JP2001352594A - 風音低減方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 単チャンネルで収音された信号の風音雑音の
低減を行う。 【解決手段】 マイクロフォン１で収音された音声信号
が前置アンプ２、自動利得制御回路３、アナログ−デジ
タル変換器４を通じて風音低減回路１０に入力される。
そして入力されたデジタル音声信号が、ローパスフィル
タ１１と遅延回路１２と加算器１３及び可変利得アンプ
１４からなる１ｋＨｚ以下の第１の風音低減手段に入力
され、さらに加算器１３の出力音声信号がローパスフィ
ルタ１５と遅延回路１６と加算器１７及び可変利得アン
プ１８からなる１００Ｈｚ以下の第２の風音低減手段に
入力される。また、上述のデジタル音声信号が低域帯域
分割手段１９を通じて相互相関係数算出手段２０に入力
され、算出された相互相関係数が時定数付加回路２１を
通じて可変利得アンプ１８の利得制御部に入力され、さ
らに減衰器２２を通じて可変利得アンプ１４の利得制御
部に入力される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、例えば音声信号を
記録可能な静止画像撮影装置等に使用して好適な風音低
減方法及び装置に関する。詳しくは、例えば単チャンネ
ルで収音される音声信号に対して良好な風による雑音の
低減が行われるようにするものである。

【０００２】

【従来の技術】例えばデジタル若しくは８ミリ型のＶＴ
Ｒ一体型ビデオカメラ、或いはポータブルＭＤ、ポータ
ブルＤＡＴ等の携帯型の録音機能を有する装置（以下、
ビデオカメラ等と略称する）において、ステレオ収音等
を行う装置として、本願出願人は先に特願平２−１３２
０５１号（特開平４−２７２９８号公報参照）を提案し
た。すなわちこの出願においては、ビデオカメラ等に内
蔵される比較的近接して設けられる２つのマイクロフォ
ンを用いて、空間的及び電気的な処理を施すことによっ
て良好なステレオ収音が行われるようにするものであ
る。

【０００３】一方、上述のビデオカメラ等を例えば野外
で使用する場合に、マイクロフォンに風が当たることに
よって発生する特有の風音雑音を低減する目的で、本願
出願人は特願平３−１５３３４１号（特開平５−７３９
２号公報参照）、特願平６−５９０９９号（特開平７−
２７４２８０号公報参照）、特願平９−２２６５０１号
（特開平１１−６９４８０号公報参照）を提案してい
る。すなわちこれらの出願においては、ステレオ収音さ
れる音声信号から風音成分を検出し、収音される音声信
号の低域のレベルを制御することで風音雑音の低減を図
るものである。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで近年、例えば
インターネット上で画像を伝送する等の目的で、デジタ
ルで静止画像を撮影する装置の普及が顕著になってい
る。さらにこのようなインターネット等で伝送される画
像に音声を付加することが行われ、そのような用途に対
しては、例えばデジタル静止画像撮影装置で音声信号の
収音も可能にした装置が実施されている。その場合に、
このようなデジタル静止画像撮影装置等においては、信
号処理の負担を軽減する目的や用いられる記録媒体の容
量等の問題から、一般的に単チャンネルのモノラル収音
が行われているものである。

【０００５】一方、このようなデジタル静止画像撮影装
置等においても、例えば野外で使用される機会が多くな
ってきている。その場合には上述のビデオカメラ等と同
様に風音雑音の問題が生じるものである。ところが上述
の出願においては、いずれもステレオ収音等を行う際の
左右の音声信号の相関関係を用いて風音雑音の発生を検
出し、風音雑音の低減を行っている。従って上述のよう
に単チャンネルで収音が行われるデジタル静止画像撮影
装置等では、上述の出願を用いても風音雑音の問題を解
決することができないものである。

【０００６】また、上述のビデオカメラ等においても、
例えば外部のマイクロフォンを用いて収音を行う場合に
は、上述の出願を用いての風音雑音の低減を行うことが
できない。すなわち上述の出願では、風音雑音の低減を
行うためにステレオ収音する際のマイクロフォン間の距
離や設置箇所の構造等が厳密に規定されている。従って
そのような規定に沿わない外部のマイクロフォン等を用
いる収音では、上述の出願のようなステレオ収音による
左右の音声信号の相関関係を用いる方式の風音雑音の低
減は行うことができないものである。

【０００７】この出願はこのような点に鑑みて成された
ものであって、解決しようとする問題点は、従来の技術
では、例えばデジタル静止画像撮影装置のような単チャ
ンネルで収音が行われる場合や、外部のマイクロフォン
等のような必要な規定に沿えない収音では、風音雑音の
低減を行うことができなかったというものである。

【０００８】なお従来においても、このような場合にお
いてユーザーがマニュアル操作で、例えば操作スイッチ
や操作メニューから「風音低減」をオンにすることで風
音雑音の低減を行うことはできた。しかしながらこのよ
うな方法では、風音が発生する度に操作を必要とされる
ために煩わしく、自動化が望まれていた。この出願はこ
のような背景を有するものである。

【０００９】

【課題を解決するための手段】このため本発明において
は、マイクロフォンからの信号を複数の周波数帯域に分
割し、分割された帯域間の相互相関に基づいて風音成分
の低減を行うようにしたものであって、これによれば、
例えば単チャンネルで収音された信号に対しても良好な
風音雑音の低減を行うことができる。

