 있다. 이런 경우, 스테레오 의사 서라운드 신호들은 약 30밀리초마다 각각의 두 스테레오포닉 입력 신호들을 딜레이시켜 생성될 수 있다. 유사하게, 단일 모노포닉 입력 신호도 좌우 입력들을 제공하기 위해 한쌍의 의사 스테레오포닉 신호들을 유도하여 한쌍의 의사 서라운드 신호들을 생성하도록 각각 이들을 딜레이시켜 사용될 수 있다.
도 4B는 도 4A의 실시예에 대한 부가적인 대안을 도시한다. 도 4B에 있어, 좌우 전방 채널들은 블럭(49)에서 부분적 역위상(antiphase) 믹싱에 의해 다소 확장된다. 비록 명백한 스테리오 "스테이지(stage)"를 확장하는 역위상 믹싱이 잘 알려진 기술이지만, 누화 캔설러가 구현되는 동일한 방식의 매트릭스 계산에 의해 이런 믹싱을 구현하는 것이 본 발명의 양상이다(상기와 같이, 음향 소거 및 임의 소스 배치가 동일처리의 양상들이다). 그러므로, 블럭(49)의 역위상 믹싱 계산 구현은 M 및 N =2이며 도 1/도 3의 오디오 누화소거 네트워크 실시예가 채용될 수 있는 매트릭스 C로 나타나는 다른 M×N 포트 네트워크를 구성한다. 이런 경우, 소기의 위치 변동이 조금 이루어지기 때문에 (즉, 통상적 컴퓨터 모니터 스피커 간격과 관련하여 좌우 소스 M의 간격이 소스 M이 서라운드 소스들인 경우보다 매우 근접함), 매트릭스 연산이 보다 적은 처리기 자원들을 요구하는 서라운드 누화 캔설러를 위한 것보다 단순하다.
다른 선택에 따라, 중앙 채널은 각각의 귀에 의해 두차례 청취되는 중앙신호-한번은 근접 스피커로부터 다시 한번은 원거리 스피커로부터-를 가짐으로써 초래되는 배색(coloration)을 최소화하도록 소거될 수 있다. 별개의 캔설러 구현을 요구하는 것보다 오히려, 중앙 채널 음향 교차 입력 신호들은 이들을 서라운드 채널 누화소거 네트워크에 제공하여 소거될 수 있다. 그러므로, 중앙 채널 신호는 덧셈 합산기(51,53)들을 통해 누화소거 네트워크(56)에 대한 좌서라운드 및 우서라운드 입력들로 각각 혼합된다.
도 5는 도 4의 환경에 사용되는 도 1 및 도 3의 단순한 2×2포트 캔설러의 바람직한 실시예를 도시하는 기능 블럭도이다. 도 1에 대한 공통 성분들은 동일 도면 부호들을 계속 사용한다. 도 5는 고 레벨 신호들을 클리핑하는 것을 방지하도록 압축기를 포함하는 도 1/도 3 실시예와 상이하다. 캔설러는 1.0보다 큰 수들을 발생시켜야 하지 않지만 심지어 입력 신호들이 1.0을 초과하지 않는 경우조차 일정신호 조건들 이하의 저 내지 중주파수들(약200Hz이하)에서는 발생시킬 것이다(이는 신호가 한 입력에만 제공되거나 또는 두 입력에 제공된 신호들이 서로에게와 더불어 위상밖에 존재하는 경우 발생할 수 있음). 입력 고역통과 필터들은 장애 초래 저 주파수들을 제거하는데 사용될 수 없는데, 이는 유효한 이런 필터들이 캔설러의 유효성을 감소시키고 배색을 도입시키는 위상편이 교란의 원인이 되기 때문이다. 그러므로, 본 발명의 다른 양상에 따라 압축기를 포함하는 저 처리 전력 누화 캔설러가 제공되는데, 이 압축기는 또한 저 처리 전력을 요구한다.
