JP2001085957A - 完全差動型オペアンプ - Google Patents

完全差動型オペアンプ

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JP2001085957A
JP2001085957A JP26220199A JP26220199A JP2001085957A JP 2001085957 A JP2001085957 A JP 2001085957A JP 26220199 A JP26220199 A JP 26220199A JP 26220199 A JP26220199 A JP 26220199A JP 2001085957 A JP2001085957 A JP 2001085957A
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JP
Japan
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differential
amplifier
transistor
output
voltage
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JP26220199A
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English (en)
Inventor
Toshiyuki Uchida
俊之 内田
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Sanyo Electric Co Ltd
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Sanyo Electric Co Ltd
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 バイアス電圧及びゲイン設定が容易な完全差
動型オペアンプ。 【解決手段】 一入力端に基準電圧が印加される第1の
差動アンプ1と、前記第1の差動アンプ1の出力にカス
ケード接続された第2の差動アンプ2と、前記第2の差
動アンプ2の第1,第2の出力を各々第1,第2の抵抗
を介して前記第1の差動アンプ1の他入力端に帰還入力
して成る完全差動型オペアンプにおいて、前記第1の差
動アンプ1は、一定電圧によってバイアスされた定電流
トランジスタ(M40,M41)と、前記定電流トラン
ジスタによって駆動され、前記基準電圧と出力コモン電
圧が印加された一対の差動トランジスタ(M42,M4
3)と、前記差動トランジスタに流れる電流を出力する
カスケード型のカレントミラー回路(M45,M47,
M50,M51)とを備えることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、完全差動型オペア
ンプに関し、更に言えば完全差動型オペアンプのコモン
モードアンプの安定動作を図る技術に関する。
【0002】
【従来の技術】図8(A),(B)は一般的な完全差動
型オペアンプの原理を説明するための概略回路図及び入
出力波形図を示している。
【0003】図8に示すように完全差動型オペアンプで
は、2つの入力VINP,VINN(尚、VINP,VINN のP,
Nはそれぞれプラス側、マイナス側を示す。)は、互い
に位相が反対の信号(正相、逆相)である。つまり、ど
ちらの入力も変動しており、一定の基準電圧がない。そ
のため、このオペアンプでは、出力VOUTN,VOUTP
(尚、VOUTN,VOUTP のN,Pはそれぞれマイナス側、プ
ラス側を示す。)を一定の基準信号VCに対して完全に
対称な関係に保つ回路(コモンモードフィードバック、
以下CMFBと称す。)が必要となる。ここで、前記V
Cのことをコモンモードといい、出力コモン電圧VCは、
入力コモン電圧VRと独立したものである。尚、図8
(a)中のZi1,Zo1は、抵抗とか、インピーダン
ス等で、フィードバックをかけている。
【0004】そして、従来では用途に応じて様々な形の
CMFBが用いられていた。その中には、図9に示すよ
うなコモンモードアンプ(以下CMAと称す。)が用い
られることがあった。
【0005】図9のCMAの入出力特性は、図10に示
すようになり、折り返しカスケードペアンプの出力コモ
ンVCが基準電圧VREFと等しい場合には、バイアス電圧
VBCをある一定値VBにする。このVCがVREFからずれ
た場合には、VBCをVBから低ゲインG1で若干変化さ
せ、出力コモンVCの値を調整し、VREFと等しくなるよ
うにする。
【0006】
【発明が解決しようとする課題】ここで、前記CMAで
は、普通のカレントミラー回路(トランジスタM45,
