JP2001045787A

JP2001045787A - ブラシレスモータの制御装置

Info

Publication number: JP2001045787A
Application number: JP11213826A
Authority: JP
Inventors: Futoshi Araki; 太新木; Takeshi Sekine; 剛関根
Original assignee: Calsonic Kansei Corp
Current assignee: Marelli Corp
Priority date: 1999-07-28
Filing date: 1999-07-28
Publication date: 2001-02-16
Anticipated expiration: 2019-07-28
Also published as: JP4083352B2

Abstract

(57)【要約】【課題】スイッチング素子の導通状態の切り替え時
を、磁気センサで検出されたロータ磁極の変化時に対し
て先行させる進角制御を、ソフトウェアによらずに可能
としたブラシレスモータの制御装置を提供する。【解決手段】磁気センサＩＣ１〜ＩＣ３で検出された
センサマグネット５の磁極の変化時に、進角時間設定信
号ＭＳを低電圧レベルにして、コンデンサＣ２を定電流
源から充電する。コンデンサＣ２の電圧が磁極の変化周
波数に相当する回転数信号ＦＶ１に達したときに、第２
タイマ回路５０は、進角時間設定信号ＭＳを高電圧レベ
ルに反転させる。ラッチ回路１１０は、進角前信号Ｓ
１，Ｓ２，Ｓ３に対し、この進角時間設定信号ＭＳに基
づいて進角時間だけ先行させた進角後信号Ｓ１Ｂ，Ｓ２
Ｂ，Ｓ３Ｂを生成し、スイッチング回路２０は、進角後
信号から生成されたゲート信号で駆動される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、複数のスイッチン
グ素子の導通状態を順次に切り替えながら電機子コイル
に給電するとともに、この導通状態の切り替え時を、磁
気センサで検出されたロータ磁極の変化時に対して先行
させるブラシレスモータの制御装置に係り、特に、ソフ
トウエアによらずに、導通状態の切り替えを可能とした
ブラシレスモータの制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】一般に、ブラシレスモータでは、マイク
ロコンピュータにより複数のスイッチング素子の導通状
態を順次に切り替え、その電機子コイルへの電流供給を
制御する。そして、騒音の発生の防止、あるいはトルク
効率の向上等の目的から、各スイッチング素子の導通状
態の切り替え時を、磁気センサで検出されたロータ磁極
の変化時よりも先行させる進角制御が行われる。

【０００３】図９（ａ）は、従来のブラシレスモータの
制御装置の構成を示す。本図において、マイクロコンピ
ュータａは、回転指令が入力されると、スイッチング回
路ｂ内部に構成された各電界効果トランジスタに対して
ゲート信号を順次に供給する。スイッチング回路ｂは、
供給されたゲート信号で各電界効果トランジスタを駆動
して３相構成のブラシレスモータ本体ｃを通電して回転
させる。ブラシレスモータ本体ｃが回転すると、そのス
テータに配設された磁気センサｄがロータ磁極を検出し
て、その検出信号をマイクロコンピュータａに帰還させ
る。マイクロコンピュータａは、帰還された検出信号か
ら遅延時間データｔａを求める。この遅延時間データｔ
ａは、ロータ磁極の切り替わり周期から所望の進角時間
を差引いたデータとして演算される。

【０００４】そして、検出信号におけるロータ磁極の切
り替り時から内部タイマーを動作させ、遅延時間データ
ｔａに相当する時間が経過したときに、タイマーを停止
させ、次回の切替を行う。従って、図９（ｂ）のよう
に、ゲート信号の切り替えを、ロータ磁極の切り替わり
時から進角時間だけ先行させることができる。

【０００５】従って、このソフトウェアによる進角制御
によって、低騒音と高効率のバランスのとれたブラシレ
スモータの制御を可能とすることができる。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のブラシレスモータの制御装置にあっては、ロータ磁
極の切り替わり周期および遅延時間の算出およびこれら
の算出結果に基づく進角時間の設定は、ソフトウエアに
より行うため、ブラシレスモータの特性が変れば、その
都度、特性に合わせてソフトウエア開発をやり直さなけ
ればならない。この開発作業には、ソースプログラムの
作成や、作成されたソースプログラムをコンパイルして
機械語に翻訳する作業や検証（デバッグ）作業等が含ま
れ、開発期間の長期化を招くこととなる。その結果、開
発期間を短縮したいという要望に答えることが困難とな
ってきている。

【０００７】そこで本発明は、上記従来の事情に鑑みな
されたもので、その目的としては、スイッチング素子の
導通状態の切り替え時を、磁気センサで検出されたロー
タ磁極の変化時より先行させる進角制御を、ソフトウエ
アによらずに、ブラシレスモータの特性にあわせて実行
可能としたブラシレスモータの制御装置を提供すること
にある。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
め、請求項１に係る本発明のブラシレスモータの制御装
置は、複数のスイッチング素子の導通状態を順次に切り
替えながら電機子コイルに給電するとともに、この導通
状態の切り替え時を、磁気センサで検出されたロータ磁
極の変化時に対して先行させるブラシレスモータの制御
装置において、前記磁気センサで検出されたロータ磁極
の変化周波数を、当該変化周波数に相当する電圧に変換
する周波数電圧変換回路と、第１のコンデンサを具備
し、前記磁気センサで検出されたロータ磁極が変化した
ときに前記第１のコンデンサを一定時間で充電する充電
回路と、第２のコンデンサを具備し、前記第１のコンデ
ンサの充電終了後に当該第２のコンデンサへの充電を開
始し、当該第２のコンデンサの電圧が前記周波数電圧変
換回路で変換された電圧に達したときに、前記複数のス
イッチング素子のうちの切り替え対象となるスイッチン
グ素子の導通状態を切り替える進角回路とを具備するこ
とを特徴とする。

