JP2001272446A - ダイレクトディジタル周波数合成（ｄｄｓ）を用いたｎｍｒ応用装置用の周波数発生器 - Google Patents
ダイレクトディジタル周波数合成（ｄｄｓ）を用いたｎｍｒ応用装置用の周波数発生器Info
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 非常に高いスペクトル純度が必要な場合に
も、ＤＤＳ発生器を用いて特にＮＭＲスペクトルの周波
数範囲において可能な限り量子化雑音が除去されるよう
にＮＭＲ分光計を動作させる方法を提供する。 【解決手段】 ＬＯ（局部発振器）周波数、例えば、第
１ＬＯ周波数ｆLO1を発生させるＮＣＯLを含むＤＤＳ発
生器のＮＣＯLの周波数が数値Ｚの入力により規定され
る方法において、数値Ｎが式Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ（式中Ｚ、
ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数であり、Ｎは、正の整数の指
数を有する２の冪であり、当該指数は、算出処理時のビ
ットの最大数を表し、ｍは、約２ｆs／ΔＢであり、ｎ
は、約ｍ・ｆout／ｆsであって、ｍは、さらに、ｎ・Ｎ
の公約数であり、ｆsはＮＣＯLのクロック周波数であ
り、ΔＢは、高スペクトル純度を有する所望の帯域幅で
あり、ｆoutは、ＮＣＯLの出力周波数である）を満足す
る値のみをとるように選択される。
も、ＤＤＳ発生器を用いて特にＮＭＲスペクトルの周波
数範囲において可能な限り量子化雑音が除去されるよう
にＮＭＲ分光計を動作させる方法を提供する。 【解決手段】 ＬＯ（局部発振器）周波数、例えば、第
１ＬＯ周波数ｆLO1を発生させるＮＣＯLを含むＤＤＳ発
生器のＮＣＯLの周波数が数値Ｚの入力により規定され
る方法において、数値Ｎが式Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ（式中Ｚ、
ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数であり、Ｎは、正の整数の指
数を有する２の冪であり、当該指数は、算出処理時のビ
ットの最大数を表し、ｍは、約２ｆs／ΔＢであり、ｎ
は、約ｍ・ｆout／ｆsであって、ｍは、さらに、ｎ・Ｎ
の公約数であり、ｆsはＮＣＯLのクロック周波数であ
り、ΔＢは、高スペクトル純度を有する所望の帯域幅で
あり、ｆoutは、ＮＣＯLの出力周波数である）を満足す
る値のみをとるように選択される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＮＭＲ（核磁気共
鳴)分光計、特に、ＬＯ（局部発振器）周波数、例え
ば、第１ＬＯ周波数ｆLO1を発生させるＮＣＯL(数値制
御発振器）を含むＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発
生器を備えて成る高分解能ＮＭＲ分光計を動作させる方
法であって、ＤＤＳ発生器中のＮＣＯLの周波数が数値
Ｚの入力により規定される方法に関する。
鳴)分光計、特に、ＬＯ（局部発振器）周波数、例え
ば、第１ＬＯ周波数ｆLO1を発生させるＮＣＯL(数値制
御発振器）を含むＤＤＳ（ダイレクトデジタル合成）発
生器を備えて成る高分解能ＮＭＲ分光計を動作させる方
法であって、ＤＤＳ発生器中のＮＣＯLの周波数が数値
Ｚの入力により規定される方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】そのようなＤＤＳを備えて成るＮＭＲ分
光計は、会社小冊子「AVANCE／Digital NMR」［スイス
国、フェルアンデン、ブルーカー・アーゲー社、１９９
９年３月発行］に開示されており、その小冊子中、特に
第１１頁において、ＣＰＵにおける“周波数及び位相制
御”を行なう機能素子“ＤＤＳ”が示されている。
光計は、会社小冊子「AVANCE／Digital NMR」［スイス
国、フェルアンデン、ブルーカー・アーゲー社、１９９
９年３月発行］に開示されており、その小冊子中、特に
第１１頁において、ＣＰＵにおける“周波数及び位相制
御”を行なう機能素子“ＤＤＳ”が示されている。
【０００３】ダイレクトデジタル周波数合成とともに動
作する周波数発生器、いわゆるＤＤＳ発生器（ＤＤＳ＝
Direct Digital Synthesis（ダイレクトデジタル合
成））は、例えば、"Frequency Synthesizers Design H
andbook", J.A. Crawford, Artech House, Boston, Lon
don, 1994の第３４６頁又は"Digal PLL Frequency Synt
hesizers. Theroy and Design" U.L. Rohde, Prentice
-Hall Inc., Englewood Cliffs, N.J. 1983 の第１１０
頁に記載されている。
作する周波数発生器、いわゆるＤＤＳ発生器（ＤＤＳ＝
Direct Digital Synthesis（ダイレクトデジタル合
成））は、例えば、"Frequency Synthesizers Design H
andbook", J.A. Crawford, Artech House, Boston, Lon
don, 1994の第３４６頁又は"Digal PLL Frequency Synt
hesizers. Theroy and Design" U.L. Rohde, Prentice
-Hall Inc., Englewood Cliffs, N.J. 1983 の第１１０
頁に記載されている。
【０００４】ＤＤＳ発生器は、次のような特徴を有す
る。
る。
【０００５】外部から供給される一定クロック周波数ｆ
sにより与えられるクロック速度で数値を発生させ、そ
の数値が、所望の周波数の信号を表わす。この信号は、
次に、ＤＡＣ（ディジタル−アナログ変換器）において
アナログ信号に変換されるが、このアナログ信号は、実
際には、前記クロック周波数と同じ周波数安定度を有
し、したがって非常に安定である。周波数は連続的には
変化させられず、不連続な周波数段差でのみ変化させら
れ、この段差は、現在の方法を用いて非常に小さい、即
ち、１０〜３０ＭＨｚの出力周波数に対してミリヘルツ
の範囲であり、かくしてほとんど連続的な周波数調整を
可能にする。
sにより与えられるクロック速度で数値を発生させ、そ
の数値が、所望の周波数の信号を表わす。この信号は、
次に、ＤＡＣ（ディジタル−アナログ変換器）において
アナログ信号に変換されるが、このアナログ信号は、実
際には、前記クロック周波数と同じ周波数安定度を有
し、したがって非常に安定である。周波数は連続的には
変化させられず、不連続な周波数段差でのみ変化させら
れ、この段差は、現在の方法を用いて非常に小さい、即
ち、１０〜３０ＭＨｚの出力周波数に対してミリヘルツ
の範囲であり、かくしてほとんど連続的な周波数調整を
可能にする。
【０００６】ＤＤＳ発生器には、基本的に、製造コスト
を低く押さえるデジタルＩＣ部品のみが必要とされる。
最も有利な解決法は、全ＤＤＳ発生器を単一のＡＳＩＣ
部品（ASIC=Application Specific Integrated Circuit
（特定用途向けＩＣ））に組み込むことであり、これ
により大量に製造するときにかなりコストを低減させる
ことができ、機能性デジタル素子の特に稠密な実装が可
能になる。後者は、今日ますます必要とされつつある高
速電子処理において特に有利である。
を低く押さえるデジタルＩＣ部品のみが必要とされる。
最も有利な解決法は、全ＤＤＳ発生器を単一のＡＳＩＣ
部品（ASIC=Application Specific Integrated Circuit
（特定用途向けＩＣ））に組み込むことであり、これ
により大量に製造するときにかなりコストを低減させる
ことができ、機能性デジタル素子の特に稠密な実装が可
能になる。後者は、今日ますます必要とされつつある高
速電子処理において特に有利である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】ＤＤＳ発生器は、これ
らのプラスの面を有する一方で、しかし、出力信号のス
ペクトル純度がもはや今日の標準を満足させないという
重大な欠陥を有している。ＤＤＳ発生器は１０年以上の
間ＮＭＲ（核磁気共鳴）分光計において問題なく用いら
れてきた。ＬＯ信号のスペクトル純度に対する要求が大
きくなったため、これらの発生器はＮＭＲ信号の受信フ
ェーズ中に必要とされる高性能をもはや提供できなくな
っている。
らのプラスの面を有する一方で、しかし、出力信号のス
ペクトル純度がもはや今日の標準を満足させないという
重大な欠陥を有している。ＤＤＳ発生器は１０年以上の
間ＮＭＲ（核磁気共鳴）分光計において問題なく用いら
れてきた。ＬＯ信号のスペクトル純度に対する要求が大
きくなったため、これらの発生器はＮＭＲ信号の受信フ
ェーズ中に必要とされる高性能をもはや提供できなくな
っている。
【０００８】ＤＤＳ発生器の不十分なスペクトル純度は
いわゆる量子化雑音のせいであり、これは、ＤＤＳ発生
器において生成される信号が、量子化され、即ち、所望
の信号に対する階段状の近似を表し、その場合これらの
各段の数値は使用可能なビットの最大数により与えられ
る有限の正確さを持ってのみ規定可能であるためであ
る。
いわゆる量子化雑音のせいであり、これは、ＤＤＳ発生
器において生成される信号が、量子化され、即ち、所望
の信号に対する階段状の近似を表し、その場合これらの
各段の数値は使用可能なビットの最大数により与えられ
る有限の正確さを持ってのみ規定可能であるためであ
る。
【０００９】量子化雑音は、１周期内の段数が多いほど
そして各段の数値の精度が高いほど低減する。段の数は
任意には増加させることができない。デジタル部品の最
大クロック速度によって決まる限界がある。
そして各段の数値の精度が高いほど低減する。段の数は
任意には増加させることができない。デジタル部品の最
大クロック速度によって決まる限界がある。
【００１０】高分解能ＮＭＲにおけるＮＭＲ信号は、し
ばしば非常に強くまた非常に弱い周波数成分からなり、
弱い成分がしばしば重要な成分である。このことは、Ｎ
ＭＲ信号は大きなダイナミックレンジを有していること
を意味する。ＮＭＲ受信器において最も感受性の高い混
合段階の１つは、ＤＤＳ発生器から導出され、したがっ
