JP2001157362A - アクティブフィルタ - Google Patents
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- JP2001157362A JP2001157362A JP33610199A JP33610199A JP2001157362A JP 2001157362 A JP2001157362 A JP 2001157362A JP 33610199 A JP33610199 A JP 33610199A JP 33610199 A JP33610199 A JP 33610199A JP 2001157362 A JP2001157362 A JP 2001157362A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Abstract
(57)【要約】
【課題】 アクティブフィルタが力率改善用進相コンデ
ンサを併せもつ高調波発生負荷に適用された場合に発生
する制御系不安定の解決を目的とした電流制御系を提供
する。 【解決手段】 高調波発生負荷１７と並列的に設けられ
た力率改善用進相コンデンサ１８に流れる電流と略比例
した電流を流す電流検出用コンデンサ１９を配電線路１
６に設け、この電流検出用コンデンサ１９に流れる電流
をコンデンサ電流検出器１Ｆで検出し、高調波発生負荷
１７の負荷電流を負荷電流検出器１５で検出し、高調波
電流検出演算器１Ｄで負荷電流検出器１５による第１の
電流検出信号とコンデンサ電流検出器１Ｆによる第２の
電流検出信号を反転増幅した信号とを加算合成し、その
合成結果を基に、比較増幅器内蔵ＰＷＭ制御部１Ｃで出
力電流制御用インバータ１Ｂを制御する。
ンサを併せもつ高調波発生負荷に適用された場合に発生
する制御系不安定の解決を目的とした電流制御系を提供
する。 【解決手段】 高調波発生負荷１７と並列的に設けられ
た力率改善用進相コンデンサ１８に流れる電流と略比例
した電流を流す電流検出用コンデンサ１９を配電線路１
６に設け、この電流検出用コンデンサ１９に流れる電流
をコンデンサ電流検出器１Ｆで検出し、高調波発生負荷
１７の負荷電流を負荷電流検出器１５で検出し、高調波
電流検出演算器１Ｄで負荷電流検出器１５による第１の
電流検出信号とコンデンサ電流検出器１Ｆによる第２の
電流検出信号を反転増幅した信号とを加算合成し、その
合成結果を基に、比較増幅器内蔵ＰＷＭ制御部１Ｃで出
力電流制御用インバータ１Ｂを制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、配電線路に接続さ
れ、高調波発生負荷から系統電源への高調波電流の流出
を抑制する電力用のアクティブフィルタに関するもので
ある。
れ、高調波発生負荷から系統電源への高調波電流の流出
を抑制する電力用のアクティブフィルタに関するもので
ある。
【０００２】
【従来の技術】従来、電力用のアクティブフィルタは、
例えば特公昭６１−７７５号公報に記載されているよう
な制御装置を採用している。このアクティブフィルタの
設置例を図５の単線結線図により説明する。
例えば特公昭６１−７７５号公報に記載されているよう
な制御装置を採用している。このアクティブフィルタの
設置例を図５の単線結線図により説明する。
【０００３】図５の単線結線図において、５１は三相
６．６ｋＶ系統電源、５２は高圧母線、５３は例えば高
圧の６．６ｋＶを低圧の２２０Ｖへ変換する降圧トラン
ス、５６は降圧トランス５３の二次側に接続された低圧
配電線路である。５７は低圧配電線路５６に接続された
高調波発生負荷、５５は高調波発生負荷５７の電流を検
出する負荷電流検出器、５４は負荷電流検出器５５から
の電流検出信号を受けて補償電流を低圧配電線路５６に
注入するアクティブフィルタ、５８は高調波発生負荷５
７に対して必要に応じて（あるいは場合によって）併設
されるコンデンサ負荷としての力率改善用進相コンデン
サである。
６．６ｋＶ系統電源、５２は高圧母線、５３は例えば高
圧の６．６ｋＶを低圧の２２０Ｖへ変換する降圧トラン
ス、５６は降圧トランス５３の二次側に接続された低圧
配電線路である。５７は低圧配電線路５６に接続された
高調波発生負荷、５５は高調波発生負荷５７の電流を検
出する負荷電流検出器、５４は負荷電流検出器５５から
の電流検出信号を受けて補償電流を低圧配電線路５６に
注入するアクティブフィルタ、５８は高調波発生負荷５
７に対して必要に応じて（あるいは場合によって）併設
されるコンデンサ負荷としての力率改善用進相コンデン
サである。
【０００４】そして、アクティブフィルタ５４は、一端
が低圧配電線路５６に接続されたリアクトル５Ａと、リ
アクトル５Ａの他端に出力端が接続された出力電流制御
用インバータ５Ｂと、出力電流制御用インバータ５Ｂに
流れる出力電流を検出するインバータ電流検出器５Ｅ
と、高調波電流検出演算器５Ｄと、比較増幅器内蔵ＰＷ
Ｍ制御部５Ｃとからなる。
が低圧配電線路５６に接続されたリアクトル５Ａと、リ
アクトル５Ａの他端に出力端が接続された出力電流制御
用インバータ５Ｂと、出力電流制御用インバータ５Ｂに
流れる出力電流を検出するインバータ電流検出器５Ｅ
と、高調波電流検出演算器５Ｄと、比較増幅器内蔵ＰＷ
Ｍ制御部５Ｃとからなる。
【０００５】高調波電流検出演算器５Ｄは、低圧配電線
路５６の電圧と負荷電流検出器５５による電流検出信号
とから、高調波発生負荷５７の負荷電流（力率改善用進
相コンデンサ５８に流れる電流も含む）に含まれる高調
