JP2001249702A

JP2001249702A - 位置決め制御方法

Info

Publication number: JP2001249702A
Application number: JP2000077775A
Authority: JP
Inventors: Shinsuke Nakagawa; 真介中川; Yuji Hata; 裕二秦; Hiromoto Takeda; 弘基武田; Kiyotada Ito; 清忠伊藤; Takashi Yamaguchi; 高司山口
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1999-12-27
Filing date: 2000-03-15
Publication date: 2001-09-14
Also published as: US6744591B2; US20010006438A1

Abstract

(57)【要約】【課題】機構系の共振周波数相当の移動時間で位置決め
させる必要がある１トラックシークから１６トラックシ
ーク程度の移動距離について高速かつ目標位置にオーバ
ーシュートやアンダーシュートなく安定なセトリングを
可能にする磁気ディスク装置の位置決め制御方法を提供
する。【解決手段】本発明は、（１）特定周波数のパワーを低
下させるような位置・速度軌道の生成法、（２）外部か
ら外乱が作用しない条件化ではフィードバック系が機能
しない場合でもヘッドを目標位置に正確に到達可能にす
る加速度フィードフォワード補償の生成法、（３）移動
周波数帯域まで共振振動を正確にモデル化した制御対象
モデルにより補正した位置軌道の生成法からなり、これ
ら３つを組み合わせて１〜１６トラックシーク程度の移
動距離について高速なシークを行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、磁気ディスク装置
やＸＹステージ等の位置決め方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】コンピュータの外部記憶装置である磁気
ディスク装置は、磁気ヘッドが回転している磁気ディス
ク面上の目的とするトラックに移動してデータの記録再
生を行っている。このような方式では、データアクセス
の処理速度を向上するため、磁気ヘッドを高速かつ高精
度に移動することが必要である。トラックシークの過程
ではオーバーシュートのない安定な目標トラックへの位
置決めを行わせるため、シーク過程の目標位置の軌道を
与え、制御量としてのヘッドの現在位置と目標位置との
差をコントローラにより低減させることで、ヘッドを望
ましい位置軌道に追従させながら目標位置に到達させる
方法をとっている。その際、ヘッドの位置と目標位置の
軌道との誤差をより小さくするために、目標位置軌道に
追従させるための加速度フィードフォワードを与えるこ
とが一般に行われている。この一例として、特開平０９
−１３９０３２号公報に目標位置軌道および加速度フィ
ードフォワードの生成法が開示されている。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】高速な位置決めを行う
場合、与える目標位置軌道に対して正確に追従し、目標
位置に誤差なく整定させる加速度フィードフォワード電
流を与えることが重要である。しかし、移動時間を駆動
パターンの加減速周波数が制御系の周波数帯域よりも高
くなるまで高速化すると、軌道追従誤差が生じた時に追
従誤差フィードバックによる誤差圧縮が十分に機能せ
ず、制御系の閉ループ特性に依存した遅い応答を生じさ
せ、位置の整定性を悪化する。軌道追従誤差の原因は位
置決め機構系の共振の影響が大きい。例えば、現在の装
置では、１トラックシークでは、位置決め機構の主共振
周波数が３〜４．５ｋＨｚである。ところが、要求され
る駆動周波数は、駆動パターンを移動時間で周波数換算
した場合、３ｋＨｚ以上となっている。そのため、位置
決め機構の主共振モデルを考慮しなければ軌道追従誤差
を生じる。

【０００４】本発明の目的は、位置決め機構の主共振周
波数に相当する移動時間で位置決めさせる必要がある、
１トラックシークから１６トラックシーク程度の移動距
離について、高速かつ目標位置にオーバーシュートやア
ンダーシュートなく安定なセトリングを可能にする磁気
ディスク装置の位置決め制御方法を提供することにあ
る。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、ヘッドを目標位置に移動するシーク動作
において、位置決め機構が有する特定の共振振動周波数
のパワーを低下させるような位置・速度軌道を生成する
方法、外部から外乱が作用しない条件化ではフィードバ
ック系が機能しない場合でもヘッドを目標位置に正確に
到達可能にする加速度フィードフォワード補償の生成
法、位置決め機構の共振モデルを含めて移動周波数帯域
まで正確に同定した制御対象モデルにより補正した位置
軌道の生成法からなり、これらを組み合わせて１〜１６
トラックシーク程度の移動距離について高速なシークを
行う。

【０００６】

【発明の実施の形態】図１に、磁気ディスク装置のヘッ
ド位置決め制御系の構成図を示す。所定の速度で回転す
るスピンドルモータ８が図示しないベースに固定されて
いる。スピンドルモータ８には、記録媒体である磁気デ
ィスク４が固定されている。また、スピンドルモータ８
に保持された磁気ディスク４の側方向には、ピボット軸
受３が、スピンドルモータ８の軸に平行になるように設
けられている。磁気ヘッド１の保持部材であるヘッド支
持ばね５とキャリッジ７は、ピボット軸受３に揺動可能
に固定されている。磁気ヘッド１を移動させるための動
力は、ボイスコイルモータ(ＶＣＭ)２により発生する。
ボイスコイルモータ２の構成部品である駆動コイルは、
前記キャリッジ５に固定されている。ヘッドアクチュエ
ータとは、磁気ヘッド１を位置決めするアクチュエータ
であり、磁気ヘッド１、ヘッド支持ばね５、キャリッジ
７、ピボット軸受３、ＶＣＭ２から構成されるものであ
る。