て量子化雑音を含んでいるＬＯ信号（ｆLO1）を使用す
る第１の混合段階である。もしこのＬＯ信号がＮＭＲ信
号と混合されれば、量子化雑音がＮＭＲ信号の特に最も
強い周波数成分に伝達され、かくしてＮＭＲ信号スペク
トル中に不要な周波数成分の外乱を受けたベースライン
を発生させることになる。この外乱を受けたベースライ
ンは、ＮＭＲ信号の目的とする弱い周波数成分も含んで
おり、それらをこの外乱成分から識別することは困難で
ある。その結果適正な分光分析が不可能となる。
ばしば非常に強くまた非常に弱い周波数成分からなり、
弱い成分がしばしば重要な成分である。このことは、Ｎ
ＭＲ信号は大きなダイナミックレンジを有していること
を意味する。ＮＭＲ受信器において最も感受性の高い混
合段階の１つは、ＤＤＳ発生器から導出され、したがっ
て量子化雑音を含んでいるＬＯ信号（ｆLO1）を使用す
る第１の混合段階である。もしこのＬＯ信号がＮＭＲ信
号と混合されれば、量子化雑音がＮＭＲ信号の特に最も
強い周波数成分に伝達され、かくしてＮＭＲ信号スペク
トル中に不要な周波数成分の外乱を受けたベースライン
を発生させることになる。この外乱を受けたベースライ
ンは、ＮＭＲ信号の目的とする弱い周波数成分も含んで
おり、それらをこの外乱成分から識別することは困難で
ある。その結果適正な分光分析が不可能となる。
【００１１】ＮＭＲ分光分析の比較的重要でない送信フ
ェーズ中においては、ＤＤＳ発生器は今日でもまだ問題
なく使用されている。
ェーズ中においては、ＤＤＳ発生器は今日でもまだ問題
なく使用されている。
【００１２】しかし、重要な受信フェーズにおいては、
今日ではスペクトル純度に対する要求が非常に高く、可
変ＬＯ周波数を提供するＤＤＳ発生器は上記の量子化雑
音のためにもはやこれらの要求を満たしていない。現在
までのところ、上記量子化雑音を低減する実用性のある
方法は得られていない。したがって、高いスペクトル純
度を要するすべての重要な実験においては、この明快で
強力な発生器なしで行なうかその不利を甘受するかの選
択肢しかなかった。
今日ではスペクトル純度に対する要求が非常に高く、可
変ＬＯ周波数を提供するＤＤＳ発生器は上記の量子化雑
音のためにもはやこれらの要求を満たしていない。現在
までのところ、上記量子化雑音を低減する実用性のある
方法は得られていない。したがって、高いスペクトル純
度を要するすべての重要な実験においては、この明快で
強力な発生器なしで行なうかその不利を甘受するかの選
択肢しかなかった。
【００１３】したがって、本発明の目的は、非常に高い
スペクトル純度が必要な場合にも、ＤＤＳ発生器を用い
て、特にＮＭＲスペクトルの周波数範囲において可能な
限り量子化雑音が除去されるようにＮＭＲ分光計を動作
させる方法を提供することである。
スペクトル純度が必要な場合にも、ＤＤＳ発生器を用い
て、特にＮＭＲスペクトルの周波数範囲において可能な
限り量子化雑音が除去されるようにＮＭＲ分光計を動作
させる方法を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、この課
題は、数値Ｎが式 Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ （式中Ｚ、ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数であり、Ｎは、正
の整数の指数を有する２の冪であり、当該指数は、算出
処理時のビットの最大数を表し、ｍは、約２ｆs／ΔＢ
であり、ｎは、約ｍ・ｆout／ｆsであって、ｍは、ｎ・
Ｎの公約数であり、ｆsはＮＣＯLのクロック周波数であ
り、ΔＢは、高スペクトル純度を有する所望の帯域幅で
あり、ｆoutは、ＮＣＯLの出力周波数である）を満足す
る値のみをとるように選択されることにより簡単且つ有
効に達成される。
題は、数値Ｎが式 Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ （式中Ｚ、ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数であり、Ｎは、正
の整数の指数を有する２の冪であり、当該指数は、算出
処理時のビットの最大数を表し、ｍは、約２ｆs／ΔＢ
であり、ｎは、約ｍ・ｆout／ｆsであって、ｍは、ｎ・
Ｎの公約数であり、ｆsはＮＣＯLのクロック周波数であ
り、ΔＢは、高スペクトル純度を有する所望の帯域幅で
あり、ｆoutは、ＮＣＯLの出力周波数である）を満足す
る値のみをとるように選択されることにより簡単且つ有
効に達成される。
【００１５】本発明の教示によれば、ＤＤＳ発生器への
入力として任意のＺ値を使用することはできず、選択さ
れたＺ値のみが使用可能とされる。その結果、発生する
最も低い外乱周波数は、常にＮＣＯLの信号が正確に繰
り返される繰返し数(repetition frequency）よりも常
に大きいであろう。このようにして、上述の外乱成分を
十分な間隔とともに選択し、その間のＮＭＲスペクトル
が確実に外乱をうけないままであるようにすることがで
きる。
入力として任意のＺ値を使用することはできず、選択さ
れたＺ値のみが使用可能とされる。その結果、発生する
最も低い外乱周波数は、常にＮＣＯLの信号が正確に繰
り返される繰返し数(repetition frequency）よりも常
に大きいであろう。このようにして、上述の外乱成分を
十分な間隔とともに選択し、その間のＮＭＲスペクトル
が確実に外乱をうけないままであるようにすることがで
きる。
【００１６】特に実行するのが容易であり、したがって
特に好ましく使用される本発明の方法の変形例において
は、ｍは、正の整数の指数を有する２の冪である。これ
により、一般的なケースに関して本発明で実行される演
算がかなり容易になり、その結果必要とされる演算量が
かなり低減される。
特に好ましく使用される本発明の方法の変形例において
は、ｍは、正の整数の指数を有する２の冪である。これ
により、一般的なケースに関して本発明で実行される演
算がかなり容易になり、その結果必要とされる演算量が
かなり低減される。
【００１７】上記方法は、前記変形例のさらに発展した
形態において特に容易にされ、この発展した形態におい
ては、Ｚの算出は、次の３段階で実行される。
形態において特に容易にされ、この発展した形態におい
ては、Ｚの算出は、次の３段階で実行される。
【００１８】（ａ）ｍの値が式： ｍ＝２RndDwn[log[2fs/ΔB)/log2]] （式中、ΔＢは、高スペクトル純度の所望の帯域幅であ
り、ｆsは、ＮＣＯのクロック周波数であり、ＲｎｄＤ
ｗｎは、次のより小さい整数値への丸め処理を表わす）
により求められ；（ｂ）ｎの値が式： ｎ＝Ｒｎｄ（ｍ・ｆout／ｆs） （式中、ｆoutは、ＮＣＯの所望の周波数であり、ｍ
は、第１段階で算出された値であり、そしてＲｎｄは、
次の整数値への丸め処理を表わす）により求められ、
（ｃ）Ｚの値が式： Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ （式中、Ｎは請求項１において定義され、ｍ及びｎは、
段階（ａ）及び（ｂ）においてそれぞれ求められた値で
ある）により求められる。
り、ｆsは、ＮＣＯのクロック周波数であり、ＲｎｄＤ
ｗｎは、次のより小さい整数値への丸め処理を表わす）
により求められ；（ｂ）ｎの値が式： ｎ＝Ｒｎｄ（ｍ・ｆout／ｆs） （式中、ｆoutは、ＮＣＯの所望の周波数であり、ｍ
は、第１段階で算出された値であり、そしてＲｎｄは、
次の整数値への丸め処理を表わす）により求められ、
（ｃ）Ｚの値が式： Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ （式中、Ｎは請求項１において定義され、ｍ及びｎは、
段階（ａ）及び（ｂ）においてそれぞれ求められた値で
ある）により求められる。
【００１９】本発明は、ＮＭＲ分光計、特にＬＯ（局部
発振器）周波数ｆLO1を発生させるＮＣＯL(数値制御発
振器）を備えた高分解能ＮＭＲ分光計用のＤＤＳ（ダイ
レクトデジタル合成）発生器であって、送信周波数を発
生させる幾つかのＮＣＯを含むことを特徴とするＤＤＳ
発生器も含む。もし、少なくとも２つのＮＣＯが存在す
れば、１つはＦＩＤ信号を検出するのに用いられる位相
情報を供給するのに利用でき、他方は、送信フェーズ中
の送信周波数を変化させるのに利用することができる。
発振器）周波数ｆLO1を発生させるＮＣＯL(数値制御発
振器）を備えた高分解能ＮＭＲ分光計用のＤＤＳ（ダイ
レクトデジタル合成）発生器であって、送信周波数を発
生させる幾つかのＮＣＯを含むことを特徴とするＤＤＳ
発生器も含む。もし、少なくとも２つのＮＣＯが存在す
れば、１つはＦＩＤ信号を検出するのに用いられる位相
情報を供給するのに利用でき、他方は、送信フェーズ中
の送信周波数を変化させるのに利用することができる。
【００２０】本発明のＤＤＳ発生器の好ましい態様は、
ＮＣＯLが、条件ｆs＝２k・ｆ0（式中、ｋは、正の整数
で、ｆ0は、２つのＬＯ周波数、即ち、混合段階用のｆ
LO1及びＤＱＤ（Digital Quadrature Detector（デジタ
ルクアドラチュア検出器））用のＬＯ周波数以外のすべ
てのＬＯ周波数が、ｆ0の整数倍であるように導出され
るベースになる基本周波数である）を満たすクロック周
波数ｆsを有しているという特徴を有する。その結果、
その後の混合段階において発生する外乱成分がＮＣＯL
の格子成分と同一に成る。
ＮＣＯLが、条件ｆs＝２k・ｆ0（式中、ｋは、正の整数
で、ｆ0は、２つのＬＯ周波数、即ち、混合段階用のｆ
LO1及びＤＱＤ（Digital Quadrature Detector（デジタ
ルクアドラチュア検出器））用のＬＯ周波数以外のすべ
てのＬＯ周波数が、ｆ0の整数倍であるように導出され
るベースになる基本周波数である）を満たすクロック周
波数ｆsを有しているという特徴を有する。その結果、
その後の混合段階において発生する外乱成分がＮＣＯL
の格子成分と同一に成る。
【００２１】本発明のさらにもう１つの発展した形態に
おいては、ＮＣＯの１つが、連続的に発振し、したがっ
てその実位相をスイッチを介して他のすべてのＮＣＯに
伝達することによりそれらのＮＣＯに基準位相を提供す
ることができ、それによりＦＩＤ信号の初期位相を正確
に規定し、それに続く幾つかのＦＩＤ信号の位相の同期
を可能とする。
おいては、ＮＣＯの１つが、連続的に発振し、したがっ