波電流を検出する機能を有する。
路５６の電圧と負荷電流検出器５５による電流検出信号
とから、高調波発生負荷５７の負荷電流（力率改善用進
相コンデンサ５８に流れる電流も含む）に含まれる高調
波電流を検出する機能を有する。
【０００６】比較増幅器内蔵ＰＷＭ制御部５Ｃは、高調
波電流検出演算器５Ｄの出力信号とインバータ電流検出
器５Ｅの出力電流とを比較し、その比較結果に基づいて
出力電流制御用インバータ５Ｂのスイッチング制御を行
うことで、高調波電流検出演算器５Ｄの出力信号を目標
値として出力電流制御用インバータ５Ｂから高調波発生
負荷５７が接続された低圧配電線路５６へ注入する電流
を制御し、これによって高調波発生負荷５７から低圧配
電線路５６への高調波電流の流出を抑制する機能を有す
る。
波電流検出演算器５Ｄの出力信号とインバータ電流検出
器５Ｅの出力電流とを比較し、その比較結果に基づいて
出力電流制御用インバータ５Ｂのスイッチング制御を行
うことで、高調波電流検出演算器５Ｄの出力信号を目標
値として出力電流制御用インバータ５Ｂから高調波発生
負荷５７が接続された低圧配電線路５６へ注入する電流
を制御し、これによって高調波発生負荷５７から低圧配
電線路５６への高調波電流の流出を抑制する機能を有す
る。
【０００７】ここで、上記図５における高調波電流検出
演算器５Ｄの具体的な構成について、図６を参照しなが
ら説明する。この高調波電流検出演算器５Ｄは、一般的
瞬時電力（ｐｑ）演算によって高調波電流を検出するも
のであり、例えば文献（「瞬時無効電力の一般化理論と
その応用」１９８３．電気学会論文誌Ｂ．１０６ 赤木
ほか）に示されているものである。
演算器５Ｄの具体的な構成について、図６を参照しなが
ら説明する。この高調波電流検出演算器５Ｄは、一般的
瞬時電力（ｐｑ）演算によって高調波電流を検出するも
のであり、例えば文献（「瞬時無効電力の一般化理論と
その応用」１９８３．電気学会論文誌Ｂ．１０６ 赤木
ほか）に示されているものである。
【０００８】高調波電流検出演算器５Ｄは、図６に示す
ように、三相回路の負荷電流信号（高調波発生器負荷電
流）ｉL （ｉLa，ｉLb，ｉLc）と系統の電圧信号ｅ（ｅ
a ，ｅb ，ｅc ）とから、三相二相変換演算器
〔Ｃ′〕、乗算器〔×〕，〔−１〕、加算器〔Σ〕、割
算器〔÷〕、二相三相変換器〔Ｃ′〕t を用いて、アク
ティブフィルタが補償すべき三相高調波電流ｉｃ
（ｉCa，ｉCb，ｉCc）を算出する。
ように、三相回路の負荷電流信号（高調波発生器負荷電
流）ｉL （ｉLa，ｉLb，ｉLc）と系統の電圧信号ｅ（ｅ
a ，ｅb ，ｅc ）とから、三相二相変換演算器
〔Ｃ′〕、乗算器〔×〕，〔−１〕、加算器〔Σ〕、割
算器〔÷〕、二相三相変換器〔Ｃ′〕t を用いて、アク
ティブフィルタが補償すべき三相高調波電流ｉｃ
（ｉCa，ｉCb，ｉCc）を算出する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来例の構成で
は、高調波発生負荷５７に内蔵された力率改善用進相コ
ンデンサ（図示せず）や外付けの力率改善用進相コンデ
ンサ５８等のコンデンサ負荷が存在する場合において
は、系統のもつインピーダンスとコンデンサ負荷との直
列共振回路が形成される。このため、系統側から高調波
電流が流入する場合においては、アクティブフィルタ５
４が流入高調波電流を拡大させる方向に働き、同時にア
クティブフィルタ５４の電流帰還制御系が発振状態に引
き込まれることが起こる。
は、高調波発生負荷５７に内蔵された力率改善用進相コ
ンデンサ（図示せず）や外付けの力率改善用進相コンデ
ンサ５８等のコンデンサ負荷が存在する場合において
は、系統のもつインピーダンスとコンデンサ負荷との直
列共振回路が形成される。このため、系統側から高調波
電流が流入する場合においては、アクティブフィルタ５
４が流入高調波電流を拡大させる方向に働き、同時にア
クティブフィルタ５４の電流帰還制御系が発振状態に引
き込まれることが起こる。
【００１０】したがって、正規の制御系定数では安定動
作を保てなくなり、高調波抑制機能が損なわれるだけで
なく、甚だしい場合には出力電流制御用インバータ５Ｂ
を構成する半導体素子の破壊状態を招くという信頼性上
の問題点を有していた。
作を保てなくなり、高調波抑制機能が損なわれるだけで
なく、甚だしい場合には出力電流制御用インバータ５Ｂ
を構成する半導体素子の破壊状態を招くという信頼性上
の問題点を有していた。
【００１１】本発明は、上記の従来の課題を解決するも
ので、高調波発生負荷に力率改善用進相コンデンサが併
設されている条件下においても、高調波補償特性の劣化
や制御系の発振を起こさない安定したアクティブフィル
タを提供することを目的とする。
ので、高調波発生負荷に力率改善用進相コンデンサが併
設されている条件下においても、高調波補償特性の劣化
や制御系の発振を起こさない安定したアクティブフィル
タを提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明のアクティブフィルタは、高調波発生負荷に
流れる本来の負荷電流検出のための第１の電流検出手段
に加え、系統からの流入高調波電流を仮想的に検出する
第２の電流検出手段を設け、第１および第２の電流検出
手段の出力信号を合成することによって、出力電流制御
を行い、流入高調波電流の増幅や制御系の発振状態が起
こらないようにしたものである。
めに本発明のアクティブフィルタは、高調波発生負荷に
流れる本来の負荷電流検出のための第１の電流検出手段
