JP2001217606A - 分布定数フィルタ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 λ／４結合マイクロストリップ線路は分布定
数フィルタを容易に構成できる回路要素であるが、伝送
特性の正負の位相を正確には制御できないことから、飛
び越し結合を含む帯域通過フィルタに用いることが困難
であった。 【解決手段】 通過帯域の中心周波数に対応するλ／４
結合マイクロストリップ線路Ｍ１〜Ｍ３を、それぞれ一
方の対角の各ポートを接続ポートとし、他方の対角の各
ポートを開放として順次、縦続接続し、隣接するλ／４
結合マイクロストリップ線路Ｍ１〜Ｍ３間で接続ポート
同士が接続されて成る共振器長がλ／２のマイクロスト
リップ線路共振器Ｏ１・Ｏ２を形成するとともに、少な
くとも１組以上の他方の対角の各ポートを短絡し、残り
の他方の対角の各ポートを開放とした分布定数フィルタ
である。また、少なくとも２個以上のλ／４結合マイク
ロストリップ線路を飛び越したポート間に飛び越し結合
回路を接続する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は移動体通信機等のＲ
Ｆ段等に妨害信号や雑音の除去のために帯域通過フィル
タとして使用される分布定数フィルタに関し、詳しくは
通過帯域の振幅特性および群遅延特性が同時平坦特性で
かつ阻止帯域に伝送零点を有し、構造を簡素化して損失
を抑えて性能を改善した帯域通過フィルタを構成するの
に好適な分布定数フィルタに関するものである。

【０００２】

【従来の技術】アナログあるいはデジタル携帯電話や無
線電話をはじめとする移動体通信機等の送信回路および
受信回路のＲＦ段等の高周波回路部には、例えば同一の
アンテナを送信回路と受信回路で共用する場合に送信周
波数帯域と受信周波数帯域を分離するため、あるいは増
幅回路の非直線性に基づいて発生する高調波を減衰させ
るため、希望の信号波以外の妨害波・側帯波等の不要信
号波を排除するためなどに、帯域通過フィルタ（バンド
パスフィルタ：ＢＰＦ）がよく使われる。

【０００３】一般に、理想特性のフィルタは、希望信号
を歪み無く選択し、帯域外の妨害信号を十分に抑圧する
特性を有するものである。この特性は、図２（ａ）にフ
ィルタの振幅特性を、同図（ｂ）にフィルタの群遅延特
性をそれぞれ線図で示すように、通過帯域の振幅特性お
よび群遅延特性が同時平坦特性で、かつ阻止帯域に伝送
零点である減衰極を有する特性である。従来、こうした
フィルタを実現するには複雑な回路構成が必要であっ
た。

【０００４】また、このような特性の帯域通過フィルタ
を明確な設計理論で直接構成する手法は従来知られてお
らず、種々の工夫をして経験的にフィルタを構成するこ
とが行なわれていた。

【０００５】一方、このような通信機用フィルタとして
の帯域通過フィルタは、一般に種々の回路素子により構
成された直列共振回路や並列共振回路を複数段接続する
ことにより所望の帯域特性を有するフィルタ回路として
実現されて構成されているが、フィルタ回路部が小型に
できることや高周波回路としての電気特性が良好である
ことなどから、結合マイクロストリップ線路やパッチ共
振器等の不平衡分布定数線路によりフィルタ回路部が構
成されることが多い。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】例えば、結合マイクロ
ストリップ線路を用いれば、減衰極を持たない特性の帯
域通過フィルタを容易に実現できる。一般のλ／４（１
／４波長）結合マイクロストリップ線路による複数の共
振器を結合させる構造のフィルタは、結合構造が画一的
で自由度が少なく、後述する正あるいは負の結合リアク
タンス素子の符号を自由には選ぶことができない。例え
ば、並列素子と直列素子とからなる梯子型のフィルタ
を、実現しやすい並列型の素子のみに結合回路に相当す
る虚ジャイレータを用いて変換する例を図３に示す。図
３（ａ）は３次フィルタの例を示す回路図であり、同図
（ｂ）はそれと厳密に等価な、虚ジャイレータを用いた
３次フィルタの例を示す回路図である。

