JP2001119298A - 広帯域ディジタル受信機 - Google Patents
広帯域ディジタル受信機Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】希望局と干渉局からの電波信号を同時に受信し
た時の両者の信号レベル比が大きい場合、受信機各部の
回路は十分なダイナミックレンジを持つ必要があり、Ａ
ＧＣアンプ６出力をディジタル化するＡ／Ｄ変換器７に
は大きなダイナミックレンジが要求されるが、現状では
非常に高価、大型で消費電流も大きい。 【解決手段】Ａ／Ｄ変換器７の出力から、信号検出回路
８で最大電力の信号を検出し、減算器１３でＡＧＣアン
プ６出力とＤ／Ａ変換器１０でアナログ化した前記最大
電力信号との差を求め、その出力をＡ／Ｄ変換器１５で
ディジタル化してチャネル分離し復調する。
た時の両者の信号レベル比が大きい場合、受信機各部の
回路は十分なダイナミックレンジを持つ必要があり、Ａ
ＧＣアンプ６出力をディジタル化するＡ／Ｄ変換器７に
は大きなダイナミックレンジが要求されるが、現状では
非常に高価、大型で消費電流も大きい。 【解決手段】Ａ／Ｄ変換器７の出力から、信号検出回路
８で最大電力の信号を検出し、減算器１３でＡＧＣアン
プ６出力とＤ／Ａ変換器１０でアナログ化した前記最大
電力信号との差を求め、その出力をＡ／Ｄ変換器１５で
ディジタル化してチャネル分離し復調する。
Description
【０００１】
【発明の属する技成分野】本発明は、ディジタル移動体
通信で使用される受信機において、受信信号を広帯域の
ままＡ／Ｄ変換する場合に、性能劣化なく小型で安値な
Ａ／Ｄ変換器を使用できる広帯域ディジタル受信機に関
する。
通信で使用される受信機において、受信信号を広帯域の
ままＡ／Ｄ変換する場合に、性能劣化なく小型で安値な
Ａ／Ｄ変換器を使用できる広帯域ディジタル受信機に関
する。
【０００２】
【従来の技術】近年、ディジタル回路技術の発達によ
り、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路
で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実
現した場合、特性のハラッキがない、経年劣化がない、
調整が不要というメリットが得られる。さらに、ディジ
タル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなテバイスを
用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるの
で、修正、変更が容易であるというメリットも得られ
る。ディジタル携帯電話等の移動体通信の分野において
もディジタル回路への移行は進んでおり、究極の例とし
て通信機能のほとんとをソフトウェアで実現するソフト
ウェア無線機（Joe Mitola,"The Software Radio Archi
tecture"，IEEE Communication Magazine May 1995 Vo
l.33 No.5）が提案されている。
り、アナログ回路で実現していた機能をディジタル回路
で実現する例が増えている。ディジタル回路で機能を実
現した場合、特性のハラッキがない、経年劣化がない、
調整が不要というメリットが得られる。さらに、ディジ
タル回路としてＤＳＰ等のプログラマブルなテバイスを
用いた場合、ソフトウェアによって機能が記述されるの
で、修正、変更が容易であるというメリットも得られ
る。ディジタル携帯電話等の移動体通信の分野において
もディジタル回路への移行は進んでおり、究極の例とし
て通信機能のほとんとをソフトウェアで実現するソフト
ウェア無線機（Joe Mitola,"The Software Radio Archi
tecture"，IEEE Communication Magazine May 1995 Vo
l.33 No.5）が提案されている。
【０００３】図３は、一般にアナログ回路で行うチャネ
ル分離を、ディジタル回路で行うようにした従来の広帯
域ディジタル受信機の一例を示す構成概要である。ここ