に加え、系統からの流入高調波電流を仮想的に検出する
第２の電流検出手段を設け、第１および第２の電流検出
手段の出力信号を合成することによって、出力電流制御
を行い、流入高調波電流の増幅や制御系の発振状態が起
こらないようにしたものである。
【００１３】上記した構成のアクティブフィルタによれ
ば、高調波発生負荷にコンデンサ負荷が接続されアクテ
ィブフィルタが発振状態に陥る設置状況に対しても障害
の発生を避け、安定したアクティブフィルタの動作を継
続させることができる。
ば、高調波発生負荷にコンデンサ負荷が接続されアクテ
ィブフィルタが発振状態に陥る設置状況に対しても障害
の発生を避け、安定したアクティブフィルタの動作を継
続させることができる。
【００１４】以下、請求項毎に説明する。
【００１５】本発明の請求項１記載のアクティブフィル
タは、高調波発生負荷とコンデンサ負荷とが接続された
配電線路に高調波補償用電流を注入する出力電流制御用
インバータと、高調波発生負荷の負荷電流をコンデンサ
負荷に流れる電流を含んで検出する第１の電流検出手段
と、配電線路に接続されてコンデンサ負荷に流れる電流
と略比例した電流を流す電流検出用コンデンサと、電流
検出用コンデンサに流れる電流を検出する第２の電流検
出手段と、第１の電流検出手段による第１の電流検出信
号と第２の電流検出手段による第２の電流検出信号を反
転増幅した信号とを合成する電流合成手段と、電流合成
手段の出力を目標出力電流信号として出力電流制御用イ
ンバータから配電線路へ注入する電流を制御することに
より高調波発生負荷から配電線路への高調波電流の流出
を抑制する制御手段とを備えている。
タは、高調波発生負荷とコンデンサ負荷とが接続された
配電線路に高調波補償用電流を注入する出力電流制御用
インバータと、高調波発生負荷の負荷電流をコンデンサ
負荷に流れる電流を含んで検出する第１の電流検出手段
と、配電線路に接続されてコンデンサ負荷に流れる電流
と略比例した電流を流す電流検出用コンデンサと、電流
検出用コンデンサに流れる電流を検出する第２の電流検
出手段と、第１の電流検出手段による第１の電流検出信
号と第２の電流検出手段による第２の電流検出信号を反
転増幅した信号とを合成する電流合成手段と、電流合成
手段の出力を目標出力電流信号として出力電流制御用イ
ンバータから配電線路へ注入する電流を制御することに
より高調波発生負荷から配電線路への高調波電流の流出
を抑制する制御手段とを備えている。
【００１６】この構成によれば、高調波発生負荷にコン
デンサ負荷が接続されアクティブフィルタが発振状態に
陥る設置状況に対しても障害の発生を避け、高調波補償
特性の劣化や制御系の発振を起こさない安定したアクテ
ィブフィルタの動作を継続させることができ、負荷の状
況に影響されない優れた電流制御系を実現することが可
能となる。
デンサ負荷が接続されアクティブフィルタが発振状態に
陥る設置状況に対しても障害の発生を避け、高調波補償
特性の劣化や制御系の発振を起こさない安定したアクテ
ィブフィルタの動作を継続させることができ、負荷の状
況に影響されない優れた電流制御系を実現することが可
能となる。
【００１７】本発明の請求項２記載のアクティブフィル
タは、請求項１記載のアクティブフィルタにおいて、第
２の電流検出手段による第２の電流検出信号から、フィ
ルタ回路を用いて出力電流制御用インバータのスイッチ
ング周波数の１／１０〜１／３０の範囲の周波数成分を
選択し、その範囲の周波数成分に対して大きな減衰特性
を与える信号処理手段をさらに備えている。
タは、請求項１記載のアクティブフィルタにおいて、第
２の電流検出手段による第２の電流検出信号から、フィ
ルタ回路を用いて出力電流制御用インバータのスイッチ
ング周波数の１／１０〜１／３０の範囲の周波数成分を
選択し、その範囲の周波数成分に対して大きな減衰特性
を与える信号処理手段をさらに備えている。
【００１８】この構成によれば、第１および第２の電流
検出信号から、出力電流制御用インバータの無駄時間に
起因して発生する電流制御系固有の振動周波数帯を選別
して減衰させるので、電流制御系の安定度をさらに高め
ることができ、負荷変動に強く大きな制御系増幅度設定
が可能となり、高調波補償特性のいっそうの改善を図る
ことができる。
検出信号から、出力電流制御用インバータの無駄時間に
起因して発生する電流制御系固有の振動周波数帯を選別
して減衰させるので、電流制御系の安定度をさらに高め
ることができ、負荷変動に強く大きな制御系増幅度設定
が可能となり、高調波補償特性のいっそうの改善を図る
ことができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】〔第１の実施の形態〕本発明の第
１の実施の形態について、図１の単相結線図を参照しな
がら説明する。
１の実施の形態について、図１の単相結線図を参照しな
がら説明する。
【００２０】図１の単線結線図において、１１は通常の
三相６．６ｋＶ系統電源、１２は高圧母線、１３は例え
ば高圧の６．６ｋＶを低圧の２２０Ｖへ変換する降圧ト
ランス、１６は降圧トランス１３の二次側に接続された
低圧配電線路である。１７は低圧配電線路１６に接続さ
れた高調波発生負荷、１５は高調波発生負荷１７の電流
を検出する負荷電流検出器、１４は負荷電流検出器１５
からの電流検出信号を受けて補償電流を低圧配電線路１
６に注入するアクティブフィルタ、１８は高調波発生負
荷１７に対して必要に応じて（あるいは場合によって）
併設されるコンデンサ負荷としての力率改善用進相コン
