JP2001503869A - 干渉光ファイバ・ジャイロスコープ用後方散乱誤差低減装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 方形波バイアス位相変調信号および正弦波搬送波抑圧変調信号を受信する少なくとも１つの位相変調器を有する干渉光ファイバ・ジャイロスコープ用の後方散乱誤差低減装置または二次波誤差低減装置。搬送波抑圧変調信号の振幅は、ジャイロスコープのサニャック・ループ内で生じる２組の後方散乱光波または二次光波の間の干渉を大幅に低減するのに十分な振幅である。２組の二次波の干渉を低減するか、あるいはなくすことによって、二次波による回転速度検知誤差が低減するか、あるいはなくなる。搬送波抑圧信号の周波数は、搬送波抑圧変調信号によって生じる正弦回転速度検知誤差または周期回転速度検知誤差を低減するために、サニャック・ループの固有の周波数の偶数高調波に近いか、あるいは等しい。

Description

【発明の詳細な説明】 干渉光ファイバ・ジャイロスコープ用後方散乱誤差低減装置 発明の背景 本発明は、干渉光ファイバ・ジャイロスコープ（ＩＦＯＧ）に関し、詳細には 、光ファイバ検知ループ内と、光線スプリッタおよびコンバイナ、ならびに少な くとも１つの位相変調器を組み込んだ集積光学回路（ＩＯＣ）内に後方散乱誤差 源を有するＩＦＯＧに関する。さらに詳細には、本発明は、ある種類の後方散乱 誤差の低減に関する。 ２種類の後方散乱誤差メカニズムは、一次波と後方散乱波との間の干渉と、光 電検出器のジャイロスコープ出力での２つの逆伝播後方散乱波または二次波の間 の干渉である。文献では、前者は基本的なＩＦＯＧ後方散乱誤差メカニズムとみ なされており、したがって、ある程度詳しく研究されている。しかし、一般に使 用されている多くの装置では（すなわち、短干渉光源、適切な周波数でのバイア ス変調、５０／５０に近い分割比を有するループ・カプラ、良好な直角除波を有 する復調器）、この誤差はすべての種類のＩＦＯＧについて無視できるものとみ なされている。後者の後方散乱メカニズムは、高精度のＩＦＯＧでは重要な問題 であるが二次効果とみなされており、したがって現在まで厳密には対処されてい ない。 発明の概要 本発明は、干渉光ファイバ・ジャイロスコープの二次後方散乱誤差問題の解決 策である。 この解決策は、少なくとも２つの位相変調信号を受信する少なくとも１つの位 相変調器を有する干渉光ファイバ・ジャイロスコープ用の後方散乱誤差低減装置 である。一方の信号はバイアス位相変調であり、他方は搬送波抑圧位相変調であ る。バイアス変調信号は通常の動作に使用される。搬送波位相変調信号は、変調 器が２組の二次波の間に少なくとも１ラジアンの位相差を生成し、ジャイロスコ ープのサニャック・ループで生じる２組の後方散乱光波または二次光波の間の干 渉を低減するような振幅を有する。図面の簡単な説明 第１図は、基本干渉ジャイロスコープおよびレイリー後方散乱波経路を示す図 である。 第２図は、後方散乱が生じるサニャック・ループ内の位置に対する、ジャイロ スコープ回転速度表示の正味誤差に後方散乱がどの程度寄与するかを示すグラフ である。 第３図は、回転速度誤差がベッスル関数の絶対値に依存する場合に、ジャイロ スコープ内の光線の少なくとも２つの位相変調の振幅差に対するベッセル関数の グラフを示す。 第４図は、搬送波抑圧変調を加えない状況、１つの搬送波抑圧変調周波数が固 有周波数の８倍である状況、２つの搬送波抑圧変調がそれぞれ、固有周波数の８ 倍および１０倍の周波数を有する状況での後方散乱誤差のプロットである。 第５図は、後方散乱誤差低減と抑圧変調深度との関係を示すプロットである。 第６図は、相対矩像と、抑圧変調がない場合の位置および２つの抑圧変調があ る場合の位置および２つの抑圧変調がある場合の位置との関係を示すプロットで ある。 第７図は、固有周波数の偶数倍数よりもそれぞれ１０Ｈｚ低い周波数での搬送 波抑圧を使用したジャイロスコープの不要正弦速度信号のプロットである。 第８図は、集積光学回路内のレイリー後方散乱波経路を示す図である。 第９図は、集積光学回路のウェーブガイド内の後方散乱のための正味誤差信号 をプロットした図である。 第１０図は、搬送波抑圧変調器を有する集積光学回路を示す図である。 第１１図は、抑圧変調器に沿ったすべての点で搬送波抑圧を同時に行うことは できないことを示すプロットである。 第１２図は、搬送波抑圧変調振幅の関数としての相対後方散乱のプロットであ る。 第１３図は、集積回路と、方形波バイアス変調を使用する変調器との構成を示 す図である。 第１４ａ図、第１４ｂ図、第１４ｃ図は、搬送波抑圧位相変調信号とバイアス 位相変調信号との相互作用を示す図である。 第１５図は、回転中の開ループ・ジャイロスコープ内の後方散乱の搬送波抑圧 のための位相変調によって生成された正弦波光信号を示す図である。 第１６図は、回転誤差と、搬送波抑圧位相変調とバイアス位相変調の周波数差 との関係を示すプロットである。 第１７図は、回転速度誤差および角度ランダム・ウォークと、それぞれ、搬送 波抑圧位相変調の周波数差およびバイアス位相変調の周波数差との関係を示すプ ロットである。 好ましい実施形態の説明 二次後方散乱誤差メカニズム（レイリー後方散乱）を第１図に示す。ループ・ ファイバ１２の屈折率の変動のために、ループ・ファイバ１２内を伝播する一次 長さを有し、指標ｐを付したファイバ・ループ１２内の位置にある一対のファイ バ部分１６および１８から生じるものと仮定される。 一対の散乱部１６および１８は、集積光学回路（ＩＯＣ）２１のｙ−接合部２ ０から等しい距離を有するので、後方散乱波はＩＯＣ２１の入出力でコヒーレン トに干渉する。一次波および干渉後方散乱波の、カプラ１３を介した光電検出器 １１までの物理経路は、マイケルスン干渉計に類似しており、したがって、結果 として得られる誤差をマイケルスン誤差と呼ぶ。 式で表される。 上式で、αは散乱部１６または１８の入出力からの集中光学損失であり、ωは光 源１４の角周波数であり、φ_mは、１つの一次波に加えられる生成装置２３から のバイアス位相変調の振幅であり、ω_mはバイアス変調周波数であり、τ_pは散乱 部１６および１８からｙ−接合２０までの走行時間である。散乱フィールドの振 幅Ｅ_bsは、経時的に一定であり、部分１６および１８の振幅と同様にすべての散 乱部について同じである。散乱フィールドの位相Ψ_1,n（ｔ）およびΨ_2,p（ｔ） は、（ファイバの伝播定数が変化するために）経過時間と共にランダムに変動す るものと仮定され、各散乱部ごとに異なる可能性がある。 ｙ−接合２０と散乱部ｐとの間の物理的距離の範囲内に適合するｐ個の可干渉 距離（Ｌ_c）がある。走行時間τ_pは次式で表すことができる。 上式でｎはファイバの屈折率であり、ｃは光の速度である。残りの数式を簡略化 するために、位相差ΔΨ_p（ｔ）を次式のように定義し、 後方散乱強度Ｉ_bsを次式のように定義する。 干渉散乱波の強度Ｉ_bs,p（ｔ）は次式で表される。 数式６の余弦関数は次式のように書くことができる。 数式７の各項をベッセル関数の級数として展開し、数式６を使用すると、数式７ の第２の項が、バイアス変調に同期し周波数ω_mを有する同相誤差信号および直 角誤差信号を表すことがわかる。