【０００９】請求項１に係る本発明のブラシレスモータ
の制御装置では、磁気センサで検出されたロータ磁極の
変化周波数が、周波数電圧変換回路によって、変化周波
数に相当する電圧に変換され、一方、第１のコンデンサ
を具備する充電回路では、磁気センサで検出されたロー
タ磁極が変化したときに第１のコンデンサを一定時間で
充電する。第２のコンデンサを具備する進角回路では、
第１のコンデンサの充電終了後に第２のコンデンサへの
充電を開始し、その第２のコンデンサの電圧が周波数電
圧変換回路で変換された電圧に達したときに、複数のス
イッチング素子のうちの切り替え対象となるスイッチン
グ素子の導通状態を切り替える。

【００１０】また、請求項２に係る本発明のブラシレス
モータの制御装置は、請求項１記載のブラシレスモータ
の制御装置において、前記周波数電圧変換回路は、変換
率を調整する調整回路を有することを特徴とする。

【００１１】請求項２に係る本発明のブラシレスモータ
の制御装置では、調整回路により変換率を可変して、周
波数電圧変換回路から出力される電圧の大きさが調整さ
れる。

【００１２】また、請求項３に係る本発明のブラシレス
モータの制御装置は、請求項１または請求項２記載のブ
ラシレスモータの制御装置において、前記進角回路は、
前記第２のコンデンサの充電を、定電流源、又は抵抗を
用いて行うことを特徴とする。

【００１３】請求項３に係る本発明のブラシレスモータ
の制御装置では、定電流源、又は抵抗を用いて第２のコ
ンデンサが確実に充電され、特に定電流源を用いた場合
は、第２のコンデンサの電圧上昇は直線的となる。

【００１４】また、請求項４に係る本発明のブラシレス
モータの制御装置は、請求項３記載のブラシレスモータ
の制御装置において、前記定電流源には、当該定電流源
の電流値を設定するための電流値設定回路が付加されて
いることを特徴とする。

【００１５】請求項４に係る本発明のブラシレスモータ
の制御装置では、電流値設定回路により、充電時のコン
デンサの電圧上昇率が調整される。

【００１６】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１に係る本
発明のブラシレスモータの制御装置によれば、周波数電
圧変換回路で、ロータ磁極の変化周波数を電圧に変換
し、充電回路で、ロータ磁極が変化したときから第１の
コンデンサの一定時間で充電して一定時間を確保し、進
角回路によって、第１のコンデンサの充電終了後に開始
された第２のコンデンサが周波数電圧変換回路で変換さ
れた電圧に達したときに、切り替え対象となるスイッチ
ング素子の導通状態の切り替えを行うため、ソフトウエ
アによらずに進角制御が可能となる。しかも、第２のコ
ンデンサの容量を可変することにより、ブラシレスモー
タの特性にあわせて、進角時間を調整することが可能と
なる。

【００１７】請求項２に係る本発明のブラシレスモータ
の制御装置によれば、調整回路により変換率を調整し
て、周波数電圧変換回路から出力される電圧の大きさを
調整することにより、進角時間の調整が可能となる。

【００１８】また、請求項３に係る本発明のブラシレス
モータの制御装置によれば、定電流源によりコンデンサ
が充電され、その電圧上昇が直線的となるため、調整が
容易な線形の進角制御が可能となる。

【００１９】また、請求項４に係る本発明のブラシレス
モータの制御装置によれば、電流値設定回路により、第
２のコンデンサの充電時の電圧上昇率が設定可能となる
ため、進角時間の調整を可能とする効果が得られる。

【００２０】

【発明の実施の形態】以下、本発明に係るブラシレスモ
ータの制御装置の実施の形態を図１ないし図８を参照し
て詳細に説明する。

【００２１】図１は、本発明に係るブラシレスモータの
制御装置の第１の実施の形態を示す図である。本図にお
いてブラシレスモータ２００は、自動車の空調装置のブ
ロアモータとして使用されるものであり、モータ本体１
０、このモータ本体１０に配設された電機子コイル４ａ
〜４ｆを通電するスイッチング回路２０、カスタムＩＣ
１５０およびカスタムＩＣ１５０の周辺回路等から構成
され、オートアンプからの回転指示信号Ｖｉｎの示す指
示回転数でモータ本体１０のロータ１（図示せず）を回
転させるものである。カスタムＩＣ１５０は、ここで
は、様々なモータに共用する回路を集積化して、専用パ
ッケージに収納したものであり、専用パッケージには、
周辺回路を接続するための端子が設けられている。

