JP2001028881A - 電圧型インバータ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 短絡電流を安全に遮断でき、かつ安価でコン
パクトな電圧型インバータ回路を提供する。 【解決手段】 本発明はブリッジ結線の電圧型インバー
タ回路に関し、交流各相分岐ごとに、直列に接続された
２組のリアクトル（３１，３２）からなり、正負両スイ
ッチング素子（１２，１４）間に直列に介挿された第１
のリアクトル回路と、直流電源（１）に対し逆極性で配
置されたダイオード（３３）及びこれに直列のリアクト
ル（３４）からなり、第１のリアクトル回路に対し並列
に接続された第２のリアクトル回路とを備え、第１のリ
アクトル回路の両リアクトル（３１，３２）の共通接続
点から交流端子（Ｕ）を導出し、第１のリアクトル回路
の各リアクトル（３１，３２）はそれぞれ第２のリアク
トル回路のリアクトル（３４）よりも大きなインダクタ
ンスを持っていることを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、直流電源の両極間
に交流各相分岐ごとに直流電源に対し順極性で直列に接
続される正側スイッチング素子及び負側スイッチング素
子を備え、両スイッチング素子の共通接続点側から交流
端子が導出されるブリッジ結線の電圧型インバータ回路
に関する。

【０００２】

【従来の技術】直流電力を交流電力に変換する場合、電
圧型インバータ回路が多用される。この電圧型インバー
タ回路は直流電源の両極間に交流各相ごとに直列に接続
された正側スイッチング素子及び負側スイッチング素子
を備え、両スイッチング素子の共通接続点側から交流端
子が導出される。この電圧型インバータ回路において、
同一交流相に属する正側及び負側のスイッチング素子の
一方が故障し短絡状態になると、他方のスイッチング素
子がオンしたとき、それを通して直流電源から過大な短
絡電流が流れて健全な素子までをも破壊してしまうた
め、この短絡電流は抑制することが必要である。この短
絡電流に対する保護素子として一般にヒューズを用いる
ことが多い。しかし、直流回路に挿入されるヒューズは
高圧用のものになると製造困難になり、その信頼性が低
下してくる。そのためヒューズを使用しない回路方式が
提案されている。このような回路方式の一例を、図４を
参照して説明する。

【０００３】図４において、直流電源１から、環流ダイ
オード３を有するリアクトル２を介して電圧型インバー
タ回路９に直流電圧が供給され、電圧型インバータ回路
９で直流／交流変換をして交流端子Ｕ，Ｖから交流を出
力する。交流端子Ｕ，Ｖには負荷として例えば交流電力
系統が接続される。図示のインバータ回路９は説明のた
めに例示した最も単純な単相ブリッジ型の電圧型インバ
ータ回路であって、第１相（Ｕ相）分岐９ｕは正負両直
流導線８ｐ及び８ｎ間に順次直列に接続されたリアクト
ル１１、スイッチング素子１２、スイッチング素子１
４、及びリアクトル１６からなっている。同様に第２相
（Ｖ相）９ｖは正負両直流導線８ｐ及び８ｎ間に順次直
列に接続されたリアクトル２１、スイッチング素子２
２、スイッチング素子２４、及びリアクトル２６からな
っている。リアクトル１１，１６，２１，２６は対応す
るスイッチング素子の電流変化率ないし電流上昇率（ｄ
ｉ／ｄｔ）を抑制するために設けられている。スイッチ
ング素子１２，１４，２２，２４はそれぞれサイリスタ
等の主スイッチング素子とそれに逆並列に接続された帰
還ダイオードとからなっている。各相の中点すなわち両
スイッチング素子の共通接続点から各相の交流端子Ｕ，
Ｖが導出されている。同一相に属する一対のスイッチン
グ素子１２と１４、又はスイッチング素子２２と２４は
各々交互にオンし、同時にオンすることはない。

【０００４】図４の回路構成の電圧型インバータ回路９
において、仮に第１相９ｕの正側のスイッチング素子１
２が故障し短絡状態になると、同一相負側のスイッチン
グ素子１４がターンオンすることにより直流短絡の状態
になる。このときの短絡電流は一気に過大電流値に達す
ることはなく、直流電源１からリアクトル２により決定
される上昇率で徐々に上昇する。この短絡電流を図示し
ていない過電流検出器で検出し、スイッチング素子１４
をオフすることにより短絡電流を遮断しスイッチング素
子１４を保護する。

【０００５】リアクトル１１，１６はスイッチング素子
１２，１４のターンオン時のｄｉ／ｄｔ（電流上昇率）
を抑制するためのものであり、スイッチング素子の最大
定格以下の電流上昇率に抑制するインダクタンス値に選
定される。一般にスイッチング素子の許容最大定格電流
上昇率は数百Ａ／μｓであり、さらにインダクタンスが
大きいとスイッチング素子がオフした時に蓄積されるエ
ネルギーが大きくなり、装置の損失が大きくなることか
ら、それを避けるためにインダクタンス値は一般に数百
Ａ／μｓ程度の電流上昇率になるように選定される。

