JP2001061236A - 商用電源同期充電回路及び充電方法 - Google Patents
商用電源同期充電回路及び充電方法Info
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- JP2001061236A JP2001061236A JP11235392A JP23539299A JP2001061236A JP 2001061236 A JP2001061236 A JP 2001061236A JP 11235392 A JP11235392 A JP 11235392A JP 23539299 A JP23539299 A JP 23539299A JP 2001061236 A JP2001061236 A JP 2001061236A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 商用交流電源を用いつつ、充電装置の電源回
路を簡単な構成で、かつ、安全に充電することができ、
小型化及び低コスト化を実現することができるコンデン
サ型蓄電池の充電回路及び充電方法を提供する。 【解決手段】 充電回路は、商用電源１０により供給さ
れる交流電圧を半波整流、又は、全波整流し、一定の周
期の電圧波形を有する脈流を生成する整流回路２０と、
電流制限回路３０と、スイッチ回路４０と、整流回路２
０により生成された脈流電圧に応じた適当な期間を検出
して、スイッチ回路４０を導通制御するスイッチ制御回
路５０と、逆流阻止回路６０と、を有して構成され、整
流回路２０には商用電源１０が接続され、逆流阻止回路
６０にはコンデンサ型蓄電池７０が接続されている。
路を簡単な構成で、かつ、安全に充電することができ、
小型化及び低コスト化を実現することができるコンデン
サ型蓄電池の充電回路及び充電方法を提供する。 【解決手段】 充電回路は、商用電源１０により供給さ
れる交流電圧を半波整流、又は、全波整流し、一定の周
期の電圧波形を有する脈流を生成する整流回路２０と、
電流制限回路３０と、スイッチ回路４０と、整流回路２
０により生成された脈流電圧に応じた適当な期間を検出
して、スイッチ回路４０を導通制御するスイッチ制御回
路５０と、逆流阻止回路６０と、を有して構成され、整
流回路２０には商用電源１０が接続され、逆流阻止回路
６０にはコンデンサ型蓄電池７０が接続されている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、充電回路及び充電
方法に関し、特に、コンデンサ型蓄電池を備えた充電回
路及び充電方法に関する。
方法に関し、特に、コンデンサ型蓄電池を備えた充電回
路及び充電方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、鉛蓄電池やアルカリ蓄電池等の二
次電池の充電においては、定電流充電、あるいは、定電
圧充電、定電圧パルス充電等の方法が用いられている。
これらの充電方法により二次電池を充電した場合、充電
による端子電圧の変化が微少であるため、充電の終了状
態（終了時期）の検出に際し、微少な電圧変動を検出し
たり、電池の温度変化を検出する等の手法を採用する必
要があった。そのため、充電状態を正確に検出して効率
的に充電動作を行うためには、装置構成や制御が複雑と
なり、装置の大型化や製造コストの増大を招くという問
題を有していた。
次電池の充電においては、定電流充電、あるいは、定電
圧充電、定電圧パルス充電等の方法が用いられている。
これらの充電方法により二次電池を充電した場合、充電
による端子電圧の変化が微少であるため、充電の終了状
態（終了時期）の検出に際し、微少な電圧変動を検出し
たり、電池の温度変化を検出する等の手法を採用する必
要があった。そのため、充電状態を正確に検出して効率
的に充電動作を行うためには、装置構成や制御が複雑と
なり、装置の大型化や製造コストの増大を招くという問
題を有していた。
【０００３】一方、近年、電気自動車等の駆動用電源と
して、電気二重層コンデンサ等のコンデンサ型蓄電池を
備えた充電回路（装置）を適用することが研究されてい
る。一般に、電気二重層コンデンサを含むコンデンサの
両端電圧Ｖは、Ｑを電荷量、Ｃをコンデンサ容量とする
と、次式のように表される。 Ｖ＝Ｑ／Ｃ ……（１１） また、電荷量Ｑは、ＩＡをコンデンサに流れる電流（充
電電流）、ｔを充電時間とすると、次式のように表され
る。 Ｑ＝ＩＡ・ｔ ……（１２）
して、電気二重層コンデンサ等のコンデンサ型蓄電池を
備えた充電回路（装置）を適用することが研究されてい
る。一般に、電気二重層コンデンサを含むコンデンサの
両端電圧Ｖは、Ｑを電荷量、Ｃをコンデンサ容量とする
と、次式のように表される。 Ｖ＝Ｑ／Ｃ ……（１１） また、電荷量Ｑは、ＩＡをコンデンサに流れる電流（充
電電流）、ｔを充電時間とすると、次式のように表され
る。 Ｑ＝ＩＡ・ｔ ……（１２）
【０００４】したがって、電気二重層コンデンサに蓄積
される電荷量Ｑは、充電時間ｔの経過に比例して上昇す
るので、蓄積電荷量Ｑに対応する充電電圧も充電時間ｔ
とともに上昇する特性を有するとともに、上述した鉛蓄
電池やアルカリ蓄電池等の二次電池に比べて急速充電が
可能であり、繰り返し充放電によるサイクル寿命も長
い、という長所を有している。このような電気二重層コ
ンデンサにおいて、充電効率向上のため、一定電流を印
加する充電方式を用いることが、例えば、特開平７−８
７６６８号公報等に記載されている。
される電荷量Ｑは、充電時間ｔの経過に比例して上昇す
るので、蓄積電荷量Ｑに対応する充電電圧も充電時間ｔ
とともに上昇する特性を有するとともに、上述した鉛蓄
電池やアルカリ蓄電池等の二次電池に比べて急速充電が
可能であり、繰り返し充放電によるサイクル寿命も長
い、という長所を有している。このような電気二重層コ
ンデンサにおいて、充電効率向上のため、一定電流を印
加する充電方式を用いることが、例えば、特開平７−８
７６６８号公報等に記載されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来技術においては、電気二重層コンデンサを一定の
電流により充電する場合、商用電源（ＡＣ電源）による
交流電圧をトランス等で降圧し、整流して定電流を生成
し、充電用電源として用いていたため、充電装置の電源
回路部分が大型化し、さらに、装置の製造コストを増大
させるという問題を有していた。
た従来技術においては、電気二重層コンデンサを一定の
電流により充電する場合、商用電源（ＡＣ電源）による
交流電圧をトランス等で降圧し、整流して定電流を生成
し、充電用電源として用いていたため、充電装置の電源
回路部分が大型化し、さらに、装置の製造コストを増大
させるという問題を有していた。
【０００６】そこで、本発明は、上記課題に鑑み、商用
交流電源を用いつつ、充電装置の電源回路を簡単な構成
で、かつ、安全に充電することができ、小型化及び低コ
スト化を実現することができるコンデンサ型蓄電池の充
電回路及び充電方法を提供することを目的とする。
交流電源を用いつつ、充電装置の電源回路を簡単な構成
で、かつ、安全に充電することができ、小型化及び低コ
スト化を実現することができるコンデンサ型蓄電池の充
電回路及び充電方法を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の充電回路
は、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期
を有する脈流を生成、出力する電源手段と、該脈流の電
圧周期毎の所定期間において充電電流の供給状態を制御
する充電制御手段と、該充電制御手段から供給される前
記充電電流に対応する電気エネルギーを蓄積するコンデ
ンサ型蓄電池と、を備えたことを特徴としている。
は、商用電源の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期
を有する脈流を生成、出力する電源手段と、該脈流の電
圧周期毎の所定期間において充電電流の供給状態を制御
する充電制御手段と、該充電制御手段から供給される前
記充電電流に対応する電気エネルギーを蓄積するコンデ
ンサ型蓄電池と、を備えたことを特徴としている。
【０００８】請求項２記載の充電回路は、請求項１記載
の充電回路において、前記電源手段は、直流遮断回路及
び全波整流回路からなる周波数倍増回路をｎ段有し、前
記商用電源の交流電圧成分の電圧周期の２n倍の電圧周
期を有する脈流を生成することを特徴としている。
の充電回路において、前記電源手段は、直流遮断回路及
び全波整流回路からなる周波数倍増回路をｎ段有し、前
記商用電源の交流電圧成分の電圧周期の２n倍の電圧周
期を有する脈流を生成することを特徴としている。
【０００９】請求項３記載の充電回路は、請求項１乃至
２のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御
手段は、前記電源手段により生成される前記脈流による
入力電圧と、あらかじめ設定された基準電圧とを比較
し、前記入力電圧が前記基準電圧以下のとき、前記充電
電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴と
している。請求項４記載の充電回路は、請求項１乃至２
のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御手
段は、前記充電電流の供給経路上に電流制限手段と、ス
イッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、前記電源手段に
より生成される前記脈流による入力電圧と、あらかじめ
設定された基準電圧とを比較し、前記入力電圧が前記基
準電圧以下のとき、前記スイッチ手段を導通させて、前
記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを
特徴としている。
２のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御
手段は、前記電源手段により生成される前記脈流による
入力電圧と、あらかじめ設定された基準電圧とを比較
し、前記入力電圧が前記基準電圧以下のとき、前記充電
電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴と
している。請求項４記載の充電回路は、請求項１乃至２
のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御手
段は、前記充電電流の供給経路上に電流制限手段と、ス
イッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、前記電源手段に
より生成される前記脈流による入力電圧と、あらかじめ
設定された基準電圧とを比較し、前記入力電圧が前記基
準電圧以下のとき、前記スイッチ手段を導通させて、前
記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを
特徴としている。
【００１０】請求項５記載の充電回路は、請求項１乃至
２のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御
手段は、前記電源手段により生成される前記脈流による
入力電圧と、前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との
差分を検出し、該差分が所定の電圧範囲以内にあると
き、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給する
ことを特徴としている。請求項６記載の充電回路は、請
求項１乃至２のいずれかに記載の充電回路において、前
記充電制御手段は、前記充電電流の供給経路上に電流制
限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、前
記電源手段により生成される前記脈流による入力電圧
と、前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検
出し、該差分が所定の電圧範囲以内にあるとき、前記ス
イッチ手段を導通させて、前記充電電流を前記コンデン
