JP2001501390A

JP2001501390A - セルラｃｄｍａ通信システムにおける結合減算干渉打ち消しおよび空間ダイバシティ信号処理

Info

Publication number: JP2001501390A
Application number: JP10512663A
Authority: JP
Inventors: デント，ポール，ダブリュ．
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-09-04
Filing date: 1997-08-12
Publication date: 2001-01-30
Also published as: AU4060997A; TW456120B; CN1235720A; WO1998010537A1; US5831977A; DE69712347T2; EP0923817A1; EP0923817B1; ID17335A; KR20000068464A; AU722689B2; CA2264860A1; DE69712347D1

Abstract

(57)【要約】複数の移動局と改良された基地局とを備え、移動局からの信号を受信し、そこから送信された情報担持信号をデコードする通信システムを開示する。支持構造周囲に配置されたアンテナ・エレメントを備えたアンテナが、複数の移動局から送信される信号を受信し、各アンテナ・エレメントから出力信号を発生する。変換器が、アンテナ・エレメントの各々からの信号を増幅し、濾波し、かつ変換して、処理のために対応する数の変換信号とする。記憶装置が、変換信号の多数のサンプルを一時的に記憶する。プロセッサが、記憶したサンプルを繰り返し連続的に処理し、再処理することにより、移動局の各々からの情報を順番にデコードする。プロセッサが行う処理は、記憶したサンプルから、移動局の１つが送信した情報シンボルを識別することにより、情報担持信号をデコードし、記憶したサンプルからの識別した情報シンボルに応じて値を減算することにより、デコードしたばかりの信号と、以降の繰り返しにおいてデコードされる信号との間の干渉を低減する。

Description

【発明の詳細な説明】セルラＣＤＭＡ通信システムにおける結合減算干渉打ち消しおよび空間ダイバシティ信号処理発明の分野本発明は、通信システムに関し、符号分割多元接続方法を、アンテナ・アレイを採用する基地局受信システムと共に用いて、セルラ・ワイヤレス電話システムにおける容量を高めようとするものである。発明の背景セルラ電話業界は、米国およびその他の世界全域にわたって、商業上の運営において驚異的な躍進を遂げた。主要な都市区域における成長は、予測をはるかに上回り、システム容量を超過しつつある。この傾向が続くと、急速な成長の影響は、最も小さい市場でさえも程なく現れるであろう。これら増大しつつある容量に対する必要性を満たし、高品質のサービスを維持し、価格上昇を回避するためには、画期的な解決策が必要である。現在、チャネル・アクセスを行うには、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）および符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方法が用いられている。ＦＤＭＡまたはＴＤＭＡシステムあるいは混合ＦＤＭＡ／ＴＤＭＡシステムでは、潜在的に干渉する可能性のある２つの信号が、同時に同じ周波数を占有しないことを保証することを目標とする。逆に、ＣＤＭＡは、時間および周波数双方において信号を重畳させる。したがって、全てのＣＤＭＡ信号は同じ周波数スペクトルを共用する。周波数ドメインまたは時間ドメインのいずれにおいても、多元接続信号は、互いに上に来るように現れる。第１に、送信対象の情報データ・ストリームは、疑似ランダム・コード発生器が発生する、かなり高いビット・レートのデータ・ストリーム上に刻印(impress)される。情報データ・ストリームおよび高ビット・レート・データ・ストリームは、２つのビット・ストリームを共に乗算することによって結台される。ビット・レートが高い方の信号をビット・レートが低い方のデータ・ストリームと結合することを、情報データ・ストリーム信号をコード化するまたは拡散すると言う。各情報データ・ストリーム即ちチャネルには、一意の拡散コードが割り当てられる。無線周波数キャリア波上において、複数のコード化情報信号が送信され、受信機において複合信号として纏めて受信される。コード化信号の各々は、他の全コード化信号と、およびノイズ関連信号と、周波数および時間双方において重複する。複合信号を一意のコードの１つと相関付けることによって、対応する情報信号を分離し、デコードする。ＣＤＭＡ通信技法に伴う利点は多数ある。ＣＤＭＡ系セルラ・システムの容量限界は、コード化利得変調密度の向上、音声活動のゲーティング(voice activit y gating)、セクタ化、およびあらゆるセルにおける同一スペクトルの再利用というような、広帯域ＣＤＭＡシステムの特性の結果として、既存のアナログ技術よりも２０倍まで拡張されている(project)。ＣＤＭＡは、事実上、マルチパス干渉には影響されず、フェーディングやスタティック(static)がないため、都市区域において処理能力が増大する。高ビット・レートのデコーダによる音声のＣＤＭＡ送信は、卓越した現実的な音声品質を保証する。また、ＣＤＭＡは可変データ・レートにも対応するので、多くの異なる等級の音声品質を提供することができる。ＣＤＭＡのスクランブル信号フォーマットは、クロストークを完全に排除し、呼の盗聴や追跡は非常に難しく費用がかかるので、通話者のプライバシ保護の強化、および空中時詐欺(air time fraud)に対する安全性(immunity)強化が保証される。本出願人に付与され本願と共に譲渡された米国特許第５，１５１，９１９号は、異なるアクセス・コードを用いてコード化され重複する信号を受信システムにおいて受信し、信号強度が減少する順にデコードし、強い方の信号をデコードした後、弱い方の信号のデコード処理を行おうとする前にこれらを減算する符号分割多元接続システムについて記載する。この特許の内容は、この言及により本願にも含まれるものとする。この特許は、好ましい減算方法を開示しており、受信信号をシンボル空間ドメインに変換して、送信した可能性が最も高いシンボルを識別し、次いでシンボル−空間ドメインにおけるシンボルによって識別された値にゼロをセットし、その信号を除去することをから成る。繰り返し処理のために、次にデコードすべき信号のシンボル−空間への変換等を行い、逆変換によって残余値を元のドメインに戻す。デントら(Dent et al.)に付与され、本願と共に譲渡された米国特許第５，３５３，３５２号は、同一周波数上の異なる移動機の伝送を判別するのに適したアクセス・コードをいかにして形成するかについて開示しており、これは、減算復調(subtractive demodulation)と共に使用するのに適している。米国特許第５，３５３，３５２号も、この言及によりその全体が本願にも含まれるものとする。同様に、本出願人に付与され本願と共に譲渡された米国特許第５，２１８，６１９号は、この言及によりその全体が本願にも含まれるものとするが、改良された減算復調方法について記載しており、他の介在信号を減算した後に、既に減算した信号の２回目の減算を行い、元々存在していた介在信号が原因で、最初の減算後に残っていた見逃し誤り(residual error)を打ち消すようにしている。本願にも含まれるものとした前述の特許の中は、いずれも、アンテナ空間／時間ドメインからシンボル−空間／到着方向ドメイン(symbol-space/direction-of -arrival domain)への二次元変換を行うことを開示したものはない。また、本願にも含まれるものとした前述の特許を基本とすれば、符号化信号の減算復調技術について、更に変換ドメインにおいてゼロ化することにより信号減算を行うための背景技術が得られる。米国特許出願番号第０８／１７９，９５３号も、この言及によりその全体が本願にも含まれるものとするが、同一周波数帯域幅を用いて異なる方向から多数の信号を受信するためのアンテナ・アレイを用いる、様々な新規の方法を開示する。行列演算を伴う数学的変換が開示されており、これによって、所与の方向から受信した信号を判別することができ、一方同時に他の方向から受信した干渉信号を無効にする。このように、受信アンテナに対する送信機の方向が十分に異なるのであれば、いくつかの信号伝送は同一周波数帯域幅を共用することができる。２つの送信機の方向が殆ど一致する場合、行列の解は未定義(undefined)となり、送信機を判別することはできない。このような場合のために代替方法が開示されており、これによれば、アンテナ・エレメントからの信号を行列結合することによって信号を分離しようとする代わりに、各送信機から受信したシンボルを仮定し、到達推測値の方向を用いて各アンテナ・エレメントにおける予想対応受信信号を計算する。