で、広帯域ディジタル受信機とは、ＲＦ帯あるいはＩＦ
帯において、広帯域信号をそのままＡ／Ｄ変換し、チャ
ネル分離以降の処理をディジタル回路で行う受信機であ
る。（関連特許出願：“ディジタル無線周波受信機”特
願昭61-504791）同図に示すように、この受信機は、無
線電波を受信するアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバ
ンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換して帯域
制限を施すためのミキサ３とローカル信号発振器４とＩ
Ｆバンドパスフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用のＡＧＣア
ンプ６と、アナログのＩＦ受信信号をディジタルに変換
するＡ／Ｄ変換器７と、所望のチャネル帯域を分離する
チャネル分離器１６と、該チャネル分離器出力信号から
データ信号を復調する復調器１７とで構成される。
ル分離を、ディジタル回路で行うようにした従来の広帯
域ディジタル受信機の一例を示す構成概要である。ここ
で、広帯域ディジタル受信機とは、ＲＦ帯あるいはＩＦ
帯において、広帯域信号をそのままＡ／Ｄ変換し、チャ
ネル分離以降の処理をディジタル回路で行う受信機であ
る。（関連特許出願：“ディジタル無線周波受信機”特
願昭61-504791）同図に示すように、この受信機は、無
線電波を受信するアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバ
ンドパスフィルタ２と、ＩＦ信号に周波数変換して帯域
制限を施すためのミキサ３とローカル信号発振器４とＩ
Ｆバンドパスフィルタ５と、ＩＦ信号増幅用のＡＧＣア
ンプ６と、アナログのＩＦ受信信号をディジタルに変換
するＡ／Ｄ変換器７と、所望のチャネル帯域を分離する
チャネル分離器１６と、該チャネル分離器出力信号から
データ信号を復調する復調器１７とで構成される。
【０００４】図３において、まず、アンテナ１で受信さ
れた受信信号は、ＲＦバンドパスフィルタ２に入力され
て必要な帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは
該広帯域ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であ
り、通常使用されるシステムのサーヒスバンド帯域に一
致する。ＲＦバンドパスフィルタ２の通過帯域幅をＷと
する。次に、ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を受
けた受信信号（ＲＦ信号）は、ミキサ３とローカル発振
器４とＩＦバンドパスフィルタ５により周波数変換及び
帯域制限を施されてＩＦ信号となる。バンドパスフィル
タ５の帯域幅すなわちＩＦ信号の帯域幅はＷである。該
ＩＦ信号はＡＧＣアンプ６で増幅された後、Ａ／Ｄ変換
器７で広帯域ディジタル信号に変換される。前記ＡＧＣ
アンプ６の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器７への入力信号が該
Ａ／Ｄ変換器７の最大入力レヘルを越えない範囲で最大
になるようにフィードバック制御される。変換された広
帯域ディジタル信号はチャネル分離器１６で所望の狭帯
域（チャネル帯域）ディジタル信号に分離される。ここ
での狭帯域（チャネル帯域）は、例えばＰＤＣ800ＭＨ
ｚ方式携帯電話では２５ｋＨｚの帯域幅である。チャネ
ル分離されたチャネル帯域ディジタル信号は、復調器１
７においてシステムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式
携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、テー
タ信号となる。
れた受信信号は、ＲＦバンドパスフィルタ２に入力され
て必要な帯域制限を受ける。ここで言う必要な帯域とは
該広帯域ディジタル受信機が受信可能なバンド幅であ
り、通常使用されるシステムのサーヒスバンド帯域に一
