JP4095020B2

JP4095020B2 - 無線通信装置における電力制御の較正のためのシステムおよび方法

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Description

開示されている課題は、概して、無線通信装置における電力制御、とくに、無線通信装置における開ループの電力制御を較正するためのシステムおよび方法に関する。

無線通信装置は、世界中で一般に使用されている。このような無線装置には、送信機および受信機が構成されていて、無線周波数成分を使用する。無線装置を適切に動作させるには、送信機部および受信機部を注意深く較正しなければならない。これは、いくつかの無線通信方式、例えば、同じ周波数上で多数のユーザが同時に送信する符号分割多重アクセス（code division multiple access, CDMA）技術において、とくに重要である。

この技術において知られているように、ＣＤＭＡ技術では、異なる疑似雑音（pseudo noise, PN）符号を各無線装置へ割り当てる。ＰＮ符号は数値的に相互に相関していないので、一方のＣＤＭＡ無線装置は、他方のＣＤＭＡ装置のための無線周波数（radio frequency, RF）信号を復号できない。このため、一方のＣＤＭＡ無線装置から送信される信号は、同じ周波数で、かつ同じ地理的領域において動作している他方のＣＤＭＡ装置にとってはノイズのように見える。したがって、各ＣＤＭＡ装置における送信電力を最小化して低減し、各ＣＤＭＡ装置の送信電力を最小化して、他のＣＤＭＡ装置におけるノイズの影響を低減することが望ましい。したがって、全ＣＤＭＡシステムの満足のいく動作のために、各ＣＤＭＡ装置を適切に較正することが重要である。

図１の機能ブロック図には、ＣＤＭＡ装置の受信機部の簡略化されたブロック図が示されている。図１の機能ブロック図に示されている無線装置10の動作は、この技術において普通の技能をもつ者には知られており、したがって本明細書では、あまり詳しく記載する必要はない。無線信号はアンテナ12によって検出され、アンテナ12はＲＦ段14へ結合される。ＲＦ段14には、増幅器、同調回路、フィルタ、等のような多数の異なる構成要素が構成されている。図１では、簡潔にするために、これらの種々の構成要素をＲＦ段14として示している。ＲＦ段14の出力は、中間周波数（intermediate frequency, IF）段16へ結合される。ＲＦ段14およびＩＦ段16では、アンテナ12によって検出された信号を増幅して、ＲＦ周波数から中間周波数へ周波数を下げる。

可変利得増幅器（variable gain amplifier, VGA）18は、ＩＦ段16から信号を受信し、その信号を望ましいレベルに増幅する。より詳しく別途記載するように、可変利得増幅器には可変利得入力Ｖ_ＣＯＮＴが構成されていて、可変利得入力Ｖ_ＣＯＮＴでは増幅レベルを設定する。ＶＧＡ18は、単一の構成要素として示されているが、一般的な構成では、多段増幅器を使用して、必要な利得を供給することが多い。しかしながら、これらは、設計技術者の技能に収まる工学構成である。図１では、簡潔にするために、多数の利得段をＶＧＡ18として示している。

ＶＧＡ18の出力は、復調器19へ結合される。復調器19には、直交ミキサー（quadrature mixer）20および22が構成されている。直交ミキサー20は局所発振器ＩＬＯと混ぜ、直交ミキサー22は局所発振器ＱＬＯと混ぜる。直交ミキサー20および22の出力は、通常は、さらに処理して、音声信号を生成するのに用いられる。しかしながら、本明細書において開示する課題は、増幅器の制御に関するものであり、音声データを生成するために受信信号を実際に処理することには、直接には関係していない。

直交ミキサー20および22の出力は、ローパスフィルター（low pass filter, LPF）24および26へそれぞれ結合され、その後で、アナログ−対−ディジタルコンバータ（analog-to-digital converter, ADC）28および30の入力へ結合される。ＡＤＣ28および30のダイナミックレンジを効率的に利用するために、装置10は、ＶＧＡ18の利得を制御して、ＡＤＣ28および30の入力において固定電力レベルを生成するように設計されている。

ＡＤＣ28および30の出力は、自動利得制御（automatic gain control, AGC）ループ31へ供給され、ＡＧＣループ31は、最後に、ＶＧＡ18の利得を制御する。ＡＤＣ28および30の出力は、サム回路（summing circuit）32に結合され、対数回路（log circuit, LOG）34へ供給される。対数回路34は、信号を線形形式から対数形式へ変換し、ＶＧＡ18をデシベル（decibel, dB）で制御できるようにする。対数回路34の出力は、アダー36において制御電圧Ｐ_ＲＥＦと結合される。制御電圧Ｐ_ＲＥＦは、ＡＧＣループ31の制御のセットポイントである。

アダー36の出力は、積分器38によって積分され、線形化器40へ入力として供給される。積分器38は、アダー36からの制御信号を平均化し、ＡＧＣループ31の応答時間を、積分時間を選択することによって制御する。積分器38の利得を変化させることによって、ＡＧＣループ31のバンド幅を制御することもできる。積分器38の利得が増加すると、ＡＧＣループ31のバンド幅が対応して増加する。ＶＧＡ18が適切に線形化される限り、積分器38の出力は、ＲＦ14およびＩＦ16によって検出された投入電力（power-in, P_ＩＮ）の線形関数になる。積分器38の出力は、受信信号の強度の指標でもある。無線通信業界では、この信号は、一般に、受信信号強度指標（received signal strength indicator, RSSI）として示されている。

ＲＳＳＩは受信信号強度指標であるが、可変利得入力が本質的に非線形であるために、この信号自体を使用して、ＶＧＡ18の利得を直接に制御することはできない。より詳しく別途記載するように、線形化器40は、ＶＧＡ18の制御電圧対利得の特徴の非線形性を補償する。線形化器40の出力は、ディジタル−対−アナログ回路（digital-to-analog circuit, DAC）42へ供給される。ＤＡＣ42の出力は、ＶＧＡ18の利得を制御する制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴである。

既に記載したように、ＡＤＣ28および30において固定レベルの入力を生成することが望ましい。ＶＧＡ18の利得をＡＧＣループ31によって制御して、ＡＤＣ28および30の入力において望ましいレベルを得る。図２は、（ＶＧＡ18の理想的な利得）対（ＩＦ16によって生成された入力電力）を示している。図２には、利得と投入電力（Ｐ_ＩＮ）との理想的な線形関係が示されている。理想的な状況では、Ｐ_ＩＮが低減すると、ＶＧＡ18の利得は、同じ量だけ増加し、その結果ＡＤＣ28および30へ供給される電力が一定になる。都合の悪いことには、ＶＧＡ18の可変利得入力対利得は非線形である。

図３には、ＶＧＡ18の制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴ対利得の関係が示されている。理想的な曲線では、制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴと利得とは線形関係を示している。しかしながら、ＶＧＡ18における処理の違いおよび設計上の制約により、理想的な線形関係を実現するのは実質的に不可能である。図３には、ＶＧＡ18の制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴと利得との実際の関係も示されている。実際の曲線は、制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴと利得との非線形性を示すために、若干誇張されている。この本質的な非線形性のために、線形化器40を使用して、実際の制御電圧曲線と理想的な電圧曲線との差を補償することが必要である。

ここに記載されている非線形性とは、ＶＧＡ18の電圧制御Ｖ_ＣＯＮＴと実際の利得との非線形の関係を示していることに注意すべきである。ＶＧＡ18の入力と出力との関係は、非常に線形である。したがって、ＶＧＡ18の出力は、入力を非常に正確に増幅したものである。ここでは、非線形性とは、ＶＧＡ18の電圧制御入力と利得設定との非線形の関係を示している。

既に記載したように、線形化器40は、ＶＧＡ18の利得制御における非線形性を補償するのに使用される。線形化器40は、多数の異なる既知の技術を使用して実行される。１つのこのような技術では、同じく図３に示されているような区分線形セグメントを使用して、（制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴ）対（実際の利得）の曲線を見積もる。このやり方では、装置10は、望ましい制御電圧を最も近似して見積もっている線形セグメントを選択する。例えば、図３では、望ましい利得をＧ_１として示している。理想的な環境において、ＶＧＡ18（図１参照）を使用して、その利得を生成するには、制御電圧Ｖ_{ＣＯＮＴ１}が必要である。しかしながら、ＶＧＡ18の制御利得は非線形であるので、制御電圧Ｖ'_{ＣＯＮＴ１}を生成して、望ましい利得Ｇ_１を実現なければならない。装置10は、線形化器40を使用して、線形セグメント44を選択し、望ましい制御電圧Ｖ'_{ＣＯＮＴ１}を見積もる。線形セグメントを適切に選択して、望ましい制御電圧を見積もると、ＶＧＡ18における望ましい利得レベルを正確に生成することができる。

図３には、セグメント44を含めて、比較的に少数の線形セグメントを示して、（実際の制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴ）対（利得）を見積もっていることに注意すべきであることを明記しておく。望ましい精度を得るには、一般に、相当により多くの線形セグメントを生成して、実際の制御電圧の曲線を見積もらなければならない。１つの例では、１６個の別々のセグメントを使用して、制御電圧曲線を見積もる。

このプロセスの欠点は、各個別の無線装置を慎重に較正しなければならないので、実質的に全ての装置ごとに線形化器40をカスタマイズすることである。したがって、外部試験装置を使用して、線形化器40をプログラムし、受信機回路を慎重に較正して、望ましい精度を実現しなければならない。さらに加えて、無線装置の送信機部には、図１には示されていないが、同様の可変利得増幅器が構成されている。送信電力を慎重に制御するために、送信機の可変利得増幅器の制御電圧曲線も較正しなければならない。

ＣＤＭＡ無線システムでは、電力制御が重要であるので、無線装置の送信機において可変利得増幅器を較正することは、無線通信装置の受信機部に関係して上述で記載したプロセスよりも、相当により重要であり、かつ時間がかかる。したがって、各無線装置を正確に較正するには、相当に数多くの較正ステップが必要であり、較正ステップでは、外部試験装置を使用して、各無線装置の送信機および受信機のための個別の選択された線形化器を生成する。当業者には、これが時間のかかるプロセスであり、実行が困難であることが分かるであろう。

従来の技術を使用して、各無線装置では、多数の較正ステップを行って、可変利得増幅器の適切な動作と、温度および周波数による多様な利得設定における線形の動作とを保証する。ＣＤＭＡ無線装置のような、多数の利得ステップを行う無線装置では、受信機部には、ほぼ３６の較正ステップが必要であり、無線装置の送信機部には、１１７の異なる較正ステップが必要である。これらのプロセスには、可変利得増幅器のための較正ステップ（例えば、周波数、電源（図示されていない）の電圧変化、および動作の予測温度範囲における線形性を保証するステップ）が含まれる。

当業者には、このような非常に数多くの較正ステップ（各較正ステップでは、外部試験装置が必要である）のために、生成プロセスが非常に時間がかかり、かつ生産コストを相当に増すことが分かるであろう。したがって、無線装置を適切に実行するために行わなければならない較正ステップの数を低減する技術が非常に求められていることが分かるであろう。本明細書で開示される課題は、この特長を、その他の特長と共に与える。これらの特長は、別途詳しく記載される「発明を実施するための最良の形態」および添付の図面から明らかになるであろう。

本明細書で開示される課題は、無線通信装置における送信電力を制御するためのシステムおよび方法において具現される。無線通信装置には送信機および受信機が構成されていて、送信機および受信機は、若干の回路構成要素を共用する。システムには、可変利得送信機増幅器が構成されていて、可変利得送信機増幅器には、可変利得制御入力に増幅器入力および増幅器出力が構成されている。増幅器の出力には、送信電力プロセッサが結合されていて、送信電力プロセッサは、送信電力レベルを検出して、それに関係するフィードバック信号を生成する。電力制御基準回路は、望ましい送信電力を示す電力制御信号を生成し、電力制御信号は、開ループ利得成分と閉ループ利得成分とを含んでいる。誤差回路は、フィードバック信号と電力制御信号とを比較して、誤差信号を生成する。誤差信号は、可変利得制御入力へ結合され、送信電力レベルを望ましい送信電力レベルに維持する。

１つの実施形態では、システムには、受信信号強度回路が構成されていて、受信信号強度回路は受信信号強度指標を生成し、受信信号強度指標は、受信機によって受信される無線信号の受信信号強度を示す。開ループ利得成分は、受信信号強度指標に少なくとも部分的に基づいている。開ループ利得成分には、所定の追加の電力利得をさらに含まれていて、電力制御信号は、受信信号強度指標と所定の追加の電力利得とが含まれている。

閉ループ利得成分は、受信機によって受信される電力制御命令に基づいている。この実施形態では、誤差信号は、閉ループ利得成分に少なくとも部分的に基づいており、閉ループ利得成分は、受信機によって受信される電力制御命令によって制御される。
無線通信装置には、アンテナが構成されていて、システムには、無線周波数（radio frequency, RF）電力増幅器がさらに構成されていて、ＲＦ電力増幅器には、ＲＦ増幅器入力、ＲＦ増幅器出力、およびＲＦ増幅器利得制御とが構成されている。ＲＦ増幅器入力は、可変利得送信機増幅器出力に結合される。ＲＦ増幅器出力は、アンテナに結合され、ＲＦ増幅器利得入力は、誤差信号に結合される。１つの実施形態では、ＲＦ増幅器利得は、増分ステップで制御される。この実施形態では、システムには、送信電力制御回路がさらに構成されていて、送信電力制御回路は、誤差信号に基づいて、ステップ利得制御信号を生成して、ＲＦ増幅器の増分利得ステップを制御する。

システムには、対数回路がさらに構成されていて、システムをデシベルで制御することができる。１つの実施形態では、送信電力プロセッサには、対数回路が構成されていて、対数回路は、フィードバック信号をデシベルで生成する。さらに加えて、誤差信号は、対数回路を介して、可変利得制御入力へ結合され、可変利得送信機増幅器をデシベルで制御する。

ここで開示される課題は、送信電力を制御し、かつ可変利得増幅器の制御電圧の本質的な非線形性を克服する技術に関する。１つの例示的な実施形態では、線形化器を必要とすることなく、送信電力を精密に制御できる動的フィードバックループを提供する。ＣＤＭＡシステムにおける電力制御の重要性については既に記載し、ここでは、ＣＤＭＡ装置内の構成の例を提示するが、実質的に全ての無線装置は、可変利得増幅器を利用し、利得制御の非線形性の影響を受ける。ここで開示される課題は、非線形の利得の制御の問題を解決することであり、無線装置に広く適用可能である。ここで開示される課題は、ＣＤＭＡ技術に制限されない。

図４は、送信電力を制御するための、ここで開示される課題の１つの例示的な実施形態の機能ブロック図である。図４に示されている例では、ここで開示される課題は、システム100において具現され、システム100は、フィードバックループを使用して送信電力を動的に調節する。システム100には、受信機部104と送信機部106とが構成されている。アンテナ12は、ダイプレクサー108を介して、送信機部106および受信機部104に結合される。ダイプレクサー108は、受信機部104および送信機部106が、共通のアンテナ（すなわち、アンテナ12）を共用できるようにする。ダイプレクサー108は、共通の装置であり、ここでは別途詳しく記載する必要はない。

受信機部104には、図１の機能ブロック図において既に記載した一定の素子が構成されている。しかしながら、図４の受信機部104には、図１のある特定の素子のみが構成されていることを明記しておく。とくに、線形化器40には、ＲＳＳＩが供給される。線形化器40の出力はＤＡＣ42へ結合され、ＤＡＣ42は制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴを生成する。制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴはＶＧＡ18の利得を制御する。

さらに加えて、線形化器40の出力は、送信機部106へ供給される。送信機部106は、２つの異なる利得制御要素を使用して実行される。第１の利得制御要素は、開ループ利得制御と呼ばれることもあり、これは、単に、送信機の利得を、受信信号レベルに関係する所定のレベルに設定するものである。この要素は、業界では“ターンアラウンド定数（turn-around constant）”と呼ばれることがある。したがって、開ループ電力制御において、送信電力は、受信電力とターンアラウンド電力との和である。

ターンアラウンド定数は、業界基準によって判断され、個々のタイプの無線技術に基づいて変更することができる。例えば、セルラ電話のターンアラウンド定数は、業界標準規格によって、＋７３デシベルに設定されている。したがって、送信電力は、受信信号の電力よりも７３デシベル高く設定される。対照的に、パーソナル通信システム（personal communication system, PCS）装置では、＋７８デシベルの業界標準規格のターンアラウンド定数を使用する。ここで開示される課題は、特定のレベルのターンアラウンド定数によって制限されない。

システム100は、開ループ電力制御に加えて、閉ループ制御を含んでいる。開ループ電力制御が、業界標準規格（すなわち、ターンアラウンド定数）および受信信号強度（すなわち、ＲＳＳＩ）のみに依存する一方で、閉ループ電力制御は、基地局トランシーバシステム（base station transceiver system, BTS）（図示されていない）からの命令のみに依存する。ＢＴＳは、移動体（すなわち、システム100）へ命令を送って、送信電力を増加または低減する。一般的な構成では、ＢＴＳが受信したデータの誤差率が許容できないほど高いときに、ＢＴＳは、送信電力を増加するための命令を送る。対照的に、誤差率が低いときは、ＢＴＳは、送信電力を低減する命令をシステム100へ送る。上述のターンアラウンド定数が、比較的に高い信号レベル（例えば、＋７３デシベル）である一方で、閉ループ電力制御は、１／４デシベルまたは１／２デシベルのステップといった、非常に小さい増分ステップを使用する。

図４には、送信電力基準114が示されており、送信電力基準114は、開ループ電力制御信号（すなわち、ターンアラウンド定数）と、ＢＴＳ（図示されていない）から受信した命令に基づく閉ループ電力制御信号との両者を表わしている。線形化器40の出力は、受信信号強度を示し、サマー110への入力として与えられる。送信電力基準114は、選択されたターンアラウンド定数に対応する信号を供給する。信号は、特定の回路構成に依存して、ＡＣ信号であっても、ＤＣ信号であってもよい。サマー110の出力は、受信信号強度とターンアラウンド定数との組み合わせである。この信号は、送信電力を設定するのに使用される開ループ利得成分である。さらに加えて、送信電力基準114は、ＢＴＳ（図示されていない）からの信号に応答し、閉ループ電力制御信号を生成する。サマー112は、開ループ電力制御信号と閉ループ電力制御信号とを組合せる。

サマー112の出力は、アダー118の正の入力へ結合される。アダー118の負の入力は、送信電力プロセッサ116からのフィードバック信号を受信する。送信電力プロセッサ116の動作については、より詳しく別途記載する。本質的に、送信電力プロセッサ116は、アダー118へ負のフィードバックを供給し、アダー118は誤差回路として機能する。アダー118の出力は、誤差信号であり、誤差信号は送信電力制御回路120へ結合され、送信電力制御回路120は、可変利得増幅器（variable gain amplifier, VGA）122およびＲＦ電力増幅器124のための制御信号を生成する。ＲＦ電力増幅器124の出力は、アイソレータ126を介してダイプレクサー108へ結合される。アイソレータ126は、ＲＦ電力増幅器124に対して一定のインピーダンスを維持する。例示的な実施形態では、アイソレータ126は、５０オームのインピーダンスを供給する。

ＶＧＡ122への信号入力は、送信機回路から到来する。なお、送信機回路は、図４には示されていないことを明記しておく。送信機回路には、一般に、マイクロフォン、ボコーダ、および送信機変調器が含まれ、従来のやり方で動作して、入力信号を供給する。入力信号は、実際にはシステム100によって送られる。

ＲＦ電力増幅器124の出力は、送信電力プロセッサ116への入力として供給される。送信電力プロセッサ116は、実際の送信電力を示す信号を生成し、負のフィードバックとしてのその指標を、送信機電力制御回路120へ供給する。このやり方では、送信機部106には、非常に正確な動的電力調節部が構成されていて、従来の無線システムで必要とされていた線形化プロセスは省かれている。

動作において、アダー118の正の入力は、望ましい送信電力を示す信号である。既に記載したように、これは、開ループ利得制御と閉ループ利得制御とを組合せたものである。アダー118の負の入力は、実際の送信電力を示す信号である。実際の送信電力が、望ましい送信電力に正確に等しいときは、アダー118の出力は０であり、ＶＧＡ122またはＲＦ電力増幅器124において補正は必要ない。実際の送信電力が、望ましい送信電力よりも高いときは、アダー118の出力は負の信号であり、これは、送信電力を低減すべきであることを示している。対照的に、実際の送信電力が、望ましい送信電力よりも低いときは、アダー118の出力は正の信号であり、これは、送信電力を増加する必要があることを示している。したがって、送信機部106のフィードバックループは、実際の送信電力を高精度で、かつ線形に、正確に制御する。

図５の機能ブロック図には、送信電力プロセッサ116が詳しく示されている。送信電力プロセッサ116には、減衰器回路130が構成されていて、減衰器回路130は、ＲＦ電力増幅器124（図４参照）からの出力信号を減衰する。例示的な実施形態では、減衰器回路130も高インピーダンスを示し、減衰器回路130は、アイソレータ126と並列に接続されると、ＲＦ電力増幅器124の出力へ必要な定インピーダンスを供給する。

減衰器回路130は、スクエアリング回路132へ結合され、スクエアリング回路132は、ＲＦ電力増幅器124の出力電圧の二乗（Ｖ^２）に比例する信号を生成し、実際の送信電力の指標を供給する。スクエア回路132の出力は、ローパスフィルター134へ結合され、ＡＤＣ136への入力として供給される。ＡＤＣ136は送信電力のディジタル表示を供給する。送信電力を対数目盛へ変換するために、ＡＤＣ136の出力を対数回路138へ結合する。

対数回路138の出力は負のフィードバック信号であり、アダー118（図４参照）の負の入力へ供給される。したがって、送信電力プロセッサ116は、送信された出力電力を自動的に、かつ動的に測定し、それをディジタル形式に変換して、送信機の制御ループにおいて、その対数表現をフィードバック信号として供給する。

図６の機能ブロック図には、送信電力制御回路120が詳しく示されている。アダー118（図４参照）の出力は、送信電力制御回路120への入力として結合される。既に記載したように、アダー118からの信号は、望ましい送信電力信号と負のフィードバック信号とで構成されている。アダー118からの信号は、本質的に誤差信号であって、積分器144へ供給される。積分器144は、誤差信号の平均をとり、さらに加えて、フィードバックループの応答時間を制御する。当業者には、積分器144の積分時間がより長くなると、フィードバックループの応答時間がより緩慢になることが分かるであろう。積分器の時間の実際の設定は、設計の選択の問題であり、これは、本明細書の開示に基づく当業者の知識の範囲内である。

積分器144の出力は、ＤＡＣ146の入力へ供給され、ＤＡＣ146は、積分器144からのディジタル信号をアナログ信号へ変換し、アナログ信号を使用すると、ＶＧＡ122を制御することができる。図４の機能ブロック図では、ＶＧＡ122およびＲＦ電力増幅器124の両者への単一の制御ラインを示すことによって、送信電力制御回路120の出力を簡潔にしていることに注意すべきである。しかしながら、図６のより詳しい機能ブロック図では、ＶＧＡ122とＲＦ電力増幅器124へは、別々の制御信号が供給される。

ＶＧＡ122において可能な高い信号対雑音比を維持することが望ましい。ステップ利得制御148を使用して、ＲＦ電力増幅器124に対する大きいステップ利得を制御し、それによってＶＧＡ122における高い信号対雑音比を維持する。例えば、ステップ利得制御148により、ＲＦ電力増幅器124は、０または＋２０ミリワットデシベルの利得を有することができる。この例では、望ましい送信電力が比較的に低いときは、ステップ利得制御148は、ＲＦ電力増幅器124の利得を０ミリワットデシベルへ設定し、ＤＡＣ146の出力によって、送信機部106（図４参照）の全利得を制御できるようにする。

望ましい送信電力がＤＡＣ146の最大規制値に近付くと、ステップ利得制御148は、ＲＦ電力増幅器124の送信電力を、例えば＋２０ミリワットデシベルまで増加する。ＤＡＣ146の出力は、対応して、追加の利得を与えるように調節される。追加の利得は、電力増幅器124の利得を越えていなければならない。

多数の異なる回路構成を使用して、送信機部106において必要な増幅を行ってもよい。例えば、ＶＧＡ18に関して既に記載したように、ＶＧＡ122を、直列に結合された直列の増幅器利得段として構成して、送信機電力回路120によって生成された信号によって制御してもよい。その代りに、図４に示されており、かつＤＡＣ146およびステップ利得制御148によって制御される２段の増幅を、単一の増幅段へ組合せてもよい。さらに加えて、ステップ利得制御148では、異なるステップサイズか、または異なる数の利得ステップを使用してもよい。実際のステップの大きさは、ＤＡＣ146のダイナミックレンジに基づく。ここで開示される課題は、可変利得増幅器122の特定の構造、ＲＦ電力増幅器124、およびそれらと関係付けられている特定の制御信号によって制限されない。

したがって、図４の回路には、動的なフィードバックループが構成されていて、無線装置の送信機を線形化する必要が全くない。このやり方では、製造プロセス中に各無線装置上で実行しなければならない多数の較正ステップが省かれる。システム100は、コスト高で、かつ時間のかかる較正ステップが省かれているので、製造プロセスの生産性が相当に向上し、無線装置の全体的なコストを低減することができる。

図４に示されている例示的な実施形態では、送信機部106の線形化の必要がない。しかしながら、受信機における制御電圧Ｖ_ＣＯＮＴとＶＧＡ18（図１参照）の実際の利得とは本質的に非線形であるので、依然として上述の線形化プロセスが必要である。

別の実施形態では、送信機部106は線形化器を有するが、較正された受信機部104を使用して、外部試験装置を不要にしており、その代りに、無線装置の送信機部の較正が必要となる。本質的に、送信機部106の較正されていない出力を、較正された受信機部104へ結合して、受信機部を使用して、実際に送信された電力レベルを正確に測定し、かつ送信機部を線形化することができる。この実施形態は、図７の機能ブロック図に示されている。図７の機能ブロック図は、特定の実施形態に関係する回路構成要素の詳細を与えていることを明記しておく。とくに、図１の復調器19には、ミキサー20および22、ローパスフィルター24および26、等のような構成要素が構成されている。図７の機能ブロック図では、これらの構成要素を、復調器19として示していることを明記しておく。同様に、ＡＧＣ31は、図１では多数の構成要素が構成されているように示されているが、図７のブロック図では、単にＡＧＣ31として示されている。

同様に、図７には、送信機部106内の追加の構成要素が示されており、これらは、図４の機能部ブロック図には示されていない。とくに、図７には、ミキサー160および局部発振器162とが示されていて、ボコーダ回路（図示されていない）から音声データのようなデータを変調して、望ましい無線周波数を生成する。ミキサー160の出力は、ＶＧＡ122へ結合され、ＶＧＡ122の出力は、ＲＦ電力増幅器124へ結合される。ＲＦ電力増幅器124の出力は、既に記載したように、アイソレータ126を介して、ダイプレクサー108へ結合される。

図７のシステム100には、第２のミキサー164が構成されていて、第２のミキサー164は、可変利得増幅器122および局部発振器162の出力を結合する。ミキサー164は、送信された出力信号の周波数を、受信機部104に適合するＩＦ周波数へシフトする。一般の無線通信装置には、単一の主発振器が構成されていて、主発振器から、種々の局部発振器の周波数が得られる。この技術において知られているように、送信機および受信機は、業界標準規格によって設定された所定量分ずれている異なる周波数で動作する。例えば、セルラ電話の動作において、送信機および受信機は、４５メガヘルツ分ずれている。この技術において、回路を使用して、局部発振器の周波数を求めて、望ましいずれを得ることが知られており、ここで記載する必要はない。局部発振器162は、必要な周波数をミキサー160および164へそれぞれ供給する。したがって、局部発振器162は、送信機部106のために一方の周波数をミキサー160へ供給して、第２の周波数をミキサー164へ供給して、送信信号を受信機のＩＦ周波数へ変換する。

ミキサー164の出力は、バンドパスフィルター168を経由して、ＶＧＡ170へ結合される。バンドパスフィルター168は、ＩＦフィルターとして従来のように動作する。バンドパスフィルター168は、電子スイッチのようなスイッチ172を介して、ＶＧＡ170の入力へ結合されることに注意すべきである。スイッチ172は、送信機部106を受信機部104へ結合する結合回路として機能し、スイッチ172の動作については別途詳しく記載する。

ＶＧＡ170およびＶＧＡ18の出力は、サマー176によって組合される。この構成を使用すると、システム100は受信機部104の較正を使用して、送信機部106を較正する。受信機部104の較正は、この技術において知られているやり方で行われる。受信機の較正の手続き中は、スイッチ172は停止され、バンドパスフィルター168からの出力はＶＧＡ170へ供給されない。受信機部104の較正後に、スイッチ172は作動され、バンドパスフィルター168からの信号は、ＶＧＡ170への入力として与えられることになる。

送信機部106を製造プロセス中に較正するやり方を次に示す。制御信号は、ＶＧＡ122の利得を所定の送信電力レベルに設定する。ＶＧＡ122の出力からの信号は、ミキサー164によって局部発振器信号162と混合され、受信機部104の周波数に適合した出力信号を生成する。ミキサー164の出力は、バンドパスフィルター168およびスイッチ172を介してＶＧＡ170へ供給される。システム100は、既に較正された受信機部104を使用して、ＶＧＡ122からの送信電力レベルに比例する受信信号レベルを正確に判断する。送信信号レベルが、望ましい送信電力レベルよりも高いか、または低いとき、誤差は、較正された受信機回路によって検出され、偏差は中間結果180の形で記憶される。中間結果を使用して、プロセスは、多数の送信機利得ステップおよび異なる送信機周波数において反復される。さらに加えて、異なる電力供給レベルおよび異なる温度設定において、較正プロセスを行って、送信機部106の正確な特徴を得てもよい。

中間結果180を使用して、送信機線形化器182を生成する。中間結果180は、望ましい送信電力レベルと実際の送信電力レベルとの誤差を示している。これらの中間のデータの結果を使用して、送信機線形化器182を生成して、ＶＧＡ122の実際の利得制御曲線を効率的に判断する。

送信機線形化器182は、受信機線形化器40に関して上述で記載したことに類似したやり方で動作する。したがって、送信機線形化器182は、ＶＧＡ122の可変利得曲線を、複数の区分的線形部分へ分割し、十分な利得分解能を得る。システム100が送信機部106の特定の利得設定を必要とするたびに、送信機線形化器182を使用して、可変利得増幅器122の実際の制御電圧を選択する。スイッチ172は、無線装置の正規の動作中に、停止されることに注意すべきである。スイッチ172は、停止位置において、受信機部104と送信機部106とを適切に絶縁する。