【０００７】コントロールユニットには、マイクロコン
ピュータ（ＭＰＵ１９）が設けられている。ＭＰＵ１９
には、バス１５を介してＲＯＭ１８、ＲＡＭ１７が設け
られる。ＲＯＭ１８にはＭＰＵ１９で実行するシーク制
御を含む各種の制御プログラムと共に、各種の制御に必
要なパラメータが格納されている。また、ＭＰＵ１９に
はバス１５を介してインターフェースコントローラ２０
が接続されいる。インターフェースコントローラ２０は
ホスト側コントローラ２１のコマンドを受けて、ＭＰＵ
１９に対してリード、ライトのアクセス要求を出す。

【０００８】さらに、ＭＰＵ１９にはバス１５を介し
て、アクチュエータを駆動する電流を制御するパワーア
ンプ１６や、サーボ信号復調器１４が接続されている。
サーボ情報は、ディスク媒体上に設けられたサーボセク
ター１２と呼ばれる放射状の記録領域に書き込まれてい
る。ヘッド１で読み取ったサーボ情報２２は、増幅器１
３を介してサーボ信号復調器１４に取り込まれる。サー
ボ信号復調器１４では、トラック番号及びヘッド位置信
号を復調する。ＭＰＵ１９は、サーボ信号復調器１４の
信号を用いてパワーアンプ１６に出力する操作信号を計
算する。操作信号６８はＤＡコンバータ２７により電圧
に変換され、パワーアンプ１６への電流指令値２５とし
て出力される。

【０００９】本発明の一実施例を図２を用いて説明す
る。図２は本発明の位置決め制御方法を示す制御系のブ
ロック線図である。制御対象３８は、数式モデルはＧｐ
（ｓ）で表わしておく。ここで制御対象とはＡＤコンバ
ータの電圧指令値からヘッド位置までの特性を意味し、
Ｇｐ（ｓ）は周波数特性を表す伝達関数である。特にＶ
ＣＭ電流から位置までのモデルを位置決め機構系モデル
と呼び、数式１のように複数の振動モードの和で表され
る。

【００１０】

【数１】

【００１１】数式１のＫは推力定数、慣性モーメント等
から求められる信号４１から信号４３までの前向きゲイ
ンを表す。

【００１２】図３に機構系の周波数特性４８、４９、及
び、後述するＬ＝０の場合の数式１０のＧｐ０（ｓ）の
ゲイン特性６０、位相特性６１を示す。図のように、ゲ
イン特性は４８、位相特性は４９のようになる。制御対
象は３．６ｋＨｚに主共振振動があり、さらに５〜９ｋ
Ｈｚに複数の共振振動がある。ＤＡ変換器２７から電流
出力までにはローパスフィルタが接続されている。

【００１３】制御対象３８の出力である位置信号は、サ
ーボ信号復調器１４により一定サンプリング周期Ｔｓで
検出され位置信号４３を得る。位相補償器３６のＧｃ
（ｚ）は、制御系の安定性を確保するための微分器と、
定常特性を改善するための積分器からなり、Ｇｃ（ｚ）
の前向きゲインを調整することで信号３９から信号４３
の一巡伝達特性を調整する。目安としてはゲイン０ｄ
Ｂ、クロスオーバー周波数を５００〜１２００Ｈｚ程
度、位相−１８０度、クロスオーバー周波数を１５００
〜２５００Ｈｚ程度に設定し、安定性の余裕として位相
余裕を２０〜４０度程度、ゲイン余裕を４〜６ｄＢ程度
確保するようにＧｃ（ｚ）を調整する。

【００１４】Ｇｃ（ｚ）の出力４０は、Ｔｓ／Ｎ周期毎
に計算され、ＤＡコンバータでＴｓ／Ｎ期間一定値に保
持される。このようなＤＡコンバータの動作モデルを３
７のＺ０Ｈ（零次ホールダ）で表す。数式モデル３３の
Ｇｆｆ（ｚ）は、目標とする位置等の状態量の軌道３２
から、制御対象を駆動する加速度フィードフォワード電
流指令を与える信号３４を計算する為のものである。Ｇ
ｆｆ（ｚ）の内部での計算方法を以下に示す。

