JP2001053645A

JP2001053645A - 復調化タイミングを制御することにより最適な受信状態を追跡するデータ受信装置およびその制御方法

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Publication number: JP2001053645A
Application number: JP22213499A
Authority: JP
Inventors: Tomonao Yuzawa; 友直湯沢
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1999-08-05
Filing date: 1999-08-05
Publication date: 2001-02-23

Abstract

(57)【要約】【課題】CDMA方式の電話受信機における伝送データの復
号タイミングの最適化を図る。【解決手段】擬似雑音によって拡散された受信信号がら
逆拡散処理により伝送データを抽出する。受信信号３３
は相関器３５−３７に与えられ、逆拡散符号３８−４０
で相関演算が行われ、その出力は積分器４４，４８，４
９で１シンボル期間積分される。受信信号に対する逆拡
散符号の位相は比較制御回路６７により制御され、両信
号が同期状態を維持するよう制御される。ループ・フィ
ルタから出力される復号信号の最大値が選択され、所定
の係数が乗じられて閾値が求められる。積分器４４，４
９から出力された積分値の差分が求められ、比較制御回
路６７は差分値と閾値とを比較し、逆拡散符号生成回路
に対し、逆拡散符号の出力タイミングを制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトル拡散通
信用受信機で使用される信号抽出装置に関し、さらに詳
しくは、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）用受信機におけ
る逆拡散符号の生成タイミングの制御に関する。

【０００２】

【従来の技術】スペクトル拡散通信は、伝送信号を拡散
変調することにより広帯域化した送信信号に符号化した
後、搬送波に乗せて伝送する通信手段である。受信機側
は、受信した広帯域の受信信号を逆拡散処理により送信
時の帯域を有する伝送信号に復調化する。広帯域化する
手段として、直接拡散、周波数ホッピング、時間ホッピ
ングなどがあるが、ここではセルラー移動体通信システ
ムであるＩＳ‐９５方式で採用された直接拡散による符
号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式を参考に説明する。

【０００３】送信される伝送信号は、擬似ランダム雑音
系列を形成する拡散符号と掛け合わされ拡散変調が行わ
れる。この拡散符号は送受信機間において同一の符号が
使用され、これにより伝送信号が特定の受信機で再生さ
れる。異なる拡散符号で逆拡散しようとすると両信号間
に相関性がないので信号として抽出することができず、
雑音として扱われる。すなわち、拡散符号が合致した受
信機で伝送信号が適正に再生されるので、同じ帯域内で
多数の伝送チャネルを共有することができる。

【０００４】ＣＤＭＡ方式では、送受信のために同一の
周波数帯域が使用されるが、基地局側の拡散変調と同一
の拡散符号で逆拡散を行った受信機のみが所望の伝送デ
ータを再生することができるので、受信機が所望の伝送
データを抽出するためには、受信信号と逆拡散符号との
間で逆拡散処理を行うための同期を確立することが必要
である。同期が確立すると、受信信号に逆拡散符号（基
地局と同一の拡散符号系列）を掛け合わせることにより
伝送データを適切に再生、すなわち復調することができ
る。

【０００５】一般に、２つの信号の相互相関を求めた場
合、位相が完全に一致する場合最大の相関値を与え、位
相がずれるに従って相関値は低下する。信号がディジタ
ル信号である場合も同様、位相が一致するとき最大の相
関値を出力し、位相がずれるに従って相関値は低下し、
位相が１ビット分離れると相関値はゼロとなる。すなわ
ち送信時の送信信号と拡散符号が既知であれば受信側で
同一の逆拡散符号で受信信号に対し逆拡散処理を行な
い、受信信号と逆拡散符号に位相が一致すれば最大の相
関値を示すことが分かる。この原理を応用すれば受信信
号と同期したタイミングで逆拡散符号を生成することが
可能となる。

