JP2001230751A - Ofdm送信装置 - Google Patents
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Abstract
させ、高価な部品や複雑な回路構成を用いることなく、
OFDM信号を歪みなく送信すること。 【解決手段】 サブキャリア分割部102は、一次変調
部101にて一次変調された信号を、複数個のグループ
に分割する。IFFT部103は、複素データ系列の同
相信号と直交信号を逆高速フーリエ変換する。代替信号
発生部104は、2つのIFFT部103の出力を加算
し、さらに分割数で除算する。ピーク検出部105は、
逆高速フーリエ変換された信号を入力し、あらかじめ記
憶した閾値以上の電力にはH信号、閾値以下の電力には
L信号を割り当て、ピークファクタ判定信号として出力
する。信号置換部106は、ピークファクタ判定信号が
H信号ならば代替信号、L信号ならば通常の信号をピー
クファクタ置換信号として出力する。
Description
アが線形変調され、さらに逆高速フーリエ変換(以下
は、IFFTと称する)を利用して直交周波数分割多重
(以下、OFDMと称する)された信号を送信するOF
DM送信装置に関する。
DM送信装置の構成を示す。OFDM送信装置は、一次
変調部11と、サブキャリア分割部12と、IFFT部
13と、デジタル/アナログ(以下はD/Aと称する)
変換部14と、ローパスフィルタ(以下はLPFと称す
る)部15と、直交変調部16と、中心周波数発振器1
7と、90°シフタ18と、送信部19と、送信アンテ
ナ20と、から主に構成される。
アルデータを入力し、シリアルデータをBPSK、QP
SKなどの同相信号と直交信号により構成される信号に
変換する。サブキャリア分割部12は、一次変調された
信号を、複数個のグループに分割する。IFFT部13
は、同相信号と直交信号を逆高速フーリエ変換する。D
/A変換部14は、IFFT部13からの同相信号と直
交信号の時間系列サンプル波形を変換する。LPF部1
5は、D/A変換部14から出力されるアナログ信号に
含まれる折り返し信号を除去する。
から出力される所定の中心周波数を第1の搬送波とし、
この中心周波数の位相を90°シフタ18により90°
シフトした中心周波数を第2の搬送波とし、LPF部1
5より出力された同相信号と直交信号で一次変調された
サブキャリア数の情報搬送波からなるOFDM信号を生
成する。送信部19は、OFDM信号をリニア増幅後、
送信アンテナ20より送信する。
FFT部13の出力波形を示す図である。横軸は時間を
示し、縦軸は信号の電力を示す。デジタルシリアル信号
が一次変調され、さらにIFFT処理されたOFDM信
号は、ノイズ状の時間波形となる。ここで、送信信号の
瞬時電力対平均電力値(以後は、PMPRと称する)が
小さければ、広帯域で高価な増幅器を用いることなく、
線形性を保ったアナログ信号に変換することが可能であ
る。
には、平均振幅値に対して最大振幅値の大きい信号が含
まれ、アナログ信号に変換される際に、歪みを生じる原
因となる。上記従来のOFDM送信装置では、前記の歪
みを除去するために広帯域の部品や様々な補正回路が必
要となり、装置全体の構成が複雑化してしまい、コスト
の上昇を招いてしまう。
あり、PMPRを低下させ、高価な部品や複雑な回路構
成を用いることなく、OFDM信号を歪みなく送信する
ことができるOFDM送信装置を提供することを目的と
する。
置は、一次変調された複数のサブキャリアのデータを複
数のブロックに分割する分割手段と、ブロックに分割さ
れた複数のサブキャリアをブロック毎に逆高速フーリエ
変換する複数の逆高速フーリエ変換手段と、逆高速フー
リエ変換後の出力を所定の閾値と比較し、閾値以上の信
号を所定の代替信号に置き換える複数の信号置換え手段
と、この信号置換え手段の出力信号をデジタル信号から
アナログ信号に変換する複数のD/A変換手段と、アナ
ログ信号の折り返し部分を削除する複数のローパスフィ
ルタ手段と、90度の位相差を持つ信号を前記ローパス
フィルタ手段から出力された信号と乗算合成する複数の
直交変調手段とを具備する構成を採る。
に対して、特定の値以上の瞬時電力を他の信号に変換す