【００１５】本方法の計算は、目標位置軌道を与える周
期Ｔ’に対して制御入力（操作量）を制御対象の次数ｎ
分速い周期で与えることを前提とするが、目標状態量を
与える周期T’と制御入力の更新周期Ｔ’’の比率Ｔ’
／Ｔ’’がｎとなれば、目標位置軌道を与える周期Ｔ’
が位置の検出周期Ｔｓと一致する必要はない。本実施例
ではＮ＝２とし、制御対象の次数は２次で制御入力を位
置検出の１／２の周期で更新（操作量２倍マルチレート
化）した場合を仮定する。

【００１６】図４に制御入力と位置及び速度のサンプリ
ングタイミングを示す。制御入力５３と状態量（位置５
０、速度５１）のサンプルタイミング５２は図のように
なる。この図で、Ｔは位置検出周期、Ｔ１、Ｔ２はそれ
ぞれ操作量出力周期でＴ＝Ｔ１＋Ｔ２である。制御対象
を２重積分で表される慣性体とし、位置をｘ、速度を
ｖ、加速度をｕとすることにより連続時間系の状態方程
式は下式で表される。

【００１７】

【数２】

【００１８】これを周期ｔで離散化した場合、離散時間
状態方程式表現は、

【００１９】

【数３】

【００２０】

【数４】

【００２１】今、図４でｘ（ｋ）、ｖ（ｋ）、ｕ（ｋ，
０）を用いてサンプル点間状態量ｘ（ｋ，１）、ｖ
（ｋ，１）を求めると、

【００２２】

【数５】

【００２３】求めたｘ（ｋ，１）、ｖ（ｋ，１）、ｕ
（ｋ，１）を用いて状態量ｘ（ｋ＋１）、ｖ（ｋ＋１）
を求めると、

【００２４】

【数６】

【００２５】数式５と数式６をまとめるとｘ（ｋ）、ｖ
（ｋ）、からｘ（ｋ＋１）、ｖ（ｋ＋１）までの離散時
間状態方程式が数式７のように求められる。

【００２６】

【数７】

【００２７】となる。

【００２８】ここで行列Ｂは２×２行列でＴ１＞０、Ｔ
２＞０であれば正則（行列式≠０）であることから逆行
列をもつ。よって数式７は数式８のように変形できる。

【００２９】

【数８】

【００３０】数式８は、ｋサンプルの位置ｘ、速度ｖの
値とｋ＋１サンプルの位置、速度の未来値を与えること
により、ｋ＋１サンプルでｘ（ｋ＋１）、ｖ（ｋ＋１）
に到達させる制御入力ｕ（ｋ，０）、ｕ（ｋ，１）を求
められることを示す。数式８をｚ変換することにより[x
(k),v(k)]’から[u(k,0),u(k,1)]’までの伝達特性Ｇｆ
ｆ（ｚ）を求め数式９で示す。

【００３１】

【数９】

【００３２】伝達特性モデル３５（Ｇ_P0（ｚ））は、数
式８により計算されたフィードフォワード操作量[u(k,
0),u(k,1)]’から目標位置軌道を計算するためのもの
で、図２の信号４１から信号４３までの伝達特性をモデ
ル化したものである。具体的には、Ｇｐ（ｓ）を位置決
め機構の共振振動モデルを移動周波数帯域まで正確に同
定した機構モデルと、位置検出から制御入力信号４１出
力までの時間遅れと、ＶＣＭアンプ等の位相遅れの特性
を時間遅れに換算して求めた等価時間遅れＬとして同定
したモデルとから数式１０のように表す。

【００３３】

【数１０】

【００３４】ここで、Ｋは推力定数、位置検出感度等か
ら求められる信号４１から信号４３までの前向きゲイン
を表す。

【００３５】このモデルでは、制御入力がＴｓ／Ｎ周期
で変化することと、位置信号がＴｓ周期で検出できるこ
とを考慮して、伝達特性Ｇｐ０（ｚ）を求めている。本
実施例ではＮ＝２とし、制御入力を位置検出の1/２の周
期で更新（操作量２倍マルチレート化）した場合を仮定
する。また、Ｇｐ（ｓ）は数式１０においてｑ＝１と
し、３．６ｋＨｚの主共振周波数までの伝達特性を正確
にモデル化するものとする。本モデルは、図３のゲイン
特性６０、位相特性６１により表され、制御対象である
位置決め機構系のゲイン特性４８と位相特性４９と比較
すると、主共振点までの周波数特性は略機構系の特性に
一致している。

【００３６】数式１０の連続時間モデルの状態方程式表
現を数式１１で記述する。

【００３７】

【数１１】

【００３８】ただし、ｙは位置を表わす。

【００３９】図５に２倍マルチレート時の遅れを考慮し
た離散化（等価遅れＬ＜Ｔ／２の場合）時の制御入力と
位置検出のサンプリングタイミングの関係を示す。すな
わち、Ｇｐ０（ｚ）により、制御入力[u(k,0),u(k,
1)]’から目標位置軌道ｙ（ｋ）３８を計算するための
制御入力更新と位置検出のサンプリングタイミングのモ
デルを示したものである。本実施例では、等価遅れＬが
Ｌ＜Ｔ／２の場合について検討する。図５に示す変数を
導入する。変数に付記する括弧は、サンプルタイミング
であり、ｋは位置検出タイミング（サーボサンプル）
で、ｕは操作量でｙは位置を表わす。このとき（ｋ，
０）サンプルの状態量から（ｋ＋１，０）サンプルの状
態量への離散時間状態方程式を求める。