各アンテナ・エレメントにおいて予想される信号の和を、各アンテナ・エレメントにおける実際の値と比較し、二乗差を用いて、シンボル仮定が正しいことの確率を示すメトリックを形成する。次に、最尤プロセッサが、正しいことの確率が最大である仮説を識別する。このような最尤プロセッサの複雑度は、２のＮ乗に比例する。ここで、Ｎは重複する信号数である。米国特許出願第０８／３９３，８０９号も、この言及によりその全体が本願にも含まれるものとするが、アンテナ・エレメントのアレイを用いて、同一周波数を用いる複数の送信機からの信号を受信することを開示する。最尤プロセッサが順次空間次元(spatial dimension)に沿って動作し、この次元に沿ってアンテナ・エレメントが配置され、最尤プロセッサの複雑度は、２^Nに比例するよりはかなり小さく、代わりに２^Mに比例する。ここで、Ｍは、アンテナ・エレメントの内、同一送信機からの強度が大きい信号を受信するサブセットに過ぎない。したがって、アンテナ・エレメント信号は、異なる送信機方向に対応して指向的に受信された信号には変換されず、代わりに異なる送信機信号が予想アンテナ・エレメント信号に変換される。本願にも含まれるものとした前述の特許に基づいて、同一周波数チャネルを用いた多数の信号受信の改良のためにアンテナ・アレイを用いるという技術的現状についての背景が得られる。以下に記載する本発明は、方向判別を行うためのアンテナ・アレイの使用と同時にコード化信号の減算復調を利用する場合における、前述の従来技術に対する改良である。この新規な発明は、従来技術のアンテナ・アレイを用いて指向性ビームを供給し、ついで減算復調を用いて方向性ビームからの信号を処理するものとは異なる。このような組み合わせは、本願に含まれるものとした参考文献において先行されていると考えられる。新規な発明では、信号をデコードし減算する際、全てのアンテナ・エレメントの信号からそれを減算するため、それが受信された指向性ビームから消失するだけでなく、他のビームが当該信号のビームとかなりの空間的重複を有する場合でも、同一アンテナ・エレメントを用いて形成される他の全ビームからも消失する。このように、本発明は、従来技術の装置の組み合わせを用いることでは得られない利点をもたらし、この利点は、通信容量の増大または品質向上を意味するものである。発明の概要移動電話機は、少なくとも１箇所の基地局にコード化信号を送信する。基地局には、アンテナ・アレイが装備されており、異なる方向に位置する複数の移動局からの信号を受信する。移動局が送信した信号は、直交アルファベットから選択され、更にアクセス・コードを用いてスクランブルをかけられた情報シンボルから成る。異なる移動局によって送信された信号の加重和から成る、アンテナ・アレイ・エレメントからの信号には、増幅、ダウンコンバート、濾波、およびディジタル化が施され、対応する数値サンプル・ストリームを形成しプロセッサに供給する。プロセッサは、数値サンプルを格納する手段と、格納したサンプルに算術演算を実行する手段とを含む。プロセッサは、異なるアンテナ・エレメントから時間的に順次受信したサンプルを二次元アレイに配列する。アレイの一方の次元は異なるアンテナ・エレメントに対応し、他方の次元は時間即ち受信シーケンスに対応する。これを以下では空間／時間ドメインと呼ぶ。第１移動送信機のアクセス・コードを用いて、数値サンプルのスクランブルを解除し(unscramble)、次いでプロセッサはスクランブル解除したサンプルの二次元アレイの二次元変換を計算し、結果ビン(result-bin)の二次元アレイを生成する。一方の次元に沿ったビンは、アルファベット内のシンボルに対応し、他方の次元のビンは異なるアンテナ・エレメントを介して受信したサンプルの組み合わせに対応する。こうして異なる方向に指向性受信ビームを供給する。結果ビンのことを以下ではコード／空間ドメインと呼ぶ。プロセッサは、最も大きな値を含む結果ビンを識別し、これによって、第１移動機から受信したシンボルおよび受信の方向を識別する。次に、ビンの値をゼロにセットし、逆二次元変換を実行し、残余ビン値を空間／時間ドメインに逆変換する。丁度識別したばかりの信号は、減算により除去される。次に、第１移動機のアクセス・コードを用いて、サンプルに再度スクランブルをかける。次に、プロセスは、第２移動機のアクセス・コードを用いてディスクランブル (descramble)することから始めて、全ての移動送信機から１つのシンボルをデコードし終えるまで、同様に繰り返す。次に、連続するシンボル期間にわたってプロセス全体を繰り返し、各移動送信機からの受信シンボルのシーケンスを構築する。好ましくは、第１移動機、第２移動機等のアクセス・コードは、信号強度が減少する順に選択された移動機に属し、弱い方の移動機信号をデコードする前に、最強の移動機信号をデコードし減算して除去するようにし、これによってアクセス・コードおよび到達方向双方による重複信号の判別向上を図り、これによって同一周波数帯域幅を共用可能な送信数の増大を可能にする。本発明の一実施形態によれば、複数の移動局と改良された基地局とを備え、移動局からの信号を受信し、そこから送信された情報担持信号をデコードする通信システムが開示される。アンテナ手段は、支持構造周囲に配置されたアンテナ・エレメントを備え、複数の移動局から送信される信号を受信し、各アンテナ・エレメントから出力信号を発生する。変換手段は、前記アンテナ・エレメントの各々からの信号を増幅し、濾波し、かつ変換して、処理のために対応する数の変換信号とする。記憶手段は、変換信号の多数のサンプルを一時的に記憶する。処理手段は、記憶したサンプルを繰り返し連続的に処理し、再処理することにより、前記移動局の各々からの情報を順番にデコードする。前記処理手段が行う処理は、記憶したサンプルから、前記移動局の１つが送信した情報シンボルを識別することにより、前記情報担持信号をデコードし、前記記憶サンプルからの前記識別した情報シンボルに応じて値を減算することにより、デコードしたばかりの信号と、以降の繰り返しにおいてデコードされる信号との間の干渉を低減する。本発明の別の実施形態によれば、複数の移動局と、各々割り当てられたアクセス・コードの補助によって前記移動局から送信される信号を受信し、前記送信においてエンコードされた許容アルファベット・シンボルに属する情報シンボルをデコードする、改良された基地局とから成る通信システムが開示される。アンテナ手段は、支持構造周囲に配置されたアンテナ・エレメントを備え、前記複数の移動局から送信される信号を受信し、各アンテナ・エレメントから出力信号を発生する。変換手段は、前記アンテナ・エレメントの各々からの信号を増幅し、濾波し、かつ変換して、処理のために対応する数の変換信号とする。記憶手段は、連続する時点において前記アンテナ・エレメントの各々から変換された前記信号の多数のサンプルを一時的に記憶する。二次元数値変換手段は、前記移動局の第１のものに割り当てられた前記アクセス・コードの１つを用いて、前記記憶サンプルを処理し、変換サンプルの二次元アレイを生成する。前記変換サンプルは、前記第１移動局によって送信された信号の前記基地局において可能な異なる到達方向に対応する前記二次元アレイの一方の次元に沿って位置すると共に、変換サンブルは、許容アルファベット・シンボル内の前記情報シンボルの異なるものとの相関に対応する、前記二次元アレイの他方の次元に沿って位置する。本発明の別の実施形態によれば、複数の移動局と、各々割り当てられたアクセス・コードの補助によって前記移動局から送信される信号を受信し、前記送信においてエンコードされた許容アルファベット・シンボルに属する情報シンボルをデコードする、改良された基地局とから成る通信システムが開示される。アンテナ手段は、支持構造周囲に配置されたアンテナ・エレメントを備え、前記複数の移動局から送信される信号を受信し、各アンテナ・エレメントから出力信号を発生する。変換手段は、前記アンテナ・エレメントの各々からの信号を増幅し、濾波し、かつ変換して、処理のために対応する数の変換信号とする。記憶手段は、連続する時点において前記アンテナ・エレメントの各々から変換された前記信号の多数のサンプルを一時的に記憶する。二次元数値変換手段は、前記移動局の第１のものに割り当てられた前記アクセス・コードの１つを用いて、前記記憶されたサンプルを処理し、変換サンプルの二次元アレイを生成する。前記変換サンプルは、前記第１移動局によって送信された信号の、前記基地局において可能な異なる到達方向に対応する前記二次元アレイの一方の次元に沿って位置すると共に、変換サンプルは、前記相関付けられたサンプルと前記情報シンボルとの間に指定された時間シフトを用いて、サンプルを許容アルファベット・シンボル内の前記情報シンボルの異なるものと相関付けすることに対応する、前記二次元アレイの他方の次元に沿って位置する。