JP2001086083A - 逆多重化方法及びデマルチプレクサ - Google Patents
逆多重化方法及びデマルチプレクサInfo
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04B1/06—Receivers
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- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
- H04B1/1661—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels
- H04B1/1669—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal
- H04B1/1676—Reduction of noise by manipulation of the baseband composite stereophonic signal or the decoded left and right channels of the demodulated composite stereo signal of the sum or difference signal
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
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- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 伝送オーディオ信号における信号対雑音比を
向上させたステレオオーディオ信号後調器を提供する。 【解決手段】 ＳＳＢ復調器１は、ステレオ多重化信号
ｕ（ｔ）および、ＰＬＬ回路２からの複素信号２（ｃｏ
ｓ（２ωｐｉｌｔ）＋ｊｓｉｎ（２ωｐｉｌｔ））を入
力し、ＳＳＢ内蔵するデジタルフィルタにより、２つの
側波帯信号を出力する。これらの２つの側波帯信号は、
それぞれＬＰＦ３，４を通過して下側波帯信号ｕｄ，ｌ
（ｔ）及び上側波帯信号ｕｄ，ｕ（ｔ）が得られるが、
それぞれに雑音成分ｖｄ，ｌ（ｔ）、ｖｄ，ｕ（ｔ）が
含まれている。ＬＰＦ３及び４からの出力はそれぞれフ
ィルタ５及び６に入力され、異った重み付け伝達関数に
基いてろ波される。これらの出力は加算器７で加算さ
れ、雑音成分の低減され、最適化ステレオ差信号が得ら
れる。
向上させたステレオオーディオ信号後調器を提供する。 【解決手段】 ＳＳＢ復調器１は、ステレオ多重化信号
ｕ（ｔ）および、ＰＬＬ回路２からの複素信号２（ｃｏ
ｓ（２ωｐｉｌｔ）＋ｊｓｉｎ（２ωｐｉｌｔ））を入
力し、ＳＳＢ内蔵するデジタルフィルタにより、２つの
側波帯信号を出力する。これらの２つの側波帯信号は、
それぞれＬＰＦ３，４を通過して下側波帯信号ｕｄ，ｌ
（ｔ）及び上側波帯信号ｕｄ，ｕ（ｔ）が得られるが、
それぞれに雑音成分ｖｄ，ｌ（ｔ）、ｖｄ，ｕ（ｔ）が
含まれている。ＬＰＦ３及び４からの出力はそれぞれフ
ィルタ５及び６に入力され、異った重み付け伝達関数に
基いてろ波される。これらの出力は加算器７で加算さ
れ、雑音成分の低減され、最適化ステレオ差信号が得ら
れる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、周波数変調された
ステレオ多重化信号を逆多重化（demultiplex）するデ
マルチプレクサ（demultiplexer）及び逆多重化方法に
関し、詳しくは、伝送オーディオ信号の信号対雑音比を
向上させるデマルチプレクサ及び逆多重化方法に関す
る。
ステレオ多重化信号を逆多重化（demultiplex）するデ
マルチプレクサ（demultiplexer）及び逆多重化方法に
関し、詳しくは、伝送オーディオ信号の信号対雑音比を
向上させるデマルチプレクサ及び逆多重化方法に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ放送では、ステレオ多重化信号（st
ereo-multiplex signal）は、周波数変調（frequency
modulation; FM）されている。ステレオ多重化信号
は、ステレオ和信号（stereo-sum signal）とステレオ
差信号（stereo-difference signal）からなる。抑圧
搬送波（suppressed carrier）は、ステレオ差信号に
より振幅変調されている。受信機においてステレオ差信
号のコヒーレント振幅復調（coherent amplitude dem
odulation）を行うために、ステレオ多重化信号には、
振幅変調（amplitude modulation; AM）搬送波周波数
（carrier frequency）の半分のパイロット搬送波（pi
lot carrier）が付加されている。
ereo-multiplex signal）は、周波数変調（frequency
modulation; FM）されている。ステレオ多重化信号
は、ステレオ和信号（stereo-sum signal）とステレオ
差信号（stereo-difference signal）からなる。抑圧
搬送波（suppressed carrier）は、ステレオ差信号に
より振幅変調されている。受信機においてステレオ差信
号のコヒーレント振幅復調（coherent amplitude dem
odulation）を行うために、ステレオ多重化信号には、
振幅変調（amplitude modulation; AM）搬送波周波数
（carrier frequency）の半分のパイロット搬送波（pi
lot carrier）が付加されている。
【０００３】ステレオ和信号とステレオ差信号は、以下
のように定義される。
のように定義される。
【０００４】
【数１】
【０００５】ステレオ多重化信号は、以下のように定義
される。
される。
【０００６】
【数２】
【０００７】ステレオ多重化信号は、以下のように周波
数変調される。
数変調される。
【０００８】
【数３】
【０００９】ここで、ωcは、搬送波周波数を示し、Δ
ωは、周波数偏差（frequency deviation）を示す。
ωは、周波数偏差（frequency deviation）を示す。
【００１０】受信機側では、周波数変調されたステレオ
多重化信号は、周波数復調されたのち、ステレオ逆多重