致する。ＲＦバンドパスフィルタ２の通過帯域幅をＷと
する。次に、ＲＦバンドパスフィルタ２で帯域制限を受
けた受信信号（ＲＦ信号）は、ミキサ３とローカル発振
器４とＩＦバンドパスフィルタ５により周波数変換及び
帯域制限を施されてＩＦ信号となる。バンドパスフィル
タ５の帯域幅すなわちＩＦ信号の帯域幅はＷである。該
ＩＦ信号はＡＧＣアンプ６で増幅された後、Ａ／Ｄ変換
器７で広帯域ディジタル信号に変換される。前記ＡＧＣ
アンプ６の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器７への入力信号が該
Ａ／Ｄ変換器７の最大入力レヘルを越えない範囲で最大
になるようにフィードバック制御される。変換された広
帯域ディジタル信号はチャネル分離器１６で所望の狭帯
域（チャネル帯域）ディジタル信号に分離される。ここ
での狭帯域（チャネル帯域）は、例えばＰＤＣ800ＭＨ
ｚ方式携帯電話では２５ｋＨｚの帯域幅である。チャネ
ル分離されたチャネル帯域ディジタル信号は、復調器１
７においてシステムの変調方式（ＰＤＣ800ＭＨｚ方式
携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応じて復調され、テー
タ信号となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】通常、移動体通信の基
地局に対するエリア内の複数の移動局の位置関係は時々
刻々と変化しするので、希望局と干渉局からの電波信号
を同時に受信した際の両者の入力信号のレベル比が非常
に大きくなる場合がある。そのため、受信機各部の回路
は、十分なダイナミックレンジを持つ必要があり、前記
広帯域ディジタル受信機では、Ａ／Ｄ変換器７に要求さ
れる入力ダイナミックレンジは大きな値を要求されるた
め、変換ビット数を大きくしなければならい。しかしな
がら、広帯域ディジタル受信機に必要なサンプリング速
度で大きなダイナミックレンジのＡ／Ｄ変換器は、現状
では非常に高価、大型で消費電流も多くなってしまうと
いう問題があった。本発明は、以上説明したような従来
の広帯域ディジタル受信機の問題点を解決するためにな
されたものであって、性能劣化を起こすことなくＡ／Ｄ
変換器に要求されるダイナミックレンジ（量子化ビット
数）を低減して、安価で小型のＡ／Ｄ変換器を使用でき
る広帯域ディジタル受信機を提供することを目的とす
る。
地局に対するエリア内の複数の移動局の位置関係は時々
刻々と変化しするので、希望局と干渉局からの電波信号
を同時に受信した際の両者の入力信号のレベル比が非常
に大きくなる場合がある。そのため、受信機各部の回路
は、十分なダイナミックレンジを持つ必要があり、前記
広帯域ディジタル受信機では、Ａ／Ｄ変換器７に要求さ
れる入力ダイナミックレンジは大きな値を要求されるた
め、変換ビット数を大きくしなければならい。しかしな
がら、広帯域ディジタル受信機に必要なサンプリング速
度で大きなダイナミックレンジのＡ／Ｄ変換器は、現状
では非常に高価、大型で消費電流も多くなってしまうと
いう問題があった。本発明は、以上説明したような従来
の広帯域ディジタル受信機の問題点を解決するためにな
されたものであって、性能劣化を起こすことなくＡ／Ｄ
変換器に要求されるダイナミックレンジ（量子化ビット
数）を低減して、安価で小型のＡ／Ｄ変換器を使用でき
る広帯域ディジタル受信機を提供することを目的とす
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明においては、広帯域の受信信号を増幅するＡ
ＧＣ増幅手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信号をディ
ジタル変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段
の出力から所望のチャネル帯域を分離するチャネル分離
手段と、前記チャネル分離手段の出力信号を復調する復
調手段で構成される広帯域ディジタル受信機において、
前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号の中から最大電力の信号