【０００７】この場合、図３（ａ）から（ｂ）への等価
変換を正確に行なうと、２つの虚ジャイレータの符号は
互いの正負を逆にしなければならない。すなわち、厳密
には結合リアクタンス素子の符号は正と負の２種類必要
となる。これに相当するλ／４結合マイクロストリップ
線路の結合構造を得ることは困難である。

【０００８】しかし、減衰極を持たない単純な特性のフ
ィルタでは、フィルタ回路中に飛び越し結合が無いため
に伝送特性の正負の正確な管理の必要は無く、虚ジャイ
レータの符号は正のみあるいは負のみでよく、あるいは
正負を入れ替えても差し支えない。その結果、λ／４結
合マイクロストリップ線路による複数の共振器を同じ方
式で順次結合させる構造でも所望のフィルタ回路を問題
なく実現できる。

【０００９】一方、フィルタ特性に減衰極を持ったり、
群遅延特性と振幅特性を制御しなければならない複雑な
特性のフィルタでは、フィルタ回路中に飛び越し結合の
構造が必要となり、伝送特性の正負の位相の正確な制御
が必要となる。このため、伝送特性の正負の位相の制御
ができないλ／４結合マイクロストリップ線路をフィル
タ回路を構成する回路要素として使用することが困難で
あり、λ／４結合マイクロストリップ線路を用いてフィ
ルタ回路を構成した分布定数フィルタにおいて、所望の
減衰極を作ったり、振幅や群遅延時間の補正回路を形成
することが困難であった。

【００１０】これに対し、本発明者は特願平11−236068
号において、フィルタ理論に忠実であり、複数の共振器
を負あるいは正のリアクタンス素子で順次結合あるいは
飛び越し結合する形をしており、負の結合リアクタンス
素子として容量を、正の結合リアクタンス素子としてイ
ンダクタを用いた分布定数フィルタを提案した。

【００１１】しかし、この分布定数フィルタにおいて
も、分布定数回路で負の結合リアクタンス素子に相当す
る容量と正の結合リアクタンス素子に相当するインダク
タとを形成するには、異なった形状のパターンあるいは
スルーホール等を用いる異なった構造が必要であるた
め、これらを同程度の精度・複雑さで実現することが困
難であるという改善すべき点を有していた。

【００１２】また、従来より、伝送特性の正負の位相を
配慮しなくても特性上支障のないフィルタ回路を構成す
るのに適しているλ／４結合マイクロストリップ線路回
路を、伝送特性の正負の位相を正確に合わせることがで
きる結合マイクロストリップ線路として分布定数フィル
タに使用しようとする試みが行なわれている。

【００１３】しかしながら、このλ／４結合マイクロス
トリップ線路回路を用いた分布定数フィルタでは、所望
のフィルタ特性を得るためのフィルタ合成の正確な設計
手法が知られていないため、設計が近似的であることか
ら近似的な特性しか得られず、特性が不十分であるとい
う問題点があった。

【００１４】本発明は以上の問題点に鑑みて案出された
ものであり、その目的は、伝送特性の正負の位相を正確
に合わせることで設計値通りの飛び越し結合を実現する
ことができて、それによって帯域特性に減衰極を作った
り振幅や群遅延時間の補正を行なうことができ、その結
果、通過帯域特性において振幅特性と群遅延特性とが同
時平坦特性であり、かつ阻止帯域に伝送零点を持つ帯域
通過特性を有し、正確な設計手法により設計し簡単な回
路で構成して実現することができるとともに、低素子感
度で低損失な特性の分布定数フィルタを提供することに
ある。