同相誤差信号の振幅は次式で表され、直角誤差信号の振幅は次式で表される。 数式８は一対の散乱部１６および１８のみからの光散乱による誤差信号を表す。 すべての散乱部対による正味誤差Ｉ_err,sigを求めるために、すべてのｐについ 正味同相強度誤差は次式で表される。 上式でＮは長さＬのファイバ・ループ１２内に入る散乱部対の数である。 数式８、１０、１２を使用して、数式１１を次式のように書き直すことができる 。 Ｉ_bs,sig,p（ｔ）を１／ｆパワー・スペクトル密度を有するものとして特徴付け ることができる場合、正味誤差信号は、積分時間の関数ではなく、したがって、 結果として得られる回転速度はバイアス不安定誤差である。当技術分野には、干 渉レイリー後方散乱波の瞬時強度が、ある種の光学系では１／ｆパワー・スペク トル密度を有することを示すデータがある。これは、ＩＦＯＧ内のレイリー後方 散乱がまったく同じ統計的性質を有することを意味するものではない。検知コイ ル１２の熱・振動環境など、後方散乱誤差のパワー・スペクトル密度に影響を及 ぼす可能性のある多数の要因がある。この分析を簡略化するために、後方散乱誤 差が１／ｆパワー・スペクトル密度を有する場合のみを考える。 固有周波数で動作することによって、バイアス変調周波数を次式のように書く ことができる。 関数Ｗ_inphase,pは、数式１３中の加算の引数として定義される。 上式では、数式１４がバイアス変調周波数に代入されている。この関数は、特定 の散乱部対が正味誤差Ｉ_err,sigにどの程度寄与するかを決定する。第２図に示 したこの関数のプロット２４は、ＩＯＣ２１の近くで生じた後方散乱の正味誤差 に対する寄与度の方が、ファイバ・ループ１２の中心から生じた後方散乱の正味 誤差に対する寄与度よりも高いことを示す。この誤差モデルは、ｐの関数として のＷ_inphase,pを減少させるファイバ内の分散光損失に関連する重み付け効果を 含まない。このような効果が含まれる場合、第２図の曲線２４はファイバ・ルー プ１２に対して対称的になり、曲線２４の右側の下方の領域は、曲線２４の左側 の下方の領域よりも小さくなる。第２図には、線形関数２５のプロットも示され ている。線形曲線２５の下方の領域は、Ｗ_inphase,pの下方の領域を近似する。 数式１３中の加算の値は第２図中の「実際の」曲線２４の下方の領域に比例する 。 Ｗ_inphase,pと２φ_m＝１．８の場合のｐとの関係を示すプロットは、集積光学 チップ２１の近くで生じた後方散乱の正味誤差Ｉ_err,sigに対する寄与度の方が 、ファイバ・ループ１２の中心から生じた後方散乱の正味誤差Ｉ_err,sigに対す る寄与度よりも高いことを示す。「近似」曲線２５は「実際の」曲線２４の下方 の領域を約１０％過大に推定し、これはこの誤差分析に必要とされる推定値より もずっと高い。数式１３中の加算の線形近似は次式で表される。数式１７中の加算を次式のように書き直すことができ、 したがって、数式１３中の加算を次式のように書き直すことができる。 数式１１、１３、１５、１９から、正味誤差信号はほぼ、次式で表される。 回転速度誤差を求めるには、等価信号を与える回転はどのくらいかを求める必要 がある。ＩＯＣ２１入出力から生じる一次波の電界は次式で表される。 上式でφ_Rは回転による位相遅延である。固有周波数を使用することによって、 バイアス変調周波数は次式のように書くことができる。 上式で、τはファイバ・ループ１２内の走行時間である。ＩＯＣ２１入出力での 主波の干渉による強度は次式で表される。 ３角恒等式を使用し数式２４をベッセル関数の級数として拡張することによって 、バイアス変調周波数で生成される回転速度信号Ｉ_sigは次式で表される。 回転Ωによる位相遅延は次式で表される。 上式で、Ｄは検知コイルの直径であり、λは光源の波長である。長さＬ_cのファ イバ部分からの後方散乱強度は次式で表される。 上式で、η_fiberは単位長さ当たりの捕捉された部分レイリー後方散乱であり、 積αＩ₀はファイバ・ループ１２内の一次波の強度である。後方散乱誤差信号に よる回転誤差を求めるには、後方散乱誤差信号に相当する信号を生成する回転を 求める。 数式２０、２５、２６、２７および２８を組み合わせると、レイリー後方散乱に よる回転速度誤差Ω_errが次式のように求められる。 数式２９は、ファイバ長が長くなればなるほどΩ_err,fiberが減少し、可干渉距 離が短くなればなるほどソースすることを示す。光源波長０．８３μｍで動作す る典型的なナビゲーション・グレードのＩＦＯＧの場合、回転速度誤差は次式で 表される。 光源波長１．５５μｍで動作する高性能ＩＦＯＧの場合、回転速度誤差は次式で 表される。 数式３０および数式３１は、ループ・ファイバ１２からのレイリー後方散乱によ る回転速度誤差が、光源波長０．８３μｍで動作するナビゲーション・グレード のＩＦＯＧの方が顕著であることを示す。この１つの理由は、この波長でのレイ リー後方散乱がより長い波長での後方散乱よりもずっと高いことである。 本発明は、ＩＦＯＧ内の後方散乱誤差を抑圧するために搬送波抑圧変調を組み 込んでいる。後方散乱を生成する２つの光波のうちの一方に正弦位相変調を加え ることによって、後方散乱波同士の間の干渉が「スクランブル」される。位相変 調の振幅は、光波の搬送波（光源で生じる光学エネルギー、またはベースバンド 、周波数）が抑圧されるように調整される。したがって、２つの後方散乱波の間 の干渉は、搬送波抑圧変調周波数の整数倍数での周波数成分を有し、ベースバン ド周波数で干渉が生じることはない。最終的な結果として、後方散乱誤差は、ベ ースバンドから搬送波抑圧変調周波数の整数倍数へ周波数シフトされ、経時的に 平均するとゼロになる。 搬送波抑圧がＩＦＯＧに対してどのように作用するかを理解するために、第１ 図に示した変調器３５または別の位相変調器２６に加えられる、振幅φ_sと角周 波数ω_sを有する正弦位相変調を考える。ＩＯＣ２１入出力での散乱波の電界は 次式で表される。 散乱波による強度Ｉ_bs,p（ｔ）は次式で表される。数式３４をベッセル関数の級数として表すことによって、バイアス変調と同期す る信号を有するのは第４の項だけであることがわかる。数式３４から、同相誤差 信号は次式で表されることがわかり、 直角誤差信号は次式で表される。 バイアス変調だけでなく搬送波抑圧位相変調を加えることによって、抑圧変調の 周波数で生じる不要速度信号が生成される。不要速度信号の振幅を減少させるに は、搬送波抑圧変調の周波数を固有周波数と比べて非常に低い値に設定するか、 あるいは固有周波数の２倍の整数倍数に近い値に設定することができる。搬送波 抑圧変調が固有周波数よりもずっと低い周波数で行われる場合を考えた場合、次 式が成立する。 この場合、次式が成立するので走行時間τ_pの効果は除去される。 低周波数搬送波抑圧に対応する回転速度誤差は次式で表される。 数式３９は、Ω_err,fiberがベッセル関数Ｊ₀（２φ_s）の絶対値に依存すること を示す。ベッセル関数Ｊ₀（２φ_s）と２φ_sの関係を示すプロット２７を第３図 に示す。プロット２７は、約２．４ラジアンの適切な振幅を有する比較的低周波 数の搬送波抑圧変調を使用することによって後方散乱による回転速度誤差を著し く低減できることを示す。 