サ型蓄電池に供給することを特徴としている。
２のいずれかに記載の充電回路において、前記充電制御
手段は、前記電源手段により生成される前記脈流による
入力電圧と、前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との
差分を検出し、該差分が所定の電圧範囲以内にあると
き、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電池に供給する
ことを特徴としている。請求項６記載の充電回路は、請
求項１乃至２のいずれかに記載の充電回路において、前
記充電制御手段は、前記充電電流の供給経路上に電流制
限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、前
記電源手段により生成される前記脈流による入力電圧
と、前記コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検
出し、該差分が所定の電圧範囲以内にあるとき、前記ス
イッチ手段を導通させて、前記充電電流を前記コンデン
サ型蓄電池に供給することを特徴としている。
【００１１】請求項７記載の充電方法は、商用電源の交
流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生
成する手順と、該脈流の電圧周期毎の所定期間において
充電電流のコンデンサ型蓄電池への供給状態を制御する
手順と、前記電圧周期毎に間欠的に供給される前記充電
電流に対応する所定の電気エネルギーをコンデンサ型蓄
電池に蓄積する手順と、を含むことを特徴としている。
流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を生
成する手順と、該脈流の電圧周期毎の所定期間において
充電電流のコンデンサ型蓄電池への供給状態を制御する
手順と、前記電圧周期毎に間欠的に供給される前記充電
電流に対応する所定の電気エネルギーをコンデンサ型蓄
電池に蓄積する手順と、を含むことを特徴としている。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明に係る充電回路につ
いて、実施の形態を示して詳しく説明する。まず、本発
明に係る充電回路の全体構成について、図面を参照して
説明する。図１は、本発明に係る充電回路の全体構成を
示すブロック図である。図１に示すように、本発明に係
る充電回路は、大別して、整流回路２０と、電流制限回
路３０と、スイッチ回路４０と、スイッチ制御回路５０
と、逆流阻止回路６０と、を有して構成され、整流回路
２０には商用電源１０が接続され、逆流阻止回路６０に
はコンデンサ型蓄電池７０が接続されている。ここで、
整流回路２０は、本発明に係る電源手段を構成し、電流
制限回路３０、スイッチ回路４０、スイッチ制御回路５
０、及び、逆流阻止回路６０は、本発明に係る充電制御
手段を構成する。
いて、実施の形態を示して詳しく説明する。まず、本発
明に係る充電回路の全体構成について、図面を参照して
説明する。図１は、本発明に係る充電回路の全体構成を
示すブロック図である。図１に示すように、本発明に係
る充電回路は、大別して、整流回路２０と、電流制限回
路３０と、スイッチ回路４０と、スイッチ制御回路５０
と、逆流阻止回路６０と、を有して構成され、整流回路
２０には商用電源１０が接続され、逆流阻止回路６０に
はコンデンサ型蓄電池７０が接続されている。ここで、
整流回路２０は、本発明に係る電源手段を構成し、電流
制限回路３０、スイッチ回路４０、スイッチ制御回路５
０、及び、逆流阻止回路６０は、本発明に係る充電制御
手段を構成する。
【００１３】整流回路２０は、商用電源１０により供給
される交流電圧を、正の電圧成分期間、又は、負の電圧
成分期間のみ、あるいは、正負双方の電圧成分期間を抽
出する半波整流、あるいは、全波整流（又は、両波整流
とも言う）機能を有し、一定の周期で正の電圧波形を有
する脈流を生成する。この脈流は、後述するスイッチ回
路４０を介してコンデンサ型蓄電池７０に供給されると
ともに、その供給タイミングを規定するスイッチ手段の
導通制御に用いられる。詳しくは後述する。電流制限回
路３０は、後述するスイッチ回路４０が導通状態にある
場合に流れる充電電流の最大電流値を、予め想定される
脈流の電圧に応じて設定する。スイッチ回路４０は、後
述するスイッチ制御回路５０からの制御信号に基づい
て、電流制限された充電電流の、コンデンサ型蓄電池７
０への供給、遮断状態を制御する。
される交流電圧を、正の電圧成分期間、又は、負の電圧
成分期間のみ、あるいは、正負双方の電圧成分期間を抽
出する半波整流、あるいは、全波整流（又は、両波整流
とも言う）機能を有し、一定の周期で正の電圧波形を有
する脈流を生成する。この脈流は、後述するスイッチ回
路４０を介してコンデンサ型蓄電池７０に供給されると
ともに、その供給タイミングを規定するスイッチ手段の
導通制御に用いられる。詳しくは後述する。電流制限回
路３０は、後述するスイッチ回路４０が導通状態にある
場合に流れる充電電流の最大電流値を、予め想定される
脈流の電圧に応じて設定する。スイッチ回路４０は、後
述するスイッチ制御回路５０からの制御信号に基づい
て、電流制限された充電電流の、コンデンサ型蓄電池７
０への供給、遮断状態を制御する。
【００１４】スイッチ制御回路５０は、整流回路２０に
より生成された脈流電圧（入力電圧）及び所定の基準電
圧に基づいて、又は、該脈流電圧（入力電圧）及びコン
デンサ型蓄電池７０への供給電圧（出力電圧）に基づい
て、あるいは、コンデンサ型蓄電池７０の両端電圧（充
電電圧）及び所定のしきい値電圧に基づいて、各々電圧
を比較、判定して、該電圧に応じた適当な期間（制御周
期）を検出して、スイッチ回路４０を導通制御する。逆
流阻止回路６０は、スイッチ制御回路５０の導通制御に
おいて、コンデンサ型蓄電池７０の充電電圧よりもスイ
ッチ回路４０側の脈流の電圧が低いときに、コンデンサ
型蓄電池７０に蓄積された電気エネルギーが逆流して低
下することを阻止する。
より生成された脈流電圧（入力電圧）及び所定の基準電
圧に基づいて、又は、該脈流電圧（入力電圧）及びコン
デンサ型蓄電池７０への供給電圧（出力電圧）に基づい
て、あるいは、コンデンサ型蓄電池７０の両端電圧（充
電電圧）及び所定のしきい値電圧に基づいて、各々電圧
を比較、判定して、該電圧に応じた適当な期間（制御周
期）を検出して、スイッチ回路４０を導通制御する。逆
流阻止回路６０は、スイッチ制御回路５０の導通制御に
おいて、コンデンサ型蓄電池７０の充電電圧よりもスイ
ッチ回路４０側の脈流の電圧が低いときに、コンデンサ
型蓄電池７０に蓄積された電気エネルギーが逆流して低
下することを阻止する。
【００１５】このような構成を有する充電回路におい
て、整流回路２０により商用電源１０の交流電圧成分が
整流されて所定の電圧周期を有する脈流が生成され、該
脈流による入力電圧、出力電圧、又は、コンデンサ型蓄
電池７０における充電電圧に基づいて、スイッチ制御回
路５０によりスイッチ回路４０の導通制御タイミングが
設定される。
て、整流回路２０により商用電源１０の交流電圧成分が
整流されて所定の電圧周期を有する脈流が生成され、該
脈流による入力電圧、出力電圧、又は、コンデンサ型蓄
電池７０における充電電圧に基づいて、スイッチ制御回
路５０によりスイッチ回路４０の導通制御タイミングが
設定される。
【００１６】＜第１の実施形態＞次に、本発明に係る充
電回路の第１の実施形態について、図面を参照して説明
する。図２は、本発明に係る充電回路の第１の実施形態
を示すブロック図である。図２に示すように、本実施形
態に係る充電回路は、整流回路２０Ａと、電流制限回路
３０Ａと、入力電圧検出回路５０Ｂと、スイッチ回路４
０Ａと、電圧判定回路５０Ａと、逆流阻止回路６０Ａ
と、を有して構成され、充電回路の入力端子Ｔinには、
商用電源１０から交流電圧（例えば、ＡＣ１００Ｖ）が
供給され、出力端子Ｔoutには、電気二重層コンデンサ
７０Ａが接続されている。
電回路の第１の実施形態について、図面を参照して説明
する。図２は、本発明に係る充電回路の第１の実施形態
を示すブロック図である。図２に示すように、本実施形
態に係る充電回路は、整流回路２０Ａと、電流制限回路
３０Ａと、入力電圧検出回路５０Ｂと、スイッチ回路４
０Ａと、電圧判定回路５０Ａと、逆流阻止回路６０Ａ
と、を有して構成され、充電回路の入力端子Ｔinには、
商用電源１０から交流電圧（例えば、ＡＣ１００Ｖ）が
供給され、出力端子Ｔoutには、電気二重層コンデンサ
７０Ａが接続されている。
【００１７】ここで、整流回路２０Ａは、上述したよう
に、商用電源１０の交流電圧成分を半波整流、あるい
は、全波整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成
し、電圧判定回路５０Ａは、入力電圧検出回路５０Ｂに
より検出された上記脈流（入力電圧Ｖin）の電圧変化
と、入力電圧Ｖinの判定用に予め設定された基準電圧Ｖ
zとを比較して、その大小関係に基づいて、スイッチ回
路４０Ａの導通状態を制御する。
に、商用電源１０の交流電圧成分を半波整流、あるい
は、全波整流して所定の電圧周期を有する脈流を生成
し、電圧判定回路５０Ａは、入力電圧検出回路５０Ｂに
より検出された上記脈流（入力電圧Ｖin）の電圧変化
と、入力電圧Ｖinの判定用に予め設定された基準電圧Ｖ
zとを比較して、その大小関係に基づいて、スイッチ回
路４０Ａの導通状態を制御する。
【００１８】したがって、このような構成を有する充電
回路によれば、入力電圧Ｖinの電圧変化が、電圧判定回
路５０Ａにより規定される所定の電圧範囲内（例えば、
基準電圧以下の電圧範囲）にある期間においてのみ、ス
イッチ回路４０Ａを導通状態として、整流回路２０Ａに
より生成される充電電流が電気二重層コンデンサ７０Ａ
に供給される。すなわち、充電動作時における最大電圧
が一義的に決定され、かつ、充電電流の供給が周期的
（間欠的）に行われる。
回路によれば、入力電圧Ｖinの電圧変化が、電圧判定回
路５０Ａにより規定される所定の電圧範囲内（例えば、
基準電圧以下の電圧範囲）にある期間においてのみ、ス
イッチ回路４０Ａを導通状態として、整流回路２０Ａに
より生成される充電電流が電気二重層コンデンサ７０Ａ
に供給される。すなわち、充電動作時における最大電圧
が一義的に決定され、かつ、充電電流の供給が周期的
（間欠的）に行われる。
【００１９】以下に、本実施形態に係る充電回路の具体
的な回路構成例を示す。図３は、本実施形態に係る充電
回路の第１の具体例を示す回路構成図である。図３に示
すように、第１の具体例は、充電回路１００Ａの一対の
入力端子（電源端子）Ｔina、Ｔinb間に、日本国内にお
いて商用電源として供給されている１００Ｖ交流電源が
接続され、充電回路１００Ａの一対の出力端子（充電端
子）Ｔouta、Ｔoutb間に、電気二重層コンデンサ７０Ａ
が接続されている。また、一方の入力端子Ｔinaと出力
端子Ｔoutaの間には、半波整流用ダイオードＤ１１と、
電流制限抵抗Ｒ１１と、スイッチング用電界効果トラン
ジスタ（以下、単にスイッチという）Ｔｒ１１と、逆流
阻止ダイオードＤ１２が直列に接続されている。
的な回路構成例を示す。図３は、本実施形態に係る充電
回路の第１の具体例を示す回路構成図である。図３に示
すように、第１の具体例は、充電回路１００Ａの一対の
入力端子（電源端子）Ｔina、Ｔinb間に、日本国内にお
いて商用電源として供給されている１００Ｖ交流電源が
接続され、充電回路１００Ａの一対の出力端子（充電端
子）Ｔouta、Ｔoutb間に、電気二重層コンデンサ７０Ａ
が接続されている。また、一方の入力端子Ｔinaと出力
端子Ｔoutaの間には、半波整流用ダイオードＤ１１と、
電流制限抵抗Ｒ１１と、スイッチング用電界効果トラン
ジスタ（以下、単にスイッチという）Ｔｒ１１と、逆流
阻止ダイオードＤ１２が直列に接続されている。
【００２０】さらに、半波整流用ダイオードＤ１１と電
流制限抵抗Ｒ１１との間の接点Ｎ１１とスイッチＴｒ１
１のゲートとの間には電圧検出抵抗Ｒ１３が、また、接
点Ｎ１１と他方の入出力端子間線（ＴinbとＴoutbとの
信号線）との間には抵抗Ｒ１４が、各々設けられ、スイ