M50で構成される。)を用いているため、トランジス
タM50のチャネル長変調効果の影響を受けやすい。つ
まり、トランジスタM45のドレイン電圧VCVCとトラ
ンジスタM50のドレイン電圧VBCは同じ値になるとは
限らない(通常VCVCは、PMOSトランジスタ(M4
5)がオンするVDD−|Vtp|より数百mV低い電圧
に、VBCは、NMOSトランジスタ(M48)がオンす
るVtnより数百mV高い電圧に設定するため、VCVCと
VBCは大きく異なる。)。そのため、トランジスタM5
0のチャネル長変調効果の影響でトランジスタM50に
流れる電流(I/2+ΔI)は、トランジスタM45に
流れる電流(I/2)とは異なってくる(このことは、
厳密な意味でカレントミラーとはならない。)。尚、こ
こで、トランジスタM42,M43は同一Trサイズ
(W/L)であり、またトランジスタM44、M45,
M50は同一Trサイズ(W/L)である。
【0007】従って、以下に説明する問題がある。
【0008】第1は、バイアス電圧VB(VC=VREFの
ときのVBC)の設定が複雑になる。
【0009】第2に、ゲインG1の設定が複雑になると
いった問題である。
【0010】即ち、第1については、VBCは、トランジ
スタM48に流れる電流とトランジスタM48のTrサ
イズ(W/L)で決まってくる。そのため、所望のバイ
アス電圧VBを得るためには、この電流のずれ(ΔI)
を考慮しなければならず、設計が複雑になる。
【0011】また、第2については、ゲインG1は近似
的に以下の式に表すことができる。
【0012】
【数1】
【0013】ここで、gmn43,gmn48:M43,M
48のトランスコンダクタンス Sn43,Sn48:M43,M48のTrサイズ(W/
L) つまり、ゲインG1の場合も電流のずれ(ΔI)を考慮
しなければならず、設計が複雑になる。特に、オペアン
プにスピードを持たせるため、各Trのゲート長Lを小
さくした場合にチャネル長変調効果の影響が大きくなる
ため、この影響が顕著になる。
【0014】従って、本発明ではバイアス電圧VB(VC
=VREFのときのVBC)及びゲインG1の設定が容易と
なる完全差動型オペアンプを提供することを目的とす
る。
【0015】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明は上記課
題に鑑み為されたもので、一入力端に基準電圧が印加さ
れる第1の差動アンプ1と、前記第1の差動アンプ1の
出力にカスケード接続された第2の差動アンプ2と、前
記第2の差動アンプ2の第1,第2の出力を各々第1,
第2の抵抗を介して前記第1の差動アンプ1の他入力端
に帰還入力して成る完全差動型オペアンプにおいて、前
記第1の差動アンプ1は、一定電圧によってバイアスさ
れた定電流トランジスタ(M40,M41)と、前記定
電流トランジスタによって駆動され、前記基準電圧と出
力コモン電圧が印加された一対の差動トランジスタ(M
42,M43)と、前記差動トランジスタに流れる電流
を出力するカスケード型のカレントミラー回路(M4
5,M47,M50,M51)とを備えることを特徴と
する。
【0016】また、前記第1の差動アンプ1は、更にカ
スケード接続された第1及び第2の出力トランジスタ
(M48,M49)を備え、前記第1の出力トランジス
タを前記定電流トランジスタ(M40,M41)と同一
の一定電圧によってバイアスしたことを特徴とする。
【0017】
【発明の実施の形態】以下、本発明の完全差動型オペア
ンプに係る一実施形態について図面を参照しながら説明
する。
【0018】尚、本発明は、特に完全差動折り返しカス
ケード型オペアンプ用のコモンモードアンプの安定動作
化を図るものであり、以下の説明からその特徴を明らか
にする。
【0019】先ず、折り返しカスケード型オペアンプに
おけるコモンフィードバック(以下、CMFBと称
す。)の原理について、図1乃至図5を参照しながら説
明する。
【0020】図1乃至図5において、1は一入力端に基
準電圧VREFが印加される低ゲイン、かつ低出力抵抗の
第1の差動アンプとしてのコモンモードアンプ(以下、
CMAと称す。)で、2は前記CMA1の出力にカスケ
ード接続される高ゲイン、かつ高出力抵抗の第2の差動
アンプとしてのカスケードアンプである。このカスケー
ドアンプ2は、図1に示すようにカスケード接続され、
一定電圧(VB0及びVB3)によってバイアスされた定電
流トランジスタM30,M31と、前記定電流トランジ
スタM30,M31によって駆動され、第1,第2の入
力電圧VINP,VINNがゲート入力される一対のNチャネ
ル型の差動トランジスタM1,M2と、前記差動トラン
ジスタM1,M2に流れる電流を出力するカスケード接
続回路(トランジスタM3,M4,M5,M6で構成さ