【００２２】スイッチング回路２０は、電界効果トラン
ジスタ（以下単にトランジスタという）Ｑ１〜Ｑ６およ
び、各トランジスタのゲートに直列に接続された抵抗Ｒ
１〜Ｒ６から構成される。トランジスタＱ１、Ｑ２およ
びＱ３はドレイン端子側を電源（直流電源）に接続し、
一方、トランジスタＱ４、Ｑ５およびＱ６はソース端子
側を接地している。そして、トランジスタＱ１のソース
とＱ４のドレイン、Ｑ２のソースとＱ５のドレイン、Ｑ
３のソースとＱ６のドレインがそれぞれＵ点、Ｖ点、Ｗ
点として接続される。

【００２３】スイッチング回路２０は、回転指示信号Ｖ
ｉｎに基づいて駆動制御回路１４０で生成されたゲート
信号を、端子Ｔ１４１〜Ｔ１４６を介して受けて、電源
からの電流をスイッチングすることにより、Ｕ点、Ｖ
点、Ｗ点を介して、モータ本体１０の電機子コイル４ａ
〜４ｆへの電流供給を行う。

【００２４】磁気センサＩＣ１〜ＩＣ３は、モータ本体
１０に構成されたセンサマグネット（ロータ磁極）５の
磁極を検出するものであり、磁極の極性に対応したパル
ス状の非反転磁気センサ信号Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌ
と、これら信号のオンオフ期間が反転した反転磁気セン
サ信号Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ，Ｓ３Ｈとをそれぞれ生成して、
端子Ｔ３１〜Ｔ３６を介して、後述するセンサ入力回路
３０へと送出する。

【００２５】本図に示すカスタムＩＣ１５０とその周辺
回路は、センサ入力回路３０、第１タイマ回路４０、第
２タイマ回路５０、進角切替回路６０、Ｆ／Ｖ変換回路
７０、Ｆ／Ｖゲイン設定回路８０、進角Ｍａｘ制御回路
９０、クロック生成回路１００、ラッチ回路１１０、セ
レクト回路１２０、三相制御回路１３０および駆動制御
回路１４０を構成して、これら回路により進角制御を行
う。

【００２６】センサ入力回路３０は、ヒステリシス特性
を有するコンパレータ３０ａ〜３０ｃ（図示せず）を内
蔵し、これらコンパレータの非反転入力端子に、端子Ｔ
３１，Ｔ３２，Ｔ３３を介して、非反転磁気センサ信号
Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌを入力し、反転入力端子には端
子Ｔ３４，Ｔ３５，Ｔ３６を介して、反転磁気センサ信
号Ｓ１Ｈ，Ｓ２Ｈ，Ｓ３Ｈをそれぞれ入力する。コンパ
レータ３０ａ〜３０ｃの出力は、それぞれ信号Ｓ１，Ｓ
２，Ｓ３として、クロック生成回路１００、ラッチ回路
１１０およびセレクト回路１２０へ送出される。尚、セ
ンサ入力回路３０では、コンパレータ３０ａ〜３０ｃが
ヒステリシス特性を有するため、磁気センサ信号に重畳
したノイズやチャタリングの影響を防止することができ
るようになっている。

【００２７】第１タイマ回路４０は、後述するＦ／Ｖ変
換回路７０に対し、回転数を電圧に変換するための鋸波
信号ＴＭ２を出力するとともに、第２タイマ回路５０に
対し進角時間設定のための信号ＴＭ１を送出する回路で
ある。第２タイマ回路５０は、端子Ｔ５２に接続された
コンデンサＣ２の充電動作により、進角時間を設定する
ための進角時間設定信号ＭＳを生成してラッチ回路１１
０に送出する回路である。

【００２８】そして、進角切替回路６０は、後述するＦ
／Ｖゲイン設定回路８０からの回転数信号ＦＶ１と端子
Ｔ６１に設定された電圧（進角開始回転数設定ＦＶ／Ｍ
Ｇ）を入力し、回転数信号ＦＶ１が進角開始回転数設定
ＦＶ／ＭＧの電圧を越えると切替信号ＭＧＳＥＬを高電
圧レベルとして、進角制御を行い、逆に進角開始回転数
設定ＦＶ／ＭＧの電圧以下であるときは、低電圧レベル
として進角制御を禁止するものである。

【００２９】ここで、図２を参照して、第１タイマ回路
４０、第２タイマ回路５０および進角切替回路６０の回
路構成を詳細に説明する。本図に示すように第１タイマ
回路４０は、カスタムＩＣ１５０の内部（以下単に内部
という）に定電流源ＩＳ１およびオープンコレクタ型の
出力トランジスタを備えたコンパレータ４０ａを有し、
これらに加えて、端子Ｔ４１に正極を接続するとともに
負極をカスタムＩＣ１５０の外部（以下単に外部とい
う）で接地したコンデンサＣ１と、端子Ｔ４３に一端を
接続し他端を外部で接地した定電流設定抵抗Ｒ４１を備
えている。