を検出する検出手段と、前記検出手段の出力をアナログ
信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、前記ＡＧＣ増幅手段
の出力と前記Ｄ／Ａ変換手段の出力信号との減算を行う
減算手段と、前記減算手段の出力を増幅する第２のＡＧ
Ｃ増幅手段と、前記第２のＡＧＣ増幅手段の出力信号を
ディジタル変換する第２のＡ／Ｄ変換手段とを、前記チ
ャネル分離手段の前段に接続したことを特徴とする。
め、本発明においては、広帯域の受信信号を増幅するＡ
ＧＣ増幅手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信号をディ
ジタル変換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段
の出力から所望のチャネル帯域を分離するチャネル分離
手段と、前記チャネル分離手段の出力信号を復調する復
調手段で構成される広帯域ディジタル受信機において、
前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号の中から最大電力の信号
を検出する検出手段と、前記検出手段の出力をアナログ
信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、前記ＡＧＣ増幅手段
の出力と前記Ｄ／Ａ変換手段の出力信号との減算を行う
減算手段と、前記減算手段の出力を増幅する第２のＡＧ
Ｃ増幅手段と、前記第２のＡＧＣ増幅手段の出力信号を
ディジタル変換する第２のＡ／Ｄ変換手段とを、前記チ
ャネル分離手段の前段に接続したことを特徴とする。
【０００７】
【発明の実施の形態】以下、本発明を図面に示した実施
の形態に基づいて説明する。図１は、本発明に係わる広
帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要
図である。同図に示すように、本受信機は、無線電波を
受信するアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバンドパス
フィルタ２と、受信信号をＩＦ信号に周波数変換し帯域
制限を施すためのミキサ３とローカル信号発振器４とＩ
Ｆバンドパスフィルタ５と、増幅用のＡＧＣアンプ６
と、アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変
換器７と、信号電力が最大の受信信号を検出する最大信
号検出器８と、不要波を除去するバンドパスフィルタ９
と、ディジタル信号をアナログに変換するＤ／Ａ変換器
１０と、イメージ信号を除去するローパスフィルタ１１
と、切替器１２と、２信号の差を出力する減算器１３
と、増幅用の第２のＡＧＣアンプ１４と、第２のＡ／Ｄ
変換器１５と、所望のチャネル帯域を分離するチャネル
分離器１６と、チャネル信号を復調する復調器１７とで
構成される。
の形態に基づいて説明する。図１は、本発明に係わる広
帯域ディジタル受信機の実施の一形態例を示す構成概要
図である。同図に示すように、本受信機は、無線電波を
受信するアンテナ１と、帯域制限を行うＲＦバンドパス
フィルタ２と、受信信号をＩＦ信号に周波数変換し帯域
制限を施すためのミキサ３とローカル信号発振器４とＩ
Ｆバンドパスフィルタ５と、増幅用のＡＧＣアンプ６
と、アナログ受信信号をディジタルに変換するＡ／Ｄ変
換器７と、信号電力が最大の受信信号を検出する最大信
号検出器８と、不要波を除去するバンドパスフィルタ９
と、ディジタル信号をアナログに変換するＤ／Ａ変換器
１０と、イメージ信号を除去するローパスフィルタ１１
と、切替器１２と、２信号の差を出力する減算器１３
と、増幅用の第２のＡＧＣアンプ１４と、第２のＡ／Ｄ
変換器１５と、所望のチャネル帯域を分離するチャネル
分離器１６と、チャネル信号を復調する復調器１７とで
構成される。
【０００８】本発明に係わる上記構成の広帯域ディジタ
ル受信機は、図３の従来の受信機におけるＡ／Ｄ変換器
７とチャネル分離器１６との間に、本発明の特徴となる
