DE69712347T2

DE69712347T2 - Kombinierte subtraktive störungsunterdrückungs- und raumdiversitysignalverarbeitung in einem zellularen cdma-nachrichtenübertragungssystem

Info

Publication number: DE69712347T2
Application number: DE69712347T
Authority: DE
Inventors: W. Dent
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-09-04
Filing date: 1997-08-12
Publication date: 2002-11-28
Anticipated expiration: 2017-08-13
Also published as: AU4060997A; ID17335A; US5831977A; CN1235720A; TW456120B; KR20000068464A; EP0923817A1; EP0923817B1; DE69712347D1; CA2264860A1; JP2001501390A; AU722689B2; WO1998010537A1

Description

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem und stellt eine verbesserte Kapazität bei zellularen drahtlosen Telefonsystemen unter Verwendung von Codevielfachzugriffsverfahren zusammen mit Basisstations- Aufnahmesystemen unter Verwendung von Antennenfeldern zur Verfügung.

Hintergrund der Erfindung

Die Zellulartelefon-Industrie hat in den Vereinigten Staaten und in der gesamten übrigen Welt phänomenale Fortschritte in Bezug auf kommerzielle Operationen gemacht. Ein Wachstum in Gebieten von Hauptmetropolen hat Erwartungen weit überstiegen und geht über die Systemkapazität hinaus. Wenn dieser Trend anhält, werden die Auswirkungen eines äußerst schnellen Wachstums bald sogar die kleinsten Märkte erreichen. Innovative Lösungen sind erforderlich, um diese Notwendigkeiten einer größer werdenden Kapazität sowie zum Beibehalten eines Dienstes hoher Qualität und zum Vermeiden steigender Preise erforderlich.
Gegenwärtig wird ein Kanalzugriff unter Verwendung eines Frequenzvielfachzugriffs-(FDMA = Frequency Division Multiple Access), Zeitvielfachzugriffs-(CDMA = Time Division Multiple Access) und Codevielfachzugriffs-(CDMA = Code Division Multiple Access)Verfahren erreicht. Bei FDMA- oder TDMA- Systemen oder Hybriden FDMA/TDMA-Systemen besteht das Ziel im Sicherstellen, dass zwei potentiell interferierende bzw. sich störende Signale nicht dieselbe Frequenz gleichzeitig besetzen. Gegensätzlich dazu lässt CDMA zu, dass sich Signale sowohl bezüglich der Zeit als auch bezüglich der Frequenz überlagern. Somit nutzen alle CDMA-Signale gemeinsam dasselbe Frequenzspektrum. Entweder im Frequenz- oder im Zeitbereich scheinen die Vielfachzugriffssignale übereinander zu sein. Hauptsächlich wird der Informations-Datenstrom, der zu senden ist, einem Datenstrom mit einer viel höheren Bitrate aufgeprägt, der durch einen Pseudozufalls-Codegenerator erzeugt wird. Der Informations-Datenstrom und der Datenstrom hoher Bitrate werden durch Multiplizieren der zwei Bitströme miteinander kombiniert. Diese Kombination des Signals höherer Bitrate mit dem Datenstrom niedrigerer Bitrate wird Codieren oder Spreizen bzw. Streuen des Informations-Datenstromsignals genannt. Jeder Informations-Datenstrom oder -Kanal wird einem eindeutigen Streucode zugeteilt. Eine Vielzahl von codierten Informationssignalen wird auf Funkfrequenz-Trägerwellen gesendet und gemeinsam als zusammengesetztes Signal beim Empfänger empfangen. Jedes der codierten Signale überlagert alle der anderen codierten Signale, sowie auf ein Rauschen bezogene Signale, sowohl bezüglich der Frequenz als auch der Zeit. Durch Korrelieren des zusammengesetzten Signals mit einem der eindeutigen Codes wird das entsprechende Informationssignal isoliert und decodiert.
Es gibt eine Anzahl von Vorteilen, die zu CDMA- Kommunikationstechniken gehören. Die Kapazitätsgrenzen von auf CDMA basierenden zellularen Systemen sind derart projiziert, dass sie bis zu dem 20-fachen von denjenigen einer existierenden analogen Technologie sind, und zwar als Ergebnis der Eigenschaften eines Breitband-CDMA-Systems, wie beispielsweise einer verbesserten Codierverstärkungs- Modulationsdichte, einer Sprachaktivitäts-Torsteuerung, einer Sektorisierung und einer Wiederverwendung desselben Spektrums in jeder Zelle. CDMA ist virtuell immun gegenüber einer Mehrwege-Interferenz und eliminiert und ein Fading bzw. einen Schwund und eine Statik zum Erhöhen der Leistung in Stadtgebieten. Ein CDMA-Senden von Sprache durch einen Decodierer mit hoher Bitrate stellt eine überlegene, realistische Sprachqualität sicher. CDMA sorgt auch für variable Datenraten, was zulässt, dass viele unterschiedliche Stufen von Sprachqualität angeboten werden. Das verschlüsselte Signalformat von CDMA eliminiert ein Übersprechen vollständig und macht es sehr schwierig und kostenaufwändig, Anrufe abzuhören oder zu verfolgen, was eine größere Privatheit für Anrufer und eine größere Immunität vor einem Betrug bezüglich Luft/Zeit sicherstellt.
Das US-Patent Nr. 5,151,919 beschreibt ein Codevielfachzugriffs-System, bei welchem sich überlagernde Signale, die unter Verwendung unterschiedlicher Zugriffscodes codiert sind, bei einem Empfangssystem empfangen werden und in einer Reihenfolge von kleiner werdender Signalstärke decodiert werden, wobei stärkere Signale subtrahiert werden, nachdem sie decodiert sind, und bevor ein Decodieren von schwächeren Signalen versucht wird. Das Patent offenbart ein bevorzugtes Verfahren einer Subtraktion, die ein Transformieren des empfangenen Signals zu einem Symbol-Raum- Bereich enthält, um das Symbol zu identifizieren, das am wahrscheinlichsten gesendet ist, und darauf folgend ein Setzen des Werts auf Null, der mit dem Symbol im Symbol-Raum- Bereich identifiziert ist, wodurch dieses Signal entfernt wird. Eine inverse Transformation bringt die Restwerte zum ursprünglichen Bereich für eine iterative Verarbeitung durch Durchführung einer Transformation zum Symbol-Raum des nächsten Signals, das zu decodieren ist, zurück, und so weiter.
Das US-Patent Nr. 5,353,352 offenbart, wie Zugriffscodes auszubilden sind, die zum Unterscheiden unterschiedlicher mobiler Übertragungen bzw. Sendungen auf derselben Frequenz zu bilden sind, und zwar geeignet zur Verwendung bei einer subtrahierenden Demodulation.
Das US-Patent Nr. 5,218,619 beschreibt ein verbessertes Verfahren einer subtrahierenden Demodulation, wobei eine zweite Subtraktion eines zuvor subtrahierten Signals nach einem Subtrahieren anderer intervenierender Signale durchgeführt wird, um Restfehler auszulöschen, die von der ersten Subtraktion gelassen sind, und zwar veranlasst durch das ursprüngliche Vorhandensein der intervenierenden Signale.
Keines der oben enthaltenen Patente offenbart ein Durchführen einer zweidimensionalen Transformation von einem Antennenraum/Zeitbereich zu einem Symbolbereich/Ankunftsrichtungs-Zeitbereich. Die oben enthaltenen Patente beruhen darauf, einen Stand der Technik für die Technik einer Subtraktionsdemodulation von codierten Signalen zu liefern, und zum Durchführen einer Signalsubtraktion durch Nullsetzen in einem Transformationsbereich.
Das US-Patent Nr. 5,619,503 offenbart verschiedene Wege zum Verwenden eines Antennenfelds zum Empfangen von Mehrfachsignalen aus unterschiedlichen Richtungen unter Verwendung derselben Frequenzbandbreite. Mathematische Transformationen, die Matrizenoperationen enthalten, sind offenbart, wobei ein aus einer gegebenen Richtung empfangenes Signal unterschieden werden kann, während gleichzeitig interferierende Signale auf Null gesetzt werden, die aus anderen Richtungen empfangen werden. Somit können mehrere Signalübertragungen dieselbe Frequenzbandbreite unter der Voraussetzung gemeinsam nutzen, dass die Senderrichtungen relativ zur Empfangsantenne ausreichend unterschiedlich sind. Wenn die Richtungen von zwei Sendern nahezu übereinstimmen, wird die Matrizenlösung undefiniert und können die Sender nicht unterschieden werden. Ein alternatives Verfahren ist für solche Fälle offenbart, wobei, anstelle eines Versuchens, Signale durch eine Matrizenkombination der Signale von den Antennenelementen zu trennen, ein von jedem Sender empfangenes Symbol hypothetisiert wird, und die erwarteten entsprechenden empfangenen Signale bei jedem Antennenelement unter Verwendung von Abschätzungen über eine Ankunftsrichtung berechnet werden. Die Summe von Signalen, die bei einem jeweiligen Antennenelement erwartet werden, wird mit dem tatsächlichen Wert bei einem jeweiligen Antennenelement verglichen, und die quadratischen Differenzen werden zum Bilden eines Maßes verwendet, das die Wahrscheinlichkeit anzeigt, dass die Symbolhypothesen richtig sind. Ein Prozessor für eine maximale Wahrscheinlichkeit identifiziert dann die Hypothese, die die höchste Wahrscheinlichkeit hat, dass sie richtig sind. Die Komplexität eines solchen Prozessors für eine maximale Wahrscheinlichkeit ist proportional zu 2N, wobei N die Anzahl von sich überlagernden Signalen ist.
Das US-Patent Nr. 5,790,606 offenbart ein Verwenden eines Feldes von Antennenelementen zum Empfangen von Signalen von einer Vielzahl von Sendern unter Verwendung derselben Frequenz mit einem Prozessor für eine maximale Wahrscheinlichkeit, der sequentiell entlang einer räumlichen Dimension arbeitet, welches die Dimension ist, entlang welcher die Antennenelemente beabstandet sind, wobei die Komplexität des Prozessors für eine maximale Wahrscheinlichkeit viel kleiner als proportional zu 2N ist und statt dessen proportional zu 2M hochgestellt ist, wobei M nur so groß wie die Untergruppe von Antennenelementen ist, die signifikante Signalstärken vom selben Sender empfangen. Somit werden die Antennenelementsignale nicht in direkt empfangene Signale entsprechend unterschiedlichen Senderrichtungen transformiert, sondern vielmehr werden unterschiedliche Sendersignale in erwartete Antennenelementsignale transformiert.
Die oben angegebenen Patente beruhen darauf, einen Hintergrund bezüglich des Standes der Technik zu geben, der Antennenfelder für einen verbesserten Empfang von Mehrfachsignalen unter Verwendung desselben Frequenzkanals verwenden.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist die Aufgabe der Erfindung, ein Kommunikationssystem und ein Verfahren zu schaffen, die eine größere Kommunikationskapazität oder -qualität zur Verfügung stellen. Diese Aufgabe wird durch ein Kommunikationssystem gemäß Anspruch 1 oder durch ein Verfahren gemäß Anspruch 33 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausführungsbeispiele und Verbesserungen sind in den abhängigen Ansprüchen aufgelistet.
