JP2001238443A - 共振型ａｃ−ｄｃコンバータ装置 - Google Patents
共振型ａｃ−ｄｃコンバータ装置Info
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- JP2001238443A JP2001238443A JP2000404396A JP2000404396A JP2001238443A JP 2001238443 A JP2001238443 A JP 2001238443A JP 2000404396 A JP2000404396 A JP 2000404396A JP 2000404396 A JP2000404396 A JP 2000404396A JP 2001238443 A JP2001238443 A JP 2001238443A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 高力率で、ワン・コンバータ方式で電圧ゼロ
又は電流ゼロ・スイッチングする際により高力率にでき
るようにすることである。 【構成】 例えば図に示す通り、可制御スイッチング手
段６がオンのとき交流電源１が整流回路２を介して先ず
コイル２５ａとコンデンサ１４を直列共振させ、その後
コイル２５ａの励磁エネルギーをダイオード１０と可制
御スイッチング手段６を介して１次巻線９ａ等に供給す
る。また、可制御スイッチング手段７がオンのときコイ
ル２５ｂとコンデンサ１４が先ず自分で直列共振し、、
その後コイル２５ｂの励磁エネルギーをダイオード１１
と可制御スイッチング手段７を介して１次巻線９ａ等に
供給する。そのためにオン制御回路５が可制御スイッチ
ング手段６、７を交互にオン制御する。その結果、その
交流電圧の振幅が小さいときでも直列共振し、交流電源
電流が流れる様になるので、上記目的を達成できる。
又は電流ゼロ・スイッチングする際により高力率にでき
るようにすることである。 【構成】 例えば図に示す通り、可制御スイッチング手
段６がオンのとき交流電源１が整流回路２を介して先ず
コイル２５ａとコンデンサ１４を直列共振させ、その後
コイル２５ａの励磁エネルギーをダイオード１０と可制
御スイッチング手段６を介して１次巻線９ａ等に供給す
る。また、可制御スイッチング手段７がオンのときコイ
ル２５ｂとコンデンサ１４が先ず自分で直列共振し、、
その後コイル２５ｂの励磁エネルギーをダイオード１１
と可制御スイッチング手段７を介して１次巻線９ａ等に
供給する。そのためにオン制御回路５が可制御スイッチ
ング手段６、７を交互にオン制御する。その結果、その
交流電圧の振幅が小さいときでも直列共振し、交流電源
電流が流れる様になるので、上記目的を達成できる。
Description
【０００１】
【技 術 分 野】第１、第２発明は高力率で、ワン・
コンバータ方式の、電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイッチン
グが可能な共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
コンバータ方式の、電圧ゼロ又は電流ゼロ・スイッチン
グが可能な共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に関する。
【０００２】
【背 景 技 術】従来技術として高力率で、電圧ゼロ
又は電流ゼロ・スイッチングが可能なワン・コンバータ
方式の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置が特願平１０−
３５５２９５号と特願平１１−７８２６６号に開示され
ている。後者では「交流電源がその直列共振部を直列共
振させるとき」あるいは「その直列共振部が自分で直列
共振するとき」、「整流手段の両整流出力端子間に接続
された平滑用キャパシタンス手段等」が直接あるいは変
圧手段を介してその直列共振動作を妨害する様な形で接
続されているために、つまり、双方向性の電圧降下手段
として接続されているために電源電圧と共振ピーク電圧
が小さいとき共振動作がきちんと行われ難くなる。その
結果、『供給される電源電流の波形が交流電圧波形から
ずれ、力率をさらに改善することができない』という問
題点が有る。 （ 問 題 点 ） そこで、第１、第２発明は『供給される電源電流の波形
を交流電圧波形により近付け、力率をさらに改善するこ
とができる』共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置を提供す
ることを目的としている。 （ 第１、第２発
明の目的 ）
又は電流ゼロ・スイッチングが可能なワン・コンバータ
方式の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置が特願平１０−
３５５２９５号と特願平１１−７８２６６号に開示され
ている。後者では「交流電源がその直列共振部を直列共
振させるとき」あるいは「その直列共振部が自分で直列
共振するとき」、「整流手段の両整流出力端子間に接続
された平滑用キャパシタンス手段等」が直接あるいは変
圧手段を介してその直列共振動作を妨害する様な形で接
続されているために、つまり、双方向性の電圧降下手段
として接続されているために電源電圧と共振ピーク電圧
が小さいとき共振動作がきちんと行われ難くなる。その
結果、『供給される電源電流の波形が交流電圧波形から
ずれ、力率をさらに改善することができない』という問
題点が有る。 （ 問 題 点 ） そこで、第１、第２発明は『供給される電源電流の波形
を交流電圧波形により近付け、力率をさらに改善するこ
とができる』共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置を提供す
ることを目的としている。 （ 第１、第２発
明の目的 ）
【０００３】
【第１発明の開示】第１発明は請求項１記載の共振型Ａ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置などであって、「交流電源がそ
の直列共振部を直列共振させるとき」あるいは「その直
列共振部が自分で直列共振するとき」、「変圧手段、整
流手段および平滑用キャパシタンス手段等」を介さずに
直列共振動作を行い、第１又は第２の共振用インダクタ
ンス手段がある程度励磁エネルギーを蓄えると、第１又
は第２の共振用インダクタンス手段は変圧手段と整流手
段を介して平滑用キャパシタンス手段等にその励磁エネ