【００４０】

【数１２】

【００４１】

【数１３】

【００４２】

【数１４】

【００４３】

【数１５】

【００４４】

【数１６】

【００４５】数式１６より、Ｘ（ｋ，０）からＸ（ｋ＋
１，０）への離散時間状態方程式を求めると、数式１７
で表わされる。

【００４６】

【数１７】

【００４７】数式１７をパルス伝達関数ＧＰ０（ｚ）で
表す、制御入力３４[u(k,0),u(k,1)]’から位置目標値
３８までの伝達特性を数式１８に示す。

【００４８】

【数１８】

【００４９】ここで、Ａｐ０、Ｂｐ０、Ｃｐ０は数式１
９から数式２１のように表す。

【００５０】

【数１９】

【００５１】

【数２０】

【００５２】

【数２１】

【００５３】Ｇｍ（ｚ）は、目標到達位置を与えられた
ときの位置の応答を決定する伝達特性３１であり、軌道
生成モデルと呼ぶ。具体的にはＧｍ（ｚ）のステップ応
答が望ましい位置の目標軌道となる。

【００５４】本実施例では、図３の周波数特性６０と６
１のようにＧｐ０（ｚ）を３．６ｋＨｚの主共振周波数
まで正確にモデル化している。このため、与える軌道に
おいて主共振周波数のパワーが大きいと、数式３５で計
算した位置の目標軌道が、主共振周波数で振動する。そ
のためＧｍ（ｚ）で表される軌道生成モデルは、主共振
周波数のパワーを低下させるように与える。この目的に
合致するＧｍ（ｚ）の与え方としては、次の手順で伝達
関数を与え、軌道計算を行う方法が簡単である。

【００５５】まず、連続時間の伝達関数Ｇｍ（ｓ）は次
式で求められる。

【００５６】

【数２２】

【００５７】次にＧｍ（ｓ）およびｓ・Ｇｍ（ｓ）のス
テップ応答を計算する。ここでＧｍ（ｓ）は位置軌道ｘ
（ｔ）を表し、ｓ・Ｇｍ（ｓ）は速度軌道ｖ（ｔ）を表
している。最後に、計算したｘ（ｔ）、ｖ（ｔ）を開始
から図２の位置検出周期Ｔｓでサンプリングしｘ
（ｋ）、ｖ（ｋ）を求める。数式モデルＧｍ（ｓ）を状
態方程式表現で表すと数式２３となる。すなわち、その
出力をｙｍ（ｔ）＝[x(t)、v(t)]’とすると、

【００５８】

【数２３】

【００５９】となる。これより、伝達特性３１のＧｍ
（ｚ）は、数式２３の値を用いて次式で表される。

【００６０】

【数２４】

【００６１】ここまでは、図２の各ブロックの数式モデ
ルの導出を説明した。次に目標トラックへのシークを例
に図２の信号の流れを説明する。

【００６２】シーク開始命令を与えると３０の目標値が
設定される。これによりブロック３１で信号３２で表さ
れる所望の目標位置軌道ｘ（ｋ）とｘ（ｋ＋１）、およ
び目標速度軌道ｖ（ｋ）とｖ（ｋ＋１）を計算する。計
算結果の信号３２からブロック３３では信号３４である
加速度フィードフォワード入力[u(k、0)、u(k、1)]を計
算する。ブロック３５では信号３４をもとに位置の目標
値である信号３８を計算する。信号３８と実際のヘッド
位置の検出値である信号４３の差信号３９を求め、外乱
等に起因して発生する差信号３９を小さくするために位
相補償器である３６で制御信号４０を計算する。前記信
号３４と信号４０を加算した信号４１を制御入力とし
て、ＤＡコンバータのモデルであるブロック３７に出力
して、ヘッドが所望の目標軌道に追従して移動するよう
に制御する。信号３４と信号３８はシーク距離が決まれ
ば、外乱に依存せず時間の関数として一意に求められ
る。従って、信号３４と３７を予め計算しておき、時間
の関数としてテーブル化してＲＯＭ１８内に備えておく
ことが可能である。

【００６３】本発明は、上記方法に従って求めたＧｆｆ
（ｚ）、Ｇｐ０（ｚ）、Ｇｍ（ｚ）を用いた位置決め制
御方法からなる。この方法が、特に１〜１６トラックシ
ーク相当の短距離シークの高速化、安定化に最も有効で
あることを次の手順で示す。ここで、安定化とはオーバ
ーシュート及びアンダーシュートのない、目標位置への
整定（セトリング）を指す。