Die nachfolgend zu beschreibende Erfindung ist gemäß einem Aspekt eine Verbesserung bezüglich des obigen Standes der Technik, wenn eine subtrahierende Demodulation von codierten Signalen gleichzeitig mit der Verwendung von Antennenfeldern zum Liefern einer Richtungsunterscheidung verwendet wird. Die Erfindung unterscheidet sich von einem Verwenden von Antennenfeldern nach dem Stand der Technik durch Vorsehen von Richtungsstrahlen und darauf folgendes Verarbeiten des Signals von einem Richtungsstrahl unter Verwendung einer subtrahierenden Demodulation. Eine solche Kombination wird als in den enthaltenen Referenzen als vorausgesetzt angesehen. Bei der Erfindung wird dann, wenn ein Signal decodiert und subtrahiert wird, es von allen Antennenelementsignalen subtrahiert, und daher verschwindet es nicht nur von dem Richtungsstrahl, in welchem es empfangen wird, sondern verschwindet es auch von allen anderen Strahlen, die unter Verwendung derselben Antennenelemente gebildet sind, selbst wenn diese anderen Strahlen eine wesentliche räumliche Überlagerung mit dem Signalstrahl haben.
Mobiltelefone senden codierte Signale zu wenigstens einer Basisstation. Die Basisstation gemäß der Erfindung ist mit einem Antennenfeld zum Empfangen von Signalen von einer Vielzahl von mobilen Stationen ausgestattet, die in unterschiedlichen Richtungen liegen, wobei die durch die mobilen Stationen gesendeten Signale Informationssymbole aufweisen, die aus einem orthogonalen Alphabet gewählt sind, welche unter Verwendung eines Zugriffscodes weiter verschlüsselt sind.
Signale von den Antennenfeldelementen mit gewichteten Summen der durch unterschiedliche mobile Stationen gesendeten Signale werden verstärkt, abwärtsgemischt bzw. -gefiltert und digitalisiert, um entsprechende Ströme von numerischen Abtastungen zu bilden, die einem Prozessor zugeführt werden, der eine Einrichtung zum Speichern numerischer Abtastungen und eine Einrichtung zum Durchführen arithmetischer Operationen an gespeicherten Abtastungen enthält. Der Prozessor ordnet bezüglich der Zeit von unterschiedlichen Antennenelementen in einem zweidimensionalen Feld sequentiell empfangene Abtastungen an, wobei eine Dimension den unterschiedlichen Antennenelementen entspricht und die andere Dimension der Zeit entspricht, d. h. eine Empfangssequenz, die hierin nachfolgend der Raum/Zeit-Bereich genannt wird.
Die numerischen Abtastungen werden unter Verwendung des Zugriffscodes eines ersten mobilen Senders entschlüsselt, und der Prozessor berechnet dann eine zweidimensionale Transformation des zweidimensionalen Felds von entschlüsselten Abtastungen, um ein zweidimensionales Feld von resultierenden Binärziffern zu erzeugen, wobei Binärziffern entlang einer Dimension den Symbolen im Alphabet entsprechen und Binärziffern in der anderen Dimension Kombinationen von Abtastungen entsprechen, die über unterschiedliche Antennenelemente empfangen werden, wodurch gerichtete Empfangsstrahlen in unterschiedlichen Richtungen geliefert werden, welche resultierenden Binärziffern hierin nachfolgend der Code/Raum-Bereich genannt wird.
Der Prozessor identifiziert die resultierende Binärziffer, die den größten Wert enthält, und identifiziert dadurch ein Symbol, das von der ersten mobilen Station empfangen ist, und eine Empfangsrichtung. Der Wert der Binärziffer wird dann auf Null gesetzt, und eine inverse zweidimensionale Transformation wird durchgeführt, um die restlichen Binärzifferwerte zum Raum/Zeit-Bereich zurück zu transformieren, wobei das gerade identifizierte Signal heraussubtrahiert worden ist. Die Abtastungen werden dann unter Verwendung des ersten Mobil-Zugriffscodes erneut verschlüsselt.
Der Prozess wiederholt dann ein Starten mit einem Entschlüsseln unter Verwendung eines zweiten Mobil- Zugriffscodes, und so weiter, bis ein Symbol von allen mobilen Sendern decodiert worden ist. Der gesamte Prozess wiederholt sich dann für sequentielle Symbolperioden, um eine Sequenz von empfangenen Symbolen von jedem mobilen Sender zu bilden.
Die Zugriffscodes der ersten mobilen Station, der zweiten mobilen Station, etc. gehören vorzugsweise zu mobilen Stationen, die in einer Reihenfolge kleiner werdender Signalstärke ausgewählt sind, so dass die stärksten mobilen Signale decodiert und aussubtrahiert werden, bevor schwächere mobile Signale decodiert werden, wodurch eine verbesserte Unterscheidung von sich überlagernden Signalen sowohl durch den Zugriffscode als auch die Ankunftsrichtung zur Verfügung gestellt wird, und wodurch zugelassen wird, dass eine größere Anzahl von Übertragungen bzw. Sendungen dieselbe Frequenzbandbreite gemeinsam nutzt.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Kommunikationssystem offenbart, das eine Vielzahl von mobilen Stationen und eine verbesserte Basisstation zum Empfangen von Signalen von den mobilen Stationen und zum Decodieren von informationstragenden Signalen, die von ihnen gesendet werden, aufweist. Eine Antenneneinrichtung mit Antennenelementen, die um eine Stützstruktur angeordnet sind, empfängt Signale, die von der Vielzahl von mobilen Stationen gesendet werden, und erzeugt Ausgangssignale von jedem Antennenelement. Eine Umwandlungseinrichtung verstärkt, filtert und wandelt Signale von jedem der Antennenelemente in eine entsprechende Anzahl von umgewandelten Signalen zur Verarbeitung um. Eine Speichereinrichtung speichert temporär eine Anzahl von Abtastungen der umgewandelten Signale. Eine Verarbeitungseinrichtung verarbeitet die gespeicherten Abtastungen iterativ und verarbeitet sie erneut sukzessiv, um die Information von jeder der mobilen Stationen in Aufeinanderfolge zu decodieren. Die durch die Verarbeitungseinrichtung zur Verfügung gestellte Verarbeitung identifiziert aus den gespeicherten Abtastungen ein Informationssymbol, das durch eine der mobilen Stationen gesendet wird, um dadurch das informationstragende Signal zu decodieren, und subtrahiert Werte in Abhängigkeit von dem identifizierten Informationssymbol von den gespeicherten Abtastungen, um dadurch eine Interferenz zwischen dem gerade decodierten Signal und dem bei einer darauf folgenden Iteration zu decodierenden Signal zu reduzieren.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Kommunikationssystem offenbart, das eine Vielzahl von mobilen Stationen aufweist, und eine verbesserte Basisstation zum Empfangen von Signalen, die von den mobilen Stationen gesendet werden, und zwar jeweils mit der Hilfe eines zugeordneten Zugriffscodes, und zum Decodieren von Informationssymbolen, die zu einem zugelassenen Alphabet von Symbolen gehören, die bei den Übertragungen bzw. Sendungen codiert sind. Eine Antenneneinrichtung mit Antennenelementen, die um eine Stützstruktur angeordnet sind, empfängt von der Vielzahl von mobilen Stationen gesendete Signale und erzeugt Ausgangssignale von jedem Antennenelement. Eine Umwandlungseinrichtung verstärkt, filtert und wandelt Signale von jedem der Antennenelemente in eine entsprechende Anzahl von umgewandelten Signalen zur Verarbeitung um. Eine Speichereinrichtung speichert temporär eine Anzahl von Abtastungen der umgewandelten Signale von jedem der Antennenelemente bei aufeinander folgenden Momenten bezüglich der Zeit. Eine Einrichtung für eine zweidimensionale numerische Transformation verarbeitet die gespeicherten Abtastungen unter Verwendung eines der Zugriffscodes, die einer ersten der mobilen Stationen zugeordnet sind, um ein zweidimensionales Feld von transformierten Abtastungen zu erzeugen, wobei die transformierten Abtastungen, die entlang einer Dimension des zweidimensionalen Felds liegen, unterschiedlichen möglichen Ankunftsrichtungen von durch die erste mobile Station gesendeten Signalen bei der Basisstation entsprechen, und wobei transformierte Abtastungen, die entlang der anderen Dimension des zweidimensionalen Felds liegen, Korrelationen mit unterschiedlichen der Informationssymbole in einem zugelassenen Alphabet von Symbolen entsprechen.
Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Kommunikationssystem offenbart, das eine Vielzahl von mobilen Stationen aufweist, und eine verbesserte Basisstation zum Empfangen von den mobilen Stationen gesendeten Signalen, und zwar jeweils mit der Hilfe eines zugeordneten Zugriffscodes, und zum Decodieren von Informationssymbolen, die zu einem zugelassenen Alphabet von Symbolen gehören, die bei den Übertragungen codiert sind. Eine Antenneneinrichtung mit Antennenelementen, die um eine Stützstruktur angeordnet sind, empfängt von der Vielzahl von mobilen Stationen gesendete Signale und erzeugt Ausgangssignale von jedem Antennenelement. Eine Umwandlungseinrichtung verstärkt, filtert und wandelt Signale von jedem der Antennenelemente in eine entsprechende Anzahl von umgewandelten Signalen zur Verarbeitung um. Eine Speichereinrichtung speichert temporär eine Anzahl von Abtastungen der umgewandelten Signale von jedem der Antennenelemente bei aufeinander folgenden Momenten bezüglich der Zeit. Eine Einrichtung für eine zweidimensionale numerische Transformation verarbeitet die gespeicherten Abtastungen unter Verwendung eines der Zugriffscodes, die einer ersten der mobilen Stationen zugeordnet sind, um ein zweidimensionales Feld von transformierten Abtastungen zu erzeugen, wobei die transformierten Abtastungen, die entlang einer Dimension des zweidimensionalen Felds liegen, unterschiedlichen möglichen Ankunftsrichtungen von durch die erste mobile Station gesendeten Signalen bei der Basisstation entsprechen und wobei transformierte Abtastungen, die entlang der anderen Dimension des zweidimensionalen Felds liegen, korrelierenden Abtastungen mit unterschiedlichen der Informationssymbole in einem zugelassenen Alphabet von Symbolen unter Verwendung einer vorgeschriebenen Zeitverschiebung zwischen den korrelierten Abtastungen und den Informationssymbolen entsprechen. Eine Einrichtung wiederholt die zweidimensionale Transformation für eine Vielzahl von Zeitverschiebungen entsprechend einem verzögerten Empfang von Signalen von der ersten mobilen Station entsprechend verzögerten Echos der Signale, verursacht durch Signalreflexionen von Objekten im Ausbreitungspfad.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Diese und andere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden einem Fachmann auf dem Gebiet aus der folgenden geschriebenen Beschreibung ohne weiteres klar werden, die in Zusammenhang mit den Zeichnungen verwendet wird, wobei:
Fig. 1 einen Sender nach dem Stand der Technik zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 2 eine Feldantenne zur Verwendung bei der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 3 einen Raum/Code-Prozessor gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 4 eine Strahlverarbeitung für Kombinationen einer Ankunftszeit und einer Ankunftsrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt; und
Fig. 5 eine Butler-Matrix/Fouriertransformations- Formulierung einer Strahlformung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt.