ルギーを供給する構成になっている。そのために前記第
１又は第２のスイッチング手段群と前記第１又は第２の
クランプ手段がそれらの接続を切り換える。その結果、
その直列共振動作が優先され、共振電流のピーク値はよ
り交流電圧波形に近付くので、『供給される電源電流の
波形を交流電圧波形により近付け、力率をさらに改善す
ることができる。』 （ 第１発明の効果
） ただし、スイッチング手段群が単数の場合も有る。
Ｃ−ＤＣコンバータ装置などであって、「交流電源がそ
の直列共振部を直列共振させるとき」あるいは「その直
列共振部が自分で直列共振するとき」、「変圧手段、整
流手段および平滑用キャパシタンス手段等」を介さずに
直列共振動作を行い、第１又は第２の共振用インダクタ
ンス手段がある程度励磁エネルギーを蓄えると、第１又
は第２の共振用インダクタンス手段は変圧手段と整流手
段を介して平滑用キャパシタンス手段等にその励磁エネ
ルギーを供給する構成になっている。そのために前記第
１又は第２のスイッチング手段群と前記第１又は第２の
クランプ手段がそれらの接続を切り換える。その結果、
その直列共振動作が優先され、共振電流のピーク値はよ
り交流電圧波形に近付くので、『供給される電源電流の
波形を交流電圧波形により近付け、力率をさらに改善す
ることができる。』 （ 第１発明の効果
） ただし、スイッチング手段群が単数の場合も有る。
【０００４】第１発明が請求項２記載の共振型ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータに対応する場合、前記第１又は第２の共振
用インダクタンス手段の励磁エネルギーは前記変圧手段
を介さず直に前記整流手段を通じて平滑用キャパシタン
ス手段等に供給される。
Ｃコンバータに対応する場合、前記第１又は第２の共振
用インダクタンス手段の励磁エネルギーは前記変圧手段
を介さず直に前記整流手段を通じて平滑用キャパシタン
ス手段等に供給される。
【０００５】
【第２発明の開示】第２発明は請求項３記載の共振型Ａ
Ｃ−ＤＣコンバータ装置などであって、「第１、第２の
交流電源が交互にその直列共振部を直列共振させると
き」その直列共振部は「変圧手段、整流手段および平滑
用キャパシタンス手段等」を介さずに直列共振動作を行
い、第１又は第２の共振用インダクタンス手段がある程
度励磁エネルギーを蓄えると、第１又は第２の共振用イ
ンダクタンス手段は変圧手段と整流手段を介して平滑用
キャパシタンス手段等にその励磁エネルギーを供給する
構成になっている。そのために前記第１又は第２のスイ
ッチング手段群と前記第１又は第２のクランプ手段がそ
れらの接続を切り換える。その結果、その直列共振動作
が優先され、共振電流のピーク値はより各交流電圧波形
に近付くので、『供給される電源電流の波形を各交流電
圧波形により近付け、力率をさらに改善することができ
る。』 （ 第２発明の効果 ） ただし、スイッチング手段群が単数の場合も有る。
Ｃ−ＤＣコンバータ装置などであって、「第１、第２の
交流電源が交互にその直列共振部を直列共振させると
き」その直列共振部は「変圧手段、整流手段および平滑
用キャパシタンス手段等」を介さずに直列共振動作を行
い、第１又は第２の共振用インダクタンス手段がある程
度励磁エネルギーを蓄えると、第１又は第２の共振用イ
ンダクタンス手段は変圧手段と整流手段を介して平滑用
キャパシタンス手段等にその励磁エネルギーを供給する
構成になっている。そのために前記第１又は第２のスイ
ッチング手段群と前記第１又は第２のクランプ手段がそ
れらの接続を切り換える。その結果、その直列共振動作
が優先され、共振電流のピーク値はより各交流電圧波形
に近付くので、『供給される電源電流の波形を各交流電
圧波形により近付け、力率をさらに改善することができ
る。』 （ 第２発明の効果 ） ただし、スイッチング手段群が単数の場合も有る。
【０００６】第２発明が請求項４記載の共振型ＡＣ−Ｄ
Ｃコンバータに対応する場合、前記第１又は第２の共振
用インダクタンス手段の励磁エネルギーは前記変圧手段
を介さず直に前記整流手段を通じて平滑用キャパシタン
ス手段等に供給される。第２発明が請求項５記載の共振
型ＡＣ−ＤＣコンバータに対応する場合、両前記交流電
源手段は共通化され、例えばブリッジ接続型の主回路構
成となる。各発明が請求項６記載の共振型ＡＣ−ＤＣコ
ンバータに対応する場合、前記第１、第２の共振用イン
ダクタンス手段は共通化され、構成が簡単化する。
Ｃコンバータに対応する場合、前記第１又は第２の共振
用インダクタンス手段の励磁エネルギーは前記変圧手段
を介さず直に前記整流手段を通じて平滑用キャパシタン
ス手段等に供給される。第２発明が請求項５記載の共振
型ＡＣ−ＤＣコンバータに対応する場合、両前記交流電
源手段は共通化され、例えばブリッジ接続型の主回路構
成となる。各発明が請求項６記載の共振型ＡＣ−ＤＣコ
ンバータに対応する場合、前記第１、第２の共振用イン
ダクタンス手段は共通化され、構成が簡単化する。
【０００７】
【各発明を実施するための最良の形態】各発明をより詳
細に説明するために以下添付図面に従ってこれを説明す
る。図１に示す第１発明の実施例は請求項１記載の共振
型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に対応し、図１の実施例で
は次の通りそれぞれが前述した各構成要素に相当する。 ａ）交流電源１が前述した交流電源手段に。 ｂ）コンデンサ１４が前述した共振用キャパシタンス手
段に。 ｃ）コイル２５ａ、２５ｂが前述した第１、第２の共振
用インダクタンス手段に。 ｄ）ブリッジ接続型の整流回路１２が前述した整流手段
に。 ｅ）コンデンサ１３が前述した平滑用キャパシタンス手
段に。 ｆ）変圧器９、１次巻線９ａ及び２次巻線９ｂそれぞれ
が前述した変圧手段、入力側インダクタンス手段および
出力側インダクタンス手段それぞれに。 ｇ）「整流回路２と可制御スイッチング手段６」が前述
した第１のスイッチング手段群に。 ｈ）整流回路２とダイオード１０が前述した第１のクラ
ンプ手段に。 ｉ）可制御スイッチング手段７（とダイオード１９）が
前述した第２のスイッチング手段群に。 ｊ）ダイオード１１が前述した第２のクランプ手段に。 ｋ）オン制御回路５が前述したオン制御手段に。
細に説明するために以下添付図面に従ってこれを説明す
る。図１に示す第１発明の実施例は請求項１記載の共振
型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に対応し、図１の実施例で