デンサである。
三相６．６ｋＶ系統電源、１２は高圧母線、１３は例え
ば高圧の６．６ｋＶを低圧の２２０Ｖへ変換する降圧ト
ランス、１６は降圧トランス１３の二次側に接続された
低圧配電線路である。１７は低圧配電線路１６に接続さ
れた高調波発生負荷、１５は高調波発生負荷１７の電流
を検出する負荷電流検出器、１４は負荷電流検出器１５
からの電流検出信号を受けて補償電流を低圧配電線路１
６に注入するアクティブフィルタ、１８は高調波発生負
荷１７に対して必要に応じて（あるいは場合によって）
併設されるコンデンサ負荷としての力率改善用進相コン
デンサである。
【００２１】そして、アクティブフィルタ１４は、一端
が低圧配電線路１６に接続されたリアクトル１Ａと、リ
アクトル１Ａの他端に出力端が接続された出力電流制御
用インバータ１Ｂと、出力電流制御用インバータ１Ｂに
流れる出力電流を検出するインバータ電流検出器１Ｅ
と、一端が低圧配電線路１６に接続されて力率改善用進
相コンデンサ１８に流れる電流と略比例した電流を流す
電流検出用コンデンサ１９と、電流検出用コンデンサ１
９に流れる電流を検出するコンデンサ電流検出器１Ｆ
と、高調波電流検出演算器１Ｄと、比較増幅器内蔵ＰＷ
Ｍ制御部１Ｃとからなる。
が低圧配電線路１６に接続されたリアクトル１Ａと、リ
アクトル１Ａの他端に出力端が接続された出力電流制御
用インバータ１Ｂと、出力電流制御用インバータ１Ｂに
流れる出力電流を検出するインバータ電流検出器１Ｅ
と、一端が低圧配電線路１６に接続されて力率改善用進
相コンデンサ１８に流れる電流と略比例した電流を流す
電流検出用コンデンサ１９と、電流検出用コンデンサ１
９に流れる電流を検出するコンデンサ電流検出器１Ｆ
と、高調波電流検出演算器１Ｄと、比較増幅器内蔵ＰＷ
Ｍ制御部１Ｃとからなる。
【００２２】高調波電流検出演算器１Ｄは、低圧配電線
路１６の電圧と負荷電流検出器１５による電流検出信号
とコンデンサ電流検出器１Ｆによる電流検出信号とか
ら、高調波発生負荷１７の負荷電流（力率改善用進相コ
ンデンサ１８に流れる電流を含まない）に含まれる高調
波電流を検出する機能を有する。
路１６の電圧と負荷電流検出器１５による電流検出信号
とコンデンサ電流検出器１Ｆによる電流検出信号とか
ら、高調波発生負荷１７の負荷電流（力率改善用進相コ
ンデンサ１８に流れる電流を含まない）に含まれる高調
波電流を検出する機能を有する。
【００２３】比較増幅器内蔵ＰＷＭ制御部１Ｃは、高調
波電流検出演算器１Ｄの出力信号とインバータ電流検出
器１Ｅの出力電流とを比較し、その比較結果に基づいて
出力電流制御用インバータ１Ｂのスイッチング制御を行
うことで、高調波電流検出演算器１Ｄの出力信号を目標
値として出力電流制御用インバータ１Ｂから高調波発生
負荷１７が接続された低圧配電線路１６へ注入する電流
を制御し、これによって高調波発生負荷１７から低圧配
電線路１６への高調波電流の流出を抑制する機能を有す
る。
波電流検出演算器１Ｄの出力信号とインバータ電流検出
器１Ｅの出力電流とを比較し、その比較結果に基づいて
出力電流制御用インバータ１Ｂのスイッチング制御を行
うことで、高調波電流検出演算器１Ｄの出力信号を目標
値として出力電流制御用インバータ１Ｂから高調波発生
負荷１７が接続された低圧配電線路１６へ注入する電流
を制御し、これによって高調波発生負荷１７から低圧配
電線路１６への高調波電流の流出を抑制する機能を有す
る。
【００２４】以上のように構成され配電系統へ接続され
たアクティブフィルタ１４の動作を以下に詳しく説明す
る。
たアクティブフィルタ１４の動作を以下に詳しく説明す
る。
【００２５】まず高調波発生負荷１７と力率改善用進相
コンデンサ１８の合成負荷電流を負荷電流検出器１５で
読み取る。
コンデンサ１８の合成負荷電流を負荷電流検出器１５で
読み取る。
【００２６】つぎに、高調波電流検出演算器１Ｄが低圧
配電線路１６の電圧と負荷電流検出器１５による電流検
出信号および電流検出用コンデンサ１９の電流を検出す
るコンデンサ電流検出器１Ｆによる電流検出信号とをも
とに、負荷電流検出器１５による電流検出信号とコンデ
ンサ電流検出器１Ｆによる電流検出信号を反転増幅した
ものとを加算合成処理することにより、本来検出すべき
高調波発生負荷１７に流れる高調波電流を目標出力電流
信号として、力率改善用進相コンデンサ１８に流れる負
荷電流とは分離して検出する。
配電線路１６の電圧と負荷電流検出器１５による電流検
出信号および電流検出用コンデンサ１９の電流を検出す
るコンデンサ電流検出器１Ｆによる電流検出信号とをも
とに、負荷電流検出器１５による電流検出信号とコンデ
ンサ電流検出器１Ｆによる電流検出信号を反転増幅した
ものとを加算合成処理することにより、本来検出すべき
高調波発生負荷１７に流れる高調波電流を目標出力電流
信号として、力率改善用進相コンデンサ１８に流れる負
荷電流とは分離して検出する。
【００２７】ここで、上記した高調波電流検出演算器１
Ｄの具体的な構成について図２を参照しながら説明す
る。この高調波電流検出演算器１Ｄは、図６に示した従
来例における高調波電流検出演算器５Ｄを発展させたも
のである。すなわち、図２に示すように、高調波電流検
出演算器５Ｄに対し、電流検出用コンデンサ１９に流れ
る電流を検出するコンデンサ電流検出器１Ｆによる電流
検出信号ｉF （ｉFa，ｉ Fb，ｉFc）の入力を設けたもの
で、その内部に追加した演算処理部ＰＤ１において力率
改善用進相コンデンサ１８に流れる電流の負荷電流ｉL