【００１５】

【課題を解決するための手段】本発明の分布定数フィル
タは、通過帯域の中心周波数に対応する１／４波長結合
マイクロストリップ線路をｎ（ｎは３以上の整数）個、
それぞれ一方の対角の各ポートを接続ポートとして順
次、縦続接続し、隣接する前記１／４波長結合マイクロ
ストリップ線路間で前記接続ポート同士が接続されて成
る共振器長が１／２波長のマイクロストリップ線路共振
器を形成するとともに、少なくとも１個以上の前記１／
４波長結合マイクロストリップ線路の他方の対角の各ポ
ートを短絡し、残りの１／４波長結合マイクロストリッ
プ線路の他方の対角の各ポートを開放としたことを特徴
とするものである。

【００１６】また、本発明の分布定数フィルタは、上記
構成において、少なくとも２個以上の前記１／４波長結
合マイクロストリップ線路を飛び越したポート間に飛び
越し結合回路を接続したことを特徴とするものである。
それぞれ両端においてλ／４長だけ隣り合うマイクロス
トリップラインと結合し

【００１７】

【発明の実施の形態】本発明の分布定数フィルタによれ
ば、縦続接続したｎ個の１／４波長マイクロストリップ
線路により構成した共振器長が１／２波長のマイクロス
トリップ線路共振器のうち、少なくとも１個以上の１／
４波長結合マイクロストリップ線路の他方の対角の各ポ
ートを短絡し、残りの１／４波長結合マイクロストリッ
プ線路の他方の対角の各ポートを開放としたことから、
帯域通過フィルタの他の回路特性を全く変化させること
無く、伝送特性の位相を容易に反転させることができる
ものとなる。これにより、伝送特性の正および負の位相
の切り替えをほとんど同じ回路構成で実現することがで
きる。

【００１８】また、本発明の分布定数フィルタによれ
ば、少なくとも２個以上の１／４波長結合マイクロスト
リップ線路を飛び越したポート間に電界結合あるいは磁
界結合による飛び越し結合回路を接続したことから、こ
の飛び越し結合回路で共振器間の伝送特性の位相を制御
することにより、同じ形態の飛び越し結合回路のみで所
望の減衰極を作ったり、振幅や群遅延時間を補正するこ
とができ、所望のフィルタ特性を有する分布定数フィル
タを容易に実現することができる。これらの飛び越し結
合は、２重あるいは３重のようにマルチ飛び越し結合の
形、あるいは飛び越し結合を含む複数の多共振器形フィ
ルタをカスケードに接続した形でも実現できる。

【００１９】このような本発明の分布定数フィルタによ
れば、設計理論上では、伝達特性を示す回路網関数の分
子有理多項式の実根または虚根に相当する回路部を上記
構成の多共振子フィルタで実現するものとなることか
ら、理論的に正確に、かつフィルタの構造を簡素化し損
失を抑えて性能を改善して、所望のフィルタ特性を有す
るフィルタ回路を分布定数素子によって構成し実現する
ことができる。なお、以後の説明では、次の数１に示す
ように、回路網関数をｓパラメータを用いて示すものと
する。

【００２０】

【数１】

【００２１】以下、本発明の分布定数フィルタの実施の
形態の一例として、通過帯域で振幅特性と群遅延特性が
同時平坦で、かつ阻止帯域で伝送零点（減衰極）を有す
るフィルタの設計例を示す。

【００２２】このフィルタの例として、フィルタの伝達
特性を表す回路網関数ｓ₂₁の分子有理多項式ｆ（ｓ）は
４次、分母有理多項式ｇ（ｓ）は８次とする。

【００２３】フィルタが無損失とすると、Ｓマトリクス
はユニタリマトリクスとなり、残りの多項式ｈ（ｓ）が
定まる。これより入力インピーダンスあるいは入力アド
ミタンスが定まり、これらをはしご形回路に展開するこ
とで基準化低域通過フィルタが定まる。その例を図４に
回路図で示す。