は次の通りそれぞれが前述した各構成要素に相当する。 ａ）交流電源１が前述した交流電源手段に。 ｂ）コンデンサ１４が前述した共振用キャパシタンス手
段に。 ｃ）コイル２５ａ、２５ｂが前述した第１、第２の共振
用インダクタンス手段に。 ｄ）ブリッジ接続型の整流回路１２が前述した整流手段
に。 ｅ）コンデンサ１３が前述した平滑用キャパシタンス手
段に。 ｆ）変圧器９、１次巻線９ａ及び２次巻線９ｂそれぞれ
が前述した変圧手段、入力側インダクタンス手段および
出力側インダクタンス手段それぞれに。 ｇ）「整流回路２と可制御スイッチング手段６」が前述
した第１のスイッチング手段群に。 ｈ）整流回路２とダイオード１０が前述した第１のクラ
ンプ手段に。 ｉ）可制御スイッチング手段７（とダイオード１９）が
前述した第２のスイッチング手段群に。 ｊ）ダイオード１１が前述した第２のクランプ手段に。 ｋ）オン制御回路５が前述したオン制御手段に。
【０００８】尚、３は電源スイッチ、４はヒューズで、
負荷は図示していない。また、図示していないが、電源
周波数の交流だけを通し、高い共振周波数の交流やスイ
ッチング・ノイズ等を通さないノイズ・フィルターを電
源スイッチ３等と整流回路２の間に設けても構わない
し、コンデンサ１３と両出力端子の間にもノイズ・フィ
ルターを設けても構わない。さらに、オン制御回路５は
所定の時間間隔で可制御スイッチング手段６、７を交互
にオン制御するが、電源投入直後コンデンサ１３がまだ
充電されていない場合「励磁されたコイル２５ａ、２５
ｂがコンデンサ１３に電流を流す期間」は長くなるの
で、コンデンサ１３が所定電圧に充電されるまで各オン
期間も長目に設定しておく必要が有る。それから、コイ
ル２５ａ、２５ｂと変圧器９はどれも空心でも磁心付き
でも良い。そして、コイル２５ａ、２５ｂは磁気結合し
なくても良いし、両誘起電圧方向を同じ向きにして又は
逆向きにして磁気結合しても良い。さらに加えて、も
し、「ダイオード１０と１次巻線９ａの直列回路」に第
２の共振用コンデンサを並列接続すると、コンデンサ１
４及び整流回路２と共にコンデンサ・インプット型平滑
回路が等価的に構成されてしまうので、その様な第２の
共振用コンデンサの並列接続はできない。あとコイル２
５ａと可制御スイッチング手段６の接続位置を入れ換え
ても良いし、あるいは、コイル２５ｂと可制御スイッチ
ング手段７の接続位置を入れ換えても良い。
負荷は図示していない。また、図示していないが、電源
周波数の交流だけを通し、高い共振周波数の交流やスイ
ッチング・ノイズ等を通さないノイズ・フィルターを電
源スイッチ３等と整流回路２の間に設けても構わない
し、コンデンサ１３と両出力端子の間にもノイズ・フィ
ルターを設けても構わない。さらに、オン制御回路５は
所定の時間間隔で可制御スイッチング手段６、７を交互
にオン制御するが、電源投入直後コンデンサ１３がまだ
充電されていない場合「励磁されたコイル２５ａ、２５
ｂがコンデンサ１３に電流を流す期間」は長くなるの
で、コンデンサ１３が所定電圧に充電されるまで各オン
期間も長目に設定しておく必要が有る。それから、コイ
ル２５ａ、２５ｂと変圧器９はどれも空心でも磁心付き
でも良い。そして、コイル２５ａ、２５ｂは磁気結合し
なくても良いし、両誘起電圧方向を同じ向きにして又は
逆向きにして磁気結合しても良い。さらに加えて、も
し、「ダイオード１０と１次巻線９ａの直列回路」に第
２の共振用コンデンサを並列接続すると、コンデンサ１
４及び整流回路２と共にコンデンサ・インプット型平滑
回路が等価的に構成されてしまうので、その様な第２の
共振用コンデンサの並列接続はできない。あとコイル２
５ａと可制御スイッチング手段６の接続位置を入れ換え
ても良いし、あるいは、コイル２５ｂと可制御スイッチ
ング手段７の接続位置を入れ換えても良い。
【０００９】回路動作は次の通りである。電源スイッチ
３のオン直後コンデンサ１３、１４の各電圧をゼロと仮
定し、先ずオン制御回路５が可制御スイッチング手段６
をターン・オンさせると、交流電源１が整流回路２、可
制御スイッチング手段６及び１次巻線９ａを介してコン
デンサ１４とコイル２５ａを共振させる。この共振周波
数は交流電源１の周波数の十数倍〜数十万倍以上であ
る。次第にコイル２５ａが励磁され、「コンデンサ１４
の電圧と１次巻線９ａの逆起電力の和電圧」がほぼ交流
電源１のその時の電源電圧瞬時値に達すると、ダイオー
ド１０の印加電圧は逆方向から順方向に変わり、さらに
ダイオード１０の順電圧に達するので、ダイオード１０
がターン・オンして「整流回路２とダイオード１０」が
その和電圧をほぼ交流電源１のその時の電圧瞬時値にク
ランプする。このため、コイル２５ａの電流は１次巻線
９ａ、ダイオード１０及び可制御スイッチング手段６を
介して流れ、減哀してゼロになる。尚、電源投入直後コ
ンデンサ１３の電圧はゼロなため１次巻線９ａの逆起電
力もほとんどゼロだから、コンデンサ１４はほぼ上記電
源電圧瞬時値に充電される。また、電源投入後オン制御
回路５が最初に可制御スイッチング手段７をターン・オ
ンさせても、コンデンサ１４の電圧はゼロだから共振電
流は流れず、結局、次の可制御スイッチング手段６のオ
ンから共振電流が流れ始め、電力変換動作が開始する。
３のオン直後コンデンサ１３、１４の各電圧をゼロと仮
定し、先ずオン制御回路５が可制御スイッチング手段６
をターン・オンさせると、交流電源１が整流回路２、可
制御スイッチング手段６及び１次巻線９ａを介してコン
デンサ１４とコイル２５ａを共振させる。この共振周波
数は交流電源１の周波数の十数倍〜数十万倍以上であ
る。次第にコイル２５ａが励磁され、「コンデンサ１４
の電圧と１次巻線９ａの逆起電力の和電圧」がほぼ交流
電源１のその時の電源電圧瞬時値に達すると、ダイオー
ド１０の印加電圧は逆方向から順方向に変わり、さらに
ダイオード１０の順電圧に達するので、ダイオード１０
がターン・オンして「整流回路２とダイオード１０」が
その和電圧をほぼ交流電源１のその時の電圧瞬時値にク
ランプする。このため、コイル２５ａの電流は１次巻線
９ａ、ダイオード１０及び可制御スイッチング手段６を
介して流れ、減哀してゼロになる。尚、電源投入直後コ
ンデンサ１３の電圧はゼロなため１次巻線９ａの逆起電
力もほとんどゼロだから、コンデンサ１４はほぼ上記電
源電圧瞬時値に充電される。また、電源投入後オン制御
回路５が最初に可制御スイッチング手段７をターン・オ