계산들이 고정점 처리기에서 이행되는 경우, 압축기는 고정 감쇠를 누화 캔설러 입력에 제공하고 가변 부스트를 캔설러 출력에 제공하여 작용한다. 고정 감쇠량은 캔설러의 출력이 어느 신호 조건하에서도 1.0을 초과하지 않음을 보장하기에 충분하다(실예로, 신호가 한 입력에만 제공되는 경우라면, 캔설러는 이 신호에서 20dB 부스트를 초래하고, 고정 감쇠는 20dB이다). 가변 부스트는 입력 감쇠를 복원하는 레벨과 출력 신호의 클리핑을 방지하는 감쇠 레벨 사이에서 스케일링된다.
압축기는 입력제어(압축기의 입력)될 수 있는데, 이는 보통, 출력제어압축기가 일시에 작동해야만 하기 때문으로서, 가청 인공현상(audible artifact)을 발생시킨다. 아래 기술된 변형 실시예에 있어서, 출력 제어 압축기는 이런 가청 인공현상의 생성을 방지한다. 압축기는 유한 압축률 또는 무한 압축률로 구현될 수 있는데, 이런 경우에, 이것이 제한기이다.
가변 복원이 뒤따르는 캔설러 이전의 고정 감쇠의 배치는 본 발명의 양상을 구성한다. 비록 캔설러 입력의 가변 이득이 캔설러의 출력에서 클리핑 방지를 보장하지만, 가변 이득의 제어를 위한 감지체가 캔설러의 출력에 필히 위치될 것이다. 그러나, 이러한 구성은 실행 가능하지 않는데, 이는 클리핑이 출력에서 감지되는 때까지 특히, 캔설러의 딜레이에 비추어, 이는 입력 이득을 감소시키기에 너무 늦기 때문이다. 대신에, 캔설러의 입력 이전에 고정 감쇠와 조합하여 캔설러의 출력에 두 감지체 및 가변 이득을 위치시킨다. 이하에 더 기술된 바와같이, 캔설러 출력 신호 경로들의 딜레이들은 감지체가 압축기 이득을 음절적으로 제어할 수 있도록 "예견(look ahead)"을 허용한다.
도 5의 좌중간에 있는 바처럼 누화 캔설러에 제공된 서라운드 입력들 때문에, 캔설러 내부 또는 차후 회로(DAC(디지털-아날로그 변환기) 또는 아마도 전력 증폭기 또는 스피커들)의 과부하 가능성이 주파수에 따라 변한다. 이런 과부하를 방지하기 위한 한가지 방법은 주파수 함수로 (입력)과부하 레벨을 더 잘 또는 보다 덜 따르는 응답을 사용하는 "프리엠퍼시스(pre-emphasis)"에 의해 캔설러보다 선행하는 것이다. 그러므로, 주파수 f에서 시스템이 입력 전체 스케일 이하의 xdB를 과부하하는 경우, 발명자는 주파수 f에서 xdB의 감쇠를 도입한다. 이런(고정) 프레엠퍼시스는 캔설러내에서 과부하가 발생할 수 없음을 보장하도록 선택된다.
누화 캔설러가 (오직 16비트 워드 길이만 지원하는 고정점 DSP 칩과 같은) 값싼 처리 하드웨어상에서 운영되는 도 5 실시예의 실질적 구현에 있어, 두 고정 감쇠 및 가변 부스트는 저 내지 중 주파수들(실예로, 약 200Hz이하)에서만 작동하므로서, 신호대잡음 비율의 저 손실의 유지하며 덜 들을 수 있는 주파수들로 손실을 제한한다.
도 5의 구현에 있어, 압축기는 그 입력부에 캔설러의 어느 클리핑이라도 충분히 방지하도록 저 주파수들을 감쇠시키는 고정 프리엠퍼시스를 제공하며, 저 주파수들을 적절히 복원시키는 가변 디엠퍼시스를 그 출력에 제공하여 작동한다. 가변 디엠퍼시스는 입력 프리엠퍼시스에 상보적인 레벨과 출력신호의 클리핑을 방지하는 감쇠레벨 사이에서 스케일링된다. 프리엠퍼시스와 가변 디엠퍼시스의 사용때문에, 신호 대 잡음비의 효과는 누화 처리가 저신호레벨의 잡음인 경우조차 들을 수 없다(16비트 워드길이만을 지원하는 DSP칩들과 같은 비싼 처리기가 채용되는 경우 일 수 있는 것처럼).