受信機部104が従来のやり方で較正されるとき、ＶＧＡ18は較正されるが、ＶＧＡ170は較正されない。しかしながら、例示的な実施形態では、ＶＧＡ18およびＶＧＡ170は、共通の集積回路基板上に形成され、したがって密接に整合する。別々のＶＧＡ170およびスイッチ172を用いると、受信機部104と送信機部106とは適切に絶縁する。

図７に示されているシステム100では、種々の代わりの構造を使用してもよい。例えば、ミキサー164は、受信機部104のＲＦ周波数を混ぜ、ＲＦ段14か、またはＲＦ段とＩＦ段との中間点において、送信機信号を結合することができる。ここで開示している課題は、較正された受信機経路を使用して、送信機を較正することであり、送信機信号が入力される受信機の経路内の特定の位置によって制限されない。代わりの実施形態では、スイッチ172を、図８に示されているＳＰＤＴスイッチ172に置換してもよい。図８の代わりの構造では、較正されていないＶＧＡ170およびサマー176を不要にしている。図８のＳＰＤＴスイッチ172は、受信機部104と送信機部106とを必要なだけ絶縁しなければならない。図８に示されている代わりの実施形態では、ＳＰＤＴスイッチ172は、受信機部104の較正プロセス中に、ＩＦ段16へ結合される。ＳＰＤＴスイッチは、送信機部106の較正中に、バンドパスフィルター168へ結合される。無線装置の正規の動作中に、ＳＰＤＴスイッチ172はＩＦ段16へ結合されることに注意すべきである。

上述では、ここで開示されている課題についての種々の実施形態および特長を記載したが、上述の開示は、権利を主張した発明を例示的に示しているだけであることが分かるであろう。したがって、この特許出願の発明は、上述で開示した課題によって支持される特許請求項を参照することによってのみ判断されることが分かるであろう。

従来の無線通信装置の受信機部および自動利得制御ループの機能ブロック図。図１の装置の望ましい利得対電力の特徴を示すグラフ。一般的な可変利得増幅器の可変利得対利得の曲線を示すグラフ。送信回路を自動線形化する本発明で開示される課題の構成についての機能ブロック図。図４のブロック図の一部分のより詳しい機能ブロック図。図４のブロック図の一部分のより詳しい機能ブロック図。本明細書で開示される課題の別の例示的な実施形態についての機能ブロック図。図７の実施形態の代わりの構造についての機能ブロック図。

符号の説明

10・・・無線装置、12・・・アンテナ、18、122、170・・・可変利得増幅器、19・・・復調器、20、22、160、164・・・ミキサー、31・・・自動利得制御ループ、32、110、112、176・・・サマー、36、118・・・アダー、38、144・・・積分器、44・・・線形セグメント、100・・・システム、104・・・受信機部、106・・・送信機部、116・・・送信電力プロセッサ、124・・・ＲＦ電力増幅器、126・・・アイソレータ、130・・・減衰回路、172・・・スイッチ。

Claims

送信機および受信機を持つ無線通信装置において、受信信号の強度を判断することができる較正された受信機によって送信機の送信電力を制御するシステムであって、
増幅器入力、増幅器出力、および可変利得制御入力を持つ可変利得無線周波数（radio frequency，ＲＦ）送信機増幅器であって、可変利得制御入力が、希望送信電力レベルを示す制御信号を最初に受信する可変利得無線周波数送信機増幅器と、
前記可変利得制御入力を供給する送信機線形化器と、
前記増幅器出力に接続され、かつ受信機の動作周波数に対応する発振器周波数をもつ発振器信号を受信するミキサーであって、前記増幅器出力の信号に対応する、受信機の動作周波数の信号を生成するミキサーと、
前記ミキサーによって生成された信号を単極単投接点タイプのスイッチを介して受信機信号路内に設けた第２の受信機可変利得増幅器に接続する接続回路と、
受信信号を増幅する第１の受信機可変利得増幅器と、
第１の受信機可変利得増幅器および第２の受信機可変利得増幅器の出力を復調する復調器とを含み、
前記復調器の出力に基づいて第１の受信機可変利得増幅器および第２の受信機可変利得増幅器が共に利得調整され、かつ前記復調器の出力が前記送信機線形化器の入力として供給される送信電力制御システム。
第１および第２の受信機可変利得増幅器が、共通の集積回路上に構成されている整合回路である請求項１記載の送信電力制御システム。
第１の受信機可変利得増幅器の出力と第２の受信機可変利得増幅器の出力がサマーの第１の入力および第２の入力に接続され、サマーの出力が復調器の入力に接続される請求項１記載の送信電力制御システム。