ンさせても、コンデンサ１４の電圧はゼロだから共振電
流は流れず、結局、次の可制御スイッチング手段６のオ
ンから共振電流が流れ始め、電力変換動作が開始する。
【００１０】次に、可制御スイッチング手段６のターン
・オフ後オン制御回路５が可制御スイッチング手段７を
ターン・オンさせると、ほぼ上記電源電圧瞬時値に充電
されたコンデンサ１４とコイル２５ｂが可制御スイッチ
ング手段７（とダイオード１９）を介して共振し、コン
デンサ１４は放電し、さらに電圧反転へ向かう。コンデ
ンサ１３の電圧はまだゼロなため１次巻線９ａの逆起電
力もほぼゼロだから、コ、途中コンデンサ１４の電圧が
ほぼゼロになると、ダイオード１１の印加電圧は逆方向
から順方向に変わり、さらにダイオード１１の順電圧に
達するので、ダイオード１１がターン・オンしてコンデ
ンサ１４の電圧をほぼ電圧ゼロにクランプする。このた
め、コイル２５ｂの電流は可制御スイッチング手段７、
ダイオード１１及び１次巻線９ａを介して流れ、減衰し
てゼロになる。
・オフ後オン制御回路５が可制御スイッチング手段７を
ターン・オンさせると、ほぼ上記電源電圧瞬時値に充電
されたコンデンサ１４とコイル２５ｂが可制御スイッチ
ング手段７（とダイオード１９）を介して共振し、コン
デンサ１４は放電し、さらに電圧反転へ向かう。コンデ
ンサ１３の電圧はまだゼロなため１次巻線９ａの逆起電
力もほぼゼロだから、コ、途中コンデンサ１４の電圧が
ほぼゼロになると、ダイオード１１の印加電圧は逆方向
から順方向に変わり、さらにダイオード１１の順電圧に
達するので、ダイオード１１がターン・オンしてコンデ
ンサ１４の電圧をほぼ電圧ゼロにクランプする。このた
め、コイル２５ｂの電流は可制御スイッチング手段７、
ダイオード１１及び１次巻線９ａを介して流れ、減衰し
てゼロになる。
【００１１】さらに、可制御スイッチング手段７のター
ン・オフ後オン制御回路５が可制御スイッチング手段６
をターン・オンさせると、コンデンサ１４の電圧はまだ
ゼロに近いから、交流電源１が整流回路２及び可制御ス
イッチング手段６を介してコンデンサ１４とコイル２５
ａを共振させ、コンデンサ１４を充電する。という具合
に以後同様に同じ事が繰り返され、交流電力が直流電力
に変換されてコンデンサ１３に供給されて行く。その結
果、コンデンサ１３の電圧増加に伴って１次巻線９ａの
逆起電力も増加するので、コンデンサ１４のピーク電圧
絶対値は「交流電源１のその時の交流電圧絶対値と１次
巻線９ａの逆起電力の大きさの和電圧」にほぼクランプ
されるので、コンデンサ１４のピーク電流の大きさはそ
の和電圧の大きさに対応して増減し、図１の実施例の力
率は高くなる。しかも、コンデンサ１３へのエネルギー
供給よりもコンデンサ１４とコイル２５ａ、２５ｂの共
振動作が優先されるので、交流電圧がゼロ付近でも従来
よりしっかりと共振動作が行われる。それから、可制御
スイッチング手段６、７は電流ゼロ・スイッチングを行
い、ダイオード１０、１１は電圧ゼロ又は電流ゼロ・ス
イッチングを行うので、スイッチング・ノイズは小さ
い。図２の実施例は図１の実施例においてコイル２５
ａ、２５ｂを共通化して１つのコイル８にまとめた様な
ものである。
ン・オフ後オン制御回路５が可制御スイッチング手段６
をターン・オンさせると、コンデンサ１４の電圧はまだ
ゼロに近いから、交流電源１が整流回路２及び可制御ス
イッチング手段６を介してコンデンサ１４とコイル２５
ａを共振させ、コンデンサ１４を充電する。という具合
に以後同様に同じ事が繰り返され、交流電力が直流電力
に変換されてコンデンサ１３に供給されて行く。その結
果、コンデンサ１３の電圧増加に伴って１次巻線９ａの
逆起電力も増加するので、コンデンサ１４のピーク電圧
絶対値は「交流電源１のその時の交流電圧絶対値と１次
巻線９ａの逆起電力の大きさの和電圧」にほぼクランプ
されるので、コンデンサ１４のピーク電流の大きさはそ
の和電圧の大きさに対応して増減し、図１の実施例の力
率は高くなる。しかも、コンデンサ１３へのエネルギー
供給よりもコンデンサ１４とコイル２５ａ、２５ｂの共
振動作が優先されるので、交流電圧がゼロ付近でも従来
よりしっかりと共振動作が行われる。それから、可制御
スイッチング手段６、７は電流ゼロ・スイッチングを行
い、ダイオード１０、１１は電圧ゼロ又は電流ゼロ・ス
イッチングを行うので、スイッチング・ノイズは小さ
い。図２の実施例は図１の実施例においてコイル２５
ａ、２５ｂを共通化して１つのコイル８にまとめた様な
ものである。
【００１２】図３に示す第２発明の実施例はブリッジ接
続型で、請求項３、５又は６記載の共振型ＡＣ−ＤＣコ
ンバータ装置に対応する。オン制御回路９０が可制御ス
イッチング手段６、１６をオン制御しているときにコン
デンサ１４の電圧の大きさがほぼ「交流電源１のその時
の交流（瞬時値）電圧絶対値と１次巻線２０９ａの逆起
電力の大きさの相電圧」になると、「整流回路２、可制
御スイッチング手段１６とダイオード１０、１８」がコ
ンデンサ１４の電圧をほぼ前記和電圧にクランプし、ダ
イオード１０と可制御スイッチング手段６の直列回路が
コイル８の電流を１次巻線２０９ａの方へバイパスす
る。また、オン制御回路９０が可制御スイッチング手段
７、１７をオン制御しているときにコンデンサ１４の電
圧の大きさがほぼ「交流電源１のその時の交流（瞬時
値）電圧絶対値と１次巻線２０９ａの逆起電力の大きさ
の和電圧」になると、「整流回路２、ダイオード１１、
１９と可制御スイッチング手段１７」がコンデンサ１４
の電圧をほぼ前記和電圧にクランプし、可制御スイッチ
ング手段７とダイオード１１の直列回路がコイル８の電
流を１次巻線２０９ｂの方へバイパスする。その結果、
コンデンサ１４のピーク電圧絶対値は正負とも「交流電
源１のその時の交流（瞬時値）電圧絶対値と１次巻線２
０９ａの逆起電力の大きさの和電圧」にクランプされる
ので、コンデンサ１４のピーク電流の大きさは正負とも
その交流瞬時値電圧の大きさに対応して増減し、図３の
実施例の力率は高くなる。尚、１次巻線２０９ａ、ダイ
オード１０及び可制御スイッチング手段１７の直列回路
がコンデンサ１４を短絡するのをダイオード１８が阻止
し、可制御スイッチング手段１６、ダイオード１１及び
１次巻線２０９ａの直列回路がコンデンサ１４を短絡す
るのをダイオード１９が阻止する。図４の実施例は図３
の実施例において１次巻線２０９ａ、２０９ｂを共通化
して１つの１次巻線９ａにまとめたものである。
続型で、請求項３、５又は６記載の共振型ＡＣ−ＤＣコ