化（stereo-demultiplex）され、これにより左チャンネ
ル及び右チャンネルのオーディオ信号が算出される。
多重化信号は、周波数復調されたのち、ステレオ逆多重
化（stereo-demultiplex）され、これにより左チャンネ
ル及び右チャンネルのオーディオ信号が算出される。
【００１１】ステレオ逆多重化を実行するステレオデマ
ルチプレクサ（stereo-demultiplexer）は、パイロット
搬送波の第２高調波を再生する必要がある。このため、
位相ロックロープ（phase locked loop; PLL）をパ
イロット搬送波の位相にロックして、パイロット搬送波
の第２高調波を生成する。パイロット搬送波の位相にロ
ックされた第２高調波は、ステレオ差信号のコヒーレン
ト振幅復調に用いられる。
ルチプレクサ（stereo-demultiplexer）は、パイロット
搬送波の第２高調波を再生する必要がある。このため、
位相ロックロープ（phase locked loop; PLL）をパ
イロット搬送波の位相にロックして、パイロット搬送波
の第２高調波を生成する。パイロット搬送波の位相にロ
ックされた第２高調波は、ステレオ差信号のコヒーレン
ト振幅復調に用いられる。
【００１２】図８は、従来より使用されているステレオ
デマルチプレクサの機能的ブロック図である。説明を簡
単にするために、送信側では、ステレオ多重化信号ＳFM
（ｔ）に雑音ｎb（ｔ）が重畳するものとし、図８のス
テレオデマルチプレクサにおいては、受信側及び伝送チ
ャンネル内で、雑音ｎb（ｔ）は周波数復調器１１の直
前で加算器１０によりステレオ多重化信号ＳFM（ｔ）に
加算されるものとされている。したがって、周波数復調
器１１は、送信側で生成されたステレオ多重化信号ｍ
stmux（ｔ）と、雑音ｎb（ｔ）を周波数復調することに
より生成された雑音成分ｖ（ｔ）とからなるステレオ多
重化信号ｕ（ｔ）を出力する。このステレオ多重化信号
ｕ（ｔ）に基づいて、ＰＬＬ回路２は、パイロット搬送
波の第２高調波、すなわちパイロット搬送波と同位相で
周波数が２倍の信号を生成する。この信号は、ステレオ
多重化信号ｕ（ｔ）をコヒーレント振幅復調してステレ
オ差信号ｕd（ｔ）を得る処理に使用される。コヒーレ
ント振幅復調は、復調器（demodulator）１２により実
行される。すなわち、復調器１２の第１の入力端子に
は、ステレオ多重化信号ｕ（ｔ）が供給され、第２の入
力端子には、パイロット搬送波の第２高調波が供給され
る。復調器１２は、コヒーレント振幅復調した信号をフ
ィルタ９に供給する。フィルタ９は、送信側で生成され
たステレオ差信号ｍ d（ｔ）とこれに加わった雑音成分
ｖd（ｔ）からなるステレオ差信号ｕd（ｔ）を出力す
る。一方、周波数復調器１１から出力されるステレオ多
重化信号ｕ（ｔ）を低域通過フィルタ（low-pass filt
er）８によりフィルタリングすることにより、ステレオ
和信号ｍs（ｔ）とこれに加わった雑音成分ｖs（ｔ）と
からなるステレオ和信号ｕs（ｔ）が得られる。左チャ
ンネルオーディオ信号（left audio signal）は、ス
テレオ和信号ｕs（ｔ）とステレオ差信号ｕd（ｔ）とを
加算することにより得られる。右チャンネルオーディオ
信号（right audio signal）は、ステレオ和信号ｕs
（ｔ）からステレオ差信号ｕd（ｔ）を減算することに
より得られる。したがって、左チャンネルオーディオ信
号には、雑音成分ｖd（ｔ）＋ｖs（ｔ）が含まれ、右チ
ャンネルオーディオ信号には、雑音成分ｖd（ｔ）−ｖs
（ｔ）が含まれる。
デマルチプレクサの機能的ブロック図である。説明を簡
単にするために、送信側では、ステレオ多重化信号ＳFM
（ｔ）に雑音ｎb（ｔ）が重畳するものとし、図８のス
テレオデマルチプレクサにおいては、受信側及び伝送チ
ャンネル内で、雑音ｎb（ｔ）は周波数復調器１１の直
前で加算器１０によりステレオ多重化信号ＳFM（ｔ）に
加算されるものとされている。したがって、周波数復調
器１１は、送信側で生成されたステレオ多重化信号ｍ
stmux（ｔ）と、雑音ｎb（ｔ）を周波数復調することに
より生成された雑音成分ｖ（ｔ）とからなるステレオ多
重化信号ｕ（ｔ）を出力する。このステレオ多重化信号
ｕ（ｔ）に基づいて、ＰＬＬ回路２は、パイロット搬送
波の第２高調波、すなわちパイロット搬送波と同位相で
周波数が２倍の信号を生成する。この信号は、ステレオ
多重化信号ｕ（ｔ）をコヒーレント振幅復調してステレ
オ差信号ｕd（ｔ）を得る処理に使用される。コヒーレ
ント振幅復調は、復調器（demodulator）１２により実
行される。すなわち、復調器１２の第１の入力端子に
は、ステレオ多重化信号ｕ（ｔ）が供給され、第２の入
力端子には、パイロット搬送波の第２高調波が供給され
る。復調器１２は、コヒーレント振幅復調した信号をフ
ィルタ９に供給する。フィルタ９は、送信側で生成され
たステレオ差信号ｍ d（ｔ）とこれに加わった雑音成分
ｖd（ｔ）からなるステレオ差信号ｕd（ｔ）を出力す
る。一方、周波数復調器１１から出力されるステレオ多
重化信号ｕ（ｔ）を低域通過フィルタ（low-pass filt
er）８によりフィルタリングすることにより、ステレオ
和信号ｍs（ｔ）とこれに加わった雑音成分ｖs（ｔ）と
からなるステレオ和信号ｕs（ｔ）が得られる。左チャ
ンネルオーディオ信号（left audio signal）は、ス
テレオ和信号ｕs（ｔ）とステレオ差信号ｕd（ｔ）とを
加算することにより得られる。右チャンネルオーディオ
信号（right audio signal）は、ステレオ和信号ｕs
（ｔ）からステレオ差信号ｕd（ｔ）を減算することに
より得られる。したがって、左チャンネルオーディオ信
号には、雑音成分ｖd（ｔ）＋ｖs（ｔ）が含まれ、右チ
ャンネルオーディオ信号には、雑音成分ｖd（ｔ）−ｖs
（ｔ）が含まれる。
【００１３】伝送系列において重畳される雑音ｎ
b（ｔ）を考慮に入れなければ、ステレオ和信号ｍ
s（ｔ）は、ステレオ多重化信号を低域通過フィルタ８
によりフィルタリングすることにより得られ、ステレオ
差信号ｍd（ｔ）は、振幅変調されたステレオ差信号を
コヒーレント振幅復調することにより得られる。左チャ
ンネルオーディオ信号ｌ（ｔ）及び右チャンネルオーデ
ィオ信号ｒ（ｔ）は、以下のように、それぞれステレオ
和信号とステレオ差信号の和及び差として求められる。
b（ｔ）を考慮に入れなければ、ステレオ和信号ｍ
s（ｔ）は、ステレオ多重化信号を低域通過フィルタ８