Detaillierte Beschreibung

Fig. 1 stellt ein vereinfachtes Blockdiagramm des Typs eines mobilen Senders dar, für welchen die vorliegende Erfindung zum Decodieren entworfen ist. Der Sender ist ein Sender nach dem Stand der Technik derselben Form, die in den enthaltenen Dokumenten offenbart ist.
Ein Sprachsignal von einem Mikrofon 10 wird unter Verwendung eines Sprachcodieralgorithmus in einem Sprachcodierer 11 digitalisiert und komprimiert, um einen digitalen Bitstrom zu erzeugen, der das Sprachsignal darstellt. Existierende digitale zellulare Systeme haben das Sprachsignal zu Bitraten von 13 KB/s (GSM) bzw. 7 KB/s (IS54) komprimiert, und im Stand der Technik kann eine annehmbare Sprachqualität selbst bei Sprachcodierern aufrechterhalten werden, die die Bitrate auf 3,6 KB/s reduzieren.
Die Bitrate vom Sprachcodierer kann durch die Verwendung einer Fehlerkorrekturcodierung wieder erhöht werden. Die größte Redundanz wird zum Schützen der wahrnehmbar wichtigsten Bits hinzugefügt, während die wahrnehmbar unwichtigsten Bits überhaupt nicht codiert sein können. Ein solches Codieren wird, wenn es ein solches gibt, als Teil eines Blocks 11 in Fig. 1 betrachtet. Die resultierende codierte digitale Sprache vom Block 11 wird in Mehrfachbit- Symbole für ein Streuspektrumscodieren in einem Block 13 ausgebildet. Beispielsweise können 7-Bit-Blöcke ausgebildet werden, und jedes der 128 möglichen 7-Bit-Muster wird durch einen von 128 orthogonalen Walsh-Hadamard-Codes dargestellt, wodurch die Bitrate um einen Faktor von 128/7 weiter ausgedehnt wird. Wenn ein solches blockorthogonales Streuspektrumssymbolcodieren verwendet wird, ist eine bevorzugte Form einer Fehlerkorrekturcodierung innerhalb des Sprachcodierers 11 ein Reed-Solomon-Codieren, welches zum Codieren von Mehrfachbit-Symbolen geeignet ist. Die Kombination aus einem Reed-Solomon-Codieren und einem Walsh- Hadamard-Codieren kann auf eine Vielfalt von Weisen durchgeführt werden, um ein ungleiches Codieren für die am meisten und am wenigsten wahrnehmbaren signifikanten Bits zu erzeugen. Beispielsweise kann ein bei GF2**7 gebildeter Reed- Solomon-Code einen Block von wichtigen Symbolen mit 7 Bits codieren, um einen RS-codierten Block zu erzeugen, der eine größere Anzahl von Symbolen enthält. Ein "Galois-Feld" oder GF ist die Gruppe von allen ganzen Zahlen von 0 bis zu irgendeinem Maximum, die eine geschlossene Gruppe unter einigen Modulo-Kombinationsoperationen ist. GF2**7 (Zwei zur Potenz von Sieben oder GF2&sup7;) bedeutet alle ganzen Zahlen von 0 bis 127, d. h. alle 7-Bit-Binärcodes. Wenn zwei von diesen durch eine XOR-Verknüpfung mit einer Breite von 7 Bits (eine Modulo-2-Addition), kombiniert werden, hat dies einen anderen 7-Bit-Wert in der Gruppe zum Ergebnis, so dass die Gruppe unter der Kombinationsoperation "XOR" geschlossen wird. Die übrigen weniger wichtigen Symbole können in 7-Bit-Blöcke ausgebildet werden, aber nicht RS-codiert werden. Die RScodierten und die nicht RS-codierten 7-Bit-Symbole werden dann vom Codierer 11 zum Walsh-Hadamard-Codierer 13 ausgegeben, wobei die Bit-zu-Symbol-Formierung 12 in diesem Fall bereits innerhalb des Codierers 11 durchgeführt worden ist, und zwar wenigstens für die RS-codierten Symbole.
Ein alternatives ungleiches Codierverfahren besteht im Ausbilden von wichtigen Bits in beispielsweise 5-Bit-Symbole, die dann auf einem GF2**5 RS-codiert werden, um einen größeren Block von RS-codierten 5-Bit-Symbolen zu bilden. Zwei Bits mit geringerer Wichtigkeit werden dann zu jedem 5- Bit-RS-Symbol addiert, um 7-Bit-Symbole zu erhalten, die dann dem Walsh-Hadamard-Codierer 13 überlassen werden, um 128-Bit- Codeworte zu erhalten.
Zum Bereitstellen einer Privatheit für individuelle Unterhaltungen kann eine Verschlüsselung entweder im Block 11 oder im Block 12 hinzugefügt werden, wie es im US-Patent Nr. 5,353,352 beschrieben ist.
Unterschiedliche Mobilstationen erzeugen Walsh-Hadamard-Codes vom Symbolcodierer 13, die zur selben Gruppe von 128 Codes gehören, und somit wird zum Helfen bei einer Unterscheidung zwischen unterschiedlichen mobilen Stationen ein Zugriffscode bitweise mit den Codeworten bei einem Block 14 Modulo-2- kombiniert bzw. -verknüpft, wie es im US-Patent Nr. 5,353,352 beschrieben ist. Die Zugriffscodes werden vorzugsweise so ausgewählt, dass ein zugriffscodiertes Codewort eines mobilen Senders maximal unterschiedlich von allen 128 möglichen zugriffscodierten Codeworten ist, die durch einen anderen mobilen Sender erzeugt werden.
Der Einfachheit halber sind Details, die für die vorliegende Anmeldung nicht gegenständlich sind, von Fig. 1 weggelassen, wie beispielsweise ein Hinzufügen von Signalgebungsinformation zur Sprachinformation, eine Quelle von Verschlüsselungsschlüsseln und eine Gesamtsteuerung des Senders durch einen Steuerprozessor sind nicht gezeigt.
Der Zugriffscodierer 14 erzeugt 128 Bits aus denjenigen, die in einen seriellen Strom umgewandelt sind, wenn es nötig ist, zum Modulieren des Funkfrequenzträgers durch einen Serialisierer 15. Der Bitstrom wird an einen Modulator 16 angelegt, um ein moduliertes RF-Signal zu erzeugen, das dann auf einen Sendeleistungspegel in einem Leistungsverstärker 17 zur Übertragung unter Verwendung einer Antenne 18 verstärkt wird. Der Einfachheit halber sind die entsprechenden mobilen Empfängerschaltungen, die dieselbe Antenne zum Empfangen verwenden, nicht gezeigt.
Fig. 2 stellt den Anschluss eines zylindrischen Antennenfelds 21, wie es beispielsweise im US-Patent Nr. 5,619,503 beschrieben ist, an den erfinderischen Prozessor 60 der vorliegenden Erfindung dar.
Antennenelemente 22 sind in kolinearen Spalten 20 angeordnet und die Spalten 20 sind um einen Zylinder 21 oben an einem Antennenmasten auf einer Seite einer zellularen Basisstation angeordnet. Die Elemente einer Spalte sind gekoppelt, um Spaltensignale 23 auszubilden, und jede solche kolineare Spalte zeigt eine Directivity bzw. Richtwirkung in der vertikalen Aufrissebene, aber eine breite Strahlbreite in der horizontalen (Azimut-)Ebene. Jedes Spaltensignal wird durch einen Empfangskanal 31 verarbeitet, der eine Bank von Kanälen 30 bildet. Jeder Kanal 31 weist beispielsweise ein erstes RF- Filter 310; einen Verstärker mit geringem Rauschen 311; ein zweites RF-Filter 312; einen Abwärtsmischer 313 unter Verwendung eines gemeinsamen Lokaloszillators 32; einen Zwischenfrequenz-(IF-)Filter 314; einen IF-Verstärker 315 und einen komplexen A-zu-D-Wandler 316 zum Erzeugen eines Stroms von komplexen numerischen Abtastungen 36, die das RF-Signal von jeder kolinearen Spalte von Elementen darstellt, auf.
Der A-zu-D-Wandler kann eine Quadratur-Abwärtsmischung unter Verwendung von I,Q-Mischern und von I,Q-A-zu-D-Wandlern aufweisen, oder kann alternativ dazu die logpolare Digitalisierungstechnik verwenden, die im US-Patent Nr. 5,048,059 beschrieben ist.
Die komplexen digitalen Ausgaben 36 werden dann zum Prozessor 60 zugeführt, der einen Raum/Code-Prozessor 40 zum Unterscheiden und zum Ausgeben von separaten Symbolströmen enthält, die von jedem mobilen Sender empfangen werden (Fig. 1), und eine Bank 50 von einzelnen Verkehrskanal- Prozessoreinheiten zum Verarbeiten der Symbolströme für jeden Verkehrskanal zum Regenerieren von Sprachsignalen, von Signalgabe- und Steuerinformation oder von Anwenderdaten, wie beispielsweise Fax- oder Computer-Datensignalen.
Fig. 3 stellt einen Teil des Raum/Code-Prozessors 40 dar, der eine zweidimensionale numerische Transformation aufweist. Von der Gruppe von Antennenspalten gleichzeitig (t1) empfangene Signale bilden eine Reihe von Eingangssignalen zu einer strahlformenden Matrix 70 für t1. Die Gruppe von zu aufeinander folgenden Zeitmomenten t2, t3, ..., t128 empfangenen Antennensignalen wird zu einer entsprechenden Anzahl von identischen Strahlformungsmatrizen 70 zugeführt. Es soll verstanden werden, dass alle durch die zweidimensionale Transformation verarbeiteten Signale komplexe Zahlen sind, die einen Realteil und einen Imaginärteil haben, der jeweils als Festkomma- oder Gleitkomma-Binärwert dargestellt ist. Allgemein sind Festkommadarstellungen zu bevorzugen, da die zum Verarbeiten von Festkommazahlen erforderliche Hardware weniger teuer ist.
Die Strahlformungsmatrizen rechnen eine Gruppe von Ausgangssignalen jeweils dementsprechend, dass sie einen Richtstrahl in einer bestimmten Richtung bezüglich des Azimuts ausgebildet haben. Die Anzahl von berechneten Strahlen für jeden Abtastmoment t(i) ist typischerweise gleich der Anzahl von Antennenspalten, so dass die Strahlformungsmatrix einer Multiplikation einer Zeile bzw. Reihe von Eingangswerten mit einer quadratischen Matrix von komplexen Strahlformungskoeffizienten entspricht. Eine numerische Strahlformung und effiziente Verfahren dafür sind im US-Patent Nr. 5,909,460 mit dem Titel "Efficient Apparatus For Simultaneous Modulation and Digital Beamforming For an Antenna Array" beschrieben.
Durch die Strahlformungsmatrix wird ein Signal, das aus einer bestimmten Richtung entsprechend einer Strahlrichtung ankommt, relativ zu Signalen verstärkt, die von anderen Richtungen ankommen. Der Strahlformer berechnet Strahlen, die das Ensemble von Richtungen bedecken, und so werden alle Signale in einem oder einem anderen der Strahlen verstärkt. Wie es nachfolgend diskutiert werden wird, berechnet der Strahlformer jedoch nicht notwendigerweise Strahlen für alle Signale gleichzeitig, da er vorzugsweise feine Strahlrichtungseinstellungen individuell für jedes mobile Signal durchführt.
Die Strahlsignale für eine Strahlrichtung 1, die für aufeinander folgende Zeitmomente t1, t2, ..., t128 berechnet sind, bilden einen 128-komplexwertigen Eingangsvektor zu einem Prozessor 71 für eine schnelle Walsh-Hadamard- Transformation (FWT) für einen Strahl 1, und gleichermaßen bildet die Gruppe von Signalen für den Strahl 128, die für aufeinander folgende Abtastmomente t1, ..., t128 berechnet ist, den Eingangsvektor zum FWT-Prozessor 71 für einen Strahl N. Die FWT-Verarbeitungen für alle anderen Strahlen werden auch durchgeführt, was ein Feld von 128 · N zweidimensional transformierten Ergebnissen ergibt, wobei die erste Dimension der Transformation ein Antennenelement/Strahl-Raum ist und die zweite Dimension ein Zeit/Code-Raum ist. Jeder FWT- Prozessor transformiert 128 Eingangswerte in 128 Ausgangswerte und kann unter Verwendung einer völlig parallelen Logik aufgebaut sein, um extrem schnell zu arbeiten, wie es im US-Patent Nr. 5,357,454 vom Anmelder beschrieben ist, welches hierdurch durch Bezugnahme in seiner Gesamtheit hierin enthalten ist.