ることで、平均電力に対する瞬時電力の値を抑制するこ
とができる。
手段が、閾値として同相信号および直交信号の電力を使
用する構成を採る。
置換後同相信号の最大瞬時電力と直交信号の最大瞬時電
力の合計が同程度の大きさになる。
手段が、閾値として同相信号および直交信号の振幅値を
使用する構成を採る。
易になり、信号置換後の同相信号と直交信号の最大瞬時
電力は同程度になる。
手段が、同相信号と直交信号の振幅の大きさが所定の値
以上となる場合に、閾値を所定の計算式に変更する構成
を採る。
換部からの出力信号と比較する閾値に同相信号と直交信
号の振幅の大きさを用いるため最大瞬時電力の判定が容
易になり、更に、同相信号と直交信号の振幅の大きさが
共に閾値付近である場合に、瞬時電力を判定する閾値を
所定の計算式に変更することで同相信号および直交信号
が共に閾値付近である信号を削除することが可能とな
り、入力信号に因らずに同相信号の最大瞬時電力と直交
信号の最大瞬時電力の合計が同程度の大きさになる。
手段が、サブキャリア数に応じて閾値を変更する構成を
採る。
対応することで、使用目的の異なるOFDM送信装置、
例えば、ディジタルテレビ放送方式やディジタルオーデ
ィオ放送等においても、最大瞬時電力対平均電力を低下
することができる。
手段が、所定の計算式より導かれるサブキャリア数の±
30%以内となる値を閾値として使用する構成を採る。
の逆高速フーリエ変換部からの出力信号と比較する閾値
が導出でき、更に、計算式から求められた値の±30%
以内の値が閾値として使用することができるため、厳密
な設計が必要なく、構成が簡略できる。
手段が、一次変調の種類に応じて閾値を変更する構成を
採る。
も、状況に応じて最大瞬時電力対平均電力を低下させる
ことができる。
手段が、所定の代替信号に複数の逆高速フーリエ変換手
段から出力された信号を用いる構成を採る。
信される信号であるため、受信の際に置換信号の再変換
などの作業を必要せず、構成が簡略化することができ
る。
手段が、所定の代替信号を、複数の逆高速フーリエ変換
手段から出力された信号を合成し、同相信号の振幅値の
大きさと直交信号の振幅値の大きさを複数個分の1に等
分した信号とする構成を採る。
高速フーリエ変換手段からの出力信号を合成後、複数の
逆高速フーリエ変換部の個数で等分割するのみで生成で
きるため、OFDM送信装置の構成が簡略化することが
できる。
手段が、複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された
信号に対する複数の所定の代替信号による電力が単位時
間内において均一になるように所定の代替信号を決定す
る構成を採る。
力が均一化され、送信器を効率良く使用することが出来
るため消費電力が低下する。
手段が、複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された
信号からなるベクトルに挟まれた領域に所定の複数の代
替信号を再分割する構成を採る。
振幅は、逆高速フーリエ変換から出力された閾値以上の
信号の振幅よりも小さくなり、瞬時電力を小さくでき
る。
手段が、所定の代替信号を、複数の逆高速フーリエ変換
手段から出力された信号を合成し、合成以前の各信号の
電力比を用いて合成信号の同相信号の振幅値の大きさと
直交信号の振幅値の大きさを分割する構成を採る。
ベクトルは、複数の逆高速フーリエ変換から出力された
閾値以上の信号のベクトルに挟まれた領域に配置するこ
とができ、瞬時電力を低下することができる。
手段が、所定の代替信号を、複数の逆高速フーリエ変換
手段から出力された信号を再度合成し、合成以前の複数
個の同相信号の振幅値の大きさの比と直交信号の振幅値
の大きさの比を用いて合成信号の同相信号の振幅値の大
きさと直交信号の振幅値の大きさを分割する構成を採
る。
フーリエ変換から出力される信号の振幅を用いて、代替
信号を生成するため回路構成が簡略でき、再分割された
代替信号のベクトルは、閾値以上の複数の逆高速フーリ
エ変換から出力された信号のベクトルに挟まれた領域に
配置することができ、瞬時電力を低下することができ
る。
が、複素データ系列を偶数番と奇数番の2つに分割する
構成を採る。
が、複素データ系列を前半と後半の2つに分割する構成
を採る。