てその実位相をスイッチを介して他のすべてのＮＣＯに
伝達することによりそれらのＮＣＯに基準位相を提供す
ることができ、それによりＦＩＤ信号の初期位相を正確
に規定し、それに続く幾つかのＦＩＤ信号の位相の同期
を可能とする。
【００２２】本発明のＤＤＳ発生器のさらに特に好適な
態様は、ＮＣＯの鋸波信号を正弦波信号に変換するため
に、鋸波−正弦波信号変換器が設けられ、さらにこのＮ
ＣＯの鋸波信号を余弦波信号に変換する鋸波−余弦波信
号変換器が設けられ、それにより、互いに対して直角位
相であって、クアドラチュア混合段階用の次の周波数合
成器において使用可能な２つのチャンネルを生成すると
いう特徴がある。クアドラチュア混合段階は、通常の混
合段階と較べて生成する不要な混合成分がかなり少な
い。
態様は、ＮＣＯの鋸波信号を正弦波信号に変換するため
に、鋸波−正弦波信号変換器が設けられ、さらにこのＮ
ＣＯの鋸波信号を余弦波信号に変換する鋸波−余弦波信
号変換器が設けられ、それにより、互いに対して直角位
相であって、クアドラチュア混合段階用の次の周波数合
成器において使用可能な２つのチャンネルを生成すると
いう特徴がある。クアドラチュア混合段階は、通常の混
合段階と較べて生成する不要な混合成分がかなり少な
い。
【００２３】また、別の好ましい態様においては、好ま
しくは信号変換器からの信号を供給されるデジタル乗算
器を備えて成り、所望の振幅依存性が、送信フェーズ中
の数値演算処理において達成される。かくして、アナロ
グ変調器よりもずっと高精度のデジタル振幅変調器が簡
単な手段を用いて製造可能となる。
しくは信号変換器からの信号を供給されるデジタル乗算
器を備えて成り、所望の振幅依存性が、送信フェーズ中
の数値演算処理において達成される。かくして、アナロ
グ変調器よりもずっと高精度のデジタル振幅変調器が簡
単な手段を用いて製造可能となる。
【００２４】本発明のＤＤＳ発生器のもう１つの態様に
おいては、位相誤差が所望の減衰値の関数として第１の
メモリに保存され、減衰誤差が前記所望の減衰の関数と
して別のメモリに保存され、且つ前記所望の減衰値の設
定中に、関連する前記位相誤差が加算段階において現在
の信号に逆の符号で加算され、対応する前記減衰誤差が
逆の符号で前記所望の減衰値に加算されて減衰器に供給
されることにより前記位相誤差及び減衰誤差が補償され
得る減衰器を備えて成ることが好ましい。減衰誤差の登
録により、かくして信号の数学的予備補償が可能にな
り、それによりほとんど位相誤差及び減衰誤差のない所
望の減衰値を得ることができる。
おいては、位相誤差が所望の減衰値の関数として第１の
メモリに保存され、減衰誤差が前記所望の減衰の関数と
して別のメモリに保存され、且つ前記所望の減衰値の設
定中に、関連する前記位相誤差が加算段階において現在
の信号に逆の符号で加算され、対応する前記減衰誤差が
逆の符号で前記所望の減衰値に加算されて減衰器に供給
されることにより前記位相誤差及び減衰誤差が補償され
得る減衰器を備えて成ることが好ましい。減衰誤差の登
録により、かくして信号の数学的予備補償が可能にな
り、それによりほとんど位相誤差及び減衰誤差のない所
望の減衰値を得ることができる。
【００２５】ＤＱＤを有する本発明のＤＤＳ発生器を動
作させる方法も有利であり、その方法は、受信フェーズ
中に、ＮＭＲスペクトルの低周波数範囲での正確な位置
決めが、ＮＣＯLを介しては行なわれず、ＤＱＤ中の数
値ＺQにより行なわれるということを特徴とする。これ
によりＮＭＲスペクトルをさらに外乱成分を発生させる
ことなく所望の周波数範囲に微調整することが可能にな
る。
作させる方法も有利であり、その方法は、受信フェーズ
中に、ＮＭＲスペクトルの低周波数範囲での正確な位置
決めが、ＮＣＯLを介しては行なわれず、ＤＱＤ中の数
値ＺQにより行なわれるということを特徴とする。これ
によりＮＭＲスペクトルをさらに外乱成分を発生させる
ことなく所望の周波数範囲に微調整することが可能にな
る。
【００２６】本発明の他の有利な態様は、本発明の説明
及び図面から抽出することができる。上述の及びこれか
ら述べる特徴は、本発明にしたがい、個別に又はまとめ
て、いかなる任意の組み合わせにおいても用いることが
可能である。図示し、説明された態様は、網羅的な列挙
としててではなく、本発明を説明するための例示として
の性格を有すると理解されるべきである。
及び図面から抽出することができる。上述の及びこれか
ら述べる特徴は、本発明にしたがい、個別に又はまとめ
て、いかなる任意の組み合わせにおいても用いることが
可能である。図示し、説明された態様は、網羅的な列挙
としててではなく、本発明を説明するための例示として
の性格を有すると理解されるべきである。
【００２７】
【発明の実施の形態】本発明を添付の図面を参照してそ
の実施形態により、より詳細に説明する。図２は、現代
のＮＭＲ分光計のブロック図を示す。各構成部分を下記
に説明する。
の実施形態により、より詳細に説明する。図２は、現代
のＮＭＲ分光計のブロック図を示す。各構成部分を下記
に説明する。
【００２８】１ 送信部 ２ プローブヘッド ３ 受信部 ４ 必要なＬＯ周波数ｆLO1及びｆLO2を同時に供給する
主送信ユニットＴ１ ５ 核の第２の範囲を励起する第２送信ユニットＴ２ ６ 核の第３の範囲を励起する第３送信ユニットＴ３ ７ ３つの送信ユニットの出力信号を加算し、それを出
力送信器８に導く加算部 ８ 高出力励起信号を発生させる大電力送信器 ９ 高ＳＮ比を有する前置増幅器 １０ 可変周波数ＬＯ１を用いる第１混合段階 １１ ＩＦ増幅器（例えば、２０ＭＨｚ） １２ 固定されたＬＯ２（例えば２０ＭＨｚ）を用いる
クアドラチュア検出器 １３ａ、１３ｂ クアドラチュア検出器の２つの出力信
号用のアナログ−デジタル変換器 １４ Ｌ０が数値ＺQで与えられるデジタルクアドラチ
ュア検出器（ＤＱＤ＝Digital Quadrature Detecto
r）。クロック周波数ｆs2で動作する １５ 演算用、中でもＤＱＤ１４からの２つのクアドラ
チュア信号のフーリエ変換用のコンピュータ 図３は、主送信ユニットＴ１の公知の回路を示す。関連
するＤＤＳ発生器は、従来の方法で入力Ｚを介して制御
され、したがって、外乱成分を発生させる。数値ＺGを
用いて合成周波数を変更し、ついでＤＤＳ周波数の調整
を行うことにより、スペクトル範囲における外乱成分が
可能な限り小さくなり、したがって最小の外乱効果を有
する組み合わせを見出すように務めねばならない。
主送信ユニットＴ１ ５ 核の第２の範囲を励起する第２送信ユニットＴ２ ６ 核の第３の範囲を励起する第３送信ユニットＴ３ ７ ３つの送信ユニットの出力信号を加算し、それを出
力送信器８に導く加算部 ８ 高出力励起信号を発生させる大電力送信器 ９ 高ＳＮ比を有する前置増幅器 １０ 可変周波数ＬＯ１を用いる第１混合段階 １１ ＩＦ増幅器（例えば、２０ＭＨｚ） １２ 固定されたＬＯ２（例えば２０ＭＨｚ）を用いる
クアドラチュア検出器 １３ａ、１３ｂ クアドラチュア検出器の２つの出力信
号用のアナログ−デジタル変換器 １４ Ｌ０が数値ＺQで与えられるデジタルクアドラチ
ュア検出器（ＤＱＤ＝Digital Quadrature Detecto
r）。クロック周波数ｆs2で動作する １５ 演算用、中でもＤＱＤ１４からの２つのクアドラ
チュア信号のフーリエ変換用のコンピュータ 図３は、主送信ユニットＴ１の公知の回路を示す。関連
するＤＤＳ発生器は、従来の方法で入力Ｚを介して制御
され、したがって、外乱成分を発生させる。数値ＺGを
用いて合成周波数を変更し、ついでＤＤＳ周波数の調整
を行うことにより、スペクトル範囲における外乱成分が
可能な限り小さくなり、したがって最小の外乱効果を有
する組み合わせを見出すように務めねばならない。
【００２９】主送信ユニットＴ１の個別の構成部分を以
下に説明する。
下に説明する。
【００３０】４ｘ 従来技術のＮＭＲ分光計の主送信部 １６ｘ 出力周波数が、例えば、５〜１０ＭＨｚの範囲
内にあるＤＤＳ発生器 １６ａ 数値ＺをＮＣＯに保存するレジスタ １６ｂ クロック周波数ｆsで与えられる繰返し数を用
いて、数値Ｚをアキュムレータ１６ｃの値に加算する加
算段階 １６ｃ アキュムレータとして機能し、同時にＮＣＯの
出力を生成するレジスタ。それにより発生する信号を図
６（ｂ）に示す。数値Ｚ（例えば、ＺA、ＺB）が大きい
ほど、アキュムレータ中の数値はより早く増大し、鋸波
の周波数もより高くなる １６ｄ ＮＣＯの出力信号における位相飛躍（phase ju
mp）（Ｎ／２π）・φ１を発生させる加算段階。この処
理は、図５（ａ）、（ｂ）に示される １６ｅ ＮＣＯからの鋸波信号を正弦波信号に変換する
信号変換器 １６ｆ デジタル−アナログ変換器 １６ｇ クロック周波数ｆs及びその高調波並びにクロ
ック周波数によって発生するミラー信号を抑制するため
にサンプリング処理毎に必要とされるローパスフィルタ １７ｘ 数値ＺGを用いてＤＤＳ発生器の周波数を上方
に混合して、送信フェーズ中の所望の周波数ｆX1及び受
信フェーズ中のｆLO1＝ｆx1−ｆLO2にまで高める周波数
合成器。ｆ0は、基本周波数（例えば５ＭＨｚ）であ
り、ｆLO2は、第２ＬＯ（例えば２０ＭＨｚ）の固定Ｌ
Ｏ周波数である １８ 送信パルスの所望の振幅波形を発生させる振幅変
調器 １９ 数値ＮPを用いて送信出力を目標値に調整する減
衰器 ２０ 送信信号を送信フェーズ中に送信チャンネルｆX1
に切り換え、受信フェーズ中にＬＯチャンネルｆLO1に
切り換えるスイッチ 本発明に係るＮＣＯの入力部における数値Ｚの決定を説
明する。
内にあるＤＤＳ発生器 １６ａ 数値ＺをＮＣＯに保存するレジスタ １６ｂ クロック周波数ｆsで与えられる繰返し数を用
いて、数値Ｚをアキュムレータ１６ｃの値に加算する加
算段階 １６ｃ アキュムレータとして機能し、同時にＮＣＯの
出力を生成するレジスタ。それにより発生する信号を図
６（ｂ）に示す。数値Ｚ（例えば、ＺA、ＺB）が大きい
ほど、アキュムレータ中の数値はより早く増大し、鋸波
の周波数もより高くなる １６ｄ ＮＣＯの出力信号における位相飛躍（phase ju
mp）（Ｎ／２π）・φ１を発生させる加算段階。この処
理は、図５（ａ）、（ｂ）に示される １６ｅ ＮＣＯからの鋸波信号を正弦波信号に変換する
信号変換器 １６ｆ デジタル−アナログ変換器 １６ｇ クロック周波数ｆs及びその高調波並びにクロ
ック周波数によって発生するミラー信号を抑制するため