手段は、伝搬経路内の物体からの信号反射に起因する前記信号の遅延エコーに対応する、前記第１移動局からの信号の遅延受信に対応する複数の前記時間シフトについて、前記二次元変換を繰り返す。図面の簡単な説明本発明のこれらおよびその他の特徴および利点は、以下に記載した説明を、図面と関連付けて用いることにより、当業者には容易に明白となろう。図面において、図１は、本発明と共に用いる従来技術の送信機を示す。図２は、本発明と共に用いるアレイ型アンテナを示す。図３は、本発明の一実施形態による、空間／コード・プロセッサを示す。図４は、本発明の一実施形態による、到達時間および到達方向の組み合わせに対する光線処理(ray processing)を示す。図５は、本発明の一実施形態によるビーム形成のバトラー行列／フーリエ変換定式化を示す。詳細な説明図１は、本発明がデコードするように設計された、形式の移動送信機を簡略ブロック図で示す。この送信機は、本願にも含まれるものとした前述の文書に開示されているのと同じ形態の従来技術の送信機である。マイクロフォン１０からの音声信号は、音声エンコーダ１１において、音声コード化アルゴリズムを用いてディジタル化および圧縮され、当該音声信号を表すディジタル・ビットストリームを生成する。既存のディジタル・セルラ・システムは、音声信号をそれぞれ１３ＫＢ／ｓ（ＧＳＭ）および７ＫＢ／ｓ（ＩＳ５４）のビットレートに圧縮しており、技術的現状では、ビットレートを３．６ＫＢ／ｓまで低下させた音声コーダでさえも、容認可能な音声品質を維持することができる。音声エンコーダからのビットレートは、誤り訂正エンコードの使用により、再び高めることが可能となる。殆どの冗長性は、知覚的に最も重要なビットを保護するために付加され、一方知覚的に重要度が最も低いビットをコード化する必要は全くない。このようなコード化を行う場合、図１におけるブロック１１の一部と見なされる。ブロック１３において、ブロック１１から得られるエンコード・ディジタル音声を、スペクトル拡散エンコードのために、マルチビット・シンボルに形成する。例えば、７ビット・ブロックを形成することができ、１２８種類の可能な７ビット・パターンの各々は、１２８種類の直交ウォルシュ−アダマール・コードの１つによって表される。こうしてビットレートを１２８／７倍に高める。このようなブロック直交スペクトル拡散シンボル・コード化を採用する場合、音声エンコーダ１１内における誤り訂正コード化の好適な形態は、リード・ソロモン・コード化であり、これはマルチビット・シンボルをコード化するのに適している。リード・ソロモン・コード化とウォルシュ−アダマール・コード化との組み合わせは、様々な方法で行うことが可能であり、知覚的に重要度が最も高いビットおよび低いビットに対して別個のコード化が行われる。例えば、ＧＦ２^**７上に構築されたリード・ソロモン・コードは、７ビットの重要なシンボルから成るブロックをコード化し、より多くのシンボルを含むＲＳ−コード化ブロックを生成する。ガロア体即ちＧＦとは、０から、あるモジュロ結合演算(modul o combinatorial operation)の下における閉集合である、所定の最大値までの全ての整数の集合である。ＧＦ２^**７（２の７乗、即ちＧＦ２⁷）は、０から１２７までの全ての整数、即ち、全ての７ビット二進コードを意味する。これらの２つを７ビット幅ＸＯＲ（モジュロ−２の加算）によって結合すると、当該集合内における別の７ビット値が得られるので、この集合は、結合演算「ＸＯＲ」の下で「閉じている」。重要度が低い残りのシンボルは、７ビット・ブロックに形成することができるが、ＲＳコード化することはできない。次に、ＲＳ−コード化および非ＲＳ−コード化７ビット・シンボルを、エンコーダ１１からウォルシュ −アダマール・エンコーダ１３に出力する。この場合、少なくともＲＳ−コード化シンボルについては、エンコーダ１１内部でビット−シンボル形成(bit-to-sy mbol formation)１２は既に行われている。別の不等コード化方法(unequal coding method)には、重要なビットを、例えば、５ビット・シンボルに形成し、次いでこれをＧＦ２^**５上でＲＳ−コード化し、より大きなブロックのＲＳ−コード化５ビット・シンボルを形成するものがある。次に、重要度が低い２ビットを各５ビットＲＳシンボルに加算して７ビット・シンボルを得て、更にこれをウォルシュ−アダマール・コーダ１３に送り、１２８ビット・コードワードを得る。米国特許第５，３５３，３５２号に記載されているように、個々の会話のプライバシを保護するために、ブロック１１またはブロック１２のいずれかにおいて暗号化を追加することができる。この特許の内容は先に言及したことにより、本願にも含まれるものとした。米国特許第５，３５３，３５２号に記載されているように、異なる移動機は、同じ１２８コード集合に属するシンボル・エンコーダ１３からウォルシュ−アダマール・コードを生成し、こうして異なる移動機間の判別を補助する。アクセス・コードは、ブロック１４においてコードワードと結合されたビット単位のモジュロ−２(bitwise modulo-2)である。好ましくは、アクセス・コードの選択は、１台の移動送信機のアクセス・コード化コードワードが、他のいずれの移動送信機が生成する１２８種類の可能なアクセス・コード化コードワード全てとも最大限異なるように行う。簡略化のために、本願には重要でない詳細は、図１から省略してある。シグナリング情報の音声情報への追加、暗号化キーの発生源、制御プロセッサによる送信機の全体的な制御等は示されていない。アクセス・コーダ１４は、１２８ビットを生成し、必要であれば、無線周波数キャリアを変調するために、シリアライザ(seriahzer)１５によってシリアル・ストリームに変換する。ビット・ストリームを変調器１６に印加し、変調ＲＦ信号を生成し、次いでパワー増幅器１７においてこれを送信パワー・レベルに増幅し、アンテナ１８を用いて送信する。簡略化のため、受信に同一アンテナを用いる、対応する移動受信回路は示されていない。図２は、先に言及したことにより本願にも含まれるものとした米国特許出願第０８／１７９，９５３号に記載されているような、円筒形アンテナ・アレイ２１の、本発明によるプロセッサ６０への接続を示す。アンテナ・エレメント２２は、共線列２０内に配列され、列２０は、セルラ基地局サイトにおけるアンテナ・マストの上部にある円筒２１周囲に配置されている。１つの列のエレメントは、列信号２３を形成するように結合され、このような各共線列は、垂直仰角面において指向性を呈するが、水平（アジマス）面において広いビーム幅を呈する。各列信号は、チャネル・バンク３０を形成する受信チャネル３１によって処理される。各チャネル３１は、例えば、第１ＲＦフィルタ３１０，低ノイズ増幅器３１１、第２ＲＦフィルタ３１２，共通局所発振器３２を用いるダウンコンバータ３１３、中間周波数（ＩＦ）フィルタ３１４、ＩＦ増幅器３１５、およびエレメントの共線列各々からＲＦ信号を表す複素数値サンプル・ストリームを発生する複素Ａ／Ｄ変換器３１６を備えている。Ａ／Ｄ変換器は、Ｉ，ＱミキサおよびＩ，ＱＡ／Ｄ変換器を用いる直交ダウンコンバーションを備えることができ、あるいは米国特許第５，０４８，０５９号に記載されている対数極ディジタル化技法(logpolar digitization technique )を採用することができる。この特許の内容は、この言及により本願にも含まれるものとする。次に、複素ディジタル出力３６は、プロセッサ６０に供給される。プロセッサ６０は、各移動送信機（図１）から受信した別個のシンボル・ストリームを判別し出力する空間／コード・プロセッサ４０、および各トラフィック・チャネル毎にシンボル・ストリームを処理し、音声信号、シグナリングおよび制御情報、あるいはファックスまたはコンピュータ・データ信号のようなユーザ・データを再生する、個別トラフィック・チャネル・プロセッサ・ユニットのバンク５０を含む。図３は、二次元数値変換を備えた空間／コード・プロセッサ４０の一部を示す。同時（ｔ１）にアンテナ列集合から受信した信号は、ｔ１に対するビーム形成行列への入力信号行を形成する。連続時点ｔ２，ｔ３．．．．ｔ１２８において受信したアンテナ信号の集合を、対応する数の同一ビーム形成行列７０に供給する。二次元変換によって処理される信号は全て複素数であり、実部と虚部とを有し、各々固定小数点または浮動小数点二進値によって表されることは理解されよう。通常、固定小数点数を処理するために必要なハードウエアの方が安価なため、固定小数点表記が好ましい。ビーム形成行列は、アジマスにおける特定方向において形成された指向性ビームに各々が対応する、出力信号の集合を算出する。各サンプリング時点ｔ（ｉ）毎に計算されるビームの数は、典型的に、アンテナ列の数に等しく、ビーム形成行列が、入力値の１行と複素ビーム形成係数の正方行列との乗算に対応するようにしている。