【０００６】つまり、送信側で所定のビット列、例えば
全て１から成る信号を拡散符号で拡散した送信信号を送
出する。受信機が受信した受信信号を相互に位相のみ異
なる数個の逆拡散符号で逆拡散をそれぞれ行い、それら
逆拡散の出力結果の内で最も相関の高い逆拡散符号のタ
イミングを同期のとれた状態と判断する。このような処
理を一定時間毎に行うことにより送信信号と受信信号と
の間で常に同期状態が保たれ、データの抽出が可能とな
る。上述した手段をさらに詳しく説明すると、次のよう
になる。相互に所定の位相のみ異なった例えば３種類の
逆拡散符号Ｐ_n，Ｐ_n-1，Ｐ_n-2を用意し、受信信号とそ
れぞれ逆拡散処理を行う。各逆拡散で得られた逆拡散結
果Ｑ_n，Ｑ_n-1，Ｑ_n-2の内最も平均値（積分値）が１に
近い逆拡散結果を与える逆拡散符号の位相タイミングを
同期状態と判断できる。さらに逆拡散符号Ｐ_n，Ｐ_n-1，
Ｐ_n-2の生成タイミングを種々変化させ、逆拡散結果Ｑ_n
とＱ_n-2との差分が最も小さい値をとなるときの逆拡散
符号Ｐ_n-1の生成タイミングを同期状態と判定すること
ができる。この場合所定の閾値を設定し、差分とこの閾
値とを比較して、差分が閾値より小さい場合に逆拡散符
号の生成タイミングが受信信号に対し同期状態であると
判断する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上述した構成による逆
拡散符号の同期タイミングの抽出では、逆拡散の結果に
対して固定した所定の閾値を用いて判断するので、受信
機の置かれている電波環境、基地局からの距離、自局以
外に対する信号などが干渉電力となって逆拡散の出力レ
ベルは大きく変動し、その変動は１０ｄＢ以上になるこ
ともある。従って、受信環境に応じた閾値を選択し、受
信性能の劣化や誤動作を防止することが必要となる。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本発明は、上記課題を解
決するためになされたもので、本発明に係るデータ受信
装置は、拡散符号で変調された受信信号から伝送データ
を抽出するため、逆拡散符号の生成タイミングを制御す
る。符号生成回路で生成された逆拡散符号は遅延回路に
入力され、所定の遅延が与えられた２つの逆拡散符号が
出力される。すなわち、互いに所定の時間遅延を有する
３つの第１、第２および第３逆拡散符号が求められる。
これらの逆拡散符号は、受信信号と逆拡散処理が実行さ
れ、第１、第２および第３復調信号がそれぞれ得られ
る。最大の値を有する復調信号が選択回路で選択され、
その復調信号は所定の係数が乗じられて閾値が求められ
る。また、第１および第３復調信号の差分値が差分器で
求められ、その差分値は比較制御回路に送られて閾値と
比較される。この比較結果は符号生成回から出力される
第１逆拡散符号の出力タイミングを制御する。

【０００９】

【発明の実施の形態】本発明における実施の形態につい
て以下、図面に従って説明する。図１に、本発明が適用
される無線受信機、特に携帯電話機１０の概略構成を表
すブロック図を示す。基地局（図示せず）において伝送
されるべき伝送データは所定の拡散符号が掛け合わさ
れ、即ち拡散処理が行われ、送信信号が作成される。伝
送データは、音声情報、ディジタル・データなどを含
む。搬送波に重畳された送信信号１１は、携帯電話機１
０のアンテナ１２によって受信信号として受信され、Ｒ
Ｆ／ＩＦ部１３に送られる。ＲＦ／ＩＦ部１３は、搬送
波に重畳された受信信号をベースバンドの受信信号に変
換する。実際の装置では、ＲＦ／ＩＦ部１３の出力信号
は互いに直交するＩ系統およびＱ系統が存在するが、こ
こでは簡単化のため１系統のみを表示する。ＲＦ／ＩＦ
部１３の出力は、フィルタ１４に入力される。フィルタ
１４は、好ましくは信号間干渉を低減するためにナイキ
スト・フィルタが用いられる。フィルタ１４の出力は、
Ａ／Ｄ変換器１５によってディジタル信号に変換された
後、以下述べる逆拡散処理により伝送データの抽出が行
われる。

【００１０】ディジタル信号に変換された受信信号１６
は、逆拡散処理部１７で逆拡散符号１８と掛け合わされ
伝送データへの復調処理が実行される。逆拡散符号１８
は、逆拡散符号発生部１９で生成され、その発生タイミ
ングは信号抽出制御部２０からのタイミング制御信号２
１によって制御される。正確に逆拡散を実行し、伝送デ
ータを精度高く復調するためには、逆拡散処理部１７で
受信信号と逆拡散符号発生部１９からの逆拡散符号の演
算タイミング（位相）を正確に合わせることが非常に重
要である。信号抽出制御部２０は、伝送データの抽出を
行うとともに受信信号と逆拡散符号との相関性を求め、
逆拡散符号の発生タイミングを制御することにより、受
信信号と逆拡散符号との演算タイミングを合わせ込む。

【００１１】信号抽出制御部２０で求められた伝送デー
タは、音声復号部２２へ送られる。この段階での伝送デ
ータは通常多くのビット誤りを含んでおり、そのまま次
の処理へ移すことはできない。このビット誤りを回復す
るために、誤り訂正処理が行われる。このような目的の
ために、例えばビタビ復号処理が実行される。このよう
な誤り訂正処理を行った伝送データは、次に音声信号に
変換するための復号処理が行われる。一般に、伝送され
るデータは、伝送経路における伝送効率を高め、さらに
高品位の音声情報を伝送するため、音声情報については
例えばＶ−ＣＥＬＰ，Ｑ−ＣＥＬＰと呼ばれる音声符号
化により圧縮処理が行われた後、伝送路へ送り出され
る。音声復号部２２は、このような音声符号化された伝
送データを元の音声情報信号へ復号する。ビタビ復号処
理および音声符号化処理の内容は周知であり、本発明と
は直接関係ないので、本明細書では省略する。音声情報
信号へ復号されるとアナログ信号へ変換するためＤ／Ａ
変換器２３に与えられ、アナログ信号に変換された後、
スピーカ２４で可聴音声として再生される。