によりフィルタリングすることにより得られ、ステレオ
差信号ｍd（ｔ）は、振幅変調されたステレオ差信号を
コヒーレント振幅復調することにより得られる。左チャ
ンネルオーディオ信号ｌ（ｔ）及び右チャンネルオーデ
ィオ信号ｒ（ｔ）は、以下のように、それぞれステレオ
和信号とステレオ差信号の和及び差として求められる。
【００１４】
【数４】
【００１５】周波数変調信号の雑音を算出するために、
周波数復調器に入力される信号の雑音は、零平均ガウス
雑音（zero mean Gaussian noise）であると仮定さ
れる。周波数復調器に入力される信号における雑音ｎb
（ｔ）の仮定された電力スペクトル密度（power spect
ral density）を図９に示す。電力スペクトル密度Ｓ
nbnb（ｊω）は、−ωc−Ｂnから−ωc＋Ｂnまでの周波
数と、ωc−Ｂnからωc＋Ｂnまでの周波数においてＮ0
／２に等しい。ここで、Ｎ0は雑音の電力スペクトル密
度を示し、ωcはＦＭ搬送波周波数を示し、Ｂnは雑音の
帯域幅を示す。カメヤー（Kammeyer）著の通信伝送（Na
chrichtenuebertragung）（ISBN 3-519-16142-7）に
は、周波数変調信号における雑音ｖ（ｔ）は、以下の式
に基づいて算出できることが示されている。
周波数復調器に入力される信号の雑音は、零平均ガウス
雑音（zero mean Gaussian noise）であると仮定さ
れる。周波数復調器に入力される信号における雑音ｎb
（ｔ）の仮定された電力スペクトル密度（power spect
ral density）を図９に示す。電力スペクトル密度Ｓ
nbnb（ｊω）は、−ωc−Ｂnから−ωc＋Ｂnまでの周波
数と、ωc−Ｂnからωc＋Ｂnまでの周波数においてＮ0
／２に等しい。ここで、Ｎ0は雑音の電力スペクトル密
度を示し、ωcはＦＭ搬送波周波数を示し、Ｂnは雑音の
帯域幅を示す。カメヤー（Kammeyer）著の通信伝送（Na
chrichtenuebertragung）（ISBN 3-519-16142-7）に
は、周波数変調信号における雑音ｖ（ｔ）は、以下の式
に基づいて算出できることが示されている。
【００１６】
【数５】
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】復調器は、２次曲線の
形状の入力雑音スペクトル（input noise spectrum）
に対して周波数復調を行う。図１０は、高い搬送波対雑
音比（carrier to noiseratio； CNR）における復調出
力信号の電力スペクトル密度Ｓvv（ｊω）を示すグラフ
である。図１０に示すように、周波数ωに対して、Ｓvv
（ｊω）は、放物線を描く。図８を用いて説明したステ
レオデマルチプレクサのような周波数復調器の出力信号
における雑音ｖ（ｔ）の電力スペクトル密度は、上述の
ような２次放物線を描き、変調信号における周波数成分
のうち、高い周波数成分が低い周波数成分より劣化する
ため、雑音挙動の観点から望ましくない。
形状の入力雑音スペクトル（input noise spectrum）
に対して周波数復調を行う。図１０は、高い搬送波対雑
音比（carrier to noiseratio； CNR）における復調出
力信号の電力スペクトル密度Ｓvv（ｊω）を示すグラフ
である。図１０に示すように、周波数ωに対して、Ｓvv
（ｊω）は、放物線を描く。図８を用いて説明したステ
レオデマルチプレクサのような周波数復調器の出力信号
における雑音ｖ（ｔ）の電力スペクトル密度は、上述の
ような２次放物線を描き、変調信号における周波数成分
のうち、高い周波数成分が低い周波数成分より劣化する
ため、雑音挙動の観点から望ましくない。
【００１８】本発明は上述の課題に鑑みてなされたもの
であり、伝送オーディオ信号における信号対雑音比を向
上させる周波数変調ステレオ多重化信号の逆多重化方法
及びデマルチプレクサを提供することを目的とする。
であり、伝送オーディオ信号における信号対雑音比を向
上させる周波数変調ステレオ多重化信号の逆多重化方法
及びデマルチプレクサを提供することを目的とする。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明に係る逆多重化方法は、周波数変調された
ステレオ多重化信号を逆多重化する逆多重化方法におい
て、信号路（signalpath）において、振幅変調されたス
テレオ差信号の上側波帯及び下側波帯のそれぞれを異な
る重み付け係数により重み付けしたフィルタリングを行
って、ステレオ差信号を生成するステップを有する。
めに、本発明に係る逆多重化方法は、周波数変調された
ステレオ多重化信号を逆多重化する逆多重化方法におい
て、信号路（signalpath）において、振幅変調されたス
テレオ差信号の上側波帯及び下側波帯のそれぞれを異な
る重み付け係数により重み付けしたフィルタリングを行
って、ステレオ差信号を生成するステップを有する。
【００２０】本発明に係るデマルチプレクサは、周波数
変調されたステレオ多重化信号を逆多重化するデマルチ
プレクサにおいて、信号路に設けられ、振幅変調された
ステレオ差信号の上側波帯及び下側波帯のそれぞれを異
なる重み付け係数により重み付けし、ステレオ差信号を
生成する重み付けフィルタを備える。
変調されたステレオ多重化信号を逆多重化するデマルチ
プレクサにおいて、信号路に設けられ、振幅変調された
ステレオ差信号の上側波帯及び下側波帯のそれぞれを異
なる重み付け係数により重み付けし、ステレオ差信号を
生成する重み付けフィルタを備える。
【００２１】本発明では、振幅変調されたステレオ差信
号の上側波帯（upper sideband）及び下側波帯（lower
sideband）の重み付けを行うフィルタリング処理を実
行する。
号の上側波帯（upper sideband）及び下側波帯（lower
sideband）の重み付けを行うフィルタリング処理を実
行する。
【００２２】両側波帯の最適な重み係数を算出するため
に、振幅変調されたステレオ差信号を上側波帯と下側波
帯に分割した後、ステレオ差信号に含まれる雑音の分散
（variance）を最小化するようにフィルタの伝達関数を
決定する。このようにして算出された伝達関数は、ステ
レオ差信号の信号対雑音比を最小化する。
に、振幅変調されたステレオ差信号を上側波帯と下側波
帯に分割した後、ステレオ差信号に含まれる雑音の分散
（variance）を最小化するようにフィルタの伝達関数を