にサンプリング処理毎に必要とされるローパスフィルタ １７ｘ 数値ＺGを用いてＤＤＳ発生器の周波数を上方
に混合して、送信フェーズ中の所望の周波数ｆX1及び受
信フェーズ中のｆLO1＝ｆx1−ｆLO2にまで高める周波数
合成器。ｆ0は、基本周波数（例えば５ＭＨｚ）であ
り、ｆLO2は、第２ＬＯ（例えば２０ＭＨｚ）の固定Ｌ
Ｏ周波数である １８ 送信パルスの所望の振幅波形を発生させる振幅変
調器 １９ 数値ＮPを用いて送信出力を目標値に調整する減
衰器 ２０ 送信信号を送信フェーズ中に送信チャンネルｆX1
に切り換え、受信フェーズ中にＬＯチャンネルｆLO1に
切り換えるスイッチ 本発明に係るＮＣＯの入力部における数値Ｚの決定を説
明する。
【００３１】ＮＭＲスペクトルが非常に限られた周波数
範囲のみを必要とし、例えば、陽子については、平均Ｎ
ＭＲ周波数の約５０〜１００ｐｐｍであることを考えれ
ば、ＤＤＳ発生器を、そのスペクトルが所望の周波数に
おいて高純度であり、この範囲以外で外乱成分を発生さ
せてもよいように動作させることが可能である。この条
件下で、高分解能ＮＭＲ分光分析における安定性及び純
度に対する高度の要求を満たすＤＤＳを用いることが実
際に可能となる。
範囲のみを必要とし、例えば、陽子については、平均Ｎ
ＭＲ周波数の約５０〜１００ｐｐｍであることを考えれ
ば、ＤＤＳ発生器を、そのスペクトルが所望の周波数に
おいて高純度であり、この範囲以外で外乱成分を発生さ
せてもよいように動作させることが可能である。この条
件下で、高分解能ＮＭＲ分光分析における安定性及び純
度に対する高度の要求を満たすＤＤＳを用いることが実
際に可能となる。
【００３２】本発明のアイデアは、２つの知見を結びつ
けたものである。第１に、ＤＤＳ発生器は、限られた周
波数範囲においてのみ純度のあるスペクトルを有する必
要があり、第２に、ＤＤＳ発生器をそのスペクトルがこ
の限られた範囲内で高純度であるように動作させる可能
性があるということである。
けたものである。第１に、ＤＤＳ発生器は、限られた周
波数範囲においてのみ純度のあるスペクトルを有する必
要があり、第２に、ＤＤＳ発生器をそのスペクトルがこ
の限られた範囲内で高純度であるように動作させる可能
性があるということである。
【００３３】このように動作させられるＤＤＳは、所望
の周波数に加えて、同一間隔で現れる、付加的であるが
ずっと小さい周波数成分の格子を与える。その間隔が、
ＮＭＲスペクトルの半分（クアドラチュア検出が想定さ
れているので半分化）を入れられるように選択される。
所望の周波数は、その時、前記格子の成分の１つと同一
であり、格子の１つの成分から次の成分への非連続的な
段差で移動可能である。
の周波数に加えて、同一間隔で現れる、付加的であるが
ずっと小さい周波数成分の格子を与える。その間隔が、
ＮＭＲスペクトルの半分（クアドラチュア検出が想定さ
れているので半分化）を入れられるように選択される。
所望の周波数は、その時、前記格子の成分の１つと同一
であり、格子の１つの成分から次の成分への非連続的な
段差で移動可能である。
【００３４】そのような挙動を示すためにはどのように
ＤＤＳ発生器を動作させねばならないのだろうか、この
問いに答えるためには、格子成分がどのようにして発生
するかを説明するために、ＤＤＳ発生器中のＮＣＯ（Nu
meric Controlled Oscillator（数値制御発振器））を
もっと詳しく調べねばならない。図１（ａ）は、所望の
目的を達成するための出力信号の必要な時間関数を示
す。関連する周波数スペクトルを図１（ｂ）に示す。
ＤＤＳ発生器を動作させねばならないのだろうか、この
問いに答えるためには、格子成分がどのようにして発生
するかを説明するために、ＤＤＳ発生器中のＮＣＯ（Nu
meric Controlled Oscillator（数値制御発振器））を
もっと詳しく調べねばならない。図１（ａ）は、所望の
目的を達成するための出力信号の必要な時間関数を示
す。関連する周波数スペクトルを図１（ｂ）に示す。
【００３５】図１（ａ）中において、階段関数Ｆ（ｔ）
の段差の高さＺは、正確にｍ段差が範囲ｎ・Ｎに入るよ
うに選択される。これは、決定的な条件である。なぜな
らば、その時、出力信号は、クロック周波数ｆsのｍ周
期の後に繰り返され、したがって、繰返し数ΔｆRaster
＝ｆs／ｍより小さい周波数間隔では、いかなる外乱成
分も有することがありえないからである。
の段差の高さＺは、正確にｍ段差が範囲ｎ・Ｎに入るよ
うに選択される。これは、決定的な条件である。なぜな
らば、その時、出力信号は、クロック周波数ｆsのｍ周
期の後に繰り返され、したがって、繰返し数ΔｆRaster
＝ｆs／ｍより小さい周波数間隔では、いかなる外乱成
分も有することがありえないからである。
【００３６】外乱成分は、ΔｆRaster（図１（ｂ）参
照）の格子間隔を有する周波数格子を表わす。これらの
格子成分間のスペクトル純度は高く、したがってＮＭＲ
分光分析法にとって非常に好適である。
照）の格子間隔を有する周波数格子を表わす。これらの
格子成分間のスペクトル純度は高く、したがってＮＭＲ
分光分析法にとって非常に好適である。
【００３７】出力周波数ｆout及びＮＣＯのクロック周
波数ｆsは、そのような格子周波数に正確に位置決めさ
れる。現在の例では、ｎ＝３であり、したがって、出力
周波数ｆoutは第３の格子成分上に位置決めされ、そし
て、ｍ＝１６なので、クロック周波数ｆsは、１６番目
の格子成分上に位置決めされる。
波数ｆsは、そのような格子周波数に正確に位置決めさ
れる。現在の例では、ｎ＝３であり、したがって、出力
周波数ｆoutは第３の格子成分上に位置決めされ、そし
て、ｍ＝１６なので、クロック周波数ｆsは、１６番目
の格子成分上に位置決めされる。
【００３８】図１（ａ）及び（ｂ）で説明した各用語を
下記に個別に説明する。
下記に個別に説明する。
【００３９】ｆout ＮＣＯの出力周波数 ｆs ＮＣＯのクロック周波数 ΔｆRaster 周波数格子の隣接する成分間の周波数間隔
であり、時間関数の正確な繰返し数 ΔＢ 図１（ｂ）参照。所望の高スペクトル純度を示
し、クアドラチュア検出器を用いて受信可能な出力周波
数ｆoutの左右の側の周波数範囲（帯域幅） ｎ ＮＣＯの出力信号の正確な繰返しが達成されるｆ
outの周期の数 ｍ ＮＣＯの出力信号の正確な繰返しが達成されるｆs
の周期の数 Ｚ ＮＣＯの入力レジスタ中に保存され、その中にＮＣ
Ｏによって積分されて、その出力部に鋸波信号を生成す
る正の整数 Ｎ ＮＣＯに用いられる最大のビット数により決定され
る数値。それが例えば３４ビットであった場合、Ｎ＝２
34である。この値は、演算処理の精度を決定する。ＮＣ
Ｏが積分時にこの数値をとるかそれを超えるや否や、ゼ
ロに設定され、剰余の値が加算される。ＮＣＯからの最
も大きい可能な数値は、（２34−１）である。なぜなら
ば、これが３４ビットで表現可能な最大の値だからであ
る。
であり、時間関数の正確な繰返し数 ΔＢ 図１（ｂ）参照。所望の高スペクトル純度を示
し、クアドラチュア検出器を用いて受信可能な出力周波
数ｆoutの左右の側の周波数範囲（帯域幅） ｎ ＮＣＯの出力信号の正確な繰返しが達成されるｆ
outの周期の数 ｍ ＮＣＯの出力信号の正確な繰返しが達成されるｆs
の周期の数 Ｚ ＮＣＯの入力レジスタ中に保存され、その中にＮＣ
Ｏによって積分されて、その出力部に鋸波信号を生成す
る正の整数 Ｎ ＮＣＯに用いられる最大のビット数により決定され
る数値。それが例えば３４ビットであった場合、Ｎ＝２
34である。この値は、演算処理の精度を決定する。ＮＣ
Ｏが積分時にこの数値をとるかそれを超えるや否や、ゼ
ロに設定され、剰余の値が加算される。ＮＣＯからの最
も大きい可能な数値は、（２34−１）である。なぜなら
ば、これが３４ビットで表現可能な最大の値だからであ
る。
【００４０】さらに２つの用語Ｎ１及びｍ１が導入さ
れ、下記のように定義される。 Ｎ１ ＮＣＯ演算において使用される最大ビット数 こ
の値が数値Ｎ＝２N1を決定する。
れ、下記のように定義される。 Ｎ１ ＮＣＯ演算において使用される最大ビット数 こ
の値が数値Ｎ＝２N1を決定する。
【００４１】Ｍ１ 数値ｍ＝２m1の定義のための２の正
の整数の指数 所望の時間依存性を有し、したがって、所望のスペクト
ル純度を有する信号をＮＣＯから得るために満たされる
べき４つの条件を、図１（ａ）から導き出すことができ
る。
の整数の指数 所望の時間依存性を有し、したがって、所望のスペクト
ル純度を有する信号をＮＣＯから得るために満たされる
べき４つの条件を、図１（ａ）から導き出すことができ
る。
【００４２】条件１ ｍ・Ｚ＝ｎ・Ｎ 条件２ （１／ΔｆRaster）＝ｍ（１／ｆs） 条件３ （１／ΔｆRaster）＝ｍ（１／ｆout） 条件４ ｍ、ｎ、Ｎ及びＺは、整数の値でなければなら
ない。
ない。
【００４３】第１の条件は、図１（ａ）の時間関数Ｆ
（ｔ）を用いて導出することができ、本発明のアイディ
アの中心条件である。それは、所望の周波数ｆoutと所
望の帯域幅ΔＢを得るために、積分用にＮＣＯに適用さ
れねばならない数値Ｚを定義する。
（ｔ）を用いて導出することができ、本発明のアイディ
アの中心条件である。それは、所望の周波数ｆoutと所
望の帯域幅ΔＢを得るために、積分用にＮＣＯに適用さ
れねばならない数値Ｚを定義する。
【００４４】 Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ ［１ａ］ Ｚは、整数でなければならない（条件４参照）ので、ｍ
は、ｎ・Ｎの公約数でなければならない。かくして次の
条件が有効でなければならない。
は、ｎ・Ｎの公約数でなければならない。かくして次の
条件が有効でなければならない。
【００４５】 Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ （式中 ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数値 Ｎ＞ｍ＞ｎ Ｎ＝２の冪 ｍ＝ｎ・Ｎの公約数） ［１ｂ］ もし、ｍが正の整数の指数値ｍ１を有する２の冪として
選択されれば、Ｚについても整数が得られる。これは、
式［１ｂ］のすべての可能性からなるものではなく、実
用のための十分な可能性を与えしかもより扱いやすい特
別な場合である。
選択されれば、Ｚについても整数が得られる。これは、
式［１ｂ］のすべての可能性からなるものではなく、実
用のための十分な可能性を与えしかもより扱いやすい特