ンバータ装置に対応する。オン制御回路９０が可制御ス
イッチング手段６、１６をオン制御しているときにコン
デンサ１４の電圧の大きさがほぼ「交流電源１のその時
の交流（瞬時値）電圧絶対値と１次巻線２０９ａの逆起
電力の大きさの相電圧」になると、「整流回路２、可制
御スイッチング手段１６とダイオード１０、１８」がコ
ンデンサ１４の電圧をほぼ前記和電圧にクランプし、ダ
イオード１０と可制御スイッチング手段６の直列回路が
コイル８の電流を１次巻線２０９ａの方へバイパスす
る。また、オン制御回路９０が可制御スイッチング手段
７、１７をオン制御しているときにコンデンサ１４の電
圧の大きさがほぼ「交流電源１のその時の交流（瞬時
値）電圧絶対値と１次巻線２０９ａの逆起電力の大きさ
の和電圧」になると、「整流回路２、ダイオード１１、
１９と可制御スイッチング手段１７」がコンデンサ１４
の電圧をほぼ前記和電圧にクランプし、可制御スイッチ
ング手段７とダイオード１１の直列回路がコイル８の電
流を１次巻線２０９ｂの方へバイパスする。その結果、
コンデンサ１４のピーク電圧絶対値は正負とも「交流電
源１のその時の交流（瞬時値）電圧絶対値と１次巻線２
０９ａの逆起電力の大きさの和電圧」にクランプされる
ので、コンデンサ１４のピーク電流の大きさは正負とも
その交流瞬時値電圧の大きさに対応して増減し、図３の
実施例の力率は高くなる。尚、１次巻線２０９ａ、ダイ
オード１０及び可制御スイッチング手段１７の直列回路
がコンデンサ１４を短絡するのをダイオード１８が阻止
し、可制御スイッチング手段１６、ダイオード１１及び
１次巻線２０９ａの直列回路がコンデンサ１４を短絡す
るのをダイオード１９が阻止する。図４の実施例は図３
の実施例において１次巻線２０９ａ、２０９ｂを共通化
して１つの１次巻線９ａにまとめたものである。
【００１３】図５の実施例は請求項１記載の共振型ＡＣ
−ＤＣコンバータ装置に対応し、図６の実施例は請求項
１又は６記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に対応
し、交流電圧の極性によって前述した各構成要素に相当
するものが一部切り換わる。尚、共振用のコンデンサ２
４を図５〜図６の様に接続した実施例も可能である。ま
た、図６の実施例でダイオード２０〜２３それぞれの代
わりに１方向性（逆阻止型）可制御スイッチング手段を
１つずつ使用し、可制御スイッチング手段６、７それぞ
れを短絡し、それら１方向性可制御スイッチング手段を
２つずつ交互にオン制御するオン制御手段をオン制御回
路５の代わりに用いた実施例も有る。図中２００は（入
力側）ノイズ・フィルタ回路である。
−ＤＣコンバータ装置に対応し、図６の実施例は請求項
１又は６記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置に対応
し、交流電圧の極性によって前述した各構成要素に相当
するものが一部切り換わる。尚、共振用のコンデンサ２
４を図５〜図６の様に接続した実施例も可能である。ま
た、図６の実施例でダイオード２０〜２３それぞれの代
わりに１方向性（逆阻止型）可制御スイッチング手段を
１つずつ使用し、可制御スイッチング手段６、７それぞ
れを短絡し、それら１方向性可制御スイッチング手段を
２つずつ交互にオン制御するオン制御手段をオン制御回
路５の代わりに用いた実施例も有る。図中２００は（入
力側）ノイズ・フィルタ回路である。
【００１４】図７、図８の各実施例で可制御スイッチン
グ手段７のターン・オフ後コンデンサ１４が１次巻線９
ａを介して放電するのをダイオード１９が阻止する。ま
た、図３〜図８の各実施例においてダイオード１０、１
１の一方を取り外した実施例も可能で、この場合「共振
動作途中から１次巻線９ａに励磁エネルギーを供給しな
い方の共振動作」は「共振動作途中から１次巻線９ａに
励磁エネルギーを供給する方の共振動作」をアシストす
る共振アシスト動作の役割を担うことになる。
グ手段７のターン・オフ後コンデンサ１４が１次巻線９
ａを介して放電するのをダイオード１９が阻止する。ま
た、図３〜図８の各実施例においてダイオード１０、１
１の一方を取り外した実施例も可能で、この場合「共振
動作途中から１次巻線９ａに励磁エネルギーを供給しな
い方の共振動作」は「共振動作途中から１次巻線９ａに
励磁エネルギーを供給する方の共振動作」をアシストす
る共振アシスト動作の役割を担うことになる。
【００１５】図９〜図１２の各実施例は図１〜図２、図
７〜図８の各実施例において出力用変圧手段として「１
次巻線を１つしか持たない変圧器９」の代わりに「１次
巻線を２つ持つ変圧器２０９」を用いたものである。同
様に図５〜図６の各実施例においても「１次巻線を１つ
しか持たない変圧器９」の代わりに「１次巻線を２つ持
つ変圧器２０９」を用い、ダイオード１０、１１の間に
その両１次巻線を直列接続することができる。尚、これ
らの実施例ではダイオード１０と１次巻線２０９ａの接
続位置を入れ換えても構わないし、あるいは、ダイオー
ド１１と「次巻線２０９ｂの接続位置を入れ換えても構
わない。
７〜図８の各実施例において出力用変圧手段として「１
次巻線を１つしか持たない変圧器９」の代わりに「１次
巻線を２つ持つ変圧器２０９」を用いたものである。同
様に図５〜図６の各実施例においても「１次巻線を１つ
しか持たない変圧器９」の代わりに「１次巻線を２つ持
つ変圧器２０９」を用い、ダイオード１０、１１の間に
その両１次巻線を直列接続することができる。尚、これ
らの実施例ではダイオード１０と１次巻線２０９ａの接
続位置を入れ換えても構わないし、あるいは、ダイオー
ド１１と「次巻線２０９ｂの接続位置を入れ換えても構
わない。
【００１６】図１３〜図１４の各実施例は第３発明の実
施例であり、図１５〜図１６の各実施例は第４発明の実
施例であり、そして、図１７〜図１８の各実施例は第５
発明の実施例である。いずれも単相入力の交流電源を三
相交流電源化したものである。尚、図１５〜図１６の各
実施例ではスイッチが２つずつ点線で繋がれ、連携駆動
を意味するが、両組のスイッチは交互にオン駆動され
る。（参考：特開平１１−３３２２３４号の図２８と図
４１、特開平１１−３４１８０２号の図６。）
施例であり、図１５〜図１６の各実施例は第４発明の実
施例であり、そして、図１７〜図１８の各実施例は第５
発明の実施例である。いずれも単相入力の交流電源を三
相交流電源化したものである。尚、図１５〜図１６の各
実施例ではスイッチが２つずつ点線で繋がれ、連携駆動