【００６４】手順１：数式２４のＧｍ（ｚ）により、軌
道生成法を行なう。手順２：手順１の軌道からＧｆｆ（ｚ）により位置決め
機構の特定の共振周波数のパワーを低下させるような駆
動パターン生成が可能なことを駆動電流の時間波形とパ
ワースペクトル波形で示す。更に駆動パターンが外部か
ら外乱が作用しない条件下ではフィードバック系が機能
しない場合も、ヘッドを目標位置に正確に到達可能にす
る加速度フィードフォワード補償の生成法となっている
ことを確認する。このことは、追従誤差を低減させると
いう観点から重要である。手順３：位置決め機構の主共振モデルを含めて移動周波
数帯まで、正確に同定した制御対象モデルＧＰ０（ｚ）
に基づいて、補正した位置軌道が軌道追従誤差を低減す
ることを示す。

【００６５】次に、前記手順が短距離シークの高速化と
安定化に優れていることを示す。ここでは、１トラック
シークを例にして説明する。移動時間が速ければ速いほ
ど、移動距離が大きければ大きいほど、駆動パターンの
パワースペクトルは大きくなり、位置決め機構の共振振
動を励振する。そこで、以降の比較条件を同一とするた
め、移動時間を目標位置手前０．２μｍ以下に到達する
に要する時間で０．３４ｍｓ（７サンプル）とするよう
に軌道を生成する。また、移動距離は１．６μｍ（１ト
ラックシーク相当量）と規定する。セトリングの安定性
の評価尺度として、０．２μｍ以下に到達後、位置誤差
のオーバシュートおよびアンダーシュートがトラックピ
ッチの±５％を越えないことと規定する。

【００６６】手順１に従って前述のように数式２２から
軌道を生成する。手順２に従って数式２２から生成した
位置、速度軌道に対してＧｆｆ（ｚ）を用いて加速度フ
ィードフォワード軌道３４を計算する。この時、図２の
信号３４がパワーアンプ１６で電流変換され時の電流６
の時間応答を図６の７０に示す。数式２２から生成した
駆動パターンの時間波形は、加速を２回に分けて行なう
ことにより、主共振振動周波数である３．６ｋＨｚのパ
ワーを低減させている。このことは図７に示す電流波形
７０のパワースペクトル波形７２を見れば明らかで、パ
ワースペクトル波形７２では主共振３．６ｋＨｚの周波
数成分に関して低くなっている。

【００６７】また、Ｇｆｆ（ｚ）による加速度フィード
フォワード補償の生成法が外部から外乱が作用しない条
件下ではフィードバック系が機能しない場合でもヘッド
を目標位置に正確に到達可能にすることは、図２の信号
４０を零にすることで確認可能である。図８の波形７４
は数式２２とＧｆｆ（ｚ）から生成した信号３４を加速
度フィードフォワードとし、フィードバック信号４０を
零とした場合の１トラックシークの目標位置に対する位
置誤差を検出周期Ｔｓでサンプリングした波形である。
フィードバック信号が無い場合にも目標位置に到達して
いることが分かる。目標位置近傍での微小振動は数式１
中の数式２５の項の影響であり、|ａｉ|＜１から、数式
２６に対してＤＣゲイン（ｓ→０条件でのゲイン）が十
分小さいため、到達位置の周囲で振動しているのみであ
る。

【００６８】

【数２５】

【００６９】

【数２６】

【００７０】手順３に従って、位置決め機構の主共振モ
デルを含めて移動周波数帯域まで正確に同定した制御対
象モデルＧｐ０（ｚ）により、補正した位置軌道が軌道
追従誤差を低減することを評価する。３．６ｋＨｚの主
共振振動を考慮した数式１０をもとにＧｐ０（ｚ）を与
える。図９（１）は目標位置に対する位置誤差を周期Ｔ
ｓでサンプリングした応答波形９１とその時の電流波形
９３及び目標位置の軌道９２を示す。目標位置の軌道９
２はオーバシュート無く整定し、位置誤差の応答９１も
仕様のトラックピッチの±５％以下に収まっている。図
９（２）にこの時の目標軌道に対するヘッド位置の追従
誤差波形９４を示す。図のように追従誤差は最大で０．
１３μｍとなっており小さい。

【００７１】次に、本発明の第２の実施例を説明する。
本実施例は、第１実施例の手順３で説明した制御対象モ
デルＧｐ０（ｚ）を主共振モデルを省略したものに変更
し、他の構成は第１の実施例と同一にする。主共振モデ
ルを考慮しない場合のＧｐ０（ｚ）は、数式２７で表現
する。

【００７２】

【数２７】

【００７３】ここで第一の実施例と比較条件を同一とす
るため移動時間を目標位置手前０．２μｍ以下に到達す
るに要する時間で０．３４ｍｓと規定する。また移動距
離は１．６μｍ（１トラックシーク相当量）と規定す
る。セトリングの安定性の評価尺度として、０．２μｍ
以下に到達後、位置誤差のオーバーシュートおよびアン
ダーシュートがトラックピッチの±５％を越えないこと
と規定する。