실예로, DC에서 20dB의 부스트는에서 6.7dB로 억압 감소되는, 캔설러 뒤에 정확한 보상 디엠퍼시스를 도입하여 전체 주파수 응답 및 신호레벨을 복원할 수 있지만, 이것은 물론, 캔설러 자체내의 과부하에 영향을 주지 않지만, 과부하 다운스트림을 유발할 수 있다. 도 5 구현체에 도시된 이런 과부하에 대해 보호하기 위한 한 바람직한 수단은, 복원 응답(과부하를 방지하는 레벨로 오프셋 하향)을 두 누화 캔설러 출력에서 모델로하고 보다 큰 모델 출력들을 측정하여, 주요 출력들 중 하나 또는 다른것 또는 둘 다 과부하될지를 이것이 나타내는지를 측정하여 클리핑이 예측되는 경우에는 디엠퍼시스 바로 이전에 이득 감소를 제공한다. 이것은 제공된 이득 변동이 모든 주파수들에서 동일한 "광대역" 압축기/진폭 제한기를 구성하는데 ; 신호의 주파수 내용에 상관없이 이것은 출력이 전체 스케일(또는 여러 다른 소기의 임계값)을 초과하는 것을 허용하지 않는다.
도 5의 구현체에 있어, 프리엠퍼시스가 동일 필터(60,62)들에 의해 제공된다. 비록 필터 특성이 임계적(critical)이지 않을지라도, 각각의 필터는 쉘빙 응답을 가지는 제 1차 필터로 구현될 수 있어 그 응답은 DC에서 -20dB이고(나이퀴스트 주파수)에서 -6.7dB가 된다. 가변 디엠퍼시스는 동일 스케일 필터(64,66)들로 실현될 수 있는데, 각각의 필터들은, 형태에 있어, 필터(60,62)들의 그 역인 응답을 가진다. 필터(64,66)들 각각은 20dB마다 오르내리는 각각의 응답을 스케일링하도록 동일 스케일러를 수용한다(응답 형태는 불변형태를 유지한다). 스케일 요소들은 필터(68,70)들 및 스케일러 계산(72)에 의해 생성된다. 딜레이(74,76)들은 캔설러 출력 감지체가 예견하고 필터(64,66)들을 음절적으로 제어하도록 하기 위해 캔설러의 출력들을 딜레이 시킨다. 딜레이(74,76)들의 시간 딜레이들은 딜레이(74,76)들에 대한 각각의 입력들과 스케일러 계산(72)의 스케일러 출력들 사이의 시간딜레이에 상응한다. 딜레이(74,76)는 링버퍼들로 구현될 수 있다.
필터(64,66)들은 제 1차 필터들인데, 스케일러에 따라 각각은 DC에서 +20dB와 OdB 사이 및에서 +6.7dB와 -13.3dB 사이에서 변동하는 쉘빙응답(경사가 단위값에서 시작되어, 최대값 6dB/옥타브까지 증가되어 다시 단위값으로 감소되는 증가 주파수를 가지는 저역통과 쉘프(shelf))을 가진다. 필터(68,70)들은 그러나, 고정되고에서 -13.3dB, DC에서 0dB의 응답을 가지는 저역통과 쉘빙 필터들이다. 스케일러 계산은 좌우 캔설러 출력들의 샘플들의 각각의 블럭들의 최대 절대값을 계산하도록 샘플들의 블럭들(실질적인 실시예의 8샘플 블럭들)에 처음으로 작용한다(즉, 필터(68,70) 출력의 가장 큰 최대값을 가지는 블럭이 선택되고 이 블럭의 최대값은 스케일러 값을 결정한다). 이때, 출력이 1.0을 초과하지 않도록 필터(64,66)들의 레벨을 설정하는 스케일 요소가 계산된다. 압축기가 음절적으로 작동하고 바람직하지 않는 인공현상을 발생시키지 않도록 스케일 요소가 현재 및 선행 블럭 사이에 삽입된다.