信号処理手段を挿入した構成となっているので、図３と
共通する回路の説明は省略する。図１において、Ａ／Ｄ
変換器７でＡ／Ｄ変換された広帯域ディジタル信号は、
最大信号検出回路８において信号電力が最大の信号の周
波数と帯域幅とが特定される。前記最大信号検出回路８
における最大信号の検出方法は、例えばＦＦＴ（高速フ
ーリエ変換）なとが利用できる。前記最大信号検出回路
８の出力信号は、バンドパスフィルタ９において不要波
が除去される。該バンドパスフィルタ９はＤＳＰ等の信
号処理回路で定義されるディジタルフィルタであり、検
出された最大信号の周波数成分のみを通過させるよう、
ソフトウェアにより容易に適応的に制御される。前記バ
ンドパスフィルタ９の出力は、前記Ａ／Ｄ変換器７でＡ
／Ｄ変換された広帯域ディジタル信号に含まれる信号の
うち、最大レベルの信号のレプリカとなる。
ル受信機は、図３の従来の受信機におけるＡ／Ｄ変換器
７とチャネル分離器１６との間に、本発明の特徴となる
信号処理手段を挿入した構成となっているので、図３と
共通する回路の説明は省略する。図１において、Ａ／Ｄ
変換器７でＡ／Ｄ変換された広帯域ディジタル信号は、
最大信号検出回路８において信号電力が最大の信号の周
波数と帯域幅とが特定される。前記最大信号検出回路８
における最大信号の検出方法は、例えばＦＦＴ（高速フ
ーリエ変換）なとが利用できる。前記最大信号検出回路
８の出力信号は、バンドパスフィルタ９において不要波
が除去される。該バンドパスフィルタ９はＤＳＰ等の信
号処理回路で定義されるディジタルフィルタであり、検
出された最大信号の周波数成分のみを通過させるよう、
ソフトウェアにより容易に適応的に制御される。前記バ
ンドパスフィルタ９の出力は、前記Ａ／Ｄ変換器７でＡ
／Ｄ変換された広帯域ディジタル信号に含まれる信号の
うち、最大レベルの信号のレプリカとなる。
【０００９】前記バンドパスフィルタ９の出力信号は、
Ｄ／Ａ変換器１０によりアナログ信号に変換され、ロー
パスフィルタ１１でイメージ信号が除去された後、切替
器１２を介して減算器１３に入力する。前記減算器１３
においては、前記Ａ／Ｄ変換器７の入力信号と前記ロー
パスフィルタ１１出力信号との減算処理が行われる。但
し、最大信号検出回路８において検出した最大信号の周
波数が希望局信号の周波数と一致する場合は、前記切替
器１２におけるローパスフィルタ１１と減算器１３間の
接続を断としてＡＧＣアンプ６の出力をそのまま第２の
ＡＧＣアンプ１４に供給することになる。前記減算器１
３の出力信号は、第２のＡＧＣアンプ１４で増幅された
後、第２のＡ／Ｄ変換器１５で再ひ広帯域ディジタル信
号に変換される。前記第２のＡＧＣアンプ１４の増幅率
は、第２のＡ／Ｄ変換器１５への入力信号が該第２のＡ
／Ｄ変換器１５の最大入力レヘルを越えない範囲で最大
になるようにフィードバック制御される。
Ｄ／Ａ変換器１０によりアナログ信号に変換され、ロー
パスフィルタ１１でイメージ信号が除去された後、切替
器１２を介して減算器１３に入力する。前記減算器１３
においては、前記Ａ／Ｄ変換器７の入力信号と前記ロー
パスフィルタ１１出力信号との減算処理が行われる。但
し、最大信号検出回路８において検出した最大信号の周
波数が希望局信号の周波数と一致する場合は、前記切替
器１２におけるローパスフィルタ１１と減算器１３間の
接続を断としてＡＧＣアンプ６の出力をそのまま第２の
ＡＧＣアンプ１４に供給することになる。前記減算器１
３の出力信号は、第２のＡＧＣアンプ１４で増幅された
後、第２のＡ／Ｄ変換器１５で再ひ広帯域ディジタル信
号に変換される。前記第２のＡＧＣアンプ１４の増幅率
は、第２のＡ／Ｄ変換器１５への入力信号が該第２のＡ
／Ｄ変換器１５の最大入力レヘルを越えない範囲で最大
になるようにフィードバック制御される。
【００１０】図２は、干渉局が近く、希望局が遠くにあ
る場合の、本発明の広帯域ディジタル受信機各部の周波
数スペクトルで、同図（ａ）はＡ／Ｄ変換器７の入力信
号（受信信号）のスペクトル図であり、同図（ｂ）はロ
ーパスフィルタ１１の出力信号のスペクトル図であり、
同図（ｃ）は第２のＡ／Ｄ変換器１５の入力信号のスペ