【００７４】駆動パターンは３．６ｋＨｚの周波数のパ
ワーを低減化する数式２２から与える第一実施例の軌道
と同じである。図１０（１）は目標位置に対する位置誤
差を周期Ｔｓでサンプリングした応答波形９５と、その
ときの電流波形９７及び目標位置の軌道９６を示す。位
置誤差応答波形９５はアンダーシュートがセトリング仕
様の±５％をやや越えており、またオーバーシュートも
仕様ぎりぎりとなっている。そのため図９（１）の場合
と比較するとセトリング応答は劣化しており、仕様を満
たしていない。図１０（２）にこの時の目標位置軌道に
対するヘッド位置の追従誤差波形９８を示す。追従誤差
は最大で０．２２μｍとなっており、図９（２）の波形
９４に比較すると約４０％悪化しており、追従誤差の増
加がセトリング安定性を劣化している。しかし、Ｇｐ０
（ｓ）が簡便であり計算負荷が小さい。

【００７５】本発明の第三の実施例を説明する。本実施
例は、第一の実施例の手順１で説明した軌道生成モデル
を加々速度最小化駆動パターン（minimum jurk軌道）に
変更し、他の構成は第一の実施例と同一にする。加々速
度最小化駆動パターンは移動時間をＴｍｖ、移動距離を
Ｄｍｖとした時に、位置ｘの時間ｔの関数を数式２８で
表し、速度ｖの時間ｔの関数を数式２９で表し、加速度
ａの時間tの関数を数式３０で表わす。

【００７６】

【数２８】

【００７７】

【数２９】

【００７８】

【数３０】

【００７９】ここで第一の実施例と比較条件を同一とす
るため、１トラックシークを例にして説明する。１トラ
ックシークは移動距離を１．６μｍ、目標トラック中心
への残差が０．２μｍ以下となるのに要する時間を０．
３４ｍｓに設定して示す。第一実施例と同一の手順に従
って本実施例を説明する。

【００８０】手順１については、前記数式２５、２６か
ら軌道を生成する。

【００８１】手順２については、数式２５の位置軌道、
数式２６の速度軌道からＧｆｆ（ｚ）を用いて加速度フ
ィードフォワード軌道３４を計算する。この信号３４が
パワーアンプ１６で電流変換された時の電流６の時間応
答を図６の７１に示す。図７に示す電流波形７１のパワ
ースペクトル波形７３は位置決め機構の主共振である
３．６ｋＨｚの周波数に関して、第一実施例の電流パワ
ースペクトル波形７２より高い。

【００８２】図１１の波形７５は数式２５、数式２６と
Ｇｆｆ（ｚ）から生成した信号３４を加速度フィードフ
ォワードとし、フィードバック信号４０を零とした場合
の１トラックシークの目標位置に対する位置誤差のサン
プリング波形である。波形７４と同様に、フィードバッ
ク信号がない場合にも目標位置に到達しており、外乱が
作用しない条件化ではフィードバック系が機能しない場
合でもヘッドを目標位置に正確に到達可能であることが
分かる。目標位置近傍での振動は数式１の数式２８の項
の影響であり、この項は数式２９に対してＤＣゲインは
十分小さいため、到達位置の周囲で振動しているのみで
ある。波形７５の周波数３．６ｋＨｚの振動は波形７４
に比較して大きい。これはヘッド位置決め機構の主共振
の振動であり、１トラックシークのように特に高速にア
クチュエータを移動しようとする場合、駆動パターンの
基本周波数が主共振周波数に接近していき、必然的にセ
トリング時の残留振動を大きくする。

【００８３】手順３については３．６ｋＨｚの主共振振
動モデルを考慮した数式１０をもとにＧｐ０（ｚ）を与
える。

【００８４】図１２（１）は目標位置に対する位置誤差
を周期Ｔｓでサンプリングした応答波形８８と，そのと
きの電流波形８９及び目標位置の軌道８７を示す。目標
位置の軌道７７がオーバーシュートしている。これは主
共振を含むモデルをもとに目標位置軌道を補正する場合
には、第一の実施例のように駆動パターンにおける主共
振周波数のパワーを低減する必要があることを意味す
る。図１２（２）にこの時の目標位置軌道に対するヘッ
ド位置の追従誤差波形９０を示す。本実施例は、軌道が
滑らかであるため、多くの振動モードがある場合では、
それらを励振しにくいという効果がある。