ッチＴｒ１１のゲート及び他方の入出力端子間線に、各
々コレクタ及びエミッタが接続されたスイッチ制御用ト
ランジスタ（以下、単に制御スイッチという）Ｔｒ１２
が設けられ、制御スイッチＴｒ１２のベースと接点Ｎ１
１との間にはツェナーダイオードＤ１３及び分割抵抗Ｒ
１５が設けられ、制御スイッチＴｒ１２のベースと他方
の入出力端子間線との間には分割抵抗Ｒ１６が設けられ
ている。ここで、電圧検出抵抗Ｒ１３は、電圧検出回路
を構成し、ツェナーダイオードＤ１３、分割抵抗Ｒ１
５、Ｒ１６、制御スイッチＴｒ１２は、電圧判定回路を
構成する。
流制限抵抗Ｒ１１との間の接点Ｎ１１とスイッチＴｒ１
１のゲートとの間には電圧検出抵抗Ｒ１３が、また、接
点Ｎ１１と他方の入出力端子間線（ＴinbとＴoutbとの
信号線）との間には抵抗Ｒ１４が、各々設けられ、スイ
ッチＴｒ１１のゲート及び他方の入出力端子間線に、各
々コレクタ及びエミッタが接続されたスイッチ制御用ト
ランジスタ（以下、単に制御スイッチという）Ｔｒ１２
が設けられ、制御スイッチＴｒ１２のベースと接点Ｎ１
１との間にはツェナーダイオードＤ１３及び分割抵抗Ｒ
１５が設けられ、制御スイッチＴｒ１２のベースと他方
の入出力端子間線との間には分割抵抗Ｒ１６が設けられ
ている。ここで、電圧検出抵抗Ｒ１３は、電圧検出回路
を構成し、ツェナーダイオードＤ１３、分割抵抗Ｒ１
５、Ｒ１６、制御スイッチＴｒ１２は、電圧判定回路を
構成する。
【００２１】次いで、本具体例に係る充電回路の動作に
ついて、図面を参照して説明する。図４は、本具体例に
係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図であ
る。上述した回路構成において、図４（ａ）に示すよう
に、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流電圧
が印加されている場合、半波整流用ダイオードＤ１１の
整流作用により、図４（ｂ）に示すように、正の電圧成
分期間のみが抽出されて、商用電源電圧と同等の周期で
正の電圧波形を有する脈流が生成される。
ついて、図面を参照して説明する。図４は、本具体例に
係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図であ
る。上述した回路構成において、図４（ａ）に示すよう
に、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流電圧
が印加されている場合、半波整流用ダイオードＤ１１の
整流作用により、図４（ｂ）に示すように、正の電圧成
分期間のみが抽出されて、商用電源電圧と同等の周期で
正の電圧波形を有する脈流が生成される。
【００２２】このとき、他方の入出力端子間線（Ｔinb
とＴoutbとの信号線）に印加されている電圧をＶsと
し、接点Ｎ１１における瞬時電圧（入力電圧）がＶinで
あるとすると、入出力端子間線Ｖsを基準として、入力
電圧ＶinがツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖ
zより小さい期間では、電圧検出抵抗Ｒ１３によりスイ
ッチＴｒ１１のゲートにＶinの電圧が印加されて、スイ
ッチＴｒ１１が導通（ＯＮ）状態となり、電流制限抵抗
Ｒ１１、スイッチＴｒ１１及び逆流阻止ダイオードＤ１
２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに充電電流が
供給されて、充電動作が行われる。
とＴoutbとの信号線）に印加されている電圧をＶsと
し、接点Ｎ１１における瞬時電圧（入力電圧）がＶinで
あるとすると、入出力端子間線Ｖsを基準として、入力
電圧ＶinがツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖ
zより小さい期間では、電圧検出抵抗Ｒ１３によりスイ
ッチＴｒ１１のゲートにＶinの電圧が印加されて、スイ
ッチＴｒ１１が導通（ＯＮ）状態となり、電流制限抵抗
Ｒ１１、スイッチＴｒ１１及び逆流阻止ダイオードＤ１
２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに充電電流が
供給されて、充電動作が行われる。
【００２３】図４（ｂ）において、時間（ｔ）の経過に
伴い、ツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖzよ
り、入力電圧Ｖinの方が大きい期間になると、ツェナー
ダイオードＤ１３に電流が流れ、分割抵抗Ｒ１５、Ｒ１
６で分圧される電圧（制御スイッチＴｒ１２のベース電
圧）が、制御スイッチＴｒ１２のベース−エミッタ間電
圧Ｖbeを超えたとき、制御スイッチＴｒ１２が導通状態
となり、電圧検出抵抗Ｒ１３によりスイッチＴｒ１１に
印加されている電圧（スイッチＴｒ１１のゲート電圧）
がほぼ０Ｖに低下し、スイッチＴｒ１１が非導通（ＯＦ
Ｆ）状態となる。
伴い、ツェナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖzよ
り、入力電圧Ｖinの方が大きい期間になると、ツェナー
ダイオードＤ１３に電流が流れ、分割抵抗Ｒ１５、Ｒ１
６で分圧される電圧（制御スイッチＴｒ１２のベース電
圧）が、制御スイッチＴｒ１２のベース−エミッタ間電
圧Ｖbeを超えたとき、制御スイッチＴｒ１２が導通状態
となり、電圧検出抵抗Ｒ１３によりスイッチＴｒ１１に
印加されている電圧（スイッチＴｒ１１のゲート電圧）
がほぼ０Ｖに低下し、スイッチＴｒ１１が非導通（ＯＦ
Ｆ）状態となる。
【００２４】これにより、接地電圧（ＧＮＤ）からツェ
ナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖz程度に至るま
での電圧範囲にある（一定の周期の）所定の短期間の
み、スイッチＴｒ１１を導通状態にして、スイッチＴｒ
１１及び逆流阻止ダイオードＤ１２を介して、電気二重
層コンデンサ７０Ａに最大電圧値が規定された大きな充
電電流が供給され、それ以外の電圧範囲（電圧期間）で
は、スイッチＴｒ１１は非導通（ＯＦＦ）状態となり、
電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が遮断
される。なお、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電
流は、電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧をＶｃと
したとき、電気二重層コンデンサ７０Ａへの印加電圧と
Ｖｃとの電位差によって流れ、このＶｃは充電の進行に
伴って上昇していくため、充電の進行に伴って前記充電
電流は減少し、Ｖｃが前記ツェナー電圧Ｖz程度となっ
たところで充電電流は概ね零となる。この場合の電流波
形を図４（ｃ）に示す。すなわち、図４（ｃ）に示すよ
うに、図４（ｂ）に示した電圧波形の立ち上がり期間
（ｔ11〜ｔ12）、及び、立ち下がり期間（ｔ13〜ｔ14）
の短い時間のみ、最大電圧値が制限された大電流が流れ
る。
ナーダイオードＤ１３のツェナー電圧Ｖz程度に至るま
での電圧範囲にある（一定の周期の）所定の短期間の
み、スイッチＴｒ１１を導通状態にして、スイッチＴｒ
１１及び逆流阻止ダイオードＤ１２を介して、電気二重
層コンデンサ７０Ａに最大電圧値が規定された大きな充
電電流が供給され、それ以外の電圧範囲（電圧期間）で
は、スイッチＴｒ１１は非導通（ＯＦＦ）状態となり、
電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が遮断
される。なお、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電
流は、電気二重層コンデンサ７０Ａの両端電圧をＶｃと
したとき、電気二重層コンデンサ７０Ａへの印加電圧と
Ｖｃとの電位差によって流れ、このＶｃは充電の進行に
伴って上昇していくため、充電の進行に伴って前記充電
電流は減少し、Ｖｃが前記ツェナー電圧Ｖz程度となっ
たところで充電電流は概ね零となる。この場合の電流波
形を図４（ｃ）に示す。すなわち、図４（ｃ）に示すよ
うに、図４（ｂ）に示した電圧波形の立ち上がり期間
（ｔ11〜ｔ12）、及び、立ち下がり期間（ｔ13〜ｔ14）
の短い時間のみ、最大電圧値が制限された大電流が流れ
る。
【００２５】したがって、本実施形態に係る充電回路に
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、半波
整流ダイオードＤ１により脈流を生成し、この脈流に基
づいて、充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われる
とともに、最大電圧が制限された大きな充電電流が短時
間に供給され、さらに、従来技術に示したように、商用
電源による交流電圧をトランス等で降圧する必要がない
ので、充電回路の回路構成を簡易にするとともに、回路
素子からの発熱を抑制して、大幅な小型軽量化、低コス
ト化を図ることができる。また、充電電流の供給を、商
用電源により供給される交流電圧に基づいて制御してい
るので、インバータのような発振回路や制御用の別電源
を必要とせず、回路構成を簡易にしつつ、回路動作の安
定性を向上させることができる。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、半波
整流ダイオードＤ１により脈流を生成し、この脈流に基
づいて、充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われる
とともに、最大電圧が制限された大きな充電電流が短時
間に供給され、さらに、従来技術に示したように、商用
電源による交流電圧をトランス等で降圧する必要がない
ので、充電回路の回路構成を簡易にするとともに、回路
素子からの発熱を抑制して、大幅な小型軽量化、低コス
ト化を図ることができる。また、充電電流の供給を、商
用電源により供給される交流電圧に基づいて制御してい
るので、インバータのような発振回路や制御用の別電源
を必要とせず、回路構成を簡易にしつつ、回路動作の安
定性を向上させることができる。
【００２６】図５は、本実施形態に係る充電回路の第２
の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具
体例と同等の構成については、同一の符号を付して、そ
の説明を省略する。図５に示すように、第２の具体例
は、図３に示した回路構成において、充電電流の供給制
御を行うスイッチＴｒ１１として、電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）に替えて、ＦＥＴと同様に動作速度が速
く、かつ、動作効率が高く、小型軽量、長寿命等の特性
を有するサイリスタＴｒ１１′を適用したことを特徴と
している。このような構成によっても、上述した第１の
具体例と同等の作用効果を得ることができる。
の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具
体例と同等の構成については、同一の符号を付して、そ
の説明を省略する。図５に示すように、第２の具体例
は、図３に示した回路構成において、充電電流の供給制
御を行うスイッチＴｒ１１として、電界効果トランジス
タ（ＦＥＴ）に替えて、ＦＥＴと同様に動作速度が速
く、かつ、動作効率が高く、小型軽量、長寿命等の特性
を有するサイリスタＴｒ１１′を適用したことを特徴と
している。このような構成によっても、上述した第１の
具体例と同等の作用効果を得ることができる。
【００２７】図６は、本実施形態に係る充電回路の第３
の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具
体例と同等の構成については、同一の符号を付して、そ
の説明を省略する。図６に示すように、第３の具体例
は、図３に示した回路構成において、半波整流ダイオー
ドＤ１１に替えて、ダイオードＤ１１ａ〜Ｄ１１ｄから
構成される全波整流回路２０Ｂを適用したことを特徴と
している。
の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した具