決定する。このようにして算出された伝達関数は、ステ
レオ差信号の信号対雑音比を最小化する。
【００２３】本発明においては、上述のフィルタは、コ
ヒーレント振幅復調が行われる前に、ステレオ差信号を
生成する、すなわち、周波数変調ステレオ多重化信号を
フィルタリングし、フィルタリングされた周波数変調ス
テレオ信号をコヒーレント振幅復調を行う復調器に供給
する信号路に設けられる単一のフィルタにより実現でき
る。また、上述のフィルタは、上側波帯信号及び下側波
帯信号を出力する単一の側波帯復調器の後段に設ける２
個のフィルタにより実現することもできる。
ヒーレント振幅復調が行われる前に、ステレオ差信号を
生成する、すなわち、周波数変調ステレオ多重化信号を
フィルタリングし、フィルタリングされた周波数変調ス
テレオ信号をコヒーレント振幅復調を行う復調器に供給
する信号路に設けられる単一のフィルタにより実現でき
る。また、上述のフィルタは、上側波帯信号及び下側波
帯信号を出力する単一の側波帯復調器の後段に設ける２
個のフィルタにより実現することもできる。
【００２４】ステレオ差信号における群遅延（group d
elay）により発生する右チャンネルオーディオ信号及び
及び左チャンネルオーディオ信号の分離の問題を回避す
るために、本発明では線形位相フィルタ（linear phas
e filter）を用いることが好ましい。
elay）により発生する右チャンネルオーディオ信号及び
及び左チャンネルオーディオ信号の分離の問題を回避す
るために、本発明では線形位相フィルタ（linear phas
e filter）を用いることが好ましい。
【００２５】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る逆多重化方法
及びデマルチプレクサ（demultipulexer）について図面
を参照して詳細に説明する。
及びデマルチプレクサ（demultipulexer）について図面
を参照して詳細に説明する。
【００２６】本発明の第１の具体例においては、オーデ
ィオ信号における信号対雑音比（carrier to noise
ratio; CNR）を向上させるために、ステレオ差信号（s
tereo-difference signal）ｕd（ｔ）を２つの側波帯
信号（sideband carrier）ｕ d,l（ｔ）、ｕd,u（ｔ）
に分割し、これら側波帯信号ｕd,l（ｔ）、ｕd,u（ｔ）
のそれぞれに対する重み付けを行った後に、側波帯信号
ｕd,l（ｔ）、ｕd,u（ｔ）を加算して加重和（weighted
summation）を取ることによりステレオ差信号を生成
する。側波帯信号ｕd,l（ｔ）は、振幅変調されたステ
レオ差信号ｕd（ｔ）の下側波帯（lower subband）の
情報を含み、側波帯信号ｕd,u（ｔ）は、振幅変調され
たステレオ差信号ｕd（ｔ）の上側波帯（upper subban
d）の情報を含む。ステレオ多重化信号のスペクトルを
図２に示す。ステレオ多重化信号（stereo-multiplex
signal）は、ステレオ和信号ｕs（ｔ）のスペクトルＵs
（ｊω）と、パイロット搬送波（pilot carrier）ω
pilと、振幅変調された下側波帯信号ｕd,l（ｔ）のスペ
クトルＵd,l（ｊω）と、振幅変調された上側波帯信号
ｕ d,u（ｔ）のスペクトルＵd,u（ｊω）とを含む。
ィオ信号における信号対雑音比（carrier to noise
ratio; CNR）を向上させるために、ステレオ差信号（s
tereo-difference signal）ｕd（ｔ）を２つの側波帯
信号（sideband carrier）ｕ d,l（ｔ）、ｕd,u（ｔ）
に分割し、これら側波帯信号ｕd,l（ｔ）、ｕd,u（ｔ）
のそれぞれに対する重み付けを行った後に、側波帯信号
ｕd,l（ｔ）、ｕd,u（ｔ）を加算して加重和（weighted
summation）を取ることによりステレオ差信号を生成
する。側波帯信号ｕd,l（ｔ）は、振幅変調されたステ
レオ差信号ｕd（ｔ）の下側波帯（lower subband）の
情報を含み、側波帯信号ｕd,u（ｔ）は、振幅変調され
たステレオ差信号ｕd（ｔ）の上側波帯（upper subban
d）の情報を含む。ステレオ多重化信号のスペクトルを
図２に示す。ステレオ多重化信号（stereo-multiplex
signal）は、ステレオ和信号ｕs（ｔ）のスペクトルＵs
（ｊω）と、パイロット搬送波（pilot carrier）ω
pilと、振幅変調された下側波帯信号ｕd,l（ｔ）のスペ
クトルＵd,l（ｊω）と、振幅変調された上側波帯信号
ｕ d,u（ｔ）のスペクトルＵd,u（ｊω）とを含む。
【００２７】本発明を適用したステレオデマルチプレク
サ（stereo-demultiplexer）を図１に示す。このステレ
オデマルチプレクサは、ステレオ差信号ｕd（ｔ）の下
側波帯信号ｕd,l（ｔ）及び上側波帯信号ｕd,u（ｔ）を
別々に復調する。このステレオデマルチプレクサにおい
て、ステレオ和信号ｕs（ｔ）は、ステレオ多重化信号
ｕ（ｔ）を低域通過フィルタ（low-pass filter）８に
よりフィルタリングして得られる。振幅変調ステレオ差
信号に対するコヒーレント振幅復調（coherentamplitud
e demodulation）は、単一側波帯（single sideband;
SSB）復調器１により実行される。単一側波帯復調器
１の第１の入力端子には、ステレオ多重化信号ｕ（ｔ）
が入力され、第２の入力端子には、ＰＬＬ回路２から出
力された複素信号２（ｃｏｓ（２ωpilｔ）＋ｊｓｉｎ
（２ωpilｔ））が入力される。単一側波帯復調器１
は、デジタルフィルタを有し、２つの側波帯信号を出力
する。そして、２つの側波帯信号は、それぞれ低域通過
フィルタ３，４によりフィルタリングされ、これにより
下側波帯信号（lower sideband signal）ｕd,l（ｔ）
及び上側波帯信号（upper sideband signal）ｕ
d,u（ｔ）が得られる。ステレオ差信号ｕd（ｔ）と、下
側波帯信号ｕd,l（ｔ）及び上側波帯信号ｕd,u（ｔ）と
の関係は、以下の式により表される。
サ（stereo-demultiplexer）を図１に示す。このステレ
オデマルチプレクサは、ステレオ差信号ｕd（ｔ）の下
側波帯信号ｕd,l（ｔ）及び上側波帯信号ｕd,u（ｔ）を
別々に復調する。このステレオデマルチプレクサにおい
て、ステレオ和信号ｕs（ｔ）は、ステレオ多重化信号