で複素データ系列のグループ分けを行うことができるた
め、OFDM送信装置の構成が簡略化することができ
る。
が、各直交変調手段の出力の平均振幅と最大振幅の比が
最も小さくなるように複素データ系列を分割する構成を
採る。
とができるため、増幅器の小型化を図ることができる。
号が、同相および直交軸平面で象限の異なるベクトルに
分割されると、各ブランチの振幅は延長され、瞬時電力
は増加すること、一方、複数のブランチに挟まれた領域
に再分割する信号置換方式では、置換前の信号と比較し
て振幅値を短縮し、瞬時電力を低下させることが可能と
なることに着目し、本発明をするに至った。
ャリアを複数のグループに分割し、IFFT変換した信
号をダイバーシチ送信する場合に、PMPRが特に大き
い値となる部分の信号を、帯域分割された信号を用いて
生成した信号に置き換えることである。
図面を参照して詳細に説明する。
いて簡単に説明する。OFDM送信方式において、複数
のサブキャリアを例えば2つのグループに分割し、IF
FT変換した信号をダイバーシチ送信する。この2つの
OFDM信号において、所定の閾値以上の瞬時電力値と
なる部分を検出する。ここで、所定の閾値以上の瞬時電
力値となる部分を検出した場合には、2つのOFDM信
号の両方を他の信号に変更する。本発明では、2つのグ
ループに分割され、IFFT変換されたOFDM信号を
再度合計し、この値を2分の1にした信号を用いた。た
だし、分割した2つのOFDM信号の両方を変更するた
め、他方の信号は変更前よりも振幅値が大きくなる場合
があるが、所定の閾値以下の値である。
1から図5を用いて詳細に説明する。図1は、本実施の
形態の構成を示すブロック図である。
分割送信を行うOFDM送信装置の構成を示す。OFD
M送信装置は、一次変調部101と、サブキャリア分割
部102と、IFFT部103と、代替信号発生部10
4と、ピーク検出部105と、信号置換部106と、D
/A変換部107と、LPF部108と、直交変調部1
09と、中心周波数発振器110と、90°シフタ部1
11と、送信部112と、送信アンテナ113とから主
に構成される。
リアルデータを入力し、シリアルデータをBPSK、Q
PSKなどの同相信号と直交信号により構成される信号
に変換し、サブキャリア分割部102に出力する。
れた信号を、複数個のグループに分割する。なお、本発
明では2つのグループに分割した。例えば、絶対値が0
のものも含め2M個の複素データからなる複素データ系
列に対して、サブキャリア分割部102は、複素データ
系列をM個のグループ2つに分ける。そして、サブキャ
リア分割部102は、グループ分けされた複素データ系
列の同相信号と直交信号をIFFT部103に出力す
る。
相信号と直交信号を逆高速フーリエ変換する。例えば、
絶対値が0のものも含めM個の複素データからなる複素
データ系列に対して、IFFT部103は、割り当てら
れなかったデータについては0が入ったものとしてM個
の複素データを逆高速フーリエ変換する。そして、IF
FT部103は、代替信号発生部104、ピーク検出部
105及び信号置換部106に逆高速フーリエ変換した
信号を出力する。
部103の出力を加算し、さらに分割数で除算する。本
発明では分割数が2であるため、2分の1にする。な
お、代替信号発生部104の詳細に関しては後述する。
換された信号を入力し、一次変調、サブキャリア数をパ
ラメータとした閾値をあらかじめ記憶しておき、閾値以
上の電力にはH信号、閾値以下の電力にはL信号を割り
当て、ピークファクタ判定信号として出力する。なお、
ピーク検出部105の詳細に関しては後述する。
号およびピークファクタ判定信号を入力し、ピークファ
クタ判定信号に応じて、未変換信号と代替信号を切り替
え、ピークファクタ判定信号がH信号ならば代替信号、
L信号ならば通常の信号をピークファクタ置換信号とし
て出力する。なお、信号置換部106の詳細に関しては
後述する。
からの同相信号と直交信号の時間系列サンプル波形を変
換する。LPF部108は、D/A変換部107から出
力されるアナログ信号に含まれる折り返し信号を除去す
る。
10から出力される所定の中心周波数を第1の搬送波と
し、この中心周波数の位相を90°シフタ部111によ
り90°シフトした中心周波数を第2の搬送波とし、L