体例と同等の構成については、同一の符号を付して、そ
の説明を省略する。図６に示すように、第３の具体例
は、図３に示した回路構成において、半波整流ダイオー
ドＤ１１に替えて、ダイオードＤ１１ａ〜Ｄ１１ｄから
構成される全波整流回路２０Ｂを適用したことを特徴と
している。
【００２８】全波整流回路２０Ｂは、具体的には、入力
端子Ｔinaと接点Ｎ１１ａとの間に設けられたダイオー
ドＤ１１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ１１ｂとの間に
設けられたダイオードＤ１１ｂと、入力端子Ｔinaと接
点Ｎ１１ｂとの間に設けられたダイオードＤ１１ｃと、
入力端子Ｔinｂと接点Ｎ１１ａとの間に設けられたダイ
オードＤ１１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ１
１ａ及びＤ１１ｂ、Ｄ１１ｃ及びＤ１１ｄは、各々逆方
向に接続され、接点Ｎ１１ａにおいて、商用電源により
供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、
負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の
２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるよ
うに構成されている。
端子Ｔinaと接点Ｎ１１ａとの間に設けられたダイオー
ドＤ１１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ１１ｂとの間に
設けられたダイオードＤ１１ｂと、入力端子Ｔinaと接
点Ｎ１１ｂとの間に設けられたダイオードＤ１１ｃと、
入力端子Ｔinｂと接点Ｎ１１ａとの間に設けられたダイ
オードＤ１１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ１
１ａ及びＤ１１ｂ、Ｄ１１ｃ及びＤ１１ｄは、各々逆方
向に接続され、接点Ｎ１１ａにおいて、商用電源により
供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、
負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の
２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるよ
うに構成されている。
【００２９】次いで、本具体例に係る充電回路の動作に
ついて、図面を参照して説明する。図７は、本具体例に
係る充電回路における電圧／電流波形を示す回路構成図
である。上述した回路構成において、図７（ａ）に示す
ように、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流
電圧が印加されている場合、全波整流回路２０Ｂの整流
作用により、図７（ｂ）に示すように、正負双方の電圧
成分期間が抽出されて、商用電源電圧の２倍の周期で正
の電圧波形を有する脈流が生成される。例えば、商用電
源電圧の周波数が５０Ｈｚの場合、全波整流作用によ
り、１００Ｈｚの周波数を有する脈流が生成される。
ついて、図面を参照して説明する。図７は、本具体例に
係る充電回路における電圧／電流波形を示す回路構成図
である。上述した回路構成において、図７（ａ）に示す
ように、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流
電圧が印加されている場合、全波整流回路２０Ｂの整流
作用により、図７（ｂ）に示すように、正負双方の電圧
成分期間が抽出されて、商用電源電圧の２倍の周期で正
の電圧波形を有する脈流が生成される。例えば、商用電
源電圧の周波数が５０Ｈｚの場合、全波整流作用によ
り、１００Ｈｚの周波数を有する脈流が生成される。
【００３０】そして、図７（ｂ）において、時間（ｔ）
の経過に伴い、ツェナーダイオードＤ１３のツェナー電
圧Ｖzで規定される電圧と電気二重層コンデンサ７０Ａ
の両端電圧Ｖcの和より、瞬時電圧Ｖinの方が小さい期
間においては、スイッチＴｒ１１が導通状態となって、
電気二重層コンデンサ７０Ａに所定の充電電流が供給さ
れ、瞬時電圧Ｖinが大きくなると、制御スイッチＴｒ１
２が非導通状態となり、電気二重層コンデンサ７０Ａへ
の充電電流の供給が遮断される。この場合の電流波形を
図７（ｃ）に示す。すなわち、図７（ｃ）に示すよう
に、図７（ｂ）に示した電圧波形の立ち上がり期間（ｔ
21〜ｔ22）、及び、立ち下がり期間（ｔ23〜ｔ24）の非
常に短い時間のみ、瞬時的に最大電圧値が制限された充
電電流が流れる。
の経過に伴い、ツェナーダイオードＤ１３のツェナー電
圧Ｖzで規定される電圧と電気二重層コンデンサ７０Ａ
の両端電圧Ｖcの和より、瞬時電圧Ｖinの方が小さい期
間においては、スイッチＴｒ１１が導通状態となって、
電気二重層コンデンサ７０Ａに所定の充電電流が供給さ
れ、瞬時電圧Ｖinが大きくなると、制御スイッチＴｒ１
２が非導通状態となり、電気二重層コンデンサ７０Ａへ
の充電電流の供給が遮断される。この場合の電流波形を
図７（ｃ）に示す。すなわち、図７（ｃ）に示すよう
に、図７（ｂ）に示した電圧波形の立ち上がり期間（ｔ
21〜ｔ22）、及び、立ち下がり期間（ｔ23〜ｔ24）の非
常に短い時間のみ、瞬時的に最大電圧値が制限された充
電電流が流れる。
【００３１】したがって、本実施形態に係る充電回路に
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路２０Ｂにより２倍の周期の脈流を生成し、この
脈流に基づいて、充電電流の供給が２倍の周期で行われ
るので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａ
への充電電流の供給量（蓄積されるエネルギー量）が２
倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合に
は、各周期毎の瞬時電流の電流値（平均電流値）を半減
することができるとともに、回路的には電流制限抵抗Ｒ
１１を大きくできるので、スイッチＴｒ１１、Ｔｒ１２
に用いるトランジスタ等の素子として小電力の部品を適
用することができ、一層の小型軽量化を図ることができ
る。また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行
う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路２０Ｂにより２倍の周期の脈流を生成し、この
脈流に基づいて、充電電流の供給が２倍の周期で行われ
るので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａ
への充電電流の供給量（蓄積されるエネルギー量）が２
倍になり、充電時間を一定として充電動作を行う場合に
は、各周期毎の瞬時電流の電流値（平均電流値）を半減
することができるとともに、回路的には電流制限抵抗Ｒ
１１を大きくできるので、スイッチＴｒ１１、Ｔｒ１２
に用いるトランジスタ等の素子として小電力の部品を適
用することができ、一層の小型軽量化を図ることができ
る。また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行
う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００３２】＜第２の実施形態＞次に、本発明に係る充
電回路の第２の実施形態について、図面を参照して説明
する。図８は、本発明に係る充電回路の第２の実施形態
を示すブロック図である。ここで、上述した実施形態と
同等の構成については、同一の符号を付して、その説明
を省略する。図８に示すように、本実施形態に係る充電
回路は、整流回路２０Ａと、電流制限回路３０Ａと、入
力電圧検出回路５０Ｂと、スイッチ回路４０Ａと、電圧
判定回路５０Ａと、出力電圧検出回路５０Ｃと、逆流阻
止回路６０Ａと、を有して構成され、充電回路の入力端
子Ｔinには、商用電源１０から交流電圧が供給され、出
力端子Ｔoutには、電気二重層コンデンサ７０Ａが接続
されている。
電回路の第２の実施形態について、図面を参照して説明
する。図８は、本発明に係る充電回路の第２の実施形態
を示すブロック図である。ここで、上述した実施形態と
同等の構成については、同一の符号を付して、その説明
を省略する。図８に示すように、本実施形態に係る充電
回路は、整流回路２０Ａと、電流制限回路３０Ａと、入
力電圧検出回路５０Ｂと、スイッチ回路４０Ａと、電圧
判定回路５０Ａと、出力電圧検出回路５０Ｃと、逆流阻
止回路６０Ａと、を有して構成され、充電回路の入力端
子Ｔinには、商用電源１０から交流電圧が供給され、出
力端子Ｔoutには、電気二重層コンデンサ７０Ａが接続
されている。
【００３３】ここで、整流回路２０Ａは、上述した実施
形態と同様に、商用電源１０の交流電圧成分を半波整
流、あるいは、全波整流して所定の電圧周期を有する脈
流を生成し、電圧判定回路５０Ａは、入力電圧検出回路
５０Ｂにより検出された上記脈流（入力電圧Ｖin）の電
圧変化と、出力電圧検出回路５０Ｃにより検出されたス
イッチ回路４０Ａの出力電圧Ｖoutとを比較して、その
大小関係に基づいて、スイッチ回路４０Ａの導通状態を
制御する。
形態と同様に、商用電源１０の交流電圧成分を半波整
流、あるいは、全波整流して所定の電圧周期を有する脈
流を生成し、電圧判定回路５０Ａは、入力電圧検出回路
５０Ｂにより検出された上記脈流（入力電圧Ｖin）の電
圧変化と、出力電圧検出回路５０Ｃにより検出されたス
イッチ回路４０Ａの出力電圧Ｖoutとを比較して、その
大小関係に基づいて、スイッチ回路４０Ａの導通状態を
制御する。
【００３４】したがって、このような構成を有する充電
回路によれば、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの電圧
差が、電圧判定回路５０Ａにより規定される所定の電圧
範囲内（例えば、予め設定された基準電圧程度の電圧範
囲）にある期間においてのみ、スイッチ回路４０Ａを導
通状態として、整流回路２０Ａにより生成される充電電
流が電気二重層コンデンサ７０Ａに供給される。すなわ
ち、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給状
態に応じて、スイッチ回路４０Ａの導通制御が行われ、
適切な充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われる。
回路によれば、入力電圧Ｖinと出力電圧Ｖoutとの電圧
差が、電圧判定回路５０Ａにより規定される所定の電圧
範囲内（例えば、予め設定された基準電圧程度の電圧範
囲）にある期間においてのみ、スイッチ回路４０Ａを導
通状態として、整流回路２０Ａにより生成される充電電
流が電気二重層コンデンサ７０Ａに供給される。すなわ
ち、電気二重層コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給状
態に応じて、スイッチ回路４０Ａの導通制御が行われ、
適切な充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われる。
【００３５】以下に、本実施形態に係る充電回路の具体
的な回路構成例を示す。図９は、本実施形態に係る充電
回路の第１の具体例を示す回路構成図である。図９に示
すように、第１の具体例は、充電回路１００Ｂの一対の
入力端子Ｔina、Ｔinb間に、商用電源として供給されて
いる１００Ｖ交流電源が接続され、充電回路１００Ｂの
一対の出力端子Ｔouta、Ｔoutb間に、電気二重層コンデ
ンサ７０Ａが接続されている。また、一方の入力端子Ｔ
inaと出力端子Ｔoutaの間には、半波整流用ダイオード
Ｄ２１と、電流制限抵抗Ｒ２１と、スイッチＴｒ２１
と、逆流阻止ダイオードＤ２２が直列に接続されてい
る。
的な回路構成例を示す。図９は、本実施形態に係る充電
回路の第１の具体例を示す回路構成図である。図９に示
すように、第１の具体例は、充電回路１００Ｂの一対の
入力端子Ｔina、Ｔinb間に、商用電源として供給されて
いる１００Ｖ交流電源が接続され、充電回路１００Ｂの