【００３０】定電流源ＩＳ１は、コンデンサＣ１を充電
するためのものであり、定電流設定抵抗Ｒ４１によりそ
の電流値が設定可能となっている。そして、コンデンサ
Ｃ１が接続された端子Ｔ４１はコンパレータ４０ａの非
反転入力端子に接続されており、さらに、第１タイマ回
路４０は、コンデンサＣ１の正極電圧を、鋸波信号ＴＭ
２として、後述するＦ／Ｖ変換回路７０にも出力してい
る。

【００３１】一方、コンパレータ４０ａの反転入力端子
には、端子Ｔ４２を介して、第２タイマ充電開始レベル
（電圧）ＲＳＴが入力される。そして第１タイマ回路４
０は、コンパレータ４０ａの出力を、信号ＴＭ１として
第２タイマ回路５０へと送出する。

【００３２】第２タイマ回路５０は、カスタムＩＣ内部
に構成された定電流源ＩＳ２およびコンパレータ５０ａ
を有し、これらに加えて、端子Ｔ５１に一端を接続する
とともに他端を外部で接地した定電流設定抵抗Ｒ５１
と、端子Ｔ５２に正極を接続するとともに負極を外部で
接地したコンデンサＣ２とを備えている。また、コンデ
ンサＣ２の正極と直流電源との間に抵抗Ｒ５２が接続さ
れる。

【００３３】前述した第１タイマ回路４０に構成された
コンパレータ４０ａの出力（信号ＴＭ１）は、コンデン
サＣ２の正極およびコンパレータ５０ａの非反転入力端
子に接続され、さらにこの部分には、定電流設定抵抗Ｒ
５１によって電流値の設定を可能とした定電流源ＩＳ２
が接続されている。そして、コンパレータ５０ａの反転
入力端子には、後述する回転数信号ＦＶ１が入力されて
いる。そして、コンパレータ５０ａはラッチ回路１１０
へ進角時間設定信号ＭＳを送出する。

【００３４】そして、本図に示す進角切替回路６０はコ
ンパレータ６０ａを備え、その反転入力端子には、端子
Ｔ６１を介して、外部から進角開始回転数設定ＦＶ／Ｍ
Ｇが電圧として入力され、一方、非反転入力端子には、
回転数信号ＦＶ１が入力されている。このような構成と
して、回転数信号ＦＶ１と外部からの設定電圧ＦＶ／Ｍ
Ｇとを比較して切替信号ＭＧＳＥＬを出力することによ
り、所定の回転数領域において進角制御を禁止すること
が可能となっている。

【００３５】図１において、Ｆ／Ｖ変換回路７０は、前
述した第１タイマ回路４０からの鋸波信号ＴＭ２を電圧
信号ＦＶ０に変換する回路であり、Ｆ／Ｖゲイン設定回
路８０は、任意のＦ／Ｖ特性をもたせるように、この信
号ＦＶ０を変換する反転増幅回路である。そして、進角
Ｍａｘ制限回路９０は、電圧信号ＦＶＯを、外部から電
圧によって設定された進角Ｍａｘ制限ＶＭ以下に制限す
る回路である。

【００３６】ここで、図３を参照して、Ｆ／Ｖ変換回路
７０、Ｆ／Ｖゲイン設定回路８０および進角Ｍａｘ制限
回路９０を詳細に説明する。本図においてＦ／Ｖ変換回
路７０は、内部にコンパレータ７０ａ、オペアンプ７０
ｂおよび抵抗Ｒ７１を備えている。コンパレータ７０ａ
は、第１タイマ回路４０から鋸波信号ＴＭ２をその反転
入力端子に入力し、この信号を、非反転入力端子に入力
される直流の基準電圧ｒｅｆと比較して、一定のパルス
幅を有する方形波信号を出力するためのものである。コ
ンパレータ７０ａの出力端子は、抵抗Ｒ７１を介して端
子Ｔ７１に接続され、端子Ｔ７１には、負極を外部で接
地したコンデンサＣ７１の正極が接続されている。尚、
抵抗Ｒ７１およびコンデンサＣ７１は、コンパレータ７
０ａの出力信号を平滑すべく設けられている。

【００３７】そして、進角Ｍａｘ制限回路９０は、平滑
後の電圧を端子Ｔ９１に設定された進角ＭＡＸ制限電圧
ＶＭ以下に制限して、オペアンプ７０ｂの非反転入力端
子に入力する。このオペアンプ７０ｂは、その出力端子
と反転入力端子とを接続することによってバッファ回路
を構成している。

【００３８】本図に示すＦ／Ｖゲイン設定回路８０は、
オペアンプ８０ａを内部に備えており、Ｆ／Ｖ変換回路
７０のオペアンプ７０ｂの出力端子を、端子Ｔ８１に接
続し、端子Ｔ８１と端子Ｔ８２の間に抵抗Ｒ８１を接続
し、その端子Ｔ８２をオペアンプ８０ａの反転入力端子
に接続することにより、電圧信号ＦＶ０をオペアンプ８
０ａの反転入力端子に入力する。