搬送波抑圧周波数が固有周波数の偶数整数倍数に近い値である場合、数式３５ の加算を簡略化するのは非常に困難であり、したがって、このような場合の誤差 低減を数値的に求める。第４図のプロットは、関数Ｗ_inphase,pの数値計算と３ つの場合、すなわち、搬送波抑圧変調を使用しないプロット２８、固有周波数の ８倍での１つの搬送波抑圧変調を使用するプロット２９、固有周波数の８倍およ び１０倍での２つの搬送波抑圧変調を使用するプロット３０との関係を示す。バ イアス変調振幅２φ_mを１．８ラジアンであるものと仮定し、抑圧変調振幅２φ_s を２．４ラジアンであるものと仮定した。曲線２８、２９、３０の下方の領域は 後方散乱誤差に比例する。曲線２９および３０の下方の領域を、搬送波抑圧を加 えない場合に対応する領域に正規化することによって、相対誤差低減の程度を求 める。振幅が２．４ラジアンである１つまたは２つの搬送波抑圧変調を使用する と、後方散乱誤差がそれぞれ、約係数３または８だけ低減する。 誤差低減を搬送波抑圧変調の関数として求めるには、様々な変調振幅に対して 正規化領域を数値的に算出する。これらの計算の結果を第５図に示す。第５図は 、算出された後方散乱誤差低減と抑圧変調深度の関係を示すプロット３１である 。搬送波抑圧周波数を固有周波数の８倍であるものと仮定した。実線の曲線３１ は、変調振幅が２．４ラジアンの場合には後方散乱をほぼゼロに低減することが できないことを示す。３以上の誤差低減関数を得るには、より大きな変調深度を 使用するか、あるいは２つの変調を使用しなければならない。 第６図は、直角後方散乱誤差の計算と、搬送波抑圧変調を加えない場合の曲線 ３２ならびに固有周波数の８倍および１０倍で動作する２つの搬送波抑圧変調を 加える場合の曲線３３の２つの場合のループ内の位置との関係を示す。このプロ ットは、直角誤差の大きさが同相誤差の大きさよりも小さいことを示す。この誤 差は直角誤差であるので、速度信号を復調する位相感応検出器（ＰＳＤ）によっ てその大部分が除波され、したがって、同相誤差と比べて重要ではない。このプ ロットは、同相誤差を低減するために使用されるのと同じ抑圧変調が直角誤差も 低減することを示す。直角誤差は、重要ではないとみなされるので、この分析で はもはや考慮しない。 搬送波抑圧変調の副作用は、ＡＣ速度出力誤差である。搬送波抑圧変調は、ル ープ内の２つの主波の間の正弦不可逆位相変調を生成するので、不要正弦速度信 号（ＡＣ速度）を生成する。固有周波数よりもかなり低い周波数で動作する抑圧 変調によって生成される最上位ＡＣ速度信号の周波数は主として、抑圧変調周波 数である。固有周波数の２倍の整数倍数に近い値で動作する搬送波抑圧変調の場 合、ＡＣ速度の周波数は明らかではない。低周波数で動作する抑圧変調に対応す るＡＣ速度の振幅をまず算出する。 ＩＯＣ２１の入出力ポートでの主波または一次波の電界は次式で表される。 この場合、搬送波抑圧周波数は、バイアス変調周波数よりもずっと低いものと仮 定され、 したがって、以下の近似を行う。 ゼロ回転速度の場合（φ_R＝０）、干渉主波の強度は次式で表される。 数式４２を使用すると、さらに近似を行うことができる。数式４５中の余弦関数を次式のように書き直すことができる。 数式４８の右辺（ＲＨＳ）の第２の項をベッセル関数の級数として書くことが できる。 数式４９は、多数のＡＣ速度信号が抑圧変調周波数の奇数整数倍数で生成される ことを示す。ＡＣ速度信号の振幅は周波数が高いほど低くなるので、（数式４９ のＲＨＳの第１の項で表される）最上位不要信号は抑圧変調周波数で生成される 。数式４９のＲＨＳの第１の項ならびに数式４５および数式４８を使用すると、 ＡＣ強度信号が次式のように求められる。 数式５０を数式２６および数式４４と組み合わせると、ＡＣ速度信号は次式のよ うに求められる。 光源波長０．８３μｍおよび搬送波抑圧変調周波数１０Ｈｚで動作する典型的な ナビゲーション・グレードのＩＦＯＧの場合、１０ＨｚでのＡＣ速度はほぼ次式 で表される。 ＡＣ速度の有意性を求めるには、ＡＣ速度の期間の約２分の１に等しい積分時間 でのジャイロ出力の通常のランダム・バイアス変動Ω_ranとＡＣ速度を比較しな ければならない。光源波長０．８３μｍで動作する典型的なナビゲーション・グ レードのＩＦＯＧの（積分時間１．４×１０^-5ｈｒでの）ランダム・バイアス変 動は次式で表される。 光源波長１．５５μｍおよび搬送波抑圧変調周波数１０Ｈｚで動作する高性能グ レードのＩＦＯＧの場合、１０ＨｚでのＡＣ速度はほぼ次式で表される。 光源波長１．５５μｍで動作する高性能ＩＦＯＧの（積分時間２．８×１０^-5ｈ ｒ）ランダム・バイアス変動は次式で表される。 ＡＣ速度振幅とランダム・バイアス変調を比較すると、低周波数搬送波抑圧変調 を使用した場合、ジャイロが、ＡＣ速度期間の約２分の１の積分時間でバイアス 仕様から逸脱することがわかる。ＡＣ速度は、加えられる位相変調によって誘発 されるので、ジャイロ出力から部分的に除去することができる。しかし、ＡＣ速 度の振幅は、システムの光学的利得および電気的利得に依存し、したがって、経 時的に一定ではない。ＡＣ速度を通常のバイアス変動のレベルよりも低くするこ とは、与える影響の大きな作業である。さらに、閉ループ・システムの場合、主 フィードバック・ループが、外部から加えられた位相変調を打ち消す。したがっ て、主フィードバック・ループに「強制的に」位相変調を生成させることによっ て、搬送波抑圧変調を生成しなければならない。この場合、主フィードバック・ ループ電子機器の複雑さが大幅に増す。 主フィードバック・ループに影響を与えず、かつ顕著なＡＣ速度を生成しない ように搬送波抑圧変調を使用することが好ましい。固有周波数の２倍の整数倍数 に近い抑圧変調を使用することによって、好ましい動作モードを実現することが できる。抑圧変調の最適な動作モードを決定するには、比較的高い抑圧変調周波 数でのＡＣ速度振幅を算出する。抑圧変調周波数は次式のように書くことができ る。 上式で、ω_εは固有周波数（この分析ではバイアス変調周波数でもある）の偶数 整数倍数からの小さな偏差を表す。ω_εが比較的小さいと仮定することによって 、以下の近似を行うことができる。 主波の干渉による強度は次式で表される。数式５９のＲＨＳの第２の項を次式のように書くことができる。 上式で、ｑは、数式６０の左辺（ＬＨＳ）を表すベッセル関数の級数中の特定の 項の次数を指す。数式５９のＲＨＳの第１の項中の正弦関数の積を次式のように 書くことができる。 数式６１のＲＨＳの第２の項は、バイアス変調と同期し、ｋ−ｑ＝±１であると きに周波数ω_εで生じるエンベロープを有する、振幅変調信号を表す。最高のＡ Ｃ速度を生成する項は以下の条件に対応する。 振幅変調信号は、次式に比例する振幅を有する不要ＡＣ出力を生成するジャイロ 電子機器によって復調される。 数式６２および６３を使用すると、ＡＣ速度は次式のように求められる。 高周波数での搬送波抑圧の場合のＡＣ速度は、係数１／２と、ＡＣ速度を著しく 低減することのできる比Ｊ_k-1（２φ_m）／Ｊ₁（２φ_m）とを除いて、低周波数で の搬送波抑圧の場合に類似している。 