JP2001119097A - Ｆｍレーザ及びｆｍ一括変換器並びにその歪み測定方法 - Google Patents
Ｆｍレーザ及びｆｍ一括変換器並びにその歪み測定方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 広帯域ＦＭ信号波のスペクトルの対称性によ
り歪みを測定することにより歪みの少ないＦＭレーザ及
びＦＭ一括変換器を提供すること。 【解決手段】 単一の正弦波信号を、ＦＭ変調指数が第
１番目の零点である約５．１３５６の近傍になるように
入力した場合に、出力される信号光の光スペクトルの２
番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数と、−２番
目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数とのズレ量を
０．０１５以下にすることにより、４０チャンネル映像
伝送において、最大結合波数、Ｎ＝１１、平均変調指数
ｍave＝０．４１の場合、ＦＭ一括変換器に適用するＦ
Ｍレーザの複合２次歪み、ＣＳＯをＡＭ映像伝送の仕様
値−５４ｄＢ以下とすることができる。
り歪みを測定することにより歪みの少ないＦＭレーザ及
びＦＭ一括変換器を提供すること。 【解決手段】 単一の正弦波信号を、ＦＭ変調指数が第
１番目の零点である約５．１３５６の近傍になるように
入力した場合に、出力される信号光の光スペクトルの２
番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数と、−２番
目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数とのズレ量を
０．０１５以下にすることにより、４０チャンネル映像
伝送において、最大結合波数、Ｎ＝１１、平均変調指数
ｍave＝０．４１の場合、ＦＭ一括変換器に適用するＦ
Ｍレーザの複合２次歪み、ＣＳＯをＡＭ映像伝送の仕様
値−５４ｄＢ以下とすることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、広帯域信号の光伝
送に利用するＦＭレーザ及びＦＭ一括変換器に関し、よ
り詳細には、周波数分割多重されている振幅変調、もし
くは直交振幅変調（ＱＡＭ；quadrature amplitude mod
ulation）された多チャンネル映像信号を光伝送するの
に適し、特に、パッシプダブルスター（ＰＤＳ；passiv
e double star）光加入者伝送システムで利用するのに
適したＦＭレーザ及びＦＭ一括変換器に関する。
送に利用するＦＭレーザ及びＦＭ一括変換器に関し、よ
り詳細には、周波数分割多重されている振幅変調、もし
くは直交振幅変調（ＱＡＭ；quadrature amplitude mod
ulation）された多チャンネル映像信号を光伝送するの
に適し、特に、パッシプダブルスター（ＰＤＳ；passiv
e double star）光加入者伝送システムで利用するのに
適したＦＭレーザ及びＦＭ一括変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＦＭレーザ及びＦＭ一括変換器が
適用されるＦＭ一括変換伝送システムにおけるＡＭ信号
は、ドロップ分配系インターフェースを介してＦＭ一括
変換器により多チャンネルＡＭ映像信号を一括し、一つ
の広帯域なＦＭ信号に変換させる。変換された信号は加
入者線終端装置（ＳＬＴ；subscriber line terminal）
のＤＦＢ（distributed feedback）レーザと光増幅器を
介して光ファイバに伝送される。光伝送路では、一つの
広帯域なＦＭ信号で伝送するが、光分岐回路を介して加
入者の光受信器（ＯＮＵ；optical network unit）にお
いて広帯域ＦＭ復調され、一括して多チャンネルＡＭ映
像信号に戻される。さらに、加入者・ネットワーク・イ
ンターフェース（ＸＮＩ）を介してチュ−ナ・ＡＭ復調
器でさらに復調され、ＴＶ信号に戻される。
適用されるＦＭ一括変換伝送システムにおけるＡＭ信号
は、ドロップ分配系インターフェースを介してＦＭ一括
変換器により多チャンネルＡＭ映像信号を一括し、一つ
の広帯域なＦＭ信号に変換させる。変換された信号は加
入者線終端装置（ＳＬＴ；subscriber line terminal）
のＤＦＢ（distributed feedback）レーザと光増幅器を
介して光ファイバに伝送される。光伝送路では、一つの
広帯域なＦＭ信号で伝送するが、光分岐回路を介して加
入者の光受信器（ＯＮＵ；optical network unit）にお
いて広帯域ＦＭ復調され、一括して多チャンネルＡＭ映
像信号に戻される。さらに、加入者・ネットワーク・イ
ンターフェース（ＸＮＩ）を介してチュ−ナ・ＡＭ復調
器でさらに復調され、ＴＶ信号に戻される。
【０００３】広帯域ＦＭ復調器の回路形式としては、遅
延線ＦＭ復調器が、原理的に非常に広帯域にわたって良
好な直線性を得ることのできる方式で優れている。
延線ＦＭ復調器が、原理的に非常に広帯域にわたって良
好な直線性を得ることのできる方式で優れている。
【０００４】これまでは、広帯域ＦＭ復調器について
は、図４に示すように、復調特性が測定できていたが、
ＦＭ一括変換器の単独の歪みは測定できず、広帯域ＦＭ
復調器の歪み込みの歪み値でしか測定できなかった。
は、図４に示すように、復調特性が測定できていたが、
ＦＭ一括変換器の単独の歪みは測定できず、広帯域ＦＭ
復調器の歪み込みの歪み値でしか測定できなかった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】実用化するためのＦＭ
一括変換伝送システムにおいては、ＦＭ一括変換器と広
帯域ＦＭ復調器の歪みがそれぞれ、個別に測定できるこ
とが重要である。特にパッシブダブルスター（ＰＤＳ）
光加入者伝送システムにおいては、一台のＦＭ一括変換
器に、複数のＦＭ復調器が対向するので、ＦＭ一括変換
器の歪みが少ないことが重要である。
一括変換伝送システムにおいては、ＦＭ一括変換器と広
帯域ＦＭ復調器の歪みがそれぞれ、個別に測定できるこ
とが重要である。特にパッシブダブルスター（ＰＤＳ）