【００３９】一方、オペアンプ８０ａの非反転入力端子
には、端子Ｔ８４を介してバイアス電圧Ｖｂを与える。
そして、オペアンプ８０ａの出力端子を端子Ｔ８３と接
続し、その端子Ｔ８３と端子Ｔ８２との間に、帰還抵抗
Ｒ８２を接続する。このような構成として、オペアンプ
８０ａを反転増幅器として機能させることにより、実際
のモータ回転数が高回転である程低電圧となる直流の回
転数信号ＦＶ１が生成される。

【００４０】そして、抵抗Ｒ８１または抵抗Ｒ８２の抵
抗値を調整して、オペアンプ８０ａのゲイン（増幅度）
が可変可能となっている。また、進角ＭＡＸ制限電圧Ｖ
Ｍを設定することにより、回転数信号ＦＶ１の最低電圧
が規定される。

【００４１】図１に戻り、クロック生成回路１００は、
センサ入力回路３０から出力される信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ
３に基づいて、電気角３０度（１／１２回転）に相当す
る繰返し周期で制御クロック信号ＣＫＭを継続的に出力
するものである。以下、信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を説明の
便宜上、進角前信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３という。

【００４２】ラッチ回路１１０は、進角前信号Ｓ１，Ｓ
２，Ｓ３、制御クロック信号ＣＫＭおよび進角時間設定
信号ＭＳを入力して、進角前信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３に対
し進角処理を行う。即ち、進角時間設定信号ＭＳで正規
化し、電気角３０度に相当する時間から進角時間を差引
いた時間だけ遅延させる。そして、進角処理後の信号Ｓ
１Ｂ，Ｓ２Ｂ，Ｓ３Ｂ（以下、進角後信号Ｓ１Ｂ，Ｓ２
Ｂ，Ｓ３Ｂという）をセレクト回路１２０へと送出す
る。

【００４３】セレクト回路１２０は、進角前信号と進角
後信号の双方を入力するとともに、切替信号ＭＧＳＥＬ
を入力し、この切替信号ＭＧＳＥＬの状態に応じて、進
角前信号と進角後信号を切替えて、どちらかを三相制御
回路１３０に送出する。

【００４４】三相制御回路１３０は、進角前信号あるい
は進角後信号に対し、内部の論理回路を用いて、信号Ｇ
１，Ｇ２，Ｇ３，Ｇ４，Ｇ５，Ｇ６を生成する。これら
信号は、電気角６０度に相当するオン時間を有する信号
であり、それぞれ、トランジスタＱ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ
４，Ｑ５，Ｑ６に対応するものである。そして、三相制
御回路１３０は、信号Ｇ１〜Ｇ６を駆動制御回路１４０
へと供給する。

【００４５】駆動制御回路１４０は、端子Ｔ１４７を介
してオートアンプから与えられる回転指示信号Ｖｉｎに
基づいて、信号Ｇ１〜Ｇ６を、これら信号のオン期間に
おいて高い周波数でパルス幅制御して、ゲート信号とし
て、スイッチング回路２０の各トランジスタに供給す
る。

【００４６】ここで、具体的な動作の説明の前に、ブラ
シレスモータ２００本体の構成を図４を参照して説明す
る。

【００４７】図４は、モータ本体１０の回転軸方向に対
する断面図である。モータ本体１０は、三相の電機子コ
イルを備えたアウタロータ形構造を有し、本図に示す内
周側のステータ３には、互いに６０度の角度をもって放
射状に６箇所の突出部３ａ〜３ｆが形成され、その各突
出部をコアとして電機子コイル４ａ〜４ｆが配置されて
いる。ステータ３の外側には、円周方向に９０度間隔で
メインマグネット２（界磁用永久磁石）を備えた円筒状
のロータ１が配置されている。

【００４８】また、本図に示すセンサマグネット５は、
均等角度で交互に着磁されたＮ極とＳ極とが２極づつ形
成され、ロータ１と一体に回転するシャフト６に取り付
けられることで、ロータ磁極を構成している。そして、
このセンサマグネット５の磁極を検出する磁気センサＩ
Ｃ１〜ＩＣ３が、ステータ３の内周に互いに１２０度の
角度をもって均等に配設されている。

【００４９】センサマグネット５の磁極境界の検出時に
トランジスタの導通切替を行う場合にあって、ブラシレ
スモータの発生トルクは、センサマグネットの各磁極の
中心に対するメインマグネットの中心とでなす機械的な
取付け角度（以降「遅れ角Ｄ」という）により決定され
る。例えば、本図（ａ）に示すように遅れ角Ｄ３０度の
場合、最も発生トルクが大きくなり、効率が良くなる。
一方、本図（ｂ）に示すように遅れ角Ｄ４２度のとき
は、モータの振動周波数とモータ収納ケースの固有振動
周波数との共鳴によるうなり音が最も小さくなる。

【００５０】この実施の形態は、この遅れ角Ｄを４４度
として、センサマグネット５の磁極境界の検出時に対
し、トランジスタの導通切替を先行させて、機械的な遅
れ角を小さくする調整と同一の効果を得ようとするもの
である。これ以降、遅れ角Ｄ４４度から、先行させた進
角時間に相当する電気角を差引いた角度をセンサ角とい
う。従って、例えば、進角時間が電気角８度相当の場合
には、センサ角は３６度となる。