第７図は、固有周波数の偶数倍数からそれぞれ１０Ｈｚ低い周波数で振幅２． ４ラジアンでの搬送波抑圧を使用する高性能ＩＦＯＧの算出されたＡＣ速度のプ ロット３４である。指数ｋは、固有周波数の偶数高調波を指す。プロット３４は 、抑圧変調の好ましい動作周波数が固有周波数の８倍に近いか、あるいはそれ以 上であることを示す。このような周波数では、不要ＡＣ速度信号はジャイロ出力 の通常のバイアス変動よりも低いレベルに低減する。さらに、主フィードバック ・ループの帯域幅よりもずっと高い搬送波抑圧変調周波数を使用することによっ て、主ループは抑圧変調の影響を受けなくなる。 レイリー後方散乱はＩＯＣ２１のウェーブガイド３６および３７からも生じる 。このような後方散乱は回転検知誤差に寄与する。ＩＯＣ２１のウェーブガイド ３６および３７が検知コイル１２内のファイバと比べて非常に短い場合でも、チ ップ２１のウェーブガイドの単位長さ当たりの光学損失は、コイル１２のファイ バの単位長さ当たりの損失よりも約４桁大きい。したがって、ＩＯＣ２１のウェ ーブガイド３６および３７内の後方散乱に関連する回転誤差が大きくなる可能性 がある。第８図は、集積光学チップ２１と、後方散乱がバイアス変調発生装置２ ３および変調器３５によってどのように変調されるかとを示す図である。 バイアス変調器３５を通過する後方散乱波は、変調器３５を通過する距離Ｌ_{mo d} に応じた振幅φ_m（Ｘ_p）で位相変調される。散乱波の電界は次式で表される。 位相差は次式のように定義される。 後方散乱強度は次式で表される。 数式６８のＲＨＳの余弦関数を次式のように書くことができる。数式６９のＲＨＳの第２の項を次式のように書くことができる。 したがって、一対のＩＯＣ２１ウェーブガイド部３６および３７からの後方散乱 による誤差信号のピーク振幅は次式で表される。 正味誤差信号Ｉ_err,sigは、後方散乱を起こすすべての（ＩＯＣ２１）ウェーブ ガイド部対３６および３７に対応するピーク振幅の２乗和の平方根である。正味 信号は次式で表される。 この場合、ウェーブガイド部対の数は次式で表され、 Ｌ_mは位相変調器３５の長さである。後方散乱位相変調の振幅は、ｘ_pを有する線 形関数であると仮定される。 上式で、φ_m,maxは、光波が位相変調器35を完全に１回通過するための光波の 位相変調の振幅である。距離ｘ_pは、位相変調器３５の開始点と散乱部３９との 間の距離Ｌ_p以内の可干渉距離の数として表すことができる。 ＩＯＣ２１のウェーブガイド３６および３７内の後方散乱による正味誤差信号を 次式のように書くことができる。線形関数または適合曲線４１の下方の領域で近似できることを示す。 数式７６中の加算の近似は次式で表される。 この場合、正味誤差信号は次式で表される。 ＩＯＣ２１のウェーブガイド３６または３７の一部からの後方散乱強度は次式で 表される。 上式で、η_chipは、単位長当たり部分捕獲後方散乱強度である。正味誤差信号を 次式のように書くことができる。 後方散乱誤差信号に相当する信号を生成する回転速度は次式で表される。 コイル１２の単位長さ当たり後方散乱の値は、１．５５μｍ Ｅｒドープ光ファ イバ源１４を用いて行った実験的測定から得られた。η_chipを推定するには、フ ァイバ１２に関連する捕獲係数をＩＯＣ２１の場合と同じであるものと仮定し、 散乱による損失とファイバ１２の総損失との比をＩＯＣ２１の場合と同じである ものと仮定する。これらの仮定を用い、以下の比を使用して、次式で表されるη_chipを推定することができる。 光源１４波長０．８３μｍで動作するナビゲーション・グレードのＩＦＯＧの場 合、ＩＯＣ２１ウェーブガイド３６および３７内の後方散乱による回転検知誤差 の計算値は次式で表される。 光源１４の波長１．５５μｍで動作する高性能ＩＦＯＧの場合、ＩＯＣ２１のウ ェーブガイド３６および３７内の後方散乱による回転検知誤差の計算値は次式で 表される。 これらの計算は、回転速度誤差が検知コイル・ファイバからの後方散乱の場合よ りもＩＯＣウェーブガイドからの後方散乱の場合の方がずっと大きいことを示す 。実際の誤差は、ＩＯＣのウェーブガイドの単位長さ当たり捕獲後方散乱を過大 評価した場合にはこれほど大きくならないこともある。ＩＦＯＧバイアス安定性 の実験的試験によって、観測されるΩ_err,chipが計算値ほど大きくはないが依然 と して有意であることがわかる。 搬送波抑圧変調を使用して、ＩＯＣ２１のウェーブガイド３６および３７から の後方散乱に関連する回転誤差を低減することもできる。第１０図は、搬送波抑 圧変調４５を使用するＩＦＯＧのＩＯＣ２１の図である。（１）バイアス位相変 調器４３（ＰＭ３）に対向する変調器４２（ＰＭ１）に搬送波抑圧変調４５を加 える構成と、（２）接合部２０から離れる方向でバイアス位相変調器４３の前に 配置されたオフセット変調器４４（ＰＭ２）に搬送波抑圧変調４５を加える構成 の２つの構成が考えられる。第１の構成を以下に分析する。 散乱波に関連する電界は次式で表される。 後方散乱強度は次式で表される。 数式８９のＲＨＳの余弦関数を次式のように書くことができる。 数式９０のＲＨＳの第３の項中の正弦関数と余弦関数の積を次式のように書くこ とができる。 数式９１のＲＨＳの第１の項は、バイアス変調２３に同期する信号を表す。すべ てのＩＯＣ２１のウェーブガイド（３６および３７）からの後方散乱による正味 誤差信号は次式で表される。上式で、φ_s,maxは、 光波が位相変調器４２を完全に１回通過するための搬送波抑圧位相変調４５の振 幅である。 （第１１図参照）は、搬送波抑圧を変調器４２に沿ったすべての点で同時に行う ことができないことを示す。したがって、第１０図に示したように位相変調器４ ２にω_sの変調４５を加える際、後方散乱誤差を完全に抑圧することはできない 。プロット４６の場合、２φ_m,maxを１．８ラジアンに設定し、２φ_s,maxを２． ４ラジアンに設定した。相対誤差を２φ_s,maxの関数として算出するには、 的に算出し、次いでどの搬送波抑圧にも関連しない関数の領域に対して正規化す る。 第１２図のプロット４７は、変調器４３に対するバイアス変調２３に対向する 位置に配置された位相変調器４２にω_sの変調を加える際、搬送波抑圧変調４５ の振幅が約２．４ラジアンのときには後方散乱誤差をゼロに低減することができ ないことを示す。誤差をより大幅に低減するには、より大きな変調深度を使用す るか、あるいは２つの搬送波抑圧変調を使用することができる。後方散乱誤差の より大幅な低減を可能にする他のＩＯＣ２１設計拡張要素は、プロット４８で示 したように、バイアス位相変調器４３の前に配置された搬送波抑圧変調器４４で ある。この場合、（バイアス位相変調器４３からの散乱波にコヒーレントに干渉 する）散乱波の位相変調振幅はすべての散乱部について一定であり、したがって 、 位相変調器４４に沿ったすべての点に対して搬送波抑圧を行うことができる。こ の場合、搬送波抑圧変調器４４を有するウェーブガイド３６からの散乱波の電界 は次式で表される。 この場合、回転速度誤差は次式で表される。 この回転速度誤差は、変調振幅２φ_s,maxを約２．４ラジアンに設定するとなく すことができる。 ＩＦＯＧの光学設計を変更することによって、ＩＯＣ２１内の後方散乱に関連 する誤差を著しく低減することもできる。