【００８５】以上の第一の実施例から第三の実施例を３
５のＧｐ０（ｚ）、３１のＧｍ（ｚ）の計算方法の違い
で整理すると下記のようになる。

【００８６】第一実施例：Ｇｐ０（ｚ）は位置決め機構
の主共振３．６ｋＨｚをモデル化する。Ｇｍ（ｚ）は式
２２で３．６ｋＨｚパワー低減（図９）第二実施例：Ｇｐ０（ｚ）は位置決め機構の主共振３．
６ｋＨｚをモデル化しない。Ｇｍ（ｚ）は式２２で３．
６ｋＨｚパワー低減（図１０）第三実施例：Ｇｐ０（ｚ）は位置決め機構の主共振３．
６ｋＨｚをモデル化する。Ｇｍ（ｚ）は加々速度最小軌
道（式２８、式２９）（図１２）それぞれの結果は、シークタイムとしては同一条件とな
るように移動時間を設定しているため、セトリング安定
性の観点からまとめると、セトリングが安定な順に第一
実施例、第二実施例、第三実施例となり、セトリングの
安定性の仕様を目標位置手前０．２μｍ以下に到達後、
オーバーシュートおよびアンダーシュートがトラックピ
ッチの±５％以下とした場合、仕様を満たすのは第一実
施例だけである。以上、本発明の構成が１トラックシー
クの高速化、セトリング安定化に最も有効であることを
示した。

【００８７】これまでは１トラックシークを例にして説
明したが、次に１６トラックシークを例にして説明す
る。

【００８８】前記第一実施例の位置決め制御方法は３．
６ｋＨｚの位置決め機構の主共振モデルを含む数式１０
をもとにＧｐ０（ｚ）を与え、数式９でＧｆｆ（ｚ）を
与え、Ｇｍ（ｚ）は３．６ｋＨｚの周波数のパワーを低
減化する数式２２から与える軌道である。図１３（１）
は目標位置に対する位置誤差を周期Tsでサンプリングし
た応答波形１００とそのときの電流波形１０２および目
標位置の軌道１０１を示す。セトリング時の位置誤差の
応答１００は仕様のトラックピッチの±５％以下に収ま
っており、０．２μｍ移動に要する時間は１．１ｍｓと
なっている。図１３（２）にこの時の目標位置軌道に対
するヘッド位置の追従誤差波形１０３を示す。追従誤差
は最大で０．４３μｍとなっている。

【００８９】本発明の他の適用方法として複数台のディ
スク装置を同一筐体に設置して、同時に動作させること
によりデータ転送の高速化や信頼性を向上するディスク
アレイ装置では、アレイ装置の支持系とディスク装置の
質量から固有の共振モードをもつ。多くのアレイ装置
で、その共振周波数はｆａｒ＝５００〜８００Ｈｚ、減
衰比ｚａｒ＝０．０３であるが、シークの駆動パターン
にその周波数成分を持つ場合には、その共振振動を励振
するためシーク後の残留振動を引き起こす。それに対し
て数式２２の分子周波数および減衰比をｆａｒ、ｚａｒ
と一致するよう選択すれば、その周波数での励振を防ぐ
ことが可能となり、シーク後残留振動を低減することが
可能である。

【００９０】

【発明の効果】位置決め機構系の主共振周波数相当の移
動時間で位置決めさせる必要がある１トラックシークか
ら１６トラックシーク程度の移動距離について、（１）
特定周波数のパワーを低下させる位置、速度軌道の生成
法、（２）外部から外乱が作用しない条件化でフィード
バック系が機能しない場合でもヘッドを目標位置に正確
に到達可能にする加速度フィードフォワード補償の生成
法、（３）移動周波数帯域に含まれる位置決め機構の共
振振動を正確にモデル化した制御対象モデルにより補正
した位置軌道の生成法の３つを組み合わせることにより
１〜１６トラックシーク程度の移動距離について高速な
シーク制御法を与えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第一実施例を示すブロック図。

【図２】本発明の位置決め制御方法を示すブロック図。

【図３】機構系伝達特性Ｇｐ（ｓ）の周波数特性と制御
対象モデルＧｐ０（ｓ）の伝達特性を示す図。

【図４】制御入力と位置および速度のサンプリングタイ
ミングを示す図。

【図５】２倍マルチレート時の遅れを考慮した離散化
（等価遅れＬ＜Ｔ／２の場合）時の制御入力と位置検出
のサンプリングタイミングを示す図。

【図６】１トラックシーク時の数式９のGff(z)の信号出
力がパワーアンプ１６で電流変換された時の電流６の時
間応答を示す図。

【図７】１トラックシーク時の数式９のGff(z)の信号出
力がパワーアンプ１６で電流変換された時の電流６のパ
ワースペクトル密度示す図。

【図８】数式２４と数式９のGff(z)から生成した信号３
４を加速度フィードフォワードとし、フィードバック信
号４０を零とした場合の１トラックシークの応答を示す
図。

【図９】数式２２と数式９のGff(z)から生成した信号３
４を加速度フィードフォワードとし、目標位置軌道の補
正を主共振振動をモデル化した数式１０で行った場合の
１トラックシークの応答波形を示す図。

【図１０】数式２２と数式９のGff(z)から生成した信号
３４を加速度フィードフォワードとし、目標位置軌道の
補正を主共振振動をモデル化しない数式３０で行った場
合の１トラックシークの応答波形を示す図。