数値ビーム形成(numerical beamforming)およびそのための効率的な方法については、"Efficient Apparatus For Simultaneous Modulation and D igital Beamforming For an Antenna Array"（同時変調のための効率的な装置およびアンテナ・アレイのためのディジタル・ビーム形成）と題する米国特許出願第０８／５６８，６６４号に記載されている。その内容は、この言及によりその全体が本願にも含まれるものとする。ビーム形成行列によって、あるビーム方向に対応する特定方向から到達した信号を、他の方向から到達した信号に対して強調する。ビーム形成器は、あらゆる方向(ensemble of directions)をカバーするビームを計算するので、全ての信号はいずれかのビームにおいて強調される。以下で論ずるが、ビーム形成器は必ずしも同時に全ての信号についてビームを計算する訳ではなく、各移動機信号について個々にビーム方向の微調整を行うことが好ましい。連続時点ｔ１，ｔ２，．．．ｔ１２８について計算されたビーム方向１に関するビーム信号は、ビーム１に対応する高速ウォルシュ−アダマール変換（ＦＷＴ）プロセッサ７１への１２８複素値入力ベクトルを形成し、連続サンプリング時点ｔ１．．．．ｔ１２８について計算されたビーム１２８についての信号集合は、同様にビームＮに対応するＦＷＴプロセッサ７１への入力ベクトルを形成する。他の全ビームについてもＦＷＴ処理を行い、１２８ｘＮの二次元変換結果のアレイが生成される。この変換の第１次元はアンテナ・エレメント／ビーム−空間であり、第２次元は時間／コード−空間である。本出願人に付与された米国特許第５，３５７，４５４号に記載されているように、各ＦＷＴプロセッサは、１２８個の入力値を１２８個の出力値に変換し、完全に並列なロジックを用いて構築し、非常に高速な処理を行うことができる。この特許の内容は、この言及により本願にも含まれるものとする。図３において、簡略化のために、特定の移動機信号に割り当てられたアクセス・コードを用いた、１２８入力値の集合をディスクランブルする処理は、ＦＷＴプロセッサ７１内部の最初の処理として含まれるものと仮定する。このステップは、図１の対応するスクランブラ１４によって実行されたステップの逆を行う(undo) 。最初に、移動送信機に割り当てられたアクセス・コードの内、基地局によって受信された最も強い信号によって以前に識別されたものを選択する。その送信機によって送信されたシンボルは、Ｎ個のビームに関連するＦＷＴプロセッサ７１の１つからの１２８個のＦＷＴプロセッサの出力の対応する１つで、最も大きいものとなる。問題のビームは、１つのシンボルと次のシンボルとの間で急速に変化せず、典型的に１ミリ秒の端数の期間である。何故なら、移動送信機は、そのような大きな角速度でアンテナ・アレイの周囲を循環しないからである。したがって、送信シンボルを識別するために用いるビームは、以前の結果から予測することができ、送信シンボルの識別後に、他のビームにおける同一シンボル・ビン内の値を検査し、信号が他の方向−ビン内で成長しているか否かについて判定することができる。時点によっては、移動送信機が移動中の場合、他のビーム／方向−ビンの方が大きくなり、その移動機をデコードするビームが変化することになる。中間段階では、移動機が２つのビームに跨がり、２つの隣接する１２８出力の集合から同様の結果を生成する場合、１２８出力の２集合の加重和を用いて、シンボルをデコードしてもよい。シンボルのデコードは、上述の和、即ち、単一ビームの１２８個のＦＷＴプロセッサ出力の１２８個の値の内最大のもののインデックスを識別することから成る。これは、米国特許第５，１８７，６７５号に記載されているように、完全な並列ロジックを用いると、非常に素早く行うことができる。この特許の内容は、この言及によりその全体が本願にも含まれるものとする。最大値のインデックスを識別したなら、デコード処理に用いるビーム（または、２つ以上が加算される場合には、複数のビーム）に対する１２８値アレイ内において、その値をゼロにセットする。こうして、空間／コード・プロセッサによって計算された１２８ｘ８個の空間／コード・ドメイン値の中から、１つの値（または恐らくは２つ）をゼロにセットする。次に、図３を逆に用いて、残りの値を逆変換する。即ち、値の列に対して逆ＦＷＴを実行し、同一のアクセス・コードを用いて再度スクランブルし、更に値の行にビーム形成行列の逆行列を乗算し、一旦空間／時間ドメインにおいて１２８ｘＮ個の値を得る。デコードした信号が含まれていたビームは予め予測されていたので、ビーム形成行列７０は全てのビームについてビーム信号を計算する必要はなく、受信される信号が最も強いと予測されたビーム、および恐らくはそのいずれかの側に位置するビームについてのみ計算し、送信機の移動のために隣接するビームに交差する信号を監視するようにすればよいことが認められよう。ＦＷＴプロセッサ７１は、計算されないビーム信号について実行する必要はない。しかしながら、ビーム形成プロセス７０の逆を実行可能とするためには、計算する出力値の数は、入力値の数と等しくなければならない。即ち、ビーム形成行列は正方であり、したがって情報の損失がないものでなければならない。しかしながら、行列の逆が存在し続け、必要なビームに対応する行が正しいビーム形成係数を含むのであれば、計算されないビームに対応する行に多くのゼロを含む行列を用いることによって、行列の乗算を簡略化することも可能である。完全に異なる行列および逆は、各信号方向について予め計算し格納しておく必要があるので、単一の行列を用いることによって、不要なビームを計算する無駄な手間をかけない方が得策である場合もある。信号をデコードするために対応するビームが必要でない場合でも、尚不要なＦＷＴをセーブしておく。ここで、異なる移動送信機から受信した信号は、必ずしも正確に整合された１２８サンプル・シンボル期間を有する訳ではない。更に、Ａ／Ｄ変換器３１６内で行われる信号のサンプリングは、各シンボルの中央即ち最適サンプリング点と必ずしも同期する訳ではない。実際、いずれの特定の移動送信機からの信号も、受信時には、マルチパス伝搬として知られる現象によるタイム・スミア(time-sm ear)を伴う場合があり、そのために、高い建物、山腹等からの信号の反射が、異なる遅延と共に受信され、多くの異なるサンプル期間だけ遅延する可能性がある。信号のそれぞれの遅延を「レイ(ray)」と呼ぶ。サンプル・タイミングの不整合によって、サンプリングが２つのコード・チップの間で行われると、これによってもレイ分割(ray-splitting)が発生し、正しいサンプリング点を跨ぐ２つのチップ・シフトに対して相関が観察される。前述の参考文献は、これらの影響全てにいかにして対処するかについて説明している。時間がずれた１２８サンプル・ベクトルについてもＦＷＴを計算することにより、特定のエコーの遅延を考慮する。各シフトに対するＦＷＴベクトルを、各経路の位相シフトおよび減衰を考慮した複素重み(complex weight)と共に加算し、デコード処理のための結合信号を得る。複素加重加算を用いて結合のために選択されたチップ・シフトのことを、「レーク・タップ(RAKE tap)」と呼び、その係数を「レーク係数(RAKE coef ficient)」と呼ぶ。ＦＷＴの複素加重との結合は、レーク係数を制限し、２の累乗の逆(inverse power of two)である実部および虚部からなるようにすることによって、簡略化することができる。これは、正確な複素加重値を用いる場合と比較すると、損失を伴うが、許容可能である。２の累乗の逆との乗算は、ビット・シリアルに表された二進値を時間遅延させることによって、簡単に実施できる。これについては、本出願人に付与された、"Rake Receiver with Quantized Coef ficients"（量子化係数によるレーク受信機）と題する米国特許第５，３０５，３４９号に記載されている。その内容は、この言及によりその全体が本願にも含まれるものとする。図４は、異なるチップ・シフト（レーク・タップ）に対して二次元変換を実行するための構成、およびいかにして不要のＦＷＴを省略し得るかについて示すものである。入力バッファ７２は、各アンテナ・チャネル３１からのＡ／Ｄ変換されたサンプル・ストリームを受信し、各チャネル毎にサンプルを１２８＋Ｌ個の格納位置にクロックによって送出する。余分な「Ｌ」個の位置は、最も早いウォルシュ・コードに対する、最も遅く受信されるウォルシュ・コードの１２８チップのタイミング整合間で、予想されるタイミング拡散量に対応し、チップ期間単位で表したものである。拡散は、基地局から異なる距離に位置する２つの異なる移動送信機間、または異なる距離の経路を伝搬した２つの異なるレイ間のいずれかである。