In Fig. 3 ist der Einfachheit halber angenommen, dass die Operation eines Entschlüsseln der Gruppe von 128 Eingangswerten unter Verwendung eines Zugriffscodes, der einem bestimmten mobilen Signal zugeordnet ist, als der erste Schritt innerhalb des FWT-Prozessors 71 enthalten ist. Dieser Schritt macht den Schritt ungültig, der durch den entsprechenden Verschlüssler 14 der Fig. 1 durchgeführt ist. Der Zugriffscode wird zuerst so ausgewählt, dass er zu einem mobilen Sender zugeordnet ist, der zuvor mit dem stärksten Signal identifiziert ist, das bei der Basisstation empfangen wird. Ein durch diesen Sender gesendetes Symbol wird in einer entsprechenden von 128 FWT-Prozessorausgaben von einem der FWT-Prozessoren 71, die zu den N-Strahlen gehören, die die größte Ausgabe ist, resultieren. Der fragliche Strahl sollte sich zwischen einem Symbol und dem nächsten nicht schnell ändern, und zwar mit einer Periode von typischerweise einem Bruchteil von einer Millisekunde, weil der mobile Sender nicht um das Antennenfeld mit einer solchen großen Winkelgeschwindigkeit zirkuliert. Daher kann der Strahl zur Verwendung zum Identifizieren eines gesendeten Symbols aus vorherigen Ergebnissen vorhergesagt werden, und nach einer Identifizierung des gesendeten Symbols kann der Wert in derselben Symbol-Binärziffer in anderen Strahlen untersucht werden, um zu bestimmen, ob das Signal in einer Binärziffer in einer anderen Richtung anwächst; bei derselben Stelle würde das Signal in einer anderen Strahl/Richtungs- Binärziffer dann, wenn sich der mobile Sender bewegt, größer werden und dann würde der Strahl zum Decodieren dieses mobilen Signals geändert werden. In einer Zwischenphase kann dann, wenn sich das mobile Signal über zwei Strahlen ausstreckt und somit gleiche Ergebnisse von zwei benachbarten Gruppen von 128 Ausgaben erzeugt, die gewichtete Summe der zwei Gruppen von 128 Ausgaben zum Decodieren des Symbols verwendet werden.
Ein Decodieren eines Symbols weist ein Identifizieren des Index des größten der 128 Werte der oben angegebenen Summe auf, oder von 128 FWT-Prozessorausgaben eines einzelnen Strahls. Dies kann unter Verwendung einer vollständig parallelen Logik extrem schnell durchgeführt werden, wie es im US-Patent Nr. 5,187,675 beschrieben ist. Hat man den Index des größten Werts identifiziert, wird dieser Wert im 128- Wert-Feld für den Strahl (oder die Strahlen, wenn mehr als einer summiert sind), der zum Decodieren verwendet wird, auf Null gesetzt. Somit wird von den 128 · 8 Raum/Code- Bereichswerten, die durch den Raum/Code-Prozessor berechnet sind, ein Wert (oder vielleicht zwei) auf Null gesetzt. Die übrigen Werte werden dann unter Verwendung der Fig. 3 in Umkehrrichtung einer inversen Transformation unterzogen, d. h. eine inverse FWT wird an Spalten von Werten durchgeführt, sie werden unter Verwendung desselben Zugriffscodes erneut verschlüsselt und dann werden Zeilen bzw. Reihen von Werten mit einer Matrix, die invers zur Strahlformungsmatrix ist, multipliziert, um 128 · N Werte wiederum im Raum/Zeit-Bereich zu erhalten.
Weil der Strahl, von welchem das Signal decodiert wurde, im Voraus vorhergesagt wurde, wird realisiert werden, dass Strahlformungsmatrizen 70 Strahlsignale nicht für alle Strahlen berechnen mussten, sondern nur für diejenigen, in welchen für das Signal vorhergesagt wird, dass es am stärksten empfangen wird, mit vielleicht dem Zusatz der Strahlen, die auf jeder Seite liegen, um das Signal zu überwachen, das aufgrund einer Senderbewegung einen benachbarten Strahl kreuzt. Die FWT-Verarbeitungen 71 müssen nicht für die Strahlsignale durchgeführt werden, die nicht berechnet sind. Jedoch muss, um zum Rückgängigmachen des Strahlformungsprozesses 70 fähig zu sein, die Anzahl von Ausgangswerten, die berechnet sind, gleich der Anzahl von Eingangswerten sein, d. h. die Strahlformungsmatrix muss quadratisch sein, und daher ohne Informationsverlust. Jedoch kann es möglich sein, die Matrizenmultiplikation durch Verwenden einer Matrix zu vereinfachen, die viele Nullen in Zeilen entsprechend nicht berechneten Strahlen enthält, solange das Inverse der Matrix noch existiert und Zeilen entsprechend den benötigten Strahlen die richtigen Strahlformungskoeffizienten aufweisen. Da es dann nötig wäre, vollständig unterschiedliche Matrizen und Inverse im Voraus zu berechnen und für jede Signalrichtung zu speichern, kann es besser sein, eine einzige Matrix zu verwenden und sich nicht um den verschwendeten Aufwand beim Berechnen von unnötigen Strahlen zu kümmern. Die unnötigen FWTs werden noch aufbewahrt, wenn es für die entsprechenden Strahlen nicht nötig ist, ein Signal zu decodieren.
Nun haben die von unterschiedlichen mobilen Sendern empfangenen Signale ihre 128-Abtastungssymbolperioden nicht notwendigerweise exakt ausgerichtet. Darüber hinaus ist die in den A-zu-D-Wandlern 316 durchgeführte Signalabtastung nicht notwendigerweise synchron zu dem Zentrum oder einer optimalen Abtaststelle jedes Symbols. Tatsächlich kann das Signal von irgendeinem bestimmten mobilen Sender aufgrund des Phänomens, das als Mehrwegeausbreitung bekannt ist, wodurch Reflexionen des Signals von großen Gebäuden, Hügeln und so mit unterschiedlichen Verzögerungen empfangen werden, die viele Abtastperioden verzögert sein können, wobei jede verzögerte Version des Signals "Strahl" genannt wird, mit einer Zeitverschmierung empfangen werden. Eine Abtastzeit- Zählausrichtung, durch welche eine Abtastung zwischen zwei Code-Chips bzw. -Scheibchen auftritt, gibt auch Anlass zu einer Strahlaufteilung, wodurch eine Korrelation für die zwei Chip-Verschiebungen beobachtet wird, die sich über die richtige Abtaststelle erstrecken. Die vorgenannten Referenzen erklären, wie alle diese Effekte durch Berechnen von FWTs auch für 128-Abtastvektoren zu behandeln sind, die bezüglich der Zeit verschoben sind, um die Verzögerung eines bestimmten Echos zu berücksichtigen. FWT-Vektoren für jede Verschiebung werden mit komplexen Gewichten addiert, die die Phasenverschiebung und die Dämpfung jedes Pfads berücksichtigen, um ein kombiniertes Signal zur Decodierung zu erhalten. Die Chip-Verschiebungen, die zum Kombinieren unter Verwendung einer komplexen gewichteten Addition ausgewählt werden, werden "BAKE-Abgriffe" genannt, und die Koeffizienten werden "RAKE-Koeffizienten" genannt. Das Kombinieren von FWTs mit komplexen Gewichten kann durch Beschränken der RAKE-Koeffizienten vereinfacht werden, um Real- und Imaginärteile aufzuweisen, die inverse Potenzen von Zwei sind, was einen annehmbaren Verlust enthält, verglichen mit einem Verwenden von exakten komplexen Gewichtungswerten. Multiplikationen mit inversen Potenzen von Zwei sind einfach durch Zeitverzögern bitseriell präsentierter Binärwerte zu implementieren, wie es im US-Patent Nr. 5,305,349 mit dem Titel "Rake Receiver with Quantized Coefficients" beschrieben ist.
Fig. 4 stellt den Aufbau zum Ausführen von 2-dimensionalen Transformationen an unterschiedlichen Chip-Verschiebungen (RAKE-Abgriffen) dar, und auch, wie unnötige FWTs weggelassen werden können. Die Eingangspuffer 72 empfangen A-zu-Dgewandelte Abtastströme von jedem Antennenkanal 31 und takten die Abtastungen in 128+L Speicherstellen für jeden Kanal. Die zusätzlichen "L"-Stellen entsprechen der Menge an Zeitstreuung, die erwartet wird, ausgedrückt in Chip- Perioden, zwischen der Zeitausrichtung von 128 Chips des letzten Walsh-Codes, um relativ zum frühesten empfangen zu werden, wobei die Streuung entweder zwischen zwei unterschiedlichen mobilen Sendern erfolgt, die an unterschiedlichen Stellen gegenüber der Basisstation angeordnet sind, oder zwischen zwei unterschiedlichen Strahlen, die sich über Pfade mit unterschiedlicher Länge ausgebreitet haben. Entsprechende der 128+L gepufferten Abtastwerte vom N-Antennenkanal werden mit einer Strahlformungsmatrix mit N Eingängen und N Ausgängen verbunden und transformiert, um N Strahlwerte zu erzeugen. Die von dem Strahl, von welchem erwartet wird, dass in ihm ein bestimmter Strahl eines bestimmten Signals liegt, ausgegebenen 128+L Werte werden dann einer Auswahl aus denjenigen 128 unterzogen, die einer bestimmten Zeitausrichtung für einen 128-Chip-Walsh-Code entsprechen. Die Vorhersage des Strahls und der Zeit eines bestimmten Strahls wird dann durch einen Kanalverfolger 73 durchgeführt, der die Werte von maximalen Korrelationen für Strahlrichtungen auf jeder Seite der nominalen Richtung einer Ankunft sowie Korrelationen mit Zeitverschiebungen auf jeder Seite, d. h. ein Chip früh und ein Chip spät, der nominalen erwarteten Ankunftszeit verfolgt. Der Kanalverfolger 73 verfolgt auch den mittleren komplexen Wert von maximalen Korrelationen, für die ein Durchschnitt gebildet ist, von einer Walsh-Hadamard-Symbolperiode zur nächsten, was die RAKE-Koeffizientengewichte zum Kombinieren von unterschiedlichen Strählen ergibt. Das für jede FWT für einen Strahl eines bestimmten Signals ausgegebene 128-Stellen- Walsh-Spektrum wird mit der Komplex-Konjugierten des erwarteten Werts gewichtet, der durch den Kanalverfolger 73 erzeugt wird, und mit 128-stelligen gewichteten Vektoren für alle anderen Strahlen für dasselbe Signal addiert. Jeder Strahl hat seine eigene Zeitgabe und kann in einem anderen Strahl gegenüber anderen Strahlen desselben Signals liegen. Somit kann die RAKE-Kombination bzw. -Verknüpfung eine Gruppe von Walsh-Korrelationen für einen direkten Strahl kombinieren bzw. verknüpfen, der von Süden aus empfangen wird, mit einer anderen Gruppe, die L Chips später von Norden aus empfangen wird, was beispielsweise eine Signalreflexion von einem großen Gebäude oder einem Berg ist. Der Kanalverfolger bestimmt, welche der Ankunftszeiten, kombiniert mit welchen Ankunftsrichtungen, die meiste Energie enthalten, und kombiniert diese Signale unter Verwendung von beispielsweise dem vorgenannten erfinderischen RAKE-Kombinierer mit quantisierten Koeffizienten. Das kombinierte Signal sollte aufgrund der komplex-konjugierten Gewichtungen seiner resultierenden Werte in die reale Ebene gedreht haben, und somit wird das Maximum der Realteile der 128 Ergebnisse durch eine Maximumsuchschaltung 74 bestimmt. In Fig. 4 weist ein Block 74 auch eine Akkumulation der 128-Walsh-Spektren für alle Strahlen unter Verwendung des durch den Kanalverfolger 73 zugeführten Gewichtskoeffizienten auf. Wenn der größte Wert gefunden worden ist, wird sein Wert zum Kanalverfolger zurückgebracht, um den Koeffizienten bezüglich der Zeit für die nächste Symbolperiode zu aktualisieren. Der Kanalverfolger wird auch bestimmen, ob dieser Strahl nächstes Mal verwendet werden soll, oder ob ein anderer Strahl größer geworden ist. Implizit berechnet die Schaltung der Fig. 4 FWTs auch für eine Ankunftszeit und eine Ankunftsrichtung, die gegenwärtig nicht signifikant sind und daher nicht zur gewichteten Summe beitragen, die aber berechnet werden, um zu bestimmen, wann oder ob eine von ihnen derart größer wird, dass sie größer als ein vorheriger Beitrag zur Summe wird, an welcher Stelle der größere den kleineren ersetzen wird.
Fig. 4 zeigt die Verbindungen zum Auswählen des RAKE-Abgriffs oder einer Ankunftszeit, die durch gepufferte Abtastungen L+1 bis 128+L dargestellt ist, d. h. der letzten möglichen Ankunftszeit. Alle 128+L Ankunftszeiten sind mit Strahlformungsmatrizen verbunden gezeigt, obwohl es möglich ist, Strahlformungsmatrizen für die nicht verwendeten Ankunftszeiten wegzulassen, d. h. für die Abtastungen 1 bis L. Nur Ausgaben von Strahlformern L + 1 bis 128 + L werden einer FWT unterzogen. In diesem Fall ist vorausgesetzt, dass der Strahl einer Ankunftszeit L + 1 aus der Richtung "k" empfangen wird, so dass nur Ausgaben "k" von Strahlteilern L + 1 bis 128 + L mit dem FWT 71 mit 128 Eingängen verbunden sind, um eine 128- Stellen-Walsh-Spektrumsausgabe zu erzeugen. Diese wird in 128 Binärziffern im Block 74 mit den Walsh-Spektren für alle anderen signifikanten Strahlen unter Verwendung eines Gewichtungskoeffizienten vom Kanalverfolger 73 akkumuliert. Wenn alle Strahlen verarbeitet worden sind, bestimmt der Block 74 den größten akkumulierten Wert und gibt seinen Index als das decodierte Symbol aus, und bringt den Wert zum Kanalverfolger zurück. Die Ablauffolge von 2-dimensionalen Transformationen entsprechend jedem Strahl wird dann wiederholt, um die FWT-Werte zu reproduzieren, die akkumuliert wurden, und nachdem jeder FWT reproduziert ist, wird der Wert entsprechend dem decodierten Symbolindex auf Null gesetzt und die inverse FWT an den übrigen Werten durchgeführt. Dann wird die Inverse der Strahlformungsmatrizen angewendet, um die modifizierten Werte noch einmal zu Eingangspuffern 72 zurückzubringen. Nachdem das gerade decodierte Signal von den gepufferten Werten für alle signifikanten Strahlen (wobei jeder durch eine Ankunftsrichtung plus einer Ankunftszeit definiert ist) entfernt worden ist, ist das Signal aus dem Bild verschwunden und interferiert somit nicht mit Signalen, die darauf folgend decodiert werden.
In den enthaltenen Referenzen ist eine bevorzugte Weise zum Auswählen der 128 Abtastungen aus einem Eingangspuffer 72 entsprechend einer bestimmten Ankunftszeit derart offenbart, dass sie mittels Verwendung eines Barrel-Schiebers erfolgt. Ein Barrel-Schieber ist eine effiziente Weise zum Verschieben einer Gruppe von 128 Abgriffe nach oben oder nach unten über eine 128 + L-Gruppe von verfügbaren Abgriffsauswahlen. Die erwünschte Verschiebung "j" zwischen 0 und L wird als binäre ganze Zahl
jo + 2·j1 + 4·j2 + 8·j3
als Beispiel ausgedrückt, wobei der maximale Wert L 15 ist. Eine erste Stufe des Barrel-Schiebers wählt 135 Abgriffe aus, um demgemäß entweder die Abtastwerte 1 bis 135 oder 9 bis 143 aufzuweisen, wenn der Wert einer Binärziffer j3 0 oder 1 ist. Die 135 ausgewählten Werte werden dann einer weiteren Auswahl von 131 Werten unterzogen, um demgemäß entweder zuvor ausgewählte Werte 1 bis 135 oder 5 bis 135 zu sein, wenn der Wert von j2 0 oder 1 ist. Dann werden diese 131 Werte einer weiteren Auswahl von 129 Werten unterzogen, um gemäß j1 entweder zuvor ausgewählte Werte 1-129 oder 3-131 zu sein. Schließlich bestimmt jo, ob zuvor ausgewählte Wertzahlen 1 bis 128 oder 2 bis 129 ausgewählt werden. Der Vorteil dieses Ansatzes besteht darin, dass die Gesamtzahl von Schaltpositionen ungefähr 2·128 log&sub2;(L) verglichen mit 12% für 128 L-Pol-Schalter ist, was eine Reduzierung von etwa 2 : 1 bezüglich der Komplexität für L = 15 ist und größere Einsparungen für größere Werte von L ergibt.
Es ist somit beschrieben worden, wie ein erstes Signal decodiert und subtrahiert wird. Nach jeder Iteration wird ein Symbol für ein bestimmtes mobiles Signal decodiert, und dann wird der Zugriffscode geändert, um derjenige des nächsten stärksten mobilen Signals zu sein, und eine neue Iteration wird durchgeführt. Nach einem Decodieren jedes Signals wird der größte Wert, der das Symbol anzeigt, gesichert. Sein komplexer Wert ist ein Maß für die Phase und Amplitude dieses Signals, und für den komplexen Wert wird in einem Kanalverfolger ein Durchschnitt gebildet, wie es in den enthaltenen Referenzen beschrieben ist, um zu bestimmen, in welcher Ebene die Signalphase liegt, und somit um fähig zu sein, eine kohärente Detektion des Symbols zu bewirken. Die Größe des verfolgten Werts kann auch zum Vorhersagen der Signalstärkenreihenfolge für das nächste 128- Abtastsymbolintervall und somit zum Bewirken einer erneuten Anpassung der Reihenfolge einer Verarbeitung zum Berücksichtigen eines unterschiedlichen Fadings bzw. Schwunds bzw. unterschiedlicher Signale zu bewirken, verwendet werden, so dass ein Decodierer in einer abfallenden Signalstärkereihenfolge beibehalten wird.
Der Index der größten FWT-Komponente, die nach einem Kombinieren aller RAKE-Abgriffe identifiziert wird, liefert den Index der FWT-Komponente, die beim Signalsubtraktionszyklus auf Null zu setzen ist. Die Maschine der Fig. 3 und 4 weist somit vorzugsweise wenigstens die zwei unterschiedlichen Phasen von folgendem auf:
Erfassungsphase: Berechnen von FWTs für die Ankunftszeit und die Ankunftsrichtung von Strahlen, die durch den Kanalverfolger aus einer vergangenen Vorgeschichte vorhergesagt werden, um eine signifikante Energie zu enthalten, Akkumulieren der FWTs in 128 Binärziffern unter Verwendung von durch den Kanalverfolger zugeführten Gewichtskoeffizienten und darauf folgendes Bestimmen des Index des größten akkumulierten Werts.
Subtraktionsphase: Erneutes Berechnen derselben FWTs wie oben in einer abfallenden Reihenfolge einer Strahlstärke und Setzen der Komponente von jeder mit dem obigen Index auf Null vor einem inversen 2- dimensionalen Transformieren der übrigen Werte, um modifizierte Werte zum Durchführen der nächsten 2-dimensionalen Transformation für den Strahl einer nächst niedrigsten Strahlstärke zu erhalten.
Zusätzlich weist eine dritte Phase, die "Suchphase" genannt werden kann, folgendes auf:
Suchphase: Durchführen einer 2-dimensionalen Transformation für wenigstens eine andere Ankunftszeit und/oder eine andere Ankunftsrichtung, die in den Erfassungs- und Subtraktionsphasen nicht verwendet werden, um das imminente Größerwerden von Strahlen zu erfassen, die in der Zukunft bei einer Erfassung und einer Subtraktion verwendet werden sollten.
In den enthaltenen Referenzen wird auch gelehrt, dass eine vierte Phase, die "erneute Orthogonalisierung" genannt wird, wünschenswert sein kann, bei welcher nach einer Verarbeitung anderer Signale durch Phasen einer Erfassung, einer Subtraktion und einer Suche, ein vorheriger Signalzugriffscode erneut verwendet wird und eine neue Subtraktionsphase für das vorherige Signal unter Verwendung eines bereits bestimmten Index durchgeführt wird. Anders ausgedrückt ist die Erfassungsphase weggelassen, weil der Index des gegenwärtigen Symbols bereits bekannt ist. Der Zweck der Phase für eine erneute Orthogonalisierung besteht im Reduzieren von Restfehlern, die aus einer vorherigen Signalsubtraktionsphase aufgrund von Fehlern bezüglich der subtrahierten Mengen gelassen sind, die durch das Vorhandensein von anderen Signalen verursacht werden. Diese Fehler sind proportional zu den Stärken der anderen Signale, aber mit dem ersten Signal korreliert. Nach einem Entfernen der anderen Signale, die den Fehler verursachen und ihn daher ursprünglich machen, kann der Fehler durch Durchführen einer neuen Korrelation unter Verwendung einer FWT erfasst werden. Eine neue Subtraktionsphase entfernt dann den Fehler.
Eine bevorzugte Formulierung der Strahlformungsoperation wird nun beschrieben. Ein Signal, das auf das Feld einer Strahlstärke s einfällt, wird in einem Vektor V von Antennenspaltensignale 23 von
resultieren, wobei A ein Spaltenvektor der komplexen Werte a (i) ist.
Wie viel des Spaltensignals zu s beiträgt und wie viel es zu den Antennenkanalverstärkungsfaktoren a(i) beiträgt, ist etwas willkürlich, so dass aus Gründen, die klar werden, es ausgewählt wird, um die Werte von a1 ... a(n) zu normalisieren, so dass folgendes gilt:
a1 ² + a2 ² ....... + a(n) ² = 1
Zum Erzeugen eines Strahls, der die Energie von jedem Element optimal kombiniert, um eine maximale Richtwirkung in Richtung zur Signalquelle von S zu erzeugen, sollten die kombinierenden Gewichtungskoeffizienten gleich den Komplex- Konjugierten von a(i) sein, d. h. das kombinierte Signal sollte folgendes sein:
wobei * eine Komplex-Konjugierte bezeichnet und # eine konjugierte Transposition bezeichnet.
Aber A#·A = a1 ² + a2 ² + ....... + a(n) ², was oben gleich 1 gesetzt worden ist. Daher ist das Ergebnis einfach s, was anzeigt, dass s mit der gesamten Signalenergie gleichgesetzt werden kann, die durch das Feld eingeschlossen ist.
Die Strahlformungsmatrix B muss daher eine Zeile gleich A# für den zum Empfangen von S nötigen Strahl enthalten. Bis jetzt sind die anderen Zeilen von B nicht definiert, werden es aber in Kürze werden, nachdem wir die zusätzliche Anforderung auferlegen, dass nach einem Einstellen der Komponente im S-Strahl auf Null und nach einem Multiplizieren mit der Inversen von B das Signal S aus allen Antennenelementwerten verschwunden sein soll.
Somit ergibt ein Multiplizieren des Vektors von empfangenen Signalen V mit der Strahlformungsmatrix B folgendes:
wobei "s" der erwünschte Signalstrahl ist und s1, s2 anderen Signalen oder Mischungen davon entsprechen.
Ein Einstellen der Ausgabe entsprechend auf S auf Null ist dasselbe wie ein Subtrahieren des Vektors
Nach einem Multiplizieren mit der Inversen von B können wir B&supmin;¹·(·(B·V) - S) = V - B&supmin;¹S bekommen, was gleich Null sein sollte, wenn 5 die Komponenten von S bei allen Antennenelementen auslöscht.
Daher gilt folgendes:
Das Obige zeigt, dass die spalte von B&supmin;¹ entsprechend dem Strahl des Signals S gleich dem Vektor von Koeffizienten a(i) ist.
Da B·B&supmin;¹ = I, die N · N-Einheitsmatrix durch Definition der Inversen, ist dies mit der Zeile von B = (a1*, a2*, a3* ... a(n)*) konsistent, wobei die Spalte von B gleich a1 2 + a2 ² ... + a(n) ² = 1 ist, was "1" auf der Diagonalen ergibt, aber andere Zeilen von B mal derselben Spalte der Inversen Null ergeben muss, wenn die Elemente außerhalb der Diagonalen der Einheitsmatrix I Null sind. Alle anderen Zeilen von B müssen daher orthogonal zur Spalte von B&supmin;¹ sein, und zwar gebildet durch die a(i)-Werte. Bezeichnet man irgendeine andere Zeile von B durch (r1, r2, ..., r(n)) müssen wir daher folgendes haben:
r1.a1 + r2.a2 + r3.a3 ....... +r(n).a(n) = 0
Es kann auch willkürlich erforderlich sein, dass r1² + r2² + r(n)² = 1 gilt.
Eine solche Matrix, die mit einer Zeile gleich einem gegebenen Vektor aufgebaut ist, wobei alle anderen Zeilen orthogonal zu ihr sind und die Summe der Moduli quadratisch von irgendeiner Zeile gleich Eins ist, wird eine orthonormale Matrix genannt und kann durch den bekannten Prozess einer Gram-Schmidt-Orthonormalisierung aufgebaut werden. Es gibt einige Freiheitsgrade beim Zuordnen von Werten zu den anderen Teilen, und wenn es erwünscht ist, wie es oben angezeigt ist, kann dies auf eine solche Weise durchgeführt werden, um die Gesamtanzahl von Nullen in der Matrix zu maximieren.
Daher ist gezeigt worden, dass die Strahlformungsmatrix durch Setzen von einer Zeile gleich den Konjugierten der empfangenen Signalverstärkungen und -phasen bei den N Antennenelementspalten aufgebaut werden kann, wobei die anderen N-1 Zeilen durch eine Gram-Schmidt- Orthonormalisierung aufgebaut werden.
Eine weitere Formulierung des Strahlformers kann unter Verwendung von Butler-Matrizen oder ihren numerischen Gegenstücken, nämlichen diskreten Fouriertransformationen, durchgeführt werden. Eine Gruppe von Signalen aus den N Antennenelementspalten 20, die auf eine regelmäßige Weise um den Zylinder 21 angeordnet sind, ist mit einer Butler-Matrix 80 verbunden. Die Butler-Matrix 80 erzeugt N transformierte Signalausgaben, die auf die N Eingangssignale durch eine diskrete N · N-Fouriertransformationsmatrix bezogen sind, die die orthonormale Eigenschaft hat. Wenn ein Signal auf das Feld von einer Richtung THETA stößt, die sich langsam ändert, bewegt sich das bei den Elementen empfangene Signalmuster langsam um das Feld und wird identisch zu dem Muster zu einem Wert 2Pi/N von THETA früher, lediglich um ein Element verschoben. Die Butler-matrizentransformierten Werte werden bezüglich der Amplitude gleich den Werten bei einem früheren Wert von THETA, THETA-2Pi/N gleichermaßen, während die Phasenverschiebungen der transformierten Werte durch Vielfache von 2Pi/N geändert werden. In der Tat sind die Amplituden der transformierten Werte sehr nahe demselben für alle Werte von THETA, während nur die Phase sich um Vielfache von THETA ändert. Daher kann die erwünschte Gewichtung der Elementsignale für eine ausreichende Genauigkeit mittels einer konstanten Amplitudenformung geliefert werden, die durch Anwenden unterschiedlicher Verstärkungs- oder Dämpfungsfaktoren c1, c2, ..., c(n) in einer Amplitudenformungseinheit 81 durchgeführt wird, was auch feste Phasenänderungen einfügen kann, wenn es nötig ist, und zwar für transformierte Komponenten 1 bis N, während eine Phasengebungseinheit 82 die Phase jedes transformierten und amplitudengeformten Werts durch Vielfache des Ankunftsrichtungswinkels THETA ändert.
Schließlich ist dann, wenn die Phasengebungseinheit 82 ausgewählt wird, um die Phasen, die für N Strahlen nötig sind, gleichzeitig zu liefern, die durch Vielfache von 2Pi/N beabstandet sind, die Phasengebungseinheit 82 eine inverse Butler-Matrix (oder eine inverse Fouriertransformation im numerischen Bereich).
In Fig. 5 ist gezeigt, dass die Eingangspuffer zu den Ausgängen der Butler-Matrizeneinheit 80 und des Amplitudenformers 81 transferiert worden sind. Dies ist möglich, weil durch die Butler-Matrizeneinheit 80 und den Amplitudenformer 81 durchgeführten Funktionen weder von einer Ankunftsrichtung noch von einer Ankunftszeit abhängig sind und auf einer Abtast-für-Abtast-Basis durchgeführt werden können, und die Ergebnisse in den Puffern 72 gehalten werden. Die Barrel-Schieber (nicht gezeigt), wie sie oben beschrieben sind, wählen dann 128 der 128+L Stellen aus jedem der N Puffer aus, um die N Eingaben zu 128 Phasengebungseinheiten 82 zu bilden, die die Strahlformung für einen Strahl mit einer bestimmten Ankunftszeit und einer bestimmten Ankunftsrichtung vervollständigen. Nach einer Signalerfassung und -subtraktion muss das Restsignal bezüglich Eingangspuffern 72 nur invers transformiert werden und muss nicht über die Amplitudenformungseinheit 81 und auch nicht über die Butler-Matrix 80 zurücktransfomiert werden.
Der Vorteil eines Durchführens der festen Transformation der Butler-Matrix 80 und der Amplitudenformung 81 vor einem Eintreten in die Eingangspuffer, die in Fig. 4 dargestellt sind, besteht darin, dass die Strahlformungseinheiten 70 einfach Phasengebungseinheiten 82 werden, die nur die Phasen der Signale vor einem Kombinieren von ihnen ändern und die Amplituden nicht gewichten. Die Phasengebungseinheiten 82 können darüber hinaus unter Verwendung einer schnellen Fouriertransformation (FFT) effizient implementiert werden. Die FFT erzeugt Strahlen mit einer Beabstandung von 2Pi/N von einem Anfangswinkel THETA, der durch Anlegen einer festen Phasenneigung an die Eingangswerte implementiert ist, die durch die folgenden Faktoren gegeben sind:
1, EXP(THETA), EXP(2·THETA), EXP(3·THETA)....
wobei THETA zwischen 0 und Pi/N ist oder zwischen -Pi/N und +Pi/N. THETA stellt in diesem Fall eine feine Ankunfsrichtungsauflösung bis zu Genauigkeiten von kleiner als 2Pi/N dar, während die FFT die Strahlen in Stufen von 2Pi/N auflöst.
Fig. 5 in Kombination mit Fig. 4 zeigt eine Kaskade von FFT- Prozessoren, die in einer Dimension eines 2-dimensionalen Felds von Zahlen mit FWT-Prozessoren arbeiten, die in der zweiten Dimension arbeiten. Die FWTs und FFTs sind beide in der Familie von Walsh-Fouriertransformationen, die sich nur bezüglich ihrer Anwendung von Stufen unterscheiden, was als "Herumspielen" bekannt ist. Eine schnelle Walsh- Fouriertransformation weist Stufen zum Kombinieren von Paaren von Werten auf, die "Schmetterlinge" genannt werden, die eine Summe und eine Differenz, durchsetzt mit Stufen zum Drehen der Phasen der komplexen Summe und Differenzen durch feste Beträge berechnen, was "Herumspielen bzw. Herumdrehen" genannt wird. Eine reine Fouriertransformation hat ein Herumdrehen zwischen allen drei aufeinander folgenden Schmetterlingsstufen, während eine reine schnelle Walsh- Transformation keine Herumdrehstufen hat. Eine hybride Walsh- Fouriertransformation hat einige Herumdrehstufen. Eine zweidimensionale Fouriertransformation ist ein Beispiel und lässt eine Herumdrehstufe weg. Eine Fouriertransformation in Bezug auf ein 3-dimensionales Feld von Zahlen ist genauso wie eine 1D-Fouriertransformation strukturiert, die in Bezug auf alle Zahlen arbeitet, die in einem großen Vektor angeordnet sind, lässt aber zwei Herumdrehstufen weg, und so weiter, d. h. M-1 Herumdrehstufen werden beim Durchführen einer Mdimensionalen Fouriertransformation weggelassen. Für die Phasengebungseinheiten 82 der Fig. 5 und die FWT-Prozessoren 71 der Fig. 4 kann die kombinierte Transformation sehr effizient durch Verwenden einer großen 1-dimensionalen Transformation von allen 128 · N Werten durchgeführt werden, die in einem einzigen Vektor angeordnet sind, wobei nur 6 Herumdrehstufen weggelassen werden, die den 128-Stellen-FWT- Teilen entsprechen, die äquivalent zu einer siebendimensionalen Fouriertransformation sind, die zwei Datenwerte in jeder Dimension haben, und die eine weitere Stufe eines Herumdrehens entsprechend der 2-dimensionalen Kaskade der FFT mit dem FWT-Teil weglassen.
Ein Beispiel wird dies deutlicher machen: Schnelle Walsh- Fouriertransformationen können am effizientesten gebildet werden, wenn das gesamte Datenfeld eine Anzahl von Werten gleich einer Potenz von Zwei aufweist. Somit wird dann, wenn die Anzahl von Strahlen N derart gewählt wird, dass sie eine Potenz von Zwei ist, wie beispielsweise 32, da der FWT-Teil mit einer Größe von 128 bereits eine Potenz von Zwei ist, die Gesamtanzahl von Datenwerten 32 · 128 oder 4096 werden, was 2¹² ist.
Eine 212 FFT würde normalerweise 12 Schmetterlingsstufen mit 11 Herumdrehstufen zwischen ihnen aufweisen. Bei der vorliegenden Anmeldung jedoch ist die erforderliche Transformation eine 8-dimensionale Transformation eines 8- dimensionalen Felds von Werten der Größe von
32 · 2 · 2 · 2 · 2 · 2 · 2 · 2 = 4096 Werte insgesamt.
Demgemäß wird die Anzahl von Herumdrehstufen um 8-1 = 7 reduziert, was nur 4 von den 11 lässt, was eine 4096-Stellen- FWT unterbringen kann. Die vier Übrigen entsprechen denjenigen, die zwischen den ersten 5 Schmetterlingsstufen der 32-Stellen-FFT-Teilen liegen.
Somit ist oben gezeigt worden, dass die Kaskade von FFT- Strahlformern 82 in einer Datenebene mit FWT-Decodierern 71 in einer zweiten Datenebene unter Verwendung einer verallgemeinerten eindimensionalen schnellen Walsh- Fouriertransformation durchgeführt werden kann, die programmiert ist, um geeignete Stufen eines Herumdrehens zu löschen. Wenn eine solche Vorrichtung ausreichend, effizient und ökonomisch gebildet ist, kann es uninteressant werden, eine Berechnung von nicht verwendeten FWTs oder Strahlen wegzulassen, und einfacher, die gesamte Gruppe für jeden Strahl zu berechnen.
Eine weitere Variation besteht im Beachten, dass die exakte Strahlrichtung für einen Strahl, gebildet durch Kundenanpassung des Werts von THETA in Fig. 5 für jeden Strahl auf unabhängige Weise, nur beim Erhalten einer genauen Signalsubtraktion von Relevanz ist. Eine genaue Signalerfassung in der Erfassungsphase kann durch Berechnen von nur Gruppen von Strahlen unter Verwendung von THETA-0 durchgeführt werden, in welchem Fall ein bestimmtes Signal, für welches es passiert, dass es eine Ankunftsrichtung in der Mitte zwischen zwei Strahlen hat, in diesen zwei benachbarten Strahlen nach oben zeigen wird, was als zwei Strahlen erscheint. Solange jedoch die Kanalverfolger 73 geeignete Koeffizienten für die zwei benachbarten Strahlen zuführen, wird eine richtige Erfassung resultieren. Die Subtraktionsphase verwendet jedoch vorzugsweise den richtigen Wert von THETA, um zu veranlassen, dass das Signal in nur einem der berechneten Strahlen erscheint, von welchem er aus genullt wird. Der Wert von THETA, der erforderlich ist, kann durch den Kanalverfolger aus den RAKE-Koeffizienten für die zwei benachbarten Strahlen, die zur Erfassung verwendet werden, bestimmt werden.
Weitere Variationen weisen anstelle eines Setzens einer Transformationskomponente auf Null nach einem Aktualisieren des Kanalverfolgers für den gerade erfassten Symbolwert zum Vorhersagen des nächsten Werts auf, dass der aktualisierte vorhergesagte Wert vor einem Durchführen der inversen Transformation von der Transformationskomponente subtrahiert wird.
Es geht über den Schutzumfang dieser Anmeldung hinaus, eine detaillierte Analyse aller Pros und Contras für eine Variation oder eine andere zu liefern, deren Auswahl von den exakten Parametern einer bestimmten Implementierung abhängt, z. B. der Anzahl von Antennenspalten, der Größe von Walsh- Hadamard-Codeworten, der Signalbandbreite, der Verkehrskapazität und der Tatsache, ob die Implementierung von Berechnungen mittels programmierbarer Signalprozessoren, einer hartverdrahteten Logik oder mittels anwenderspezifischer integrierter Schaltungen (ASIC) erfolgt, deren Fähigkeiten aufgrund eines schnellen Fortschritts bezüglich der Silizium-Integrationstechnologie immer größer werden.
Alle derartigen Variationen, die das erfinderische Prinzip einer subtrahierenden Demodulation von Signalen in sowohl einem Signal-(oder Code-)Raum als auch einer räumlichen Dimension (oder einem Antennenstrahlraum) enthalten, die durch einen Fachmann auf dem Gebiet durchgeführt werden können, werden derart angesehen, dass sie innerhalb des Schutzumfangs der folgenden Ansprüche liegen.