この変更では、ＩＯＣのＹ−接合部２ ０がファイバ・カプラで置き換えられ、ＩＯＣ２１のウェーブガイド３６からの 後方散乱が検知ループ１２の反対側のファイバからの後方散乱光にコヒーレント にのみ干渉するようにＩＯＣ２１位相変調器４２および４４が配置される。ファ イバ１２の短い部分からの散乱光はＩＯＣ２１のウェーブガイド３６からの散乱 よりもずっと弱いので、この２つの波の間の干渉の振幅は、ＩＯＣ２１のウェー ブガイド３６内で後方散乱する２つの波の間の干渉の振幅よりもずっと小さい。 上記の説明および分析は、ＩＦＯＧ光学回路内のレイリー後方散乱による回転 検知誤差源に関するものであり、後方散乱誤差を低減するか、あるいはなくす方 法も示した。この方法は、搬送波抑圧変調と呼ばれ、ＩＦＯＧの集積光学チップ ２１内を伝播する光に１つまたは複数の正弦位相変調を加える。この技法は、正 弦バイアス変調を使用するＩＦＯＧセンサに基づく技法である。高性能ＩＦＯＧ は、第１３図の方形波バイアス変調５０と、光電検出器信号をサンプルするアナ ログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）と、方形波復調を使用することが多い。搬送波 抑圧変調技法に関する設計手法は、この種の信号処理を使用するＩＦＯＧの設計 手法とは異なる。 第１４ａ図、第１４ｂ図、第１４ｃ図は、搬送波抑圧位相変調４５がどのよう に、バイアス位相変調５０と相互作用し、同時にサニャック干渉計によって光学 強度信号（強度変調）に変換されるかを示す。ＩＦＯＧインターフェログラム（ 第１４ｂ図）は、（光電検出器によって検出される）強度Ｉが、サニャック干渉 計から放出される逆伝播光波同士の間の位相差Δφによってどのように変化する かを示す。総位相変調（第１４ａ図）は、（ｉ）振幅がπ／２で周波数がｆ_bで ある理想的な方形波バイアス変調５０と、（ｉｉ）周波数がバイアス変調５０周 波数の第２の高調波に近い２ｆ_b＋Δｆである正弦位相変調４５とからなるもの と仮定される（正弦位相変調４５の振幅は、その効果を示すために誇張されてい る）。方形波バイアス変調５０がπ／２であるとき、第１４ａ図の点ａと点ｂの 間に示された正弦位相変調は、インターフェログラム５１の直線部分でバイアス され、したがって、第１４ｃ図の点ａと点ｂの間に示された正弦光強度信号を生 成する。方形波バイアス変調５０が状態を−π／２に切り換えると、第１４ａ図 の点ｂと点ｃの間に示された正弦位相変調４５はこの場合も、インターフェログ ラム５１の直線部分５２でバイアスされる。しかし、−π／２でのインターフェ ログラム５１の勾配５３は、＋π／２でのインターフェログラム５１の勾配５２ と逆であり、したがって、第１４ｃ図の点ｂと点ｃの間に示された光強度信号５ ４は、第１４ｃ図の点ａと点ｂの間に示された光強度信号５５のほぼ反転された バージョンに見える。 正弦位相変調４５は方形波バイアス変調５０の周波数の丁度２倍の周波数を有 するわけではないので、第１４ｃ図の点ｂと点ｃの間に示された光強度信号５４ は、第１４ｃ図の点ａと点ｂの間に示された光強度信号５５の符号反転バージョ ンとまったく同じであるわけではない。このことは、正弦変調４５が、回転検知 誤差として復調できる信号を生成するためにバイアス変調５０とどのように相互 作用するかを定性的に示している。簡単な方形復調方法は、（ｉ）第１４ｃ図の 点ａと点ｂの間に示された光強度信号５５の平均値と、第１４ｃ図点ｂと点ｃの 間に示された光強度信号５４の平均値を求めることと、次いで（ｉｉ）２つの平 均値の間の差を求めることからなる。回転がない場合、２つの平均値の間の差は ゼロであるはずである。しかし、光信号５４の正弦部分と光信号５５の正弦部分 は、同じ平均値を有さず、したがって、非ゼロ復調器出力、すなわち、偽回転表 示を与える。 （ｉ^th＋１バイアス変調サイクルに対応する）第１４ｃ図の点ｃと点ｅの間に 示された正弦信号５６および正弦信号５７は、（ｉ^thバイアス変調サイクルに対 応する）第１４ｃ図の点ａと点ｃの間に示された光強度信号とは異なり、したが って、ｉ^th＋１バイアス変調サイクルで生じる回転検知誤差は、ｉ^thバイアス変 調サイクルで生じる回転検知誤差とは異なる。このことは、バイアス変調周波数 の第２の高調波に近い正弦変調の結果として得られる回転検知誤差が経時的に変 動することを定性的に示す。 第１５図は、復調プロセスがどのように、搬送波抑圧変調による回転検知誤差 を定量的に判定するようにモデル化されるかを示す。ＩＦＯＧで使用される典型 的な復調プロセスは、アナログ・デジタル変換器（ＡＤＣ）を用いて光電検出器 信号をサンプルすることと、次いでデジタル電子機器を用いて信号処理を実行す ることからなる。復調プロセスではすべてのサンプルが使用されるわけではない 。＋π／２と−π／２の間のバイアス変調５０遷移は、時間ｉＴ_b、ｉＴ_b＋Ｔ_b ／２、ｉＴ_b＋Ｔ_bなどに光強度信号５８に鋭いグリッチ（第１５図には示されて いない）を生じさせる。この鋭いグリッチによる回転検知誤差を除去するために 、ゲート時間ｔ_g中に得られるサンプル５９は復調プロセスで使用されない。ｉ Ｔ_b＋ｔ_gとｉＴ_b＋Ｔ_b／２との間のサンプル６０が加算され、ｉ^thバイアス変調 サイクルの第１の半サイクルに対応する信号の平均値に比例する値が生成される 。次いで、ｉＴ_b＋Ｔ_b／２＋ｔ_gとｉＴ_b＋Ｔ_bとの間のサンプル６１が加算され 、ｉ^thバイアス変調サイクルの第２の半サイクルに対応する信号の平均値に比例 する値が生成される。（回転速度に比例する）復調信号は２つの加算値の間の差 である。復調プロセスは、連続バイアス変調サイクルについて実行される。 方形波バイアス変調５０の効果をモデル化するために、サニャック干渉計の強 度出力Ｉを２つの数式で表す。上式で、ｎ＝２，４，６．．．であり、ｉ＝１，２，３．．．である。バイアス 変調は値π／２および−π／２で表される。Δφ_nは、逆方向光波同士の間の正 弦位相変調差の振幅であり、制限変調の角周波数（ｎω_b＋Δω）は、バイアス 角周波数ω_bのｎ^th高調波（ｎは偶数である）からある小さな差Δωだけ離れた 周波数として示される。Ｔ_bはバイアス変調５０の周期であり、ｉは、どのバイ アス変調が検討されているかを指す。この場合、バイアス変調５０周波数を厳密 にサニャック干渉計の固有周波数に設定するものと仮定する。 入力回転がなく、かつΔφ_nが小さいと仮定することにより、小角近似を行う ことによって数式９６を簡略化することができる。 復調プロセスをモデル化するには、バイアス変調５０の各半周期の部分について 強度信号の各部分を積分する。回転がないものと仮定されているので、復調信号 は誤差信号Ｓ_errorになる。 上式で、ｋは、光電検出器とＡＤＣまでの電子機器との利得を表す定数である。 積分限界は、（波形全体のすべてのサンプルを使用するわけではない）部分サン プリング技法またはゲート時間ｔ_gを含む。数式９８中の第１の積分はｉ^thバイ アス変調サイクルの第１の半分に対応し、第２の積分はｉ^thバイアス変調サイク ルの第２の半分に対応する。誤差信号Ｓ_errorの時間依存性は、指数ｉを使用し て任意のバイアス変調５０サイクルをモデル化することによって判明する。 入力回転がなく、かつΔφ_nが小さいと仮定することにより、小角近似を行う ことによって数式９６を簡略化することができる。 復調プロセスをモデル化するには、バイアス変調５０の各半周期の部分について 強度信号の各部分を積分する。回転がないものと仮定されているので、復調信号 は誤差信号Ｓ_errorになる。 上式で、ｋは、光電検出器とＡＤＣまでの電子機器との利得を表す定数である。 積分限界は、（波形全体のすべてのサンプルを使用するわけではない）部分サン プリング技法またはゲート時間ｔ_gを含む。数式９８中の第１の積分はｉ^thバイ アス変調サイクルの第１の半分に対応し、第２の積分はｉ^thバイアス変調サイク ルの第２の半分に対応する。誤差信号Ｓ_errorの時間依存性は、指数ｉを使用し て任意のバイアス変調５０サイクルをモデル化することによって求められる。 数式９８中の積分を評価した後、周期Ｔ_b＝２π／ω_bおよびΔＴ＝２π／Δω を結果中の角周波数に代入する。 ３角恒等式を使用して数式９９を簡略化することができる。サンプリング比Ｒ_sは、ゲート時間ｔ_gの後の半バイアス変調５０周期中に得られ た（あるいは使用された）サンプルの数を、バイアス変調５０サイクルの全半周 期中に得る（使用する）ことのできる可能な総サンプル数で除した値として定義 される。 ｔ_g＝（１／２）（１−Ｒ_s）Ｔ_bと周波数ｆ_b＝１／Ｔ_bおよびΔｆ＝１／ΔＴを 数式１００中の周期に代入すると次式が生成される。 上式で時間ｔ’ は、Ｓ_errorの時間依存性を示すために使用される。数式１０２は、Ｓ_errorがΔ ｆの周波数で変動する正弦誤差信号であることを示す。誤差信号の振幅は次式で 表される。 搬送波抑圧変調４５による位相差振幅Δφ_nは、抑圧変調４５周波数と固有周波 数ｆ_eの関数である。上式で、φ_nは、光波が位相変調器４２を１回通過するときの位相変調振幅であ る。この分析では、バイアス変調５０の周波数が固有周波数に設定されているも のと仮定する。 数式１０５および数式１０６を数式１０４に代入すると、次式が得られる。 誤差を回転速度で求めることが望ましい。このためには、まず回転速度による 信号を、回転速度によって生じる位相差に関係付ける伝達関数（開ループ尺度係 数）を求める。回転信号の復調のモデルが部分サンプリング方式を含むことが重 要である。搬送波抑圧変調４５が開ループ尺度係数にそれほど影響を与えないこ とも仮定し、したがって、この計算には正弦変調４５を含めない。回転中のサニ ャック干渉計からの光強度Ｉ_rotationは次式で表される。 上式で、Δφ_rotationは、回転によって生じる位相差である。復調信号は、以下 の積分を実行することによって求められる。 誤差信号を分析するために行ったのと同様な代入を行い、小角度近似を行った後 、数式１０９に関して次式が得られる。 数式１１０は、回転によって生じる位相差Δφ_rotationによってどれだけの回転 信号Ｓ_rotationが生成されるかを示す。開ループ尺度係数は数式１１０中の括弧 内のすべての係数である。位相差Δφ_{rotation error}は、 正弦位相変調によって生じる誤差信号Ｓ_error,ampに等しい復調信号Ｓ’_{error,a mp} を生成する回転速度Ω_{rotation error}によって誘導される位相差として定義さ れる。定義上、次式が成立する。 これらの定義と以下の近似を使用すると、 Δφ_{rotation error}に関して次式が得られる。 誤差を位相差で求めることによって、開ループ尺度係数に存在する係数が削除さ れ、この分析は、閉ループ構成で動作するＦＯＧに適切な分析になる。回転によ る位相差は次式で与えられる。 上式で、Ｌは検知コイル・ファイバ１２の長さであり、Ｄは検知コイル１２の直 径であり、λは光の波長であり、ｃは真空中の速度である。数式１１４と数式１ １５を組み合わせると次式が得られる。 上式は、搬送波抑圧変調４５による回転検知誤差を示す。数式１１８は、Ｒ_sお よびｎの最適値を選択することによって誤差を最小限に抑えることができること を示す。以下の設計制約を設定した場合、 数式１１６は次式になる。 次に、Δｆを小さくすることによって上式の値を小さくすることができる。数式 １１７に示した設計制約を満たすには、まず他の設計制約によってＲ_sを設定し 、次いで適切な搬送波抑圧周波数を選択することによって数式１１７を満たすよ うにｎを設定することができる。これを行った場合、数式１１８は、Δ_fをゼロ に調整するとΩ_{rotation error}が非常に高速にゼロに近づくことを示す。 第１６図は、λ＝１．５５μｍ、ｃ＝３×１０⁸ｍｓ^-1、Ｌ＝４ｋｍ、Ｄ＝０ ．１５ｍ、Ｒ_s＝７／８、ｎ＝１６、ｆｂ≒２５ｋＨｚ、φ_n＝２．２５、すなわ ち、高性能ＩＦＯＧの典型的な値の場合のΩ_{rotation error}とΔｆの関係を示す プロット６２である。この例では、搬送波抑圧変調４５周波数はほぼ１６番目の 高調波（ｎ＝１６）、すなわち、数式１１７に示した設計制約を満たす値に設定 される。 正弦誤差Ω_{rotation error}が受け入れられるようになるレベルを求めるには、 他の回転検知誤差を検討する必要がある。ＩＦＯＧに常に存在する１つの回転検 知誤差は角度ランダム・ウォーク（ＡＲＷ）、すなわち確率誤差（または雑音） である。ＡＲＷによる定格不確定性Ω_ARWは次式のように定義される。 上式で、ＡＲＷＣは角度ランダム・ウォーク係数であり、τはクラスタ分析の積 分時間である。クラスタ分析とは、ジャイロの様々な種類の誤差係数を求めるた めに使用される一般的な方法である。Ω_{rotation error}は、常にΩ_ARWよりも小 さい場合には有意ではないと仮定される。クラスタ分析では、積分時間が正弦誤 差の周期の約１／２であるときに制限誤差が最大効果を有する。したがって、積 分時間τ_maxを（時間単位で）定義する数式を書くことができる。 上式は、（秒単位の）周期ΔＴを有する正弦誤差Ω_{rotation error}による最大効 果を与える。数式１１９と数式１２０を組み合わせ、ΔＴに１／Δｆを代入する と、積分時間τ_maxで生じる（クラスタ分析によって定義される）定格不確定性 Ω_ARW,maxが得られる。 積分時間τ_maxはΔｆの関数である。 第１７図は、それぞれ、Ω_{rotation error}およびΩ_ARW,maxとΔｆとの関係を 示すプロット６３およびプロット６４を示す。プロット６３およびプロット６４ は、Δｆ＜１８ＨｚであるときにΩ_{rotation error}＜Ω_ARW,maxであることを示 す。点６５は、Ω_{rotation error}がジャイロ雑音出力Ω_ARW,maxよりも低くなる ようにΔｆを１８Ｈｚ未満にすべきであることを示す。したがって、この例では 、搬送波抑圧周波数４５をバイアス変調周波数５０（すなわち、固有周波数）± １８Ｈｚ以下の１６倍に設定した場合、搬送波抑圧変調４５によって生じる正弦 速度誤差は、ＩＦＯＧの定格雑音出力よりも低くなる。Δｆを約１Ｈｚに低減し た場合、正弦誤差はＩＦＯＧの定格雑音出力のよりも約１００倍低くなる。この レベルでは、正弦誤差は、搬送波抑圧変調を使用するＩＦＯＧを使用するすべて のシステムに対して有意でなくなるはずである。 