PF部108より出力された同相信号と直交信号で一次
変調されたサブキャリア数の情報搬送波からなるOFD
M信号を生成する。送信部112は、OFDM信号をリ
ニア増幅後、送信アンテナ113より送信する。
について、図2に示すブロック図を用いて説明する。図
2に示すように、代替信号発生部104は、同相成分処
理部201と直交成分処理部202とにより構成され、
同相成分処理部201と直交成分処理部202は、それ
ぞれ加算器203と除算器204から構成されている。
02には各ブランチからの信号が入力され、加算器20
3により信号の振幅値が加算され、帯域分割を行わない
場合のIFFT処理後の信号となる。加算器203の出
力は除算器204に入力され、分割ブロック数で除算さ
れる。これにより、代替信号発生部104からは、帯域
分割を行わない場合におけるIFFT処理後の信号の半
分の大きさの1つの同相成分と1つの直交成分の信号が
出力される。
ブランチBの信号を合成し、合成信号を作成し、この同
相信号と直交信号を2等分することで、代替信号を作成
する。代替信号は合成信号を含むブランチAとブランチ
Bに挟まれた領域に生成することができ、振幅値が小さ
くなることが分かる。
ついて、図4に示すブロック図を用いて説明する。図4
に示すように、ピーク検出部105は、電力計算器30
1と、比較器302と、閾値記憶部303と、合成器3
04とから主に構成されている。
信号から構成される未変換信号と一次変調種およびサブ
キャリア数が入力される。そして、電力を求めるため
に、未変換信号を電力計算器301に入力する。電力計
算器301では、同相信号と直交信号から瞬時電力を計
算し、その値を出力する。この電力値を比較器302に
入力する。比較器302には、電力値と閾値記憶部30
3からの出力を入力する。閾値記憶部303には、一次
変調、サブキャリア数をパラメータとした閾値をあらか
じめ記憶しておき、適宜比較器302に入力する。この
比較器302において、閾値以上の電力にはH信号、閾
値以下の電力にはL信号を割り当て、ピークファクタ判
定信号として出力する。さらに、このピークファクタ判
定信号は合成器304と他のブランチのピーク検出部1
05に出力される。合成器304は、比較器302から
の出力と他のブランチのピークファクタ判定信号との合
成を行い、1つ以上のブランチにおいてピークファクタ
が発生する場合は、全ブランチの未変換信号を代替信号
に変換するように、ピークファクタ判定信号を構成す
る。
図5に示すブロック図を用いて説明する。図5に示すよ
うに、信号置換部106は、切替器401から構成され
ている。信号置換部106に入力される信号は、未変換
信号、代替信号およびピークファクタ判定信号である。
ここでは、未変換信号および代替信号は同相信号と直交
信号から構成される。切替器401は、ピークファクタ
判定信号に応じて、未変換信号と代替信号を切り替え、
ピークファクタ判定信号がH信号ならば代替信号、L信
号ならば通常の信号をピークファクタ置換信号として出
力する。
を示す。一次変調はQPSK、サブキャリア数は64
本、IFFTサンプリングポイントは64とした。横軸
は時間を示し、縦軸は瞬時電力を示す。細線が置換前、
太線は置換後を示す。閾値は瞬時電力160とした。
電力となるピークファクタはより低い信号に置き換えら
れ、PMPRが低い値になる。
は2であるが、分割数に因らずに本発明の効果を得るこ
とは可能である。
FDM送信装置における代替信号発生部104の第2の
構成を示すブロック図である。代替信号発生部104
は、加算器203、電力計算器301、電力比率計算器
501、再分割器502から構成される。
しくは直交信号を入力し、帯域分割しない場合のIFF
T処理後の信号を出力する。電力計算器301には各ブ
ランチの同相及び直交信号を入力し、各ブランチの瞬時
電力を計算する。これらの出力を電力比率計算器501
に入力し、各ブランチの電力比率を計算する。この出力
を再分割器502に入力し、加算器203からの出力信
号と乗算し、各ブランチの代替信号を計算する。
チBの信号は、同相軸と直交軸で表され、ブランチAは
(−2,3)、ブランチBは(8,2)のベクトルとす
る。加算器203により帯域分割しない場合のIFFT