저 신호 레벨의 가청 잡음을 부가하지 않을 정도로 누화 캔설러가 작동하는 고정점 처리기가 충분한 비트들(말하자면, 20비트)을 가지는 경우, 광대역(주파수-무의존) 압축 설계가 주파수 의존물 대신에 채용될 수 있다. 이런 경우에, 입력들은 광대역(주파수-무의존) 감쇠(실예로, 10dB) 및 10dB에 이르는 이득을 가지는 제어 가능한 광대역(주파수-무의존) 증폭기에 제공된 캔설러의 출력에 각각 종속될 수 있는데, 이때 이득은 디지털 출력이 클리핑되는 것을 방지하는데 필요한 정도로 감소된다. 그러므로, 필터(60,62,68,70)들은 관련 모든 주파수들에서 고정감쇠 되지만, 필터(64,66)들은 이들의 주파수 의존성을 상실하고 이 주파수들에서 광대역(주파수-무의존) 증폭기들이 된다.
누화 캔설러가 작용하는 처리기가 부동 소수점처리기인 경우, 계산은 1.0보다 큰 중간 신호 레벨을 허용하며 누화 캔설러의 출력까지 어떤 압축기 동작의 필요성도 배제시켜 입력필터들 또는 감쇠기들을 제거하며 처리기 자원을 저장하는 입력 감쇠 없이도 부동 소수점으로 이행될 수 있다.
기술된 주파수 의존 구현체에 대한 여러 변형이 가능하다. 제 1변형에 있어, 클리핑의 예측은 전체 이득의 시프트를 초래하는데 보다는 오히려 제공된 디엠퍼시스의 형태를 수정하는데 사용될 수 있다. 이런 디엠퍼시스 형태 수정 수단을 이행하는 한가지 방법은 단위값의 고주파수 이득을 남겨놓는데 반해 저 주파수 손실을 점진적으로 증가시켜(제어신호가 증가하도록 구성함에 따라) 뒤따라지는 고주파수에 단위값 이득이 존재할 때까지 (과부하의 가능성을 나타내는) 제어신호가 증가함에 따라 광대역 이득 감소를 초기에 제공하는 것이다. 이런 수단은 주(dominant) 저주파수 신호들에 직면하여 중,고 주파수 사운드 성분들의 "펌핑(pumping)" 까지는 유발시키지 않을 것이다. 실예로, 어떤 것도 시행되지 않는다면 얼마나 많은 출력이 과부하될지 지시하는 하나의 제어신호가 스펙트럼의 어디에 과부하 원인 신호 또는 신호들이 존재할지에 관한 정보를 제공하지 못함이 주목된다. 그럼에도 불구하고, 주(main) 고주파수들에 대해(실예로, 상당히 불가능한 조건인근처에서), 특정 크기, 이른바 6.7dB보다 큰 이득감소는 전혀 요구되지 않는다(즉, 억압 디엠퍼시스의 6.7dB 증가의 제거가 그 결과로 단위값 이득을 제공한다). 주 저파수들에 대해, 특정 크기 만큼의 감소는 20dB을 말하지만(단위값 이득을 다시 저주파수들로 되돌림), 이 순간들에 거의 20dB 정도의 어떤 크기에 의해서도 저 주파수들의 이득을 감소시킬 필요가 없다.
다른 형태의 디엠퍼시스 형태 적정화체도 가능하다. 이런 적정화체의 이득은 오디오 신호 압축기들의 대역분할에 의해 제공된 이득인, 이른바 다른 부분들의 신호들에 의해 일부 스펙트럼의 신호들의 교차 변조의 감소와 유사하다.
다른 변형에 있어, 모델링은 블럭(68,70)들을 가변시켜 가변 디엠퍼시스의 효과를 흉내내도록 또한 개선될 수 있다. 이 경우에, 압축기/진폭제한기는 그 제어 신호가 딜레이(74,76)들 이후의 주 신호들에서 작용하도록 사용되는 출력 제어 압축기/진폭제한기가 된다. 필터(68,70)들의 출력들이 들리지 않기 때문에 고속 출력 제어가 과도 왜곡을 초래하는 사실은 중요하지 않다. 그 결과로 평활 제어 신호를 블럭(64,66)들에 의해 제공된 디엠퍼시스에 영향을 미치는 신호들에 제공하는 것이다.