【００２４】ここで、分母有理多項式ｇ（ｓ）の次数が
はしご形回路の段数に相当し、この例では８次８段であ
る。分子有理多項式の根のペアの数が、伝送零点（減衰
極）ができるよう並列あるいは直列に接続された共振回
路の数であり、この例では２である。

【００２５】この基準化低域通過フィルタを虚ジャイレ
ータを用いて等価変換すると、図５に回路図で示すよう
な、基準化低域通過フィルタを得る。なお、図５におい
て虚ジャイレータの符号を示していないのは、この場合
は虚ジャイレータの符号を指定することに意味が無い
か、または正負の両方を取り得ることを示している。以
下の図でも同様な表記を行なうものとする。

【００２６】図５の２つの並列共振回路はｓ₂₁の分子有
理多項式ｆ（ｓ）の根に相当する。さらに、図５の点線
で囲まれた部分を図６（ａ）に示す回路から同図（ｂ）
に示す飛び越し結合を含む回路へ等価変換を行なう。こ
の図６の等価変換においては、実軸上の根のペアの場合
と虚軸上の根のペアの場合とでは虚ジャイレータの符号
が異なることとなる。この図６の等価変換を図５の回路
に適用して等価変換した基準化低域通過フィルタの例
を、図７に回路図で示す。

【００２７】さらに、図７中のインダクタを虚ジャイレ
ータを用いて容量に等価変換を行なう。この等価変換後
の基準化低域通過フィルタの回路図を図８に示す。

【００２８】図８においては、この場合の虚ジャイレー
タの符号の選び方には自由度がある。この例では順次結
合回路の虚ジャイレータの符号を負に揃えてあり、飛び
越し結合回路の虚ジャイレータの符号が互いに異なって
いる。

【００２９】次に、このままでは飛び越し結合回路の虚
ジャイレータの符号が異なり、実際の回路にした場合に
実現しにくいため、さらに以下の変換を行なう。

【００３０】まず、順次結合回路の虚ジャイレータを、
等価変換を行なって、できるだけ同じ符号で揃える。こ
の例ではできるだけ正に揃えてある。また、飛び越し結
合の虚ジャイレータの符号を揃える。この例では正に揃
えてある。

【００３１】なお、虚ジャイレータの符号を考慮する
と、図９（ａ）に示す虚ジャイレータは、同図（ｂ）に
示す定リアクタンス素子のπ型等価回路で実現できる。

【００３２】ここで周波数変換してこの基準化低域通過
フィルタを帯域通過フィルタに変換すると、図10に回路
図で示すような帯域通過フィルタとなる。この例では、
入力ポートと出力ポートの形の対称性を良くする目的
で、各入力ポートに虚ジャイレータを加えてある。この
場合、入力インピーダンスは入力アドミタンスに変換さ
れることとなるが、フィルタの伝送特性は変らない。こ
の帯域通過フィルタでは、８個の共振器が虚ジャイレー
タにより順次結合されており、さらに２つの飛び越し結
合回路で伝送零点が実現されている。なお、飛び越し結
合回路の役割をする虚ジャイレータの符号は正に揃えて
ある。

【００３３】図10の回路は、数値は異なるが、回路図に
おける右半分と左半分とは同様な構成となっており、順
次結合の真ん中の虚ジャイレータの符号のみが異なった
ものとなっている。従って、このような回路構成の帯域
通過フィルタにおいては、順次結合の中間部に虚ジャイ
レータの符号を反転させるのに相当する回路を加えれ
ば、右半分の回路と左半分の回路とは同様の回路で構成
することができる。このため、飛び越し結合回路の部分
を同じ構造の回路とすることができ、実際の回路を実現
することが容易となる。