【００１２】次に、逆拡散符号の生成タイミングの追跡
制御について以下説明する。図２は、本発明が実施され
る受信装置における信号処理部３０のブロック図を示
す。信号処理部３０は、図１の逆拡散処理部１７、逆拡
散符号発生部１９および信号抽出制御部２０に対応す
る。まず完全に同期した逆拡散処理が行われる場合につ
いて図３に示す各部の信号波形を参照して説明する。ま
ず、図３（１）に示す伝送データ３１が送信側で生成さ
れる。この伝送データ３１は、時刻Ｔ１から始まり時刻
Ｔ４で終了する１ビット信号である。実際は“０”およ
び“１”によって構成された複数ビットの連続した伝送
データが作成される。この伝送データ３１に対し、例え
ば図３（２）に示す拡散符号３２を掛け合わして図３
（３）の送信信号３３を作成する。拡散符号の各１ビッ
トをチップと称し、この例では説明を簡単にするために
“１０１１”の４チップ構成である。１チップ長をＴ
ｃ、送信データの１シンボル長をＴｓとすると、一般に
Ｔｓ／Ｔｃを拡散率といい、通常数１０から数千の値が
選ばれる。図３（３）の送信信号３３が空間伝送路を介
して受信装置１０によって受信され、Ａ／Ｄ変換器１５
によるディジタル信号に変換された後、図３（３）の送
信信号と同じ信号波形を有する受信信号３３が得られ
る。

【００１３】Ａ／Ｄ変換器１５でディジタル信号に変換
された受信信号３３は相関器３５，３６，３７に与えら
れ、さらに、相互に所定の時間差を有する第１、第２お
よび第３逆拡散符号３８，３９，４０が各相関器に供給
される。これらの逆拡散信号は次のようにして作成され
る。逆拡散符号生成回路５５は、図３（２）の拡散符号
３２と同じ符号系列を有する図３（４ａ）第１逆拡散符
号３８を生成し、相関器３５に供給するとともに遅延回
路４１へ送る。遅延回路４１は、例えば１／４チップ長
だけ第１逆拡散符号３８を遅延させ、図３（４ｂ）に示
す第２逆拡散符号３９を相関器３６へ与える。遅延回路
４１からの第２逆拡散符号３９はさらに遅延回路４２に
送られ、遅延回路４１と同様の１／４チップ長の遅延を
施したのち、図３（４ｃ）の第３逆拡散符号４０として
相関器３７に供給する。受信信号３３は各相関器で逆拡
散符号と掛け合わされ、互いの相関が求められる。ま
ず、相関器３５は、受信信号３３と第１逆拡散符号３８
との相関を求め、相関器３５の出力から図３（５ａ）に
示す第１相関信号４３を送出する。第１相関信号４３
は、次に積分器４４に与えられ、ここで伝送データの１
ビット分、即ち時刻Ｔ１から時刻Ｔ４までの区間に亘っ
て積分し、第１積分値４５を求める。同様に相関器３６
には第２逆拡散符号３９が与えられ受信信号３３と相関
が演算され、図３（５ｂ）の第２相関信号４６が得られ
る。受信信号３３と第２逆拡散符号３９とは完全に位相
が一致しているので、第２相関信号４６として伝送デー
タ３１が再現される。さらに，受信信号３３と第３逆拡
散符号４０との相関処理が第３相関器３７で行われ、図
３（５ｃ）の第３相関信号４７が得られる。積分器４
８，４９は第２、第３相関信号４６，４７を時刻Ｔ１か
ら時刻Ｔ４までの区間に亘って積分し、第２，第３積分
値５０，５２を出力する。本実施例では、第１積分値お
よび第３積分値はさらに絶対値演算およびフィルタ処理
が行われた後、それらの差を計算し、その差が最も小さ
くなるように逆拡散符号発生器５５の出力タイミングを
制御する。このように制御することにより第２拡散符号
３９は受信信号３３と最も大きな相関関係を維持するこ
とができる。これらの詳細は後述する。

【００１４】図３は、逆拡散処理が最適の位相状態で実
行された場合の信号波形を示すが、図４は、第１，第
２，第３逆拡散符号８０，８１，８２が最適位相状態か
ら１／８チップ進んだ位相状態で処理したときの各信号
波形を表わす。図４（１），（２），（３）は、それぞ
れ図３（１），（２），（３）と同じ波形を示す。受信
信号３３は、相関器３５，３６，３７で図４（６ａ），
（６ｂ），（６ｃ）に示す第１，第２，第３逆拡散符号
８０，８１，８２とそれぞれ相関演算が行われ、その演
算結果として、図４（７ａ），（７ｂ），（７ｃ）に示
す第１，第２，第３相関信号８３，８４，８５をそれぞ
れ積分器４４，４８，４９に与える。積分器４４，４
８，４９は、時刻Ｔ５から時刻Ｔ８までの区間に亘って
積分し、積分値をそれぞれ出力する。