Claims

1. Kommunikationssystem, umfassend eine Vielzahl von Mobilstationen und eine verbesserte Basisstation zum Empfangen von Signalen von den Mobilstationen und Dekodieren von Informations-tragenden Signalen, die davon gesendet werden, wobei die Basisstation umfasst:

a) eine Antenneneinrichtung (20-22), die Antennenelemente (22) umfasst, die um einen Halterungsaufbau (21) herum angeordnet sind, zum Empfangen von Signalen, die von der Vielzahl von Mobilstationen gesendet werden, und Erzeugen von Ausgangssignalen (23) von jedem Antennenelement (22);

b) eine Umwandlungseinrichtung (30, 31) zum Verstärken (311, 315), Filtern (310, 312, 314) und Umwandeln (316) von Signalen von jedem der Antennenelemente (22) in eine entsprechende Anzahl von umgewandelten Signalen (36), für eine Verarbeitung;

c) eine Speichereinrichtung zum vorübergehenden Speichern einer Anzahl von Abtastwerten der umgewandelten Signale (36) bei sukzessiven Zeitaugenblicken; und

d) eine Verarbeitungseinrichtung (70, 71) zum iterativen Verarbeiten und Neuverarbeiten der gespeicherten Abtastwerte sukzessive, um wiederum die Information von jeder der Mobilstationen zu dekodieren, wobei die Verarbeitung, die von der Verarbeitungseinrichtung bereitgestellt wird, aus den gespeicherten Abtastwerten ein Informationssymbol identifiziert, das von einer der Mobilstationen gesendet wird, wodurch das Informations-tragende Signal dekodiert wird, und Werte in Abhängigkeit von dem identifizierten Informationssymbol aus den gespeicherten Abtastwerten von sämtlichen Antennenelementsignalen subtrahiert, wodurch eine Störung zwischen dem eben dekodierten Signal und dem bei einer nachfolgenden Iteration zu dekodierenden Signal verringert wird.

2. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei wenigstens einige der Mobilstationen die Information unter Verwendung des gleichen Funkfrequenzkanals gleichzeitig senden.

3. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei wenigstens einige der Mobilstationen Codevielfachzugriff-Signale senden.

4. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die Verarbeitungseinrichtung ferner umfasst: eine Einrichtung zum Kombinieren von entsprechenden der gespeicherten Abtastwerte, die von jeweiligen Antennenelementen umgewandelt sind, um Signale zu verbessern, die aus einer bestimmten Richtung empfangen werden, in der eine bestimmte der Mobilstationen liegt.

5. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die sukzessiv dekodierten Signale in einer abfallenden Reihenfolge der empfangenen Signalstärke gewählt werden.

6. Kommunikationssystem nach Anspruch 4, wobei die Einrichtung zum Kombinieren eine gewichtete Summe der kombinierten Werte unter Verwendung eines Satzes von komplexen strahlbildenden Koeffizienten als die Gewichte berechnet.

7. Kommunikationssystem nach Anspruch 6, wobei die strahlbildenden Koeffizienten dafür ausgelegt sind, um bei jeder Iteration das Signal zu verbessern, welches bei dieser Iteration dekodiert wird.

8. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die Verarbeitungseinrichtung umfasst: eine Strahlbildungseinrichtung zum Kombinieren von Gruppen der gespeicherten Abtastwerte, umfassend einen Signalabtastwert, der von der Umwandlungseinrichtung von jeder Antenne zu dem gleichen Zeitaugenblick umgewandelt wird, um Strahlabtastwerte für Signale zu erzeugen, die von einer Vielzahl von Ankunftsrichtungen zu einem entsprechenden Zeitaugenblick empfangen werden.

9. Kommunikationssystem nach Anspruch 8, ferner umfassend: eine CDMA Entspreizungseinrichtung zum Verarbeiten der Strahlabtastwerte, die zu sukzessiven Zeitaugenblicken von der gleichen der Vielzahl von Ankunftsrichtungen empfangen werden, um das identifizierte Symbol zu identifizieren, das von einer der Mobilstationen gesendet und an der verbesserten Basisstation aus der Ankunftsrichtung empfangen wird.

10. Kommunikationssystem nach Anspruch 9, wobei die CDMA Entspreizungseinrichtung die Berechnung einer Walsh- Hadamard Transformation umfasst, um eine Anzahl von Walsh Spektrumkomponenten zu ermitteln, die jeweils einem eines zugelassenen Alphabets von Informationssymbolen entsprechen.

11. Kommunikationssystem nach Anspruch 10, wobei das identifizierte Symbol durch Bestimmen der größten der Walsh Spektrumkomponenten und somit des entsprechenden Symbols aus dem zugelassenen Alphabet von Symbolen identifiziert wird.

12. Kommunikationssystem nach Anspruch 11, wobei die größte Walsh Spektrumkomponente auf Null gesetzt wird, nachdem bestimmt wird, dass sie die größte ist.

13. Kommunikationssystem nach Anspruch 12, wobei das Walsh Spektrum, nachdem die größte Komponente auf Null gesetzt worden ist, eine inverse Walsh-Hadamard Transformation durchläuft, um modifizierte Strahlabtastwerte zu ermitteln.

14. Kommunikationssystem nach Anspruch 13, wobei die modifizierten Strahlabtastwerte unter Verwendung einer inversen Strahlformungseinrichtung kombiniert werden, um modifizierte gespeicherte Abtastwerte zu ermitteln, die die ursprünglichen der gespeicherten Abtastwerte ersetzen, vor einer Ausführung einer nachfolgenden Iteration, um ein Symbol von einem anderen mobilen Sender zu dekodieren.

15. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei die verbesserte Basisstation dafür ausgelegt ist, um die von den Mobilstationen gesendeten Signale jeweils mit Hilfe eines zugewiesenen Zugriffscodes (14) zu empfangen, wobei die Verarbeitungseinrichtung dafür ausgelegt ist, um die sequentiell zeitlich von den Antennenelementen empfangenen Abtastwerte in einem zweidimensionalen Raum/Zeit-Feld anzuordnen, wobei eine Dimension davon den verschiedenen Antennenelementen entspricht und die andere Dimension einer Empfangszeit entspricht, und zum Entscrambeln der gespeicherten numerischen Abtastwerte unter Verwendung von einem der Zugriffscodes, der einer ersten der Mobilstationen zugewiesen ist, und umfasst: eine zweidimensionale numerische Transformationseinrichtung (71) zum Verarbeiten der entscrambelten gespeicherten Abtastwerte, um ein zweidimensionales Raum/Code-Feld von transformierten Abtastwerten zu erzeugen, wobei die Raumdimension des zweidimensionalen Raum/Code-Felds verschiedenen möglichen Ankunftsrichtungen von Signalen an der Basisstation, die von der Mobilstation gesendet werden, entspricht und die Code-Dimension des zweidimensionalen Felds den Informationssymbolen in einem zugelassenen Alphabet von Symbolen entspricht, wobei die transformierten Abtastwerte für einen festen Ankunftsrichtungswert der Raumdimension die Korrelationen mit den verschiedenen Informationssymbolen entlang der Code-Dimension anzeigen.

16. Kommunikationssystem nach Anspruch 1, wobei der verwendete Zugriffscode gewählt wird, um derjenige zu sein, der der Mobilstation zugewiesen ist, die mit der größten Signalstärke an der Basisstation empfangen wird.

17. Kommunikationssystem nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch eine Dekodierungseinrichtung zum Dekodieren von einem der Informationssymbole, umfassend eine Bestimmungseinrichtung zum Bestimmen des größten der transformierten Abtastwerte und dadurch zum Identifizieren eines Symbols, das zu dem zugelassenen Alphabet von Symbolen und auch einer Ankunftsrichtung des Signals gehört, aus der das Informationssymbol kodiert wurde.

18. Kommunikationssystem nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch eine Dekodierungseinrichtung für die Dekodierung von einem der Informationssymbole, umfassend eine Kombiniereinrichtung zum Kombinieren der transformierten Abtastwerte, die benachbart entlang der Ankunftsrichtungsdimension liegen, unter Verwendung eines Satzes von Kombinierkoeffizienten, um einen kombinierten Wert für jede Position in der anderen Dimension des zweidimensionalen Felds von transformierten Abtastwerten zu erzeugen.

19. Kommunikationssystem nach Anspruch 18, gekennzeichnet durch eine Bestimmungseinrichtung zum Bestimmen des größten der kombinierten Werte und dadurch zum Identifizieren des dekodierten Informationssymbols.