への影響の解消を図る構成である。つまり、演算処理部
ＰＤ１は電流ｉL から電流ｉF を減じる処理を行うこと
になる。
Ｄの具体的な構成について図２を参照しながら説明す
る。この高調波電流検出演算器１Ｄは、図６に示した従
来例における高調波電流検出演算器５Ｄを発展させたも
のである。すなわち、図２に示すように、高調波電流検
出演算器５Ｄに対し、電流検出用コンデンサ１９に流れ
る電流を検出するコンデンサ電流検出器１Ｆによる電流
検出信号ｉF （ｉFa，ｉ Fb，ｉFc）の入力を設けたもの
で、その内部に追加した演算処理部ＰＤ１において力率
改善用進相コンデンサ１８に流れる電流の負荷電流ｉL
への影響の解消を図る構成である。つまり、演算処理部
ＰＤ１は電流ｉL から電流ｉF を減じる処理を行うこと
になる。
【００２８】つぎに、高調波電流検出演算器１Ｄから目
標出力電流信号を受け取った比較増幅器内蔵ＰＷＭ制御
部１Ｃは、目標出力電流信号を指令信号とし、インバー
タ電流検出器１Ｅの出力信号を帰還信号とした電流負帰
還制御系を構成し、この電流制御系の安定動作によりア
クティブフィルタの機能を果たすことができる。つま
り、比較増幅器内蔵ＰＷＭ制御部１Ｃは、高調波電流検
出演算器１Ｄの出力信号とインバータ電流検出器１Ｅの
出力電流とを比較し、その比較結果に基づいて出力電流
制御用インバータ１Ｂのスイッチング制御を行うこと
で、高調波電流検出演算器１Ｄの出力を目標出力電流信
号として出力電流制御用インバータ１Ｂから高調波発生
負荷１７が接続された低圧配電線路１６へ注入する電流
を制御することにより高調波発生負荷１７から低圧配電
線路１６への高調波電流の流出を抑制する。
標出力電流信号を受け取った比較増幅器内蔵ＰＷＭ制御
部１Ｃは、目標出力電流信号を指令信号とし、インバー
タ電流検出器１Ｅの出力信号を帰還信号とした電流負帰
還制御系を構成し、この電流制御系の安定動作によりア
クティブフィルタの機能を果たすことができる。つま
り、比較増幅器内蔵ＰＷＭ制御部１Ｃは、高調波電流検
出演算器１Ｄの出力信号とインバータ電流検出器１Ｅの
出力電流とを比較し、その比較結果に基づいて出力電流
制御用インバータ１Ｂのスイッチング制御を行うこと
で、高調波電流検出演算器１Ｄの出力を目標出力電流信
号として出力電流制御用インバータ１Ｂから高調波発生
負荷１７が接続された低圧配電線路１６へ注入する電流
を制御することにより高調波発生負荷１７から低圧配電
線路１６への高調波電流の流出を抑制する。
【００２９】ここで、電流検出用コンデンサ１９および
コンデンサ電流検出器１Ｆがない従来例の動作を考えて
みる。低圧配電線路１６に電圧あるいは電流歪みが存在
した場合、電圧あるいは電流歪みによる高調波電流が力
率改善用進相コンデンサ１８に流入する。この際、系統
のもつインピーダンスと力率改善用進相コンデンサ１８
とで直列共振回路が形成されるため、力率改善用進相コ
ンデンサ１８に流入した高調波は、力率改善用進相コン
デンサ１８で直列共振によって拡大されることになる。
コンデンサ電流検出器１Ｆがない従来例の動作を考えて
みる。低圧配電線路１６に電圧あるいは電流歪みが存在
した場合、電圧あるいは電流歪みによる高調波電流が力
率改善用進相コンデンサ１８に流入する。この際、系統
のもつインピーダンスと力率改善用進相コンデンサ１８
とで直列共振回路が形成されるため、力率改善用進相コ
ンデンサ１８に流入した高調波は、力率改善用進相コン
デンサ１８で直列共振によって拡大されることになる。
【００３０】ところが、アクティブフィルタ１４は、こ
の流入高調波電流をも、負荷電流に含まれる高調波電流
と認識し、負荷電流に対する補償電流として出力する。
この現象は流入する高調波電流に対しては同位相の補償
電流を出力することで現れる。それは、アクティブフィ
ルタの電流制御系が正帰還の動作状態で動作することを
意味し容易に発振状態に陥る。
の流入高調波電流をも、負荷電流に含まれる高調波電流
と認識し、負荷電流に対する補償電流として出力する。
この現象は流入する高調波電流に対しては同位相の補償
電流を出力することで現れる。それは、アクティブフィ
ルタの電流制御系が正帰還の動作状態で動作することを
意味し容易に発振状態に陥る。
【００３１】そこで、本発明のアクティブフィルタは上
述した電流検出用コンデンサ１９を、高調波発生負荷１
７が接続された低圧配電線路１６に設け、電流検出用コ
ンデンサ１９に流れる電流を検出することで本来の制御
対象であった高調波発生負荷１７が流出している高調波
電流と、力率改善用進相コンデンサ１８により拡大され
る流入高調波電流と分離しようとするものである。
述した電流検出用コンデンサ１９を、高調波発生負荷１
７が接続された低圧配電線路１６に設け、電流検出用コ
ンデンサ１９に流れる電流を検出することで本来の制御
対象であった高調波発生負荷１７が流出している高調波
電流と、力率改善用進相コンデンサ１８により拡大され
る流入高調波電流と分離しようとするものである。
【００３２】すなわち、別途追加した電流検出用コンデ
ンサ１９に流れる電流が低圧配電線路１６から流入する
力率改善用進相コンデンサ１８の電流と比例関係にある
とみなし、模擬的に力率改善用進相コンデンサ１８の電
流検出回路として使うことができるとの考えに基づいて
いる。具体的には、コンデンサ電流検出器１Ｆによる電
流検出信号を一定値倍した後、極性を反転し負荷電流検
出器１５による電流検出信号に加えることで、高調波発
生負荷１７が出力する高調波電流だけを分離検出するこ
とを実現する。