【００１０】

【発明の実施の形態】ところで、上述のビデオカメラ等
に用いられる一般的なマイクロフォンについて、例えば
風速約４ｍ／ｓ時における風音信号の周波数特性は、例
えば図２に示すようになる。このグラフは、横軸に周波
数、縦軸に音圧レベルを表しており、音圧レベルの単位
のｄＢＳＰＬ（＝Sound Pressure Level）は、人の最小
可聴限界を０ｄＢＳＰＬとした音圧レベルで、この場合
に通常人が耳にする音圧レベルの最大値は約１２０ｄＢ
ＳＰＬといわれている。従って図２における風音信号の
最大音圧レベルの約７０ｄＢＳＰＬは比較的大きなもの
である。

【００１１】一方、このような風音信号は、通常はいわ
ゆる１／ｆの揺らぎ成分に比例した周波数特性を示し、
一般的に極低周波数領域に集中しており、周波数が低く
なるほど風音信号と音声信号の成分比も風音成分が支配
的になる。なお図２における風音信号では、約１００〜
２００Ｈｚ付近をピークに低域側が減少しているが、こ
れはビデオカメラ等では、ウインドスクリーン（金網や
スポンジ）等による構造的な風音対策や、音声信号入力
回路のカップリングコンデンサ等の影響による低域の減
衰が生じているもので、成分比は風音信号が支配的にな
っている。

【００１２】本発明はこのような点に着目してなされた
ものである。すなわち本発明の風音低減方法において
は、マイクロフォンからの信号を複数の周波数帯域に分
割し、これらの分割された帯域の内で音声成分の影響が
最も少ない帯域を基準帯域としてこの基準帯域の信号と
それ以外の帯域の信号との相互相関係数を算出し、この
算出された相互相関係数に基づいてマイクロフォンから
の信号の風音成分の低減を行うものである。

【００１３】また、本発明の風音低減装置においては、
マイクロフォンからの信号を複数の周波数帯域に分割す
る周波数帯域分割手段と、これらの分割された帯域の内
で音声成分の影響が最も少ない帯域を基準帯域としてこ
の基準帯域の信号とそれ以外の帯域の信号との相互相関
係数を算出する相互相関係数算出手段と、この算出され
た相互相関係数に基づいてマイクロフォンからの信号の
風音成分の低減を行う風音低減手段とを有するものであ
る。

【００１４】以下、図面を参照して本発明を説明する
に、図１は本発明を適用した風音低減装置の一実施形態
の構成を示すブロック図である。

【００１５】図１において、例えばデジタル静止画像撮
影装置やビデオカメラ等に設けられる単一のマイクロフ
ォン１でモノラル収音された１チャンネルの音声信号
が、アンプ２で前置増幅されて自動利得制御（ＡＧＣ）
回路３に入力され、例えば後段の回路に最適なレベルに
自動利得制御される。この利得制御された音声信号がア
ナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４に入力されてデジ
タル信号に変換され、変換されたデジタル音声信号が、
実線で囲まれた風音低減回路（手段）１０に入力され
る。

【００１６】この風音低減回路１０では、まず入力され
たデジタル音声信号が、例えば１ｋＨｚ程度のカットオ
フ周波数を有するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１と、
このローパスフィルタ１１での信号遅延に相当する遅延
回路（ＤＬ）１２とに入力される。そして遅延回路１２
で遅延された信号が加算器１３の＋端子側に入力され、
ローパスフィルタ１１からの信号が可変利得アンプ１４
でレベル制御されて加算器１３の−端子側に入力され
る。これよって、例えば１ｋＨｚ以下の風音成分が、可
変利得アンプ１４の制御に従って低減される。

【００１７】さらに加算器１３から出力されたデジタル
音声信号が、例えば１００Ｈｚ程度のカットオフ周波数
を有するローパスフィルタ（ＬＰＦ）１５と、このロー
パスフィルタ１５での信号遅延に相当する遅延回路（Ｄ
Ｌ）１６とに入力される。そして遅延回路１６で遅延さ
れた信号が加算器１７の＋端子側に入力され、ローパス
フィルタ１５からの信号が可変利得アンプ１８でレベル
制御されて加算器１７の−端子側に入力される。これよ
って、例えば１００Ｈｚ以下の風音成分が、可変利得ア
ンプ１８の制御に従って低減される。

【００１８】それと共に風音低減回路１０では、入力さ
れたデジタル音声信号が低域帯域分割手段１９に入力さ
れて、例えば図３のＡに示すような複数の周波数帯域に
分割される。すなわちこの低域帯域分割手段１９は、例
えば図４に示すように複数のバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）３１〜３５によって形成される。あるいは図５に示
すように複数のローパスフィルタ（ＬＰＦ）４１〜４６
と加減算器５１〜５５によって同様の周波数帯域の分割
を行うこともできる。ただしこの場合には、ローパスフ
ィルタ４１〜４６の周波数特性は図３のＢに示すように
なる。

【００１９】またこれらの回路において、各周波数帯域
の中心周波数は、例えば１５Ｈｚ、３５Ｈｚ、８０Ｈ
ｚ、１９０Ｈｚ、４４０Ｈｚに設定される。なおこれら
の中心周波数は整数倍の関係にならないようにされ、例
えば互いに約１．２オクターブの関係にされる。この意
味は、一般的に同一音源から発せられた音は、その中に
含まれる最も低い周波数の音（基音と呼ぶ）の整数倍に
なっている場合が多いのに対し、風音信号は周波数がラ
ンダムである。従って各周波数を整数倍に選ばないこと
によって、風音信号のみの検出を行い易くするものであ
る。