【００１５】さらに図５では、最適位相状態から１／８
チップ遅れた位相状態で処理したときの各信号波形を表
わす。図４の場合と同様に、図５（８ａ），（８ｂ），
（８ｃ）に示す第１，第２，第３相関信号８６，８７，
８８が相関器３５，３６，３７で受信信号３３と相関演
算が実行され、その出力である第１，第２，第３相関信
号８９，９０，９１をそれぞれ積分器４４，４８，４９
に与える。積分器４４，４８，４９は、時刻Ｔ９から時
刻Ｔ１２までの区間に亘って積分し、その結果は積分値
としてそれぞれ出力する。これらの積分値は、逆拡散符
号生成回路５５で生成される第１逆拡散符号３８の出力
タイミングの制御に使用されるが、この点に関しては、
後述する。

【００１６】積分器から出力される積分値の大きさは、
受信信号と逆拡散符号との相関の度合いを示す。換言す
れば、両信号の位相が完全に一致するならば最大の相関
出力が得られ、それは最大の積分値を与える。逆に両信
号の位相が全く食い違うと最小の積分値を示す。以上の
ことから、積分値を一定の基準に従って評価することに
より受信信号と逆拡散符号との位相関係を判定でき、両
者の位相を一致させるように逆拡散符号生成回路からの
逆拡散符号の出力タイミングを制御することができる。
ここで、受信信号と逆拡散符号との位相差に応じて積分
値がどのように変化するかを次に考察する。

【００１７】図６は相関器に与えられる信号の位相差と
積分値との関係を示す。横軸は受信信号と逆拡散符号と
の位相差をチップ長で示し、正方向は逆拡散符号が進ん
でいることを意味し、負方向はその逆を意味する。縦軸
は積分器出力の積分値を表す。逆拡散符号が受信信号と
全く完全に同期するとき位相差は０となる。このとき積
分値は最大値のＩ₀を示す。位相差が生じると、積分値
は減少し、１／４チップ長の位相差が存在すると積分値
Ｉ₁を出力する。さらに位相差が拡大し１／２チップ長
となると積分値はＩ₂に減少し、１チップ長の位相差に
達すると積分値は０となる。この値は、両信号間に相関
が全くないことを意味する。

【００１８】図２に戻り、積分演算後の信号処理につい
てさらに説明する。積分器４４，４８，４９から出力さ
れた積分値４５，５０，５２はそれぞれ絶対値回路５
４，５３、５５に与えられ、各積分値の絶対値が演算さ
れる。これらの絶対値はさらにループ・フィルタ５６，
５７、５８に送られ積分値に含まれる雑音成分が濾波さ
れる。ループ・フィルタ５６，５７、５８の各出力値５
９，６０，６１は、それぞれ積分値４５，５０，５２に
対応するとともに受信信号と各逆拡散符号との位相差を
表す。出力値５９，６０，６１は、最大値検出回路６２
に送られ、出力値５９，６０，６１の中で最も大きい値
を示す出力値が選択され出力される。その最大値６３
は、受信信号と逆拡散符号との相関が最もよく、準同期
状態と考えられ、その状態を基準に逆拡散符号生成回路
５５が最適な逆拡散符号を生成するタイミングを制御す
るために使用される。さらに最大値６３を用いることに
より、準同期状態での誤制御、即ち逆方向への制御を有
効に防止することができる。最大値６３は、係数生成器
６４からの係数を乗算器６５で乗じて閾値６６を求め、
比較回路６７に送る。この係数は、実験的に定められる
が、例えば０．２前後の値が使用される。この係数を大
きくすると、制御ループの応答速度は遅くなるがループ
は安定する。係数を小さくすると早い応答が得られる
が、ループは不安定となる。

【００１９】一方、ループ・フィルタ５６，５８の出力
５９，６１は、差分器６８に与えられ、それらの差分が
演算される。演算結果である差分値６９は比較制御回路
６７に与えられ、閾値６６と比較された後、第１逆拡散
符号３８の出力タイミングを制御するためにタイミング
制御信号７０が逆拡散符号生成回路５５に送られる。こ
こで、第１逆拡散符号３８の最適な出力タイミングと差
分器６８の出力である差分値との関係について簡単に説
明する。