を意味するが、両組のスイッチは交互にオン駆動され
る。（参考：特開平１１−３３２２３４号の図２８と図
４１、特開平１１−３４１８０２号の図６。）
【００１７】最後に以下の事を補足する。 ａ）交流電源１の代わりに前述の交流電源手段として他
に交流発電機等が有る。 ｂ）各実施例において一部構成要素の「置換え」又は
「変更」又は「追加」等によって新実施例（派生実施
例）が派生するが、各実施例またはそれから派生する各
派生実施例において各可制御スイッチング手段をそれと
相補関係に有る可制御スイッチング手段（例：ＮＭＯＳ
・ＦＥＴに対するＰＭＯＳ・ＦＥＴ等。）で１つずつ置
き換え、電圧極性または電圧方向の有る各構成要素
（例：直流電源、ダイオード等。）の向きを逆にした
「元の（派生）実施例に対して電圧極性または電圧方向
に関して対称的な関係に有る実施例」もまた可能であ
る。 ｃ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例に
おいて各ダイオード又は各整流回路の代わりに非可制御
スイッチング手段または整流回路として特開昭６３−１
９０５５９号、特開平１−１１７６６０号、特開平２−
２１１０６２号、特開平２−２１９４６７号、特開平２
−２２８２５９号、特開平９−１６３７３６号、特開平
９−２７０６８７号、特開平１１−１４６６４０号、特
開平１１−２２５２２７号、特開平１１−３３２２２６
号、特開平１１−３４１７９９号、特開２０００−２３
４５６号に開示されている非可制御スイッチング手段ま
たは整流回路を１つずつ使用した各実施例も可能であ
る。 ｄ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例に
おいてブリッジ接続型の整流回路１２の代わりに倍電圧
型整流回路を使っても良いし、あるいは、「各出力用変
圧器と整流回路１２の組合せ」の代わりに「１次巻線１
つと２次巻線２つを持つ変圧器とセンター・タップ型整
流回路の組合せ」を使っても良い。 ｅ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例に
おいてブリッジ接続型整流回路２の代わりに１つの１次
巻線と２つの２次巻線を持つ変圧器とセンター・タップ
型整流回路を組み合わせたものを使っても良いし、１つ
のダイオードによる半波整流回路を使っても良い。 ｆ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例に
おいて可制御スイッチング手段６、７、１６、１７それ
ぞれとしてバイポーラ・トランジスタ、ＭＯＳ・ＦＥ
Ｔ、ＳＩＴ、ＩＧＢＴ、各種の絶縁ゲート型トランジス
タ、ＧＴＢＴ（接地した溝形電極を持つバイポーラ型電
界効果トランジスタ）、Ｊ型ＦＥＴ、サイリスタ、ＧＴ
Ｏサイリスタ、ＳＩサイリスタ、「自己保持機能を持つ
可制御スイッチング手段（例：特願昭６２−５０４７８
５号等。）」又は「自己ターン・オフ機能を持つ可制御
スイッチング手段」等が有る。 ｇ）図１の実施例は図２の実施例においてコイル８をセ
ンター・タップ型コイル化などしたものであるが、同様
に図３〜図４の各実施例においてコイル８をセンター・
タップ型コイル化などしたものが可能。 ｈ）「図２〜図４、図６、図８、図１０、図１２、図１
７〜図１８の各実施例」や「図１、図５、図７、図９、
図１１の各実施例においてスイッチ６とコイル２５ａの
接続位置を入れ換え、スイッチ７とコイル２５ｂの接続
位置を入れ換えた各実施例」において各可制御スイッチ
ング手段６（、１７）の代わりにＮチャネル型のパワー
ＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、各種の絶縁ゲート型トラン
ジスタ又はＧＴＢＴを１つずつ使用し、各可制御スイッ
チング手段７（、１６）の代わりにＰチャネル型のパワ
ーＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、各種の絶縁ゲート型トラ
ンジスタ又はＧＴＢＴを１つずつ使用し、各ゲート同士
を接続した実施例も可能である。 ｉ）各実施例、各派生実施例では磁心付きの変圧器を利
用する例を主に開示しているが、もちろんそれは空心の
変圧器でも構わない。 ｊ）各実施例、各派生実施例では出力用変圧手段と整流
手段を介して各コンデンサ１３にエネルギーを供給して
いるが、その出力用変圧器を省いて整流手段だけを介し
て各コンデンサ１３にエネルギーを供給する実施例も可
能である。 ｋ）特願平１０−３５５２９５号や特願平１１−７８２
６６号の各実施例で使用している各オン制御方法、各オ
ン制御回路、各定電圧制御方法もしくは定電圧制御回路
をそのまま第１、第２発明の各実施例、各派生実施例に
応用できる。
に交流発電機等が有る。 ｂ）各実施例において一部構成要素の「置換え」又は
「変更」又は「追加」等によって新実施例（派生実施
例）が派生するが、各実施例またはそれから派生する各
派生実施例において各可制御スイッチング手段をそれと
相補関係に有る可制御スイッチング手段（例：ＮＭＯＳ
・ＦＥＴに対するＰＭＯＳ・ＦＥＴ等。）で１つずつ置
き換え、電圧極性または電圧方向の有る各構成要素
（例：直流電源、ダイオード等。）の向きを逆にした
「元の（派生）実施例に対して電圧極性または電圧方向
に関して対称的な関係に有る実施例」もまた可能であ
る。 ｃ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例に
おいて各ダイオード又は各整流回路の代わりに非可制御
スイッチング手段または整流回路として特開昭６３−１
９０５５９号、特開平１−１１７６６０号、特開平２−
２１１０６２号、特開平２−２１９４６７号、特開平２
−２２８２５９号、特開平９−１６３７３６号、特開平
９−２７０６８７号、特開平１１−１４６６４０号、特
開平１１−２２５２２７号、特開平１１−３３２２２６
号、特開平１１−３４１７９９号、特開２０００−２３
４５６号に開示されている非可制御スイッチング手段ま
たは整流回路を１つずつ使用した各実施例も可能であ
る。 ｄ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例に
おいてブリッジ接続型の整流回路１２の代わりに倍電圧
型整流回路を使っても良いし、あるいは、「各出力用変
圧器と整流回路１２の組合せ」の代わりに「１次巻線１
つと２次巻線２つを持つ変圧器とセンター・タップ型整