Ｎアンテナ・チャネルからの１２８＋Ｌ個のバッファ・サンプル値の対応するものを、Ｎ−入力、Ｎ−出力ビーム形成行列に接続し、変換してＮ個のビーム値を生成する。特定の信号の特定のレイが位置すると予想されるビームから出力された１２８＋Ｌ個の値から、１２８−チップ・ウォルシュ・コードに対する特定のタイミング整合に対応するものを選択する。特定のレイのビームおよびタイミングの予測は、チャネル・トラッカ(channel tracker)７３によって行われ、公称到達方向(nominal direction of arrival)のいずれかの側のビーム方向に対する最大相関の値、および公称到達予想時刻のいずれかの側、即ち、１チップ早い側および１チップ遅い側の時間シフトとの相関の値を追跡する。また、チャネル・トラッカ７３は、隣接する２つのウォルシュ−アダマール・シンボル期間から平均化した、最大相関の平均複素値も追跡する。これは、異なるレイを結合するためのレーク係数加重を生成する。特定の信号のレイに対して各ＦＷＴから出力される１２８点ウォルシュスペクトルに、チャネル・トラッカ７３が生成した予期値の複素共役による加重を行い、更に同一信号に対する他の全てのレイに対する１２８点加重ベクトルとの加算を行う。各レイはそれ自体のタイミングを有し、同一信号の他のレイとは異なるビーム内に位置する場合がある。したがって、レーク結合は、南から受信した直接レイに対するウォルシュ相関の集合を、例えば、大きな建物または山腹からの信号反射である、後に北から受信したＬ個のチップの別の集合と結合することができる。チャネル・トラッカは、どの到達方向と結合した到達時刻のどれが、最大のエネルギを含むかについて判定を行い、例えば、前述の量子化係数を有する本発明のレーク・コンバイナを用いて、これらの信号を結合する。結合信号は、複素共役加重のために、得られる値は実平面内に回転しており、したがって１２８個の結果の実部の最大値を、最大探索回路７４によって判定する。図４では、ブロック７４は、チャネル・トラッカ７３が供給する重み係数を用いた、全てのレイに対する１２８−ウォルシュ・スペクトルの累積も含む。最大値が見出されたなら、その値をチャネル・トラッカに戻し、次のシンボル期間に対して係数の時間を更新する。また、チャネル・トラッカは、そのレイを次回も使用すべきか、あるいは他のレイの方が大きくなっているか否かについて判定を行う。暗示的に、図４の回路は、現在重要ではなく、したがって加重和には寄与しない到達時刻および到達方向についてもＦＷＴを計算する。しかしながら、これらを計算しておき、その内の１つが成長して、以前に和に寄与したものよりも大きくなるとき、または大きくなったか否かについて判定する。大きくなった時点で、最大のものが小さいものに置き代わる。図４は、バッファ・サンプルＬ＋１ないし１２８＋Ｌによって表されるレーク・タップ即ち到達時刻、つまり、可能な限り最も遅い到達時刻を選択するための接続を示す。１２８＋Ｌ個の到達時間全てがビーム形成行列に接続されたものとして示されているが、使用しない到達時間、即ち、サンプル１ないしＬに対するビーム形成行列を省略することが可能である。ビーム形成器Ｌ＋１ないし１２８＋Ｌからの出力のみにＦＷＴを施す。この場合、到達時刻Ｌ＋１のレイは、方向「ｋ」から受信されることが予想されるので、ビーム形成器Ｌ＋１ないし１２８＋Ｌからの出力「ｋ」のみを１２８入力ＦＷＴ７１に接続し、１２８点ウォルシュ・スペクトル出力を生成する。これは、チャネル・トラッカ７３からの重み係数を用いて、ブロック７４内の１２８個のビン内に、他の全ての有意のレイに対するウォルシュ・スペクトルと共に蓄積される。全てのレイを処理し終えたなら、ブロック７４は最大蓄積値を判定し、そのインデックスをデコード・シンボルとして出力し、その値をチャネル・トラッカに戻す。次に、各レイに対応する一連の２−次元変換を繰り返し、蓄積されたＦＷＴ値を再生し、各ＦＷＴを再生した後、デコード・シンボル・インデックスに対応する値をゼロにセットし、残余値に逆ＦＷＴを実行する。次に、ビーム形成行列の逆を適用し、修正値を入力バッファ７２に再度戻す。デコードしたばかりの信号を、全ての有意なレイ（各々到達方向および到達時間によって規定される）に対するバッファ値から除去した後、その信号はピクチャから消失しており、したがってその後にデコードされる信号と干渉しない。先に本願にも含まれるものとした引用において、バレル・シフタ(barrel shif ter)の使用によって、特定の到達時間に対応して入力バッファ７２から１２８個のサンプルを選択する好適な方法が開示されている。バレル・シフタとは、１２８＋Ｌ個の選択可能なタップの集合内において、１２８個のタップの集合を上下にシフトする効率的な方法のことである。０ないしＬ間の所望のシフト「ｊ」は、一例として最大値Ｌが１５の場合、二進整数として、ｊ０＋２・ｊ１＋４／ｊ２＋８・ｊ３で表される。バレル・シフタの第１段は、二進桁ｊ３の値が０か１かに応じて、サンプル値１ないし１３５または９ないし１４３のいずれかから成るように、１３５個のタップを選択する。１３５個の選択値から、更にｊ２の値が０か１かに応じて、既に選択されている値１ないし１３１または５ないし１３５のいずれかとなるように、１３１個の値を選択する。次いで、これら１３１個の値から、ｊ１に応じて、既に選択されている値１ないし１２９または３ないし１３１のいずれかとなるように、１２９個の値を更に選択する。最後に、ｊ０は、既に選択されている数値１ないし１２８または２ないし１２９が選択されているか否かについて判定を行う。この手法の利点は、切り替え位置の全数が、１２８個のＬ−極スイッチに対する１２８Ｌと比較して、約２^*１２８ｌｏｇ₂（Ｌ）個となり、Ｌ＝１５の複雑度の場合約２：１の減少となり、Ｌの値が大きくなる程節約も多くなることにある。以上、第１信号をどのようにしてデコードし減算するかについて説明した。各繰り返しの後、特定の移動機に対して１つのシンボルがデコードされ、次いで２番目に最も強い移動機信号のアクセス・コードに変更し、新たな繰り返しを実行する。各信号をデコードした後、当該シンボルを示す最大値をセーブする。その複素値は、当該信号の位相および振幅の尺度であり、先に本願にも含まれるものとした参考文献に記載されているように、チャネル・トラッカにおいて平均を取り、信号位相がどの平面に位置するのかについて判定を行い、こうして当該シンボルのコヒーレントな検出を行うことを可能にする。追跡値の大きさは、次の１２８サンプル・シンボル間隔について信号強度順を予測し、異なる信号に対する異なるフェーディングを考慮するための処理の順序の再適応化を行うために用いることができ、信号強度が減少する順にデコード処理を維持することが可能となる。全てのレーク・タップを結合した後に識別された最大ＦＷＴ成分のインデックスは、信号減算サイクル上においてゼロにセットすべきＦＷＴ成分のインデックスを与える。図３および４の機械は、したがって、以下の少なくとも２つの別個のフェーズを備えることが好ましい。検出フェーズ：過去の履歴からチャネル・トラッカによって予測されたレイの到達時間および到達方向についてＦＷＴを算出し、有意なエネルギを含ませ、チャネル・トラッカが供給する重み係数を用いて、１２８個のビンにＦＷＴを蓄積する。次いで、最大蓄積値のインデックスを判定する。減算フェーズ：前述と同一のＦＷＴをレイ強度の降順で再度算出し、残余値の二次元変換を行う前に、前述のインデックスを有する各々の成分をゼロにセットし、最低から２番目のレイ強度のレイに対する次の二次元変換を行うための修正値を得る。加えて、「探索フェーズ」とも称し得る第３フェーズを備える。探索フェーズ：検出および減算フェーズでは用いられなかった少なくとも１つの他の到達時刻および／または到達方向について、二次元変換を行い、今後検出および減算に用いるべきレイの顕著な成長を検出する。先に本願にも含まれるものとした参考文献には、「再直交化reorthogonalizat ion)」と称する第４フェーズが望ましい場合があることも教示されている。この第４フェーズでは、検出、減算および探索フェーズを通じて他の信号を処理した後に、以前の信号−アクセス・コードを再利用し、既に決定されているインデックスを用いて、以前の信号に対して新たな減算フェーズを実行する。言い換えると、現シンボルのインデックスは既にわかっているので、検出フェーズを省略する。再直交化フェーズの目的は、他の信号の存在に起因する減算量内の誤りによる、以前の信号減算フェーズから残っている、見逃し誤りを低減することである。これらの誤りは、他の信号の強度に比例するが、最初の信号と相関付けられている。誤りの原因となる他の信号を除去し、したがってそれを元通りにした後、ＦＷＴを用いて新たな相関を行うことによって、誤りを検出することができる。次に、新たな減算フェーズによって誤りを除去する。これより、ビーム形成演算の好適な形式化について説明する。レイ強度Ｓのアレイ上に入射した信号から、以下の式のアンテナ列信号２３のベクトルＶが得られる。