ンサ１９に流れる電流が低圧配電線路１６から流入する
力率改善用進相コンデンサ１８の電流と比例関係にある
とみなし、模擬的に力率改善用進相コンデンサ１８の電
流検出回路として使うことができるとの考えに基づいて
いる。具体的には、コンデンサ電流検出器１Ｆによる電
流検出信号を一定値倍した後、極性を反転し負荷電流検
出器１５による電流検出信号に加えることで、高調波発
生負荷１７が出力する高調波電流だけを分離検出するこ
とを実現する。
【００３３】なお、一定値倍というのは、コンデンサ検
出器１Ｆの検出値と力率改善用コンデンサ１９に流れる
電流の検出値とが同一になるべく乗ずる値で、実際の設
置条件に応じて決める。構成上、ソフトウェア値として
入力することができる。
出器１Ｆの検出値と力率改善用コンデンサ１９に流れる
電流の検出値とが同一になるべく乗ずる値で、実際の設
置条件に応じて決める。構成上、ソフトウェア値として
入力することができる。
【００３４】以上の追加制御構成によって、系統から力
率改善用進相コンデンサ１７があるために増幅流入しア
クティブフィルタ１４の制御系を発振状態に陥れる現象
を回避することができる。
率改善用進相コンデンサ１７があるために増幅流入しア
クティブフィルタ１４の制御系を発振状態に陥れる現象
を回避することができる。
【００３５】〔第２の実施の形態〕本発明の第２の実施
の形態について、図３の単相結線図を参照しながら説明
する。
の形態について、図３の単相結線図を参照しながら説明
する。
【００３６】図３の単相結線図において、３３は降圧ト
ランス、３４はアクティブフィルタ、３５は負荷電流検
出器、３６は低圧配電線路、３７は高調波発生負荷、３
８は力率改善用進相コンデンサで、以上は図１の構成と
同様なものである。降圧トランス３３の一次側は図示を
省略している。
ランス、３４はアクティブフィルタ、３５は負荷電流検
出器、３６は低圧配電線路、３７は高調波発生負荷、３
８は力率改善用進相コンデンサで、以上は図１の構成と
同様なものである。降圧トランス３３の一次側は図示を
省略している。
【００３７】図１と異なるのは、電流検出用コンデンサ
３９に流れる電流を検出するコンデンサ電流検出器３Ｆ
の出力のうち特定の周波数成分を抽出して高調波電流検
出演算器３Ｄへ加えるフィルタ回路３Ｇが追加され、フ
ィルタ回路３Ｇの追加に伴って高調波電流検出演算器３
Ｄの演算内容が高調波電流検出演算器１Ｄの演算内容と
は変更された点である。リアクトル３Ａ、出力電流制御
用インバータ３Ｂ、インバータ電流検出器３Ｅ、電流検
出用コンデンサ３９、コンデンサ電流検出器３Ｆ、比較
増幅器内蔵ＰＷＭ制御部３Ｃについては、図１の同名の
要素と同じ機能を有する。
３９に流れる電流を検出するコンデンサ電流検出器３Ｆ
の出力のうち特定の周波数成分を抽出して高調波電流検
出演算器３Ｄへ加えるフィルタ回路３Ｇが追加され、フ
ィルタ回路３Ｇの追加に伴って高調波電流検出演算器３
Ｄの演算内容が高調波電流検出演算器１Ｄの演算内容と
は変更された点である。リアクトル３Ａ、出力電流制御
用インバータ３Ｂ、インバータ電流検出器３Ｅ、電流検
出用コンデンサ３９、コンデンサ電流検出器３Ｆ、比較
増幅器内蔵ＰＷＭ制御部３Ｃについては、図１の同名の
要素と同じ機能を有する。
【００３８】特定の周波数成分だけを取り出しその周波
数成分をインバータ制御系において抑制するためのフィ
ルタ回路３Ｇは、電流検出用コンデンサ３９に流れる流
入高調波電流の中からインバータ制御系自身のもつ発振
要因である出力電流制御用インバータ３Ｂのスイッチン
グ周波数やリアクトル３Ａの影響を排除するためのもの
であり、図３のように、第１の実施の形態の機能（高調
波発生負荷が出力する高調波電流だけを分離検出する）
と併設することで電流制御系の安定度をさらに高めるこ
とができる。
数成分をインバータ制御系において抑制するためのフィ
ルタ回路３Ｇは、電流検出用コンデンサ３９に流れる流
入高調波電流の中からインバータ制御系自身のもつ発振
要因である出力電流制御用インバータ３Ｂのスイッチン
グ周波数やリアクトル３Ａの影響を排除するためのもの
であり、図３のように、第１の実施の形態の機能（高調
波発生負荷が出力する高調波電流だけを分離検出する）
と併設することで電流制御系の安定度をさらに高めるこ
とができる。
【００３９】高調波電流検出演算器３Ｄは、上記図２に
示されている瞬時電力（ｐｑ）演算方式において、補償
すべき三相高調波電流ｉｃ（ｉCa，ｉCb，ｉCc）に対
し、検出した特定高調波を消去するべく演算処理回路Ｐ
Ｄ２を追加した構成したものである。
示されている瞬時電力（ｐｑ）演算方式において、補償
すべき三相高調波電流ｉｃ（ｉCa，ｉCb，ｉCc）に対
し、検出した特定高調波を消去するべく演算処理回路Ｐ
Ｄ２を追加した構成したものである。
【００４０】演算処理回路ＰＤ２において、電流検出用
コンデンサ３９に流れる電流を検出するコンデンサ電流
検出器３Ｆによる電流検出信号ｉF と負荷電流ｉL に含
まれる力率改善用コンデンサの電流とが現実に打ち消し
合う演算処理を行う。
コンデンサ３９に流れる電流を検出するコンデンサ電流
検出器３Ｆによる電流検出信号ｉF と負荷電流ｉL に含
まれる力率改善用コンデンサの電流とが現実に打ち消し
合う演算処理を行う。
【００４１】あらゆるインバータによる制御では、デジ
タル系特有の無駄時間に起因する制御遅れが避けられ
ず、帰還制御系ゲインを高く設定することが困難であ
る。したがって、高調波発生負荷３７に力率改善用進相