簡単に言えば、ＩＯＣ２１のウェーブガイド３６および３７からのレイリー後 方散乱は、すべての光源１４の波長で動作するＩＦＯＧで有意の回転検知誤差を 生じさせる恐れがある。光源１４が波長０．８３μｍに近い波長で動作するナビ ゲーション・グレードのＩＦＯＧは、ループ・ファイバ１２からの後方散乱によ る有意の回転検知誤差を有することがある。ループ１２内の１つの一次波に搬送 波抑圧位相変調４５を加えることによって、後方散乱誤差を大幅に低減すること ができる。抑圧変調４５を加える方法は、誤差低減技法の全体的な性能をほぼ決 定する。 固有周波数よりもずっと低い周波数での抑圧変調４５は、ジャイロ出力で不要 なＡＣ信号を生成する。この信号を出力から減じることができる場合でも、ＡＣ 信号をジャイロ出力の通常のランダム変動のレベルよりも低いレベルに低減する ことは非常に困難である。固有周波数の偶数整数倍数に近い周波数での抑圧変調 ４５も不要なＡＣ信号を生成する。しかし、抑圧変調４５の周波数を、固有周波 数に８以上の偶数整数倍数を乗じた値に近い値に設定した場合、不要なＡＣ信号 の振幅を涌常のジャイロ出力変動のレベルよりも低いレベルに低減することがで きる。 バイアス２３、５０と抑圧４５の変調に使用される位相変調器４２、４３、４ ４を配置することは、抑圧変調４５を用いて得られる後方散乱誤差低減レベルに 対して顕著な影響を与える。位相変調器４２および４３が別々のウェーブガイド ３６および３７上にあり、かつ対向する位置に配置された場合、抑圧変調４５は 後方散乱誤差を約係数１０だけ低減する。後方散乱誤差を係数１０よりも多く低 減するには、２つの設計拡張要素を使用することができ、すなわち、異なる周波 数の追加の抑圧変調を加え、かつ／あるいはバイアス位相変調器４３の前に抑圧 位相変調器４４を配置することができる。 長いループ１２の長さに関連する光学時間遅延も、ループ・ファイバ１２から の後方散乱に関連する誤差の低減レベルに対する顕著な効果を有する。抑圧変調 ４５の周波数を固有周波数よりも大きな値に設定した場合、抑圧変調４５は後方 散乱誤差を約係数５だけ低減する。より高い誤差低減係数を得るには、それぞれ の異なる周波数での複数の搬送波抑圧変調を使用することができる。 さらに、バイアス変調５０は、正弦波ではなく方形波でもよい。方形波変調／ 復調および搬送波抑圧変調を使用するＩＦＯＧの設計基準は、比（ｎＲ_s）／２ が整数でなければならないことと、搬送波抑圧変調４５によって生成される正弦 速度誤差が、正弦誤差が最大効果を有する積分時間でのジャイロ・ランダム雑音 出力よりも低くなるほどΔｆが小さくなければならないことである。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】平成１０年１１月２０日（１９９８．１１．２０） 【補正内容】 補正請求の範囲 １．後方散乱誤差補正を有する光ファイバ・ジャイロスコープであって、 一次光波を生成する光源［１４］と、 一次光波を第１の二次光波および第２の二次光波に変換する、光源に接続され たスプリッタ［２０］と、 第１の二次光波が光ファイバ・ループ内を時計周り方向に伝播し、第２の二次 光波が光ファイバ・ループ内を逆時計周り方向に伝播するように、スプリッタに 接続された光ファイバ・ループ［１２］と、 スプリッタに接続され、第１の変調信号および第２の変調信号に従って第１の 二次光波および第２の二次光波のうちの少なくとも一方を変調するように構成さ れた変調器［２１］と を有し、 第２の変調信号が、後方散乱誤差を大幅に低減するように構成された振幅と、 光ループの固有周波数の高調波にほぼ等しい周波数とを含むことを特徴とする光 ファイバ・ジャイロスコープ。 ２．振幅が、少なくとも１ラジアンの移相を生成するような大きさの振幅である ことを特徴とする請求項１に記載の光ファイバ・ジャイロスコープ。 ３．周波数が固有周波数の偶数高調波に等しいことを特徴とする請求項２に記載 の光ファイバ・ジャイロスコープ。 ４．第１の変調信号が、固有周波数に等しいバイアス周波数を有することを特徴 とする請求項１に記載の光ファイバ・ジャイロスコープ。 ５．固有周波数が、１を２ｔａｕで除した値に等しく、 ｔａｕとは、光波が光ファイバ・ループを１回通過する走行時間であり、 ｔａｕが、光ファイバ・ループの屈折率に光ファイバ・ループの長さを乗じ、 光の速度で除した値に等しいことを特徴とする請求項１に記載の光ファイバ・ジ ャイロスコープ。 ６．第１の変調信号が、固有周波数にほぼ等しいバイアス周波数を有することを 特徴とする請求項５に記載の光ファイバ・ジャイロスコープ。 ７．固有周波数が、１を２ｔａｕで除した値に等しく、 ｔａｕとは、光波が光ファイバ・ループを１回通過する走行時間であり、 ｔａｕが、光ファイバ・ループの屈折率に光ファイバ・ループの長さを乗じ、 光の速度で除した値に等しいことを特徴とする請求項３に記載の光ファイバ・ジ ャイロスコープ。 ８．第１の変調信号が、固有周波数にほぼ等しいバイアス周波数を有することを 特徴とする請求項７に記載の光ファイバ・ジャイロスコープ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 スザフラニック，ボグダン アメリカ合衆国・85331・アリゾナ州・ケ イブ クリーク・46番 プレイス・30639 (72)発明者 バーグ，ラルフ・エイ アメリカ合衆国・85022・アリゾナ州・フ ェニックス・７番 ストリート・16220・ アパートメント 1135

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．干渉光ファイバ・ジャイロスコープ用の後方散乱誤差低減装置であって、 一次光波を生成する第１の光源手段と、 一次光波を一次光波の第１のビームおよび第２のビームに分割するために第１ の光源手段に接続された分割手段と、 光ファイバ・ループ手段内を時計回り方向に伝播する一次光波の第１のビーム を受け取り、光ファイバ・ループ手段内を逆時計回り方向に伝播する一次光波の 第２のビームを受け取るために、分割手段に接続された光ファイバ・ループ手段 と、 受け取った一次光波の第１のビームおよび第２のビームを検出し、各光波の間 の位相関係を回転速度情報に変換するために、分割手段に近接して配置された検 出手段と、 第１の振幅を有する第１の位相変調信号を生成する第２の光源手段と、 検出器の回転速度情報から、後方散乱による回転速度検知誤差を除去するのに 十分な第２の振幅を有する第２の位相変調信号を生成する第３の光源手段と、 第１の位相変調信号および第２の位相変調信号に従って第１の光線および第２ の光線のうちの少なくとも一方のビームを位相変調するために、分割手段に接続 された変調器手段とを備えることを特徴とする後方散乱誤差低減装置。 ２．第２の位相変調信号の第２の振幅が少なくとも１ラジアンであることを特徴 とする請求項１に記載の後方散乱低減装置。 ３．第２の位相変調信号が、検知ループの固有周波数の高調波にほぼ等しい周波 数を有することを特徴とする請求項２に記載の後方散乱誤差低減装置。 ４．第２の位相変調信号が、検知ループの固有周波数の偶数高調波にほぼ等しい 周波数を有することを特徴とする請求項３に記載の後方散乱誤差低減装置。 ５．干渉光ファイバ・ジャイロスコープ用の後方散乱誤差低減装置であって、 一次光波を生成する第１の光源手段と、 一次光波を一次光波の第１のビームおよび第２のビームに分割し、一次光波か ら二次光波を生じさせるために第１の光源手段に接続された分割手段と、 光ファイバ・ループ手段内を時計回り方向に伝播する一次光波の第１のビーム を受け取り、光ファイバ・ループ手段内を逆時計回り方向に伝播する一次光波の 第２のビームを受け取り、一次光波の第１のビームおよび第２のビームから二次 光波を生じさせるために、分割手段に接続された光ファイバ・ループ手段と、 第１の振幅を有する第１の位相変調信号を生成する第２の光源手段と、 後方散乱または二次波による回転速度検知誤差を除去するのに十分な第２の振 幅を有する第２の位相変調信号を生成する第３の光源手段と、 第１の位相変調信号および第２の位相変調信号に従って、一次波の第１のビー ムおよび第２のビームのうちの少なくとも一方のビームならびに二次光波を位相 変調するために、分割手段に接続された変調器手段とを備えることを特徴とする 後方散乱誤差低減装置。 ６．第２の位相変調信号の第２の振幅が少なくとも１ラジアンであることを特徴 とする請求項５に記載の後方散乱低減装置。 ７．第２の位相変調信号が、検知ループの固有周波数の偶数高調波に近いか、あ るいはほぼ等しい周波数を有することを特徴とする請求項６に記載の後方散乱誤 差低減装置。 ８．偶数高調波が、第２の位相変調信号による回転速度検知出力誤差または周期 回転速度検知出力誤差を最小限に抑える高調波であることを特徴とする請求項７ に記載の後方散乱誤差低減装置。 ９．干渉光ファイバ・ジャイロスコープ用の後方散乱誤差低減装置であって、 第１の一次光波および第２の一次光波の対を生成する第１の光源手段と、 第１の一次光波および第２の一次光波の対を第１の一次光波の第１のビームお よび第２の一次光波の第２のビームに分割し、第１の一次光波および第２の一次 光波の対を受け取り組み合わせる分割手段と、 分割手段に接続された第１のウェーブガイドおよび第２のウェーブガイドと、 光ファイバ・ループとを有し、光ファイバ・ループが、第１の端部および第２の 端部を有し、第１の端部および第２の端部が、それぞれ、光ファイバ・ループ内 を時計周りに伝播し第２の端部から出て第２のウェーブガイドを通って分割手段 に至る第１の一次波の第１のビームを、第１のウェーブガイドおよび第１の端部 を通して受け取り、光ファイバ・ループ内を逆時計周りに伝播し第１の端部から 出て第１のウェーブガイドを通って分割手段に至る第２の一次波の第２のビーム を、第２のウェーブガイドおよび第２の端部を通して受け取るために、第１のウ ェーブガイドおよび第２のウェーブガイドに接続され、第１の一次波の第１のビ ームにより、サニャック・ループ手段内で、第１の二次波の第１の群が検知ルー プ内を逆時計周りに伝播し、第２の一次波の第２のビームにより、サニャック・ ループ手段内で、第２の二次波の第２の群が検知ループ内を時計周りに伝播する サニャック・ループ手段と、 第１の周波数および第１の振幅を有する第１の位相変調信号を生成する第２の 光源手段と、 第１の位相変調信号に従って、第１のビームおよび第２のビームならびに第１ の二次波群および第２の二次波群を位相変調するために、サニャック・ループ手 段に接続された変調器手段とを備えることを特徴とする後方散乱誤差低減装置。 １０．第１の位相変調信号の第１の振幅が、分割手段での二次波の干渉をほぼな くすのに十分な振幅であることを特徴とする請求項９に記載の後方散乱低減装置 。 １１．さらに、 第２の周波数および第２の振幅を有する第２の位相変調信号を変調器手段に与 える第３の光源手段を備え、 変調器手段が、 第２の光源手段に接続され、第１のウェーブガイド内を伝播する光波を変調す るように配置された第１の位相変調器と、 第３の光源手段に接続され、第２のウェーブガイド内を伝播する光波を変調す るように配置された第２の位相変調器とを備える請求項１０に記載の後方散乱誤 差低減装置。 １２．変調器手段がさらに、第２の光源手段に接続され、第１のウェーブガイド 内を伝播する光波を変調するように配置された第３の位相変調器とを備える請求 項１１に記載の後方散乱誤差低減装置。 １３．第３の変換器が、分割手段と第１の変調器との間の配置されたオフセット 変調器であることを特徴とする請求項１２に記載の後方散乱誤差低減装置。 １４．第１群の二次波がそれぞれ、第２群の二次波のそれぞれに対応し、各二次 波が分割手段から等しい光学距離にある部分から生じる一対の二次波を形成し、 第１の位相変調信号の第１の振幅が、変調器手段が各二次波対の二次波同士の 間に最小の１ラジアンの位相変調差を生成するような振幅であることを特徴とす る請求項１２に記載の後方散乱誤差低減装置。 １５．第１の変調信号の第１の周波数が、サニャック・ループの固有周波数の偶 数高調波に近いか、あるいはほぼ等しいことを特徴とする請求項１４に記載の後 方散乱誤差低減装置。 １６．サニャック・ループの固有周波数が、１を２ｔａｕで除した値に等しく、 ｔａｕとは、光波がサニャック・ループを１回通過する走行時間であり、 ｔａｕが、サニャック・ループの屈折率にサニャック・ループの長さを乗じ、 光の速度で除した値に等しいことを特徴とする請求項１５に記載の後方散乱誤差 低減装置。 １７．偶数高調波が、第２の位相変調信号による正弦回転速度検知出力誤差また は周期回転速度検知出力誤差を最小限に抑える高調波であることを特徴とする請 求項１６に記載の後方散乱誤差低減装置。 １８．第１の位相変調信号が搬送波抑圧変調信号であり、 第２の位相変調信号がバイアス変調信号であることを特徴とする請求項１７に 記載の後方散乱誤差低減装置。 １９．光ファイバ・ジャイロスコープ用の後方散乱誤差低減装置であって、 光源と、 光源に接続されたスプリッタと、 スプリッタに接続された第１の位相変調器と、 第１の変調器およびスプリッタに接続された検知ループと、 第１の位相変調器に接続された第１の信号生成装置とを備え、 光源からの一次光波が検知ループ内を逆伝播し、 非一次光波が検知ループからスプリッタに反射され、 非一次光波がスプリッタに干渉し、場合によっては回転検知誤差を生じさせ、 第１の信号生成装置が、スプリッタ内の非一次光波の干渉を低減するか、ある いはなくすのに十分な大きさの振幅を有する変調信号を出力することを特徴とす る後方散乱誤差低減装置。 ２０．さらに、 スプリッタに接続された第２の位相変調器と、 第２の位相変調器に接続された第２の信号生成装置とを備え、 第２の信号生成装置が、第２の位相変調器にバイアス位相変調を加えることを 特徴とする請求項１９に記載の後方散乱誤差低減装置。 ２１．バイアス位相変調信号がほぼ方形の波を有し、 第１の信号生成装置からの変調信号がほぼ正弦の波を有することを特徴とする 請求項２０に記載の後方散乱誤差低減装置。 ２２．第１の信号生成装置からの変調信号の振幅が少なくとも１ラジアンである ことを特徴とする請求項２０に記載の後方散乱誤差低減装置。 ２３．第１の信号生成装置からの変調信号が、検知ループの固有周波数の高調波 にほぼ等しいか、あるいは近い周波数を有することを特徴とする請求項２２に記 載の後方散乱誤差低減装置。