ここで、Ａは、複素値ａ（ｉ）の列ベクトルである。列信号のｓに対する帰属度およびアンテナ・チャネル利得係数ａ（ｉ）に対する帰属度は、いくらか任意であるので、以下のように、ａ１．．．ａ（ｎ）の値を正規化するように選択する。その理由は明らかとなろう。｜ａ１｜²＋｜ａ２｜²．．．．．．＋｜ａ（ｎ）｜²＝１各エレメントからのエネルギを最適に結台し、Ｓの信号源に向けて最大の指向性を得るビームを生成するためには、結合重み係数は、ａ（ｉ）の複素共役に等しくすべきである。即ち、結合信号は、以下のようにすべきである。ここで、＊は、複素共役を意味し、＃は複素転置を意味する。しかし、Ａ^# ．Ａ＝｜ａ１｜²＋｜ａ２｜²．．．．．．＋｜ａ（ｎ）｜²である。これは、前述において１に等しくセットした。したがって、結果は単にｓとなり、ｓは、アレイによって傍受される全信号エネルギと同等とし得ることを示す。ビーム形成行列Ｂは、したがって、Ｓを受信するために必要なビームに対して、Ａ^# に等しい行を含まなければならない。これまでのところ、Ｂの他の行は定義されていないが、Ｓのビーム内の成分をゼロにセットし、Ｂの逆を乗算した後、信号Ｓは全てのアンテナ・エレメント値から消失していなければならないという追加要件を加えた後直ちにそのようになる。したがって、受信信号Ｖのベクトルにビーム形成行列Ｂを乗算すると、次の式が得られる。ここで、「ｓ」は、所望の信号レイであり、ｓ１，ｓ２は他の信号またはその混合に対応する。Ｓに対応する出力をゼロにセットすることは、次のベクトルを結果から減算することと同一である。Ｂの逆を乗算した後、以下の式が得られる。Ｂ^-1・（（Ｂ・Ｖ）−Ｓ）＝Ｖ−Ｂ^-1・Ｓこれは、Ｂ^-1・Ｓが全てのアンテナ・エレメントにおいてＳの成分を打ち消す場合、ゼロに等しくなければならない。したがって、以下のようになる。この式は、信号Ｓのビームに対応するＢ^-1の列は、係数ａ（ｉ）のベクトルに等しいことを示す。逆の定義によるＮｘＮ単位行列のためＢ・Ｂ^-1＝Ｉであるので、Ｂの行＝（ａ１^*，ａ２^*，ａ３^*．．．．ａ（ｎ）^*）、Ｂの列が｜ａ１｜²＋｜ａ１｜²．．．．．．＋｜ａ（ｎ）｜²＝１とし、対角線上に「１」を与えると、これは一定となるが、Ｂの他の行に逆の同一列を乗算したものはゼロを与えなければならない。何故なら、単位行列Ｉの対角線以外のエレメントはゼロだからである。Ｂの他の全ての行は、したがって、ａ（ｉ）値によって形成されるＢ^-1の列に対して直交でなければならない。Ｂの他のいずれかの行を（ｒ１，Ｒ２．．．．ｒ（ｎ））で示すと、以下の式が得られなければならない。ｒ１．ａ１＋ｒ２．ａ２＋ｒ３．ａ３．．．．．＋ｒ（ｎ）．ａ（ｎ）＝０また、任意に、ｒ１²＋ｒ２²＋Ｒ（ｎ）²＝１を要件とすることも可能である。１つの行が所与のベクトルに等しく、他の全ての行がそれに直交し、いずれかの行のモジュロの二乗(mohuli squared)の和が１が等しくなるように構築された行列を正規直交行列と呼び、グラム−シュミット正規直交化(gram-Schmidt orthonor malization)の公知のプロセスによって構築することができる。値を他の行に割り当てる際に、ある程度の自由度があり、必要であれば、行列内のゼロの全数を最大にするように、これを行うことができる。これは先に示した通りである。したがって、１つの行を、Ｎ個のアンテナ・エレメント列における受信信号の利得および位相の共役に等しくセットし、他のＮ−１行をグラム・シュミット正規直交化によって構築することにより、ビーム形成行列の構築が可能であることが示された。バトラ行列またはその数値対応物である離散フーリエ変換を用いて、ビーム形成器の他の形式を作ってもよい。円筒２１の周囲に規則的に配置されたＮ個のアンテナ・エレメント列２０からの信号の集合をバトラ行列８０に接続する。バトラ行列８０は、Ｎ個の変換信号出力を生成し、正規直交特性を有するＮｘＮ離散フーリエ変換行列によって、Ｎ個の入力信号に関係付ける。信号が、徐々に変化しつつある方向ＴＨＥＴＡからアレイに衝突する場合、エレメントにおいて受信される信号パターンは、アレイ周囲で徐々に移動し、エレメント１つだけシフトした、ＴＨＥＴＡの値２Ｐｉ／Ｎだけ早いパターンと同一となる。バトラ行列変換値は、その振幅がＴＨＥＴＡの初期値、同様にＴＨＥＴＡ−２Ｐｉ／Ｎにおける値と等しくなるが、一方変換値の位相シフトは、２Ｐｉ／Ｎの倍数だけ変化する。実際、変換値の振幅はＴＨＥＴＡの全ての値に対してほぼ同一であり、位相のみがＴＨＥＴＡの倍数だけ変化する。したがって、エレメント信号の所望の加重は、一定の振幅整形によって、十分な精度に与えることができる。一定の振幅整形は、振幅整形ユニット８１において異なる利得または減衰係数ｃ１，ｃ２.. ..ｃ（ｎ）を適用することによって行う。振幅整形ユニット８１は、必要であれば、変換成分１ないしＮに対して、固定の位相変化を挿入することも可能であり、一方フェージング・ユニット(phasing unit)８２は、各変換および振幅整形値の位相を、到達角度ＴＨＥＴＡの方向の倍数だけ変化させる。最後に、２Ｐｉ／Ｎの倍数だけ離間されたＮ個のビームに必要な位相を同時に与えるようにフェージング・ユニット８２を選択した場合、フェージング・ユニット８２は逆バトラ行列（または、数値ドメインにおいては、逆フーリエ変換）となる。図５には、入力バッファがバトラ行列ユニット８０および振幅整形器８１の出力に転送されていることが示されている。これが可能なのは、バトラ行列ユニット８０および振幅整形器８１によって実行される機能は、到達方向にも到達時刻にも依存せず、サンプル毎に行うことができ、その結果はバッファ７２内に保持することができるからである。次に、前述のバリア・シフタ（図示せず）がＮ個のバッファの各々の１２８＋Ｌ箇所の位置から１２８箇所を選択し、１２８個のフェージング・ユニット８２へのＮ個の入力を形成し、特定の到達時刻および到達方向を有するレイに対するビーム形成が完了する。振幅整形ユニット８１またはバトラ行列８０によって入力バッファ７２を逆変換する必要がないのであれば、信号検出および減算の後、残余信号のみを逆変換すればよい。図４に示す入力バッファに入力する前に、バトラ行列８０および振幅整形器８１の固定変形を行うことの利点は、ビーム形成ユニット７０が単にフェージング・ユニット８２となり、信号の位相を結合する前にそれを変更するだけで済み、振幅に加重を行わなくてもよいことにある。フェージング・ユニット８２は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いると、更に効率的に実施することができる。ＦＦＴは、開始角度ＴＨＥＴＡから２Ｐｉ／Ｎの間隔でビームを生成し、以下の係数によって与えられる入力値に固定位相傾斜を適用することによって実施する。１，ＥＸＰ（ＴＨＥＴＡ），ＥＸＰ（２・ＴＨＥＴＡ），ＥＸＰ（３・ＴＨＥＴＡ）．．．．．ここで、ＴＨＥＴＡは０とＰｉ／Ｎとの間、または−Ｐｉ／Ｎと＋Ｐｉ／Ｎとの間である。この場合のＴＨＥＴＡは、２Ｐｉ／Ｎ未満の精度の微細な到達方向分解能を表し、一方ＦＦＴはビームを２Ｐｉ／Ｎの刻みで分解する。図５を図４と組み合わせると、数値の二次元アレイの一方の次元において動作するカスケード状のＦＦＴプロセッサが示される。ＦＷＴプロセッサは第２の次元で動作する。ＦＷＴおよびＦＦＴは双方とも、ウォルシュ−フーリエ変換の系列であり、「ツイドリング(twiddling)：いじくり回す」として知られる工程の適用においてのみ相違する。高速ウォルシュ・フーリエ変換には、和および差を計算する「バタフライ」と呼ばれる値の対を結合する段、および「ツイドリング」と呼ばれる、固定量だけ複素和および差の位相を回転させる段が散在する。純粋なフーリエ変換は、連続する２つバタフライ段毎にその間にツイドリングを有し、一方純粋な高速ウォルシュ変換はツイドリング段を有していない。混成ウォルシュ−フーリエ変換は、いくつかのツイドリング段を有する。二次元フーリエ変換は、一例であり、ツイドリング段を１つ省略したものである。数値の三次元アレイ上のフーリエ変換は、１つの大きなベクトル内に配列された全数値上で動作する１Ｄフーリエ変換と同様に構成されるが、２つのツイドリング段等を省略する。即ち、Ｍ次元フーリエ変換を行う際に、Ｍ−１個のツイドリング段が省略される。図５のフェージング・ユニット８２および図４のＦＷＴプロセッサ７１では、単一べクトル内に配列された１２８ｘＮ個の値全ての大きな一次元変換を用いることによって、非常に効率的に結合変換を行うことができ、１２８点ＦＷＴ部分に対応する６つのツイドリング段が省略される。これは、各次元毎に２つのデータ値を有する七次元フーリエ変換と同等であり、更に、ＦＷＴ部分によって、ＦＦＴの二次元カスケードに対応する１つのツイドリング段が省略される。一例をあげることにより、これは一層明確となろう。