【００２０】図７は、差分器の出力特性を表わすグラフ
で、横軸は第２逆拡散符号の最適タイミングからの位相
差をチップ長で表わし、縦軸を差分器の出力値を示す。
位相差が０の場合、即ち第２逆拡散符号３９が受信信号
３３の位相と一致するとき、第２積分値は積分値Ｉ₀を
示す。さらに第１逆拡散符号３８および第３逆拡散符号
４０は第２逆拡散符号と１／４チップ長の位相差を有す
るので、図６に示すように第１積分値および第３積分値
はともに積分値Ｉ₁を与える。従って、差分器６８は、
第１積分値と第３積分値との差を演算し、その出力は０
となる。受信信号３３に対する第２逆拡散符号の位相が
徐々に遅れるにつれ、つまり図６の横軸右方向へ移動す
るにつれ、第１逆拡散符号は受信信号の位相に近づく結
果第１積分値は増大し、逆に第３逆拡散符号は受信信号
の位相から離れるので第３積分値は減少する。その結
果、図７に示すように差分器６８からの差分値は増え
る。第２逆拡散符号が受信信号と１／４チップ長の位相
差に達すると、第１積分値は積分値Ｉ₀を与え、第２、
第３積分値はそれぞれ積分値Ｉ₁，Ｉ₂を示すので、差分
器出力は（Ｉ₀−Ｉ₂）となる。さらに位相差が拡大し、
３／４チップ長まではほぼ同じ差分器出力を与える。第
２逆拡散符号と受信信号との位相差が３／４チップ長を
越えると、第３逆拡散符号は受信信号と１チップ長以上
の遅れ位相差を持つことになるので、第３積分器４９か
らの出力は無くなり、差分器６８からは第１積分器４４
からの第１積分値が出力される。第２逆拡散符号が受信
信号と５／４チップ長の位相差になると、第１逆拡散符
号の受信信号に対する位相差も１チップ長になり、第１
積分器からの出力も０となる。この結果、図７に表わさ
れるように、第２逆拡散符号が受信信号と５／４チップ
長離れたとき差分器の出力は０となる。以上は、逆拡散
符号が受信信号に対し遅れ位相差を有した場合について
検討したが、逆に進み位相差を持つときも同様の結果が
得られる。ただし、図７に示すように、第２逆拡散符号
が受信信号に対し進み位相差となる場合、横軸左へ進む
ので、差分器出力は負の値を与えるが、その絶対値は上
述した遅れ位相差の場合と同じである。以上のように、
差分器は、第２逆拡散符号が受信信号に対する位相差に
応じて図７に示す出力を与える。この差分器出力に応答
して、逆拡散符号生成回路５５からの逆拡散符号の出力
タイミングを制御する。以下この点について説明する。

【００２１】受信信号は、受信環境によって大きく変化
する。例えば、基地局からの距離、マルチパスの存在、
障害物の大きさ等により、受信信号の品質は大きく影響
を受ける。特に、ＣＤＭＡ通信方式における受信装置で
は、上述したように逆拡散符号の生成タイミングが伝送
データの再生のために極めて重要である。図６の積分器
特性グラフに示されるように、受信信号と逆拡散符号と
の位相関係は、積分器の出力である積分値に対応してお
り、積分値の内で最も大きい値（最大積分値）を示す逆
拡散符号が受信信号の位相に最も近いと推定できる。し
たがって、この最大積分値を用いて逆拡散符号の生成タ
イミングを制御することにより、受信装置の受信環境に
応じて、受信信号により接近する位相を有する逆拡散符
号の生成が可能となる。

【００２２】図７の差分器出力特性から理解されるよう
に、差分器出力が正の値である場合、逆拡散符号の生成
タイミングは受信信号に対し遅延し、他方差分器出力が
負の値を示す場合、逆拡散符号の位相は受信信号に対し
進んでいることを示す。したがって、比較制御回路６７
は差分器６８からの差分値６９を閾値６６と比較し、差
分値６９が正でかつ閾値６６を越えるとき、逆拡散符号
は受信信号に対し遅れ位相を有しているので、比較回路
６７は逆拡散符号生成回路５５へ進相制御信号を送る。
この場合、逆拡散符号生成回路５５は、例えば、１／４
チップ長だけ逆拡散符号の生成タイミングを進める。逆
に、差分値６９が負でかつ閾値６６を越える場合、逆拡
散符号が受信信号に対し進み位相を有するので、比較制
御回路６７は逆拡散符号生成回路５５へ遅相制御信号を
送る。この場合、逆拡散符号生成回路５５は、例えば、
１／４チップ長だけ逆拡散符号の生成タイミングを遅ら
せる。さらに、差分値６９が閾値６６を越えない状態で
は、逆拡散符号が受信信号に対し同期状態であると判断
できるので、比較回路６７は逆拡散符号生成回路５５に
対し制御信号を送らない。上記の制御では、逆拡散符号
の生成タイミングが進み位相または遅れ位相を有する場
合、１／４チップ長を単位として逆拡散符号の生成タイ
ミングを制御するが、より短いチップ長、例えば１／
８、１／１６チップ長を単位として制御することによっ
て、より精密な位相追跡を達成することが可能である。
しかし、より精密な制御を実現するためには信号処理速
度を速くするする必要があり、そのために回路の消費電
力が大きくなり、また回路規模も複雑になる。