【００２０】ただし上述の中心周波数では、基音５Ｈｚ
の整数倍に当たることになるが、５Ｈｚの音は自然界で
は風音以外にはほとんど存在せず、また可聴帯域外であ
るためビデオカメラ等のマイクロフォンを含めた音声入
力回路ではほとんど感度を持たないので、これらの周波
数で問題になることはない。さらに上述の実施形態では
周波数帯域の分割の数を５としたが、分割の数はこれよ
り多くても少なくても実現可能である。また中心周波数
も、上述の１５Ｈｚ、３５Ｈｚ、８０Ｈｚ、１９０Ｈ
ｚ、４４０Ｈｚ以外でもよい。

【００２１】このようにして低域帯域分割手段１９から
は音声信号の低域帯域を複数の周波数帯域に分割した信
号が取り出される。さらにこの低域帯域分割手段１９か
らの信号が相互相関係数算出手段２０に入力されて、上
述の分割された信号間の相互の相関係数が求められる。
すなわち上述の各分割された周波数帯域間で、風音信号
が音声信号に対して支配的である場合には、上述の風音
信号による揺らぎ成分が同時に変動するため、相互相関
係数値が大きくなり、これによって風音信号を検出する
ことができるものである。

【００２２】そこで相互相関係数算出手段２０の算出で
は、例えば最も音声信号の影響が少なく且つ風音信号が
多い基準帯域を１つ選択し、この基準帯域とこれ以外の
帯域との間でそれぞれ帯域間の相互相関係数を演算す
る。なお、風音信号は上述したように１／ｆに比例した
レベルであるため、上述の最も音声信号の影響が少なく
且つ風音信号が多い基準帯域には、最も低い周波数帯域
（例えば１５Ｈｚ）の信号を用いることができる。これ
によって風音信号による揺らぎ成分が発生したときの相
互相関係数値を良好に検出することができる。

【００２３】このような相互相関係数算出手段２０の実
施形態は、例えば図６のようなブロックで示される。こ
の図６において、上述の複数の周波数帯域に分割された
信号が入力されると、これらの信号がそれぞれ乗算器６
１〜６５で２乗されて信号のエネルギーが取り出され
る。そしてこれらの２乗信号が例えばカットオフ周波数
が数Ｈｚに設定されたローパスフィルタ（ＬＰＦ）６６
〜７０に入力されることによって、上述の複数の周波数
帯域に分割された各帯域の信号のいわゆる１／ｆの揺ら
ぎ成分が取り出される。

【００２４】さらに最も低い周波数帯域（例えば１５Ｈ
ｚ）からの信号が相互相関係数演算ブロック７１〜７４
に共通に入力され、これ以外の帯域からの信号がそれぞ
れ相互相関係数演算ブロック７１〜７４に独立に入力さ
れる。これによって、分割された帯域の内で音声成分の
影響が最も少ない帯域を基準帯域として、この基準帯域
の信号とそれ以外の帯域の信号との相互相関係数を算出
することができる。すなわちこのような相互相関係数の
計算は、例えば次の〔数１〕に示すような計算を用いて
行うことができる。

【００２５】

【数１】

【００２６】ここで、 Ａ[n] はｎサンプル目の他の帯域の信号のデジタル値 Ｂ[n] はｎサンプル目の基準帯域の信号のデジタル値 Ｎは演算総サンプル数Ａ[n] はｎサンプルまでのＮサンプルの他の帯域の信号
の平均のデジタル値Ｂ[n] はｎサンプルまでのＮサンプルの基準帯域の信号
の平均のデジタル値 である。

【００２７】ところでこの演算式において、分母は分子
が取り得る最大の値であり、算出される相関係数は
“１”若しくは“−１”を越えることはない。しかし、
例えば演算総サンプル数Ｎ以上に亙って、値Ａ[n] 若し
くは値Ｂ[n] に“０”若しくは“０”に近い微小信号が
続いた場合を考えると、“０”で割ったり、“０”を割
ったりする演算が発生し、有限語長を扱うデジタル信号
処理では、演算誤差が増大して算出される相関係数が不
安定になる恐れがある。そこでそのような演算誤差を解
消するために、次のような特異点処理が行われる。

【００２８】すなわち上述の相互相関係数演算ブロック
７１〜７４には、それぞれ例えば図７に示すような構成
が設けられる。この図７において、最も低い基準帯域か
らの信号とこれ以外の帯域からの信号とが小レベル検出
回路７０１に入力され、いずれかの信号が任意のスレシ
ョルドレベル以下になったときに検出信号が取り出され
る。この検出信号が“０”値設定回路７０２に入力され
る。そして上述の最も低い基準帯域からの信号とこれ以
外の帯域からの信号と、この“０”値設定回路７０２か
らの予め設定された値が相関係数算出回路７０３に入力
される。

【００２９】これよって、低域帯域分割手段１９からの
分割された各周波数帯域の信号が例えば図８のＡ〜Ｅに
示すようであった場合に、それぞれの図面中に破線で示
す小レベル検出のスレショルドレベルＴＨより信号レベ
ルが下がったときに、小レベル検出回路７０１での検出
が行われて、“０”値設定回路７０２に設定された値が
相関係数算出回路７０３に入力される。これにより、例
えば“０”若しくは“０”に近い微小な入力信号が続い
た場合に、相関係数算出回路７０３での演算を中止し、
任意の設定値とすることで演算誤差の発生を防止するこ
とができる。

【００３０】さらに図９には、相関係数算出回路７０３
の具体的な回路の実施形態を示す。図９において、まず
入力データＡ[n] は１／Ｎビットシフト処理１０１に入
力される。ここでＮ＝２^m の関係に設定すると、１／Ｎ
はｍ回のＬＳＢ側へのビットシフト演算で実現できる。
この１／Ｎビットシフト処理１０１で処理された信号は
ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）１０２に入力され
る。このランダムアクセスメモリ１０２はＮワードの遅
延手段として構成され、値（１／Ｎ）Ａ[n] が入力され
るとＮサンプル前の値（１／Ｎ）Ａ[n-N] が出力される
ものである。

【００３１】また、１／Ｎビットシフト処理１０１で処
理された信号が加算器１０３の一方の入力端子に入力さ
れる。さらにこの加算器１０３の出力がアキュムレータ
１０４に入力され、このアキュムレータ１０４の出力が
加算器１０３の他方の入力端子に入力される。これによ
り、この加算器１０３とアキュムレータ１０４では、ア
キュムレータ１０４からの１サンプル前の出力値ＡＡ[n
-1] と現サンプル信号を加算してアキュムレータ１０４
の入力値ＡＡ[n] とすることで、入力される値（１／
Ｎ）Ａ[n] の累積加算が行われる。

【００３２】この加算器１０３で累積加算された信号が
加算器１０５の＋側端子に入力される。また、ランダム
アクセスメモリ１０２からのＮワード遅延された信号が
加算器１０５の−側端子に入力される。これによって加
算器１０５では、

【数２】 の計算が行われる。

【００３３】すなわち例えばｎ＝Ｎ＋１サンプルにおい
て、〔数２〕式は、

【数３】 となり、常にＮサンプルの平均のデジタル値Ａ[n] が求
められる。

【００３４】さらに入力データＡ[n] が加算器１０６の
＋側端子に入力され、加算器１０５で求められた値Ａ
[n] が加算器１０６の−側端子に入力される。これによ
って加算器１０６からは、値（Ａ[n] −Ａ[n] ）＝Ｒ
[n] が取り出される。この値が乗算器１０７で２乗され
て値Ｒ[n]²が取り出され、この値Ｒ[n]²が１／Ｎビット
シフト処理１０８に入力される。そしてこの１／Ｎビッ
トシフト処理１０８で処理された信号が、Ｎワードの遅
延手段として構成されたランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）１０９に入力される。

【００３５】また、１／Ｎビットシフト処理１０８で処
理された信号が加算器１１０の一方の入力端子に入力さ
れる。さらにこの加算器１１０の出力がアキュムレータ
１１１に入力され、このアキュムレータ１１１の出力が
加算器１１０の他方の入力端子に入力される。これによ
り、この加算器１１０とアキュムレータ１１１では、ア
キュムレータ１１１からの１サンプル前の出力値ＢＲ[n
-1]²と現サンプル信号を加算してアキュムレータ１１１
の入力値ＢＲ[n]²とすることで、入力される値（１／
Ｎ）Ｒ[n]²の累積加算が行われる。

【００３６】そしてこの加算器１１０で累積加算された
信号が加算器１１２の＋側端子に入力される。また、ラ
ンダムアクセスメモリ１０９からのＮワード遅延された
信号が加算器１１２の−側端子に入力される。これによ
って加算器１１２からは、

【数４】 の計算値が取り出される。

【００３７】さらに入力データＢ[n] についても同様の
処理が行われる。すなわち入力データＢ[n] は１／Ｎビ
ットシフト処理２０１に入力される。ここでＮ＝２^m の
関係に設定すると、１／Ｎはｍ回のＬＳＢ側へのビット
シフト演算で実現できる。この１／Ｎビットシフト処理
２０１で処理された信号はランダムアクセスメモリ（Ｒ
ＡＭ）２０２に入力される。このランダムアクセスメモ
リ２０２はＮワードの遅延手段として構成され、値（１
／Ｎ）Ｂ[n] が入力されるとＮサンプル前の値（１／
Ｎ）Ｂ[n-N] が出力されるものである。

【００３８】また、１／Ｎビットシフト処理２０１で処
理された信号が加算器２０３の一方の入力端子に入力さ
れる。さらにこの加算器２０３の出力がアキュムレータ
２０４に入力され、このアキュムレータ２０４の出力が
加算器２０３の他方の入力端子に入力される。これによ
り、この加算器２０３とアキュムレータ２０４では、ア
キュムレータ２０４からの１サンプル前の出力値ＤＢ[n
-1] と現サンプル信号を加算してアキュムレータ２０４
の入力値ＤＢ[n] とすることで、入力される値（１／
Ｎ）Ｂ[n] の累積加算が行われる。

【００３９】この加算器２０３で累積加算された信号が
加算器２０５の＋側端子に入力される。また、ランダム
アクセスメモリ２０２からのＮワード遅延された信号が
加算器２０５の−側端子に入力される。これによって加
算器２０５では、

【数５】 の計算が行われる。

【００４０】すなわち例えばｎ＝Ｎ＋１サンプルにおい
て、〔数５〕式は、

【数６】 となり、常にＮサンプルの平均のデジタル値Ｂ[n] が求
められる。

【００４１】さらに入力データＢ[n] が加算器２０６の
＋側端子に入力され、加算器２０５で求められた値Ｂ
[n] が加算器２０６の−側端子に入力される。これによ
って加算器２０６からは、値（Ｂ[n] −Ｂ[n] ）＝Ｓ
[n] が取り出される。この値が乗算器２０７で２乗され
て値Ｓ[n]²が取り出され、この値Ｓ[n]²が１／Ｎビット
シフト処理２０８に入力される。そしてこの１／Ｎビッ
トシフト処理２０８で処理された信号が、Ｎワードの遅
延手段として構成されたランダムアクセスメモリ（ＲＡ
Ｍ）２０９に入力される。

【００４２】また、１／Ｎビットシフト処理２０８で処
理された信号が加算器２１０の一方の入力端子に入力さ
れる。さらにこの加算器２１０の出力がアキュムレータ
２１１に入力され、このアキュムレータ２１１の出力が
加算器２１０の他方の入力端子に入力される。これによ
り、この加算器２１０とアキュムレータ２１１では、ア
キュムレータ２１１からの１サンプル前の出力値ＥＳ[n
-1]²と現サンプル信号を加算してアキュムレータ２１１
の入力値ＥＳ[n]²とすることで、入力される値（１／
Ｎ）Ｓ[n]²の累積加算が行われる。

【００４３】そしてこの加算器２１０で累積加算された
信号が加算器２１２の＋側端子に入力される。また、ラ
ンダムアクセスメモリ２０９からのＮワード遅延された
信号が加算器２１２の−側端子に入力される。これによ
って加算器２１２からは、

【数７】 の計算値が取り出される。

【００４４】さらに加算器１０６から取り出される値
（Ａ[n] −Ａ[n] ）＝Ｒ[n] と、加算器２０６から取り
出される値（Ｂ[n] −Ｂ[n] ）＝Ｓ[n] とが乗算器３０
１に入力されて、値Ｒ[n] Ｓ[n] ＝（Ａ[n] −Ａ[n] ）
・（Ｂ[n] −Ｂ[n] ）が求められる。この乗算器３０１
で求められた値Ｒ[n] Ｓ[n] が１／Ｎビットシフト処理
３０２に入力される。そしてこの１／Ｎビットシフト処
理３０２で処理された信号が、Ｎワードの遅延手段とし
て構成されたランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）３０３
に入力される。

【００４５】また、１／Ｎビットシフト処理３０２で処
理された信号が加算器３０４の一方の入力端子に入力さ
れる。さらにこの加算器３０４の出力がアキュムレータ
３０５に入力され、このアキュムレータ３０５の出力が
加算器３０４の他方の入力端子に入力される。これによ
り、この加算器３０４とアキュムレータ３０５では、ア
キュムレータ３０５からの１サンプル前の出力値ＣＲ[n
-1] Ｓ[n-1] と現サンプル信号を加算してアキュムレー
タ３０５の入力値ＣＲ[n] Ｓ[n] とすることで、入力さ
れる値（１／Ｎ）Ｒ[n] Ｓ[n] の累積加算が行われる。

【００４６】さらにこの加算器３０４で累積加算された
信号が加算器３０６の＋側端子に入力される。また、ラ
ンダムアクセスメモリ３０３からのＮワード遅延された
信号が加算器３０６の−側端子に入力される。これによ
って加算器３０６からは、

【数８】 の計算値が取り出される。

【００４７】そしてこれらの〔数４〕〔数７〕〔数８〕
で求められた計算値が相関係数演算回路４００に入力さ
れて、上述の〔数１〕に示した演算式の計算が行われ
る。なおこの演算式では、基本演算として１／√の計算
を多用しているが、この演算式においては、例えばチェ
ビチェフ多項式近似とニュートン法を組み合わせ、まず
チェビチェフ多項式近似で近似し、ニュートン法で精度
を上げることによって演算量を削減することができる。
またチェビチェフ多項式の次数を下げることやニュート
ン法の近似回数を抑えることでもさらに演算量を減らす
ことができる。

【００４８】またこの相関係数演算回路４００には、上
述の“０”値設定回路７０２からの信号が入力される。
これにより、例えば入力データＡ[n] 、Ｂ[n] が微小レ
ベルとなった場合には相関係数演算回路４００での演算
を打ち切って、相関係数出力を例えば“０”値にする処
理が行われる。

【００４９】このようにして、相関係数演算回路４００
では、入力されるデータに対してサンプルごとに相関係
数を演算して出力しても良いし、また複数サンプルご
と、例えばＮサンプルごとに相関係数を演算して出力す
るようにして、演算量を減らしても良い。なお、相関係
数演算の詳細については、数学的に周知な解法の利用で
あり、また本願の主旨ではないので詳細な説明は省略す
る。

【００５０】さらにこの相関係数演算回路４００で求め
られた相関係数出力が、図６の相互相関係数演算ブロッ
ク７１〜７４の出力として取り出されて、次段の負値切
り捨て処理ブロック８１〜８４に入力される。この負値
切り捨て処理ブロック８１〜８４では、例えば図１０の
Ａに示すような縦軸の相関係数で“−１”〜“１”の値
を有する入力信号から、例えば“０”以下の範囲、すな
わち負の相関（逆相成分による相関）部分を全て“０”
値（無相関）にする処理が行われて、図１０のＢに示す
ような“０”〜“１”の値を有する信号が形成される。

【００５１】この処理の意味するところは、例えばある
帯域に音声信号が混入した場合を考えると、この帯域の
信号と風音信号の基準とする例えば１５Ｈｚの帯域の信
号との相互相関係数は小さくなり、無相関性若しくは負
の相関性を持つ場合がある。一方、このような場合には
その帯域には成分比で音声信号が支配的であるものと考
えられる。そこでこのような場合には、風音低減処理を
行わないことによって、上述の混入している音声信号の
損なわれることが無いようにしているものである。

【００５２】そしてこれらの負値切り捨て処理ブロック
８１〜８４からの信号が係数生成手段９０に入力され
て、上述の分割された帯域に応じて重み付けした平均処
理が行われる。すなわち上述の構成では、例えば１５Ｈ
ｚの基準帯域に対して、高域に行くに従って風音信号共
に音声信号も含まれている可能性が高くなり、風音信号
のみの相関性が含まれる度合いが低くなる。そこで風音
信号の相関性が高い低域側の重みを大きくし、高域側の
重みを小さくするようにした平均化の処理が行われるも
のである。

【００５３】なお具体的には、例えば上述の３５Ｈｚ、
８０Ｈｚ、１９０Ｈｚ、４４０Ｈｚの各帯域の信号を１
５Ｈｚの帯域の信号と比較して得られた相互相関係数
を、それぞれ値Ｓ₃₅、Ｓ₈₀、Ｓ₁₉₀ 、Ｓ₄₄₀ とした場合
に、

【数９】 とする処理が行われる。

【００５４】ここで重み係数ｗ₁ 、ｗ₂ 、ｗ₃ 、ｗ₄ の
合計が値Ｗに等しくなるようにされる。すなわちこれら
の重み係数を、例えばｗ₁ ＝０．１、ｗ₂ ＝０．２、ｗ
₃ ＝０．４、ｗ₄ ＝０．６とした場合には、値Ｗ＝１．
３となるようにして、重み付けした平均処理が行われ
る。なおこれらの重み係数ｗ₁ 、ｗ₂ 、ｗ₃ 、ｗ₄ の値
は任意であり、例えばマイクロフォンやキャビネットの
構造の違いによる風音信号の周波数特性等に合わせて係
数を最適化することが可能である。また、係数の個数も
任意であり、例えばある帯域の相関係数のみを使用する
場合には、その重み係数は１００％の重みとなる。

【００５５】このようにして、図１の相互相関係数算出
手段２０において相互相関係数が算出される。ここで一
般的に風音信号は１／ｆに比例したレベルであるため、
上述の各分割帯域間で風音信号が音声信号に対して支配
的である場合には、風音信号による揺らぎ成分が同時に
変動することになる。従って上述の構成で最も低い周波
数帯域を基準帯域とすることにより、風音信号が音声信
号に対して支配的である場合には相互相関係数が大きく
なり、この相互相関係数の値によって風音信号の発生を
検出することができるものである。

【００５６】そこで図１においては、この相互相関係数
算出手段２０で算出された相互相関係数が時定数付加回
路２１に入力されて、人間の聴感に合ったアタック及び
リカバリ特性が与えられる。なおこのような時定数付加
回路２１には、例えばカットオフ周波数を低く設定した
ローパスフィルタや、アップカウント値とダウンカウン
ト値を別々に設定したアップダウンカウンタなどが用い
られる。これにより、制御が行われたときの音声レベル
が変化することによる聴感上の不自然さを解消すること
ができる。

【００５７】そしてこの時定数の付加された相互相関係
数が可変利得アンプ１８の利得制御部に入力されること
より、収音された信号の例えば１００Ｈｚ以下の風音成
分が低減される。さらにこの時定数の付加された相互相
関係数が減衰器（ＡＴＴ）２２で所定量減衰された後、
可変利得アンプ１４の利得制御部に入力されることよ
り、収音された信号の例えば１ｋＨｚ以下の風音成分が
低減される。これによって例えば単チャンネルで収音さ
れる音声信号に対しても良好な風音雑音の低減を行うこ
とができる。

【００５８】なお、上述の装置で可変利得アンプ１４及
び１８の制御特性は、例えば図１１に示すようになって
いる。すなわち図１１において、可変利得アンプ１８の
制御特性は時定数付加回路２１からの相互相関係数に応
答し、例えば相互相関係数が“０”〜“１”の値で変化
すると、利得も“０”〜“１”倍に制御される。これに
対して可変利得アンプ１４の制御特性は減衰器（ＡＴ
Ｔ）２２からの減衰された相互相関係数に応答し、例え
ば相互相関係数が“０”〜“１”の値で変化すると、利
得は“０”〜“０．３”倍に制御される。

【００５９】さらに図１２は、上述の制御が行われたと
きの風音低減回路１０の入出力周波数特性を示す。すな
わち風音低減回路１０では、ローパスフィルタ１１を通
過した１ｋＨｚ以下の風音信号が可変利得アンプ１４と
加算器１３により低減され、ローパスフィルタ１５を通
過した１００Ｈｚ以下の風音信号が可変利得アンプ１８
と加算器１７により低減される。これによって風音低減
回路１０では、１ｋＨｚ〜１００Ｈｚにおいては可変利
得アンプ１４での低減は小さく利得Ａ₁ となり、１００
Ｈｚ以下では可変利得アンプ１４と１８の両方での低減
は大きく利得Ａ ₂ となる。

【００６０】すなわち上述の風音低減の処理において、
風音信号帯域の高域側では音声信号が多く混入してお
り、低域側ではほとんどが風音信号であることから、風
音信号帯域の全域を同じように低減してしまうと、音声
信号も同時に低減されてしまう副作用が生じる恐れが有
る。そこで上述のように風音信号帯域の高域と低域で低
減レベルを変えて風音信号が支配的な低域側を大きく低
減することによって、上述の風音信号帯域の低域側の風
音信号を良好に低減すると共に、高域側に多く混入して
いる音声信号が損なわれないようにしているものであ
る。

【００６１】このようにして、図１の加算器１７からは
風音が良好に低減された音声信号が取り出される。そし
てこの取り出された音声信号は、例えば後段の記録系信
号処理等に出力される。なおこの記録系信号処理等につ
いては、通常のビデオカメラ等における周知の処理が行
われるものであるが、このような記録系信号処理等につ
いては本願の要旨ではないのでここでの説明を割愛す
る。また図１２に示す周波数特性は、ローパスフィルタ
１１、１５の通過特性及び可変利得アンプ１４、１８の
利得特性を変更することによってさらに最適化すること
が可能である。

【００６２】さらに上述の実施形態において、例えば図
９の具体装置による演算処理サイクルは、一般的にはオ
ーディオサンプリング周期（１／３２ｋＨｚ、１／４
４．１ｋＨｚ、１／４８ｋＨｚ）ごとに行われ、この周
期ごとに制御のための相互相関係数をデータ更新するこ
とができる。しかしながら一般的な風音低減ではそれほ
ど頻繁に制御を行う必要はなく、例えば数オーディオサ
ンプリング周期に１回の演算をするように演算回数を間
引くことによって、さらに演算量を削減することが可能
である。

【００６３】従って上述の補正及び装置によれば、演算
量をさほど増やさずに制御を行うことが可能である。こ
れにより、例えば図６のような４個の相互相関係数演算
を行う場合でも、その全演算量は、演算総サンプル数Ｎ
に関係なく、例えば１回の演算で乗算６０回、加算６４
回で行うことができる。これは例えば一般的なデジタル
信号処理装置（ＤＳＰ）及び大規模集積回路（ＬＳＩ）
を用いて容易に実現可能な程度のものである。これによ
り極めて簡単な構成で、良好な風音低減を行うことがで
きるものである。

【００６４】従ってこの実施形態において、マイクロフ
ォンからの信号を複数の周波数帯域に分割し、分割され
た帯域間の相互相関に基づいて風音成分の低減を行うよ
うにしたことによって、例えば単チャンネルで収音され
た信号に対しても良好な風音雑音の低減を行うことがで
きる。

【００６５】これによって、従来の技術では、例えばデ
ジタル静止画像撮影装置のような単チャンネルで収音が
行われる場合や、外部のマイクロフォン等のような必要
な規定に沿えない収音では、風音雑音の低減を行うこと
ができなかったものを、本発明によればこれらの問題点
を容易に解消することができるものである。

【００６６】こうして上述の風音低減方法によれば、マ
イクロフォンからの信号を複数の周波数帯域に分割し、
これらの分割された帯域の内で音声成分の影響が最も少
ない帯域を基準帯域としてこの基準帯域の信号とそれ以
外の帯域の信号との相互相関係数を算出し、この算出さ
れた相互相関係数に基づいてマイクロフォンからの信号
の風音成分の低減を行うことにより、例えば単チャンネ
ルで収音された信号に対しても良好な風音雑音の低減を
行うことができるものである。

【００６７】また、上述の風音低減装置によれば、マイ
クロフォンからの信号を複数の周波数帯域に分割する周
波数帯域分割手段と、これらの分割された帯域の内で音
声成分の影響が最も少ない帯域を基準帯域としてこの基
準帯域の信号とそれ以外の帯域の信号との相互相関係数
を算出する相互相関係数算出手段と、この算出された相
互相関係数に基づいてマイクロフォンからの信号の風音
成分の低減を行う風音低減手段とを有することにより、
例えば単チャンネルで収音された信号に対しても良好な
風音雑音の低減を行うことができる装置を実現すること
ができるものである。

【００６８】なお本発明は、上述の説明した実施の形態
に限定されるものではなく、本発明の精神を逸脱するこ
となく種々の変形が可能とされるものである。

【００６９】

【発明の効果】従って請求項１の発明によれば、マイク
ロフォンからの信号を複数の周波数帯域に分割し、分割
された帯域間の相互相関に基づいて風音成分の低減を行
うことによって、例えば単チャンネルで収音された信号
に対しても良好な風音雑音の低減を行うことができるも
のである。

【００７０】また、請求項２の発明によれば、分割され
る複数の周波数帯域は、互いに整数倍にならない値に選
ばれていることによって、周波数がランダムな風音信号
のみの検出を行い易くするものである。

【００７１】また、請求項３の発明によれば、相互相関
係数は、極低周波数領域での揺らぎ成分の同時性を用い
て算出することによって、１／ｆに比例したレベルの風
音信号の検出を容易に行うものである。

【００７２】また、請求項４の発明によれば、相互相関
係数は、基準帯域の信号とそれ以外の複数の帯域の信号
とから算出されたそれぞれの値を、基準帯域以外の各帯
域の周波数に応じて重み付け加算して得ることによっ
て、風音信号の相関性が高い低域側の重みを大きくし高
域側の重みを小さくして風音信号の検出を良好に行うも
のである。

【００７３】また、請求項５の発明によれば、マイクロ
フォンからの信号の風音成分の低減は、低周波数領域の
所定の帯域に対する第１の処理と、所定の帯域より低い
帯域に対する第２の処理とを有し、相互相関係数に基づ
く制御を、第１の処理では第２の処理より軽減して行う
ことによって、風音信号帯域の低域側の風音信号を良好
に低減すると共に、高域側に多く混入している音声信号
が損なわれないようにしているものである。

【００７４】さらに請求項６の発明によれば、マイクロ
フォンからの信号を複数の周波数帯域に分割し、分割さ
れた帯域間の相互相関に基づいて風音成分の低減を行う
ことによって、例えば単チャンネルで収音された信号に
対しても良好な風音雑音の低減を行うことができる装置
を実現することができるものである。

【００７５】また、請求項７の発明によれば、周波数帯
域分割手段で分割される複数の周波数帯域は、互いに整
数倍にならない値に選ばれていることによって、周波数
がランダムな風音信号のみの検出を行い易くするもので
ある。

【００７６】また、請求項８の発明によれば、相互相関
係数算出手段で算出される相互相関係数は、極低周波数
領域での揺らぎ成分の同時性を用いて算出することによ
って、１／ｆに比例したレベルの風音信号の検出を容易
に行うものである。

【００７７】また、請求項９の発明によれば、相互相関
係数算出手段で算出される相互相関係数は、基準帯域の
信号とそれ以外の複数の帯域の信号とから算出されたそ
れぞれの値を、基準帯域以外の各帯域の周波数に応じて
重み付け加算して得ることによって、風音信号の相関性
が高い低域側の重みを大きくし高域側の重みを小さくし
て風音信号の検出を良好に行うものである。

【００７８】また、請求項１０の発明によれば、風音低
減手段は、低周波数領域の所定の帯域に対する第１の処
理手段と、所定の帯域より低い帯域に対する第２の処理
手段とを有し、相互相関係数に基づく制御を、第１の処
理手段では第２の処理手段より軽減して行うことによっ
て、風音信号帯域の低域側の風音信号を良好に低減する
と共に、高域側に多く混入している音声信号が損なわれ
ないようにしているものである。

【００７９】これによって、従来の技術では、例えばデ
ジタル静止画像撮影装置のような単チャンネルで収音が
行われる場合や、外部のマイクロフォン等のような必要
な規定に沿えない収音では、風音雑音の低減を行うこと
ができなかったものを、本発明によればこれらの問題点
を容易に解消することができるものである。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の適用される風音低減装置の一実施形態
の構成図である。

【図２】その風音信号の説明のための特性図である。

【図３】帯域分割の説明のための図である。

【図４】帯域分割のための回路の一実施形態の構成図で
ある。

【図５】帯域分割のための回路の他の実施形態の構成図
である。

【図６】相互相関関係係数算出手段の一実施形態の構成
図である。

【図７】相互相関関係係数演算ブロックの一実施形態の
構成図である。

【図８】その説明のための特性図である。

【図９】相関係数算出回路の一実施形態の構成図であ
る。

【図１０】負値切り捨て処理の説明のための図である。

【図１１】可変利得アンプの制御特性図である。

【図１２】風音低減回路の全体の入出力周波数特性図で
ある。

【符号の説明】

１…マイクロフォン、２…前置アンプ、３…自動利得制
御回路、４…アナログ−デジタル変換器、１０…風音低
減回路（手段）、１１，１５…ローパスフィルタ、１
２，１６…遅延回路、１３，１７…加算器、１４，１８
…可変利得アンプ、１９…低域帯域分割手段、２０…相
互相関係数算出手段、２１…時定数付加回路、２２…減
衰器

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 マイクロフォンからの信号を複数の周波
   数帯域に分割し、 これらの分割された帯域の内で音声成分の影響が最も少
   ない帯域を基準帯域としてこの基準帯域の信号とそれ以
   外の帯域の信号との相互相関係数を算出し、 この算出された相互相関係数に基づいて前記マイクロフ
   ォンからの信号の風音成分の低減を行うことを特徴とす
   る風音低減方法。
2. 【請求項２】 請求項１記載の風音低減方法において、 前記分割される複数の周波数帯域は、互いに整数倍にな
   らない値に選ばれていることを特徴とする風音低減方
   法。
3. 【請求項３】 請求項１記載の風音低減方法において、 前記相互相関係数は、極低周波数領域での揺らぎ成分の
   同時性を用いて算出することを特徴とする風音低減方
   法。
4. 【請求項４】 請求項１記載の風音低減方法において、 前記相互相関係数は、前記基準帯域の信号とそれ以外の
   複数の帯域の信号とから算出されたそれぞれの値を、前
   記基準帯域以外の各帯域の周波数に応じて重み付け加算
   して得ることを特徴とする風音低減方法。
5. 【請求項５】 請求項１記載の風音低減方法において、 前記マイクロフォンからの信号の風音成分の低減は、低
   周波数領域の所定の帯域に対する第１の処理と、前記所
   定の帯域より低い帯域に対する第２の処理とを有し、 前記相互相関係数に基づく制御を、前記第１の処理では
   前記第２の処理より軽減して行うことを特徴とする風音
   低減方法。
6. 【請求項６】 マイクロフォンからの信号を複数の周波
   数帯域に分割する周波数帯域分割手段と、 これらの分割された帯域の内で音声成分の影響が最も少
   ない帯域を基準帯域としてこの基準帯域の信号とそれ以
   外の帯域の信号との相互相関係数を算出する相互相関係
   数算出手段と、 この算出された相互相関係数に基づいて前記マイクロフ
   ォンからの信号の風音成分の低減を行う風音低減手段と
   を有することを特徴とする風音低減装置。
7. 【請求項７】 請求項６記載の風音低減装置において、 前記周波数帯域分割手段で分割される複数の周波数帯域
   は、互いに整数倍にならない値に選ばれていることを特
   徴とする風音低減装置。
8. 【請求項８】 請求項６記載の風音低減装置において、 前記相互相関係数算出手段で算出される相互相関係数
   は、極低周波数領域での揺らぎ成分の同時性を用いて算
   出することを特徴とする風音低減装置。
9. 【請求項９】 請求項６記載の風音低減装置において、 前記相互相関係数算出手段で算出される相互相関係数
   は、前記基準帯域の信号とそれ以外の複数の帯域の信号
   とから算出されたそれぞれの値を、前記基準帯域以外の
   各帯域の周波数に応じて重み付け加算して得ることを特
   徴とする風音低減装置。
10. 【請求項１０】 請求項６記載の風音低減装置におい
    て、 前記風音低減手段は、低周波数領域の所定の帯域に対す
    る第１の処理手段と、前記所定の帯域より低い帯域に対
    する第２の処理手段とを有し、 前記相互相関係数に基づく制御を、前記第１の処理手段
    では前記第２の処理手段より軽減して行うことを特徴と
    する風音低減装置。