光加入者伝送システムにおいては、一台のＦＭ一括変換
器に、複数のＦＭ復調器が対向するので、ＦＭ一括変換
器の歪みが少ないことが重要である。
【０００６】広帯域ＦＭ復調器については、図４に示し
たとおりのｆ−Ｖ特性の線形性を測定することが重要で
ある。しかし、ＦＭ一括変換器の歪みを個別に測定する
方法は、これまで提案されていなかった。これまでは、
ＦＭ一括変換器と広帯域ＦＭ復調器の歪みの合計でしか
測定できなかった。
たとおりのｆ−Ｖ特性の線形性を測定することが重要で
ある。しかし、ＦＭ一括変換器の歪みを個別に測定する
方法は、これまで提案されていなかった。これまでは、
ＦＭ一括変換器と広帯域ＦＭ復調器の歪みの合計でしか
測定できなかった。
【０００７】本発明は、このような問題に鑑みてなされ
たもので、その目的とするところは、広帯域ＦＭ信号波
のスペクトルの対称性により歪みを測定することにより
歪みの少ないＦＭレーザ及びＦＭ一括変換器並びにその
歪み測定方法を提供することにある。
たもので、その目的とするところは、広帯域ＦＭ信号波
のスペクトルの対称性により歪みを測定することにより
歪みの少ないＦＭレーザ及びＦＭ一括変換器並びにその
歪み測定方法を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】このような課題を達成す
るために、請求項１に記載の発明は、電気信号を入力し
て光周波数が変調された信号光を出力するＦＭレーザに
おいて、単一の正弦波信号を、ＦＭ変調指数が第１番目
の零点である約５．１３５６の近傍になるように入力し
た場合に、出力される信号光の光スペクトルの２番目の
側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数と、−２番目の側
波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数とのズレ量Δｍが、 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２０．２ [ｄＢ] （１） ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均ＦＭ変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式を満たすことを特徴とするものである。
るために、請求項１に記載の発明は、電気信号を入力し
て光周波数が変調された信号光を出力するＦＭレーザに
おいて、単一の正弦波信号を、ＦＭ変調指数が第１番目
の零点である約５．１３５６の近傍になるように入力し
た場合に、出力される信号光の光スペクトルの２番目の
側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数と、−２番目の側
波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数とのズレ量Δｍが、 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２０．２ [ｄＢ] （１） ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均ＦＭ変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式を満たすことを特徴とするものである。
【０００９】また、請求項２に記載の発明は、請求項１
に記載の発明において、前記ズレ量が０．０１５以下で
あることを特徴とするものである。
に記載の発明において、前記ズレ量が０．０１５以下で
あることを特徴とするものである。
【００１０】また、請求項３に記載の発明は、電気信号
を入力して周波数が変調された電気信号を出力するＦＭ
一括変換器において、単一の正弦波信号を、ＦＭ変調指
数が第１番目の零点である約５．１３５６の近傍になる
ように入力した場合に、出力される電気信号の電気信号
スペクトルの２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調
指数と、−２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指
数とのズレ量Δｍが、 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ] ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均ＦＭ変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式を満たすことを特徴とするものである。
を入力して周波数が変調された電気信号を出力するＦＭ
一括変換器において、単一の正弦波信号を、ＦＭ変調指
数が第１番目の零点である約５．１３５６の近傍になる
ように入力した場合に、出力される電気信号の電気信号
スペクトルの２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調
指数と、−２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指
数とのズレ量Δｍが、 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ] ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均ＦＭ変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式を満たすことを特徴とするものである。
【００１１】また、請求項４に記載の発明は、請求項３
に記載の発明において、前記ズレ量が０．０１５以下で
あることを特徴とするものである。
に記載の発明において、前記ズレ量が０．０１５以下で
あることを特徴とするものである。
【００１２】また、請求項５に記載の発明は、電気信号
を入力して光周波数が変調された信号光を出力するＦＭ
レーザの歪み測定方法において、単一の正弦波信号を、
ＦＭ変調指数が第１番目の零点である約５．１３５６の
近傍になるように入力した場合に、出力される信号光の