れる。)とを備えている。
【0021】ここで、前記CMA1の直流ゲインG1は
以下のようになる。
【0022】即ち、
【0023】
【数2】
【0024】ここで、gm:CMAの入力段Trのトラ
ンスコンダクタンス ROUT1:CMAの出力抵抗 また、CMA出力VBCから見ると、カスケードアンプ出
力VOUTP、VOUTNは、高ゲイン、高出力抵抗の反転アン
プ出力となり、その直流ゲインG2は以下のようになる
(ここでは、片側のVOUTP側のみを示すが、VOUTN側も
同様である。)。
【0025】即ち、
【0026】
【数3】
【0027】ここで、gmn10:TrM10のトランス
コンダクタンス ROUT2:VOUTPから見た出力抵抗 そして、(2)、(3)より図1において、入力VC、
出力VOUTPを考えた場合、図2に示すような2つのアン
プが縦続接続された構造として考えることができる。
【0028】この場合の直流ゲインGは以下のようにな
る。
【0029】即ち、
【0030】
【数4】
【0031】ここで、図2は通常の差動型アンプ(差動
段+出力段)と同じ構成であり、図3のように表すこと
ができる(ここでは、片側のVOUTP側のみを示すが、V
OUTN側も同様である。)。
【0032】従って、図3のアンプを、折り返しカスケ
ード型オペアンプ出力VOUTP、VOUTNから抵抗Rを介し
てフィードバックをかけた場合(図4参照)、CMA入
力VC≒VREFに維持される(VCは、VREFとイマジナリ
ィショートした状態となり、ほぼ同電位となる。)。そ
のため、出力VOUTP、VOUTNは、VC=VREFを中心(コ
モン)とした波形となる。
【0033】尚、上述した図4の構成のアンプが、通常
の差動アンプと異なる点は、1段目のアンプ(CMA)
が低ゲイン、低出力抵抗となっている点である。そのた
め、位相補償容量を必要としない構成となっている。
【0034】図5において、各極(以下、ポールと称
す。)は、以下のように表わせ、通常の差動アンプの場
合とは逆のポールの構成となる。
【0035】即ち、
【0036】
【数5】
【0037】ここで、ROUT1≪ROUT2、CMA出力には
M9,M10(図1参照)が接続されているため、CK
はCLと同程度かそれ以下程度の値となる。
【0038】CMA1の出力抵抗ROUT1は、ROUT2に比
してかなり小さいため、ROUT1によるポール|P2|
は、ROUT2によるポール|P1|よりかなり高い周波数
に位置する。結果として、|P1|と|P2|はかなり
離れて位置し(ユニティゲイン角周波数ωcと|P2|
も離れて位置する)、位相補償容量がなくても位相余裕
がとれた形になる(図5に示す周波数特性図参照)。
【0039】以上が、CMA1として低ゲイン、低出力
抵抗のアンプを用いている理由である。
【0040】図6は本発明の一実施形態に係るCMAを
説明するための回路図である。
【0041】本発明に係るCMA1の回路構成における
第1の特徴は、低電圧カスケード型カレントミラー回路
(トランジスタM45,M47,M50,M51)で構
成される。)を用いていることである。尚、ここで、ト
ランジスタM42,M43は同一Trサイズ(W/L)
であり、トランジスタM44、M45,M50は同一T
rサイズ(W/L)であり、またトランジスタM46、
M47,M51は同一Trサイズ(W/L)である。更
に、トランジスタM40のTrサイズ(W/L)はトラ
ンジスタM48の2倍であり、トランジスタM41のT
rサイズ(W/L)はトランジスタM49の2倍であ
る。
【0042】一般に、Trを縦積みにしたカスケード型
カレントミラー回路では、通常のカレントミラー回路に
比して定電流性が飛躍的に向上する。つまり、図6にお
いて、トランジスタM45のドレイン電圧VCVCとトラ
ンジスタM50のドレイン電圧VBCが大きく異なって
も、トランジスタM45,M47に流れる電流と、トラ
ンジスタM50,M51に流れる電流はほぼ等しく(I
/2)なる。
【0043】そのため、従来のようにバイアス電圧VB
(VC=VREFのときのVBC)及びゲインG1の設定が複
雑になるといった問題が解消され、VBC及びゲインG1
の設定が容易となる。尚、図6の直流ゲインG1は上記
(1)式と同様になる。このとき、電流のずれΔI≒0
となるため、ゲインG1はトランジスタM43とトラン
ジスタM48のTrサイズ(W/L)だけで決まってく
る。
【0044】また、第2の特徴は、トランジスタM4
8,M49がカスケード接続になっているため、VC=
VREFのときのVBCはVBOとほぼ等しくなるということ
である。即ち、VC=VREFのとき、トランジスタM4
2,M43には等しい電流(I/2)が流れる。そし
て、前述したようにトランジスタM45,M47,M5
0,M51は、カスケード型カレントミラー回路を構成