ｕ（ｔ）を低域通過フィルタ（low-pass filter）８に
よりフィルタリングして得られる。振幅変調ステレオ差
信号に対するコヒーレント振幅復調（coherentamplitud
e demodulation）は、単一側波帯（single sideband;
SSB）復調器１により実行される。単一側波帯復調器
１の第１の入力端子には、ステレオ多重化信号ｕ（ｔ）
が入力され、第２の入力端子には、ＰＬＬ回路２から出
力された複素信号２（ｃｏｓ（２ωpilｔ）＋ｊｓｉｎ
（２ωpilｔ））が入力される。単一側波帯復調器１
は、デジタルフィルタを有し、２つの側波帯信号を出力
する。そして、２つの側波帯信号は、それぞれ低域通過
フィルタ３，４によりフィルタリングされ、これにより
下側波帯信号（lower sideband signal）ｕd,l（ｔ）
及び上側波帯信号（upper sideband signal）ｕ
d,u（ｔ）が得られる。ステレオ差信号ｕd（ｔ）と、下
側波帯信号ｕd,l（ｔ）及び上側波帯信号ｕd,u（ｔ）と
の関係は、以下の式により表される。
【００２８】
【数６】
【００２９】ここで、振幅変調されたステレオ差信号に
おいて、両側波帯信号に含まれる情報が等しい場合は、
ステレオ差信号ｕd（ｔ）と、下側波帯信号ｕd,l（ｔ）
及び上側波帯信号ｕd,u（ｔ）との関係は、以下の式に
より表される。
おいて、両側波帯信号に含まれる情報が等しい場合は、
ステレオ差信号ｕd（ｔ）と、下側波帯信号ｕd,l（ｔ）
及び上側波帯信号ｕd,u（ｔ）との関係は、以下の式に
より表される。
【００３０】
【数７】
【００３１】さらに、それぞれに雑音成分ｖ
d,l（ｔ）、ｖd,u（ｔ）を加えると以下のようになる。
d,l（ｔ）、ｖd,u（ｔ）を加えると以下のようになる。
【００３２】
【数８】
【００３３】下側波帯信号ｕd,l（ｔ）は、振幅変調さ
れたステレオ差信号ｕd（ｔ）の下側波帯の全ての情報
を含み、上側波帯信号ｕd,u（ｔ）は、振幅変調された
ステレオ差信号ｕd（ｔ）の上側波帯の全ての情報を含
む。
れたステレオ差信号ｕd（ｔ）の下側波帯の全ての情報
を含み、上側波帯信号ｕd,u（ｔ）は、振幅変調された
ステレオ差信号ｕd（ｔ）の上側波帯の全ての情報を含
む。
【００３４】低域通過フィルタ３，４から出力される信
号は、周波数に応じて各信号に重み付けを行うフィルタ
にそれぞれ入力される。詳しくは、低域通過フィルタ３
から出力される信号、すなわち、上側波帯信号ｕ
d,u（ｔ）は、第１の伝達関数（transfer function）
を有する第１のフィルタ５に供給され、低域通過フィル
タ４から出力される信号すなわち、下側波帯信号ｕd,l
（ｔ）は、第２の伝達関数を有する第２のフィルタ６に
供給される。第１及び第２の伝達関数は、後述するよう
に、本発明に基づいて決定される。低域通過フィルタ
５，６から出力される信号は、加算器７に供給されて加
算され、これにより本発明に基づいてフィルタリングさ
れた最適化ステレオ差信号（optimized stereo-differ
ence signal）ｕ d,opt（ｔ）が生成される。右チャン
ネルオーディオ信号及び左チャンネルオーディオ信号
は、従来と同様の方法により生成されるため、ここでは
詳細には説明しない。本発明に基づいて、ステレオ差信
号をフィルタリングし、最適なステレオ差信号ｕd,opt
（ｔ）を生成することにより、左チャンネルオーディオ
信号及び右チャンネルオーディオ信号に含まれる雑音成
分は低減される。
号は、周波数に応じて各信号に重み付けを行うフィルタ
にそれぞれ入力される。詳しくは、低域通過フィルタ３
から出力される信号、すなわち、上側波帯信号ｕ
d,u（ｔ）は、第１の伝達関数（transfer function）
を有する第１のフィルタ５に供給され、低域通過フィル
タ４から出力される信号すなわち、下側波帯信号ｕd,l
（ｔ）は、第２の伝達関数を有する第２のフィルタ６に
供給される。第１及び第２の伝達関数は、後述するよう
に、本発明に基づいて決定される。低域通過フィルタ
５，６から出力される信号は、加算器７に供給されて加
算され、これにより本発明に基づいてフィルタリングさ
れた最適化ステレオ差信号（optimized stereo-differ
ence signal）ｕ d,opt（ｔ）が生成される。右チャン
ネルオーディオ信号及び左チャンネルオーディオ信号
は、従来と同様の方法により生成されるため、ここでは
詳細には説明しない。本発明に基づいて、ステレオ差信
号をフィルタリングし、最適なステレオ差信号ｕd,opt
（ｔ）を生成することにより、左チャンネルオーディオ
信号及び右チャンネルオーディオ信号に含まれる雑音成
分は低減される。
【００３５】ここで、最適なフィルタリングを行うため
の第１のフィルタ５の第１の伝達関数Ｆ−Ｈd,opt（ｊ
ω）及び第２のフィルタ６の第２の伝達関数Ｈ
d,opt（ｊω）を決定する方法について説明する。
の第１のフィルタ５の第１の伝達関数Ｆ−Ｈd,opt（ｊ
ω）及び第２のフィルタ６の第２の伝達関数Ｈ
d,opt（ｊω）を決定する方法について説明する。
【００３６】図３のＡは、周波数復調器から出力される
雑音ｖ（ｔ）の電力スペクトル密度（power spectral
density）Ｓvv（ｊω）のグラフである。電力スペク
トル密度Ｓvv（ｊω）は、以下の式により表される。
雑音ｖ（ｔ）の電力スペクトル密度（power spectral
density）Ｓvv（ｊω）のグラフである。電力スペク
トル密度Ｓvv（ｊω）は、以下の式により表される。
【００３７】
【数９】
【００３８】図３のＢは、ステレオ和信号（stereo-sum
signal）の帯域における雑音ｖs（ｔ）の電力スペク
トル密度Ｓvsvs（ｊω）のグラフである。電力スペクト
ル密度Ｓvsvs（ｊω）は、以下の式により表される。
signal）の帯域における雑音ｖs（ｔ）の電力スペク
トル密度Ｓvsvs（ｊω）のグラフである。電力スペクト
ル密度Ｓvsvs（ｊω）は、以下の式により表される。
【００３９】
【数１０】
【００４０】図３のＣは、コヒーレント振幅復調された
ステレオ差信号の帯域における雑音ｖd（ｔ）の電力ス
ペクトル密度Ｓvdvd（ｊω）のグラフである。電力スペ
クトル密度Ｓvdvd（ｊω）は、以下の式により表され
る。
ステレオ差信号の帯域における雑音ｖd（ｔ）の電力ス
ペクトル密度Ｓvdvd（ｊω）のグラフである。電力スペ
クトル密度Ｓvdvd（ｊω）は、以下の式により表され