【００５１】尚、図４において、は電流経路が短く、
他の電機子コイルに比べ２倍の電流が流れているコイル
を示す。は電機子コイル３ｃ（３ｆ）とメインマグネ
ット２との反発力による正回転トルク発生位置、は電
機子コイル３ａ（３ｄ）とメインマグネット２との反発
力による逆トルク発生位置を示す。

【００５２】次に、本発明に係るブラシレスモータの制
御装置の第１の実施の形態の作用を説明する。

【００５３】先ず、図３に示すＦ／Ｖ変換回路７０で
は、以下のようにして回転数信号ＦＶ１を生成する。即
ち、コンパレータ７０ａが、鋸波信号ＴＭ２と基準電圧
ｒｅｆとを比較して、一定のパルス幅の方形波パルス信
号を電気角３０度ごとに出力し、これを抵抗Ｒ７１とコ
ンデンサＣ７１とでなす平滑回路で平滑し、高回転時ほ
ど高電圧となる直流電圧を得る。

【００５４】そして、この直流電圧を進角Ｍａｘ制限回
路９０で進角Ｍａｘ制限ＶＭ以下に制限し、バッファと
してのオペアンプ７０ｂを介して、Ｆ／Ｖゲイン設定回
路８０のオペアンプ８０ａで反転増幅する。従って、増
幅後の回転数信号ＦＶ１（直流信号）は、高速回転時ほ
ど低く、低速回転時ほど高い電圧を示す。

【００５５】図５は、制御クロック信号ＣＫＭ、コンデ
ンサＣ１およびコンデンサＣ２の充電波形、進角時間設
定信号ＴＭの波形を示す。本図に示すように、制御クロ
ック信号ＣＫＭは、電気角３０度に相当する繰返し周期
でごく短い幅のパルスを継続的に出力する。

【００５６】このパルスに応答して、第１タイマ回路４
０は、図示しない放電回路により、コンデンサＣ１の放
電を開始する。コンデンサＣ１の電圧が端子Ｔ４２に設
定された第２タイマ充電開始レベルＲＳＴより低くなる
と、コンパレータ４０ａの出力トランジスタが、コンデ
ンサＣ２から電流を引込んで、コンデンサＣ２を放電さ
せる。

【００５７】第２タイマ回路５０は、コンデンサＣ２の
充電電圧がＦ／Ｖゲイン設定回路８０から出力される回
転数信号ＦＶ１の電圧レベルより低下すると、コンパレ
ータ５０ａの出力（進角時間設定信号ＭＳ）を低電圧レ
ベルに反転させる。

【００５８】そして、コンデンサＣ１の電圧が所定の電
圧より低下すると、第１タイマ回路４０は、定電流源Ｉ
Ｓ１からコンデンサＣ１を充電する。この充電によりコ
ンデンサＣ１の電圧が上昇し、第２タイマ充電開始レベ
ルＲＳＴを越えたとき、第１タイマ回路４０は、コンパ
レータ４０ａの出力を高インピーダンスに反転させる。

【００５９】第２タイマ回路５０は、この出力の反転に
応答して、定電流源ＩＳ２でコンデンサＣ２の充電を開
始する。この充電においては、定電流源ＩＳ２の電流値
設定抵抗Ｒ５１とコンデンサＣ２の容量とで決る時定数
を調整して、コンデンサＣ２の電圧上昇率を自由に決め
ることができる。また、抵抗Ｒ５２を介してコンデンサ
Ｃ２を充電することもできる。その際には、抵抗Ｒ５２
の値を調整してコンデンサＣ２の電圧上昇率を変えるこ
とができる。

【００６０】そして、第２タイマ回路５０は、コンデン
サＣ２の電圧が、Ｆ／Ｖゲイン設定回路８０から出力さ
れる回転数信号ＦＶ１の電圧レベルを越えたときに、コ
ンパレータ５０ａの出力（進角時間設定信号ＭＳ）を高
電圧レベルに反転させる。

【００６１】そして、次の制御クロック信号ＣＫＭの立
上がりに応答して、第１タイマ回路４０は、コンデンサ
Ｃ１を再び放電し、第２タイマ回路５０は、コンデンサ
Ｃ２の電圧が回転数信号ＦＶ１の電圧より低くなると、
進角時間設定信号ＭＳを低電圧レベルに反転させる。

【００６２】従って、進角時間設定信号ＭＳの立上がり
を、次の制御クロック信号ＣＫＭの立上がりに対して、
本図に示すように、進角時間だけ先行させることがで
き、しかも、回転数信号ＦＶ１は、先にも述べたとお
り、高速回転時ほど低く低速回転時ほど高くなるため、
進角時間を、高速回転時ほど長く、低速回転時ほど短く
することができる。

【００６３】また、回転数信号ＦＶ１は、進角Ｍａｘ制
限回路９０によって、進角ＭＡＸ制限電圧ＶＭ以下に制
限された電圧信号ＦＶ０から得られるものであるため、
本図に示すように最小値以下とはならず、高回転域にお
いては、回転数上昇に伴い、進角時間を徐々にゼロ
（零）に近づけることができる。