20. Kommunikationssystem nach Anspruch 17, wobei der größte der transformierten Abtastwerte auf Null nach einem Identifizieren des Symbols gesetzt wird.

21. Kommunikationssystem nach Anspruch 20, ferner umfassend eine inverse zweidimensionale Transformationseinrichtung (71) zum Transformieren der transformierten Abtastwerte, bei denen ein Abtastwert auf Null gesetzt ist, um modifizierte gespeicherte Abtastwerte zu ermitteln, die in der Speichereinrichtung (70) gespeichert werden.

22. Kommunikationssystem nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (71) zum Verarbeiten der modifizierten gespeicherte Abtastwerte unter Verwendung der zweidimensionalen Transformationseinrichtung mit dem einer zweiten Mobilstation zugewiesenen Zugriffscode und dadurch zum Identifizieren eines Symbols, das von der zweiten Mobilstation gesendet wird.

23. Kommunikationssystem nach Anspruch 22, wobei nach einem Identifizieren des Symbols, das von der zweiten Mobilstation gesendet wird, eine entsprechende Transformationskomponente auf Null gesetzt wird und dann eine Ausführung der inversen zweidimensionalen Transformation ausgeführt wird, um weitere modifizierte gespeicherte Abtastwerte zu erzeugen.

24. Kommunikationssystem nach Anspruch 23, wobei die weiter modifizierten Abtastwerte iterativ unter Verwendung von sukzessive gewählten Zuggriffscodes verarbeitet werden, um sukzessive Symbole, die von Mobilstationen gesendet werden, denen die Zugriffscodes zugewiesen sind, zu identifizieren und um nach einem Identifizieren jedes Symbols die gespeicherten Abtastwerte weiter zu modifizieren, indem eine Transformationskomponente auf Null gesetzt wird und eine inverse Transformation ausgeführt wird.

25. Kommunikationssystem nach Anspruch 24, wobei die sukzessive gewählten Zuggriffscodes Mobilstationen, die an der Basisstation empfangen werden, in eine sukzessive abnehmenden Signalstärkereihenfolge zugewiesen werden.

26. Kommunikationssystem nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die zweidimensionale numerische Transformationseinrichtung (71) die Verarbeitung der gespeicherten Abtastwerte unter Verwendung einer vorgeschriebenen numerischen Zeitverschiebungs- Transformationseinrichtung (71) zwischen den korrelierten Abtastwerten und den Informationssymbolen ausführt, wobei das zweidimensionale Widerholen der zweidimensionalen Transformation für eine Vielzahl der Zeitverschiebungen einem verzögerten Empfang von Signalen von der ersten Mobilstation entsprechend zu verzögerten Echos der Signale, verursacht durch Signalreflexionen von Objekten in dem Ausbreitungspfad, entspricht.

27. Kommunikationssystem nach Anspruch 26, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (73) zur Vorhersage der Ankunftsrichtung und einer entsprechenden Ankunftszeit von jedem der Echos einer signifikanten Stärke und zum Anpassen der möglichen verschiedenen Ankunftsrichtungen, die von der zweidimensionalen numerischen Transformationseinrichtung angenommen werden, und der vorgeschriebenen Zeitverschiebungen, die für eine Korrelation verwendet werden, darauf.

28. Kommunikationssystem nach Anspruch 27, gekennzeichnet durch eine Kombiniereinrichtung (74) zum Kombinieren unter Verwendung eines Satzes von Gewichtungskoeffiziententransformierten Komponenten entsprechend zu den vorgegebenen Ankunfts-Richtungen und -zeiten, um einen Satz von kombinierten Werten entsprechend zu einer Korrelation mit jedem Symbol in dem zugelassenen Alphabet von Symbolen zu ermitteln.

29. Kommunikationssystem nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, dass einer der kombinierten Werte, der die größte Größe aufweist, bestimmt wird und dadurch ein Symbol identifiziert, das von der ersten Station gesendet wird.

30. Kommunikationssystem nach Anspruch 29, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (74) zum Einstellen auf Null von zweidimensionalen Transformationskomponenten, die dem identifizierten Symbol entsprechen und den vorgegebenen Ankunfts-Richtungen und -zeiten entsprechen, und inversen Transformieren der transformierten Komponenten nach Setzen des Symbols, der Zeit und der Richtungsentsprechenden Komponente auf Null, um modifizierte gespeicherte Abtastwerte zu ermitteln.

31. Kommunikationssystem nach Anspruch 30, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (84) zum iterativen Neuverarbeiten der modifizierten gespeicherten Abtastwerte unter Verwendung von sukzessive gewählten Zugriffscodes, um wiederum ein Symbol zu identifizieren, das von der Mobilstation gesendet wird, der der gewählte Zugriffscode zugewiesen ist, und nach jeder Iteration zum Erzeugen von weiter modifizierten gespeicherten Abtastwerten für eine Verarbeitung in der nächsten Iteration.

32. Kommunikationssystem nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, dass die Zugriffscodes in einer abfallende Reihenfolge der empfangenen Signalstärke der entsprechende Mobilstation, der der Zugriffscode zugewiesen ist, gewählt werden.

33. Verfahren zum Empfangen von Signalen, die von einer Vielzahl von Mobilstationen gesendet werden, in einem Kommunikationssystem, welches die Mobilstationen und eine verbesserte Basisstation umfasst, wobei jedes Signal mit Hilfe eines jeweils zugewiesenen Zugriffscodes (14) empfangen wird und der Zugriffscodes zum Dekodieren von Informationssymbolen verwendet wird, die zu einem zugelassenen Alphabet von Symbolen gehören, die in die Aussendungen kodiert sind, umfassend die folgenden Schritte:

a) Empfangen von Signalen die von der Vielzahl von Mobilstationen gesendet werden, an einer Antenneneinrichtung (20-22) mit Antennenelementen (22), die um einen Halterungsaufbau (21) herum angeordnet sind, und zum Erzeugen von Ausgangssignalen (23) für jedes Antennenelement (22);

b) Verstärken (311, 315(, Filtern (310, 312, 314), und Umwandeln (316) von Signalen von jedem der Antennenelemente (22) in eine entsprechende Anzahl von umgewandelten Signalen (36) für eine Verarbeitung;

c) vorübergehendes Speichern einer Anzahl von Abtastwerten (36) der Signale, die von jedem der Antennenelemente (22) bei sukzessiven Zeitaugenblicken (t1 .... t128) umgewandelt werden;

d) eine Verarbeitungseinrichtung (70, 71) zum iterativen Verarbeiten und Neuverarbeiten der gespeicherten Abtastwerte sukzessive, um wiederum die Information von jeder der Mobilstationen zu dekodieren, wobei die Verarbeitung, die von der Verarbeitungseinrichtung bereitgestellt wird, aus den gespeicherten Abtastwerten ein Informationssymbol identifiziert, das von einer der Mobilstationen gesendet wird, wodurch das Informations-tragende Signal dekodiert wird und Werte in Abhängigkeit von dem identifizierten Informationssymbol von den gespeicherten Abtastwerten von sämtlichen Antennenelementsignalen subtrahiert, wodurch eine Störung zwischen dem eben dekodierten Signal und dem bei einer nachfolgenden Iteration zu dekodierendem Signal verringert wird.

34. Verfahren nach Anspruch 33, wobei die verbesserte Basisstation ausgelegt ist zum Empfangen der Signale, die von den Mobilstationen gesendet werden, jeweils mit Hilfe eines zugewiesenen Zugriffscodes (14), ferner umfassend die Schritte zum Anordnen (71) der Abtastwerte, die zeitlich sequentiell von den Antennenelementen empfangen werden, in einem zweidimensionalen Raum/Zeit-Feld, wobei eine Dimension davon den verschiedenen Antennenelementen entspricht und wobei die andere Dimension der Empfangszeit entspricht, Entscrambeln (71) der gespeicherten numerischen Abtastwerte unter Verwendung von einem der Zugriffscodes, der eine ersten der Mobilstationen zugewiesen ist, und Verarbeiten (71) der entscrambelten gespeicherten Abtastwerte zum Erzeugen eines zweidimensionalen Raum/Code-Felds von transformierten Abtastwerten, wobei die Raumdimensionen des zweidimensionalen Raum/Code-Felds verschiedenen möglichen Ankunftsrichtungen von Signalen an der Basisstation, die von der Mobilstation gesendet werden, entspricht und die Code-Dimension des zweidimensionalen Felds den Informationssymbolen in einem zugelassen Alphabet von Symbolen entspricht, wobei die transformierten Abtastwerte für einen festen Ankunftsrichtungswert der Raumdimension die Korrelationen mit den verschiedenen Informationssymbolen entlang der Code-Dimension anzeigen.

35. Verfahren nach Anspruch 34,

dadurch gekennzeichnet, dass

die Verarbeitung (71) durch Verwenden einer vorgeschriebenen Zeitverschiebung zwischen den korrelierten Abtastwerten und den Informationssymbolen ausgeführt wird; und

Wiederholen der zweidimensionalen Transformation für eine Vielzahl der Zeitverschiebungen entsprechend zu einem verzögerten Empfang von Signalen von der ersten Mobilstation entsprechend zu verzögerten Echos der Signale, die von einer Signalreflexion von Objekten in dem Ausbreitungspfad verursacht werden.

36. Verfahren nach Anspruch 35, umfassend die folgenden Schritte: Vorhersagen (73) der Ankunftsrichtung und einer entsprechenden Ankunftszeit von jedem der Echos einer signifikanten Stärke und um darauf die möglichen verschiedenen Ankunftsrichtungen, die von der zweidimensionalen numerischen Transformationseinrichtung angenommen werden, und die vorgeschriebenen Zeitverschiebungen, die für eine Korrelation verwendet werden, anzupassen.

37. Verfahren nach Anspruch 36, ferner umfassend die folgenden Schritte: Kombinieren (74) unter Verwendung eines Satzes von Gewichtungskoeffiziententransformierten Komponenten entsprechend zu den vorgeschriebenen Richtungen und Ankunftszeiten, um einen Satz von kombinierten Werten entsprechend zu einer Korrelation mit jedem Symbol in dem zugelassenen Alphabet von Symbolen zu ermitteln.

38. Verfahren nach Anspruch 37, wobei einer der kombinierten Werte, der die größte Größe aufweise, bestimmt wird und dadurch ein Symbol identifiziert, das von der ersten Station gesendet wird.

39. Verfahren nach Anspruch 38, ferner umfassend die folgenden Schritte: Einstellen von zweidimensional transformierten Komponenten entsprechend zu dem identifizierten Symbol und entsprechend zu vorgeschriebenen Ankunfts-Richtungen und -zeiten auf Null und inverses Transformieren der transformierten Komponenten nach Setzen des Symbols, der Zeit und Richtungsentsprechenden Komponente auf Null, um modifizierte gespeicherte Abtastwerte zu ermitteln.

40. Verfahren nach Anspruch 39, ferner umfassend die folgenden Schritte: iteratives Neuverarbeiten der modifizierten gespeicherten Abtastwerte unter Verwendung von sukzessive gewählten Zugriffscodes, um wiederum ein Symbol zu identifizieren, das von der Mobilstation gesendet wird, der der gewählte Zugriffscode zugewiesen ist, und nach jeder Iteration Erzeugen von weiter modifizierten gespeicherten Abtastwerten zur Verarbeitung in der nächsten Iteration.

41. Verfahren nach Anspruch 40, wobei die Zugriffscodes in einer abfallenden Reihenfolge einer empfangenen Signalstärke der entsprechenden Mobilstation, der der Zugriffscode zugewiesen ist, gewählt werden.