【図１１】数式２８数式２９と数式９のGff(z)から生成
した信号３４を加速度フィードフォワードとし、フィー
ドバック信号４０を零とした場合の１トラックシークの
応答を示す図。

【図１２】数式２８数式２９と数式９のGff(z)から生成
した信号３４を加速度フィードフォワードとし、目標位
置軌道の補正を主共振振動をモデル化した数式１０で行
った場合の１トラックシークの応答波形を示す図。

【図１３】数式２２と数式９のGff(z)から生成した信号
３４を加速度フィードフォワードとし、目標位置軌道の
補正を主共振振動をモデル化した数式１０で行った場合
の１６トラックシークの応答波形を示す図。

【符号の説明】

１…ヘッド、４…磁気ディスク、６…アクチュェータ駆
動電流、１２…サーボセクタ、３１…軌道生成モデル、
３３…目標とする状態量の軌道から制御対象を駆動する
加速度フィードフォワード電流指令を与える信号を計算
する為の数式モデル、３５…位置決め対象の伝達特性モ
デル、３６…位相補償器、３８…制御対象の伝達特性。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号ＦＩテーマコート゛(参考）Ｇ１１Ｂ 21/08 Ｇ１１Ｂ 21/08 Ｂ 21/10 21/10 Ｔ (72)発明者武田弘基神奈川県小田原市国府津2880番地株式会社日立製作所ストレージシステム事業部内 (72)発明者伊藤清忠神奈川県小田原市国府津2880番地株式会社日立製作所ストレージシステム事業部内 (72)発明者山口高司茨城県土浦市神立町502番地株式会社日立製作所機械研究所内Ｆターム(参考） 5D088 PP01 QQ06 SS14 TT10 UU01 UU07 5D096 AA02 TT06 5H004 GA03 GB20 HA07 HB07 JA11 JA23 KB02 KB32 KC33 LA02 LA13 MA15 5H303 AA22 BB01 BB06 CC05 DD01 EE03 EE07 FF03 HH02 KK02 KK11 KK21 KK28 KK33 9A001 BB06 KK32 KK54

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】位置決め対象と、前記位置決め対象の目標
位置信号と前記位置決め対象の位置検出信号とから位置
誤差信号とを求め、位相補償器に前記位置誤差信号を入
力し、前記位相補償器の出力信号を位置決め対象を備え
たアクチュエータへ出力し、位置決めする位置決め制御
装置において、現在位置から目標位置へ前記位置決め対象を移動する過
程での前記位置決め対象の状態量の周波数スペクトル
が、前記位置決め機構の特定の共振周波数に対応したパ
ワーが減じられるように目標状態量軌道を設定し、前記
目標状態量軌道から位置決め機構の逆モデルを用いて前
記位置決め対象の駆動信号を生成し、前記駆動信号を前
記位置決め機構の剛体モデルと共振モデルとを合わせた
制御対象モデルに入力して新たな目標位置の軌道を生成
し、前記位置決め対象の現在位置値と前記新たな目標位
置の軌道との差信号を前記位相補償器に入力し、前記位
相補償器の出力と前記駆動信号を加算した結果を前記位
置決め対象の駆動信号として前記位置決め対象の位置制
御を行うことを特徴とする位置決め制御方法。
【請求項２】位置決め対象と、前記位置決め対象の目標
位置信号と前記位置決め対象の位置検出信号とから位置
誤差信号とを求め、位相補償器に前記位置誤差信号を入
力し、前記位相補償器の出力信号を位置決め対象を備え
たアクチュエータへ出力し、位置決めする位置決め制御
装置において、現在位置から目標位置へ前記位置決め対象を移動する過
程での前記位置決め対象の駆動信号のパワースペクトル
が前記位置決め対象の特定の共振周波数において小さ
く、かつ前記位置決め対象が前記目標位置へオーバーシ
ュートまたはアンダーシュートなく整定することを特徴
とする位置決め制御方法。
【請求項３】磁気ヘッドと、前記磁気ヘッドの目標位置
信号と前記位置決め対象の位置検出信号とから位置誤差
信号とを求め、位相補償器に前記位置誤差信号を入力
し、前記位相補償器の出力信号を前記磁気ヘッド備えた
アクチュエータへ出力し、位置決めする位置決め制御装
置において、前記ヘッドの駆動信号の駆動周波数特性が前記ヘッドの
共振周波数において小さくなるように目標軌道設定し、
前記磁気ヘッドのシーク動作時に前記ヘッドを含むアク
チュエータの剛体モデルと共振モデルとを合わせた制御
対象モデルに入力し、前記制御対象モデルにて新たな目
標位置を生成し、前記新たな目標位置と前記ヘッドの現
在位置信号の差信号を前記位相補償器に入力して制御す
る構成としたことを特徴とする位置決め制御装置。
【請求項４】請求項３記載の位置決め制御装置におい
て、前記位相補償器の出力に前記目標軌道を加算した信
号を用いて前記アクチュエータを制御することを特徴と
する位置決め制御装置。