一対の出力端子Ｔouta、Ｔoutb間に、電気二重層コンデ
ンサ７０Ａが接続されている。また、一方の入力端子Ｔ
inaと出力端子Ｔoutaの間には、半波整流用ダイオード
Ｄ２１と、電流制限抵抗Ｒ２１と、スイッチＴｒ２１
と、逆流阻止ダイオードＤ２２が直列に接続されてい
る。
【００３６】さらに、半波整流用ダイオードＤ２１と電
流制限抵抗Ｒ２１との間の接点Ｎ２１と、スイッチＴｒ
２１のゲートとの間には電圧検出抵抗Ｒ２３が、また、
接点Ｎ２１と他方の入出力端子間線（ＴinbとＴoutbと
の信号線）との間には抵抗Ｒ２４が、各々設けられ、ス
イッチＴｒ２１と逆流阻止ダイオードＤ２２との間の接
点Ｎ２２及びスイッチＴｒ２１のゲートに、各々エミッ
タ及びコレクタが接続された制御スイッチＴｒ２２が設
けられ、制御スイッチＴｒ２２のベースと接点Ｎ２１と
の間には、ツェナーダイオードＤ２３及び分割抵抗Ｒ２
５が設けられ、制御スイッチＴｒ２２のベースと接点Ｎ
２２との間には、分割抵抗Ｒ２６が設けられている。こ
こで、電圧検出抵抗Ｒ２３は、電圧検出回路を構成し、
ツェナーダイオードＤ２３、分割抵抗Ｒ２５、Ｒ２６、
制御スイッチＴｒ２２は、電圧判定回路及び出力電圧検
出回路を構成する。
流制限抵抗Ｒ２１との間の接点Ｎ２１と、スイッチＴｒ
２１のゲートとの間には電圧検出抵抗Ｒ２３が、また、
接点Ｎ２１と他方の入出力端子間線（ＴinbとＴoutbと
の信号線）との間には抵抗Ｒ２４が、各々設けられ、ス
イッチＴｒ２１と逆流阻止ダイオードＤ２２との間の接
点Ｎ２２及びスイッチＴｒ２１のゲートに、各々エミッ
タ及びコレクタが接続された制御スイッチＴｒ２２が設
けられ、制御スイッチＴｒ２２のベースと接点Ｎ２１と
の間には、ツェナーダイオードＤ２３及び分割抵抗Ｒ２
５が設けられ、制御スイッチＴｒ２２のベースと接点Ｎ
２２との間には、分割抵抗Ｒ２６が設けられている。こ
こで、電圧検出抵抗Ｒ２３は、電圧検出回路を構成し、
ツェナーダイオードＤ２３、分割抵抗Ｒ２５、Ｒ２６、
制御スイッチＴｒ２２は、電圧判定回路及び出力電圧検
出回路を構成する。
【００３７】次いで、本具体例に係る充電回路の動作に
ついて、図面を参照して説明する。図１０は、本具体例
に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図で
ある。上述した回路構成において、図１０（ａ）に示す
ように、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流
電圧が印加されている場合、半波整流用ダイオードＤ２
１の整流作用により、図１０（ｂ）に示すように、正の
電圧成分期間のみが抽出されて、商用電源電圧と同等の
周期で正の電圧波形を有する脈流が生成される。
ついて、図面を参照して説明する。図１０は、本具体例
に係る充電回路における動作を示す電圧／電流波形図で
ある。上述した回路構成において、図１０（ａ）に示す
ように、商用電源電圧として、ＡＣ１００Ｖの正弦交流
電圧が印加されている場合、半波整流用ダイオードＤ２
１の整流作用により、図１０（ｂ）に示すように、正の
電圧成分期間のみが抽出されて、商用電源電圧と同等の
周期で正の電圧波形を有する脈流が生成される。
【００３８】このとき、電気二重層コンデンサ７０Ａの
両端電圧としてＶcに相当する電気エネルギーが蓄積さ
れ、接点Ｎ２１における瞬時電圧（図１０（ｂ）に相
当）がＶinであるとすると、電圧検出抵抗Ｒ２３により
スイッチＴｒ２１のゲートにＶinの電圧が印加されてい
るので、次式の条件が成立するとき、スイッチＴｒ２１
が導通状態となり、電流制限抵抗Ｒ２１、スイッチＴｒ
２１及び逆流阻止ダイオードＤ２２を介して、電気二重
層コンデンサ７０Ａに充電電流が供給されて、充電動作
が行われる。 Ｖin−Ｖc＞０ ……（１） このとき、スイッチＴｒ２１、逆流阻止ダイオードＤ２
２が理想素子であるとすると、充電電流の電圧降下は、
電流制限抵抗Ｒ１によってのみ規定されるため、その充
電電流値は、次式で表される。 Ｉ＝（Ｖin−Ｖc）／Ｒ２１ ……（２）
両端電圧としてＶcに相当する電気エネルギーが蓄積さ
れ、接点Ｎ２１における瞬時電圧（図１０（ｂ）に相
当）がＶinであるとすると、電圧検出抵抗Ｒ２３により
スイッチＴｒ２１のゲートにＶinの電圧が印加されてい
るので、次式の条件が成立するとき、スイッチＴｒ２１
が導通状態となり、電流制限抵抗Ｒ２１、スイッチＴｒ
２１及び逆流阻止ダイオードＤ２２を介して、電気二重
層コンデンサ７０Ａに充電電流が供給されて、充電動作
が行われる。 Ｖin−Ｖc＞０ ……（１） このとき、スイッチＴｒ２１、逆流阻止ダイオードＤ２
２が理想素子であるとすると、充電電流の電圧降下は、
電流制限抵抗Ｒ１によってのみ規定されるため、その充
電電流値は、次式で表される。 Ｉ＝（Ｖin−Ｖc）／Ｒ２１ ……（２）
【００３９】図１０（ｂ）において、時間（ｔ）の経過
に伴い、ツェナーダイオードＤ２３のツェナー電圧Ｖz
で規定される電圧と電気二重層コンデンサ７０Ａの両端
電圧Ｖcの和より、瞬時電圧Ｖinの方が大きい期間にな
ると、ツェナーダイオードＤ２３に電流が流れ、分割抵
抗Ｒ２５、Ｒ２６で分圧される電圧（制御スイッチＴｒ
２２のベース電圧）が、制御スイッチＴｒ２２のベース
−エミッタ間電圧Ｖbeを超えたとき、制御スイッチＴｒ
２２が導通状態となり、電圧検出抵抗Ｒ２３によりスイ
ッチＴｒ２１に印加されている電圧（スイッチＴｒ２１
のゲート電圧）がほぼ０Ｖに低下する。
に伴い、ツェナーダイオードＤ２３のツェナー電圧Ｖz
で規定される電圧と電気二重層コンデンサ７０Ａの両端
電圧Ｖcの和より、瞬時電圧Ｖinの方が大きい期間にな
ると、ツェナーダイオードＤ２３に電流が流れ、分割抵
抗Ｒ２５、Ｒ２６で分圧される電圧（制御スイッチＴｒ
２２のベース電圧）が、制御スイッチＴｒ２２のベース
−エミッタ間電圧Ｖbeを超えたとき、制御スイッチＴｒ
２２が導通状態となり、電圧検出抵抗Ｒ２３によりスイ
ッチＴｒ２１に印加されている電圧（スイッチＴｒ２１
のゲート電圧）がほぼ０Ｖに低下する。
【００４０】これにより、瞬時電圧Ｖinが概ね電気二重
層コンデンサ７０Ａの両端電圧Ｖcからツェナーダイオ
ードＤ２３のツェナー電圧Ｖzを加えたＶc＋Ｖzに至る
までの電圧期間だけ電流が流れ、それ以外の電圧期間で
は、スイッチＴｒ２１は非導通状態となり、電気二重層
コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が遮断される。こ
の場合の電流波形を図１０（ｃ）に示す。すなわち、図
１０（ｃ）に示すように、図１０（ｂ）に示した電圧波
形の立ち上がり期間、及び、立ち下がり期間のうちの、
短い時間（ｔ31〜ｔ32、ｔ33〜ｔ34）のみ、最大電圧値
が制限された大電流が流れる。
層コンデンサ７０Ａの両端電圧Ｖcからツェナーダイオ
ードＤ２３のツェナー電圧Ｖzを加えたＶc＋Ｖzに至る
までの電圧期間だけ電流が流れ、それ以外の電圧期間で
は、スイッチＴｒ２１は非導通状態となり、電気二重層
コンデンサ７０Ａへの充電電流の供給が遮断される。こ
の場合の電流波形を図１０（ｃ）に示す。すなわち、図
１０（ｃ）に示すように、図１０（ｂ）に示した電圧波
形の立ち上がり期間、及び、立ち下がり期間のうちの、
短い時間（ｔ31〜ｔ32、ｔ33〜ｔ34）のみ、最大電圧値
が制限された大電流が流れる。
【００４１】すなわち、本具体例に係る充電回路におい
ては、制御スイッチＴｒ２２により、入力電圧Ｖinが、
ツェナー電圧Ｖz程度の狭い電圧範囲（Ｖc〜Ｖc＋Ｖz）
にある所定の短期間のみ、スイッチＴｒ２１を導通状態
にして、スイッチＴｒ２１及び逆流阻止ダイオードＤ２
２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに最大電圧値
が規定された大きな充電電流が供給される。
ては、制御スイッチＴｒ２２により、入力電圧Ｖinが、
ツェナー電圧Ｖz程度の狭い電圧範囲（Ｖc〜Ｖc＋Ｖz）
にある所定の短期間のみ、スイッチＴｒ２１を導通状態
にして、スイッチＴｒ２１及び逆流阻止ダイオードＤ２
２を介して、電気二重層コンデンサ７０Ａに最大電圧値
が規定された大きな充電電流が供給される。
【００４２】したがって、本実施形態に係る充電回路に
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、半波
整流ダイオードＤ２１により脈流を生成し、この脈流に
基づいて、充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われ
るとともに、最大電圧が制限された大きな充電電流が供
給されるので、上述した実施形態と同様に、充電回路の
回路構成を簡易にして、大幅な小型軽量化、低コスト化
を図しつつ、動作安定性を高めることができるととも
に、電気二重層コンデンサ７０Ａの充電状態、すなわ
ち、充電の進み具合による電気二重層コンデンサ７０Ａ
の両端電圧Ｖｃの上昇に応じて、電気二重層コンデンサ
７０Ａへの印加電圧を増加させて充電電流が概ね一定と
なるように制御され、一層効率的な充電動作を行うこと
ができる。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、半波
整流ダイオードＤ２１により脈流を生成し、この脈流に
基づいて、充電電流の供給が周期的（間欠的）に行われ
るとともに、最大電圧が制限された大きな充電電流が供
給されるので、上述した実施形態と同様に、充電回路の
回路構成を簡易にして、大幅な小型軽量化、低コスト化
を図しつつ、動作安定性を高めることができるととも
に、電気二重層コンデンサ７０Ａの充電状態、すなわ
ち、充電の進み具合による電気二重層コンデンサ７０Ａ
の両端電圧Ｖｃの上昇に応じて、電気二重層コンデンサ
７０Ａへの印加電圧を増加させて充電電流が概ね一定と
なるように制御され、一層効率的な充電動作を行うこと
ができる。
【００４３】また、本実施形態における充電電流の平均
値は、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａの
両端電圧Ｖcの変動が十分小さいとすると、次式により
表される。 Ｉ＝（２／Ｔ）∫ｆ(t)dt ……（３） 一方、この場合の消費電力は、次式により表される。 Ｐ＝Ｉ2×（Ｒ１＋ＲD1＋ＲD2＋ＲＴｒ1） ……（４） なお、上記（３）、（４）式において、積分期間をｔ21
〜ｔ22とし、ｆ(t)は商用電圧、Ｔは充電電流の供給周
期、ＲD1は半波整流用ダイオードＤ２１の順方向抵抗
値、ＲD2は逆流阻止ダイオードＤ２２の順方向抵抗値、
ＲＴｒ1はスイッチＴｒ２１の導通抵抗値である。
値は、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７０Ａの
両端電圧Ｖcの変動が十分小さいとすると、次式により
表される。 Ｉ＝（２／Ｔ）∫ｆ(t)dt ……（３） 一方、この場合の消費電力は、次式により表される。 Ｐ＝Ｉ2×（Ｒ１＋ＲD1＋ＲD2＋ＲＴｒ1） ……（４） なお、上記（３）、（４）式において、積分期間をｔ21
〜ｔ22とし、ｆ(t)は商用電圧、Ｔは充電電流の供給周
期、ＲD1は半波整流用ダイオードＤ２１の順方向抵抗
値、ＲD2は逆流阻止ダイオードＤ２２の順方向抵抗値、
ＲＴｒ1はスイッチＴｒ２１の導通抵抗値である。
【００４４】したがって、従来と同等の充電電流を供給
する、という定電流の観点から本実施形態を検討する
と、充電電流の供給期間（時間）の減少分だけ、該供給
期間における電流値が増大することになるが、それに応
じて回路素子の抵抗値が減ることになり、その総計は定
電流ロスと一致する。よって、回路放熱設計時において
も、平均定電流を考慮して簡易に設計作業を行うことが
できる。
する、という定電流の観点から本実施形態を検討する
と、充電電流の供給期間（時間）の減少分だけ、該供給
期間における電流値が増大することになるが、それに応
じて回路素子の抵抗値が減ることになり、その総計は定
電流ロスと一致する。よって、回路放熱設計時において
も、平均定電流を考慮して簡易に設計作業を行うことが
できる。
【００４５】図１１は、本実施形態に係る充電回路の第
２の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した