別な場合である。
【００４６】 Ｎ＝２N1 Ｍ＝２m1 Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ＝ｎ・２N1／２m1＝ｎ・N1-m1 Ｎ＞ｍであり、またかくしてＮ１＞ｍ１であるので、Ｚ
の上記の数値は、常に整数である。その結果、下記の条
件が有効でなければならない。
の上記の数値は、常に整数である。その結果、下記の条
件が有効でなければならない。
【００４７】 Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ （式中 ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数値 Ｎ＞ｍ＞ｎ Ｎ及びｍは、２の冪である） ［１ｃ］ 周波数ｆout及び帯域幅ΔＢの所望の値を得るために、
図１（ａ）中の時間軸から導出された前記２つの条件２
及び３を用いて算出可能な特別な値をｍ及びｎに選択し
なければならない。
図１（ａ）中の時間軸から導出された前記２つの条件２
及び３を用いて算出可能な特別な値をｍ及びｎに選択し
なければならない。
【００４８】ΔｆRaster＝ΔＢ／２ 条件１に入れると、 ２／ΔＢ＝ｍ／ｆs ｍ＝２ｆs／ΔＢ＝２m1 ｍ１＝ｌｏｇ（２ｆs／ΔＢ）／ｌｏｇ２ ｍ１は、整数であるべきなので、上記の項は丸められね
ばならず、もし得られる帯域幅が与えられた帯域幅ΔＢ
よりも小さくてはいけないときは、次のより小さい値に
丸めることが必要となる（＝ＲｎｄＤｗｎ）。
ばならず、もし得られる帯域幅が与えられた帯域幅ΔＢ
よりも小さくてはいけないときは、次のより小さい値に
丸めることが必要となる（＝ＲｎｄＤｗｎ）。
【００４９】 ｍ１＝ＲｎｄＤｗｎ｛ｌｏｇ（２ｆs／ΔＢ）／ｌｏｇ２｝ ｍ＝２RndDwn[log[(2fs/ΔB)/log2]] ［２］ 条件２及び３から、 ｍ／ｆs＝ｎ／ｆout ２／ΔＢ＝ｎ／ｆout ｎ＝ｍ・ｆout／ｆs ｎも整数でなければならないので（条件４）、上記の項
は、最も近い整数に丸められねばならない（＝Ｒｎｄ） ｎ＝Ｒｎｄ（ｍ・ｆout／ｆs） ［３］ Ｚの計算は、かくして３段階で可能である。
は、最も近い整数に丸められねばならない（＝Ｒｎｄ） ｎ＝Ｒｎｄ（ｍ・ｆout／ｆs） ［３］ Ｚの計算は、かくして３段階で可能である。
【００５０】 段階１ ｍ＝２RndDwn[log[(2fs/ΔB)/log2]] 段階２ ｎ＝Ｒｎｄ（ｍ・ｆout／ｆs） 段階３ Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ （式中 ＲｎｄＤｗｎ＝より小さい次の整数まで丸める Ｒｎｄ＝最も近い整数まで丸める） ［４］ 例 Ｎ＝２34（３４ビット演算精度） ｆs＝８０ＭＨｚ が与えられており、 ΔＢ＝９ｋＨＺ ｆout＝１６．３４１０ＭＨｚ が目標であるとすると、演算結果は、 ｍ＝２14＝１６，３８４ ｎ＝３，３４７ Ｚ＝３，３４７・２20＝３，３４７・（１，０４８，５
７６） 丸めることが必要だったので，ｆout及びΔＢの所定数
は正確には満たされない： ｆout＝ｎ・ｆs／ｍ＝３，３４７・８０／１６，３８４
ＭＨｚ＝１６．３４２７７ ΔＢ＝２・ｆs／ｍ＝２・８０，０００／１６，３８４
＝９．７６５６２５ｋＨｚ 出力周波数は、１．７７ｋＨｚだけ、帯域幅ΔＢは、
０．７６５６２５ｋＨｚだけ必要とされているより大き
い。所望の値はかくして正確には満たされないが、クリ
アなＮＭＲ分光分析を可能にするΔＢの周波数帯域幅が
与えられる。それでも、出力周波数の正確な調整が必要
であり、下記において述べられるように別の手段により
達成されなければならない。
７６） 丸めることが必要だったので，ｆout及びΔＢの所定数
は正確には満たされない： ｆout＝ｎ・ｆs／ｍ＝３，３４７・８０／１６，３８４
ＭＨｚ＝１６．３４２７７ ΔＢ＝２・ｆs／ｍ＝２・８０，０００／１６，３８４
＝９．７６５６２５ｋＨｚ 出力周波数は、１．７７ｋＨｚだけ、帯域幅ΔＢは、
０．７６５６２５ｋＨｚだけ必要とされているより大き
い。所望の値はかくして正確には満たされないが、クリ
アなＮＭＲ分光分析を可能にするΔＢの周波数帯域幅が
与えられる。それでも、出力周波数の正確な調整が必要
であり、下記において述べられるように別の手段により
達成されなければならない。
【００５１】送信フェーズと受信フェーズの相違は次の
とおりである。
とおりである。
【００５２】ＮＭＲ信号の励起は、励起信号の高いスペ
クトル純度を要求しないので、要求される送信周波数を
発生させるすべてのＤＤＳ発生器を現在の従来技術に応
じて設計することが可能である。そのようなＤＤＳ発生
器は、周波数の容易な微調整を可能にし、かくして送信
周波数をＮＭＲスペクトルの中心に位置決めすることが
可能になる。
クトル純度を要求しないので、要求される送信周波数を
発生させるすべてのＤＤＳ発生器を現在の従来技術に応
じて設計することが可能である。そのようなＤＤＳ発生
器は、周波数の容易な微調整を可能にし、かくして送信
周波数をＮＭＲスペクトルの中心に位置決めすることが
可能になる。
【００５３】受信フェーズの場合は、全く別である。Ｄ
ＤＳ発生器は、ＬＯ周波数ｆLO1を発生させるために使
用される。そのスペクトルは非常に純度が高くなければ
ならないので、関連するＮＣＯ用のＺ値は所望の周波数
範囲における外乱成分の発生を防止するために本発明に
係る値しかとることができない。その結果、ＤＤＳ発生
器の周波数はΔｆRasterの段差でのみ調整が可能であ
り、そのため周波数の微調整は不可能である。
ＤＳ発生器は、ＬＯ周波数ｆLO1を発生させるために使
用される。そのスペクトルは非常に純度が高くなければ
ならないので、関連するＮＣＯ用のＺ値は所望の周波数
範囲における外乱成分の発生を防止するために本発明に
係る値しかとることができない。その結果、ＤＤＳ発生
器の周波数はΔｆRasterの段差でのみ調整が可能であ
り、そのため周波数の微調整は不可能である。
【００５４】受信フェーズ中での周波数の微調整は、に
もかかわらず、下記のごとく可能であり、特に、ＮＭＲ
スペクトルを所望の低周波数範囲にどのように正確に位
置決めするかという点で可能である。
もかかわらず、下記のごとく可能であり、特に、ＮＭＲ
スペクトルを所望の低周波数範囲にどのように正確に位
置決めするかという点で可能である。
【００５５】基本的に、ＮＭＲスペクトルを所望の低周
波数範囲に正確に位置決めするためにＬＯ周波数の各々
を用いることができる。ＬＯ周波数ｆLO1を使用するこ
とは絶対必要というわけではない。しかし、正確な周波
数調整は、ほとんどの場合スペクトル純度の低下をもた
らすので、他のＬＯ周波数のすべてが適しているという
わけでもない。この場合、１つのＬＯ周波数、即ち、受
信連鎖のまさに最後におけるＤＱＤ１４（デジタルクア
ドラチュア検出器；図２参照）に属し、値ＺQで定義さ
れるものが特に適している。実際、それがすべてのＬＯ
周波数中で最も低い周波数を有し、純粋にデジタル的に
発生させられ、その信号は、高精度にほとんど外乱性の
側波帯なしに発生させることができる。このＬＯがスペ
クトル純度を劣化させることなく低周波数範囲に必要と
される精度でＮＭＲスペクトルを位置決めすることを可
能にする。
波数範囲に正確に位置決めするためにＬＯ周波数の各々
を用いることができる。ＬＯ周波数ｆLO1を使用するこ
とは絶対必要というわけではない。しかし、正確な周波
数調整は、ほとんどの場合スペクトル純度の低下をもた
らすので、他のＬＯ周波数のすべてが適しているという
わけでもない。この場合、１つのＬＯ周波数、即ち、受
信連鎖のまさに最後におけるＤＱＤ１４（デジタルクア
ドラチュア検出器；図２参照）に属し、値ＺQで定義さ
れるものが特に適している。実際、それがすべてのＬＯ
周波数中で最も低い周波数を有し、純粋にデジタル的に
発生させられ、その信号は、高精度にほとんど外乱性の
側波帯なしに発生させることができる。このＬＯがスペ
クトル純度を劣化させることなく低周波数範囲に必要と
される精度でＮＭＲスペクトルを位置決めすることを可
能にする。
【００５６】ＤＱＤは従来技術に属し、基本的に、ＮＭ
Ｒスペクトルの中心が周波数ゼロになるようにＮＭＲス
ペクトルを数学的に混合して低下させるデジタルクアド
ラチュア混合段階である。
Ｒスペクトルの中心が周波数ゼロになるようにＮＭＲス
ペクトルを数学的に混合して低下させるデジタルクアド
ラチュア混合段階である。
【００５７】最後に、ＤＱＤの前のクアドラチュア混合
段階１２は、ＮＭＲスペクトルを正確にゼロに混合する
のではないということに注意するのは次の２つの理由か
ら重要である：第１に、第１のＬＯの格子ΔｆRasterの
粗さのために、そして第２に、これは望ましいことでは
ないが、通常、電源線、実験室設備、フリッカ雑音等の
影響により周波数ゼロの周囲の領域が強く外乱を受ける
からである。しかし、次のＤＱＤはＮＭＲスペクトルを
混合してゼロに低下させるが、この処理は、数学的に行
なわれ、それにより更なる外乱成分が回避されている。
段階１２は、ＮＭＲスペクトルを正確にゼロに混合する
のではないということに注意するのは次の２つの理由か
ら重要である：第１に、第１のＬＯの格子ΔｆRasterの
粗さのために、そして第２に、これは望ましいことでは
ないが、通常、電源線、実験室設備、フリッカ雑音等の
影響により周波数ゼロの周囲の領域が強く外乱を受ける
からである。しかし、次のＤＱＤはＮＭＲスペクトルを
混合してゼロに低下させるが、この処理は、数学的に行
なわれ、それにより更なる外乱成分が回避されている。
【００５８】ＮＭＲスペクトルを周波数ゼロの周りに位
置決めするのは、下記のように粗い、細かい、最も細い
３つの段差を用いて３つの異なる位置において行なわれ
る。
置決めするのは、下記のように粗い、細かい、最も細い
３つの段差を用いて３つの異なる位置において行なわれ
る。
【００５９】１．ｆ0（例えば５ＭＨｚ）の最大周波数
段差は、合成器１７ｙにおける数値ＺGにより発生させ
られる。
段差は、合成器１７ｙにおける数値ＺGにより発生させ
られる。
【００６０】２．ＤＤＳ発生器１６におけるＮＣＯL２
２は、数値Ｚを用いてより細かい段差を与える。
２は、数値Ｚを用いてより細かい段差を与える。
【００６１】３．ＤＱＤ１４は、数値ＺQを用いて最も
細かい段差を発生させる。
細かい段差を発生させる。
【００６２】外乱成分をそれ以上発生させないためのＬ
Ｏ周波数の条件を、次に説明する。
Ｏ周波数の条件を、次に説明する。
【００６３】例え、第１ＬＯ周波数ｆLO1が選択された
Ｚ値のため所望の周波数範囲において全く外乱成分を有
しないとしても、依然として、関連する混合処理におけ
る他のすべてのＬＯ周波数がさらに外乱成分を発生させ
ることがあり得る。これを防止するために、下記のよう
に定義される一定の条件を満たさなければならない。
Ｚ値のため所望の周波数範囲において全く外乱成分を有
しないとしても、依然として、関連する混合処理におけ
る他のすべてのＬＯ周波数がさらに外乱成分を発生させ
ることがあり得る。これを防止するために、下記のよう
に定義される一定の条件を満たさなければならない。
【００６４】２つのＬＯ周波数、即ち第１の混合段階１
０の場合のｆLO1及びＤＱＤ１４におけるＬＯ周波数を
除く周波数合成器１７ｙ（ｆ1、ｆ2及びｎ３・ｆ0）及
び受信器３（ｆLO2）におけるＬＯ周波数は、基本周波
数ｆ0から導出され、ｆ0の整数倍である。格子Δｆ
Rasterにより与えられるＬＯ周波数を除く、これらのＬ
Ｏ周波数を用いて実行される混合処理によりさらに外乱
成分が発生するのを防止するためには、基本周波数ｆ0
もグリッド間隔周波数ΔｆRasterの整数の倍数ｐ倍であ
れば十分である： ｆ0＝ｐ・ΔｆRaster 上記の条件は、もしＮＣＯのクロック周波数ｆsが、ｋ
が正の整数値である場合のｆ0の整数の倍数２Kであれ
ば、自動的に満たされるということを示すことができ
る： ｆs＝２k・ｆ0 ［５ａ］ これは簡単に示される： ｆ0＝ｆs／２k＝ｍ・ΔｆRaster／２k＝２m1・Δｆ
Raster／２k ｆ0＝＝２(m1-k)・ΔｆRaster ΔｆRasterがｆ0より以下である限り、ｍ１は、ｋ以上
でなければならず、かくして２(m1-k)は、常に整数でな
ければならない。
０の場合のｆLO1及びＤＱＤ１４におけるＬＯ周波数を
除く周波数合成器１７ｙ（ｆ1、ｆ2及びｎ３・ｆ0）及
び受信器３（ｆLO2）におけるＬＯ周波数は、基本周波
数ｆ0から導出され、ｆ0の整数倍である。格子Δｆ
Rasterにより与えられるＬＯ周波数を除く、これらのＬ
Ｏ周波数を用いて実行される混合処理によりさらに外乱
成分が発生するのを防止するためには、基本周波数ｆ0
もグリッド間隔周波数ΔｆRasterの整数の倍数ｐ倍であ
れば十分である： ｆ0＝ｐ・ΔｆRaster 上記の条件は、もしＮＣＯのクロック周波数ｆsが、ｋ
が正の整数値である場合のｆ0の整数の倍数２Kであれ
ば、自動的に満たされるということを示すことができ
る： ｆs＝２k・ｆ0 ［５ａ］ これは簡単に示される： ｆ0＝ｆs／２k＝ｍ・ΔｆRaster／２k＝２m1・Δｆ
Raster／２k ｆ0＝＝２(m1-k)・ΔｆRaster ΔｆRasterがｆ0より以下である限り、ｍ１は、ｋ以上
でなければならず、かくして２(m1-k)は、常に整数でな
ければならない。
【００６５】要するに、ｆ0がΔｆRasterの整数の倍数
であり、それ故、混合処理が前記格子により与えられた
ΔｆRasterの間隔周波数を有するもの以外のさらなる外
乱成分を全く発生させないことを確実にするためには、
下記の条件が満たされねばならない： ｆs＝２k・ｆ0 （式中、 ｋ＝正の整数 ΔｆRaster＝ｆs／ｍ≦ｆ0 ［５ｂ］ ＤＤＳ発生器の出力部での量子化格子の発生を次に説明
する。
であり、それ故、混合処理が前記格子により与えられた
ΔｆRasterの間隔周波数を有するもの以外のさらなる外
乱成分を全く発生させないことを確実にするためには、
下記の条件が満たされねばならない： ｆs＝２k・ｆ0 （式中、 ｋ＝正の整数 ΔｆRaster＝ｆs／ｍ≦ｆ0 ［５ｂ］ ＤＤＳ発生器の出力部での量子化格子の発生を次に説明
する。
【００６６】ＮＣＯLの出力信号は、基本的にただ１つ
の特定の周波数成分ｆoutが確実に発生するようにする
ために、２つの構成部品２５ａと２５ｂにおいて正弦及
び余弦関数に変換されねばならない鋸波形状を有する。
この処理を説明すると、出力信号が２π／Ｎを用いて乗
算され、それにより図１（ａ）の数値の軸が位相軸にな
る。ＮＣＯLの鋸波位相の曲線は、今や２πの周期性の
ため階段関数Ｆ（ｔ）により置き換えてよい。Ｆ（ｔ）
には、期間１／ΔｆRasterに亘る単調量の挙動を示すと
いう有利な点がある。次に、位相曲線（２π／Ｎ）・Ｆ
（ｔ）の正弦及び余弦関数を計算することにより前記２
つの正弦波出力信号が得られる： Ｚout1＝ｓｉｎ［２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ） ［６ａ］ Ｚout2＝ｃｏｓ［２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ） ［６ｂ］ これらの２つの正弦波信号Ｚout1、Ｚout2は既に図１
（ｂ）に示されるものよりもずっと純度が高い周波数ス
ペクトルを有する。もし式［６ａ］及び［６ｂ］の計算
を可能な限り高い精度で行なうことができれば、完全な
純度をさえ有するであろう。既に、３４ビットの精度
は、前記２つの発生信号のスペクトルを、格子成分Δｆ
Rasterが無視できるほど小さく且つクロック周波数ｆs
及びその高調波並びにクロック周波数により発生する前
記２つの信号のミラー周波数の周波数成分のみが外乱周
波数成分として存在するであろう程度にクリアにするの
には十分であろうが、サンプリング処理においては常に
そうである。これらの外乱周波数は、しかし、問題を生
じない。なぜならば、それらは２つのローパスフィルタ
３２ａ、３２ｂで完全に除去されるからである。
の特定の周波数成分ｆoutが確実に発生するようにする
ために、２つの構成部品２５ａと２５ｂにおいて正弦及
び余弦関数に変換されねばならない鋸波形状を有する。
この処理を説明すると、出力信号が２π／Ｎを用いて乗
算され、それにより図１（ａ）の数値の軸が位相軸にな
る。ＮＣＯLの鋸波位相の曲線は、今や２πの周期性の
ため階段関数Ｆ（ｔ）により置き換えてよい。Ｆ（ｔ）
には、期間１／ΔｆRasterに亘る単調量の挙動を示すと
いう有利な点がある。次に、位相曲線（２π／Ｎ）・Ｆ
（ｔ）の正弦及び余弦関数を計算することにより前記２
つの正弦波出力信号が得られる： Ｚout1＝ｓｉｎ［２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ） ［６ａ］ Ｚout2＝ｃｏｓ［２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ） ［６ｂ］ これらの２つの正弦波信号Ｚout1、Ｚout2は既に図１
（ｂ）に示されるものよりもずっと純度が高い周波数ス
ペクトルを有する。もし式［６ａ］及び［６ｂ］の計算
を可能な限り高い精度で行なうことができれば、完全な
純度をさえ有するであろう。既に、３４ビットの精度
は、前記２つの発生信号のスペクトルを、格子成分Δｆ
Rasterが無視できるほど小さく且つクロック周波数ｆs
及びその高調波並びにクロック周波数により発生する前
記２つの信号のミラー周波数の周波数成分のみが外乱周
波数成分として存在するであろう程度にクリアにするの
には十分であろうが、サンプリング処理においては常に
そうである。これらの外乱周波数は、しかし、問題を生
じない。なぜならば、それらは２つのローパスフィルタ
３２ａ、３２ｂで完全に除去されるからである。
【００６７】完全な純度の信号の発生は、階段状位相曲
線（２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ）の数値が正確な直線上にある
であろうことを考慮に入れると容易に理解できる。この
直線の勾配ｄφ／ｄｔは、まさに所望の角周波数２π・
ｆoutを与えるであろう。
線（２π／Ｎ）・Ｆ（ｔ）の数値が正確な直線上にある
であろうことを考慮に入れると容易に理解できる。この
直線の勾配ｄφ／ｄｔは、まさに所望の角周波数２π・
ｆoutを与えるであろう。
【００６８】算出処理は、有限の精度を有しているの
で、段差の値は、上に又は下に丸めた値であり、正確
に、厳密にまっすぐな位相曲線上にあるわけではない。
厳密な位相曲線からの偏移は、通常の意味の雑音とは全
く無関係な量子化雑音と呼ばれる。なぜならば、位相誤
差は、各１／ΔｆRaster毎に繰り返され、間隔Δｆ
Rasterを有する周波数格子として周波数スペクトルに現
れる周期的な量子化信号を発生させるからである。この
場合、量子化雑音というよりはむしろ量子化格子と呼び
たいであろう。
で、段差の値は、上に又は下に丸めた値であり、正確
に、厳密にまっすぐな位相曲線上にあるわけではない。
厳密な位相曲線からの偏移は、通常の意味の雑音とは全
く無関係な量子化雑音と呼ばれる。なぜならば、位相誤
差は、各１／ΔｆRaster毎に繰り返され、間隔Δｆ
Rasterを有する周波数格子として周波数スペクトルに現
れる周期的な量子化信号を発生させるからである。この
場合、量子化雑音というよりはむしろ量子化格子と呼び
たいであろう。
【００６９】かくして正弦波信号も、ずっと小さい振幅
値でのみ、鋸波信号と丁度同じように周波数格子を発生
させる。したがって、のこぎり歯関数に基づいてなされ
たそれまでのすべての計算は、正弦波信号に対しても定
性的に有効である。
値でのみ、鋸波信号と丁度同じように周波数格子を発生
させる。したがって、のこぎり歯関数に基づいてなされ
たそれまでのすべての計算は、正弦波信号に対しても定
性的に有効である。
【００７０】前述のように、３４ビットの精度は、格子
成分を無視できるほど小さく保つのに十分であろう。こ
れは、さらに微調整が可能な純度の高いスペクトルを有
する周波数を提供するであろうほとんど理想的なＤＤＳ
発生器に導くであろう。ＶＣＯ用の非連続のＺ値を計算
する上述の理論はしたがって、もはや必要とされないで
あろう。
成分を無視できるほど小さく保つのに十分であろう。こ
れは、さらに微調整が可能な純度の高いスペクトルを有
する周波数を提供するであろうほとんど理想的なＤＤＳ
発生器に導くであろう。ＶＣＯ用の非連続のＺ値を計算
する上述の理論はしたがって、もはや必要とされないで
あろう。
【００７１】しかし、３４ビットの精度はダイナミック
の理由から実現できない。上記２つの正弦関数は、今日
のデジタル部品が遅すぎるので実行時に直接計算するこ
とはできない。したがって正弦関数はテーブルに保存さ
れた非連続の数値を通じて得られねばならず、すべての
中間値は、実行時に線形補間により算出されねばならな
い。線形補間は、正弦関数の計算とは対照的にずっと簡
単な計算処理であるのでダイナミックの観点から後者が
可能である。
の理由から実現できない。上記２つの正弦関数は、今日
のデジタル部品が遅すぎるので実行時に直接計算するこ
とはできない。したがって正弦関数はテーブルに保存さ
れた非連続の数値を通じて得られねばならず、すべての
中間値は、実行時に線形補間により算出されねばならな
い。線形補間は、正弦関数の計算とは対照的にずっと簡
単な計算処理であるのでダイナミックの観点から後者が
可能である。
【００７２】あいにく、計算精度の増大に伴って、正弦
関数の必要とされる値の数は非常に大きくなるので、３
４ビットの精度の場合、これらの数値の数は今日の標準
にとっては許容できないほど大きなメモリを必要とする
ようなものになるであろう。正弦演算の精度はこの理由
で、ＶＣＯからの３４ビットの値のうちの上位１６ビッ
トのみを用いることにより１６ビットに低減されなけれ
ばならない。この低減された精度は、その場合、量子化
効果を防止するのにはもはや十分ではない。
関数の必要とされる値の数は非常に大きくなるので、３
４ビットの精度の場合、これらの数値の数は今日の標準
にとっては許容できないほど大きなメモリを必要とする
ようなものになるであろう。正弦演算の精度はこの理由
で、ＶＣＯからの３４ビットの値のうちの上位１６ビッ
トのみを用いることにより１６ビットに低減されなけれ
ばならない。この低減された精度は、その場合、量子化
効果を防止するのにはもはや十分ではない。
【００７３】ＮＣＯを用いた送信周波数及び第１ＬＯ周
波数の生成を次に説明する。
波数の生成を次に説明する。
【００７４】本発明のＤＤＳ発生器１６ｙは、送信周波
数を発生させる１以上のＮＣＯ、例えば２つのＮＣＯ、
即ちＮＣＯ１（２１ａ）及びＮＣＯ２（２１ｂ）並びに
第１ＬＯ周波数ｆLO1を発生させる単一のＮＣＯL２２を
備えて成る。ＮＣＯ１は、恒久的にＯＮにされ、必要な
らば他のＮＣＯの位相を同期化するための基準位相を提
供する。これはＮＣＯ１の現在の位相を他のＮＣＯに伝
達することを可能にする２つのスイッチ２３ａ及び２３
ｂを用いて行なわれる。
数を発生させる１以上のＮＣＯ、例えば２つのＮＣＯ、
即ちＮＣＯ１（２１ａ）及びＮＣＯ２（２１ｂ）並びに
第１ＬＯ周波数ｆLO1を発生させる単一のＮＣＯL２２を
備えて成る。ＮＣＯ１は、恒久的にＯＮにされ、必要な
らば他のＮＣＯの位相を同期化するための基準位相を提
供する。これはＮＣＯ１の現在の位相を他のＮＣＯに伝
達することを可能にする２つのスイッチ２３ａ及び２３
ｂを用いて行なわれる。
【００７５】送信フェーズ中に、周波数が１つの値ｆ1
から新しい値ｆ2にスイッチされ、そしてまたもとの値
ｆ1にスイッチされねばならない特別なＮＭＲ実験があ
る。これは、もし、単一のＮＣＯが図６（ａ）及び
（ｂ）に示すようにスイッチされるならば、それによっ
て実現できる。ｆ1の初期位相は、それにより失われ、
受信フェーズ中において位相問題を引き起こすであろ
う。
から新しい値ｆ2にスイッチされ、そしてまたもとの値
ｆ1にスイッチされねばならない特別なＮＭＲ実験があ
る。これは、もし、単一のＮＣＯが図６（ａ）及び
（ｂ）に示すようにスイッチされるならば、それによっ
て実現できる。ｆ1の初期位相は、それにより失われ、
受信フェーズ中において位相問題を引き起こすであろ
う。
【００７６】２つのＮＣＯを上述の実験に用いるなら
ば、即ち、周波数ｆ1用のＮＣＯ１と周波数ｆ2用のＮＣ
Ｏ２を用いるならば、出力がその間外乱なしにその送信
を継続したもとのＮＣＯ１にスイッチされるのでｆ1の
もとの位相は失われない。ｆ1からｆ2にスイッチすると
きは、ｆ1の位相は、スイッチ２３ａによりｆ2に伝達す
ることができそれによりスイッチング中の位相飛躍を防
止する。これには、実験が純度の高い結果を与えるとい
う利点がある。図７（ａ）及び（ｂ）は、よりよい視覚
的理解のために上述の処理を示す。
ば、即ち、周波数ｆ1用のＮＣＯ１と周波数ｆ2用のＮＣ
Ｏ２を用いるならば、出力がその間外乱なしにその送信
を継続したもとのＮＣＯ１にスイッチされるのでｆ1の
もとの位相は失われない。ｆ1からｆ2にスイッチすると
きは、ｆ1の位相は、スイッチ２３ａによりｆ2に伝達す
ることができそれによりスイッチング中の位相飛躍を防
止する。これには、実験が純度の高い結果を与えるとい
う利点がある。図７（ａ）及び（ｂ）は、よりよい視覚
的理解のために上述の処理を示す。
【００７７】ＬＯ周波数ｆLO1は、より高いスペクトル
純度を有さねばならないＮＣＯL２２を用いて発生させ
られ、かくして本発明のＺ値を用いて制御される。各採
取処理の始まりにおいて、即ち、ＦＩＤ（Free Inducti
on Decay（自由誘導減衰））の検出の始まりにおいて
は、基準発振器ＮＣＯ１（２１ａ）の位相は、コンピュ
ータ１５中で合計可能な位相同期ＦＩＤを発生させるた
めに、スイッチ２３ｂを介してＮＣＯLに伝達されねば
ならない。
純度を有さねばならないＮＣＯL２２を用いて発生させ
られ、かくして本発明のＺ値を用いて制御される。各採
取処理の始まりにおいて、即ち、ＦＩＤ（Free Inducti
on Decay（自由誘導減衰））の検出の始まりにおいて
は、基準発振器ＮＣＯ１（２１ａ）の位相は、コンピュ
ータ１５中で合計可能な位相同期ＦＩＤを発生させるた
めに、スイッチ２３ｂを介してＮＣＯLに伝達されねば
ならない。
【００７８】分光計全体は、やはり、図２のブロック図
で表わすことができる。このことは従来技術について
も、本発明の回路についても正しい。個別の構成部品は
既に従来技術に関連して説明した。
で表わすことができる。このことは従来技術について
も、本発明の回路についても正しい。個別の構成部品は
既に従来技術に関連して説明した。
【００７９】主送信ユニットＴ１を図４に示し、下記に
説明する。
説明する。
【００８０】４ｙ 主送信ユニットＴ１ １６ｙ ＤＤＳ発生器 １７ｙ 段差ｆ0（例えば５ＭＨｚ）での周波数変更を
可能とする周波数合成器。これらの段差はＰＬＬ発振器
３８（ＰＬＬ＝Phase Lock Loop（位相同期ループ））
を用いて発生させられ、数値ＺGで規定される １９ 発生した信号の出力を調整する減衰器 ２０ 送信フェーズ中に送信周波数ｆX1を選択し、受信
フェーズ中にＬＯ周波数ｆLO1を選択するスイッチ ２１ａ 恒久的に発振し、２つの他のＮＣＯ２１ｂ及び
２２に基準位相を提供するＮＣＯ。このＮＣＯ及びＮＣ
Ｏ２１ｂは、励起パルス用の所望の送信周波数を発生さ
せる ２１ｂ ＮＣＯ２１ａとともに、励起パルス用の所望の
送信周波数を発生させるＮＣＯ ２２ 第１ＬＯ周波数ｆLO1を発生させるＮＣＯ ２３ａ、２３ｂ ＮＣＯ２１ａの基準位相をＮＣＯ２１
ｂ及び２２に伝達るするためのスイッチ ２４ 所望のＮＣＯを選択するスイッチ ２５ 減衰器１９の位相誤差を補正するために位相補正
を加える加算段階 ２６ａ、２６ｂ 入力される鋸波信号を正弦又は余弦関
数に変換する２つの信号変換器 ２７ａ、２７ｂ ２つの正弦波信号の振幅依存性を規定
する２つの乗算器 ２８ａ、２８ｂ デジタル信号をアナログ信号に変換す
る２つのデジタル−アナログ変換器 ２９ スイッチ２４と組み合わされ、減衰器１９用の所
望の減衰値を規定するスイッチ。ＮＣＯ１、ＮＣＯ２又
はＮＣＯLがスイッチ２４で選択されているかに応じ
て、前記スイッチ２９により対応する減衰値Ｐ1、Ｐ2又
はＰLが選択される ３０ａ 所望の減衰値の関数として減衰器１９の位相誤
差を含むＲＡＭメモリ ３０ｂ 所望の減衰値の関数として減衰器１９の減衰誤
差を含むＲＡＭメモリ ３１ 振幅変調ａ（ｔ）をオン・オフするスイッチ。オ
フ状態では、値０が乗算器２７ａ、２７ｂに提供されて
それらが値０を次に送るようにし、それにより信号の完
全な抑制を行なう ３２ａ、３２ｂ クロック周波数ｆs及びその高調波並
びにクロック周波数により発生するミラー周波数を抑制
するためにサンプリング処理毎に必要とされる２つのロ
ーパスフィルタ ３３ａ、３３ｂ ＬＯ周波数ｆ1（例えば１６０ＭＨ
ｚ）の値により信号の上方への混合を行なうクアドラチ
ュア混合段階 ３５ クアドラチュア混合段階３３ａ、３３ｂに属する
加算段階 ３６ ＬＯ周波数ｆ2（例えば７２０ＭＨｚ）の値によ
り信号の上方への混合を行なう混合段階 ３７ ｆ0の倍数を供給するＰＬＬ発振器３８により供
給されるＬＯ周波数を用い、信号を下方に混合し、もし
必要ならば上方に混合する混合段階 ３８ 混合段階３７用にＬＯ周波数を発生させるＰＬＬ
発振器。ＬＯ周波数は、例えば８６５ＭＨｚと１５００
ＭＨｚとの間で５ＭＨｚの段差で調整可能であり、その
場合、所望の設定は数値ＮGにより行なわれる。
可能とする周波数合成器。これらの段差はＰＬＬ発振器
３８（ＰＬＬ＝Phase Lock Loop（位相同期ループ））
を用いて発生させられ、数値ＺGで規定される １９ 発生した信号の出力を調整する減衰器 ２０ 送信フェーズ中に送信周波数ｆX1を選択し、受信
フェーズ中にＬＯ周波数ｆLO1を選択するスイッチ ２１ａ 恒久的に発振し、２つの他のＮＣＯ２１ｂ及び
２２に基準位相を提供するＮＣＯ。このＮＣＯ及びＮＣ
Ｏ２１ｂは、励起パルス用の所望の送信周波数を発生さ
せる ２１ｂ ＮＣＯ２１ａとともに、励起パルス用の所望の
送信周波数を発生させるＮＣＯ ２２ 第１ＬＯ周波数ｆLO1を発生させるＮＣＯ ２３ａ、２３ｂ ＮＣＯ２１ａの基準位相をＮＣＯ２１
ｂ及び２２に伝達るするためのスイッチ ２４ 所望のＮＣＯを選択するスイッチ ２５ 減衰器１９の位相誤差を補正するために位相補正
を加える加算段階 ２６ａ、２６ｂ 入力される鋸波信号を正弦又は余弦関
数に変換する２つの信号変換器 ２７ａ、２７ｂ ２つの正弦波信号の振幅依存性を規定
する２つの乗算器 ２８ａ、２８ｂ デジタル信号をアナログ信号に変換す
る２つのデジタル−アナログ変換器 ２９ スイッチ２４と組み合わされ、減衰器１９用の所
望の減衰値を規定するスイッチ。ＮＣＯ１、ＮＣＯ２又
はＮＣＯLがスイッチ２４で選択されているかに応じ
て、前記スイッチ２９により対応する減衰値Ｐ1、Ｐ2又
はＰLが選択される ３０ａ 所望の減衰値の関数として減衰器１９の位相誤
差を含むＲＡＭメモリ ３０ｂ 所望の減衰値の関数として減衰器１９の減衰誤
差を含むＲＡＭメモリ ３１ 振幅変調ａ（ｔ）をオン・オフするスイッチ。オ
フ状態では、値０が乗算器２７ａ、２７ｂに提供されて
それらが値０を次に送るようにし、それにより信号の完
全な抑制を行なう ３２ａ、３２ｂ クロック周波数ｆs及びその高調波並
びにクロック周波数により発生するミラー周波数を抑制
するためにサンプリング処理毎に必要とされる２つのロ
ーパスフィルタ ３３ａ、３３ｂ ＬＯ周波数ｆ1（例えば１６０ＭＨ
ｚ）の値により信号の上方への混合を行なうクアドラチ
ュア混合段階 ３５ クアドラチュア混合段階３３ａ、３３ｂに属する
加算段階 ３６ ＬＯ周波数ｆ2（例えば７２０ＭＨｚ）の値によ
り信号の上方への混合を行なう混合段階 ３７ ｆ0の倍数を供給するＰＬＬ発振器３８により供
給されるＬＯ周波数を用い、信号を下方に混合し、もし
必要ならば上方に混合する混合段階 ３８ 混合段階３７用にＬＯ周波数を発生させるＰＬＬ
発振器。ＬＯ周波数は、例えば８６５ＭＨｚと１５００
ＭＨｚとの間で５ＭＨｚの段差で調整可能であり、その
場合、所望の設定は数値ＮGにより行なわれる。
【００８１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ＮＭＲ（核磁気共鳴)分光計、特に、ＬＯ（局部発振
器）周波数、例えば、第１ＬＯ周波数ｆLO1を発生させ
るＮＣＯL(数値制御発振器）を含むＤＤＳ（ダイレクト
デジタル合成）発生器を備えて成る高分解能ＮＭＲ分光
計を動作させる方法であって、ＤＤＳ発生器中のＮＣＯ
Lの周波数が数値Ｚの入力によりおいて規定される方法
において、数値Ｎが式 Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ（式中Ｚ、ｎ、
Ｎ及びｍは、正の整数であり、Ｎは、正の整数の指数を
有する２の冪であり、当該指数は、算出処理時のビット
の最大数を表し、ｍは、約２ｆs／ΔＢであり、ｎは、
約ｍ・fout／ｆsであって、ｍは、ｎ・Ｎの公約数であ
り、ｆsはＮＣＯL（２２）のクロック周波数であり、Δ
Ｂは、高スペクトル純度を有する所望の帯域幅であり、
ｆoutは、ＮＣＯL（２２）の出力周波数である）を満足
する値のみをとるように選択されるので、ＤＤＳ発生器
を用いたＮＭＲ実験において、特にＮＭＲスペクトルの
周波数範囲において可能な限り量子化雑音が除去され
る。
ＮＭＲ（核磁気共鳴)分光計、特に、ＬＯ（局部発振
器）周波数、例えば、第１ＬＯ周波数ｆLO1を発生させ
るＮＣＯL(数値制御発振器）を含むＤＤＳ（ダイレクト
デジタル合成）発生器を備えて成る高分解能ＮＭＲ分光
計を動作させる方法であって、ＤＤＳ発生器中のＮＣＯ
Lの周波数が数値Ｚの入力によりおいて規定される方法
において、数値Ｎが式 Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ（式中Ｚ、ｎ、
Ｎ及びｍは、正の整数であり、Ｎは、正の整数の指数を
有する２の冪であり、当該指数は、算出処理時のビット
の最大数を表し、ｍは、約２ｆs／ΔＢであり、ｎは、
約ｍ・fout／ｆsであって、ｍは、ｎ・Ｎの公約数であ
り、ｆsはＮＣＯL（２２）のクロック周波数であり、Δ
Ｂは、高スペクトル純度を有する所望の帯域幅であり、
ｆoutは、ＮＣＯL（２２）の出力周波数である）を満足
する値のみをとるように選択されるので、ＤＤＳ発生器
を用いたＮＭＲ実験において、特にＮＭＲスペクトルの
周波数範囲において可能な限り量子化雑音が除去され
る。
【図１】（ａ）は、本発明により動作するＤＤＳ発生器
の出力信号の時間関数を示す図であり、（ｂ）は、
（ａ）と関連する周波数成分を示す図である。
の出力信号の時間関数を示す図であり、（ｂ）は、
（ａ）と関連する周波数成分を示す図である。
【図２】従来技術に係る現代のＮＭＲ分光計の構成を示
す略図である。
す略図である。
【図３】従来技術のＮＭＲ分光計の主送信ユニットの動
作図である。
作図である。
【図４】本発明の主送信ユニットの略図である。
【図５】（ａ）は、ＮＣＯの位相入力部での信号を示す
図であり、（ｂ）は、ＮＣＯの出力信号に対する（ａ）
の位相信号の影響を示す図である。
図であり、（ｂ）は、ＮＣＯの出力信号に対する（ａ）
の位相信号の影響を示す図である。
【図６】（ａ）は、ＮＣＯの周波数入力部での信号を示
す図であり、（ｂ）は、ＮＣＯの出力信号に対する
（ａ）の周波数信号の影響を示す図である。
す図であり、（ｂ）は、ＮＣＯの出力信号に対する
（ａ）の周波数信号の影響を示す図である。
【図７】（ａ）は、周波数ｆ1を有するＮＣＯ１の出力
信号を示す図であり、（ｂ）は、周波数ｆ2を有するＮ
ＣＯ２の出力信号を示す図であり、（ｃ）は、（ａ）及
び（ｂ）の総和信号を示す図である。
信号を示す図であり、（ｂ）は、周波数ｆ2を有するＮ
ＣＯ２の出力信号を示す図であり、（ｃ）は、（ａ）及
び（ｂ）の総和信号を示す図である。
１ 送信部 ２ プローブヘッド ３ 受信部 ４ 主送信ユニットＴ１ ７ 加算部 １０ 第１混合段階 １１ ＩＦ増幅器 １２ クアドラチュア検出器 １３ａ、１３ｂ アナログ−デジタル変換器 １４ デジタルクアドラチュア検出器 １５ コンピュータ ４ｙ 主送信ユニットＴ１ １６ｙ ＤＤＳ発生器 １７ｙ 周波数合成器 １９ 減衰器 ２０ スイッチ ２１ａ ＮＣＯ１ ２１ｂ ＮＣＯ２ ２２ ＮＣＯL ２３ａ、２３ｂ スイッチ ２４ スイッチ ２５ 加算段階 ２６ａ、２６ｂ 信号変換器 ２７ａ、２７ｂ 乗算器 ３０ａ ＲＡＭメモリ ３０ｂ ＲＡＭメモリ
Claims (9)
- 【請求項１】 ＮＭＲ（核磁気共鳴)分光計、特に、Ｌ
Ｏ（局部発振器）周波数、例えば、第１ＬＯ周波数ｆ
LO1を発生させるＮＣＯL(数値制御発振器）を含むＤＤ
Ｓ（ダイレクトデジタル合成）発生器を備えて成る高分
解能ＮＭＲ分光計を動作させる方法であって、前記ＤＤ
Ｓ発生器中の前記ＮＣＯLの周波数が数値Ｚの入力によ
り規定される方法において、 数値Ｎが式 Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ （式中Ｚ、ｎ、Ｎ及びｍは、正の整数であり、Ｎは、正
の整数の指数を有する２の冪であり、当該指数は、算出
処理時のビットの最大数を表し、ｍは、約２ｆs／ΔＢ
であり、ｎは、約ｍ・ｆout／ｆsであって、ｍは、ｎ・
Ｎの公約数であり、ｆsはＮＣＯL（２２）のクロック周
波数であり、ΔＢは、高スペクトル純度を有する所望の
帯域幅であり、ｆoutは、ＮＣＯL（２２）の出力周波数
である）を満足する値のみをとるように選択されること
を特徴とする方法。 - 【請求項２】 Ｚの算出は、次の３段階： （ａ）ｍの値が式： ｍ＝２RndDwn[log[2fs/ΔB)/log2]] （式中、ΔＢは、高スペクトル純度の所望の帯域幅であ
り、ｆsは、ＮＣＯのクロック周波数であり、ＲｎｄＤ
ｗｎは、より小さい次の整数値への丸め処理を表わす）
により求められ； （ｂ）ｎの値が式： ｎ＝Ｒｎｄ（ｍ・ｆout／ｆs） （式中、ｆoutは、ＮＣＯの所望の周波数であり、ｍ
は、第１段階で算出された値であり、そしてＲｎｄは、
次の整数値への丸め処理を表わす）により求められ、 （ｃ）Ｚの値が式： Ｚ＝ｎ・Ｎ／ｍ （式中、Ｎは請求項１において定義され、ｍ及びｎは、
段階（ａ）及び（ｂ）においてそれぞれ求められた値で
ある）により求められる、で実行されることを特徴とす
る請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 ＮＭＲ分光計、特にＬＯ（局部発振器）
周波数ｆLO1を発生させるＮＣＯL(数値制御発振器）
（２２）を備えた高分解能ＮＭＲ分光計用のＤＤＳ（ダ
イレクトデジタル合成）発生器において、 当該ＤＤＳ発生器は、送信周波数を発生させるための幾
つかのＮＣＯ（２１ａ、２１ｂ、 ．．．）を備えて成
ることを特徴とするＤＤＳ発生器。 - 【請求項４】 ＮＣＯL（２２）は、条件ｆs＝２k・ｆ0
（式中、ｋは、正の整数で、ｆ0は、２つのＬＯ周波
数、即ち、混合段階（１０）用のｆLO1及びＤＱＤ（Dig
ital Quadrature Detector（デジタルクアドラチュア検
出器））（１４）用のＬＯ周波数以外のすべてのＬＯ周
波数が、その整数倍であるように導出されるベースにな
る基本周波数である）を満たすクロック周波数ｆsを有
していることを特徴とする請求項３に記載のＤＤＳ発生
器。 - 【請求項５】 ＮＣＯの１つ（２１ａ）は、連続的に発
振し、したがって、その実位相をスイッチ（２３ａ、２
３ｂ、 ．．．）を介して他のすべてのＮＣＯ（２１
ｂ、２１ｃ、 ．．．）に伝達することによりそれらの
ＮＣＯ（２１ｂ、２１ｃ、 ．．．）に基準位相を提供
することができることを特徴とする請求項３又は４に記
載のＤＤＳ発生器。 - 【請求項６】 ＮＣＯ（２１ａ）の鋸波信号を正弦波信
号に変換する鋸波−正弦波信号変換器（２６ａ）が設け
られ、さらにこのＮＣＯ（２１ａ）の鋸波信号を余弦波
信号に変換する鋸波−余弦波信号変換器（２６ｂ）が設
けられ、それにより、互いに対して直角位相であって、
クアドラチュア混合段階（３３ａ、３３ｂ）用の次の周
波数合成器（１７ｙ）において使用可能な２つのチャン
ネルを生成することを特徴とする請求項３〜５のいずれ
かの項に記載のＤＤＳ発生器。 - 【請求項７】 信号変換器（２６ａ、２６ｂ）からの信
号が通り、所望の振幅依存性を送信フェーズ（transmit
ting phase）中に数学的に発生させることが可能な乗算
器（２７ａ、２７ｂ）が設けられていることを特徴とす
る請求項３〜６のいずれかの項に記載のＤＤＳ発生器。 - 【請求項８】 位相誤差が所望の減衰値の関数として第
１のメモリ（３０ａ）に保存され、減衰誤差が前記所望
の減衰の関数として別のメモリ（３０ｂ）に保存され、
且つ前記所望の減衰値の設定中に、関連する前記位相誤
差が加算段階（２５）において現在の信号に逆の符号で
加算され、対応する前記減衰誤差が逆の符号で前記所望
の減衰値に加算されて減衰器（１９）に供給されること
により前記位相誤差及び減衰誤差が補償され得る減衰器
（１９）を備えて成ることを特徴とする請求項３〜７の
いずれかの項に記載のＤＤＳ発生器。 - 【請求項９】 受信フェーズ（receiving phase）中
で、ＮＭＲスペクトルの低周波数範囲での正確な位置決
めがＮＣＯL（２２）を介しては行なわれず、ＤＱＤ
（１４）中の数値ＺQにより行なわれることを特徴とす
る請求項４〜８のいずれかの項に記載のＤＤＳ発生器を
動作させる方法。
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