도 6은 다운믹서 및 출력 압축기/진폭제한기(58)의 구현체를 도시하는 기능 블럭도이다. 블럭(58)의 부분을 형성하는 출력 압축기/진폭제한기는 누화 캔설러의 도 5 실시예에 제공된 한계에 부가하여 한계를 제공한다. 도 6에서 처럼, 전방 신호들이 서라운드 신호들에 부가됨에 따라, 피크레벨은 증가될 것이며, 출력 압축기/진폭제한기에 대한 필요성을 불러일으킨다.
도 6을 상세히 참고하면, 입력들(좌, 중앙, 우, 좌서라운드 및 우서라운드)은 도 4A실시예의 블럭(50,52,54,56)들의 출력들(또는, 변형적으로, 도 4B 실시예의 블럭(50,54,56)들의 출력들)이다. 딜레이(80,82,84,86,88)들은 선택적이다. 딜레이들의 사용은 아래 기술된 스케일러 계산에 의해 클리핑에 선행하는 샘플들의 평활화를 허용한다. 다운믹서 및 출력 압축기/진폭제한기(58)의 신호 다운믹서(90)가 좌측 출력 출력(out output)을 생성하기 위해 좌,중앙 및 우 서라운드 입력들을 합산하며, 우측 출력 출력을 생성하기 위해 우, 중앙 및 우 서라운드 입력들을 합산한다. 좌측 출력 및 우측 출력 출력 신호들의 진폭 레벨은 스케일러 계산기능(92)에 의해 생성된 스케일러 계수에 따라 변동된다. 스케일러 계산 기능부로의 입력들은 제어 경로(모델링) 다운믹서(94)의 좌우 출력들이다.
제어 경로 다운믹서는 5.1(도시된 5만) 입력들을 그 출력들에 믹싱하는 신호 다운믹서로서 동일 다운믹싱 기능을 제공한다. 그러나, 제어 경로 다운믹서는 어떤 입력 신호 조건하에서도 신호 플리핑이 없음을 보장하는 감쇠를 포함한다. 감쇠의 정확한 크기는 중요하지 않다.
좌측출력=좌+(누화 캔설러로부터의) 좌서라운드+0.707중앙+0.707 서브우퍼인 경우, 최대 출력은 3,414가 될 수 있으며(우측 출력도 동일함) 그래서 3.414의 최소한 역의 감쇠는 적절하다. 압축기/진폭제한기는 고 신호레벨들로만 작동하며 제어기가 신호 경로에 있지 않기 때문에, 높은 신호대 잡음 비율이 요구되지 않고 그래서 4 또는 5마다의 감쇠는 적절하다. 일단 좌우로 다운믹스되면, 스케일러 계산은 스케일러 계수 1.0을 발생시키기 위해 보다 큰 좌우 입력들을 사용하거나 신호 경로 다운믹서(90)의 이득을 균일하게 제한하도록 덜 사용한다.
본 발명의 다른 변형 및 수정의 이행 및 그 다양한 양상들은 당업자들에게 명백할 것이고, 본 발명의 기술된 이 특정 실시예들로 제한되지 않음이 이해될 것이다. 본문에 기술되고 청구된 기본 근원 원리들의 진정한 사상 및 범위내에서 벗어나지 않는 어떤 그리고 모든 변형, 수정 또는 이에 상응하는 것들이 본 발명에 의해 포함됨이 예측된다.