る。
【００４１】
【数１１】
【００４２】図３のＤは、振幅復調された下側波帯信号
ｕd,l（ｔ）における雑音の電力スペクトル密度Ｓ
vd,lvd,l（ｊω）の電力スペクトル密度のグラフであ
る。電力スペクトル密度Ｓvd,lvd,l（ｊω）は、以下の
式により表される。
ｕd,l（ｔ）における雑音の電力スペクトル密度Ｓ
vd,lvd,l（ｊω）の電力スペクトル密度のグラフであ
る。電力スペクトル密度Ｓvd,lvd,l（ｊω）は、以下の
式により表される。
【００４３】
【数１２】
【００４４】図３のＥは、振幅復調された上側波帯信号
ｕd,u（ｔ）における雑音の電力スペクトル密度Ｓ
vd,uvd,u（ｊω）の電力スペクトル密度のグラフであ
る。電力スペクトル密度Ｓvd,uvd,u（ｊω）は、以下の
式により表される。
ｕd,u（ｔ）における雑音の電力スペクトル密度Ｓ
vd,uvd,u（ｊω）の電力スペクトル密度のグラフであ
る。電力スペクトル密度Ｓvd,uvd,u（ｊω）は、以下の
式により表される。
【００４５】
【数１３】
【００４６】図３のＢ及びＣから明らかなように、ステ
レオ和信号に含まれる雑音成分は、ステレオ差信号に含
まれる雑音信号に比べて、オーディオ信号全体に含まれ
る雑音に与える影響が極めて少ない。さらに、コヒーレ
ント振幅復調されたステレオ差信号の帯域における雑音
の電力スペクトル密度は、振幅復調された上側波帯信号
及び下側波帯信号の雑音の電力スペクトル密度の和に直
接対応していることがわかる。図３のＤ及びＥに示す電
力スペクトル密度は、図３のＡと図２とを比較して直接
求めることができる。図３のＤ及びＥから明らかなよう
に、上側波帯信号における雑音の電力は、下側波帯信号
における雑音の電力より大きい。
レオ和信号に含まれる雑音成分は、ステレオ差信号に含
まれる雑音信号に比べて、オーディオ信号全体に含まれ
る雑音に与える影響が極めて少ない。さらに、コヒーレ
ント振幅復調されたステレオ差信号の帯域における雑音
の電力スペクトル密度は、振幅復調された上側波帯信号
及び下側波帯信号の雑音の電力スペクトル密度の和に直
接対応していることがわかる。図３のＤ及びＥに示す電
力スペクトル密度は、図３のＡと図２とを比較して直接
求めることができる。図３のＤ及びＥから明らかなよう
に、上側波帯信号における雑音の電力は、下側波帯信号
における雑音の電力より大きい。
【００４７】本発明によれば、ステレオ差信号の両側波
帯信号を加算する前に両側波帯信号に重み付けを行うこ
とによりステレオ差信号の復調処理が最適化される。復
調された信号をフィルタリングすることにより情報信号
の振幅が２倍になるとともに、雑音が最小化される。周
波数が増加するにしたがって、振幅変調ステレオ差信号
の上側波帯信号ｕd,u（ｔ）の重みを減少させ、振幅変
調ステレオ差信号の下側波帯信号ｕd,l（ｔ）の重みを
増加させるとよい。
帯信号を加算する前に両側波帯信号に重み付けを行うこ
とによりステレオ差信号の復調処理が最適化される。復
調された信号をフィルタリングすることにより情報信号
の振幅が２倍になるとともに、雑音が最小化される。周
波数が増加するにしたがって、振幅変調ステレオ差信号
の上側波帯信号ｕd,u（ｔ）の重みを減少させ、振幅変
調ステレオ差信号の下側波帯信号ｕd,l（ｔ）の重みを
増加させるとよい。
【００４８】ここで、本発明に基づくフィルタリング処
理により得られるステレオ差信号の情報信号の振幅を従
来の復調ステレオ差信号の振幅と等しくするために、下
側波帯を伝達関数Ｈd,opt（ｊω）を有するフィルタ６
によりフィルタリングするとともに、上側波帯を伝達関
数Ｆ−Ｈd,opt（ｊω）を有するフィルタ５によりフィ
ルタリングする。なお、Ｆは、任意に選択された定数で
ある。このようなフィルタリング処理により、出力され
る情報信号振幅は、従来のステレオデマルチプレクサに
より得られる情報信号と等しくなるとともに、ステレオ
差信号に含まれる雑音の量が最小化される。
理により得られるステレオ差信号の情報信号の振幅を従
来の復調ステレオ差信号の振幅と等しくするために、下
側波帯を伝達関数Ｈd,opt（ｊω）を有するフィルタ６
によりフィルタリングするとともに、上側波帯を伝達関
数Ｆ−Ｈd,opt（ｊω）を有するフィルタ５によりフィ
ルタリングする。なお、Ｆは、任意に選択された定数で
ある。このようなフィルタリング処理により、出力され
る情報信号振幅は、従来のステレオデマルチプレクサに
より得られる情報信号と等しくなるとともに、ステレオ
差信号に含まれる雑音の量が最小化される。
【００４９】以下に示す具体例では、定数Ｆを２とし、
これに基づいて伝達関数Ｈd,opt（ｊω）を算出する。
すなわち、ステレオ差信号の復調処理を最適化するため
に、最適化ステレオ差信号Ｕd,opt（ｊω）は、以下の
式に基づいて算出される。
これに基づいて伝達関数Ｈd,opt（ｊω）を算出する。
すなわち、ステレオ差信号の復調処理を最適化するため
に、最適化ステレオ差信号Ｕd,opt（ｊω）は、以下の
式に基づいて算出される。
【００５０】
【数１４】
【００５１】最適に復調されたステレオ差信号における
雑音の電力スペクトル密度Ｓvd,opt vd,opt（ｊω）は、
以下の式により表される。
雑音の電力スペクトル密度Ｓvd,opt vd,opt（ｊω）は、
以下の式により表される。
【００５２】
【数１５】
【００５３】ステレオ差信号ｕd,opt（ｔ）における雑
音の分散は次の式により与えられる。
音の分散は次の式により与えられる。
【００５４】
【数１６】
【００５５】この分散を最適化するための式を以下に示
す。
す。
【００５６】
【数１７】
【００５７】これにより、ステレオ差信号をフィルタリ
ングする最適フィルタの伝達関数は、以下の式により求
められる。
ングする最適フィルタの伝達関数は、以下の式により求
められる。
【００５８】
【数１８】
【００５９】図４は、ステレオ差信号の最適な復調を行
うための第２のフィルタ６の第２の伝達関数Ｈ
d,opt（ｊω）を示すグラフである。
うための第２のフィルタ６の第２の伝達関数Ｈ
d,opt（ｊω）を示すグラフである。
【００６０】図４から明らかなように、第２の伝達関数
は、周波数に対して一定ではなく、周波数が高くなるに
したがって、第２の伝達関数の値も高くなる。したがっ
て、第１の伝達関数も一定ではなく、第１の伝達関数
は、周波数が高くなるにしたがって低くなる。
は、周波数に対して一定ではなく、周波数が高くなるに