コンデンサ３８が併設されたような場合には電流制御系
が発振状態に移行しやすい特性を有している。
タル系特有の無駄時間に起因する制御遅れが避けられ
ず、帰還制御系ゲインを高く設定することが困難であ
る。したがって、高調波発生負荷３７に力率改善用進相
コンデンサ３８が併設されたような場合には電流制御系
が発振状態に移行しやすい特性を有している。
【００４２】例えば、本発明が適用されるアクティブフ
ィルタは、出力電流制御用インバータ３Ｂのスイッチン
グ周波数が１０ｋＨｚに選ばれているので、１００μｓ
ｅｃの無駄時間が存在することになる。この無駄時間は
電流制御系の固有振動を決定し、制御系不安定のトリガ
要素となっている。
ィルタは、出力電流制御用インバータ３Ｂのスイッチン
グ周波数が１０ｋＨｚに選ばれているので、１００μｓ
ｅｃの無駄時間が存在することになる。この無駄時間は
電流制御系の固有振動を決定し、制御系不安定のトリガ
要素となっている。
【００４３】そこで、この出力電流制御用インバータ３
Ｂに特有の電流制御系固有振動を電流検出用コンデンサ
回路を使って抑制することを目的に、電流検出用コンデ
ンサ３９によって増幅される系固有の振動周波数成分
（アクティブフィルタの対象補償次数範囲外に存在）を
抽出する手段として、スイッチング周波数の１／１０〜
１／３０の周波数成分とその他の周波数成分との分離処
理を施す、すなわち、電流検出用コンデンサ電流の処理
にあたって、周波数帯を２分した処理を行うものであ
る。これは制御系の増幅度と安定度の両方を高めようと
するものである。
Ｂに特有の電流制御系固有振動を電流検出用コンデンサ
回路を使って抑制することを目的に、電流検出用コンデ
ンサ３９によって増幅される系固有の振動周波数成分
（アクティブフィルタの対象補償次数範囲外に存在）を
抽出する手段として、スイッチング周波数の１／１０〜
１／３０の周波数成分とその他の周波数成分との分離処
理を施す、すなわち、電流検出用コンデンサ電流の処理
にあたって、周波数帯を２分した処理を行うものであ
る。これは制御系の増幅度と安定度の両方を高めようと
するものである。
【００４４】第１の実施の形態によって、アクティブフ
ィルタが実質的に補償できる外部要因の高調波、具体的
には基本波比５〜１７次に対する力率改善用コンデンサ
電流影響を抑制することができるようになったが、アク
ティブフィルタの制御系に内在する高調波あるいは振動
発生に対する抑制力には対応できていなかった。
ィルタが実質的に補償できる外部要因の高調波、具体的
には基本波比５〜１７次に対する力率改善用コンデンサ
電流影響を抑制することができるようになったが、アク
ティブフィルタの制御系に内在する高調波あるいは振動
発生に対する抑制力には対応できていなかった。
【００４５】そこで、本発明の第２の実施の形態では、
上記の無駄時間に起因する電流制御系自身の固有振動に
対する抑制機能として、インバータのスイッチング周波
数（数〜数十ｋＨｚ）要因とアクティブフィルタが補償
しようとする次数（基本波比５〜１７次：２００〜１０
００Ｈｚ）とで決まる周波数帯、すなわち、スイッチン
グ周波数の１／１０〜１／３０を除いて抽出し、その他
に属するインバータ制御系固有の高次振動に対しては、
電流検出コンデンサで拡大検出して部分的に増幅度を高
める選択手段を付与する制御方式を提供するものであ
る。
上記の無駄時間に起因する電流制御系自身の固有振動に
対する抑制機能として、インバータのスイッチング周波
数（数〜数十ｋＨｚ）要因とアクティブフィルタが補償
しようとする次数（基本波比５〜１７次：２００〜１０
００Ｈｚ）とで決まる周波数帯、すなわち、スイッチン
グ周波数の１／１０〜１／３０を除いて抽出し、その他
に属するインバータ制御系固有の高次振動に対しては、
電流検出コンデンサで拡大検出して部分的に増幅度を高
める選択手段を付与する制御方式を提供するものであ
る。
【００４６】このことによって電流制御系の増幅度を高
く維持することができるので、出力電流偏差が低減され
アクティブフィルタとしての性能の低下を防止できる。
く維持することができるので、出力電流偏差が低減され
アクティブフィルタとしての性能の低下を防止できる。
【００４７】
【発明の効果】本発明の請求項１記載のアクティブフィ
ルタによれば、高調波発生負荷と併設されるコンデンサ
負荷電流を模擬的に検出する回路として、電流検出用コ
ンデンサおよび第２の電流検出手段を有し、第２の電流
検出信号を用いて実際のコンデンサ負荷電流の影響の除
去を除去するので、高調波補償特性の劣化や制御系の発
振を起こさない安定したアクティブフィルタの動作を継
続させることができ、負荷の状況に影響されない優れた
電流制御系を実現することができる。
ルタによれば、高調波発生負荷と併設されるコンデンサ
負荷電流を模擬的に検出する回路として、電流検出用コ
ンデンサおよび第２の電流検出手段を有し、第２の電流
検出信号を用いて実際のコンデンサ負荷電流の影響の除
去を除去するので、高調波補償特性の劣化や制御系の発
振を起こさない安定したアクティブフィルタの動作を継
続させることができ、負荷の状況に影響されない優れた
電流制御系を実現することができる。
【００４８】また、本発明の請求項２記載のアクティブ
フィルタによれば、出力電流制御用インバータの無駄時
間に起因して発生する電流制御系固有の振動周波数帯を
選別減衰させる信号処理手段を設けたので、負荷変動に
強く、大きな制御系増幅度の設定が可能になり、アクテ
ィブフィルタの高調波補償特性の一層の改善を図ること
ができる。