Claims (29)

  1. 소거 매트릭스 C의 각각의 성분들이 주파수 영역 전달 함수이며, 소거 매트릭스 C는 각각 관련 소스 방향을 가지는 M오디오 소스 채널들을 각각 이 소스 방향들과 관련한 위치를 가지는 N 오디오 재현 채널들에 매핑하는 M×N포트 오디오 누화(cross-talk)소거 네트워크를 나타내어, 각각의 출력 N이 M 입력들의 별개로 필터링된 버전의 선형 조합, M 입력들의 별개로 필터링된 버전의 선형 조합 및 N 출력으로부터 발생된 별개로 필터링된 피드백 신호들, 또는 M 입력들에 더해진 N출력들로부터 발생된 별개로 필터링된 피드백 신호들이 되도록, M×N 차원의 소거 매트릭스 C를 유도하는 방법에 있어서,
    각각의 매트릭스 성분들이 주파수 영역 전달 함수이고, 매트릭스 R은 N 재현채널 위치들을 P 청음 위치들에 매핑하는 N×P 포트 네트워크를 나타내는 것으로서, 상기 주파수 영역 전달 함수들이 상기 재현 채널 위치들 중 각각 하나로부터 상기 청음 위치들 중 각각 하나에 이르는 직접 음향 경로를 따라 존재하는 시간딜레이 및 주파수 의존 감쇠의 평활 버전을 나타내는 N×P차원의 룸 매트릭스(room matrix) R을 설정하는 단계; 및
    룸 매트릭스 R의 역과 등가의 누화소거 매트릭스 C를 세팅하는 단계
    를 포함하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 주파수 의존(dependent) 감쇠의 상기 평활(smoothed) 버전이 상기 재현 채널들에 의해 재생되도록 의도된 오디오 사운드 스펙트럼의 적어도 실질부를 통한 상기 음향 경로 감쇠의 평활 평균인 방법.
  3. 각각의 출력 N이 (1) M입력들의 별개로 필터링된 버전의 선형 조합, (2) M입력들의 별개로 필터링된 버전의 선형 조합 및 N 출력들로부터 발생된 별개로 필터링된 피드백 신호들, 또는 (3) M입력들에 부가된 N출력들로부터 발생된 별개로 필터링된 피드백 신호들이 되도록, 각각 관련 이 소스 방향을 가지는 M오디오 소스 채널들을 각각 소스 방향들과 관련한 위치를 가지는 N 오디오 재현 채널들에 매핑하기 위한 M×N 포트 오디오 누화소거 네트워크에 있어서,
    각각의 룸 매트릭스 성분들이 주파수 영역 전달함수이고, 룸 매트릭스 R은 N 재현 채널 위치들을 P 청음 위치들에 매핑하는 N×P포트 네트워크를 나타내는 것으로서, 상기 주파수 영역 전달 함수들이 상기 재현 채널 위치들 중 각각 하나로부터 상기 청음 위치들 중 각각의 하나에 이르는 직접 음향 경로를 따라 존재하는 시간 딜레이 및 주파수 의존 감쇠의 평활 버전을 나타내는 N×P 차원의 룸 매트릭스 R을 설정하는 단계;
    각각의 누화소거 매트릭스 성분들이 주파수 영역 전달함수이고, 누화소거 매트릭스 C가 M×N 포트 오디오 누화소거 네트워크를 나타내는 M×N 차원의 누화소거 매트릭스 C를 생성하기 위해 룸 매트릭스 R의 역을 유도하는 단계; 및
    주파수 의존 감쇠의 평활 버전을 저 처리 전력을 요구하는 하나 이상의 단순한 디지털 필터들에 의해 이행하는 단계
    로 생성되는 M×N 포트 오디오 누화소거 네트워크.
  4. 제 3항에 있어서, 상기 디지털 필터들이 IIR형태 또는 IIR/FIR 형태로 이루어지는 네트워크.
  5. 제 3항에 있어서, 상기 단순한 디지털 필터들이 제 1 차 필터들인 네트워크.
  6. 제 4항에 있어서, 상기 단순한 디지털 필터들이 제 1 차 필터들인 네트워크.
  7. 제 3항에 있어서, 주파수 의존 감쇠의 상기 평활 버전이 상기 재현 채널들에 의해 재생되도록 의도된 오디오 사운드 스펙트럼의 적어도 실질부를 통해 상기 음향 경로 감쇠의 평활 평균이 되는 네트워크.
  8. 제 4항에 있어서, 주파수 의존 감쇠의 상기 평활 버전이 상기 재현 채널들에 의해 재생되도록 의도된 오디오 사운드 스펙트럼의 적어도 실질부를 통해 상기 음향 경로 감쇠의 평활 평균이 되는 네트워크.
  9. 제 5항에 있어서, 주파수 의존 감쇠의 상기 평활 버전이 상기 재현 채널들에 의해 재생되도록 의도된 오디오 사운드 스펙트럼의 적어도 실질부를 통해 상기 음향 경로 감쇠의 평활 평균이 되는 네트워크.
  10. 제 3항에 있어서, 상기 디지털 링 버퍼에 의해 상기 시간 딜레이를 이행하는 것을 더 포함하는 네트워크.
  11. 제 4항에 있어서, 상기 디지털 링 버퍼에 의해 상기 시간 딜레이를 이행하는 것을 더 포함하는 네트워크.
  12. 제 5항에 있어서, 상기 디지털 링 버퍼에 의해 상기 시간 딜레이를 이행하는 것을 더 포함하는 네트워크.
  13. 제 3항에 있어서, 네트워크가 진폭 압축기를 더 포함하는데,
    진폭 압축기가,
    각각의 네트워크 입력의 고정 진폭 레벨 감쇠기들; 및
    각각의 네트워크 출력에 있고, 각각 입력 감쇠를 복원하는 레벨과 출력 신호의 클리핑을 방지하는 감쇠 레벨 사이의 부스트(boost)를 스케일링하는 스케일러를 포함하는 가변 진폭 레벨 부스터들
    을 더 포함하는 네트워크.
  14. 제 4항에 있어서, 네트워크가 진폭 압축기를 더 포함하는데,
    진폭 압축기가,
    각각의 네트워크 입력의 고정 진폭 레벨 감쇠기들; 및
    각각의 네트워크 출력에 있고, 각각 입력 감쇠를 복원하는 레벨과 출력 신호의 클리핑을 방지하는 감쇠 레벨 사이의 부스트를 스케일링하는 스케일러를 포함하는 가변 진폭 레벨 부스터들
    을 더 포함하는 네트워크.
  15. 제 5항에 있어서, 네트워크가 진폭 압축기를 더 포함하는데,
    진폭 압축기가,
    각각의 네트워크 입력의 고정 진폭 레벨 감쇠기들; 및
    각각의 네트워크 출력에 있고, 각각 입력 감쇠를 복원하는 레벨과 출력 신호의 클리핑을 방지하는 감쇠 레벨 사이의 부스트를 스케일링하는 스케일러를 포함하는 가변 진폭 레벨 부스터들
    을 더 포함하는 네트워크.
  16. 제 13, 14 또는 15항 중 어느 한 항에 있어서, 압축기에 대한 제어가 압축기 입력에서 얻어지는 네트워크.
  17. 제 13, 14 또는 15항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 압축기가 무한 압축율을 가짐으로서, 압축기가 진폭제한기(limiter)를 구성하는 네트워크.
  18. 제 16항에 있어서, 상기 압축기가 각각의 네트워크 출력들의 딜레이를 더 포함하며, 압축기에 대한 제어가 압축기 이득을 음절적(syllabical)으로 제어하도록 예견(look ahead)하는 네트워크.
  19. 제 16항에 있어서, 상기 고정 진폭 레벨 감쇠기들 및 가변 진폭 레벨 부스터들이 주파수 의존 특성들을 가지는 네트워크.
  20. 제 19항에 있어서, 상기 고정 진폭 레벨 감쇠기들 및 가변 진폭 레벨 부스터들의 주파수 의존 특성들이 저 내지 중주파수로만 작동하는 네트워크.
  21. 제 16항에 있어서, 상기 고정 진폭 레벨 감쇠기들 및 가변 진폭 레벨 부스터들이 주파수 무의존(independent) 특성을 가지는 네트워크.
  22. 제 3, 4, 5, 7 또는 13항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 오디오 누화소거 네트워크가 두 오디오 소스 채널 M을 오디오 소스 채널들 M의 방향과 관련한 위치들을 가지는 한쌍의 트랜스듀서들에 제공된 두 오디오 재현 채널들에 매핑하는 2×2 포트 네트워크이고, 청취자가 트랜스듀서들에 대한 청취자의 좌우 귀인, 두 청음 위치 P를 가지는 것으로서,
    네트워크가,
    각각 적어도 두 입력들 및 한 출력을 가지는 제 1신호 콤바이너 및 제 2신호 컴바이너로 이루어지고,
    상기 N입력들 중 하나가 상기 제 1신호 콤바이너의 입력에 연결되고 상기 N입력들 중 다른 것은 상기 제 2신호 콤바이너의 입력에 연결되며,
    상기 N입력들 중 하나가 제 1신호 콤바이너의 출력부에 연결되고 상기 출력들 중 다른 것은 제 2신호 콤바이너와 출력부에 연결되는 두 신호 콤바이너; 및
    각각 시간 딜레이 및 주파수 의존 특성을 가지며 입력 및 출력을 가지는, 제 1신호 피드백 경로 및 제 2신호 피드백 경로로 이루어지고,
    상기 제 1신호 피드백 경로의 입력이 상기 제 1신호 콤바이너의 출력과 연결되고, 상기 제 1신호 피드백 경로의 출력이 상기 제 2신호 콤바이너의 나머지 입력과 연결되며,
    상기 제 2신호 피드백 경로의 입력이 상기 제 2신호 콤바이너의 출력에 연결되고, 상기 제 2신호 피드백 경로의 입력이 상기 제 1신호 콤바이너의 나머지 입력에 연결되며,
    각각의 상기 피드백 경로들이 트랜스듀서, 및 동일 트랜스듀서 및 상기 동일 트랜스듀서와 가장 근접한 청취자의 귀 사이의 음향 경로를 따라 사운드가 전파되는 시간과 관련하여 상기 트랜스듀서로부터 가장 먼 청취자의 귀 사이의 음향 경로를 따라 사운드가 전파하는 부가 시간을 나타내는 시간 딜레이를 가지며,
    각각의 상기 피드백 경로들이 트랜스듀서 및 상기 트랜스듀서로부터 가장 먼 청취자의 귀 사이의 음향 경로의 감쇠와 동일 트랜스듀서 및 상기 동일 트랜스듀서에 가장 근접한 청취자 귀 사이의 음향경로의 감쇠의 차이를 나타내는 주파수 의존 특성을 가지는 두 신호 피드백 경로들을 더 포함하며;
    상기 신호 콤바이너들, 상기 피드백 경로들, 및 이들 사이의 커플링들이 피드백 경로에 의해 처리된 신호들이 각각의 신호 콤바이너의 나머지 입력에 결합된 신호들과 감산되게 조합되도록 극성 특성을 가지는 네트워크.
  23. 제 22항에 있어서, 상기 재현 채널들이 일반적으로 청취자와 관련하여 전방에, 그리고 실질적으로 좌우 대칭 위치에 배치된 한 쌍의 트랜스듀서에 제공되는 네트워크.
  24. 제 23항에 있어서, 주파수 의존 특성이 저역 통과 쉘빙(shelving) 특성인 장치.
  25. 제 24항에 있어서, 저역 통과 쉘빙 특성이 제 1 차 저역 통과 쉘빙 특성인 장치.
  26. 제 25항에 있어서, 제 1 차 저역 통과 쉘빙 특성이 IIR 또는 FIR/IIR 조합필터에 의해 이행되는 장치.
  27. 제 25항에 있어서, 오디오 신호 처리 장치 출력이 약 15도로 이격된 한 쌍의 트랜스듀서에 적용하기 위한 것일 경우 저역 통과 쉘빙 특성이 약 2000Hz에서 제 1 변곡점 및 약 4370Hz에서 제 2 변곡점을 가지는 장치.
  28. 제 25항에 있어서, 오디오 신호 처리 장치 출력이 약 20도로 이격된 한 쌍의 트랜스듀서에 적용하기 위한 것일 경우 저역 통과 쉘빙 특성이 약 1600Hz에서 제 1 변곡점 및 약 4150Hz에서 제 2 변곡점을 가지는 장치.
  29. 제 23항에 있어서, 트랜스듀서와 이 트랜스듀서로부터 가장 먼 청취자귀 사이에서의 음향 경로의 감쇠가 하나의 트랜스듀서로부터 이 트랜스듀서에서 가장 먼 청취자귀에 이르는 헤드 관련 전달 반응(head related transfer response) 및 다른트랜스듀서로부터 이 다른 트랜스듀서에 가장 인접한 청취자귀에 이르는 헤드 관련 전달 반응 사이의 차이를 취하여 이 차이를 평활화하여 결정되는 장치.
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