具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、
その説明を省略する。図１１に示すように、第２の具体
例は、図９に示した回路構成において、半波整流ダイオ
ードＤ２１に替えて、図６に示した回路構成と同様に、
ダイオードＤ２１ａ〜Ｄ２１ｄから構成される全波整流
回路２０Ｂを適用したことを特徴としている。
２の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した
具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、
その説明を省略する。図１１に示すように、第２の具体
例は、図９に示した回路構成において、半波整流ダイオ
ードＤ２１に替えて、図６に示した回路構成と同様に、
ダイオードＤ２１ａ〜Ｄ２１ｄから構成される全波整流
回路２０Ｂを適用したことを特徴としている。
【００４６】全波整流回路２０Ｂは、具体的には、入力
端子Ｔinaと接点Ｎ２１ａとの間に設けられたダイオー
ドＤ２１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ２１ｂとの間に
設けられたダイオードＤ２１ｂと、入力端子Ｔinaと接
点Ｎ２１ｂとの間に設けられたダイオードＤ２１ｃと、
入力端子Ｔinｂと接点Ｎ２１ａとの間に設けられたダイ
オードＤ２１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ２
１ａ及びＤ２１ｂ、Ｄ２１ｃ及びＤ２１ｄは、各々逆方
向に接続され、接点Ｎ２１ａにおいて、商用電源により
供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、
負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の
２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるよ
うに構成されている。なお、全波整流回路２０Ｂにおけ
る全波整流作用は、上述した実施形態と同等であるの
で、詳しい説明を省略する。
端子Ｔinaと接点Ｎ２１ａとの間に設けられたダイオー
ドＤ２１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ２１ｂとの間に
設けられたダイオードＤ２１ｂと、入力端子Ｔinaと接
点Ｎ２１ｂとの間に設けられたダイオードＤ２１ｃと、
入力端子Ｔinｂと接点Ｎ２１ａとの間に設けられたダイ
オードＤ２１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ２
１ａ及びＤ２１ｂ、Ｄ２１ｃ及びＤ２１ｄは、各々逆方
向に接続され、接点Ｎ２１ａにおいて、商用電源により
供給される交流電圧における正の電圧成分期間、及び、
負の電圧成分期間のいずれもが抽出されて、商用電源の
２倍の周期で正の電圧波形を有する脈流が生成されるよ
うに構成されている。なお、全波整流回路２０Ｂにおけ
る全波整流作用は、上述した実施形態と同等であるの
で、詳しい説明を省略する。
【００４７】したがって、本実施形態に係る充電回路に
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路２０Ｂにより２倍の周期の脈流を生成し、この
脈流に基づいて、充電電流の供給が２倍の周期で行われ
るので、充電時間を一定として充電動作を行う場合に
は、充電電流の電流値を低減することができるととも
に、スイッチＴｒ２１、Ｔｒ２２に用いるトランジスタ
を小電力化して、一層の小型軽量化を図ることができ
る。また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行
う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路２０Ｂにより２倍の周期の脈流を生成し、この
脈流に基づいて、充電電流の供給が２倍の周期で行われ
るので、充電時間を一定として充電動作を行う場合に
は、充電電流の電流値を低減することができるととも
に、スイッチＴｒ２１、Ｔｒ２２に用いるトランジスタ
を小電力化して、一層の小型軽量化を図ることができ
る。また、瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行
う場合には、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００４８】＜第３の実施形態＞次に、本発明に係る充
電回路の第３の実施形態について、図面を参照して説明
する。本実施形態に係る充電回路は、上述した第１乃至
第２の実施形態において、整流回路２０Ａ、２０Ｂによ
り生成される脈流の電圧周期を大幅に高めて、電気二重
層コンデンサ７０Ａへの単位時間当たりの充電電流の供
給量（蓄積エネルギー量）を増大させたことを特徴とし
ている。
電回路の第３の実施形態について、図面を参照して説明
する。本実施形態に係る充電回路は、上述した第１乃至
第２の実施形態において、整流回路２０Ａ、２０Ｂによ
り生成される脈流の電圧周期を大幅に高めて、電気二重
層コンデンサ７０Ａへの単位時間当たりの充電電流の供
給量（蓄積エネルギー量）を増大させたことを特徴とし
ている。
【００４９】図１２は、本実施形態に係る充電回路の第
１の具体例を示す回路構成図である。図１２に示すよう
に、本実施形態に適用される整流回路２０Ｃ（本発明に
おける周波数倍増回路）は、商用電源として供給されて
いる１００Ｖ交流電源が接続された一対の入力端子Ｔin
a、Ｔinbと、後段の電流制限回路（図示を省略）側の接
点Ｎ４１ａ、Ｎ４１ｂとの間に、第１段目の全波整流回
路２１及び第２段の全波整流回路２２が順次接続された
構成を有している。
１の具体例を示す回路構成図である。図１２に示すよう
に、本実施形態に適用される整流回路２０Ｃ（本発明に
おける周波数倍増回路）は、商用電源として供給されて
いる１００Ｖ交流電源が接続された一対の入力端子Ｔin
a、Ｔinbと、後段の電流制限回路（図示を省略）側の接
点Ｎ４１ａ、Ｎ４１ｂとの間に、第１段目の全波整流回
路２１及び第２段の全波整流回路２２が順次接続された
構成を有している。
【００５０】全波整流回路２１は、具体的には、入力端
子Ｔinaと接点Ｎ１ａとの間に設けられたダイオードＤ
４１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ１ｂとの間に設けら
れたダイオードＤ４１ｂと、入力端子Ｔinaと接点Ｎ１
ｂとの間に設けられたダイオードＤ４１ｃと、入力端子
Ｔinｂと接点Ｎ１ａとの間に設けられたダイオードＤ４
１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ４１ａ及びＤ
４１ｂ、Ｄ４１ｃ及びＤ４１ｄは、各々逆方向に接続さ
れ、接点Ｎ１ａにおいて、商用電源により供給される交
流電圧における正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分
期間のいずれもが抽出されて、商用電源の２倍の周期で
正の電圧波形を有する脈流が生成されるように構成され
ている。
子Ｔinaと接点Ｎ１ａとの間に設けられたダイオードＤ
４１ａと、入力端子Ｔinbと接点Ｎ１ｂとの間に設けら
れたダイオードＤ４１ｂと、入力端子Ｔinaと接点Ｎ１
ｂとの間に設けられたダイオードＤ４１ｃと、入力端子
Ｔinｂと接点Ｎ１ａとの間に設けられたダイオードＤ４
１ｄと、を有して構成され、ダイオードＤ４１ａ及びＤ
４１ｂ、Ｄ４１ｃ及びＤ４１ｄは、各々逆方向に接続さ
れ、接点Ｎ１ａにおいて、商用電源により供給される交
流電圧における正の電圧成分期間、及び、負の電圧成分
期間のいずれもが抽出されて、商用電源の２倍の周期で
正の電圧波形を有する脈流が生成されるように構成され
ている。
【００５１】また、全波整流回路２２は、接点Ｎ１ａに
直流カット用のコンデンサ（本発明における直流遮断回
路）Ｃａを介して設けられた接点Ｎ２ａと接点Ｎ４１ａ
との間に設けられたダイオードＤ４２ａと、接点Ｎ１ｂ
と接点Ｎ４１ｂとの間に設けられたダイオードＤ４２ｂ
と、接点Ｎ２ａと接点Ｎ４１ｂとの間に設けられたダイ
オードＤ４２ｃと、接点Ｎ１ｂと接点Ｎ４１ａとの間に
設けられたダイオードＤ４２ｄと、を有して構成され、
ダイオードＤ４２ａ及びＤ４２ｂ、Ｄ４２ｃ及びＤ４２
ｄは、各々逆方向に接続され、接点Ｎ２ａにおいて、接
点Ｎ１ａにおける脈流の直流成分をカットした電圧波形
が生成され、さらに、接点Ｎ４１ａにおいて、接点Ｎ２
ａにおける電圧波形の正の電圧成分期間、及び、負の電
圧成分期間のいずれもが抽出されて、接点Ｎ１ａにおけ
る脈流の２倍の周期を有する正の電圧波形が生成される
ように構成されている。
直流カット用のコンデンサ（本発明における直流遮断回
路）Ｃａを介して設けられた接点Ｎ２ａと接点Ｎ４１ａ
との間に設けられたダイオードＤ４２ａと、接点Ｎ１ｂ
と接点Ｎ４１ｂとの間に設けられたダイオードＤ４２ｂ
と、接点Ｎ２ａと接点Ｎ４１ｂとの間に設けられたダイ
オードＤ４２ｃと、接点Ｎ１ｂと接点Ｎ４１ａとの間に
設けられたダイオードＤ４２ｄと、を有して構成され、
ダイオードＤ４２ａ及びＤ４２ｂ、Ｄ４２ｃ及びＤ４２
ｄは、各々逆方向に接続され、接点Ｎ２ａにおいて、接
点Ｎ１ａにおける脈流の直流成分をカットした電圧波形
が生成され、さらに、接点Ｎ４１ａにおいて、接点Ｎ２
ａにおける電圧波形の正の電圧成分期間、及び、負の電
圧成分期間のいずれもが抽出されて、接点Ｎ１ａにおけ
る脈流の２倍の周期を有する正の電圧波形が生成される
ように構成されている。
【００５２】次いで、本具体例に係る整流回路の動作に
ついて、図面を参照して説明する。図１３は、本具体例
に係る整流回路における動作を示す電圧／電流波形図で
ある。本実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す
回路構成図である。上述した回路構成において、図１３
（ａ）に示すように、商用電源電圧として、例えば、Ａ
Ｃ１００Ｖ、５０Ｈｚの正弦交流電圧が印加されている
場合、まず、全波整流回路２１の整流作用により、接点
Ｎ１ａには、図１３（ｂ）に示すように、交流電圧波形
の正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用電源電圧
の２倍の１００Ｈｚの周期を有する正の電圧波形からな
る脈流が生成される。
ついて、図面を参照して説明する。図１３は、本具体例
に係る整流回路における動作を示す電圧／電流波形図で
ある。本実施形態に係る充電回路の第１の具体例を示す
回路構成図である。上述した回路構成において、図１３
（ａ）に示すように、商用電源電圧として、例えば、Ａ
Ｃ１００Ｖ、５０Ｈｚの正弦交流電圧が印加されている
場合、まず、全波整流回路２１の整流作用により、接点
Ｎ１ａには、図１３（ｂ）に示すように、交流電圧波形
の正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用電源電圧
の２倍の１００Ｈｚの周期を有する正の電圧波形からな
る脈流が生成される。
【００５３】次いで、コンデンサＣａにより所定の直流
電圧成分をカットすることにより、接点Ｎ２ａには、図
１３（ｃ）に示すように、図１３（ｂ）の電圧波形から
所定の直流電圧分が降圧された電圧波形が生成される。
さらに、全波整流回路２２の整流作用により、接点Ｎ４
１ａには、図１３（ｄ）に示すように、図１３（ｃ）の
電圧波形の正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用
電源電圧の概ね２2＝４倍の２００Ｈｚの周期を有する
正の電圧波形が生成される。そして、このような周期を
有する脈流に基づいて、上述した各実施形態に示したよ
うに、後段のスイッチ回路、電圧比較回路等により、コ
ンデンサ型蓄電池への充電動作が制御される。
電圧成分をカットすることにより、接点Ｎ２ａには、図
１３（ｃ）に示すように、図１３（ｂ）の電圧波形から
所定の直流電圧分が降圧された電圧波形が生成される。
さらに、全波整流回路２２の整流作用により、接点Ｎ４
１ａには、図１３（ｄ）に示すように、図１３（ｃ）の
電圧波形の正負双方の電圧成分期間が抽出されて、商用
電源電圧の概ね２2＝４倍の２００Ｈｚの周期を有する
正の電圧波形が生成される。そして、このような周期を
有する脈流に基づいて、上述した各実施形態に示したよ
うに、後段のスイッチ回路、電圧比較回路等により、コ
ンデンサ型蓄電池への充電動作が制御される。
【００５４】したがって、本実施形態に係る充電回路に
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路２０Ｃにより４倍の周期の脈流を生成し、この
脈流に基づいて、充電電流の供給が概ね４倍の周期で行
われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７
０Ａへの充電電流の供給が概ね４倍になり、充電時間を
一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の充電電
流の電流値を低減することができ、また、瞬時電流の電
流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を
大幅に短縮することができる。なお、本実施形態におい
ては、全波整流回路２０Ｃにより生成される脈流の周期
が、図１３（ｄ）に示すように、脈流の電圧波形が不均
一となるため、商用電源の交流電圧周期の正確に４倍に
なる訳ではなく、一定の周期で充電電流が供給されるも
のではないが、単位時間当たりの充電電流の供給タイミ
ングは４倍に増加するので、上記充電電流の電流値の低
減、又は、充電時間の短縮を実現することができる。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路２０Ｃにより４倍の周期の脈流を生成し、この
脈流に基づいて、充電電流の供給が概ね４倍の周期で行
われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデンサ７
０Ａへの充電電流の供給が概ね４倍になり、充電時間を
一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の充電電
流の電流値を低減することができ、また、瞬時電流の電
流値を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を
大幅に短縮することができる。なお、本実施形態におい
ては、全波整流回路２０Ｃにより生成される脈流の周期
が、図１３（ｄ）に示すように、脈流の電圧波形が不均
一となるため、商用電源の交流電圧周期の正確に４倍に
なる訳ではなく、一定の周期で充電電流が供給されるも
のではないが、単位時間当たりの充電電流の供給タイミ
ングは４倍に増加するので、上記充電電流の電流値の低
減、又は、充電時間の短縮を実現することができる。
【００５５】図１４は、本実施形態に係る充電回路の第
２の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した
具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、
その説明を省略する。図１４に示すように、本実施形態
に適用される整流回路２０Ｄは、商用電源として供給さ
れている１００Ｖ交流電源が接続された一対の入力端子
Ｔina、Ｔinbと、後段の電流制限回路（図示を省略）側
の接点Ｎ４１ａ、Ｎ４１ｂとの間に、第ｎ段の全波整流
回路２１、２２、２３、…が順次接続された構成を有し
ている。
２の具体例を示す回路構成図である。ここで、上述した
具体例と同等の構成については、同一の符号を付して、
その説明を省略する。図１４に示すように、本実施形態
に適用される整流回路２０Ｄは、商用電源として供給さ
れている１００Ｖ交流電源が接続された一対の入力端子
Ｔina、Ｔinbと、後段の電流制限回路（図示を省略）側
の接点Ｎ４１ａ、Ｎ４１ｂとの間に、第ｎ段の全波整流
回路２１、２２、２３、…が順次接続された構成を有し
ている。
【００５６】各全波整流回路２１、２２、２３、…は、
上述した具体例と同様に、各々４個のダイオードをたす
き掛け状に接続し、各全波整流回路２１、２２、２３、
…間に直流カット用のコンデンサＣａ、Ｃｂ、Ｃｃ、…
を設けた構成を有し、各全波整流回路２１、２２、２
３、…における接続接点Ｎ１ａ、Ｎ２ａ、Ｎ３ａ、…に
おいて、商用電源により供給される電圧周期の２1、
２2、２3、…倍の周期を有する電圧波形が生成され、後
段の電流制限回路（図示を省略）側の接点Ｎ４１ａ、Ｎ
４１ｂにおいて、商用電源電圧の概ね２n倍の周期を有
する正の電圧波形が生成される。なお、各波整流回路２
１、２２、２３、…における全波整流作用は、上述した
実施形態と同等であるので、詳しい説明を省略する。
上述した具体例と同様に、各々４個のダイオードをたす
き掛け状に接続し、各全波整流回路２１、２２、２３、
…間に直流カット用のコンデンサＣａ、Ｃｂ、Ｃｃ、…
を設けた構成を有し、各全波整流回路２１、２２、２
３、…における接続接点Ｎ１ａ、Ｎ２ａ、Ｎ３ａ、…に
おいて、商用電源により供給される電圧周期の２1、
２2、２3、…倍の周期を有する電圧波形が生成され、後
段の電流制限回路（図示を省略）側の接点Ｎ４１ａ、Ｎ
４１ｂにおいて、商用電源電圧の概ね２n倍の周期を有
する正の電圧波形が生成される。なお、各波整流回路２
１、２２、２３、…における全波整流作用は、上述した
実施形態と同等であるので、詳しい説明を省略する。
【００５７】したがって、本実施形態に係る充電回路に
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路２０Ｄにより２n倍の周期の脈流を生成し、こ
の脈流に基づいて、充電電流の供給が概ね２n倍の周期
で行われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデン
サ７０Ａへの充電電流の供給が概ね２n倍になり、充電
時間を一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の
充電電流の電流値を大幅に低減することができ、また、
瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合に
は、充電時間を大幅に短縮することができる。
よれば、商用電源により供給される交流電圧から、全波
整流回路２０Ｄにより２n倍の周期の脈流を生成し、こ
の脈流に基づいて、充電電流の供給が概ね２n倍の周期
で行われるので、単位時間当たりの電気二重層コンデン
サ７０Ａへの充電電流の供給が概ね２n倍になり、充電
時間を一定として充電動作を行う場合には、各周期毎の
充電電流の電流値を大幅に低減することができ、また、
瞬時電流の電流値を一定として充電動作を行う場合に
は、充電時間を大幅に短縮することができる。
【００５８】なお、上述した場合と同様に、本実施形態
においては、全波整流回路２０Ｄにより生成される脈流
の周期は、脈流の電圧波形が均一とならないため、商用
電源の交流電圧周期の正確に２n倍になる訳ではなく、
一定の周期で充電電流が供給されるものではない。しか
しながら、単位時間当たりの充電電流の供給タイミング
を２n倍に増加させることができるので、上記充電電流
の電流値の大幅な低減、又は、充電時間の大幅な短縮を
実現することができる。
においては、全波整流回路２０Ｄにより生成される脈流
の周期は、脈流の電圧波形が均一とならないため、商用
電源の交流電圧周期の正確に２n倍になる訳ではなく、
一定の周期で充電電流が供給されるものではない。しか
しながら、単位時間当たりの充電電流の供給タイミング
を２n倍に増加させることができるので、上記充電電流
の電流値の大幅な低減、又は、充電時間の大幅な短縮を
実現することができる。
【００５９】
【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、商用電源
の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流
を生成、出力する電源手段と、脈流の電圧周期毎の所定
期間においてコンデンサ型蓄電池への充電電流の供給状
態を制御する充電制御手段と、を備えているので、商用
電源による交流電圧を降圧するためのトランスや、イン
バータのような発振回路等の構成を必要とせず、充電回
路の回路構成を簡易にして、大幅な小型軽量化を図りつ
つ、回路動作の安定性を向上させることができる。
の交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流
を生成、出力する電源手段と、脈流の電圧周期毎の所定
期間においてコンデンサ型蓄電池への充電電流の供給状
態を制御する充電制御手段と、を備えているので、商用
電源による交流電圧を降圧するためのトランスや、イン
バータのような発振回路等の構成を必要とせず、充電回
路の回路構成を簡易にして、大幅な小型軽量化を図りつ
つ、回路動作の安定性を向上させることができる。
【００６０】請求項２記載の発明によれば、電源手段と
して直流遮断回路及び全波整流回路からなる周波数倍増
回路をｎ段設置し、前記商用電源の交流電圧成分の電圧
周期の２n倍の電圧周期を有する脈流を生成するように
構成しているので、単位時間当たりの充電電流の供給量
（蓄積エネルギー量）が概ね２n倍になり、充電時間を
一定として充電動作を行う場合には、充電電流の電流値
を大幅に低減することができ、また、瞬時電流の電流値
を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅
に短縮することができる。
して直流遮断回路及び全波整流回路からなる周波数倍増
回路をｎ段設置し、前記商用電源の交流電圧成分の電圧
周期の２n倍の電圧周期を有する脈流を生成するように
構成しているので、単位時間当たりの充電電流の供給量
（蓄積エネルギー量）が概ね２n倍になり、充電時間を
一定として充電動作を行う場合には、充電電流の電流値
を大幅に低減することができ、また、瞬時電流の電流値
を一定として充電動作を行う場合には、充電時間を大幅
に短縮することができる。
【００６１】請求項３記載の発明によれば、充電制御手
段が、電源手段により生成される脈流による入力電圧
と、あらかじめ設定された基準電圧とを比較し、入力電
圧が基準電圧以下のときに、充電電流をコンデンサ型蓄
電池に供給するように構成されているので、入力電圧が
基準電圧に対して所定の関係にある期間においてのみ、
適切な電圧で充電電流を間欠的にコンデンサ型蓄電池に
供給することができ、回路装置の小型化を図りつつ、安
全かつ適切な充電動作を実現することができる。
段が、電源手段により生成される脈流による入力電圧
と、あらかじめ設定された基準電圧とを比較し、入力電
圧が基準電圧以下のときに、充電電流をコンデンサ型蓄
電池に供給するように構成されているので、入力電圧が
基準電圧に対して所定の関係にある期間においてのみ、
適切な電圧で充電電流を間欠的にコンデンサ型蓄電池に
供給することができ、回路装置の小型化を図りつつ、安
全かつ適切な充電動作を実現することができる。
【００６２】請求項４，６記載の発明によれば、充電制
御手段が、充電電流の供給経路上に電流制限手段と、ス
イッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、電源手段により
生成される脈流による入力電圧と基準電圧との比較、入
力電圧と、コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分と
基準電圧との比較、又は、コンデンサ型蓄電池に蓄積さ
れた充電電圧としきい値電圧との比較に基づいて、スイ
ッチ手段を導通させて、充電電流を供給制御する構成を
有しているので、充電動作時における最大電圧が一義的
に決定されるとともに、入力電圧の変化に対してコンデ
ンサ型蓄電池に充電されたエネルギーが逆流することが
なく、安全かつ適切に充電動作を実現することができ
る。
御手段が、充電電流の供給経路上に電流制限手段と、ス
イッチ手段と、逆流阻止手段とを有し、電源手段により
生成される脈流による入力電圧と基準電圧との比較、入
力電圧と、コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分と
基準電圧との比較、又は、コンデンサ型蓄電池に蓄積さ
れた充電電圧としきい値電圧との比較に基づいて、スイ
ッチ手段を導通させて、充電電流を供給制御する構成を
有しているので、充電動作時における最大電圧が一義的
に決定されるとともに、入力電圧の変化に対してコンデ
ンサ型蓄電池に充電されたエネルギーが逆流することが
なく、安全かつ適切に充電動作を実現することができ
る。
【００６３】請求項５記載の発明によれば、充電制御手
段が、電源手段により生成される脈流による入力電圧
と、コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検出
し、該差分が所定の電圧範囲以内にあるときに、充電電
流を供給するように構成されているので、入力電圧と出
力電圧との電圧差が、所定の関係にある期間においての
み、コンデンサ型蓄電池への充電電流の供給状態に応じ
て、適切な電圧で充電電流を間欠的に供給することがで
き、回路装置の小型化を図りつつ、安全かつ適切な充電
動作を実現することができる。
段が、電源手段により生成される脈流による入力電圧
と、コンデンサ型蓄電池への出力電圧との差分を検出
し、該差分が所定の電圧範囲以内にあるときに、充電電
流を供給するように構成されているので、入力電圧と出
力電圧との電圧差が、所定の関係にある期間においての
み、コンデンサ型蓄電池への充電電流の供給状態に応じ
て、適切な電圧で充電電流を間欠的に供給することがで
き、回路装置の小型化を図りつつ、安全かつ適切な充電
動作を実現することができる。
【００６４】請求項７記載の発明によれば、商用電源の
交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を
生成し、該脈流の電圧周期毎の所定期間において充電電
流のコンデンサ型蓄電池への供給状態を制御して、電圧
周期毎に間欠的に供給される充電電流に対応する所定の
電気エネルギーをコンデンサ型蓄電池に蓄積する手順を
含んでいるので、脈流に基づく入力電圧、出力電圧、コ
ンデンサ型蓄電池の充電電圧に応じて、所定の電圧期間
においてのみ、適切な電圧で充電電流をコンデンサ型蓄
電池に間欠的に供給することができ、安全かつ良好な充
電動作を実現することができる。
交流電圧成分を整流して所定の電圧周期を有する脈流を
生成し、該脈流の電圧周期毎の所定期間において充電電
流のコンデンサ型蓄電池への供給状態を制御して、電圧
周期毎に間欠的に供給される充電電流に対応する所定の
電気エネルギーをコンデンサ型蓄電池に蓄積する手順を
含んでいるので、脈流に基づく入力電圧、出力電圧、コ
ンデンサ型蓄電池の充電電圧に応じて、所定の電圧期間
においてのみ、適切な電圧で充電電流をコンデンサ型蓄
電池に間欠的に供給することができ、安全かつ良好な充
電動作を実現することができる。
【図１】本発明に係る充電回路の全体構成を示すブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】本発明に係る充電回路の第１の実施形態を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】第１の実施形態に係る充電回路の第１の具体例
を示す回路構成図である。
を示す回路構成図である。
【図４】第１の具体例に係る充電回路における動作を示
す電圧／電流波形図である。
す電圧／電流波形図である。
【図５】第１の実施形態に係る充電回路の第２の具体例
を示す回路構成図である。
を示す回路構成図である。
【図６】第１の実施形態に係る充電回路の第３の具体例
を示す回路構成図である。
を示す回路構成図である。
【図７】第３の具体例に係る充電回路における動作を示
す電圧／電流波形図である。
す電圧／電流波形図である。
【図８】本発明に係る充電回路の第２の実施形態を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図９】第２の実施形態に係る充電回路の第１の具体例
を示す回路構成図である。
を示す回路構成図である。
【図１０】第１の具体例に係る充電回路における動作を
示す電圧／電流波形図である。
示す電圧／電流波形図である。
【図１１】第２の実施形態に係る充電回路の第２の具体
例を示す回路構成図である。
例を示す回路構成図である。
【図１２】本発明に係る充電回路の第３の実施形態にお
ける第１の具体例を示す回路構成図である。
ける第１の具体例を示す回路構成図である。
【図１３】第３の実施形態に係る充電回路における動作
を示す電圧波形図である。
を示す電圧波形図である。
【図１４】第３の実施形態に係る充電回路の第２の具体
例を示す回路構成図である。
例を示す回路構成図である。
１０ 商用電源 ２０、２０Ａ〜２０Ｄ 整流回路 ３０、３０Ａ 電流制限回路 ４０、４０Ａ スイッチ回路 ５０ スイッチ制御回路 ５０Ａ 電圧判定回路 ５０Ｂ 入力電圧検出回路 ５０Ｃ 出力電圧検出回路 ６０、６０Ａ 逆流阻止回路 ７０ コンデンサ型蓄電池 ７０Ａ 電気二重層コンデンサ １００Ａ、１００Ｂ 充電回路 Ｒ１１、Ｒ２１ 電流制限抵抗 Ｒ１３、Ｒ２３ 電圧検出抵抗 Ｔｒ１１、Ｔｒ２１ スイッチ Ｔｒ１２、Ｔｒ２２ 制御スイッチ Ｄ１１、Ｄ２１ 半波整流用ダイオード Ｄ１２、Ｄ２２ 逆流阻止抵抗 Ｄ１３、Ｄ２３ ツェナーダイオード
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5G003 AA01 BA01 CA01 CA11 CC01 CC02 FA06 GA01 5G065 AA08 DA04 EA06 HA17 JA02 KA02 KA05 LA01 MA01 MA09 MA10 NA01
Claims (7)
- 【請求項１】 商用電源の交流電圧成分を整流して所定
の電圧周期を有する脈流を生成、出力する電源手段と、 該脈流の電圧周期毎の所定期間において充電電流の供給
状態を制御する充電制御手段と、 該充電制御手段から供給される前記充電電流に対応する
電気エネルギーを蓄積するコンデンサ型蓄電池と、を備
えたことを特徴とする充電回路。 - 【請求項２】 前記電源手段は、直流遮断回路及び全波
整流回路からなる周波数倍増回路をｎ段有し、前記商用
電源の交流電圧成分の電圧周期の２n倍の電圧周期を有
する脈流を生成することを特徴とする請求項１記載の充
電回路。 - 【請求項３】 前記充電制御手段は、前記電源手段によ
り生成される前記脈流による入力電圧と、あらかじめ設
定された基準電圧とを比較し、前記入力電圧が前記基準
電圧以下のとき、前記充電電流を前記コンデンサ型蓄電
池に供給することを特徴とする請求項１乃至２のいずれ
かに記載の充電回路。 - 【請求項４】 前記充電制御手段は、前記充電電流の供
給経路上に電流制限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止
手段とを有し、前記電源手段により生成される前記脈流
による入力電圧と、あらかじめ設定された基準電圧とを
比較し、前記入力電圧が前記基準電圧以下のとき、前記
スイッチ手段を導通させて、前記充電電流を前記コンデ
ンサ型蓄電池に供給することを特徴とする請求項１乃至
２のいずれかに記載の充電回路。 - 【請求項５】 前記充電制御手段は、前記電源手段によ
り生成される前記脈流による入力電圧と、前記コンデン
サ型蓄電池への出力電圧との差分を検出し、該差分が所
定の電圧範囲以内にあるとき、前記充電電流を前記コン
デンサ型蓄電池に供給することを特徴とする請求項１乃
至２のいずれかに記載の充電回路。 - 【請求項６】 前記充電制御手段は、前記充電電流の供
給経路上に電流制限手段と、スイッチ手段と、逆流阻止
手段とを有し、前記電源手段により生成される前記脈流
による入力電圧と、前記コンデンサ型蓄電池への出力電
圧との差分を検出し、該差分が所定の電圧範囲以内にあ
るとき、前記スイッチ手段を導通させて、前記充電電流
を前記コンデンサ型蓄電池に供給することを特徴とする
請求項１乃至２のいずれかに記載の充電回路。 - 【請求項７】 商用電源の交流電圧成分を整流して所定
の電圧周期を有する脈流を生成する手順と、 該脈流の電圧周期毎の所定期間において充電電流のコン
デンサ型蓄電池への供給状態を制御する手順と、 前記電圧周期毎に間欠的に供給される前記充電電流に対
応する所定の電気エネルギーをコンデンサ型蓄電池に蓄
積する手順と、を含むことを特徴とする充電方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23539299A JP3743948B2 (ja) | 1999-08-23 | 1999-08-23 | 商用電源同期充電回路及び充電方法 |
| US09/640,631 US6323623B1 (en) | 1999-08-23 | 2000-08-17 | Charging device and charging method thereof |
| TW089116743A TW483214B (en) | 1999-08-23 | 2000-08-18 | Charging device and charging method thereof |
| KR10-2000-0048489A KR100394966B1 (ko) | 1999-08-23 | 2000-08-22 | 충전장치 및 그 충전방법 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23539299A JP3743948B2 (ja) | 1999-08-23 | 1999-08-23 | 商用電源同期充電回路及び充電方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001061236A true JP2001061236A (ja) | 2001-03-06 |
| JP3743948B2 JP3743948B2 (ja) | 2006-02-08 |
Family
ID=16985417
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23539299A Expired - Fee Related JP3743948B2 (ja) | 1999-08-23 | 1999-08-23 | 商用電源同期充電回路及び充電方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3743948B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1333510C (zh) * | 2001-10-02 | 2007-08-22 | 日本电子株式会社 | 连接切换控制式电容器蓄电装置 |
| JP2012055086A (ja) * | 2010-09-01 | 2012-03-15 | Hitachi Maxell Energy Ltd | 充電ユニット及びそれを備えた電気機器 |
| JP2016077060A (ja) * | 2014-10-03 | 2016-05-12 | 三菱電機株式会社 | 充電回路および非常灯点灯装置 |
-
1999
- 1999-08-23 JP JP23539299A patent/JP3743948B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1333510C (zh) * | 2001-10-02 | 2007-08-22 | 日本电子株式会社 | 连接切换控制式电容器蓄电装置 |
| JP2012055086A (ja) * | 2010-09-01 | 2012-03-15 | Hitachi Maxell Energy Ltd | 充電ユニット及びそれを備えた電気機器 |
| JP2016077060A (ja) * | 2014-10-03 | 2016-05-12 | 三菱電機株式会社 | 充電回路および非常灯点灯装置 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3743948B2 (ja) | 2006-02-08 |
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