高速ウォルシュ−フーリエ変換は、データ・アレイ全体が２の累乗に等しい数の値から成る場合に、最も効率的に構築することができる。したがって、ビーム数Ｎを２の累乗となるように、例えば、３２に選択すれば、サイズ１２８のＦＷＴ部分は既に２の累乗であるので、データ値の総数は３２ｘ１２８即ち４０９６となる。これは２¹²である。２¹²ＦＦＴは通常１２のバタフライ段、およびそれらの間の１１のツイドリング段から成る。しかしながら、本願では、必要な変換は、以下のサイズの値の八次元アレイの八次元変換である。３２ｘ２ｘ２ｘ２ｘ２ｘ２ｘ２ｘ２＝合計で４０９６個の値したがって、ツイドリング段の数は８−１＝７に削減され、１１の内４つが残るだけとなる。これは４０９６点ＦＷＴで対処可能である。残りの４つは、３２点ＦＦＴ部分の最初の５つのバタフライ段間に位置するものに対応する。したがって、ツイドリング段を適宜削除するようにプログラムされた、一般化された単一次元高速ウォルシュ−フーリエ変換を用いて、一方のデータ平面内のＦＦＴビーム形成器８２の、第２データ平面内のＦＷＴデコーダ７１とのカスケード化が可能であることをこれまでに示した。このようなデバイスを十分に、効率的に、かつ経済的に構築すれば、使用しないＦＷＴまたはビームの計算を省略することには関心がなくなり、あらゆるレイ毎に集合全体を計算することを一層簡素化することが可能となる。更に別の変形として、各レイ毎に独立して図５におけるＴＨＥＴＡの値をカスタム化することによって形成される、レイに対する正確なビーム方向は、高精度の信号減算を得る際にのみ関係するに過ぎないことを注記しておく。検出フェーズにおける高精度信号検出は、ＴＨＥＴＡ−０を用いるビームの集合のみを計算することによって行うことができ、その場合、２つのビームの中間の到着方向を偶然に有する特定の信号が、これら２つの隣接するビームにおいて出現し、２つのレイとして現れる。しかしながら、チャネル・トラッカ７３が２つの隣接するビームに対して適切な係数を供給する限り、正確な検出が得られる。とは言え、減算フェーズは、ＴＨＥＴＡの正確な値を用い、計算したビームの１つのみに信号が現れ、それ以外では削除されるようにすることが好ましい。必要とされるＴＨＥＴＡの値は、検出に用いた２つの隣接するビームに対するレーク係数から、チャネル・トラッカによって判定することができる。更に別の変形では、変換成分をゼロにセットする代わりに、検出したばかりのシンボル値に対するチャネル・トラッカを更新して次の値を予測した後に、逆変換を行う前に変換成分から更新した予測値を減算する。各変形毎に全ての利点および欠点(pros and cons)について詳細な分析を行うのは、本願の範囲を超えるものである。変形の選択は、特定の実施の正確なパラメータ、例えば、アンテナ列の数、ウォルシュ−アダマール・コードワードのサイズ、信号帯域幅、トラフィック容量、および計算の実施がプログラマブル信号プロセッサ、ハードワイヤ・ロジックまたは特定用途集積回路（ＡＳＩＣ）のどれによって行われるのかによって異なり、その能力は、シリコン集積技術における急速な発展により増々向上しつつある。当業者によって可能な、信号（またはコード）空間および空間次元（またはアンテナ・ビーム空間）双方における本発明の信号減算復調原理を組み込んだ変形は全て、以下の請求の範囲に記載されている本発明の範囲および精神に該当するものと見なすこととする。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】１．複数の移動局と改良された基地局とを備え、前記移動局からの信号を受信し、そこから送信された情報担持信号をデコードする通信システムであって、支持構造周囲に配置されたアンテナ・エレメントを備え、前記複数の移動局から送信される信号を受信し、各アンテナ・エレメントから出力信号を発生するアンテナ手段と、前記アンテナ・エレメントの各々からの信号を増幅し、濾波し、かつ変換して、処理のために対応する数の変換信号とする変換手段と、前記変換信号の多数のサンプルを一時的に記憶する記憶手段と、前記記憶したサンプルを繰り返し連続的に処理し、再処理することにより、前記移動局の各々からの前記情報を順番にデコードする処理手段であって、該処理手段が行う前記処理は、前記記憶したサンプルから、前記移動局の１つが送信した情報シンボルを識別することにより、前記情報担持信号をデコードし、前記記憶したサンプルからの前記識別した情報シンボルに応じて値を減算することにより、デコードしたばかりの信号と以降の繰り返しにおいてデコードされる信号との間の干渉を低減する処理手段と、から成る通信システム。２．請求項１記載の通信システムにおいて、前記移動局の内、少なくともいくつかが、同時に同一無線周波数チャネルを用いて前記情報を送信する通信システム。３．請求項１記載の通信システムにおいて、前記移動局の内少なくともいくつかが、符号分割多元接続信号を送信する通信システム。４．請求項１記載の通信システムにおいて、前記処理手段が、更に、それぞれのアンテナ・エレメントから変換され、記憶された前記サンプルの内対応するものを結合し、前記移動局の特定の１つが位置する特定の方向から受信した信号を強める手段を備える通信システム。５．請求項１記載の通信システムにおいて、前記連続的にデコードされた信号が、受信信号強度の降順で選択される通信システム。６．請求項４記載の通信システムにおいて、前記結合する手段は、複素ビーム形成係数の集合を重みとして用いて、前記結合値の加重和を計算する通信システム。７．請求項６記載の通信システムにおいて、前記ビーム形成係数は、各繰り返し毎に、当該繰り返しにおいてデコードされる信号を強めるように構成される通信システム。８．請求項１記載の通信システムにおいて、前記処理手段が、同一時点における各アンテナからの信号サンプルを前記変換手段によって変換したものから成る前記記憶サンプルの群を結合し、対応する時点において、複数の到達方向から受信した信号に対するビーム・サンプルを生成するビーム形成手段を備える通信システム。９．請求項８記載の通信システムであって、更に、前記複数の到達方向の内同一方向から連続する時点に受信した前記ビーム・サンプルを処理し、前記移動局の１つから送信され、前記改良された基地局において前記到達方向から受信された、前記識別したシンボルを識別するＣＤＭＡ逆拡散手段を備える通信システム。１０．請求項９記載の通信システムにおいて、前記ＣＤＭＡ逆拡散手段が、ウォルシュ−アダマール変換を計算し、各々、許容アルファベット情報シンボルの１つに対応する、多数のウォルシュ・スペクトル成分を得る通信システム。１１．請求項１０記載の通信システムにおいて、前記識別されたシンボルは、前記ウォルシュ・スペクトル成分の内最大のもの、および前記許容アルファベット・シンボルからの対応するシンボルを判定することによって識別する通信システム。１２．請求項１１記載の通信システムにおいて、前記最大のウォルシュ・スペクトル成分は、最大と判定された後、ゼロにセットされる通信システム。１３．請求項１２記載の通信システムにおいて、前記ウォルシュ・スペクトルは、前記最大成分をゼロにセットした後、逆ウォルシュ−アダマール変換され、修正ビーム・サンプルを得る通信システム。１４．請求項１３記載の通信システムにおいて、前記修正ビーム・サンプルは、逆ビーム形成手段を用いて結合され、修正記憶サンプルを得て、以降の繰り返しを行う前に、前記記憶サンプルの元のものと置換し、異なる移動送信機からのシンボルをデコードする通信システム。１５．複数の移動局と、各々割り当てられたアクセス・コードの補助によって前記移動局から送信される信号を受信し、前記送信においてエンコードされた許容アルファベット・シンボルに属する情報シンボルをデコードする、改良された基地局とから成る通信システムであって、支持構造周囲に配置されたアンテナ・エレメントを備え、前記複数の移動局から送信される信号を受信し、各アンテナ・エレメントから出力信号を発生するアンテナ手段と、前記アンテナ・エレメントの各々からの信号を増幅し、濾波し、かつ変換して、処理のために対応する数の変換信号とする変換手段と、連続する時点において前記アンテナ・エレメントの各々から変換された前記信号の多数のサンプルを一時的に記憶する記憶手段と、前記移動局の第１のものに割り当てられた前記アクセス・コードの１つを用いて、前記記憶サンプルを処理し、変換サンプルの二次元アレイを生成する二次元数値変換手段であって、前記変換サンプルは、前記第１移動局によって送信された信号の前記基地局において可能な異なる到達方向に対応する前記二次元アレイの一方の次元に沿って位置すると共に、変換サンプルは、許容アルファベット・シンボル内の前記情報シンボルの異なるものとの相関に対応する、前記二次元アレイの他方の次元に沿って位置する、二次元数値変換手段と、から成る通信システム。１６．請求項１５記載の通信システムにおいて、前記用いられるアクセス・コードとして、前記基地局において最大の信号強度で受信された移動局に割り当てられたアクセス・コードを選択する通信システム。