したがって、第２の伝達関数の値も高くなる。したがっ
て、第１の伝達関数も一定ではなく、第１の伝達関数
は、周波数が高くなるにしたがって低くなる。
【００６１】図５のＡは、最適化された復調ステレオ差
信号の電力スペクトル密度を実線で示し、従来の復調ス
テレオ差信号の電力スペクトル密度を破線で示したグラ
フである。図５のＡから明らかなように、本発明により
最適化されたステレオ差信号の電力スペクトル密度は、
周波数の絶対値が増加するにしたがって減少する。図５
のＢは、周波数ωの変化に応じた従来の復調ステレオ差
信号の電力スペクトル密度Ｓvdvd（ｊω）に対する最適
化された復調ステレオ差信号の電力スペクトル密度Ｓ
vd,optvd,opt（ｊω）の利得の変化をｄＢで示したグラ
フである。図５のＢに示すように、低い周波数では、大
きな利得は得られず、周波数が高くなるにつれて、振幅
変調されたステレオ差信号の上側波帯と下側波帯の雑音
の電力スペクトル密度の差が大きくなるため、利得は大
きくなり、Ｂnf／２π＝１５ｋＨｚにおいて、利得は
２．７ｄＢとなる。Ｂnf／２π＝１５ｋＨｚのオーディ
オ周波数帯域における信号対雑音比（signal-to-noise
ratio; SNR）の利得は０．８６６ｄＢとなる。
信号の電力スペクトル密度を実線で示し、従来の復調ス
テレオ差信号の電力スペクトル密度を破線で示したグラ
フである。図５のＡから明らかなように、本発明により
最適化されたステレオ差信号の電力スペクトル密度は、
周波数の絶対値が増加するにしたがって減少する。図５
のＢは、周波数ωの変化に応じた従来の復調ステレオ差
信号の電力スペクトル密度Ｓvdvd（ｊω）に対する最適
化された復調ステレオ差信号の電力スペクトル密度Ｓ
vd,optvd,opt（ｊω）の利得の変化をｄＢで示したグラ
フである。図５のＢに示すように、低い周波数では、大
きな利得は得られず、周波数が高くなるにつれて、振幅
変調されたステレオ差信号の上側波帯と下側波帯の雑音
の電力スペクトル密度の差が大きくなるため、利得は大
きくなり、Ｂnf／２π＝１５ｋＨｚにおいて、利得は
２．７ｄＢとなる。Ｂnf／２π＝１５ｋＨｚのオーディ
オ周波数帯域における信号対雑音比（signal-to-noise
ratio; SNR）の利得は０．８６６ｄＢとなる。
【００６２】図６は、オーディオ信号における信号対雑
音比を向上させるステレオデマルチプレクサの第２の具
体例を示す図である。この第２の具体例では、従来のス
テレオデマルチプレクサと同様の構成において、ステレ
オ差信号のコヒーレント振幅復調を行う回路の前段に、
伝達関数Ｈopt（ｊω）を有するフィルタ１５を挿入し
ている。伝達関数Ｈopt（ｊω）は、以下の式に示すよ
うに、上述した第１の具体例において、上側波帯をフィ
ルタリングする第１のフィルタの伝達関数（２−Ｈ
d,opt（ｊω））の周波数を変換することにより求めら
れる。
音比を向上させるステレオデマルチプレクサの第２の具
体例を示す図である。この第２の具体例では、従来のス
テレオデマルチプレクサと同様の構成において、ステレ
オ差信号のコヒーレント振幅復調を行う回路の前段に、
伝達関数Ｈopt（ｊω）を有するフィルタ１５を挿入し
ている。伝達関数Ｈopt（ｊω）は、以下の式に示すよ
うに、上述した第１の具体例において、上側波帯をフィ
ルタリングする第１のフィルタの伝達関数（２−Ｈ
d,opt（ｊω））の周波数を変換することにより求めら
れる。
【００６３】
【数１９】
【００６４】図７は、Ｂnf＝２π・１５ｋＨｚとし、ω
pil＝２π・１９ｋＨｚとして、ｆｋＨｚの周波数に対
する伝達関数Ｈopt（ｊｆ）の変化を示すグラフであ
る。
pil＝２π・１９ｋＨｚとして、ｆｋＨｚの周波数に対
する伝達関数Ｈopt（ｊｆ）の変化を示すグラフであ
る。
【００６５】図４及び図７からわかるように、パイロッ
ト搬送波周波数の２倍の周波数、すなわち、信号におい
てオーディオ情報が搬送されていない部分においては、
上側波帯及び下側波帯に対する重み付け係数は等しい。
ト搬送波周波数の２倍の周波数、すなわち、信号におい
てオーディオ情報が搬送されていない部分においては、
上側波帯及び下側波帯に対する重み付け係数は等しい。
【００６６】第１の具体例におけるフィルタ５，６、及
び第２の具体例における伝達関数Ｈ opt（ｊω）を有す
るフィルタ１５は、好ましくは線形位相フィルタ（line
ar phase filter）として実現するとよい。これによ
りステレオ差信号における群遅延（group delay）によ
る歪みにより引き起こる左オーディオチャンネルと右オ
ーディオチャンネルとの分離に関する問題が解決され
る。
び第２の具体例における伝達関数Ｈ opt（ｊω）を有す
るフィルタ１５は、好ましくは線形位相フィルタ（line
ar phase filter）として実現するとよい。これによ
りステレオ差信号における群遅延（group delay）によ
る歪みにより引き起こる左オーディオチャンネルと右オ
ーディオチャンネルとの分離に関する問題が解決され
る。
【００６７】第１及び第２の具体例におけるフィルタの
伝達関数は、周波数復調器の入力信号における雑音を零
平均ガウス雑音（zero mean Gaussian noise）であると
推定して算出されているが、他の雑音分布に基づいてこ
れらの伝達関数を決定してもよい。
伝達関数は、周波数復調器の入力信号における雑音を零
平均ガウス雑音（zero mean Gaussian noise）であると
推定して算出されているが、他の雑音分布に基づいてこ
れらの伝達関数を決定してもよい。
【００６８】
【発明の効果】以上のように本発明に係る逆多重化方法
では、振幅変調された差信号の上側波帯及び下側波帯の
それぞれを重み付けするための異なる重み付け係数を用
いてフィルタリングを行って、ステレオ差信号を生成す
る。これにより、伝送オーディオ信号における信号対雑
音比を向上させることができる。
では、振幅変調された差信号の上側波帯及び下側波帯の
それぞれを重み付けするための異なる重み付け係数を用
いてフィルタリングを行って、ステレオ差信号を生成す
る。これにより、伝送オーディオ信号における信号対雑
音比を向上させることができる。
【００６９】また、本発明に係るデマルチプレクサは、
振幅変調された差信号の上側波帯及び下側波帯のそれぞ
れを重み付けするための異なる重み付け係数を決定する
伝達関数を有し、ステレオ差信号を生成する重み付けフ
ィルタを備える。これにより、伝送オーディオ信号にお
ける信号対雑音比を向上させることができる。
振幅変調された差信号の上側波帯及び下側波帯のそれぞ
れを重み付けするための異なる重み付け係数を決定する
伝達関数を有し、ステレオ差信号を生成する重み付けフ
ィルタを備える。これにより、伝送オーディオ信号にお
ける信号対雑音比を向上させることができる。
【図１】本発明を適用したステレオデマルチプレクサの
構成を示す図である。
構成を示す図である。
【図２】ステレオ多重化信号のスペクトルを示す図であ
る。
る。
【図３】図１に示すステレオデマルチプレクサ内の各信
号成分の電力スペクトル密度を示す図である。
号成分の電力スペクトル密度を示す図である。
【図４】ステレオ差信号の最適復調に用いるフィルタの
伝達関数を示す図である。
伝達関数を示す図である。
【図５】本発明により最適化された復調ステレオ差信号
と従来の復調ステレオ差信号との差異を説明する図であ
る。
と従来の復調ステレオ差信号との差異を説明する図であ
る。
【図６】ステレオデマルチプレクサの第２の具体例を示
す図である。
す図である。
【図７】図６に示すステレオデマルチプレクサにおける
最適復調に用いるフィルタの伝達関数を示す図である。
最適復調に用いるフィルタの伝達関数を示す図である。
【図８】従来のステレオデマルチプレクサの構成を示す
図である。
図である。
【図９】周波数復調器に入力される信号の雑音の仮定さ
れた電力スペクトル密度を示す図である。
れた電力スペクトル密度を示す図である。
【図１０】周波数復調器の出力信号における雑音の電力
スペクトル密度を示す図である。
スペクトル密度を示す図である。
１ 単一側波帯復調器、２ ＰＬＬ、３ 低域通過フィ
ルタ、４ 低域通過フィルタ、５ フィルタ、６ フィ
ルタ、７ 加算器、８ 低域通過フィルタ
ルタ、４ 低域通過フィルタ、５ フィルタ、６ フィ
ルタ、７ 加算器、８ 低域通過フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ビルトゥハーゲン、イエンス ドイツ連邦共和国、デー−70736 フェル バッハ、シュトゥットゥガルター シュト ラーセ 106、シュトゥットガルト テク ノロジーセンター、ソニー インターナシ ョナル（ヨーロッパ） ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング内
Claims (13)
- 【請求項１】 周波数変調されたステレオ多重化信号を
逆多重化する逆多重化方法において、 信号路において、振幅変調されたステレオ差信号の上側
波帯及び下側波帯のそれぞれを異なる重み付け係数によ
り重み付けしたフィルタリングを行って、ステレオ差信
号を生成するステップを有することを特徴とする逆多重
化方法。 - 【請求項２】 上記異なる重み付け係数は、周波数に基
づいて決定されることを特徴とする請求項１記載の逆多
重化方法。 - 【請求項３】 上記フィルタリングにおいて、周波数が
高くなるにしたがって、上記上側波帯の重みを減少さ
せ、上記下側波帯の重みを増加させることを特徴とする
請求項１記載の逆多重化方法。 - 【請求項４】 上記ステレオ差信号に含まれる雑音の分
散を最小化するように重み付けフィルタの伝達関数を算
出することを特徴とする請求項１記載の逆多重化方法。 - 【請求項５】 上記ステレオ差信号に含まれる雑音は、
該ステレオ差信号の上側波帯及び下側波帯の電力スペク
トル密度の加重和に基づいて算出されることを特徴とす
る請求項４記載の逆多重化方法。 - 【請求項６】 上記フィルタリングの伝達関数は、周波
数復調器の入力信号における雑音分布の推定値に基づい
て、ステレオ逆多重化を行う前に算出されることを特徴
とする請求項４記載の逆多重化方法。 - 【請求項７】 上記周波数復調器の入力信号における雑
音は、零平均ガウス雑音であると推定されることを特徴
とする請求項６記載の逆多重化方法。 - 【請求項８】 周波数変調されたステレオ多重化信号を
逆多重化するデマルチプレクサにおいて、 信号路に設けられ、振幅変調されたステレオ差信号の上
側波帯及び下側波帯のそれぞれを異なる重み付け係数に
より重み付けし、ステレオ差信号を生成する重み付けフ
ィルタを備えることを特徴とするデマルチプレクサ。 - 【請求項９】 上記重み付けフィルタは、周波数に基づ
いて重み付け係数を決定する伝達関数を有することを特
徴とする請求項８記載のデマルチプレクサ。 - 【請求項１０】 上記重み付けフィルタは、ステレオ差
信号を生成するためのコヒーレント振幅復調を行う復調
器の入力信号をフィルタリングする単一フィルタを備え
ることを特徴とする請求項８記載のデマルチプレクサ。 - 【請求項１１】 上記重み付けフィルタは、単一側波帯
復調器の第１の出力であるステレオ差信号の上側波帯信
号が入力される第１のフィルタと、上記単一側波帯復調
器の第２の出力であるステレオ差信号の下側波帯信号が
入力される第２のフィルタとを備えることを特徴とする
請求項８記載のデマルチプレクサ。 - 【請求項１２】 上記第１のフィルタから出力される上
側波帯信号と上記第２のフィルタから出力される下側波
帯信号とを加算してステレオ差信号を生成する加算器を
備えることを特徴とする請求項１１記載のデマルチプレ
クサ。 - 【請求項１３】 上記重み付けフィルタは、線形位相フ
ィルタであることを特徴とする請求項８記載のデマルチ
プレクサ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP99114354A EP1071203A1 (en) | 1999-07-21 | 1999-07-21 | Stereo demultiplexer |
| EP99114354.6 | 1999-07-21 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001086083A true JP2001086083A (ja) | 2001-03-30 |
Family
ID=8238641
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000219426A Withdrawn JP2001086083A (ja) | 1999-07-21 | 2000-07-19 | 逆多重化方法及びデマルチプレクサ |
Country Status (3)
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