クトル図である。同図をもとに、本発明の詳細を説明す
る。図２（ａ）に示すように、受信信号の干渉信号レベ
ルは、希望信号レベルに比べて非常に大きい。そして、
ＡＧＣアンプ６の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器７への入力信
号が、そのＡ／Ｄ変換器７の最大入力レヘルを越えない
範囲で最大になるようにフィードバック制御されるの
で、前記Ａ／Ｄ変換器７のダイナミックレンジが小さい
場合、希望信号は量子化ノイズに消されてしまう。この
ため、Ａ／Ｄ変換器７から最大信号検出回路８に出力さ
れるディジタル信号には、干渉信号と量子化雑音のみが
含まれることになる。ここでは、干渉信号が１波で、且
つその信号電力が最大であると仮定する。前記最大信号
検出回路８では、この干渉信号の周波数を特定し、バン
ドパスフィルタ９に出力する。前記バンドパスフィルタ
９においては、その特性を変化させて干渉信号の周波数
成分を取り出すことにより、Ａ／Ｄ変換器７の量子化雑
音を抑圧したダイナミックレンジの大きな干渉信号のレ
フリカを得ることができる。従って、Ｄ／Ａ変換器１０
の出力信号は、干渉信号と抑圧された量子化雑音信号で
ある。ただし、前記Ｄ／Ａ変換器１０は、向上したダイ
ナミックレンジに対応する分解能（量子化ビット数）に
対応していなければならない。
る場合の、本発明の広帯域ディジタル受信機各部の周波
数スペクトルで、同図（ａ）はＡ／Ｄ変換器７の入力信
号（受信信号）のスペクトル図であり、同図（ｂ）はロ
ーパスフィルタ１１の出力信号のスペクトル図であり、
同図（ｃ）は第２のＡ／Ｄ変換器１５の入力信号のスペ
クトル図である。同図をもとに、本発明の詳細を説明す
る。図２（ａ）に示すように、受信信号の干渉信号レベ
ルは、希望信号レベルに比べて非常に大きい。そして、
ＡＧＣアンプ６の増幅率は、Ａ／Ｄ変換器７への入力信
号が、そのＡ／Ｄ変換器７の最大入力レヘルを越えない
範囲で最大になるようにフィードバック制御されるの
で、前記Ａ／Ｄ変換器７のダイナミックレンジが小さい
場合、希望信号は量子化ノイズに消されてしまう。この
ため、Ａ／Ｄ変換器７から最大信号検出回路８に出力さ
れるディジタル信号には、干渉信号と量子化雑音のみが
含まれることになる。ここでは、干渉信号が１波で、且
つその信号電力が最大であると仮定する。前記最大信号
検出回路８では、この干渉信号の周波数を特定し、バン
ドパスフィルタ９に出力する。前記バンドパスフィルタ
９においては、その特性を変化させて干渉信号の周波数
成分を取り出すことにより、Ａ／Ｄ変換器７の量子化雑
音を抑圧したダイナミックレンジの大きな干渉信号のレ
フリカを得ることができる。従って、Ｄ／Ａ変換器１０
の出力信号は、干渉信号と抑圧された量子化雑音信号で
ある。ただし、前記Ｄ／Ａ変換器１０は、向上したダイ
ナミックレンジに対応する分解能（量子化ビット数）に
対応していなければならない。
【００１１】図２（ｂ）に示すように、前記Ｄ／Ａ変換
器１０の出力信号をローパスフィルタ１１に通した後の
アナログ信号のスペクトルは、ダイナミックレンジの大
きな干渉信号のレブリカが得られる。そして、減算器１
３において、前記Ａ／Ｄ変換器７への入力信号から、前
記干渉信号のレプリカ（ローパスフィルタ１１の出力信
号）を減算することによって干渉信号を抑圧することが
できる。第２のＡＧＣアンプ１４の出力信号（第２のＡ
／Ｄ変換器１５入力信号）のスペクトルを図２（ｃ）に
示す。干渉信号が抑圧されているので、希望信号は第２
のＡＧＣアンプ１４で増幅された後、量子化雑音に消さ
れることなく第２のＡ／Ｄ変換器１５で再度ディジタル
信号に変換される。
器１０の出力信号をローパスフィルタ１１に通した後の
アナログ信号のスペクトルは、ダイナミックレンジの大
きな干渉信号のレブリカが得られる。そして、減算器１
３において、前記Ａ／Ｄ変換器７への入力信号から、前
記干渉信号のレプリカ（ローパスフィルタ１１の出力信
号）を減算することによって干渉信号を抑圧することが
できる。第２のＡＧＣアンプ１４の出力信号（第２のＡ