【００３４】このように、本発明の分布定数フィルタに
よれば、順次結合で構成される分布定数フィルタの中央
部に伝送特性の位相反転機能を有する回路を加えて、帯
域通過フィルタの伝送特性の位相を制御することができ
る。また、電界結合または磁界結合による飛び越し結合
回路を接続することにより、減衰極・振幅・群遅延時間
を制御することができるものとなる。

【００３５】次に、図10の回路図における右半分の順次
結合の回路と左半分の順次結合の回路とを、中央部で位
相反転する回路のみ異なる構成の回路で構成することを
考える。

【００３６】ここで、図11に平面図で示すように、マイ
クロストリップ線路共振器を構成する１組のλ／４結合
マイクロストリップ線路について、接続ポートとなる一
方の対角のポートをポート１およびポート３、他方の対
角のポートをポート２およびポート４とする。この１組
のλ／４結合マイクロストリップ線路においては、ポー
ト２およびポート４は開放となっており、ポート１とポ
ート２とを１つの２ポートと見る。また、Ｚ_c,jとｋ
_iは、それぞれ特性インピーダンスと結合係数である。
すると、ポート１とポート３間のＦマトリクスは、数２
に示すものとなる。

【００３７】

【数２】

【００３８】一方、このＦマトリクスに対する等価回路
の例として、図12に回路図で示すような、λ／４結合マ
イクロストリップ線路の狭帯域近似等価回路がある。こ
の図12に示す回路のＦマトリクスは、数３に示すものと
なる。

【００３９】

【数３】

【００４０】次に、基準化低域通過フィルタにおいてｙ
_i＝ｊω・ｐ_iとし、さらに、中心周波数ω₀、帯域幅Δ
の帯域通過フィルタへ周波数変換を行なう。すなわち、
図８の並列容量を図10の並列共振回路へ変換することと
なる。この条件を直接に数２と数３に適用して、両者の
マトリクス成分を狭帯域近似すると、次の数４および数
５に示される結合係数・特性インピーダンスが定まる。

【００４１】

【数４】

【００４２】

【数５】

【００４３】ここで着目しなければならないのは、ｋ_i
およびＺ_c,jが実現可能な正の値になるためには、図12
中の虚ジャイレータの符号が正でなければならないこと
である。そして、図12に示される虚ジャイレータの符号
が正である限り、それと等価な図11に示されるλ／４結
合マイクロストリップ線路を順次、縦続接続（カスケー
ドに接続）することにより分布定数フィルタによる帯域
通過フィルタを構成することができる。そして、図10の
回路の中で、右半分の部分の順次結合による回路部分
は、図13に平面図で示すようなλ／４結合マイクロスト
リップ線路によるマイクロストリップ線路共振器によっ
て実現できる。

【００４４】この例では、説明を容易にするために２次
の帯域通過フィルタの両端にインピーダンス変換用の虚
ジャイレータを接続した３段接続の構成としており、虚
ジャイレータの符号はいずれも正である。各段の特性イ
ンピーダンスＺ_c,j、結合係数ｋ_iは次の数６〜数９に示
す条件で定められる。

【００４５】

【数６】

【００４６】

【数７】

【００４７】

【数８】

【００４８】

【数９】

【００４９】そして、さらに両端に回路を付け足すこと
により、飛び越し結合が可能な回路構成となる。

【００５０】しかし、図10の回路の中で、左半分の部分
の順次結合による回路部分は中央の虚ジャイレータの符
号のみ異なり負となっているため、λ／４結合マイクロ
ストリップ線路を順次カスケードに接続する方式では実
際の回路が実現できないこととなる。本発明はこの問題
点を解決すべく提案されたものである。

【００５１】まず、図12に示されるλ／４結合マイクロ
ストリップ線路の等価回路において虚ジャイレータの符
号が負であるとする。一方、図14に平面図で示すよう
に、λ／４結合マイクロストリップ線路の接続ポートと
なる一方の対角のポートをポート１およびポート３、他
方の対角のポートをポート２およびポート４とする。こ
のポート２とポート４は短絡となっており、ポート１と
ポート２を１つの２ポートと見る。これにより、図14に
示すλ／４結合マイクロストリップ線路の回路のＦマト
リクスは、数10に示すものとなる。