光スペクトルの２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変
調指数と、−２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調
指数とのズレ量Δｍを測定し、 ２０logΔｍ＝ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２０．２ [ｄＢ] （２） ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式に代入し、ＣＳＯを算出することを特徴とする
ものである。
を入力して光周波数が変調された信号光を出力するＦＭ
レーザの歪み測定方法において、単一の正弦波信号を、
ＦＭ変調指数が第１番目の零点である約５．１３５６の
近傍になるように入力した場合に、出力される信号光の
光スペクトルの２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変
調指数と、−２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調
指数とのズレ量Δｍを測定し、 ２０logΔｍ＝ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２０．２ [ｄＢ] （２） ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式に代入し、ＣＳＯを算出することを特徴とする
ものである。
【００１３】また、請求項６に記載の発明は、電気信号
を入力して周波数が変調された電気信号を出力するＦＭ
一括変換器の歪み測定方法において、単一の正弦波信号
を、ＦＭ変調指数が第１番目の零点である約５．１３５
６の近傍になるように入力した場合に、出力される電気
信号の電気信号スペクトルの２番目の側波帯の振幅が零
になるＦＭ変調指数と、−２番目の側波帯の振幅が零に
なるＦＭ変調指数とのズレ量Δｍを測定して、 ２０logΔｍ＝ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ］ ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍａｖｅ；多チャンネル伝送時の平均変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式に代入し、ＣＳＯを算出することを特徴とする
ものである。
を入力して周波数が変調された電気信号を出力するＦＭ
一括変換器の歪み測定方法において、単一の正弦波信号
を、ＦＭ変調指数が第１番目の零点である約５．１３５
６の近傍になるように入力した場合に、出力される電気
信号の電気信号スペクトルの２番目の側波帯の振幅が零
になるＦＭ変調指数と、−２番目の側波帯の振幅が零に
なるＦＭ変調指数とのズレ量Δｍを測定して、 ２０logΔｍ＝ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ］ ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍａｖｅ；多チャンネル伝送時の平均変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式に代入し、ＣＳＯを算出することを特徴とする
ものである。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施例について説明する。
施例について説明する。
【００１５】図１は、本発明のＦＭレーザ及びＦＭ一括
変換器が適用されるＦＭ一括変換伝送システムの概念図
である。ＡＭ信号は、ドロップ分配系インターフェース
１を介してＦＭ一括変換器２により多チャンネルＡＭ映
像信号を一括し、一つの広帯域なＦＭ信号に変換され
る。変換された信号はＳＬＴ３のＤＦＢレーザ３ａと光
増幅器３ｂを介して光ファイバ４に伝送される。光伝送
路では、一つの広帯域なＦＭ信号で伝送するが、光分岐
回路５を介して加入者の光受信器（ＯＮＵ）６において
広帯域ＦＭ復調され、一括して多チャンネルＡＭ映像信
号に戻される。さらに、加入者・ネットワーク・インタ
ーフェース（ＸＮＩ）７を介してチュ−ナ・ＡＭ復調器
８でさらに復調され、ＴＶ信号に戻されＴＶ受像機９に
写し出される。
変換器が適用されるＦＭ一括変換伝送システムの概念図
である。ＡＭ信号は、ドロップ分配系インターフェース
１を介してＦＭ一括変換器２により多チャンネルＡＭ映
像信号を一括し、一つの広帯域なＦＭ信号に変換され
る。変換された信号はＳＬＴ３のＤＦＢレーザ３ａと光
増幅器３ｂを介して光ファイバ４に伝送される。光伝送
路では、一つの広帯域なＦＭ信号で伝送するが、光分岐
回路５を介して加入者の光受信器（ＯＮＵ）６において
広帯域ＦＭ復調され、一括して多チャンネルＡＭ映像信
号に戻される。さらに、加入者・ネットワーク・インタ
ーフェース（ＸＮＩ）７を介してチュ−ナ・ＡＭ復調器
８でさらに復調され、ＴＶ信号に戻されＴＶ受像機９に
写し出される。
【００１６】ＦＭ一括変換は、具体的には、例えば、各
々のチャンネルの周波数が９０ＭＨｚから３７０ＭＨｚ
までに周波数多重された４０チャンネルＡＭ映像信号
を、一つの帯域３７０ＭＨｚのＡＭ信号と見なして、数
ＧＨｚの帯域を有する一つの広帯域なＦＭ信号に変換し
て伝送する方式である。
々のチャンネルの周波数が９０ＭＨｚから３７０ＭＨｚ
までに周波数多重された４０チャンネルＡＭ映像信号
を、一つの帯域３７０ＭＨｚのＡＭ信号と見なして、数
ＧＨｚの帯域を有する一つの広帯域なＦＭ信号に変換し
て伝送する方式である。
【００１７】図２は、ＦＭ一括変換器の構成を示す概念
図で、このＦＭ一括変換器２は、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ；voltage controlled oscillator）でも可能である
が、本実施例の説明では、光ヘテロダイン検波を用いた
場合を示してある。図中、２ｃは光カプラ、２ｄはフォ
トダイオード（ＰＤ；photo diode）である。