処理後の信号が生成され、(6,5)のベクトルとな
る。
3、ブランチBは68となる。これらを電力比率計算器
501に入力すると、ブランチAは13/(13+6
8)≒0.16、ブランチBは68/(13+68)≒
0.84の比率となる。
ランチAは(6×13/81≒0.96、5×13/8
1≒0.80)、ブランチBは(6×68/81≒5.
04、5×68/81≒4.20)となる。この2つの
信号は同方向であるが、大きさが異なるため、代替信号
は各ブランチの信号置換前の電力を考慮して、再分割さ
れることになる。
FDM送信装置における代替信号発生部104の第3の
構成を示すブロック図である。代替信号発生部104
は、加算器203、絶対値比較器901、再分割器50
2から構成される。加算器203は2つのブランチから
の信号を入力し、帯域分割しない場合のIFFT処理後
の信号を出力する。絶対値比較器901は入力される2
つの同相信号、直交信号の振幅の絶対値から各々の帯域
分割しない場合のIFFT処理後の信号に対する比率を
求める。再分割器502には、加算器203と絶対値比
較器901からの信号が入力され、帯域分割しない場合
のIFFT処理後の信号を、ブランチA、ブランチBの
信号の大きさに比例した大きさに再分割する。
チAとブランチBの信号は、同相軸と直交軸で表され、
ブランチAは(−2,3)、ブランチBは(8,2)の
ベクトルとなる。加算器203により帯域分割しない場
合のIFFT処理後の信号が生成され、(6,5)のベ
クトルとなる。絶対値比較器901により再分割する比
率が求められ、ブランチAは(2/(2+8)=0.
2、3/(3+2)=0.6)、ブランチBは(8/
(2+8)=0.8、2/(3+2)=0.4)とな
る。この値を再分割器502に入力し、加算器203か
らの出力に乗算することで、再分割された信号が出力さ
れる。
置換前の電力を考慮して、再分割されることになる。
OFDM送信装置におけるピーク検出部105の第2の
構成を示すブロック図である。ピーク検出部105は、
比較器302と閾値記憶部303から構成される。閾値
記憶部303は一次変調種とサブキャリア数に応じた閾
値を出力する。比較器302は同相信号と直交信号の振
幅の絶対値と閾値記憶部303の出力信号を比較し、閾
値以上の信号にはH信号、閾値以下はL信号をピークフ
ァクタ判定信号として出力する。
ーク検出部105の構成と比較して、電力計算器301
を簡略することが可能となる。
OFDM送信装置におけるピーク検出部105の第3の
構成を示すブロック図である。ピーク検出部105は、
閾値記憶部303、判定式作製部701、比較器302
から構成される。一次変調種、サブキャリア数が閾値記
憶部303に入力され閾値が出力される。この閾値を判
定式作製部701に入力する。
うに、振幅の絶対値の閾値に基づいて判定式1から4を
作製し、さらに、同相及び直交信号の振幅値が伴に閾値
付近になる信号を削除するために、判定式5から8を作
製する。これら8つの判定式より、同相及び直交信号の
分布は八角形となる。
a)、(a、1/3a)を通るとすると、b=4/3a
となる。このaとbの値を調整することで、ピークファ
クタの抑制効果を調整することができる。これらの判定
式を比較器302に入力し、閾値以上の信号にはH信
号、閾値以下はL信号をピークファクタ判定信号として
出力する。
算部が省略され、信号置換後の同相及び直交信号が、閾
値に電力を用いた場合を同様の分布となり、良好なピー
クファクタの低下が得られる。ただし、判定式1から判
定式4におけるaは同一である必要はなく、判定式5か
ら判定式8における傾きと直交軸切片bの値も同一であ
る必要はなく、各判定式毎に値を定めても同様の効果を
得ることができる。
信装置におけるピーク検出部105の閾値記憶部303
の構成について説明する。一次変調がQPSK方式であ
る場合のサブキャリア数nと同相信号および直交信号の
最大振幅の絶対値との関係が、 |最大振幅| = n であるとする。
である場合の、閾値と各ブランチのサブキャリア数の関
係を示す。縦軸はlog10(電力閾値)、横軸はlo
g10(各ブランチのサブキャリア数)とした。この図
より、電力による閾値とサブキャリア数は両軸を対数表