１７．請求項１５記載の通信システムにおいて、前記情報シンボルの１つの前記デコード処理は、前記変換サンプルの内最大のものを判定することにより、前記許容アルファベット・シンボルに属する１つのシンボル、および前記情報シンボルがエンコードされた、前記信号の到達方向も識別する通信システム。１８．請求項１５記載の通信システムにおいて、前記情報シンボルの１つの前記デコード処理は、結合係数の集合を用いて前記到達方向次元に沿って隣接して位置する前記変換サンプルを結合し、変換サンプルの前記二次元アレイの他方の次元における各位置毎に結合値を生成することから成る通信システム。１９．請求項１８記載の通信システムであって、更に、前記結合値の内最大のものを判定し、これによって前記デコードされた情報シンボルを識別する通信システム。２０．請求項１７記載の通信システムにおいて、前記シンボルを識別した後、前記変換サンプルの内最大のものをゼロにセットする通信システム。２１．請求項２０記載の通信システムであって、更に、１つのサンプルがゼロにセットされた前記変換サンプルを変換し、修正記憶サンプルを得て、前記記憶手段に記憶する逆二次元変換手段を備える通信システム。２２．請求項２１記載の通信システムであって、更に、第２移動局に割り当てられたアクセス・コードと共に前記二次元変換手段を用いて、前記修正記憶サンプルを処理することにより、前記第２移動局が送信したシンボルを識別する手段を備える通信システム。２３．請求項２２記載の通信システムにおいて、前記第２移動局が送信したシンボルを識別した後、対応する変換成分をゼロにセットし、次いで逆二次元変換を実行し、更に修正した記憶サンプルを生成する通信システム。２４．請求項２３記載の通信システムにおいて、前記更に修正した記憶サンプルを、連続的に選択したアクセス・コードを用いて繰り返し処理し、前記アクセス・コードが割り当てられた移動局から送信されたシンボルを連続的に識別し、各シンボルを識別した後に、変換成分をゼロにセットし、逆変換を行うことによって、前記記憶サンプルを更に修正する通信システム。２５．請求項２４記載の通信システムにおいて、前記連続的に選択されたアクセス・コードは、連続的に信号強度の降順で、前記基地局において受信された移動局に割り当てられる通信システム。２６．複数の移動局と、各々割り当てられたアクセス・コードの補助によって前記移動局から送信される信号を受信し、前記送信においてエンコードされた許容アルファベット・シンボルに属する情報シンボルをデコードする、改良された基地局とから成る通信システムであって、支持構造周囲に配置されたアンテナ・エレメントを備え、前記複数の移動局から送信される信号を受信し、各アンテナ・エレメントから出力信号を発生するアンテナ手段と、前記アンテナ・エレメントの各々からの信号を増幅し、濾波し、かつ変換して、処理のために対応する数の変換信号とする変換手段と、連続する時点において前記アンテナ・エレメントの各々から変換された前記信号の多数のサンプルを一時的に記憶する記憶手段と、前記移動局の第１のものに割り当てられた前記アクセス・コードの１つを用いて、前記記憶されたサンプルを処理し、変換サンプルの二次元アレイを生成する二次元数値変換手段であって、前記変換サンプルは、前記第１移動局によって送信された信号の、前記基地局において可能な異なる到達方向に対応する前記二次元アレイの一方の次元に沿って位置すると共に、変換サンプルは、前記相関付けられたサンプルと前記情報シンボルとの間に指定された時間シフトを用いて、サンプルを許容アルファベット・シンボル内の前記情報シンボルの異なるものと相関付けすることに対応する、前記二次元アレイの他方の次元に沿って位置する、二次元数値変換手段と、伝搬経路内の物体からの信号反射に起因する前記信号の遅延エコーに対応する、前記第１移動局からの信号の遅延受信に対応する複数の前記時間シフトについて、前記二次元変換を繰り返す手段と、から成る通信システム。２７．請求項２６記載の通信システムであって、更に、有意の強度の前記エコーの各々の到達方向および対応する到達時刻を予測し、前記二次元数値変換手段によって想定された前記可能な異なる到達方向、および前記相関に用いるように指定された前記時間シフトをこれに適合させる手段を備える通信システム。２８．請求項２７記載の通信システムであって、更に、重み係数の集合を用いて、前記予測方向および到達時刻に対応する変換成分を結合し、前記許容アルファベット・シンボルにおいて、各シンボルとの相関に対応する結合値の集合を得る結合手段を備える通信システム。２９．請求項２８記載の通信システムにおいて、最大の大きさを有する前記結合値の１つを判定し、これによって前記第１局が送信したシンボルを識別する通信システム。３０．請求項２９記載の通信システムであって、更に、前記識別したシンボルに対応し、かつ前記予測方向および到達時刻に対応する２つのゼロ二次元変換成分をセットし、前記シンボル、時間および方向対応成分をゼロにセットした後、前記変換成分を逆変換し、修正した記憶サンプル値を得る手段を備える通信システム。３１．請求項３０記載の通信システムであって、更に、連続的に選択したアクセス・コードを用いて前記修正記憶サンプルを繰り返し再処理し、前記選択したアクセス・コードが割り当てられた前記移動局が送信するシンボルを順に識別し、各繰り返しの後に、次の繰り返しにおける処理のために、更に修正した記憶サンプルを発生する手段を備える通信システム。３２．請求項３１記載の通信システムにおいて、前記アクセス・コードが割り当てられた対応する移動局の受信信号強度の降順に、当該アクセス・コードを選択される通信システム。３３．複数の移動局と改良された基地局とを備え、各々割り当てられたアクセス・コードの補助により、前記送信においてエンコードされた、許容アルファベット・シンボルに属する情報シンボルをデコードする通信システムにおいて、前記移動局から送信された信号を受信する方法であって、支持構造周囲に配置されたアンテナ・エレメントを有し、各アンテナ・エレメントから出力信号を発生するアンテナ手段において、前記複数の移動局から送信された信号を受信するステップと、前記アンテナ・エレメントの各々からの信号を増幅し、濾波し、変換し、処理のために対応する数の変換信号とするステップと、連続する時点において前記アンテナ・エレメントの各々から変換された前記信号の多数のサンプルを一時的に記憶するステップと、前記移動局の第１のものに割り当てられた前記アクセス・コードの１つを用いて、前記記憶されたサンプルを処理し、変換サンプルの二次元アレイを生成するステップであって、前記変換サンプルは、前記第１移動局によって送信された信号の、前記基地局において可能な異なる到達方向に対応する前記二次元アレイの一方の次元に沿って位置すると共に、変換サンプルは、前記相関付けられたサンプルと前記情報シンボルとの間に指定された時間シフトを用いて、サンプルを許容アルファベット・シンボル内の前記情報シンボルの異なるものと相関付けすることに対応する、前記二次元アレイの他方の次元に沿って位置する、ステップと、伝搬経路内の物体からの信号反射に起因する前記信号の遅延エコーに対応する、前記第１移動局からの信号の遅延受信に対応する複数の前記時間シフトについて、前記二次元変換を繰り返すステップと、から成る方法。３４．請求項３３記載の方法であって、更に、有意の強度の前記エコーの各々の到達方向および対応する到達時刻を予測し、前記二次元数値変換手段によって想定された前記可能な異なる方向、および前記相関に用いるように指定された前記時間シフトをこれに適合させるステップを含む方法。３５．請求項３４記載の方法であって、更に、重み係数の集合を用いて、前記予測方向および到達時刻に対応する変換成分を結合し、前記許容アルファベット・シンボルにおいて、各シンボルとの相関に対応する結合値の集合を得るステップを含む方法。３６．請求項３５記載の方法において、最大の大きさを有する前記結合値の１つを判定し、これによって前記第１局が送信したシンボルを識別する方法。３７．請求項３６記載の方法であって、更に、前記識別したシンボルに対応し、かつ前記予測方向および到達時刻に対応する２つのゼロ二次元変換成分をセットし、前記シンボル、時間および方向対応成分をゼロにセットした後、前記変換成分を逆変換し、修正した記憶サンプル値を得るステップを含む方法。３８．請求項３７記載の方法であって、更に、連続的に選択したアクセス・コードを用いて前記修正記憶サンプルを繰り返し再処理し、前記選択したアクセス・コードが割り当てられた移動局が送信するシンボルを順に識別し、各繰り返しの後に、次の繰り返しにおける処理のために、更に修正した記憶サンプルを発生するステップを含む方法。３９．請求項３８記載の方法において、前記アクセス・コードが割り当てられた対応する移動局の受信信号強度の降順に、当該アクセス・コードを選択する方法。