図で、このＦＭ一括変換器２は、電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ；voltage controlled oscillator）でも可能である
が、本実施例の説明では、光ヘテロダイン検波を用いた
場合を示してある。図中、２ｃは光カプラ、２ｄはフォ
トダイオード（ＰＤ；photo diode）である。
【００１８】ＦＭレーザ２ａとしては、ＤＦＢレーザを
用いれば、注入電流を変化させることにより、光周波数
を変化させることができる。また、ローカルレーザ２ｂ
にはＤＦＢレーザや外部鏡半導体レーザが適用可能であ
る。
用いれば、注入電流を変化させることにより、光周波数
を変化させることができる。また、ローカルレーザ２ｂ
にはＤＦＢレーザや外部鏡半導体レーザが適用可能であ
る。
【００１９】ＦＭレーザ２ａとしてＤＦＢレーザを、例
えば、ｆｓの周波数で変調すると、出力レーザ光周波数
ｆは、周波数偏移がδｆのとき、 ｆFM＝ｆ0＋δｆsin（２πｆｔ） ・・・（３） となる。光局部発振器の光周波数をｆLOとすると、光ヘ
テロダイン検波により受光素子から出力される電気信号
の周波数ｆは、前記式（３）と、ｆLOとの差の周波数が
出力される。すなわち、 ｆ＝ｆ0−ｆLO＋δｆsin（２πｆｔ） ・・・（４） ここで、２つのレーザ光周波数を極めて近接させれば、
ｆo−ｆLOが数ＧＨｚの中間周波数を有し、周波数偏移
δｆの電気レベルのＦＭ変調波を得ることができること
になる。一般に、ＤＦＢレーザは、注入電流を変調する
ことにより、その光周波数が変調電流に伴って数ＧＨｚ
変動（チャープ）するので、周波数偏移δｆとして数Ｇ
Ｈｚを得ることができる。
えば、ｆｓの周波数で変調すると、出力レーザ光周波数
ｆは、周波数偏移がδｆのとき、 ｆFM＝ｆ0＋δｆsin（２πｆｔ） ・・・（３） となる。光局部発振器の光周波数をｆLOとすると、光ヘ
テロダイン検波により受光素子から出力される電気信号
の周波数ｆは、前記式（３）と、ｆLOとの差の周波数が
出力される。すなわち、 ｆ＝ｆ0−ｆLO＋δｆsin（２πｆｔ） ・・・（４） ここで、２つのレーザ光周波数を極めて近接させれば、
ｆo−ｆLOが数ＧＨｚの中間周波数を有し、周波数偏移
δｆの電気レベルのＦＭ変調波を得ることができること
になる。一般に、ＤＦＢレーザは、注入電流を変調する
ことにより、その光周波数が変調電流に伴って数ＧＨｚ
変動（チャープ）するので、周波数偏移δｆとして数Ｇ
Ｈｚを得ることができる。
【００２０】また、図２においてＦＭレーザ２ａを第１
のＦＭレーザとし、ローカルレーザ２ｂを第２のＦＭレ
ーザとし、第１のＦＭレーザ２ａと逆位相で第２のＦＭ
レーザに変調を加えることにより、２倍の周波数偏移を
得ることも可能である。
のＦＭレーザとし、ローカルレーザ２ｂを第２のＦＭレ
ーザとし、第１のＦＭレーザ２ａと逆位相で第２のＦＭ
レーザに変調を加えることにより、２倍の周波数偏移を
得ることも可能である。
【００２１】次に、広帯域ＦＭ復調器について説明をす
る。その回路形式としては、遅延線ＦＭ復調器が、原理
的に非常に広帯域にわたって良好な直線性を得ることの
できる方式で優れている。
る。その回路形式としては、遅延線ＦＭ復調器が、原理
的に非常に広帯域にわたって良好な直線性を得ることの
できる方式で優れている。
【００２２】図３は、遅延線ＦＭ復調器の構成例（アン
ドゲートの場合）を示す図で、リミッタ増幅器１１、遅
延線１２、アンドゲート１３、ローパス・フィルタ１４
から構成されている。復調特性の例を図４に示してあ
る。
ドゲートの場合）を示す図で、リミッタ増幅器１１、遅
延線１２、アンドゲート１３、ローパス・フィルタ１４
から構成されている。復調特性の例を図４に示してあ
る。
【００２３】これまでは、広帯域ＦＭ復調器６について
は、図４に示すように、復調特性が測定できていたが、
ＦＭ一括変換器２やＦＭレーザ２ａ単独の歪みは測定で
きず、広帯域ＦＭ復調器６の歪み込みの歪み値でしか測
定できなかった。
は、図４に示すように、復調特性が測定できていたが、
ＦＭ一括変換器２やＦＭレーザ２ａ単独の歪みは測定で
きず、広帯域ＦＭ復調器６の歪み込みの歪み値でしか測
定できなかった。
【００２４】本発明によれば、ＦＭ一括変換器単独の歪
み、もしくは、ＦＭ一括変換器を構成するＦＭレーザ単
独の歪みを測定することができる。以下に、その原理に
ついて数式を用いて説明する。また、本発明の検証実験
結果についても説明する。
み、もしくは、ＦＭ一括変換器を構成するＦＭレーザ単
独の歪みを測定することができる。以下に、その原理に
ついて数式を用いて説明する。また、本発明の検証実験
結果についても説明する。
【００２５】本発明では、広帯域ＦＭ信号波のスペクト
ルの対称性により歪みを測定する。歪みのないＦＭ一括
変換器により、単一の正弦波をＦＭ一括変換した場合
は、ＦＭ側波帯スペクトルは対称になるが、正弦波とそ
の２次高調波をＦＭ一括変換した場合は、非対称にな
る。別の見方をすると、単一の正弦波をＦＭ一括変換し
た場合に、ＦＭ側波帯スペクトルが非対称になっていた
場合は、２次高調波歪みが生じていることになる（ただ
し、ここで、３次以上の高次高調波歪みは２次高調波歪
みよりも一般的に小さく無視できるものと仮定し
た。）。その非対称性の度合いによって、ＦＭ一括変換
器自身の歪みの度合いがわかる。
ルの対称性により歪みを測定する。歪みのないＦＭ一括
変換器により、単一の正弦波をＦＭ一括変換した場合
は、ＦＭ側波帯スペクトルは対称になるが、正弦波とそ
の２次高調波をＦＭ一括変換した場合は、非対称にな
る。別の見方をすると、単一の正弦波をＦＭ一括変換し
た場合に、ＦＭ側波帯スペクトルが非対称になっていた
場合は、２次高調波歪みが生じていることになる（ただ
し、ここで、３次以上の高次高調波歪みは２次高調波歪
みよりも一般的に小さく無視できるものと仮定し
た。）。その非対称性の度合いによって、ＦＭ一括変換
器自身の歪みの度合いがわかる。
【００２６】入力信号波は、単一正弦波であり、周波数
をｆ、位相を無視すると、入力信号波、ｓ（ｔ）、は次
式で表わせる。ただし、ｐ＝２πｆである。
をｆ、位相を無視すると、入力信号波、ｓ（ｔ）、は次
式で表わせる。ただし、ｐ＝２πｆである。
【００２７】 ｓ（ｔ）＝Ｉ1 cos pt ・・・（５） この入力信号波を歪みなくＦＭ一括変換した場合は、被