示することで、ほぼ直線となる。この直線の近似式を求
めると、 近似式1 a=1.1275×b+0.4846 a:log10(電力閾値) b:log10(各ブランチのサブキャリア数) となる。
ァクタを抑制する閾値を求めることが可能となる。
である場合の、閾値と各ブランチのサブキャリア数の関
係を示す。縦軸はlog10(振幅閾値)、横軸はlo
g10(各ブランチのサブキャリア数)とした。この図
より振幅による閾値とサブキャリア数は両軸を対数表示
することにより、ほぼ直線となる。この直線の近似式を
求めると、 近似式2 e=0.5524×b+0.2336 e:log10(振幅閾値) b:log10(各ブランチのサブキャリア数) となる。
ァクタを抑制する閾値を求めることが可能となる。
閾値とPMPRの分布の平均の低下を示している。横軸
は電力による閾値、縦軸はPMPR[dB]を示す。閾
値の設定によりPMPRの分布の平均の低下にはピーク
が存在し、電力による閾値=160において約1.9
[dB]の低下を得ている。ただし、1.7[dB]以
上のPMPRの低下を得るには、電力の閾値が125か
ら200までの範囲が含まれる。これは、電力閾値16
0に対して約65%から約125%との範囲となる。
30%の範囲を使用すれば、ピークファクタの抑制には
十分な効果が得られる。また、近似式の傾きと縦軸との
切片の値においても±30%の範囲を使用すれば、ピー
クファクタの抑制に十分な効果が得られる。
幅は変化するため、各一次変調に応じた近似式が適用さ
れる。さらに、近似式1および近似式2における傾きと
直交軸切片は他の値を用いても同様の効果が得られる。
における複数のサブキャリアをグループに分割する方法
について説明する。
サブキャリアをグループに分割する方法には、複素デー
タ系列を偶数番と奇数番の2つに分割する、前半と後半
の2つに分割する等の規則的にするもの、各直交変調部
109の出力の平均振幅と最大振幅の比が最も小さくな
るように分割するもの等が挙げられる。
分割する場合、各グループの構成キャリアの周波数間隔
は元のOFDM変調を構成するキャリアの周波数間隔の
2倍で、偶数番のグループに対し奇数番のグループは元
のOFDM変調を構成するキャリア周波数間隔だけ高い
帯域を占める。これを周波数軸のイメージで表現したも
のを図17に示す。
速フーリエ変換後の信号はM個の複素データになる。そ
して、元のOFDM変調を構成するキャリアの周波数間
隔に合わせる必要がある場合には、IFFT部103
は、同じ出力を2度繰り返して2M個の複素データとし
て出力する。
ャリアの周波数に合わせる必要がある場合には、奇数番
の複素データ系列が割り当てられたIFFT部103
は、周波数間隔分だけ低くなっている周波数を元に戻
す。
ープの構成キャリアの周波数間隔は元のOFDM変調を
構成するキャリアの周波数間隔と等しく、元のOFDM
変調の周波数帯域に対して半分となる。従って、時間軸
上でのデータ送出間隔は2倍となる。そして、前半のグ
ループに対し後半のグループは元のOFDM変調の周波
数帯域の半分だけ高い帯域を占める。これを周波数軸の
イメージで表現したものを図18に示す。
周波数に合わせる必要がある場合には、後半の複素デー
タ系列が割り当てられたIFFT部103は、元のOF
DM変調波の周波数帯域の半分だけ周波数が低くなって
周波数を元に戻す。
きた移動受信装置に対し、もっとも高い電力で伝送する
よう、複数の無線送信部の送出電力や送出位相を調整す
る必要がある。またその位置以外では電力を保証できな
い。また、無線送信部同士での干渉により無線送信部が
破壊されることのないよう、アイソレーションを確保す
る必要があった。本発明のOFDM変調器でも上記送信ダイ
バーシチを適用できるのはもちろんだが、本発明のOFDM
変調器では各無線送信部の出力信号が異なるため、特定
の位置用に調整することなくそのまま空中線に放出して
もダイバーシチ効果が得られ、無線送信部のアイソレー
ションへの要請も緩和される。
によれば、複数のサブキャリアを複数のグループに分割
し、IFFT変換した信号をダイバーシチ送信する場合
に、PMPRが特に大きい値となる部分の信号を、帯域
分割された信号を用いて生成した信号に置き換えること
ができるので、PMPRを低下させ、高価な部品や複雑
な回路構成を用いることなく、OFDM信号を歪みなく
送信することができる
置の構成を示すブロック図
を示すブロック図
概念図
示すブロック図
すブロック図
力の変化を示す概念図
の構成を示すブロック図
概念図
の構成を示すブロック図
す概念図
の構成を示すブロック図
の構成を示すブロック図
概念図
ある場合のサブキャリア数と閾値の関係を示す概念図
ブキャリア数と閾値の関係を示す概念図
Rの分布の平均の関係を示す概念図
割する場合の複素データ分配を示す構成キャリア図
る場合の複素データ分配を示す構成キャリア図
ク図
号を示す概念図
Claims (16)
- 【請求項1】 一次変調された複数のサブキャリアのデ
ータを複数のブロックに分割する分割手段と、ブロック
に分割された複数のサブキャリアをブロック毎に逆高速
フーリエ変換する複数の逆高速フーリエ変換手段と、逆
高速フーリエ変換後の出力を所定の閾値と比較し、閾値
以上の信号を所定の代替信号に置き換える複数の信号置
換え手段と、この信号置換え手段の出力信号をデジタル
信号からアナログ信号に変換する複数のD/A変換手段
と、アナログ信号の折り返し部分を削除する複数のロー
パスフィルタ手段と、90度の位相差を持つ信号を前記
ローパスフィルタ手段から出力された信号と乗算合成す
る複数の直交変調手段とを具備することを特徴とするO
FDM送信装置。 - 【請求項2】 信号置換え手段は、閾値として同相信号
および直交信号の電力を使用することを特徴とする請求
項1に記載のOFDM送信装置。 - 【請求項3】 信号置換え手段は、閾値として同相信号
および直交信号の振幅値を使用することを特徴とする請
求項1に記載のOFDM送信装置。 - 【請求項4】 信号置換え手段は、同相信号と直交信号
の振幅の大きさが所定の値以上となる場合に、閾値を所
定の計算式に変更することを特徴とする請求項1から請
求項3のいずれかに記載のOFDM送信装置。 - 【請求項5】 信号置換え手段は、サブキャリア数に応
じて閾値を変更することを特徴とする請求項4に記載の
OFDM送信装置。 - 【請求項6】 信号置換え手段は、所定の計算式より導
かれるサブキャリア数の±30%以内となる値を閾値と
して使用することを特徴とする請求項4記載のOFDM
送信装置。 - 【請求項7】 信号置換え手段は、一次変調の種類に応
じて閾値を変更することを特徴とする請求項4記載のO
FDM送信装置。 - 【請求項8】 信号置換え手段は、所定の代替信号に複
数の逆高速フーリエ変換手段から出力された信号を用い
ることを特徴とする請求項1から請求項7のいずれかに
記載のOFDM送信装置。 - 【請求項9】 信号置換え手段は、所定の代替信号を、
複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された信号を合
成し、同相信号の振幅値の大きさと直交信号の振幅値の
大きさを複数個分の1に等分した信号とすることを特徴
とする請求項8記載のOFDM送信装置。 - 【請求項10】 信号置換え手段は、複数の逆高速フー
リエ変換手段から出力された信号に対する複数の所定の
代替信号による電力が単位時間内において均一になるよ
うに所定の代替信号を決定することを特徴とする請求項
8記載のOFDM送信装置。 - 【請求項11】 信号置換え手段は、複数の逆高速フー
リエ変換手段から出力された信号からなるベクトルに挟
まれた領域に所定の複数の代替信号を再分割することを
特徴とする請求項8記載のOFDM送信装置。 - 【請求項12】 信号置換え手段は、所定の代替信号
を、複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された信号
を合成し、合成以前の各信号の電力比を用いて合成信号
の同相信号の振幅値の大きさと直交信号の振幅値の大き
さを分割することを特徴とする請求項8記載のOFDM
送信装置。 - 【請求項13】 信号置換え手段は、所定の代替信号
を、複数の逆高速フーリエ変換手段から出力された信号
を再度合成し、合成以前の複数個の同相信号の振幅値の
大きさの比と直交信号の振幅値の大きさの比を用いて合
成信号の同相信号の振幅値の大きさと直交信号の振幅値
の大きさを分割することを特徴とする請求項8記載のO
FDM送信装置。 - 【請求項14】 分割手段は、複素データ系列を偶数番
と奇数番の2つに分割することを特徴とする請求項1か
ら請求項13のいずれかに記載のOFDM送信装置。 - 【請求項15】 分割手段は、複素データ系列を前半と
後半の2つに分割することを特徴とする請求項1から請
求項13のいずれかに記載のOFDM送信装置。 - 【請求項16】 分割手段は、各直交変調手段の出力の
平均振幅と最大振幅の比が最も小さくなるように複素デ
ータ系列を分割することを特徴とする請求項1から請求
項13のいずれかに記載のOFDM送信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2000038819A JP4287566B2 (ja) | 2000-02-16 | 2000-02-16 | Ofdm送信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2000038819A JP4287566B2 (ja) | 2000-02-16 | 2000-02-16 | Ofdm送信装置 |
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Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2001230751A true JP2001230751A (ja) | 2001-08-24 |
JP4287566B2 JP4287566B2 (ja) | 2009-07-01 |
Family
ID=18562485
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2000038819A Expired - Fee Related JP4287566B2 (ja) | 2000-02-16 | 2000-02-16 | Ofdm送信装置 |
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Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4287566B2 (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2004073224A1 (en) * | 2003-02-17 | 2004-08-26 | Samsung Electronics Co. Ltd. | Method of reducing papr in multiple antenna ofdm communication system and multiple antenna ofdm communication system using the method |
US9548844B2 (en) | 2011-10-20 | 2017-01-17 | Megachips Corporation | Communication device and communication system |
-
2000
- 2000-02-16 JP JP2000038819A patent/JP4287566B2/ja not_active Expired - Fee Related
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WO2004073224A1 (en) * | 2003-02-17 | 2004-08-26 | Samsung Electronics Co. Ltd. | Method of reducing papr in multiple antenna ofdm communication system and multiple antenna ofdm communication system using the method |
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JP4287566B2 (ja) | 2009-07-01 |
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