【００６４】また、進角時間は、第２タイマ回路５０の
時定数、および回転数に対する回転数信号ＦＶ１の電圧
（変換率）によって調整が可能となる。

【００６５】尚、この実施の形態では、第１タイマ回路
４０は、回転数信号ＦＶ１を生成するための回路である
が、コンデンサＣ１の容量および抵抗Ｒ４１の抵抗値を
可変して時定数を調整し、あるいは、第２タイマ充電開
始レベルＲＳＴを調整することによっても、進角時間を
可変することができる。この際、コンデンサＣ１あるい
はコンデンサＣ２を温度補償型の容量安定性の良いセラ
ミックコンデンサ等とすることで、温度に対する進角時
間の安定度を向上させる効果が得られる。

【００６６】図６は、本実施の形態においてロータが１
回転する間の各信号のタイミングチャートであり、回転
数信号ＦＶ１が、進角開始回転数設定ＦＶ／ＭＧを越え
て、進角制御が可能となっているときの波形を示すもの
である。

【００６７】本図に示す信号Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌは
非反転磁気センサ信号であり、一方で信号Ｓ１Ｈ，Ｓ２
Ｈ，Ｓ３Ｈは反転磁気センサ信号である。この６信号に
よって、ロータの３０度回転ごとにきめ細かくタイミン
グを制御することができ、しかも回転数の変化に対する
応答性の高い制御を可能としている。また、進角前信号
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３の反転のタイミングは、非反転磁気セ
ンサ信号Ｓ１Ｌ，Ｓ２Ｌ，Ｓ３Ｌのものと同一となって
いる。

【００６８】制御クロック信号ＣＫＭは、磁気センサ信
号の状態反転に応答して、ロータの３０度回転毎にパル
スを出力する。そして、コンデンサＣ２の正極電圧Ｖｃ
２が鋸状に変化する間において、回転数信号ＦＶ１の電
圧レベルを越えたときに、進角時間設定信号ＭＳが立上
がる。

【００６９】ラッチ回路１１０では、進角時間設定信号
ＭＳの立上がりのタイミングに同期させて、進角後信号
Ｓ１Ｂ，Ｓ２Ｂ，Ｓ３Ｂの状態を切り替える。従って、
制御クロック信号ＣＫＭの立上がりタイミングに対して
は、進角時間だけ切り替えのタイミングを先行させるこ
とができる。そして、ラッチ回路１１０は、進角後信号
を三相制御回路１３０へと送出する。

【００７０】図７は、三相制御回路１３０および駆動制
御回路１４０における信号処理の過程を説明するための
図である。

【００７１】三相制御回路１３０は、本図に示す進角後
信号Ｓ１Ｂ，Ｓ２Ｂ，Ｓ３Ｂの切り替りタイミングに同
期させて、オン時間が電気角６０度に相当する信号Ｇ１
〜Ｇ６を生成する。三相制御回路１３０は、信号Ｇ１〜
Ｇ６を駆動制御回路１４０へと送出し、駆動制御回路１
４０は、回転指示信号Ｖｉｎに基づいて、信号Ｇ１〜Ｇ
６にパルス幅制御を行い、本図に示すようにゲート信号
としてスイッチング回路２０のトランジスタＱ１〜Ｑ６
へと供給する（パルス幅制御の波形は図示せず）。スイ
ッチング回路２０のトランジスタＱ１〜Ｑ６は、電機子
コイル４へ電流を供給してロータ１を回転させる。従っ
て、進角後信号に基づくロータ１の回転駆動が可能とな
っている。

【００７２】図８は、回転数に対する進角時間の変化を
示す。本図に示すように進角開始回転数設定ＦＶ／ＭＧ
により設定された回転数Ａ以下の低回転数領域（Ｄ角度
動作領域）では進角時間が０（零）となり、センサ角が
機械的な遅れ角Ｄ（４４度）となっている。このような
制御を行うことで、モータの起動時など回転速度が安定
しない間に、回転トルクに変動が生じて回転むらが発生
するという不都合を回避することができる。

【００７３】一方、回転数Ａを越える領域（センサＭｇ
制御領域）では、進角制御が可能となり、第２タイマ回
路５０における充電動作によって、センサ角を、遅れ角
Ｄ（度）からＣ（度）まで、直線的に滑らかに連続変化
（低下）させる。このように連続してセンサ角を可変す
ることで、センサ角の急激な変化による回転トルクの変
化を防止し、回転むらが生じるのを回避可能としてい
る。

【００７４】以上説明したように、上記第１の実施の形
態では、第１タイマ回路４０（充電回路）におけるコン
デンサＣ１の充電動作により、進角前信号の状態が変化
したときから一定時間を確保し、コンデンサＣ１の充電
終了後（一定時間経過後）に、第２タイマ回路５０によ
ってコンデンサＣ２の充電を開始し、このコンデンサＣ
２の電圧が回転数信号ＦＶ１の電圧に達したときに、ラ
ッチ回路１１０が進角後信号の状態反転を行うため、ソ
フトウエア制御によらないで、ブラシレスモータの進角
制御を行うことができ、その結果、ブラシレスモータの
センサ角を調整して、遅れ角の調整と同一の効果が得ら
れるため、低騒音と高効率のバランスのとれた制御を可
能とすることができる。