流回路の組合せ」を使っても良い。 ｅ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例に
おいてブリッジ接続型整流回路２の代わりに１つの１次
巻線と２つの２次巻線を持つ変圧器とセンター・タップ
型整流回路を組み合わせたものを使っても良いし、１つ
のダイオードによる半波整流回路を使っても良い。 ｆ）各実施例あるいはそれから派生する各派生実施例に
おいて可制御スイッチング手段６、７、１６、１７それ
ぞれとしてバイポーラ・トランジスタ、ＭＯＳ・ＦＥ
Ｔ、ＳＩＴ、ＩＧＢＴ、各種の絶縁ゲート型トランジス
タ、ＧＴＢＴ（接地した溝形電極を持つバイポーラ型電
界効果トランジスタ）、Ｊ型ＦＥＴ、サイリスタ、ＧＴ
Ｏサイリスタ、ＳＩサイリスタ、「自己保持機能を持つ
可制御スイッチング手段（例：特願昭６２−５０４７８
５号等。）」又は「自己ターン・オフ機能を持つ可制御
スイッチング手段」等が有る。 ｇ）図１の実施例は図２の実施例においてコイル８をセ
ンター・タップ型コイル化などしたものであるが、同様
に図３〜図４の各実施例においてコイル８をセンター・
タップ型コイル化などしたものが可能。 ｈ）「図２〜図４、図６、図８、図１０、図１２、図１
７〜図１８の各実施例」や「図１、図５、図７、図９、
図１１の各実施例においてスイッチ６とコイル２５ａの
接続位置を入れ換え、スイッチ７とコイル２５ｂの接続
位置を入れ換えた各実施例」において各可制御スイッチ
ング手段６（、１７）の代わりにＮチャネル型のパワー
ＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、各種の絶縁ゲート型トラン
ジスタ又はＧＴＢＴを１つずつ使用し、各可制御スイッ
チング手段７（、１６）の代わりにＰチャネル型のパワ
ーＭＯＳ・ＦＥＴ、ＩＧＢＴ、各種の絶縁ゲート型トラ
ンジスタ又はＧＴＢＴを１つずつ使用し、各ゲート同士
を接続した実施例も可能である。 ｉ）各実施例、各派生実施例では磁心付きの変圧器を利
用する例を主に開示しているが、もちろんそれは空心の
変圧器でも構わない。 ｊ）各実施例、各派生実施例では出力用変圧手段と整流
手段を介して各コンデンサ１３にエネルギーを供給して
いるが、その出力用変圧器を省いて整流手段だけを介し
て各コンデンサ１３にエネルギーを供給する実施例も可
能である。 ｋ）特願平１０−３５５２９５号や特願平１１−７８２
６６号の各実施例で使用している各オン制御方法、各オ
ン制御回路、各定電圧制御方法もしくは定電圧制御回路
をそのまま第１、第２発明の各実施例、各派生実施例に
応用できる。
【図１〜図１８】各図は各発明の実施例を１つずつ示す
回路図である。
回路図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０２Ｍ 7/12 Ｈ０２Ｍ 7/12 Ｖ
Claims (6)
- 【請求項１】 交流電圧を供給する交流電源手段と、共
振用キャパシタンス手段と、第１、第２の共振用インダ
クタンス手段と、入力側インダクタンス手段と出力側イ
ンダクタンス手段を磁気結合した変圧手段と、前記出力
側インダクタンス手段の出力電圧を整流する整流手段
と、前記整流手段の整流出力電圧を平滑する平滑用キャ
パシタンス手段と、オンのとき前記交流電源手段、前記
共振用キャパシタンス手段および前記第１の共振用イン
ダクタンス手段と共に第１の閉回路を形成する第１のス
イッチング手段群と、前記第１の閉回路が形成されてい
るときに前記共振用キャパシタンス手段と前記入力側イ
ンダクタンス手段の両電圧の和が前記交流電圧の瞬時値
の大きさになると前記両電圧の和をその交流電圧にクラ
ンプする第１のクランプ手段と、オンのとき前記共振用
キャパシタンス手段および前記第２の共振用インダクタ
ンス手段と共に第２の閉回路を形成する第２のスイッチ
ング手段群と、前記第２の閉回路が形成されているとき
に前記共振用キャパシタンス手段と前記入力側インダク
タンス手段の両電圧の和が電圧ゼロになると前記両電圧
の和を電圧ゼロにクランプする第２のクランプ手段と、
前記第１のスイッチング手段群と前記第２のスイッチン
グ手段群を順番に繰り返してオン制御するオン制御手
段、を有することを特徴とする共振型ＡＣ−ＤＣコンバ
ータ装置。 - 【請求項２】 前記整流手段がブリッジ接続型であっ
て、前記変圧手段を取り外し、前記整流手段の両入力端
子を前記変圧手段を介さずに他の構成要素と直接接続す
ることを特徴とする請求項１記載の共振型ＡＣ−ＤＣコ
ンバータ装置。 - 【請求項３】 第１の交流電圧を供給する第１の交流電
源手段と、第２の交流電圧を供給する第２の交流電源手
段と、共振用キャパシタンス手段と、第１、第２の共振
用インダクタンス手段と、入力側インダクタンス手段と
出力側インダクタンス手段を磁気結合した変圧手段と、
前記出力側インダクタンス手段の出力電圧を整流する整
流手段と、前記整流手段の整流出力電圧を平滑する平滑
用キャパシタンス手段と、オンのとき前記第１の交流電
源手段、前記共振用キャパシタンス手段および前記第１
の共振用インダクタンス手段と共に第１の閉回路を形成
する第１のスイッチング手段群と、前記第１の閉回路が
形成されているときに前記共振用キャパシタンス手段と
前記入力側インダクタンス手段の両電圧の和が前記第１
の交流電圧の瞬時値の大きさになると前記両電圧の和を
その第１の交流電圧にクランプする第１のクランプ手段
と、オンのとき前記第２の交流電源手段、前記共振用キ
ャパシタンス手段および前記第２の共振用インダクタン
ス手段と共に第２の閉回路を形成する第２のスイッチン
グ手段群と、前記第２の閉回路が形成されているときに
前記共振用キャパシタンス手段と前記入力側インダクタ
ンス手段の両電圧の和が前記第２の交流電圧の瞬時値の
大きさになると前記両電圧の和をその第２の交流電圧に
クランプする第２のクランプ手段と、前記第１のスイッ
チング手段群と前記第２のスイッチング手段群を順番に
繰り返してオン制御するオン制御手段、を有することを
特徴とする共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。 - 【請求項４】 前記整流手段がブリッジ接続型であっ
て、前記変圧手段を取り外し、前記整流手段の両入力端
子を前記変圧手段を介さずに他の構成要素と直接接続す
ることを特徴とする請求項３記載の共振型ＡＣ−ＤＣコ
ンバータ装置。 - 【請求項５】 前記第１、第２の交流電源手段が共通
で、前記第１、第２の閉回路の各形成時に互いに逆向き
の電流が前記共振用キャパシタンス手段に流れる様に各