【００２３】逆拡散符号の生成タイミングが受信信号に
対しほぼ同期している場合、比較制御回路６７は逆拡散
符号生成回路５５に対し制御信号を送出せず、逆拡散符
号の生成タイミングは維持される。しかし、逆拡散符号
と受信信号との位相差が拡大すると、上述したように進
相／遅相制御信号が逆拡散符号生成回路５５に与えら
れ、逆拡散符号の生成タイミングが変更される。この変
更は、相関器３５，３６，３７の出力に不連続性を与
え、結果として積分値４５，５０，５２の連続性が保た
れなくなる。この不連続性による制御ループの不安定性
を回避するため、比較制御回路６７は、逆拡散符号生成
回路５５に制御信号を送出すると同時に、ループ・フィ
ルタ５６，５７，５８の内部係数を初期化するためのリ
セット信号７１を与える。ループ・フィルタ５６，５
７，５８が初期化されると、フィルタの動作は不安定と
なるので、比較制御回路６７はその制御を禁止される。
シンボル・カウンタ７２は、動作禁止信号７３を比較制
御回路６７に送り、その動作を所定時間禁止する。動作
禁止時間を計測する手段として、例えば受信信号のシン
ボル期間（図３における時間Ｔｓに対応する。）を計数
することによりループ・フィルタ５６，５７，５８が安
定動作するまでを計時することが可能である。シンボル
・カウンタ７２は、リセット信号７１が入力されてか
ら、例えば、２００シンボル期間動作禁止信号７３を比
較制御回路６７に与え、比較制御回路６７の動作を禁止
する。

【００２４】図１に示す携帯電話機１０のＡ／Ｄ変換器
１５以降はディジタル信号処理が行われるので、回路を
ディスクリート部品で構成するだけではなくマイクロプ
ロセッサにより信号処理および信号制御を実現すること
も可能である。処理速度との関係もあるが、図２のブロ
ック図において、例えば積分回路４４，４８，４９以後
の処理をマイクロプロセッサに担わせるとともに逆拡散
符号の生成を制御し、相関演算および積分処理の制御を
行わせることができる。この場合のマイクロプロセッサ
の処理手順を図８のフローチャートに示す。

【００２５】図８において、まずブロック８１で受信信
号３３を入力し、所定の記憶領域に格納する。次にブロ
ック８２において、相互に所定の位相差を有する３種の
逆拡散符号３８を生成し、相関器３５，３６，３７に与
える。受信信号３３と逆拡散符号が準備されると、ブロ
ック８３に進み、逆拡散演算が行われて入力信号の復調
化が行われる。その結果はそれぞれ積分処理、絶対値演
算およびフィルタ処理を経て復調信号として与えられ
る。上記３種の逆拡散符号に対応する各復調信号は、ブ
ロック８４において、それらの内の最大値を選択する。
最大値が得られると、ブロック８５に進み、最大値に係
数が乗じられ閾値が算出され、この閾値は、差分値と比
較される。ブロック８６において、逆拡散符号の生成タ
イミングを制御するために、差分値はブロック８５で得
られた閾値と比較され、その結果に応じて受信信号に対
する逆拡散符号の位相を制御する。まず、差分値が正
で、かつ差分値の絶対値が閾値より大きい場合、即ち、
図７で示されるように差分値が＋Ｔｈより大きい場合、
逆拡散符号の生成タイミングが受信信号に比べ遅れ位相
であるので、処理はブロック８７に進み、逆拡散符号生
成回路に対し進相制御信号を送出する。逆に、差分値が
負の値を有しその絶対値が閾値より大きい場合は、図７
から理解されるように差分値が‐Ｔｈより小さいので、
逆拡散符号の生成タイミングは受信信号に対し進んでお
り、ブロック８８で、逆拡散符号の位相を遅らせるため
の遅相制御信号が逆拡散符号生成回路に与えられる。こ
のような制御を行うことにより、逆拡散符号は受信信号
と常にほぼ同期状態に生成されるように維持される。

【００２６】逆拡散符号生成回路に対し進相／遅相制御
信号が送られると、逆拡散積分を出力する制御ループの
連続性が失われるので、ブロック８９でループ・フィル
タを初期化する処理が行われる。さらに、ブロック９０
に進み、所定時間ループ・フィルタが有する内部係数が
安定状態に達するまで、逆拡散符号生成のための制御が
禁止される。

【００２７】差分値の絶対値が閾値以下である場合、即
ち、差分値が＋Ｔｈと‐Ｔｈとの間にある場合、逆拡散
符号はほぼ同期状態にあると考えられるので、ブロック
９１に進んで逆拡散符号生成回路に対する制御は行われ
ず、現状が維持される。

【００２８】上述した説明では、比較制御回路６７は逆
拡散符号生成回路５５にタイミング制御信号７０を送
り、逆拡散符号の生成タイミングを制御するが、逆拡散
符号の生成タイミングを固定しておき、受信信号３３を
相関器３５，３６，３７に与えるタイミングを制御する
ことによっても同様の結果が得られる。すなわち受信信
号を逆拡散符号の相対的な位相関係が制御できれば同様
の効果が得られる。

【００２９】

【発明の効果】以上のように、本願発明では閾値を受信
信号の受信状態に応じて変動することができるので、逆
拡散符号の生成タイミングを受信環境の変化にかかわら
ず信頼性高く制御することができる。特に、準同期状態
から同期外れになる確立を低下させることができる。

【００３０】また、本願発明をRAKE受信機に適用する場
合、各逆拡散ブロック毎に受信レベルを調節する必要が
なくシステムの簡素化および信頼性の向上を図ることが
できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明が実施される受信装置のブロック構成図
を示す。

【図２】受信装置における信号処理部のブロック図を示
す。

【図３】受信信号と逆拡散符号が完全に同期した状態の
各部の信号波形ををそれぞれ示す。

【図４】逆拡散符号の生成タイミングが受信信号に対し
１／８チップ長だけ進んでいる場合の各部の信号波形を
それぞれ示す。

【図５】逆拡散符号の生成タイミングが受信信号に対し
１／８チップ長だけ遅れている場合の各部の信号波形を
それぞれ示す。

【図６】相関器の出力特性図を示す。

【図７】差分器の出力特性を示す。

【図８】本発明に係る追跡制御方法を説明するためのフ
ローチャートを示す。

【符号の説明】

１０携帯電話機１１送信信号１２アンテナ１３ＲＦ／ＩＦ部１４フィルタ１５Ａ／Ｄ変換器１６受信信号１７逆拡散処理部１８逆拡散符号１９逆拡散符号発生部２０信号抽出制御部２１タイミング制御信号２２音声復号部２３Ｄ／Ａ変換器２４スピーカ３０信号処理部３３受信信号３５，３６，３７相関器３８，３９，４０逆拡散符号４１，４２遅延回路４３，４６，４７相関信号４４，４８，４９積分回路４５，５０，５２積分値５１，５３，５４絶対値回路５５逆拡散符号生成回路５６，５７，５８ループ・フィルタ５９，６０，６１出力値６２最大値検出回路６３最大値６４係数生成器６５乗算器６６閾値６７比較制御回路６８差分器６９差分値７０タイミング制御信号７１リセット信号７２シンボル・カウンタ７３動作禁止信号

フロントページの続きＦターム(参考） 5K022 EE02 EE36 5K047 AA03 AA15 BB01 DD01 GG34 HH15 MM12 MM33 MM35 MM36 MM63 5K067 AA41 BB21 CC10 DD25 DD51 EE02 EE10 GG11

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】拡散符号で変調された受信信号から伝送デ
ータを抽出するデータ受信装置において：前記拡散符号
と同一の第１逆拡散符号を生成する符号生成回路；前記
符号生成回路から出力された前記第１逆拡散符号に所定
の時間遅延を与えて第２逆拡散符号を出力し、さらに前
記第２逆拡散符号に前記所定の時間遅延を与えて第３逆
拡散符号を出力する遅延回路；前記受信信号を前記第
１、第２および第３逆拡散符号で逆拡散の処理を行い、
第１、第２および第３復調信号をそれぞれ出力し、前記
第２復調信号を前記伝送データとして与える復調回路；
前記第１、第２および第３復調信号のうち最大値を選択
する最大値選択回路；前記最大値選択回路の出力に所定
の係数を乗じて閾値を出力する閾値生成回路；前記第１
および第３復調信号の差である差分値を求める差分器；
および前記差分値と前記閾値とを比較し、その比較結果
に応答して前記符号生成回路からの前記第１逆拡散符号
の出力タイミングを制御する比較制御回路；を含んで構
成されることを特徴とするデータ受信装置。
【請求項２】前記復調回路は、前記受信信号と前記第
１、第２および第３逆拡散符号との間でそれぞれ相関演
算を行う相関器、および前記相関器の出力をそれぞれ所
定時間積分処理を行う積分回路を含むことを特徴とする
請求項１記載のデータ受信装置。
【請求項３】前記所定時間は、１シンボル期間であるこ
とを特徴とする請求項２記載のデータ受信装置。
【請求項４】前記積分回路に結合され、前記第１、第２
および第３復調信号に対し平滑処理を行うループ・フィ
ルタをさらに含むことを特徴とする請求項２記載のデー
タ受信装置。
【請求項５】前記比較制御回路が前記符号生成回路に対
し前記第１逆拡散符号の出力タイミングを変更した場
合、前記ループ・フィルタに蓄積されたデータを初期化
することを特徴とする請求項４記載のデータ受信装置。
【請求項６】前記ループ・フィルタが初期化された後、
所定期間前記比較制御回路の動作を禁止する禁止回路を
さらに含むことを特徴とする請求項５記載のデータ受信
装置。
【請求項７】前記所定期間は、前記伝送データに含まれ
るシンボルが予め定める数だけ計数される期間であるこ
とを特徴とする請求項６記載のデータ受信装置。
【請求項８】前記第１復調信号が前記第３復調信号より
大きくかつ前記差分値の絶対値が前記閾値より大きい場
合、前記比較制御回路は前記第１逆拡散符号の生成タイ
ミングを予め定める期間だけ進めるために前記符号生成
回路を制御し、前記第１復調信号が前記第３復調信号よ
り小さくかつ前記差分値の絶対値が前記閾値より大きい
場合、前記比較制御回路は前記第１逆拡散符号の生成タ
イミングを予め定める期間だけ遅らせるために前記符号
生成回路を制御し、前記差分値の絶対値が前記閾値より
小さい場合、前記比較制御回路は前記第１逆拡散符号の
生成タイミングを変化しないよう前記符号生成回路を制
御することを特徴とする請求項１記載のデータ受信装
置。
【請求項９】前記予め定める期間は、前記第１逆拡散符
号の１／ｎチップ（ｎは正の整数）の整数倍であること
を特徴とする請求項８記載のデータ受信装置。
【請求項１０】前記伝送データを含む送信波をアンテナ
で受信し、ディジタル形式の前記受信信号を出力する受
信回路をさらに含むことを特徴とする請求項１記載のデ
ータ受信装置。
【請求項１１】前記伝送データは、音声情報を含むこと
を特徴とする請求項１記載のデータ受信装置。
【請求項１２】前記復調回路から出力された前記伝送デ
ータは、さらに音声復調化回路に与えられ、音声信号と
して再生されることを特徴とする請求項１記載のデータ
受信装置。
【請求項１３】拡散符号で変調された受信信号を入力し
伝送データを抽出するデータ受信装置において：前記拡
散符号と同一の第１逆拡散符号を生成する符号生成回
路；前記符号生成回路から出力された前記第１逆拡散符
号に所定の時間遅延を与えて第２逆拡散符号を出力し、
さらに前記第２逆拡散符号に前記所定の時間遅延を与え
て第３逆拡散符号を出力する遅延回路；前記受信信号を
前記第１、第２および第３逆拡散符号で逆拡散の処理を
行い、第１、第２および第３復調信号をそれぞれ出力
し、前記第２復調信号を前記伝送データとして与える復
調回路；前記第１、第２および第３復調信号のうち最大
値を選択する最大値選択回路；前記最大値選択回路の出
力に所定の係数を乗じて閾値を出力する閾値生成回路；
および前記第１および第３復調信号の差である差分値を
求め、前記第１復調信号が前記第３復調信号より大きく
かつ前記差分値の絶対値が前記閾値より大きい場合、前
記比較制御回路は前記第１逆拡散符号の生成タイミング
を予め定める期間だけ進めるために前記符号生成回路を
制御し、前記第１復調信号が前記第３復調信号より小さ
くかつ前記差分値の絶対値が前記閾値より大きい場合、
前記比較制御回路は前記第１逆拡散符号の生成タイミン
グを予め定める期間だけ遅らせるために前記符号生成回
路を制御し、前記差分値の絶対値が前記閾値より小さい
場合、前記比較制御回路は前記第１逆拡散符号の生成タ
イミングを変化しないよう前記符号生成回路を制御する
比較制御回路；を含んで構成されることを特徴とするデ
ータ受信装置。
【請求項１４】前記復調回路は、前記受信信号と前記第
１、第２および第３逆拡散符号との間でそれぞれ相関演
算を行う相関器、および前記相関器の出力をそれぞれ１
シンボル期間積分処理を行う積分回路を含むことを特徴
とする請求項１３記載のデータ受信装置。
【請求項１５】前記予め定める期間は、前記第１逆拡散
符号の１／ｎチップ（ｎは正の整数）の整数倍であるこ
とを特徴とする請求項１３記載のデータ受信装置。
【請求項１６】拡散符号で変調された受信信号から伝送
データを抽出する方法であって：前記受信信号を入力す
る段階；前記拡散符号と同一の第１逆拡散符号、前記第
１逆拡散符号と所定の位相差だけ後れた第２逆拡散符号
および前記第２逆拡散符号と前記所定の位相差だけ後れ
た第３逆拡散符号を生成し、前記第１逆拡散符号、前記
第２逆拡散符号および前記第３逆拡散符号でそれぞれ前
記受信信号を逆拡散して第１、第２および第３復調信号
を求め、前記第２復調信号を前記伝送データとして与え
る復調段階；前記第１、第２および第３復調信号の内で
最大の値を有する復調信号を選択する最大値選択段階；
前記最大値に所定の係数を乗じて閾値を出力する閾値生
成段階；および前記第１復調信号と前記第３復調信号と
の差分値を求め、前記閾値と比較し、その比較結果に応
答して前記符号生成回路からの前記第１逆拡散符号の出
力タイミングを制御する比較制御段階；を含んで構成さ
れることを特徴とする方法。
【請求項１７】前記比較制御段階は、前記第１復調信号
が前記第３復調信号より大きくかつ前記差分値の絶対値
が前記閾値より大きい場合、前記比較制御回路は前記第
１逆拡散符号の生成タイミングを予め定める期間だけ進
めるために前記符号生成回路を制御し、前記第１復調信
号が前記第３復調信号より小さくかつ前記差分値の絶対
値が前記閾値より大きい場合、前記比較制御回路は前記
第１逆拡散符号の生成タイミングを予め定める期間だけ
遅らせるために前記符号生成回路を制御し、前記差分値
の絶対値が前記閾値より小さい場合、前記比較制御回路
は前記第１逆拡散符号の生成タイミングを変化しないよ
う前記符号生成回路を制御する段階であることを特徴と
する請求項１６記載の方法。
【請求項１８】前記比較制御段階は、前記第１逆拡散符
号の１／ｎチップ（ｎは正の整数）の整数倍である期間
を単位として前記符号生成回路を制御する段階であるこ
とを特徴とする請求項１７記載の方法。