変調波は次式で表わされる。
変調波は次式で表わされる。
【００２８】
【数１】
【００２９】これを複素数表示すると、
【００３０】
【数２】
【００３１】式（７）に、式（５）を代入すると、
【００３２】
【数３】
【００３３】となる。ここで、ｍ1＝Δω1／ｐ，Δω1
＝ｋＩ1 であり、それぞれ、ＦＭ変調指数と、周波数偏
移である。
＝ｋＩ1 であり、それぞれ、ＦＭ変調指数と、周波数偏
移である。
【００３４】さらに、式（８）は、次式に変形できる。
【００３５】
【数４】
【００３６】ここで、Ｊn(x) は、ｎ次の第一種ベッセ
ル関数である。
ル関数である。
【００３７】式（９）から被変調波の搬送波の振幅
Ｉw0、及び、ｋ番目の側波帯の振幅（上側側波帯）Ｉ
w0+kp及び、−ｋ番目の側波帯（下側側波帯）の振幅Ｉ
w0-kpは、それぞれ、次式で表わされる。
Ｉw0、及び、ｋ番目の側波帯の振幅（上側側波帯）Ｉ
w0+kp及び、−ｋ番目の側波帯（下側側波帯）の振幅Ｉ
w0-kpは、それぞれ、次式で表わされる。
【００３８】 Ｉω0＝｜Ｉ0Ｊ0（ｍ1）｜ ・・・（１０） Ｉω0+kp＝｜Ｉ0Ｊk（ｍ1）｜ ・・・（１１） Ｉω0-kp＝｜Ｉ0Ｊ-k（ｍ1）｜ ・・・（１２） 式（１１），（１２）から、対称の側波帯を生じること
がわかる。
がわかる。
【００３９】一方、ＦＭ一括変換器で歪みが生じる場合
は、既に歪みのある入力信号を歪みのないＦＭ一括変換
器に入力するのと同様である。基本波の位相を無視し、
また、３次以上の高調波歪みを２次高調波歪みより小さ
いものとして無視し、２次高調波の位相は基本波と同じ
とすれば、入力信号ｓ（ｔ）は次式で表わされる。
は、既に歪みのある入力信号を歪みのないＦＭ一括変換
器に入力するのと同様である。基本波の位相を無視し、
また、３次以上の高調波歪みを２次高調波歪みより小さ
いものとして無視し、２次高調波の位相は基本波と同じ
とすれば、入力信号ｓ（ｔ）は次式で表わされる。
【００４０】 ｓ（ｔ）＝Ｉ1 cos pt ＋Ｉ2 cos 2pt ・・・（１３） 式（１３）を式（７）に代入すると、
【００４１】
【数５】
【００４２】ここで、ｍn＝Δωn／ｎｐ，Δωn＝ｋＩn
である。
である。
【００４３】さらに、式（１４）は、次式のように変形
される。
される。
【００４４】
【数６】
【００４５】従って、被変調波の搬送波の振幅Ｉw0、及
び、ｋ番目の側波帯の振幅Ｉw0+kpは、ｋ＝ｒ1＋２ｒ2
とすれば、それぞれ、次式で表わされる。
び、ｋ番目の側波帯の振幅Ｉw0+kpは、ｋ＝ｒ1＋２ｒ2
とすれば、それぞれ、次式で表わされる。
【００４６】 Ｉω0＝｜Ｉ0Ｊ0（ｍ1）Ｊ0（ｍ2）｜ ・・・（１６）
【００４７】
【数７】
【００４８】また、−ｋ番目の側波帯の振幅Ｉ
w0-kpは、ｋ＝−（ｒ1＋２ｒ2）とすれば、次式で表わ
される。
w0-kpは、ｋ＝−（ｒ1＋２ｒ2）とすれば、次式で表わ
される。
【００４９】
【数８】
【００５０】式（１７），（１８）から、側波帯は非対
称となることがわかる。
称となることがわかる。
【００５１】ここで、２次高調波歪みは大変小さいもの
とし、すなわち２次高調波歪みによるＦＭ変調指数ｍ2
について、次式が成り立つとする。
とし、すなわち２次高調波歪みによるＦＭ変調指数ｍ2
について、次式が成り立つとする。
【００５２】
【数９】
【００５３】このとき、式（１７），（１８）は、それ
ぞれ、次式のように近似できる。
ぞれ、次式のように近似できる。
【００５４】
【数１０】
【００５５】
【数１１】
【００５６】ここで、２番目と−２番目の側波帯の振幅
に着目してみる。すると、式（２０），（２１）は、そ
れぞれ、次式となる。
に着目してみる。すると、式（２０），（２１）は、そ
れぞれ、次式となる。
【００５７】
【数１２】
【００５８】
【数１３】
【００５９】基本波のＦＭ変調指数が、ｍ1＝５．１３
５６…のとき（２次の第一種のベッセル関数の第一番目
の零点のとき）、Ｊ2（ｍ1）＝Ｊ-2（ｍ1）＝０であ
る。このとき、歪みがない場合は、式（１１），（１
２）から、２番目と−２番目の側波帯の振幅は、いずれ
も零になる。しかし、歪みがある場合は、式（２２），
（２３）に零点となる。ｍ1＝５．１３５６…を代入す
ると、次の近似式が得られる。
５６…のとき（２次の第一種のベッセル関数の第一番目
の零点のとき）、Ｊ2（ｍ1）＝Ｊ-2（ｍ1）＝０であ
る。このとき、歪みがない場合は、式（１１），（１
２）から、２番目と−２番目の側波帯の振幅は、いずれ
も零になる。しかし、歪みがある場合は、式（２２），
（２３）に零点となる。ｍ1＝５．１３５６…を代入す
ると、次の近似式が得られる。
【００６０】
【数１４】
【００６１】式（２４）に、２次歪み量は小さいとして
Ｊ1（ｍ2）〜０．５ｍ2，ｍ2＝（ｍ1Ｉ2）／（２Ｉ1）<
<１，ｍ1＝５．１３５６…，の関係を代入すると、基本
波のＦＭ変調指数が、ｍ1＝５．１３５６…における基
本波に対する歪みの振幅の比が、次式のとおり得られ
る。
Ｊ1（ｍ2）〜０．５ｍ2，ｍ2＝（ｍ1Ｉ2）／（２Ｉ1）<
<１，ｍ1＝５．１３５６…，の関係を代入すると、基本
波のＦＭ変調指数が、ｍ1＝５．１３５６…における基
本波に対する歪みの振幅の比が、次式のとおり得られ
る。
【００６２】
【数１５】
【００６３】ここで、２番目の振幅と、−２番目の振幅
が零になるＦＭ変調指数ｍ1が歪みによりΔｍだけずれ
ていた場合、ｍ1＝５．１３５６、（零点）近傍におけ
るＪ2（ｍ1）の傾きは、約−０．３４なので、式（２
５）は次式で近似できる。
が零になるＦＭ変調指数ｍ1が歪みによりΔｍだけずれ
ていた場合、ｍ1＝５．１３５６、（零点）近傍におけ
るＪ2（ｍ1）の傾きは、約−０．３４なので、式（２
５）は次式で近似できる。
【００６４】
【数１６】
【００６５】従って，ｍ1＝５．１３５６…（零点）近
傍における、２次高調波歪みＨＤ2は次式のように求ま
る。
傍における、２次高調波歪みＨＤ2は次式のように求ま
る。
【００６６】
【数１７】
【００６７】１チャンネル当りの平均ＦＭ変調指数をｍ
aveとして、多チャンネルについて一括ＦＭ変調した場
合の複合２次歪みＣＳＯは、ＦＭ変調指数ｍ1＝５．１
３５６…近傍の２次高調波歪みＨＤ2から、次式で求ま
る。
aveとして、多チャンネルについて一括ＦＭ変調した場
合の複合２次歪みＣＳＯは、ＦＭ変調指数ｍ1＝５．１
３５６…近傍の２次高調波歪みＨＤ2から、次式で求ま
る。
【００６８】
【数１８】
【００６９】ただし、ここで、Ｎは歪みの最大結合波数
である。
である。
【００７０】次に、実験結果を示す、電圧制御発振器Ｖ
ＣＯと、注入電流の変化により発振周波数を変化させる
ＦＭレーザでＦＭ一括変換器を構成した場合の、搬送
波、±１番目、及び、±２番目の側波帯の振幅の測定結
果を図５、図６にそれぞれ示す。図５は、ＶＣＯの場合
の搬送波と側波帯の振幅のＦＭ変調指数依存性を示す図
であり、図６は、ＦＭレーザの場合の搬送波と側波帯の
振幅のＦＭ変調指数依存性を示す図である。
ＣＯと、注入電流の変化により発振周波数を変化させる
ＦＭレーザでＦＭ一括変換器を構成した場合の、搬送
波、±１番目、及び、±２番目の側波帯の振幅の測定結
果を図５、図６にそれぞれ示す。図５は、ＶＣＯの場合
の搬送波と側波帯の振幅のＦＭ変調指数依存性を示す図
であり、図６は、ＦＭレーザの場合の搬送波と側波帯の
振幅のＦＭ変調指数依存性を示す図である。
【００７１】実験結果から、ＶＣＯ、ＦＭレーザ、それ
ぞれ、２番目の側波帯の振幅と、−２番目の側波帯の振
幅が零になるＦＭ変調指数ｍ1が歪みによりズレ量、Δ
ｍは、それぞれ、０．３，０．０３である。
ぞれ、２番目の側波帯の振幅と、−２番目の側波帯の振
幅が零になるＦＭ変調指数ｍ1が歪みによりズレ量、Δ
ｍは、それぞれ、０．３，０．０３である。
【００７２】このズレ量から、式（２８）を用いて、４
０チャンネルで、最大結合波数Ｎ＝１１、平均変調指数
ｍave＝０．４１でのＣＳＯを算出すると、ＶＣＯ、Ｆ
Ｍレーザ、それぞれ、ＣＳＯ算出値は、−２８ｄＢ，−
４８ｄＢとなる。
０チャンネルで、最大結合波数Ｎ＝１１、平均変調指数
ｍave＝０．４１でのＣＳＯを算出すると、ＶＣＯ、Ｆ
Ｍレーザ、それぞれ、ＣＳＯ算出値は、−２８ｄＢ，−
４８ｄＢとなる。
【００７３】なお、検証のため、実際に４０チャンネル
で、変調を行いＣＳＯを測定したところ、ＦＭ復調器の
歪みも含めて、ＶＣＯ及び、ＦＭレーザによるＦＭ一括
変換器では、それぞれ、−３０ｄＢ、−５４ｄＢであっ
た。このように、算出値と測定値がほぼ同じであること
から、測定値にはＦＭ復調器の歪みが含まれているもの
の、測定に用いたＦＭ復調器は線形であると考えれば、
本発明によるＦＭ一括変換器、単独の歪みの測定法は、
ほぼ妥当であると考えることができる。
で、変調を行いＣＳＯを測定したところ、ＦＭ復調器の
歪みも含めて、ＶＣＯ及び、ＦＭレーザによるＦＭ一括
変換器では、それぞれ、−３０ｄＢ、−５４ｄＢであっ
た。このように、算出値と測定値がほぼ同じであること
から、測定値にはＦＭ復調器の歪みが含まれているもの
の、測定に用いたＦＭ復調器は線形であると考えれば、
本発明によるＦＭ一括変換器、単独の歪みの測定法は、
ほぼ妥当であると考えることができる。
【００７４】従って、式（２８）から、４０チャンネル
で、最大結合波数Ｎ＝１１、平均変調指数ｍave＝０．
４１でのＣＳＯの仕様値が−５４ｄＢ以下のとき、Δｍ
は０．０１５以下となる。
で、最大結合波数Ｎ＝１１、平均変調指数ｍave＝０．
４１でのＣＳＯの仕様値が−５４ｄＢ以下のとき、Δｍ
は０．０１５以下となる。
【００７５】よって、ＦＭレーザの光スペクトルの、Δ
ｍが０．０１５以下となる。また、ＦＭ一括変換器の電
気信号スペクトルの、Δｍが０．０１５以下となる。
ｍが０．０１５以下となる。また、ＦＭ一括変換器の電
気信号スペクトルの、Δｍが０．０１５以下となる。
【００７６】次に、ＣＳＯが仕様値として与えられてい
る場合は、式（２８）から、Δｍが次式を満足しなけれ
ばならないことがわかる。
る場合は、式（２８）から、Δｍが次式を満足しなけれ
ばならないことがわかる。
【００７７】 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２０．２ [ｄＢ] ・・・（２９） なお、ＣＳＯは、多チャンネル伝送時の複合２次歪みの
仕様、ｍaveは多チャンネル伝送時の平均ＦＭ変調指
数、Ｎは多チャンネル伝送時の最大結合波数である。
仕様、ｍaveは多チャンネル伝送時の平均ＦＭ変調指
数、Ｎは多チャンネル伝送時の最大結合波数である。
【００７８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、電
気信号を入力して光周波数が変調された信号光を出力す
るＦＭレーザにおいて、単一の正弦波信号を、ＦＭ変調
指数が第１番目の零点である約５．１３５６の近傍にな
るように入力した場合に、出力される信号光の光スペク
トルの２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数
と、−２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数と
のズレ量Δｍが、 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ] ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式を満たすようにしたので、多チャンネル映像伝
送において、最大結合波数がＮで、平均ＦＭ変調指数が
ｍaveの場合、ＦＭ一括変換器に適用するＦＭレーザの
複合２次歪みをＡＭ映像伝送の仕様値ＣＳＯ［ｄＢ］以
下とすることができる。
気信号を入力して光周波数が変調された信号光を出力す
るＦＭレーザにおいて、単一の正弦波信号を、ＦＭ変調
指数が第１番目の零点である約５．１３５６の近傍にな
るように入力した場合に、出力される信号光の光スペク
トルの２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数
と、−２番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数と
のズレ量Δｍが、 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ] ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式を満たすようにしたので、多チャンネル映像伝
送において、最大結合波数がＮで、平均ＦＭ変調指数が
ｍaveの場合、ＦＭ一括変換器に適用するＦＭレーザの
複合２次歪みをＡＭ映像伝送の仕様値ＣＳＯ［ｄＢ］以
下とすることができる。
【００７９】また、ズレ量を０．０１５以下であるよう
にしたので、４０チャンネル映像伝送において、最大結
合波数Ｎ＝１１、平均変調指数ｍave＝０．４１の場
合、ＦＭ一括変換器に適用するＦＭレーザの複合２次歪
みＣＳＯをＡＭ映像伝送の一般的な仕様値−５４ｄＢ以
下とすることができる。
にしたので、４０チャンネル映像伝送において、最大結
合波数Ｎ＝１１、平均変調指数ｍave＝０．４１の場
合、ＦＭ一括変換器に適用するＦＭレーザの複合２次歪
みＣＳＯをＡＭ映像伝送の一般的な仕様値−５４ｄＢ以
下とすることができる。
【００８０】また、電気信号を入力して周波数が変調さ
れた電気信号を出力するＦＭ一括変換器において、単一
の正弦波信号を、ＦＭ変調指数が第１番目の零点である
約５．１３５６の近傍になるように入力した場合に、出
力される電気信号の電気信号スペクトルの２番目の側波
帯の振幅が零になるＦＭ変調指数と、−２番目の側波帯
の振幅が零になるＦＭ変調指数とのズレ量Δｍが、 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ] ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均ＦＭ変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式を満たすようにしたので、多チャンネル映像伝
送において、最大結合波数がＮで、平均変調指数がｍ
aveの場合、ＦＭ一括変換器の複合２次歪みをＡＭ映像
伝送の仕様値ＣＳＯ［ｄＢ］以下とすることができる。
れた電気信号を出力するＦＭ一括変換器において、単一
の正弦波信号を、ＦＭ変調指数が第１番目の零点である
約５．１３５６の近傍になるように入力した場合に、出
力される電気信号の電気信号スペクトルの２番目の側波
帯の振幅が零になるＦＭ変調指数と、−２番目の側波帯
の振幅が零になるＦＭ変調指数とのズレ量Δｍが、 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ] ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均ＦＭ変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式を満たすようにしたので、多チャンネル映像伝
送において、最大結合波数がＮで、平均変調指数がｍ
aveの場合、ＦＭ一括変換器の複合２次歪みをＡＭ映像
伝送の仕様値ＣＳＯ［ｄＢ］以下とすることができる。
【００８１】また、ズレ量を０．０１５以下であるよう
にしたので、４０チャンネル映像伝送において、最大結
合波数Ｎ＝１１、平均変調指数ｍave＝０．４１の場
合、ＦＭ一括変換器の複合２次歪みＣＳＯをＡＭ映像伝
送の一般的な仕様値−５４ｄＢ以下とすることができ
る。
にしたので、４０チャンネル映像伝送において、最大結
合波数Ｎ＝１１、平均変調指数ｍave＝０．４１の場
合、ＦＭ一括変換器の複合２次歪みＣＳＯをＡＭ映像伝
送の一般的な仕様値−５４ｄＢ以下とすることができ
る。
【００８２】また、Δｍを測定して式に代入することに
より、ＣＳＯを算出し、ＦＭレーザ及びＦＭ一括変換器
の歪みを測定することができる。
より、ＣＳＯを算出し、ＦＭレーザ及びＦＭ一括変換器
の歪みを測定することができる。
【図１】本発明のＦＭレーザ及びＦＭ一括変換器が適用
されるＦＭ一括変換伝送システムの概念図である。
されるＦＭ一括変換伝送システムの概念図である。
【図２】ＦＭ一括変換器の構成を示す概念図である。
【図３】遅延線ＦＭ復調器の構成例（アンドゲートの場
合）を示す図である。
合）を示す図である。
【図４】復調特性の例を示す図である。
【図５】ＶＣＯの場合の搬送波と側波帯の振幅のＦＭ変
調指数依存性を示す図である。
調指数依存性を示す図である。
【図６】ＦＭレーザの場合の搬送波と側波帯の振幅のＦ
Ｍ変調指数依存性を示す図である。
Ｍ変調指数依存性を示す図である。
１ ドロップ分配系インターフェース ２ ＦＭ一括変換器 ２ａ ＦＭレーザ ２ｂ ローカルレーザ ２ｃ 光カプラ ２ｄ フォトダイオード（ＰＤ） ３ 加入者線終端装置（ＳＬＴ） ３ａ ＤＦＢレーザ ３ｂ 光増幅器 ４ 光ファイバ ５ 光分岐回路 ６ ＯＮＵ（ＦＭ復調器） ７ 加入者・ネットワーク・インターフェース（ＸＮ
Ｉ） ８ チューナ及びＡＭ復調器 ９ ＴＶ受像機 １１ リミッター増幅器 １２ 遅延線 １３ ＡＮＤゲート １４ ローパス・フィルタ
Ｉ） ８ チューナ及びＡＭ復調器 ９ ＴＶ受像機 １１ リミッター増幅器 １２ 遅延線 １３ ＡＮＤゲート １４ ローパス・フィルタ
フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｊ 1/00 Ｈ０４Ｌ 27/36 (72)発明者 松木 光晴 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日 本電信電話株式会社内 Ｆターム(参考） 5F073 AA64 AB28 BA01 EA12 GA24 GA38 HA11 HA12 5K002 AA02 AA04 CA15 DA12 GA01 5K004 AA08 JE02 5K022 AA03 AA16
Claims (6)
- 【請求項１】 電気信号を入力して光周波数が変調され
た信号光を出力するＦＭレーザにおいて、単一の正弦波
信号を、ＦＭ変調指数が第１番目の零点である約５．１
３５６の近傍になるように入力した場合に、出力される
信号光の光スペクトルの２番目の側波帯の振幅が零にな
るＦＭ変調指数と、−２番目の側波帯の振幅が零になる
ＦＭ変調指数とのズレ量Δｍが、 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ] ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式を満たすことを特徴とするＦＭレーザ。 - 【請求項２】 前記ズレ量が０．０１５以下であること
を特徴とする請求項１に記載のＦＭレーザ。 - 【請求項３】 電気信号を入力して周波数が変調された
電気信号を出力するＦＭ一括変換器において、単一の正
弦波信号を、ＦＭ変調指数が第１番目の零点である約
５．１３５６の近傍になるように入力した場合に、出力
される電気信号の電気信号スペクトルの２番目の側波帯
の振幅が零になるＦＭ変調指数と、−２番目の側波帯の
振幅が零になるＦＭ変調指数とのズレ量Δｍが、 ２０logΔｍ≦ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ] ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式を満たすことを特徴とするＦＭ一括変換器。 - 【請求項４】 前記ズレ量が０．０１５以下であること
を特徴とする請求項３に記載のＦＭ一括変換器。 - 【請求項５】 電気信号を入力して光周波数が変調され
た信号光を出力するＦＭレーザの歪み測定方法におい
て、単一の正弦波信号を、ＦＭ変調指数が第１番目の零
点である約５．１３５６の近傍になるように入力した場
合に、出力される信号光の光スペクトルの２番目の側波
帯の振幅が零になるＦＭ変調指数と、−２番目の側波帯
の振幅が零になるＦＭ変調指数とのズレ量Δｍを測定
し、 ２０logΔｍ＝ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ] ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式に代入し、ＣＳＯを算出することを特徴とする
ＦＭレーザの歪み測定方法。 - 【請求項６】 電気信号を入力して周波数が変調された
電気信号を出力するＦＭ一括変換器の歪み測定方法にお
いて、単一の正弦波信号を、ＦＭ変調指数が第１番目の
零点である約５．１３５６の近傍になるように入力した
場合に、出力される電気信号の電気信号スペクトルの２
番目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数と、−２番
目の側波帯の振幅が零になるＦＭ変調指数とのズレ量Δ
ｍを測定して、 ２０logΔｍ＝ＣＳＯ−２０logｍave−１０logＮ ＋２
０．２ [ｄＢ] ＣＳＯ；多チャンネル伝送時の複合２次歪みの仕様 ｍave；多チャンネル伝送時の平均変調指数 Ｎ；多チャンネル伝送時の最大結合波数 の関係式に代入し、ＣＳＯを算出することを特徴とする
ＦＭ一括変換器の歪み測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29888599A JP2001119097A (ja) | 1999-10-20 | 1999-10-20 | Ｆｍレーザ及びｆｍ一括変換器並びにその歪み測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29888599A JP2001119097A (ja) | 1999-10-20 | 1999-10-20 | Ｆｍレーザ及びｆｍ一括変換器並びにその歪み測定方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001119097A true JP2001119097A (ja) | 2001-04-27 |
Family
ID=17865437
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29888599A Pending JP2001119097A (ja) | 1999-10-20 | 1999-10-20 | Ｆｍレーザ及びｆｍ一括変換器並びにその歪み測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001119097A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005006600A1 (ja) * | 2003-07-11 | 2005-01-20 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | 光信号送信機及び光信号伝送システム |
| JP2009162651A (ja) * | 2008-01-08 | 2009-07-23 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｆｍ信号の周波数偏移量測定方法および装置 |
-
1999
- 1999-10-20 JP JP29888599A patent/JP2001119097A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005006600A1 (ja) * | 2003-07-11 | 2005-01-20 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | 光信号送信機及び光信号伝送システム |
| CN100353689C (zh) * | 2003-07-11 | 2007-12-05 | 日本电信电话株式会社 | 光信号发送机和光信号传输系统 |
| US7391978B2 (en) | 2003-07-11 | 2008-06-24 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Optical signal transmitter and optical signal transmission system |
| JP2009162651A (ja) * | 2008-01-08 | 2009-07-23 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Ｆｍ信号の周波数偏移量測定方法および装置 |
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Legal Events
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