【００５２】

【数１０】

【００５３】ここで、マトリクスの全ての成分に−の符
号がついていることに着目する。そこで、さらにこのλ
／４結合マイクロストリップ線路を図12の狭帯域近似等
価回路で置き換えると、各パラメータは数11および数12
のようになる。

【００５４】

【数１１】

【００５５】

【数１２】

【００５６】これら数11および数12より、図12の虚ジャ
イレータｋ_iの符号が負のときのみ等価回路で実現可能
なことが分かる。ここでは、図13との整合性を考慮し
て、２次の帯域通過フィルタの両端にインピーダンス変
換用の虚ジャイレータを接続した３段接続の構成になっ
ている。図13との相違点は、虚ジャイレータのうち１つ
の符号が負である点である。このような本発明の分布定
数フィルタの回路の実現例を図１に平面図で示す。

【００５７】図１に示す例は、３個のλ／４結合マイク
ロストリップ線路Ｍ１〜Ｍ３が順次、縦続接続されて成
る共振器長がλ／２のマイクロストリップ線路共振器Ｏ
１・Ｏ２において、λ／４結合マイクロストリップ線路
Ｍ２の１組の他方の対角の各ポートを短絡し、残りのλ
／４結合マイクロストリップ線路Ｍ１・Ｍ３の他方の対
角の各ポートを開放としている。

【００５８】図１の例では、ポートを短絡したλ／４結
合マイクロストリップ線路とポートを開放したλ／４結
合マイクロストリップ線路とが混在しているため、図13
の回路のように、数６〜数９のような単純な表現はでき
ないものとなる。しかし、各結合係数と特性インピーダ
ンスを適切に選ぶことで、数６〜数９による各パラメー
タによる図13の回路と、伝送特性の位相が逆転している
以外は、反射係数・振幅・群遅延特性といった伝送特性
は全く等しくすることができる。

【００５９】このようにして複数のマイクロストリップ
線路共振器を順次結合あるいは飛び越し結合させて、分
布定数フィルタによる多共振器型帯域通過フィルタを構
成することにより、本発明の分布定数フィルタを実現す
ることができる。

【００６０】なお、本発明は以上の実施の形態の例に限
定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲
で種々の変更・改良を加えることは何ら差し支えない。
例えば、ヘアピン型のマイクロストリップ線路を結合さ
せて構成してもよい。

【００６１】

【発明の効果】以上のように、本発明の分布定数フィル
タによれば、通過帯域の中心周波数に対応する１／４波
長結合マイクロストリップ線路をｎ（ｎは３以上の整
数）個、それぞれ一方の対角の各ポートを接続ポートと
して順次、縦続接続し、隣接する１／４波長結合マイク
ロストリップ線路間で接続ポート同士が接続されて成る
共振器長が１／２波長のマイクロストリップ線路共振器
を形成するとともに、少なくとも１個以上の１／４波長
結合マイクロストリップ線路の他方の対角の各ポートを
短絡し、残りの１／４波長結合マイクロストリップ線路
の他方の対角の各ポートを開放としたことから、帯域通
過フィルタの他の回路特性を全く変化させること無く、
伝送特性の位相を容易に反転させることができる。これ
により、比較的単純な回路パターンで伝送特性の位相反
転を行なうことができる。