前記閉回路が形成されていることを特徴とする請求項３
又は４記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。 - 【請求項６】 前記第１、第２の共振用インダクタンス
手段が共通であることを特徴とする請求項１、２、３、
４又は５記載の共振型ＡＣ−ＤＣコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000404396A JP4694690B2 (ja) | 1999-12-16 | 2000-12-18 | 共振型ａｃ−ｄｃコンバーター装置 |
Applications Claiming Priority (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11-376724 | 1999-12-16 | ||
| JP1999376724 | 1999-12-16 | ||
| JP37672499 | 1999-12-16 | ||
| JP2000404396A JP4694690B2 (ja) | 1999-12-16 | 2000-12-18 | 共振型ａｃ−ｄｃコンバーター装置 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2010221716A Division JP2011041468A (ja) | 1999-12-16 | 2010-09-30 | 三相共振型ａｃ−ｄｃコンバーター装置 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001238443A true JP2001238443A (ja) | 2001-08-31 |
| JP2001238443A5 JP2001238443A5 (ja) | 2009-11-19 |
| JP4694690B2 JP4694690B2 (ja) | 2011-06-08 |
Family
ID=26582796
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000404396A Expired - Fee Related JP4694690B2 (ja) | 1999-12-16 | 2000-12-18 | 共振型ａｃ−ｄｃコンバーター装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4694690B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003081759A1 (en) * | 2002-03-27 | 2003-10-02 | Commergy Technologies Limited | 'a power converter' |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000102246A (ja) * | 1998-09-22 | 2000-04-07 | Nec Corp | 圧電トランスを用いたａｃ−ｄｃコンバータ回路 |
| JP2000201477A (ja) * | 1990-06-01 | 2000-07-18 | Toshiyasu Suzuki | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路のスイッチング方法 |
-
2000
- 2000-12-18 JP JP2000404396A patent/JP4694690B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000201477A (ja) * | 1990-06-01 | 2000-07-18 | Toshiyasu Suzuki | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ回路のスイッチング方法 |
| JP2000102246A (ja) * | 1998-09-22 | 2000-04-07 | Nec Corp | 圧電トランスを用いたａｃ−ｄｃコンバータ回路 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003081759A1 (en) * | 2002-03-27 | 2003-10-02 | Commergy Technologies Limited | 'a power converter' |
| US7277305B2 (en) | 2002-03-27 | 2007-10-02 | Commergy Technologies Limited | Power converter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4694690B2 (ja) | 2011-06-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20071218 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20090924 |
|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20100728 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20100803 |
|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20100930 |
|
| TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140304 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140304 Year of fee payment: 3 |
|
| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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|
| R250 | Receipt of annual fees |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |