JP2001086010A - 送信パワー補正回路 - Google Patents
送信パワー補正回路Info
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers without distortion of the input signal
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
Abstract
(57)【要約】
【課題】 送信回路利得の温度変動や部品によるバラツ
キ等によって送信パワーが規格を逸脱するという問題を
克服可能な送信パワー補正回路を提供する。 【解決手段】 送信パワーアンプ６の出力するＲＦ信号
の一部は方向性結合器７で分岐され、対数検波回路９で
対数検波が行われる。平均誤差検出回路１０はレベル設
定レジスタ１３にセットされているレベルデータと対数
検波電圧との差からスロット内の平均誤差を計算する。
レベル補正回路１１は平均誤差とレベル設定レジスタ１
３に設定されたレベルデータとから可変利得アンプ１の
制御端子に加えるべき信号を生成する。
キ等によって送信パワーが規格を逸脱するという問題を
克服可能な送信パワー補正回路を提供する。 【解決手段】 送信パワーアンプ６の出力するＲＦ信号
の一部は方向性結合器７で分岐され、対数検波回路９で
対数検波が行われる。平均誤差検出回路１０はレベル設
定レジスタ１３にセットされているレベルデータと対数
検波電圧との差からスロット内の平均誤差を計算する。
レベル補正回路１１は平均誤差とレベル設定レジスタ１
３に設定されたレベルデータとから可変利得アンプ１の
制御端子に加えるべき信号を生成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は送信パワー補正回路
に関し、特にスロット単位で送信するパワーを決定して
送信を行う通信装置における送信パワー補正回路に関す
る。
に関し、特にスロット単位で送信するパワーを決定して
送信を行う通信装置における送信パワー補正回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、この種の通信装置（あるいは通信
方式）としては、ＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎ
Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）技術を用いたＩＳ
９５方式セルラー（米国で現在実用化されているディジ
タル携帯電話方式の１つ）や、同じくＣＤＭＡ技術を用
いて今後実用化が予定されているＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄ
ｅ Ｂａｎｄ ＣＤＭＡ）等が有る。
方式）としては、ＣＤＭＡ（ＣｏｄｅＤｉｖｉｓｉｏｎ
Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）技術を用いたＩＳ
９５方式セルラー（米国で現在実用化されているディジ
タル携帯電話方式の１つ）や、同じくＣＤＭＡ技術を用
いて今後実用化が予定されているＷ−ＣＤＭＡ（Ｗｉｄ
ｅ Ｂａｎｄ ＣＤＭＡ）等が有る。
【０００３】ここで、スロットとは通信システムが送受
信を行うデータの集まりの単位である。例えば、Ｗ−Ｃ
ＤＭＡにおいては、６２５μｓｅｃの期間を１スロット
としている。ＣＤＭＡはＳｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕ
ｍ変調技術を用いている。この変調方式では通話チャン
ネルの識別が周波数の違いではなく、拡散コード（Ｓｐ
ｒｅａｄｉｎｇ Ｃｏｄｅ）の違いによって行われてい
る。したがって、複数の通話チャンネルが同一の周波数
帯域に存在する。
信を行うデータの集まりの単位である。例えば、Ｗ−Ｃ
ＤＭＡにおいては、６２５μｓｅｃの期間を１スロット
としている。ＣＤＭＡはＳｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕ
ｍ変調技術を用いている。この変調方式では通話チャン
ネルの識別が周波数の違いではなく、拡散コード（Ｓｐ
ｒｅａｄｉｎｇ Ｃｏｄｅ）の違いによって行われてい
る。したがって、複数の通話チャンネルが同一の周波数
帯域に存在する。
【０００４】そのため、ある通話チャンネルを使う移動
機（移動局または単に端末と呼ぶこともある）が基地局
の直下にいて、基地局で受信される電波が他の移動機か
らの電波に比べて大きい場合、この移動機の電波によっ
て他の移動機の通信が干渉を受けるので、その分チャン
ネル収容能力が低下することとなる。
機（移動局または単に端末と呼ぶこともある）が基地局
の直下にいて、基地局で受信される電波が他の移動機か
らの電波に比べて大きい場合、この移動機の電波によっ
て他の移動機の通信が干渉を受けるので、その分チャン
ネル収容能力が低下することとなる。
【０００５】この問題を遠近問題（Ｎｅａｒ Ｆａｒ
Ｐｒｏｂｌｅｍ ｏｒ Ｅｆｆｅｃｔ）と呼んでいる。
この問題を解決するためには、各移動機の送信パワーを
正確にコントロールし、基地局で受信される各移動機か
らの信号強度が均一になるようにする必要がある。逆
に、基地局で受信される各移動機からの信号強度が均一
であればあるほど、システムのチャンネル収容能力が増
大することが分かっている。
Ｐｒｏｂｌｅｍ ｏｒ Ｅｆｆｅｃｔ）と呼んでいる。
この問題を解決するためには、各移動機の送信パワーを
正確にコントロールし、基地局で受信される各移動機か
らの信号強度が均一になるようにする必要がある。逆
に、基地局で受信される各移動機からの信号強度が均一
であればあるほど、システムのチャンネル収容能力が増
大することが分かっている。
【０００６】以上の理由から、ＣＤＭＡにおける移動機
には、広いダイナミックレンジ（７０ｄＢ程度）でかつ
相対的に正確で極めて細かい（１ｄＢステップで、ｄＢ
に対して線形）送信パワー制御が要求される。
には、広いダイナミックレンジ（７０ｄＢ程度）でかつ
相対的に正確で極めて細かい（１ｄＢステップで、ｄＢ
に対して線形）送信パワー制御が要求される。
【０００７】上記のＣＤＭＡにおける遠近問題及びそれ
を克服するためのパワーコントロールの手法について
は、“ＵＳ５０５６１０９：Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ ａ
ｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇ
ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐｏｗｅｒ ｉｎ ａ Ｃ
ＤＭＡ ｃｅｌｌｕｌａｒ ｍｏｂｉｌｅ ｔｅｌｅｐ
ｈｏｎｅ ｓｙｓｔｅｍ．”に詳述されている。
を克服するためのパワーコントロールの手法について
は、“ＵＳ５０５６１０９：Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ ａ
ｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ ｃｏｎｔｒｏｌｌｉｎｇ
ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｐｏｗｅｒ ｉｎ ａ Ｃ
ＤＭＡ ｃｅｌｌｕｌａｒ ｍｏｂｉｌｅ ｔｅｌｅｐ
ｈｏｎｅ ｓｙｓｔｅｍ．”に詳述されている。
【０００８】上記のように、精密なパワー制御を行う従
来の方法について図面を用いて説明する。図８は従来の
送信パワー補正回路の構成を示すブロック図である。こ
の送信パワー補正回路では移動機送信側回路のＩＦ（中
間周波）段以降と、送信パワー制御を行う手段のみを示
している。
来の方法について図面を用いて説明する。図８は従来の
送信パワー補正回路の構成を示すブロック図である。こ
の送信パワー補正回路では移動機送信側回路のＩＦ（中
間周波）段以降と、送信パワー制御を行う手段のみを示
している。
【０００９】上記の送信パワー補正回路においては、送
信されるべき信号であるＩＦ信号が可変利得アンプ（Ｖ
ＧＡ：Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅ
ｒ）１で増幅される。可変利得アンプ１で増幅されたＩ
Ｆ信号は帯域フィルタ２で帯域外雑音が低減された後、
ミキサ３でローカル発振器４からのローカル信号と混合
され、ＲＦ（無線周波）信号に周波数変換される。
信されるべき信号であるＩＦ信号が可変利得アンプ（Ｖ
ＧＡ：Ｖａｒｉａｂｌｅ Ｇａｉｎ Ａｍｐｌｉｆｉｅ
ｒ）１で増幅される。可変利得アンプ１で増幅されたＩ
Ｆ信号は帯域フィルタ２で帯域外雑音が低減された後、
ミキサ３でローカル発振器４からのローカル信号と混合
され、ＲＦ（無線周波）信号に周波数変換される。
【００１０】このＲＦ信号は帯域フィルタ５でミキサ３
で発生するスプリアス（不要波）が除去された後、送信
パワーアンプ６で必要なパワーレベルに増幅される。送
信パワーアンプ６で増幅されたＲＦ信号は、アンテナ８
を介して図示せぬ基地局へ送信される。
で発生するスプリアス（不要波）が除去された後、送信
パワーアンプ６で必要なパワーレベルに増幅される。送
信パワーアンプ６で増幅されたＲＦ信号は、アンテナ８
を介して図示せぬ基地局へ送信される。
【００１１】ここで、基地局に送信される送信パワーが
どのように決まるかについて述べる。今、ＰIFをＩＦ信
号のレベル（ｄＢｍ）、ＧV を可変利得アンプ１の利
得（ｄＢ）、ＬF1を帯域フィルタ２のロス（ｄＢ）、Ｇ
C をミキサ３の変換利得（ｄＢ）、ＬF2を帯域フィル
タ５のロス（ｄＢ）、ＧPAを送信パワーアンプ６の利得
（ｄＢ）、ＬA をアンテナ８及びその周辺回路のロス
（ｄＢ）とした場合、送信パワーＰTX（ｄＢｍ）は、 ＰTX＝ＰIF＋ＧV ＋ＬF1＋ＧC ＋ＬF2＋ＧPA＋ＬA という式で求まる。
どのように決まるかについて述べる。今、ＰIFをＩＦ信
号のレベル（ｄＢｍ）、ＧV を可変利得アンプ１の利
得（ｄＢ）、ＬF1を帯域フィルタ２のロス（ｄＢ）、Ｇ
C をミキサ３の変換利得（ｄＢ）、ＬF2を帯域フィル
タ５のロス（ｄＢ）、ＧPAを送信パワーアンプ６の利得
（ｄＢ）、ＬA をアンテナ８及びその周辺回路のロス
（ｄＢ）とした場合、送信パワーＰTX（ｄＢｍ）は、 ＰTX＝ＰIF＋ＧV ＋ＬF1＋ＧC ＋ＬF2＋ＧPA＋ＬA という式で求まる。
【００１２】尚、送信パワーアンプ６の前段にドライバ
アンプ等を置く場合があるが、ここでは送信パワーアン
プに含まれるものとし、またアンテナ８及びその周辺回
路のロスには図示せぬカプラやデュープレクサ、その他
のロスを含むものとする。
アンプ等を置く場合があるが、ここでは送信パワーアン
プに含まれるものとし、またアンテナ８及びその周辺回
路のロスには図示せぬカプラやデュープレクサ、その他
のロスを含むものとする。
【００１３】送信パワーＰTXの制御は可変利得アンプ１
の利得ＧV を制御電圧で変化させることによって行っ
ている。このような可変利得アンプの例としては、ＲＦ
Ｍｉｃｒｏｄｅｖｉｃｅｓ社の製品“ＲＦ２６０９”
が有名である。
の利得ＧV を制御電圧で変化させることによって行っ
ている。このような可変利得アンプの例としては、ＲＦ
Ｍｉｃｒｏｄｅｖｉｃｅｓ社の製品“ＲＦ２６０９”
が有名である。
【００１４】図９に上記の“ＲＦ２６０９”アンプの制
御電圧と利得との関係を示す。図９によると、入力電圧
と利得との関係は若干波打っているもののほぼ線形に近
く、８０ｄＢのダイナミックレンジも可能なことが分か
る。
御電圧と利得との関係を示す。図９によると、入力電圧
と利得との関係は若干波打っているもののほぼ線形に近
く、８０ｄＢのダイナミックレンジも可能なことが分か
る。
【００１５】一方、送信パワーの設定は次のように行
う。まず、図示せぬＣＰＵ（中央処理装置）等の制御手
段からレベル設定レジスタ１３に希望する出力レベルに
対応したデータ（以下、レベルデータとする）を書込
む。
う。まず、図示せぬＣＰＵ（中央処理装置）等の制御手
段からレベル設定レジスタ１３に希望する出力レベルに
対応したデータ（以下、レベルデータとする）を書込
む。
【００１６】可変利得アンプ１の制御電圧対利得特性
は、図９に示すように、若干の非線形性が有り、それを
補正する目的で、ＲＯＭテーブル（ＲＯＭ−１）１６を
用いてレベルデータの変換を行う。ＲＯＭテーブル１６
の出力はＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器１２で
アナログ制御電圧に変換され、可変利得アンプ１の制御
端子に供給される。以上の制御によって、設定されたレ
ベルデータに対応する送信パワーＰTX（ｄＢｍ）が決ま
る。
は、図９に示すように、若干の非線形性が有り、それを
補正する目的で、ＲＯＭテーブル（ＲＯＭ−１）１６を
用いてレベルデータの変換を行う。ＲＯＭテーブル１６
の出力はＤ／Ａ（ディジタル／アナログ）変換器１２で
アナログ制御電圧に変換され、可変利得アンプ１の制御
端子に供給される。以上の制御によって、設定されたレ
ベルデータに対応する送信パワーＰTX（ｄＢｍ）が決ま
る。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の送信パ
ワー補正回路では、ＩＦ信号レベルＰIFにバラツキがあ
るので、温度による変動もありうる。可変利得アンプ１
の利得ＧV も、図９から分かるように温度変動があ
り、特に最大利得周辺では±３ｄＢもの変動が生じてい
る。
ワー補正回路では、ＩＦ信号レベルＰIFにバラツキがあ
るので、温度による変動もありうる。可変利得アンプ１
の利得ＧV も、図９から分かるように温度変動があ
り、特に最大利得周辺では±３ｄＢもの変動が生じてい
る。
【００１８】帯域フィルタ２，５も部品のバラツキや温
度で、中心周波数が変わることがあり、この影響で利得
の変動が起きる。ミキサ３や送信パワーアンプ６の温度
変動も±数ｄＢに及ぶ。
度で、中心周波数が変わることがあり、この影響で利得
の変動が起きる。ミキサ３や送信パワーアンプ６の温度
変動も±数ｄＢに及ぶ。
【００１９】これらの問題によって、送信パワーＰ
TX（ｄＢｍ）には最悪±１０ｄＢを超える誤差が生じて
しまう。このような誤差が生じると、例えば、最大送信
電力に相当するレベルデータを設定した場合、電波法規
等で規制されている許容最大送信パワー（例えば、許容
送信パワーは定格送信パワーの＋２０％、−５０％以内
と言うような規格が通常定められている）を上回るパワ
ーを出す等の不具合が起きる。これでは電波法規等の規
制に違反することになる。また、近隣の基地局に対して
干渉を及ぼす可能性もある。
TX（ｄＢｍ）には最悪±１０ｄＢを超える誤差が生じて
しまう。このような誤差が生じると、例えば、最大送信
電力に相当するレベルデータを設定した場合、電波法規
等で規制されている許容最大送信パワー（例えば、許容
送信パワーは定格送信パワーの＋２０％、−５０％以内
と言うような規格が通常定められている）を上回るパワ
ーを出す等の不具合が起きる。これでは電波法規等の規
制に違反することになる。また、近隣の基地局に対して
干渉を及ぼす可能性もある。
【００２０】このような不具合を解決する方法として、
ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方
式の携帯電話機で使われているＡＬＣ（Ａｕｔｏｍａｔ
ｉｃＬｅｖｅｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ）等の適用が考えられ
る。
ＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方
式の携帯電話機で使われているＡＬＣ（Ａｕｔｏｍａｔ
ｉｃＬｅｖｅｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ）等の適用が考えられ
る。
【００２１】しかしながら、ＡＬＣはスロット単位の動
作ではなく、単純な送信パワーのフィードバック制御で
ある。つまり、ＡＬＣは送信パワーの変化を検出して瞬
時にパワーアンプのバイアスを変え、送信パワーが一定
になるように利得を制御する方法である。
作ではなく、単純な送信パワーのフィードバック制御で
ある。つまり、ＡＬＣは送信パワーの変化を検出して瞬
時にパワーアンプのバイアスを変え、送信パワーが一定
になるように利得を制御する方法である。
【００２２】ＣＤＭＡ方式においては振幅にも情報が載
せられているので、ＡＬＣのような制御を行うと、振幅
成分の変動が押さえられるため、信号の正確な送信に支
障をきたす。ＡＬＣはＦＭ変調等の定包絡線方式むけで
あり、本来、送信信号レベルが一定である方式には有効
であるが、ＣＤＭＡ方式には使うことができない。ＣＤ
ＭＡ方式においては送信される１スロットの間、送信パ
ワー制御を停止する必要がある。すなわち、送信パワー
制御はスロット単位で行われなければならない。
せられているので、ＡＬＣのような制御を行うと、振幅
成分の変動が押さえられるため、信号の正確な送信に支
障をきたす。ＡＬＣはＦＭ変調等の定包絡線方式むけで
あり、本来、送信信号レベルが一定である方式には有効
であるが、ＣＤＭＡ方式には使うことができない。ＣＤ
ＭＡ方式においては送信される１スロットの間、送信パ
ワー制御を停止する必要がある。すなわち、送信パワー
制御はスロット単位で行われなければならない。
【００２３】上記の送信パワー制御としては、特開平１
１−０７４８０３号公報に記載された送信電力自動制御
回路がある。この送信電力自動制御回路では広範囲に周
波数が変わった場合の検波器の検波電圧の変動を防止す
ることを目的としており、差信号が周波数を切替えた時
のみサンプルホールドされ、出力レベル設定電圧に加算
されている。この制御は周波数を切替えない限り連続制
御であり、スロット単位の制御ではない。
１−０７４８０３号公報に記載された送信電力自動制御
回路がある。この送信電力自動制御回路では広範囲に周
波数が変わった場合の検波器の検波電圧の変動を防止す
ることを目的としており、差信号が周波数を切替えた時
のみサンプルホールドされ、出力レベル設定電圧に加算
されている。この制御は周波数を切替えない限り連続制
御であり、スロット単位の制御ではない。
【００２４】また、特開平８−１５４０２５号公報に記
載された自動送信電力制御方式は、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ
Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓ
ｓ）方式特有の技術であり、スロット毎にチャネルが異
なる場合を想定した技術である。
載された自動送信電力制御方式は、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ
Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓ
ｓ）方式特有の技術であり、スロット毎にチャネルが異
なる場合を想定した技術である。
【００２５】さらに、特開平４−１５７９２７号公報に
記載された送信機は、送信パワーの検波結果を単純にＩ
Ｆ帯域の可変利得増幅器にフィードバックするだけであ
り、特開平２−２１７０１１号公報に記載された送信装
置の送信電力制御回路は、可変減衰器を制御して検波器
へ入力されるレベルを一定に保つことによって、送信機
の出力レベルを広範囲にわたり任意の出力レベルに安定
可能にしている。
記載された送信機は、送信パワーの検波結果を単純にＩ
Ｆ帯域の可変利得増幅器にフィードバックするだけであ
り、特開平２−２１７０１１号公報に記載された送信装
置の送信電力制御回路は、可変減衰器を制御して検波器
へ入力されるレベルを一定に保つことによって、送信機
の出力レベルを広範囲にわたり任意の出力レベルに安定
可能にしている。
【００２６】しかしながら、ＣＤＭＡ方式では、送信パ
ワーが変調によって１スロット内で時々刻々と変化して
おり、制御の対象として必要なのは瞬間的な送信パワー
ではなく、１スロット内の平均的な送信パワーである。
ＣＤＭＡ等の方式では振幅にも情報伝達機能を持たせて
いるので、復調単位である１スロット内で利得が変動し
ては困る。そのため、上記の各公報記載の技術を用いて
も、上記のような送信回路利得の温度変動や部品による
バラツキ等によって送信パワーが規格を逸脱するという
問題を克服することはできない。
ワーが変調によって１スロット内で時々刻々と変化して
おり、制御の対象として必要なのは瞬間的な送信パワー
ではなく、１スロット内の平均的な送信パワーである。
ＣＤＭＡ等の方式では振幅にも情報伝達機能を持たせて
いるので、復調単位である１スロット内で利得が変動し
ては困る。そのため、上記の各公報記載の技術を用いて
も、上記のような送信回路利得の温度変動や部品による
バラツキ等によって送信パワーが規格を逸脱するという
問題を克服することはできない。
【００２７】そこで、本発明の目的は上記の問題点を解
消し、送信回路利得の温度変動や部品によるバラツキ等
によって送信パワーが規格を逸脱するという問題を克服
することができる送信パワー補正回路を提供することに
ある。
消し、送信回路利得の温度変動や部品によるバラツキ等
によって送信パワーが規格を逸脱するという問題を克服
することができる送信パワー補正回路を提供することに
ある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】本発明による送信パワー
補正回路は、スロット単位で信号の送信を行う通信方式
において、送信パワーを補正するための送信パワー補正
回路であって、送信信号レベルを決めるレベルデータを
設定する第１のレジスタ手段と、送信信号を増幅する可
変利得増幅手段と、前記可変利得増幅手段の出力する信
号を電力増幅する電力増幅手段と、前記電力増幅手段の
出力する信号を分岐する分岐手段と、前記分岐手段で分
岐された分岐信号を検波する検波手段と、前記第１のレ
ジスタに設定されたレベルデータと前記検波手段の出力
とのスロット内の平均誤差を算出する平均誤差検出手段
と、前記平均誤差検出手段で計算された前記平均誤差を
基に前記レベルデータを補正する補正手段とを備え、前
記可変利得増幅手段が前記補正手段で補正されたデータ
に応じて利得を変化させるようにしている。
補正回路は、スロット単位で信号の送信を行う通信方式
において、送信パワーを補正するための送信パワー補正
回路であって、送信信号レベルを決めるレベルデータを
設定する第１のレジスタ手段と、送信信号を増幅する可
変利得増幅手段と、前記可変利得増幅手段の出力する信
号を電力増幅する電力増幅手段と、前記電力増幅手段の
出力する信号を分岐する分岐手段と、前記分岐手段で分
岐された分岐信号を検波する検波手段と、前記第１のレ
ジスタに設定されたレベルデータと前記検波手段の出力
とのスロット内の平均誤差を算出する平均誤差検出手段
と、前記平均誤差検出手段で計算された前記平均誤差を
基に前記レベルデータを補正する補正手段とを備え、前
記可変利得増幅手段が前記補正手段で補正されたデータ
に応じて利得を変化させるようにしている。
【００２９】すなわち、本発明の送信パワー補正回路
は、スロット単位で送信するパワーを決定し、送信を行
う通信装置における送信パワー補正回路に関するもので
あり、送信パワーと送信パワー設定値の誤差とを送信ス
ロット毎に計測し、その計測結果に基づいて送信パワー
設定値の補正値を更新している。
は、スロット単位で送信するパワーを決定し、送信を行
う通信装置における送信パワー補正回路に関するもので
あり、送信パワーと送信パワー設定値の誤差とを送信ス
ロット毎に計測し、その計測結果に基づいて送信パワー
設定値の補正値を更新している。
【００３０】この作用によって、本発明の送信パワー補
正回路では、送信パワーが送信パワー設定値にほぼ均し
くなるようにスロット毎に補正されるため、従来の方式
で起きうる送信回路利得の温度変動や部品によるバラツ
キ等によって送信パワーが規格を逸脱するという問題を
克服することが可能となる。
正回路では、送信パワーが送信パワー設定値にほぼ均し
くなるようにスロット毎に補正されるため、従来の方式
で起きうる送信回路利得の温度変動や部品によるバラツ
キ等によって送信パワーが規格を逸脱するという問題を
克服することが可能となる。
【００３１】より具体的に、本発明の第１の送信パワー
補正回路は、スロット単位で信号の送信を行う通信方式
において、送信信号レベルを決めるレベルデータを設定
する第１のレジスタ手段と、信号を増幅する可変利得増
幅手段と、可変利得増幅手段の出力する信号を電力増幅
する電力増幅手段と、電力増幅手段の出力する信号を分
岐する分岐手段と、分岐手段から取出された分岐信号を
検波する検波手段と、第１のレジスタに設定されたレベ
ルデータと検波手段の出力とのスロット内の平均誤差を
算出する平均誤差検出手段と、平均誤差検出手段で検出
された平均誤差を基にレベルデータを補正した補正デー
タを出力する補正手段とを有し、可変利得増幅手段が補
正データに応じて利得を変化させている。
補正回路は、スロット単位で信号の送信を行う通信方式
において、送信信号レベルを決めるレベルデータを設定
する第１のレジスタ手段と、信号を増幅する可変利得増
幅手段と、可変利得増幅手段の出力する信号を電力増幅
する電力増幅手段と、電力増幅手段の出力する信号を分
岐する分岐手段と、分岐手段から取出された分岐信号を
検波する検波手段と、第１のレジスタに設定されたレベ
ルデータと検波手段の出力とのスロット内の平均誤差を
算出する平均誤差検出手段と、平均誤差検出手段で検出
された平均誤差を基にレベルデータを補正した補正デー
タを出力する補正手段とを有し、可変利得増幅手段が補
正データに応じて利得を変化させている。
【００３２】本発明の第２の送信パワー補正回路は、平
均誤差計算手段が、検波手段の出力する１スロット間の
検波結果を平均化して平均送信レベルを検出する平均化
手段と、第１のレジスタに設定されたレベルデータと平
均化手段の出力する平均送信レベルとの差を算出する減
算器とからなり、減算器の計算した差を前記平均誤差と
している。
均誤差計算手段が、検波手段の出力する１スロット間の
検波結果を平均化して平均送信レベルを検出する平均化
手段と、第１のレジスタに設定されたレベルデータと平
均化手段の出力する平均送信レベルとの差を算出する減
算器とからなり、減算器の計算した差を前記平均誤差と
している。
【００３３】本発明の第３の送信パワー補正回路は、上
記の補正手段が、オフセット補正値をセットする第２の
レジスタと、第２のレジスタに記憶されているオフセッ
ト補正値と平均誤差とを加算する第１の加算手段と、オ
フセット補正値と第１のレジスタに記憶されているレベ
ルデータとを加算する第２の加算手段とを有し、スロッ
ト毎に第２のレジスタに記憶されたオフセット補正値を
第１の加算手段の加算結果に更新するとともに、第２の
加算手段の出力をデータとして出力している。
記の補正手段が、オフセット補正値をセットする第２の
レジスタと、第２のレジスタに記憶されているオフセッ
ト補正値と平均誤差とを加算する第１の加算手段と、オ
フセット補正値と第１のレジスタに記憶されているレベ
ルデータとを加算する第２の加算手段とを有し、スロッ
ト毎に第２のレジスタに記憶されたオフセット補正値を
第１の加算手段の加算結果に更新するとともに、第２の
加算手段の出力をデータとして出力している。
【００３４】本発明の第４の送信パワー補正回路は、上
記の平均化手段が、検波手段のスロット内における検波
出力中央値（Ｍｅｄｉａｎ）を平均送信レベルとして出
力している。
記の平均化手段が、検波手段のスロット内における検波
出力中央値（Ｍｅｄｉａｎ）を平均送信レベルとして出
力している。
【００３５】本発明の第５の送信パワー補正回路は、上
記の平均化手段が、コンパレータと積分回路とから構成
されている。
記の平均化手段が、コンパレータと積分回路とから構成
されている。
【００３６】本発明の第６の送信パワー補正回路は、上
記の平均化手段と減算器との間に、アナログ信号をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）
変換器を設けている。
記の平均化手段と減算器との間に、アナログ信号をディ
ジタル信号に変換するＡ／Ｄ（アナログ／ディジタル）
変換器を設けている。
【００３７】本発明の第７の送信パワー補正回路は、上
記のＡ／Ｄ変換器と減算器との間に、検波手段の直線性
を補正するためのＲＯＭ（リードオンリメモリ）テーブ
ルを設けている。
記のＡ／Ｄ変換器と減算器との間に、検波手段の直線性
を補正するためのＲＯＭ（リードオンリメモリ）テーブ
ルを設けている。
【００３８】本発明の第８の送信パワー補正回路は、上
記の補正手段の出力する補正データがディジタル信号で
あり、これをアナログ補正信号に変換するＤ／Ａ（ディ
ジタル／アナログ）変換器を有し、可変利得増幅手段が
アナログ補正信号に応じて利得を変化させている。
記の補正手段の出力する補正データがディジタル信号で
あり、これをアナログ補正信号に変換するＤ／Ａ（ディ
ジタル／アナログ）変換器を有し、可変利得増幅手段が
アナログ補正信号に応じて利得を変化させている。
【００３９】本発明の第９の送信パワー補正回路は、上
記の補正手段とＤ／Ａ変換器との間に、可変利得増幅手
段の直線性を補正するためのＲＯＭテーブルを有してい
る。
記の補正手段とＤ／Ａ変換器との間に、可変利得増幅手
段の直線性を補正するためのＲＯＭテーブルを有してい
る。
【００４０】本発明の第１０の送信パワー補正回路は、
上記の第１のレジスタに設定されたレベルデータを所定
の閾値と比較して大小を判定する判定手段での判定結果
においてレベルデータが閾値より大きい場合のみ、分岐
手段と検波手段との間に所定の減衰量を加えるアッテネ
ータを挿入している。
上記の第１のレジスタに設定されたレベルデータを所定
の閾値と比較して大小を判定する判定手段での判定結果
においてレベルデータが閾値より大きい場合のみ、分岐
手段と検波手段との間に所定の減衰量を加えるアッテネ
ータを挿入している。
【００４１】本発明の第１１の送信パワー補正回路は、
上記の判定手段がヒステリシス特性を有している。
上記の判定手段がヒステリシス特性を有している。
【００４２】本発明の第１２の送信パワー補正回路は、
上記のアッテネータが挿入された場合にのみ、減算器の
出力する誤差信号をアッテネータの減衰量に相当する値
だけ少なくする補正手段を有している。
上記のアッテネータが挿入された場合にのみ、減算器の
出力する誤差信号をアッテネータの減衰量に相当する値
だけ少なくする補正手段を有している。
【００４３】本発明の第１３の送信パワー補正回路は、
上記の検波手段を対数検波器としている。
上記の検波手段を対数検波器としている。
【００４４】本発明の第１４の送信パワー補正回路は、
上記の可変利得増幅手段と電力増幅手段との間に、ミキ
サ及びローカル発振手段を有し、可変利得増幅手段の出
力する信号とローカル発振手段で発生されるローカル信
号とをミキサで混合することによって、周波数変換を行
った信号を送信増幅手段が入力して増幅する構成となっ
ている。
上記の可変利得増幅手段と電力増幅手段との間に、ミキ
サ及びローカル発振手段を有し、可変利得増幅手段の出
力する信号とローカル発振手段で発生されるローカル信
号とをミキサで混合することによって、周波数変換を行
った信号を送信増幅手段が入力して増幅する構成となっ
ている。
【００４５】本発明の第１５の送信パワー補正回路は、
上記の可変利得増幅手段とミキサとの間に帯域フィルタ
を挿入している。
上記の可変利得増幅手段とミキサとの間に帯域フィルタ
を挿入している。
【００４６】本発明の第１６の送信パワー補正回路は、
上記のミキサと送信増幅手段との間に帯域フィルタを挿
入している。
上記のミキサと送信増幅手段との間に帯域フィルタを挿
入している。
【００４７】ＣＤＭＡ方式では、送信パワーが変調によ
って１スロット内で時々刻々と変化しており、制御の対
象として必要なのは瞬間的な送信パワーではなく、１ス
ロット内の平均的な送信パワーである。ＣＤＭＡ等の方
式では振幅にも情報伝達機能を持たせているので、復調
単位である１スロット内で利得が変動しては困る。
って１スロット内で時々刻々と変化しており、制御の対
象として必要なのは瞬間的な送信パワーではなく、１ス
ロット内の平均的な送信パワーである。ＣＤＭＡ等の方
式では振幅にも情報伝達機能を持たせているので、復調
単位である１スロット内で利得が変動しては困る。
【００４８】そこで、上記のような構成とすることで、
設定された送信レベルの値と実際に送信されているレベ
ルとの誤差をスロット単位で補正することが可能となる
ので、送信レベルを正確に設定することが可能になる。
設定された送信レベルの値と実際に送信されているレベ
ルとの誤差をスロット単位で補正することが可能となる
ので、送信レベルを正確に設定することが可能になる。
【００４９】
【発明の実施の形態】次に、本発明の一実施例について
図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例によ
る送信パワー補正回路の構成を示すブロック図である。
図１において、本発明の一実施例による送信パワー補正
回路は方向性結合器（カプラ）７と対数検波回路９と平
均誤差検出回路１０とレベル補正回路１１とを追加した
以外は図８に示す従来の送信パワー補正回路と同様の構
成となっており、同一構成要素には同一符号を付してあ
る。また、同一構成要素の動作は従来の送信パワー補正
回路と同様である。
図面を参照して説明する。図１は本発明の一実施例によ
る送信パワー補正回路の構成を示すブロック図である。
図１において、本発明の一実施例による送信パワー補正
回路は方向性結合器（カプラ）７と対数検波回路９と平
均誤差検出回路１０とレベル補正回路１１とを追加した
以外は図８に示す従来の送信パワー補正回路と同様の構
成となっており、同一構成要素には同一符号を付してあ
る。また、同一構成要素の動作は従来の送信パワー補正
回路と同様である。
【００５０】本発明の一実施例による送信パワー補正回
路では送信パワーアンプ６の出力するＲＦ信号の一部を
方向性結合器７で分岐し、対数検波回路９で対数検波を
行っている。対数検波回路９の出力する検波電圧は入力
信号のデシベル値（ｄＢｍ）に直線的に対応するもので
ある。
路では送信パワーアンプ６の出力するＲＦ信号の一部を
方向性結合器７で分岐し、対数検波回路９で対数検波を
行っている。対数検波回路９の出力する検波電圧は入力
信号のデシベル値（ｄＢｍ）に直線的に対応するもので
ある。
【００５１】このような対数検波回路としては、米国Ａ
ｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ Ｉｎｃ．から供給されて
いるＩＣ“ＡＤ８３１３”がある。図２にこのデバイス
の入力レベル対検波電圧の特性を示す。図２によれば、
入力信号のｄＢｍ値に対して極めて直線的に変化する検
波電圧が得られることが分かる。
ｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ Ｉｎｃ．から供給されて
いるＩＣ“ＡＤ８３１３”がある。図２にこのデバイス
の入力レベル対検波電圧の特性を示す。図２によれば、
入力信号のｄＢｍ値に対して極めて直線的に変化する検
波電圧が得られることが分かる。
【００５２】この場合、ダイナミックレンジは７０ｄＢ
近くあり、傾きは１８ｍＶ／ｄＢ、インタセプト点（検
波結果が０Ｖになる筈の入力レベルであり、実際にはノ
イズのためにそこまで到達しない）は−１００ｄＢｍで
ある。これらの値は温度補償されており、温度による変
動が極めて小さくなっている。このように、対数検波回
路９は可変利得アンプ１に比べて直線性及び温度変動の
点で格段に優れたものが現存している。
近くあり、傾きは１８ｍＶ／ｄＢ、インタセプト点（検
波結果が０Ｖになる筈の入力レベルであり、実際にはノ
イズのためにそこまで到達しない）は−１００ｄＢｍで
ある。これらの値は温度補償されており、温度による変
動が極めて小さくなっている。このように、対数検波回
路９は可変利得アンプ１に比べて直線性及び温度変動の
点で格段に優れたものが現存している。
【００５３】対数検波回路９の出力は平均誤差検出回路
１０に入力される。平均誤差検出回路１０はレベル設定
レジスタ１３にセットされているレベルデータ（実際に
送信したい送信パワーレベルに該当するディジタルデー
タ）と、対数検波電圧との差からスロット内の平均誤差
を計算する。
１０に入力される。平均誤差検出回路１０はレベル設定
レジスタ１３にセットされているレベルデータ（実際に
送信したい送信パワーレベルに該当するディジタルデー
タ）と、対数検波電圧との差からスロット内の平均誤差
を計算する。
【００５４】平均誤差検出回路１０で計算された平均誤
差はレベル補正回路１１に入力される。レベル補正回路
１１はオフセットレジスタ１５と、加算器１４，１７と
を内蔵している。
差はレベル補正回路１１に入力される。レベル補正回路
１１はオフセットレジスタ１５と、加算器１４，１７と
を内蔵している。
【００５５】平均誤差は加算器１４でオフセットレジス
タ１５の内容であるオフセットデータと加算され、その
結果はスロット毎にオフセットレジスタ１５に再セット
される。すなわち、オフセットデータはスロット毎に平
均誤差を加算した値に更新される。別の言い方で言え
ば、オフセットデータは平均誤差をスロット毎に累算
（ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ）した値である。
タ１５の内容であるオフセットデータと加算され、その
結果はスロット毎にオフセットレジスタ１５に再セット
される。すなわち、オフセットデータはスロット毎に平
均誤差を加算した値に更新される。別の言い方で言え
ば、オフセットデータは平均誤差をスロット毎に累算
（ａｃｃｕｍｕｌａｔｅ）した値である。
【００５６】オフセットデータはレベルデータと実際に
送信されている平均送信パワーとの差を表す値であり、
この値を加算器１７においてレベルデータに加算するこ
とで、レベルデータを補正する。すなわち、実際に可変
利得アンプ１の制御端子に加えるべき信号を生成するこ
とができる。
送信されている平均送信パワーとの差を表す値であり、
この値を加算器１７においてレベルデータに加算するこ
とで、レベルデータを補正する。すなわち、実際に可変
利得アンプ１の制御端子に加えるべき信号を生成するこ
とができる。
【００５７】図３は図１の平均誤差検出回路１０の詳細
な構成を示すブロック図である。図３において、平均誤
差検出回路１０は中央値検出回路２１と、Ａ／Ｄ（アナ
ログ／ディジタル）変換器２２と、ＲＯＭテーブル（Ｒ
ＯＭ−２）２３と、減算器２４とを備えている。
な構成を示すブロック図である。図３において、平均誤
差検出回路１０は中央値検出回路２１と、Ａ／Ｄ（アナ
ログ／ディジタル）変換器２２と、ＲＯＭテーブル（Ｒ
ＯＭ−２）２３と、減算器２４とを備えている。
【００５８】対数検波回路９の出力である検波電圧は、
送信信号の変調によって激しく変動している。しかも、
この変動は送信パワーの真値に比例したものではなく、
ｄＢ値と直線関係にある変動であるので、これを普通の
ローパスフィルタで平滑化した値は必ずしもスロット内
の平均電力を反映した値にならない。そこで、平均誤差
検出回路１０ではフィルタによる平滑化の代わりに中央
値検出回路２１を用いている。
送信信号の変調によって激しく変動している。しかも、
この変動は送信パワーの真値に比例したものではなく、
ｄＢ値と直線関係にある変動であるので、これを普通の
ローパスフィルタで平滑化した値は必ずしもスロット内
の平均電力を反映した値にならない。そこで、平均誤差
検出回路１０ではフィルタによる平滑化の代わりに中央
値検出回路２１を用いている。
【００５９】図４に典型的な変調方式であるＱＰＳＫ
（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ：４位相偏移変調）でロールオフが０．２
２の場合についての送信パワーの累積確率分布特性を示
す。図４において、横軸は平均送信パワーを０ｄＢに正
規化した相対レベルであり、縦軸は瞬間的な信号強度が
ある相対レベル以下である確率を％で表している。中央
値（Ｍｅｄｉａｎ）とは累積確率が５０％を与えるレベ
ルである。
（Ｑｕａｄｒｉｐｈａｓｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ
Ｋｅｙｉｎｇ：４位相偏移変調）でロールオフが０．２
２の場合についての送信パワーの累積確率分布特性を示
す。図４において、横軸は平均送信パワーを０ｄＢに正
規化した相対レベルであり、縦軸は瞬間的な信号強度が
ある相対レベル以下である確率を％で表している。中央
値（Ｍｅｄｉａｎ）とは累積確率が５０％を与えるレベ
ルである。
【００６０】図４によれば、０ｄＢ点（すなわち、平均
送信電力レベル）と中央値との誤差はわずかであること
が分かる。中央値が約０．２ｄＢ少な目に出るに過ぎな
い。しかも、この誤差は変調方式によってわずかに異な
るが、固定値である。中央値を得て実際の平均送信パワ
ーを計算するには、変調方式できまる固定の誤差を加算
してやれば良い。したがって、中央値をスロット内の平
均送信パワーの代わりに使うことができる。
送信電力レベル）と中央値との誤差はわずかであること
が分かる。中央値が約０．２ｄＢ少な目に出るに過ぎな
い。しかも、この誤差は変調方式によってわずかに異な
るが、固定値である。中央値を得て実際の平均送信パワ
ーを計算するには、変調方式できまる固定の誤差を加算
してやれば良い。したがって、中央値をスロット内の平
均送信パワーの代わりに使うことができる。
【００６１】図５は図３の中央値検出回路２１の構成を
示す図である。図５において、中央値検出回路２１はコ
ンパレータ３１と、積分回路とで構成される。積分回路
は抵抗器３３と、コンデンサ３６と、オペアンプ３２と
から構成される反転積分器である。抵抗３４，３５はオ
ペアンプ３２の＋入力のバイアスを与える分圧回路を構
成しており、抵抗値は均しい。
示す図である。図５において、中央値検出回路２１はコ
ンパレータ３１と、積分回路とで構成される。積分回路
は抵抗器３３と、コンデンサ３６と、オペアンプ３２と
から構成される反転積分器である。抵抗３４，３５はオ
ペアンプ３２の＋入力のバイアスを与える分圧回路を構
成しており、抵抗値は均しい。
【００６２】したがって、オペアンプ３２の＋入力には
電源電圧のちょうど１／２の電圧（ＶＤＤ／２）がかか
っている。検波電圧はコンパレータ３１の−入力端子に
接続されている。コンパレータ３１の出力は＋入力と−
入力との比較結果に応じて、電源電圧とグランドとを往
復するパルス列である。その出力がオペアンプ３２で反
転積分される。オペアンプ３２の出力はコンパレータ３
１の＋入力端子にフィードバックされる。
電源電圧のちょうど１／２の電圧（ＶＤＤ／２）がかか
っている。検波電圧はコンパレータ３１の−入力端子に
接続されている。コンパレータ３１の出力は＋入力と−
入力との比較結果に応じて、電源電圧とグランドとを往
復するパルス列である。その出力がオペアンプ３２で反
転積分される。オペアンプ３２の出力はコンパレータ３
１の＋入力端子にフィードバックされる。
【００６３】このような構成にすれば、オペアンプ３２
の出力はコンパレータ３１の出力が電源とグランドとを
均等に出力するように自動的に制御される。すなわち、
オペアンプ３２の出力は検波電圧の中央値を示す。
の出力はコンパレータ３１の出力が電源とグランドとを
均等に出力するように自動的に制御される。すなわち、
オペアンプ３２の出力は検波電圧の中央値を示す。
【００６４】再び、平均誤差検出回路１０の説明に戻
る。中央値検出回路２１の出力はアナログ信号であるた
め、これをＡ／Ｄ変換器２２でディジタル信号に変換す
る。Ａ／Ｄ変換器２２で変換したディジタル信号を対数
検波回路９の直線性を補正するデータを記憶したＲＯＭ
テーブル２３で、送信パワーに相当するディジタル値に
変換する。この値がスロット内の平均送信電力である。
上記のうち、ＲＯＭテーブル２３はＡ／Ｄ変換器２２の
変換範囲に適切に設定されており、対数検波回路９自体
の線形性が十分よければ省略することができる。
る。中央値検出回路２１の出力はアナログ信号であるた
め、これをＡ／Ｄ変換器２２でディジタル信号に変換す
る。Ａ／Ｄ変換器２２で変換したディジタル信号を対数
検波回路９の直線性を補正するデータを記憶したＲＯＭ
テーブル２３で、送信パワーに相当するディジタル値に
変換する。この値がスロット内の平均送信電力である。
上記のうち、ＲＯＭテーブル２３はＡ／Ｄ変換器２２の
変換範囲に適切に設定されており、対数検波回路９自体
の線形性が十分よければ省略することができる。
【００６５】減算器２４は上記の平均送信電力をレベル
設定レジスタ１３にセットされているレベルデータから
減じることによって平均誤差を計算し、その平均誤差を
レベル補正回路１１に出力する。
設定レジスタ１３にセットされているレベルデータから
減じることによって平均誤差を計算し、その平均誤差を
レベル補正回路１１に出力する。
【００６６】以上の構成のほかに、対数検波回路９の後
に直接Ａ／Ｄ変換器を挿入し、高速サンプリングを行っ
て、中央値検出回路２１（または平均化回路）をすべて
ディジタル信号処理で構成することも可能である。これ
らの変更は当業者が本発明の一実施例から容易に実現可
能である。
に直接Ａ／Ｄ変換器を挿入し、高速サンプリングを行っ
て、中央値検出回路２１（または平均化回路）をすべて
ディジタル信号処理で構成することも可能である。これ
らの変更は当業者が本発明の一実施例から容易に実現可
能である。
【００６７】図６は本発明の一実施例による送信パワー
補正回路の動作を示すタイミングチャートである。これ
ら図１〜図６を参照して本発明の一実施例による送信パ
ワー補正回路の動作について説明する。
補正回路の動作を示すタイミングチャートである。これ
ら図１〜図６を参照して本発明の一実施例による送信パ
ワー補正回路の動作について説明する。
【００６８】送信信号は図６の最上段に示すように、ス
ロット単位で送信される。図６において、本実施例では
スロットの長さをＷ−ＣＤＭＡを考慮して６２５μｓｅ
ｃとしている。
ロット単位で送信される。図６において、本実施例では
スロットの長さをＷ−ＣＤＭＡを考慮して６２５μｓｅ
ｃとしている。
【００６９】レベル設定レジスタ１３へのレベルデータ
の設定は、図６の第２段目に示すように、送信信号のス
ロットの切れ目で行われる。対数検波回路９と平均誤差
検出回路１０の中央値検出回路２１とによるスロット内
の中央値の検出は、図６の第３段目に示すように、スロ
ット内で十分に長い時間をかけて行われる。
の設定は、図６の第２段目に示すように、送信信号のス
ロットの切れ目で行われる。対数検波回路９と平均誤差
検出回路１０の中央値検出回路２１とによるスロット内
の中央値の検出は、図６の第３段目に示すように、スロ
ット内で十分に長い時間をかけて行われる。
【００７０】中央値検出回路２１で検出された中央値
は、図６の第４段目に示すように、Ａ／Ｄ変換器２２で
Ａ／Ｄ変換される。このＡ／Ｄ変換はスピードの遅い逐
次比較型のシリアルＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換で十
分である。
は、図６の第４段目に示すように、Ａ／Ｄ変換器２２で
Ａ／Ｄ変換される。このＡ／Ｄ変換はスピードの遅い逐
次比較型のシリアルＡ／Ｄ変換器によるＡ／Ｄ変換で十
分である。
【００７１】平均誤差信号（Ｖａｌｉｄ）は、図６の第
５段目に示すように、Ａ／Ｄ変換後に算出され、次のス
ロットの切れ目で、図６の第６段目に示すように、オフ
セットレジスタ１５が平均誤差信号によってアップデー
トされる。
５段目に示すように、Ａ／Ｄ変換後に算出され、次のス
ロットの切れ目で、図６の第６段目に示すように、オフ
セットレジスタ１５が平均誤差信号によってアップデー
トされる。
【００７２】このように、結果的に送信パワーの平均レ
ベルをスロット単位で検出し、その送信パワーの平均レ
ベルとレベル設定レジスタ１３に設定されている希望設
定レベルとの誤差をスロット単位で算出することで、ス
ロット単位で送信パワー補正を行うことができる。
ベルをスロット単位で検出し、その送信パワーの平均レ
ベルとレベル設定レジスタ１３に設定されている希望設
定レベルとの誤差をスロット単位で算出することで、ス
ロット単位で送信パワー補正を行うことができる。
【００７３】すなわち、１スロット内では送信回路の利
得は一定に保たれ、ＣＤＭＡ信号が損なわれること無く
送信される。また、設定送信パワーに誤差があれば、ス
ロット単位で補正されるため、規格を逸脱した送信パワ
ーが誤って送出される恐れが無くなる。
得は一定に保たれ、ＣＤＭＡ信号が損なわれること無く
送信される。また、設定送信パワーに誤差があれば、ス
ロット単位で補正されるため、規格を逸脱した送信パワ
ーが誤って送出される恐れが無くなる。
【００７４】図７は本発明の他の実施例による送信パワ
ー補正回路の構成を示すブロック図である。図７におい
て、本発明の他の実施例による送信パワー補正回路は対
数検波回路９のダイナミックレンジを拡大する方法を追
加した以外は図１に示す本発明の一実施例による送信パ
ワー補正回路の構成及び動作と同様である。
ー補正回路の構成を示すブロック図である。図７におい
て、本発明の他の実施例による送信パワー補正回路は対
数検波回路９のダイナミックレンジを拡大する方法を追
加した以外は図１に示す本発明の一実施例による送信パ
ワー補正回路の構成及び動作と同様である。
【００７５】すなわち、本発明の他の実施例による送信
パワー補正回路は方向性結合器７と対数検波回路９との
間にステップアッテネータ４１を挿入し、レベル設定レ
ジスタ１３にセットされているレベルデータを所定のス
レッショルドレベルと比較するレベル判定器４３とを追
加した以外は図１に示す本発明の一実施例による送信パ
ワー補正回路の構成と同様の構成となっており、同一構
成要素には同一符号を付してある。また、同一構成要素
の動作は本発明の一実施例による送信パワー補正回路と
同様である。
パワー補正回路は方向性結合器７と対数検波回路９との
間にステップアッテネータ４１を挿入し、レベル設定レ
ジスタ１３にセットされているレベルデータを所定のス
レッショルドレベルと比較するレベル判定器４３とを追
加した以外は図１に示す本発明の一実施例による送信パ
ワー補正回路の構成と同様の構成となっており、同一構
成要素には同一符号を付してある。また、同一構成要素
の動作は本発明の一実施例による送信パワー補正回路と
同様である。
【００７６】ステップアッテネータ４１の減衰量は外部
から制御でき、例えば、制御端子が１の時は２０ｄＢ、
０の時は０ｄＢになるようにすることができる。レベル
判定器４３はレベルデータが所定値、例えば１０ｄＢｍ
相当より大きい場合に判定結果を１にし、小さい場合に
０にする。この結果を使って、ステップアッテネータ１
８を制御する。
から制御でき、例えば、制御端子が１の時は２０ｄＢ、
０の時は０ｄＢになるようにすることができる。レベル
判定器４３はレベルデータが所定値、例えば１０ｄＢｍ
相当より大きい場合に判定結果を１にし、小さい場合に
０にする。この結果を使って、ステップアッテネータ１
８を制御する。
【００７７】したがって、この場合、レベルデータが１
０ｄＢｍ相当より大きい場合はアッテネータ４１が２０
ｄＢになり、対数検波回路９に入るレベルが２０ｄＢ減
衰され、小さい場合はステップアッテネータ４１が０ｄ
Ｂで、対数検波回路９に入るレベルが減衰されないこと
になる。これによって、対数検波回路９の動作範囲が上
側に２０ｄＢ拡大されたことになり、対数検波回路９の
ダイナミックレンジが増加することとなる。
０ｄＢｍ相当より大きい場合はアッテネータ４１が２０
ｄＢになり、対数検波回路９に入るレベルが２０ｄＢ減
衰され、小さい場合はステップアッテネータ４１が０ｄ
Ｂで、対数検波回路９に入るレベルが減衰されないこと
になる。これによって、対数検波回路９の動作範囲が上
側に２０ｄＢ拡大されたことになり、対数検波回路９の
ダイナミックレンジが増加することとなる。
【００７８】しかしながら、このままでは、対数検波回
路９の検波結果が２０ｄＢ小さい値になってしまうた
め、これを補正するために、レベル設定レジスタ１３と
平均誤差検出回路１０との間に補正手段である減算器４
４を設け、アッテネーション値を記憶するアッテネーシ
ョンレジスタ４２に記憶されている減衰量、例えば２０
ｄＢをレベルデータから減算する。アッテネーションレ
ジスタ４２にはステップアッテネータ４１の減衰量が入
る。減衰値の格納はレベル判定器４３の判定結果にした
がって行えば良い。
路９の検波結果が２０ｄＢ小さい値になってしまうた
め、これを補正するために、レベル設定レジスタ１３と
平均誤差検出回路１０との間に補正手段である減算器４
４を設け、アッテネーション値を記憶するアッテネーシ
ョンレジスタ４２に記憶されている減衰量、例えば２０
ｄＢをレベルデータから減算する。アッテネーションレ
ジスタ４２にはステップアッテネータ４１の減衰量が入
る。減衰値の格納はレベル判定器４３の判定結果にした
がって行えば良い。
【００７９】以上の構成をとることによって、本発明の
送信パワー補正回路の動作範囲を、ステップアッテネー
タ４１の減衰量だけ拡大することができる。また、レベ
ル判定器４３におけるスレッショルドにヒステリシス特
性を持たせれば、スレッショルド近傍で判定結果がばた
つくことを押さえることができる。
送信パワー補正回路の動作範囲を、ステップアッテネー
タ４１の減衰量だけ拡大することができる。また、レベ
ル判定器４３におけるスレッショルドにヒステリシス特
性を持たせれば、スレッショルド近傍で判定結果がばた
つくことを押さえることができる。
【００８０】ＣＤＭＡ方式では、送信パワーが変調によ
って１スロット内で時々刻々と変化しており、制御の対
象として必要なのは瞬間的な送信パワーではなく、１ス
ロット内の平均的な送信パワーである。ＣＤＭＡ等の方
式では振幅にも情報伝達機能を持たせているので、復調
単位である１スロット内で利得が変動しては困る。
って１スロット内で時々刻々と変化しており、制御の対
象として必要なのは瞬間的な送信パワーではなく、１ス
ロット内の平均的な送信パワーである。ＣＤＭＡ等の方
式では振幅にも情報伝達機能を持たせているので、復調
単位である１スロット内で利得が変動しては困る。
【００８１】本発明の一実施例及び他の実施例では設定
されたレベルデータと実際に送信されているレベルとの
誤差を算出しているので、この誤差をスロット単位で補
正することができ、送信レベルを正確に設定することが
できる。よって、送信回路利得の温度変動や部品による
バラツキ等によって送信パワーが規格を逸脱するという
問題を克服することができる。
されたレベルデータと実際に送信されているレベルとの
誤差を算出しているので、この誤差をスロット単位で補
正することができ、送信レベルを正確に設定することが
できる。よって、送信回路利得の温度変動や部品による
バラツキ等によって送信パワーが規格を逸脱するという
問題を克服することができる。
【００８２】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ス
ロット単位で信号の送信を行う通信方式において、送信
信号レベルを決めるレベルデータを設定する第１のレジ
スタ手段と、送信信号を増幅する可変利得増幅手段と、
可変利得増幅手段の出力する信号を電力増幅する電力増
幅手段と、電力増幅手段の出力する信号を分岐する分岐
手段と、分岐手段で分岐された分岐信号を検波する検波
手段と、第１のレジスタに設定されたレベルデータと検
波手段の出力とのスロット内の平均誤差を算出する平均
誤差検出手段と、平均誤差検出手段で計算された平均誤
差を基にレベルデータを補正する補正手段とを備え、可
変利得増幅手段が補正手段で補正されたデータに応じて
利得を変化させることによって、送信回路利得の温度変
動や部品によるバラツキ等によって送信パワーが規格を
逸脱するという問題を克服することができるという効果
がある。
ロット単位で信号の送信を行う通信方式において、送信
信号レベルを決めるレベルデータを設定する第１のレジ
スタ手段と、送信信号を増幅する可変利得増幅手段と、
可変利得増幅手段の出力する信号を電力増幅する電力増
幅手段と、電力増幅手段の出力する信号を分岐する分岐
手段と、分岐手段で分岐された分岐信号を検波する検波
手段と、第１のレジスタに設定されたレベルデータと検
波手段の出力とのスロット内の平均誤差を算出する平均
誤差検出手段と、平均誤差検出手段で計算された平均誤
差を基にレベルデータを補正する補正手段とを備え、可
変利得増幅手段が補正手段で補正されたデータに応じて
利得を変化させることによって、送信回路利得の温度変
動や部品によるバラツキ等によって送信パワーが規格を
逸脱するという問題を克服することができるという効果
がある。
【図１】本発明の一実施例による送信パワー補正回路の
構成を示すブロック図である。
構成を示すブロック図である。
【図２】対数検波回路の入力レベル対検波電圧の特性を
示す図である。
示す図である。
【図３】図１の平均誤差検出回路の詳細な構成を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図４】典型的な変調方式であるＱＰＳＫでロールオフ
が０．２２の場合についての送信パワーの累積確率分布
特性を示す図である。
が０．２２の場合についての送信パワーの累積確率分布
特性を示す図である。
【図５】図３の中央値検出回路の構成を示す図である。
【図６】本発明の一実施例による送信パワー補正回路の
動作を示すタイミングチャートである。
動作を示すタイミングチャートである。
【図７】本発明の他の実施例による送信パワー補正回路
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図８】従来例の送信パワー補正回路の構成を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図９】代表的なＶＧＡ（可変利得増幅器）の制御電圧
対利得（ＧＡＩＮ）特性を示す図である。
対利得（ＧＡＩＮ）特性を示す図である。
１ 可変利得アンプ ２，５ 帯域フィルタ ３ ミキサ ４ ローカル発振器 ６ 送信パワーアンプ ７ 方向性結合器（カプラ） ８ アンテナ ９ 対数検波回路 １０ 平均誤差検出回路 １１ レベル補正回路 １２ Ｄ／Ａ変換器 １３ レベル設定レジスタ １４，１７ 加算器 １５ オフセットレジスタ １６，２３ ＲＯＭテーブル ２１ 中央値検出回路 ２２ Ａ／Ｄ変換器 ２４，４４ 減算器 ３１ コンパレータ ３２ オペアンプ ３３，３４，３５ 抵抗器 ３６ コンデンサ ４１ ステップアッテネータ ４２ アッテネーションレジスタ ４３ レベル判定器
Claims (16)
- 【請求項１】 スロット単位で信号の送信を行う通信方
式において、送信パワーを補正するための送信パワー補
正回路であって、 送信信号レベルを決めるレベルデータを設定する第１の
レジスタ手段と、 送信信号を増幅する可変利得増幅手段と、 前記可変利得増幅手段の出力する信号を電力増幅する電
力増幅手段と、 前記電力増幅手段の出力する信号を分岐する分岐手段
と、 前記分岐手段で分岐された分岐信号を検波する検波手段
と、 前記第１のレジスタに設定されたレベルデータと前記検
波手段の出力とのスロット内の平均誤差を算出する平均
誤差検出手段と、 前記平均誤差検出手段で計算された前記平均誤差を基に
前記レベルデータを補正する補正手段とを有し、 前記可変利得増幅手段が前記補正手段で補正されたデー
タに応じて利得を変化させるようにしたことを特徴とす
る送信パワー補正回路。 - 【請求項２】 前記平均誤差検出手段は、前記検波手段
の出力する１スロット間の検波結果を平均化して平均送
信レベルを検出する平均化手段と、前記第１のレジスタ
に設定されたレベルデータと前記平均化手段の出力する
平均送信レベルとの差を算出する減算器とからなり、前
記減算器の計算した差を前記平均誤差とするようにした
ことを特徴とする請求項１記載の送信パワー補正回路。 - 【請求項３】 前記補正手段は、オフセット補正値をセ
ットする第２のレジスタと、前記第２のレジスタに記憶
されているオフセット補正値と前記平均誤差とを加算す
る第１の加算手段と、前記オフセット補正値と前記第１
のレジスタに記憶されているレベルデータとを加算する
第２の加算手段とを含み、スロット毎に前記第２のレジ
スタに記憶されたオフセット補正値を前記第１の加算手
段の加算結果に更新するとともに、前記第２の加算手段
の出力を補正したデータとして出力するようにしたこと
を特徴とする請求項１または請求項２記載の送信パワー
補正回路。 - 【請求項４】 前記平均化手段は、前記検波手段のスロ
ット内における検波出力の中央値を平均送信レベルとし
て出力するようにしたことを特徴とする請求項２または
請求項３記載の送信パワー補正回路。 - 【請求項５】 前記平均化手段は、コンパレータと、積
分回路とを含んで構成したことを特徴とする請求項４記
載の送信パワー補正回路。 - 【請求項６】 前記平均化手段と前記減算器との間にア
ナログ信号をディジタル信号に変換するアナログ／ディ
ジタル変換器を含むことを特徴とする請求項２から請求
項５のいずれか記載の送信パワー補正回路。 - 【請求項７】 前記アナログ／ディジタル変換器と前記
減算器との間に前記検波手段の直線性を補正するための
テーブルを含むことを特徴とする請求項６記載の送信パ
ワー補正回路。 - 【請求項８】 前記補正手段で補正されたデータはディ
ジタル信号であり、これをアナログ補正信号に変換する
ディジタル／アナログ変換器を含み、 前記可変利得増幅手段が前記アナログ補正信号に応じて
利得を変化させるよう構成したことを特徴とする請求項
１から請求項７のいずれか記載の送信パワー補正回路。 - 【請求項９】 前記補正手段と前記ディジタル／アナロ
グ変換器との間に設けられかつ前記可変利得増幅手段の
直線性を補正するテーブルを含むことを特徴とする請求
項８記載の送信パワー補正回路。 - 【請求項１０】 前記第１のレジスタに設定された前記
レベルデータを所定の閾値と比較して大小を判定する判
定手段を含み、 前記判定手段の判定結果において前記レベルデータが前
記閾値より大きい場合にのみ前記分岐手段と前記検波手
段との間に所定の減衰量のアッテネータを挿入するよう
にしたことを特徴とする請求項１から請求項９のいずれ
か記載の送信パワー補正回路。 - 【請求項１１】 前記判定手段は、ヒステリシス特性を
有することを特徴とする請求項１０記載の送信パワー補
正回路。 - 【請求項１２】 前記アッテネータが挿入された場合に
のみ前記減算器の出力する前記誤差信号を前記アッテネ
ータの減衰量に相当する値だけ少なくする補正手段を含
むことを特徴とする請求項１０または請求項１１記載の
送信パワー補正回路。 - 【請求項１３】 前記検波手段は、対数検波器であるこ
とを特徴とする請求項１から請求項１２のいずれか記載
の送信パワー補正回路。 - 【請求項１４】 ローカル信号を発生するローカル発振
手段と、前記可変利得増幅手段の出力する信号と前記ロ
ーカル発振手段で発生されるローカル信号とを混合する
ミキサとを前記可変利得増幅手段と前記電力増幅手段と
の間に配設し、周波数変換を行った信号を前記送信増幅
手段が入力して増幅するよう構成したことを特徴とする
請求項１から請求項１３のいずれか記載の送信パワー補
正回路。 - 【請求項１５】 前記可変利得増幅手段と前記ミキサと
の間に帯域フィルタを挿入するようしたことを特徴とす
る請求項１４記載の送信パワー補正回路。 - 【請求項１６】 前記ミキサと前記送信増幅手段との間
に帯域フィルタを挿入するようにしたことを特徴とする
請求項１４記載の送信パワー補正回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25968099A JP3358598B2 (ja) | 1999-09-14 | 1999-09-14 | 送信パワー補正回路 |
| US09/661,202 US6591089B1 (en) | 1999-09-14 | 2000-09-13 | Mobile station with transmission power control system |
| GB0022597A GB2356749B (en) | 1999-09-14 | 2000-09-14 | Mobile station with transmission power control system |
| CNB001247468A CN1134112C (zh) | 1999-09-14 | 2000-09-14 | 具有发射功率控制系统的移动台和补偿其发射功率的方法 |
| HK01106680A HK1036370A1 (en) | 1999-09-14 | 2001-09-21 | A mobile station with transmission power control system and a method of compensating for a transmission power control of the mobile station |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25968099A JP3358598B2 (ja) | 1999-09-14 | 1999-09-14 | 送信パワー補正回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001086010A true JP2001086010A (ja) | 2001-03-30 |
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Family
ID=17337428
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25968099A Expired - Fee Related JP3358598B2 (ja) | 1999-09-14 | 1999-09-14 | 送信パワー補正回路 |
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|---|---|
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| CN (1) | CN1134112C (ja) |
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2000
- 2000-09-13 US US09/661,202 patent/US6591089B1/en not_active Expired - Lifetime
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-
2001
- 2001-09-21 HK HK01106680A patent/HK1036370A1/xx not_active IP Right Cessation
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