【００６２】さらに、この性質を利用して、少なくとも
２個以上の１／４波長結合マイクロストリップ線路を飛
び越したポート間に飛び越し結合回路を接続して、共振
器間の結合・接続に飛び越し結合を加えることにより、
伝達関数の虚軸上の零点に相当する伝送零点を実現した
り、伝達関数の実軸上の零点に相当する振幅の補正を行
なう際に必要となる正確な伝達特性の位相の制御を簡単
な回路の変更のみで行なえるために、虚軸上の零点と実
軸上の零点を実現する飛び越し結合回路を、伝送特性の
位相反転を行なってもほぼ同じ構成で実現できる。

【００６３】その結果、本発明の分布定数フィルタによ
れば、簡単な構造の回路構成でもって通過帯域で振幅特
性および群遅延特性が同時平坦特性で、かつ阻止帯域に
伝送零点（減衰極）を有する帯域通過フィルタとしての
分布定数フィルタを実現することができる。

【００６４】また、回路構成が共用でき、単純であるこ
とから、低素子感度で低損失な特性の分布定数フィルタ
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の分布定数フィルタの実施の形態におけ
る、負の虚ジャイレータを１個含む回路の実現例を示す
平面図である。

【図２】（ａ）および（ｂ）は，それぞれ帯域通過フィ
ルタの通過帯域における振幅特性および群遅延特性を示
す線図である。

【図３】（ａ）は３次フィルタの例を示す回路図、
（ｂ）は虚ジャイレータを用いた（ａ）と等価な３次フ
ィルタを示す回路図である。

【図４】８次の基準化低域通過フィルタの例を示す回路
図である。

【図５】図４に示す基準化低域通過フィルタの等価変換
の例を示す回路図である。

【図６】（ａ）の回路を（ｂ）の飛び越し結合を含む形
へ等価変換する例を示す回路図である。

【図７】図５に示す回路を図６に示す飛び越し結合を含
む回路へ等価変換した基準化低域通過フィルタの例を示
す回路図である。

【図８】図７に示す回路のインダクタを容量に等価変換
した基準化低域通過フィルタの例を示す回路図である。

【図９】（ａ）の虚ジャイレータを（ｂ）の定リアクタ
ンス素子のπ型等価回路へ等価変換する例を示す回路図
である。

【図１０】基準化低域通過フィルタを帯域通過フィルタ
へ等価変換した例を示す回路図である。

【図１１】マイクロストリップ線路共振器を構成する１
組のλ／４結合マイクロストリップ線路を示す平面図で
ある。

【図１２】λ／４結合マイクロストリップ線路の狭帯域
等価回路を示す回路図である。

【図１３】λ／４結合マイクロストリップ線路によるマ
イクロストリップ線路共振器によって構成された帯域通
過フィルタとしての分布定数フィルタの例を示す平面図
である。

【図１４】本発明の分布定数フィルタを構成する１組の
λ／４結合マイクロストリップ線路を示す平面図であ
る。

【符号の説明】

１、３・・・・・一方の対角のポート（接続ポート） ２、４・・・・・他方の対角のポート Ｍ１〜Ｍ３・・・λ／４結合マイクロストリップ線路 Ｏ１、Ｏ２・・・マイクロストリップ線路共振器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 通過帯域の中心周波数に対応する１／４
   波長結合マイクロストリップ線路をｎ（ｎは３以上の整
   数）個、それぞれ一方の対角の各ポートを接続ポートと
   して順次、縦続接続し、隣接する前記１／４波長結合マ
   イクロストリップ線路間で前記接続ポート同士が接続さ
   れて成る共振器長が１／２波長のマイクロストリップ線
   路共振器を形成するとともに、少なくとも１個以上の前
   記１／４波長結合マイクロストリップ線路の他方の対角
   の各ポートを短絡し、残りの１／４波長結合マイクロス
   トリップ線路の他方の対角の各ポートを開放としたこと
   を特徴とする分布定数フィルタ。
2. 【請求項２】 少なくとも２個以上の前記１／４波長結
   合マイクロストリップ線路を飛び越したポート間に飛び
   越し結合回路を接続したことを特徴とする請求項１記載
   の分布定数フィルタ。