／Ｄ変換器１５入力信号）のスペクトルを図２（ｃ）に
示す。干渉信号が抑圧されているので、希望信号は第２
のＡＧＣアンプ１４で増幅された後、量子化雑音に消さ
れることなく第２のＡ／Ｄ変換器１５で再度ディジタル
信号に変換される。
【００１２】上記の動作によって、ディジタル信号に変
換された広帯域受信信号はチャネル分離器１６で所望の
チャネルの信号のみが分離される。チャネル分離された
狭帯域（チャネル帯域）ディジタル信号は、復調器１７
においてシステムの変調方式（例えばＰＤＣ800ＭＨｚ
方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応して復調され、
データ信号となる。
換された広帯域受信信号はチャネル分離器１６で所望の
チャネルの信号のみが分離される。チャネル分離された
狭帯域（チャネル帯域）ディジタル信号は、復調器１７
においてシステムの変調方式（例えばＰＤＣ800ＭＨｚ
方式携帯電話ではπ／４ＱＰＳＫ）に応して復調され、
データ信号となる。
【００１３】なお、上記説明では、干渉信号が１波で、
且つその電力が最大であると仮定したが、干渉波が複数
存在する場合は、希望信号以外の電力の大きな複数の干
渉信号をＦＦＴなどを用いた検出回路により特定し、そ
れらを通過させる複数のバンドパスフィルタを用いて複
数の干渉信号の合成信号のレプリカを作成することによ
り対処できる。また、本発明では、従来方式に比べて量
子化ビット数の少ないＡ／Ｄ変換器を用いて構成できる
が、反面、量子化ビット数の大きなＤ／Ａ変換器が必要
である。しかし、サンプリング速度が同じならば、Ａ／
Ｄ変換器に比べて、Ｄ／Ａ変換器は量子化ビット数の向
上が容易であることから、Ｄ／Ａ変換器を含む回路の増
加を考慮しても装置の小型化・低コスト化において有利
な方式であるといえる。
且つその電力が最大であると仮定したが、干渉波が複数
存在する場合は、希望信号以外の電力の大きな複数の干
渉信号をＦＦＴなどを用いた検出回路により特定し、そ
れらを通過させる複数のバンドパスフィルタを用いて複
数の干渉信号の合成信号のレプリカを作成することによ
り対処できる。また、本発明では、従来方式に比べて量
子化ビット数の少ないＡ／Ｄ変換器を用いて構成できる
が、反面、量子化ビット数の大きなＤ／Ａ変換器が必要
である。しかし、サンプリング速度が同じならば、Ａ／
Ｄ変換器に比べて、Ｄ／Ａ変換器は量子化ビット数の向
上が容易であることから、Ｄ／Ａ変換器を含む回路の増
加を考慮しても装置の小型化・低コスト化において有利
な方式であるといえる。
【００１４】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成する
ので、従来方式に比べて干渉信号を減衰させることがで
き、Ａ／Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジを小
さくすることが可能となり、広帯域ディジタル受信機の
コスト・消費電流の低減及び小型化を実現する上で大き
な効果がある。
ので、従来方式に比べて干渉信号を減衰させることがで
き、Ａ／Ｄ変換器に要求されるダイナミックレンジを小
さくすることが可能となり、広帯域ディジタル受信機の
コスト・消費電流の低減及び小型化を実現する上で大き
な効果がある。
【図１】本発明に係わる広帯域ディジタル受信機の実施
の一形態例を示す構成概要図。
の一形態例を示す構成概要図。
【図２】図１の広帯域ディジタル受信機の各部の信号の
スペクトル、（ａ）は、Ａ／Ｄ変換器７の入力信号のス
ペクトル、（ｂ）は、ローパスフィルタ１１の出力信号
のスペクトル、（ｃ）は、第２のＡ／Ｄ変換器１５の入
力信号のスペクトル。
スペクトル、（ａ）は、Ａ／Ｄ変換器７の入力信号のス
ペクトル、（ｂ）は、ローパスフィルタ１１の出力信号
のスペクトル、（ｃ）は、第２のＡ／Ｄ変換器１５の入
力信号のスペクトル。
【図３】従来の広帯域ディジタル受信機の一例を示す構
成概要図。
成概要図。
１・・アンテナ、 ２・・ＲＦバンドパスフィルタ、
３・・ミキサ、４・・ローカル信号発振器、 ５
・・ＩＦバンドパスフィルタ、６・・ＡＧＣアンプ、