【００７５】また、コンデンサＣ２の容量を可変するこ
とにより、進角時間を調整することが可能であり、この
コンデンサＣ２をカスタムＩＣ１５０に外付けしている
ので、その調整が容易となっている。

【００７６】そして、抵抗Ｒ８１またはＲ８２を可変し
て、オペアンプ８０ａのゲイン（増幅度）を可変して、
使用回転域における回転数信号ＦＶ１の可変範囲を調整
することにより、進角時間を調整することが可能とな
る。

【００７７】また、定電流源ＩＳ２を用いてコンデンサ
Ｃ２を充電することとしたため、その電圧上昇が直線的
となり、調整の容易な線形の進角制御が可能となる効果
がある。そして、抵抗Ｒ５１の抵抗値を調整して、定電
流源ＩＳ２の電流値を可変することでも、進角時間を調
整することが可能であり、この抵抗Ｒ５１をカスタムＩ
Ｃ１５０の端子に外付しているので、その設定変更は極
めて容易となっている。

【００７８】尚、本発明に係るブラシレスモータの制御
装置は、上記実施の形態で説明したブロアモータでの使
用に限られるものではなく、ラジエータ用モータ等の様
々なブラシレスモータに適応が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係るブラシレスモータの制御装置の第
１の実施の形態を示す図である。

【図２】図１に示す第１タイマ回路、第２タイマ回路お
よび進角切替回路の詳細図である。

【図３】図１に示すＦ／Ｖ変換回路、Ｆ／Ｖゲイン設定
回路および進角Ｍａｘ制限回路の詳細図である。

【図４】図１に示した形態におけるモータ本体の構成図
であり、（ａ）は高効率となる構成、（ｂ）は低騒音と
なる構成を示す。

【図５】図１に示した形態における進角時間の設定方法
を説明した図である。

【図６】図１に示した形態において１回転する間の各信
号のタイミングチャートである。

【図７】図１に示した形態において三相制御回路および
駆動制御回路の信号処理過程を説明した図である。

【図８】図１に示した形態における回転数に対する進角
時間の変化を示す図である。

【図９】従来のブラシレスモータの制御装置の構成およ
び進角制御の原理を説明した図である。

【符号の説明】

１ロータ２メインマグネット（界磁用永久磁石）３ステータ４電機子コイル５センサマグネット１０モータ本体２０スイッチング回路３０センサ入力回路４０第１タイマ回路５０第２タイマ回路６０進角切替回路７０Ｆ／Ｖ変換回路８０Ｆ／Ｖゲイン設定回路９０進角Ｍａｘ制限回路１００クロック生成回路１１０ラッチ回路１２０セレクト回路１３０三相制御回路１４０駆動制御回路１５０カスタムＩＣ２００ブラシレスモータＩＣ１〜ＩＣ３磁気センサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続きＦターム(参考） 5H560 AA01 AA08 BB04 BB12 DA02 DA19 DB20 DC02 EB01 EC10 GG04 TT01 TT05 TT10 TT15 UA05 XA10 XA12 XA15

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】複数のスイッチング素子の導通状態を順
次に切り替えながら電機子コイルに給電するとともに、
この導通状態の切り替え時を、磁気センサで検出された
ロータ磁極の変化時に対して先行させるブラシレスモー
タの制御装置において、前記磁気センサ（ＩＣ１〜ＩＣ３）で検出されたロータ
磁極（５）の変化周波数を、当該変化周波数に相当する
電圧に変換する周波数電圧変換回路（７０）と、第１のコンデンサ（Ｃ１）を具備し、前記磁気センサ
（ＩＣ１〜ＩＣ３）で検出されたロータ磁極（５）が変
化したときに前記第１のコンデンサ（Ｃ１）を一定時間
で充電する充電回路（４０）と、第２のコンデンサ（Ｃ２）を具備し、前記第１のコンデ
ンサ（Ｃ１）の充電終了後に当該第２のコンデンサ（Ｃ
２）への充電を開始し、当該第２のコンデンサ（Ｃ２）
の電圧が前記周波数電圧変換回路（７０）で変換された
電圧に達したときに、前記複数のスイッチング素子のう
ちの切り替え対象となるスイッチング素子の導通状態を
切り替える進角回路（５０，１１０）とを具備すること
を特徴とするブラシレスモータの制御装置。
【請求項２】前記周波数電圧変換回路（７０）は、変
換率を調整する調整回路（８０）を有することを特徴と
する請求項１記載のブラシレスモータの制御装置。
【請求項３】前記進角回路（５０，１１０）は、前記
第２のコンデンサ（Ｃ２）の充電を、定電流源（ＩＳ
２）又は、抵抗（Ｒ５２）を用いて行うことを特徴とす
る請求項１または請求項２記載のブラシレスモータの制
御装置。
【請求項４】前記定電流源（ＩＳ２）には、当該定電
流源（ＩＳ２）の電流値を設定するための電流値設定回
路（Ｒ５１）が付加されていることを特徴とする請求項
３記載のブラシレスモータの制御装置。