フィルタによれば、出力電流制御用インバータの無駄時
間に起因して発生する電流制御系固有の振動周波数帯を
選別減衰させる信号処理手段を設けたので、負荷変動に
強く、大きな制御系増幅度の設定が可能になり、アクテ
ィブフィルタの高調波補償特性の一層の改善を図ること
ができる。
【図１】本発明の第１の実施の形態におけるアクティブ
フィルタの接続状況および構成を示す単線結線図であ
る。
フィルタの接続状況および構成を示す単線結線図であ
る。
【図２】第１の実施の形態における高調波電流検出演算
部の内部ブロック図である。
部の内部ブロック図である。
【図３】本発明の第２の実施の形態におけるアクティブ
フィルタの接続状況および構成を示す単線結線図であ
る。
フィルタの接続状況および構成を示す単線結線図であ
る。
【図４】第２の実施の形態における高調波電流検出演算
部の内部ブロック図である。
部の内部ブロック図である。
【図５】従来のアクティブフィルタの接続状況および構
成を示す単線結線図である。
成を示す単線結線図である。
【図６】従来の構成における高調波電流検出演算部の内
部ブロック図である。
部ブロック図である。
１１，５１ 三相６．６ｋＶ系統電源 １２，５２ 高圧母線 １３，３３，５３ 降圧トランス １４，３４，５４ アクティブフィルタ １５，３５，５５ 負荷電流検出器 １６，３６，５６ 低圧配電線路 １７，３７，５７ 高調波発生負荷 １８，３８，５８ 力率改善用進相コンデンサ １９，３９ 電流検出用コンデンサ １Ａ，３Ａ，５Ａ リアクトル １Ｂ，３Ｂ，５Ｂ 出力電流制御用インバータ １Ｃ，３Ｃ，５Ｃ 比較増幅器内蔵ＰＷＭ制御部 １Ｄ，３Ｄ，５Ｄ 高調波電流検出演算器 １Ｅ，３Ｅ，５Ｅ インバータ電流検出器 １Ｆ，３Ｆ コンデンサ電流検出器 ３Ｇ フィルタ回路
Claims (2)
- 【請求項１】 高調波発生負荷とコンデンサ負荷とが接
続された配電線路に高調波補償用電流を注入する出力電
流制御用インバータと、 前記高調波発生負荷の負荷電流を前記コンデンサ負荷に
流れる電流を含んで検出する第１の電流検出手段と、 前記配電線路に接続されて前記コンデンサ負荷に流れる
電流と略比例した電流を流す電流検出用コンデンサと、 前記電流検出用コンデンサに流れる電流を検出する第２
の電流検出手段と、 前記第１の電流検出手段による第１の電流検出信号と前
記第２の電流検出手段による第２の電流検出信号を反転
増幅した信号とを合成する電流合成手段と、 前記電流合成手段の出力を目標出力電流信号として前記
出力電流制御用インバータから前記配電線路へ注入する
電流を制御することにより前記高調波発生負荷から前記
配電線路への高調波電流の流出を抑制する制御手段とを
備えたアクティブフィルタ。 - 【請求項２】 第２の電流検出手段による第２の電流検
出信号から、出力電流制御用インバータのスイッチング
周波数の１／１０〜１／３０の範囲の周波数成分を選択
し、その範囲の周波数成分に対して大きな減衰特性を与
える信号処理手段をさらに備えた請求項１記載のアクテ
ィブフィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33610199A JP2001157362A (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | アクティブフィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33610199A JP2001157362A (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | アクティブフィルタ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001157362A true JP2001157362A (ja) | 2001-06-08 |
Family
ID=18295716
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP33610199A Pending JP2001157362A (ja) | 1999-11-26 | 1999-11-26 | アクティブフィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001157362A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103219724A (zh) * | 2012-03-15 | 2013-07-24 | 南京亚派科技实业有限公司 | 一种智能电网多目标控制系统及方法 |
-
1999
- 1999-11-26 JP JP33610199A patent/JP2001157362A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103219724A (zh) * | 2012-03-15 | 2013-07-24 | 南京亚派科技实业有限公司 | 一种智能电网多目标控制系统及方法 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060630 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080507 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080909 |