しているため、トランジスタM48,M49にもほぼI
/2の電流が流れることになる。
【0045】一方、トランジスタM49のTrサイズ
(W/L)は、トランジスタM41の1/2であり、流
れる電流もトランジスタM41の半分のI/2である。
そのため、トランジスタM41とトランジスタM49の
ゲート−ソース間電圧はほぼ等しくなる。トランジスタ
M48のTrサイズ(W/L)及び流れる電流はトラン
ジスタM40の1/2であり、かつソース・ドレイン電
圧がほぼ等しい。そのため、トランジスタM48のゲー
ト電圧VBCは、トランジスタM40のゲート電圧VBOと
ほぼ等しい電圧に自動調整される。
【0046】また、VC=VREF時のVBCをVBOと等しく
すると、図1に示すM9,M10のTrサイズがトラン
ジスタM30のTrサイズを基準にして決定される利点
がある。つまり、図1において、トランジスタM9,M
10のゲート電圧、ソース電圧、ドレイン電圧はトラン
ジスタM30のものとほぼ等しく(ドレイン電圧が等し
いのは、トランジスタM7,M8のゲート−ソース間電
圧がトランジスタM31のものと等しいためであ
る。)、流れる電流はトランジスタM30の1/2であ
る。そのため、トランジスタM9,M10のTrサイズ
(W/L)は、トランジスタM30の1/2に設定すれ
ば良く、従来に比してその設定が容易となる。
【0047】
【発明の効果】本発明によれば、コモンモードフィード
バック回路を構成するカレントミラー回路を、カスケー
ド型カレントミラー回路で構成したことで、定電流性が
格段に向上できるため、出力電圧及びゲイン等の設定が
容易になり、シミュレーション段階での細かな合わせ込
み作業の軽減化が図れる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の完全差動型オペアンプに用いられるコ
モンモードフィードバックの原理を説明するための回路
図である。
【図2】本発明の完全差動型オペアンプに用いられるコ
モンモードフィードバックの原理を説明するための回路
図である。
【図3】本発明の完全差動型オペアンプに用いられるコ
モンモードフィードバックの原理を説明するための回路
図である。
【図4】本発明の完全差動型オペアンプに用いられるコ
モンモードフィードバックの原理を説明するための回路
図である。
【図5】本発明の完全差動型オペアンプに用いられるコ
モンモードフィードバックの原理を説明するための回路
図である。
【図6】本発明の完全差動型オペアンプに用いられるコ
モンモードアンプを説明するための回路図である。
【図7】上記コモンモードアンプの入出力特性を説明す
るための図である。
【図8】完全差動型オペアンプの動作を説明するための
回路図である。
【図9】従来のコモンモードアンプを説明するための回
路図である。
【図10】上記コモンモードアンプの入出力特性を示す
図である。

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 一入力端に基準電圧が印加される第1の
    差動アンプと、 前記第1の差動アンプの出力にカスケード接続された第
    2の差動アンプと、 前記第2の差動アンプの第1,第2の出力を各々第1,
    第2の抵抗を介して前記第1の差動アンプの他入力端に
    帰還入力して成る完全差動型オペアンプにおいて、 前記第1の差動アンプは、一定電圧によってバイアスさ
    れた定電流トランジスタと、 前記定電流トランジスタによって駆動され、前記基準電
    圧と出力コモン電圧が印加された一対の差動トランジス
    タと、 前記差動トランジスタに流れる電流を出力するカスケー
    ド型のカレントミラー回路とを備えることを特徴とする
    完全差動型オペアンプ。
  2. 【請求項2】 前記第1の差動アンプは、更にカスケー
    ド接続された第1及び第2の出力トランジスタを備え、
    前記第1の出力トランジスタを前記定電流トランジスタ
    と同一の一定電圧によってバイアスしたことを特徴とす
    る請求項1に記載の完全差動型オペアンプ。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007074670A (ja) * 2005-09-09 2007-03-22 Nec Electronics Corp 差動増幅回路および半導体装置
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JP2009105522A (ja) * 2007-10-22 2009-05-14 Yamaha Corp 増幅器

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