７・・Ａ／Ｄ変換器、 ８・・最大信号検出器、９・・
バンドパスフィルタ、 １０・・Ｄ／Ａ変換器、１
１・・ローパスフィルタ、 １３・・減算器、１４
・・第２のＡＧＣアンプ、 １５・・第２のＡ／Ｄ変
換器、１６・・チャネル分離器、 １７・・復調
器
３・・ミキサ、４・・ローカル信号発振器、 ５
・・ＩＦバンドパスフィルタ、６・・ＡＧＣアンプ、
７・・Ａ／Ｄ変換器、 ８・・最大信号検出器、９・・
バンドパスフィルタ、 １０・・Ｄ／Ａ変換器、１
１・・ローパスフィルタ、 １３・・減算器、１４
・・第２のＡＧＣアンプ、 １５・・第２のＡ／Ｄ変
換器、１６・・チャネル分離器、 １７・・復調
器
Claims (1)
- 【請求項１】 広帯域の受信信号を増幅するＡＧＣ増幅
手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタル変
換するＡ／Ｄ変換手段と、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力か
ら所望のチャネル帯域を分離するチャネル分離手段と、
前記チャネル分離手段の出力信号を復調する復調手段で
構成される広帯域ディジタル受信機において、前記Ａ／
Ｄ変換手段の出力信号の中から最大電力の信号を検出す
る検出手段と、前記検出手段の出力をアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換手段と、前記ＡＧＣ増幅手段の出力と
前記Ｄ／Ａ変換手段の出力信号との減算を行う減算手段
と、前記減算手段の出力を増幅する第２のＡＧＣ増幅手
段と、前記第２のＡＧＣ増幅手段の出力信号をディジタ
ル変換する第２のＡ／Ｄ変換手段とを、前記チャネル分
離手段の前段に接続したことを特徴とする広帯域ディジ
タル受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29646699A JP3887515B2 (ja) | 1999-10-19 | 1999-10-19 | 広帯域ディジタル受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29646699A JP3887515B2 (ja) | 1999-10-19 | 1999-10-19 | 広帯域ディジタル受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001119298A true JP2001119298A (ja) | 2001-04-27 |
| JP3887515B2 JP3887515B2 (ja) | 2007-02-28 |
Family
ID=17833926
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29646699A Expired - Fee Related JP3887515B2 (ja) | 1999-10-19 | 1999-10-19 | 広帯域ディジタル受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3887515B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004023358A (ja) * | 2002-06-14 | 2004-01-22 | Denso Corp | 統合通信装置 |
-
1999
- 1999-10-19 JP JP29646699A patent/JP3887515B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004023358A (ja) * | 2002-06-14 | 2004-01-22 | Denso Corp | 統合通信装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3887515B2 (ja) | 2007-02-28 |
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