【０００６】一方、リアクトル２はスイッチング素子１
２又は１４が短絡故障した場合に直流電源１から電圧型
インバータ回路９へ流れる短絡電流を抑制するものであ
り、通常はリアクトル１１又は１６のインダクタンス値
の１０倍以上のインダクタンス値に選定される。短絡電
流を検出してからスイッチング素子が実際にオフ動作を
するまでには例えば５０μｓ程度の時間を要するので、
２００Ａ／μｓの電流上昇率の下では、その５０μｓの
時間での電流増加分は１０，０００Ａにも達することに
なり、３０００Ａクラスのスイッチング素子では到底遮
断することができない。結局、種々の事情を総合的に考
慮すると、電流の上昇率は数Ａ／μｓから１０Ａ／μｓ
程度に抑制するのが望ましく、リアクトル１１等のイン
ダクタンスは短絡電流の上昇率を数Ａ／μｓに抑制する
ような値に選定される。

【０００７】他方、通常運転中にリアクトル２により直
流電流の上昇率が抑制されてしまう状況の下では、リア
クトル２に直流の電圧降下が生じ、結果として交流端子
Ｕ，Ｖの出力電圧が低下してしまう。そのためリアクト
ル２の電流をダイオード３に環流させ、その電流値以内
であればリアクトル２により電流の上昇が抑制されない
ようにしている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】図４の電圧型インバー
タ回路９において、仮にＵ相（第１相）分岐９ｕの負側
のスイッチング素子１４に故障が発生し短絡状態になっ
たとする。この後、Ｕ相正側のスイッチング素子１２が
オンすると、回路電流はまずその時リアクトル２とダイ
オード３の間で環流していた電流値にまで急激に上昇
し、その後はリアクトル２のインダクタンスと直流電源
１の電圧で決定される電流の上昇率で短絡電流が上昇す
る。この時、それまでＶ相（第２相）９ｖのスイッチン
グ素子２２がオンしていてこれを通して流れていた電流
が第１相のスイッチング素子１２に転流することにな
る。そうすると、スイッチング素子１２には上記の短絡
電流と第２相９ｖからの負荷電流とを総合した電流が流
れる。ここでインバータ回路９が定格電流で運転してい
たとすると、リアクトル２にはほぼ定格値の電流が環流
しており、これに第２相からの電流が加わるから、スイ
ッチング素子１２には回路の定格電流の約２倍の電流が
瞬時に流れる。この電流値から、リアクトル２と直流電
圧で決まる上昇率で電流が上昇する。このため、スイッ
チング素子１２には最低でも定格電流の２倍の過電流を
検出してから遮断するまでの遅れ時間による上昇分を加
えた値以上の電流を遮断できるスイッチング素子が必要
になる。

【０００９】リアクトル２を小さなインダクタンスのも
のにすると負荷側からの電流の上昇分が増加するため、
大きな電流を遮断できるスイッチング素子が必要にな
り、逆にスイッチング素子を小さくしようとすればリア
クトル２のインダクタンスを大きくする必要があり装置
が大型化する。また、スイッチング素子１２等は最低で
も２倍以上の電流を遮断できる定格のものが必要であ
り、そうすると装置の外形が大きくなり、価格も高価に
なる。

【００１０】本発明は上記の事情を考慮してなされたも
ので、ヒューズを用いたりすることなく、安価でコンパ
クトに構成し得ると共に短絡電流を安全に遮断できる電
圧型インバータ回路を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項１に係る発明は、直流電源の両極間に交流各
相分岐ごとに直流電源に対し順極性で直列に接続される
正側スイッチング素子及び負側スイッチング素子を備
え、両スイッチング素子の共通接続点側から交流端子が
導出されるブリッジ結線の電圧型インバータ回路におい
て、交流各相分岐ごとに、直列に接続された２組のリア
クトルからなり、両スイッチング素子間に直列に介挿さ
れた第１のリアクトル回路と、直流電源に対し逆極性で
配置されたダイオード及びこれに直列のリアクトルから
なり、第１のリアクトル回路に対し並列に接続された第
２のリアクトル回路と、を備え、第１のリアクトル回路
の両リアクトルの共通接続点から交流端子を導出し、第
１のリアクトル回路の各リアクトルは第２のリアクトル
回路のリアクトルより大きなインダクタンスを持ってい
ることを特徴とする。

【００１２】この回路構成によれば、スイッチング素子
に短絡故障が発生し直流短絡電流が流れた場合、電流は
短絡が発生した瞬時の電流値までは急激に上昇するが、
それ以降は第１のリアクトルと直流電圧で決定される電
流上昇率で電流は増加する。第２相からの電流があって
も、この電流も第１のリアクトルを通して流れるため、
短絡電流と第２相の電流の和の電流は上記の電流上昇率
で増加する。従って、スイッチング素子が直流短絡時に
遮断する電流は定格電流に上昇分を加えたものを考慮す
れば良い。

【００１３】請求項２に係る発明は、中点タップを有す
る直流電源の両極間に交流各相分岐ごとに直流電源に対
し順極性で互いに直列に接続される２組の正側スイッチ
ング素子及び２組の負側スイッチング素子と、２組の正
側スイッチング素子の共通接続点及び２組の負側スイッ
チング素子の共通接続点の間に直流電源に対し逆極性で
接続された一対のダイオードとを備え、この一対のダイ
オードの共通接続点が直流電源の中点タップに接続さ
れ、正側スイッチング素子及び負側スイッチング素子の
共通接続点側から交流端子が導出されるブリッジ結線の
電圧型インバータ回路において、交流各相分岐ごとに、
直列に接続された２組のリアクトルからなり、正側スイ
ッチング素子及び負側スイッチング素子の間に直列に介
挿された第１のリアクトル回路と、直流電源に対し逆極
性で配置されたダイオード及びこれに直列のリアクトル
からなり、第１のリアクトル回路に対し並列に接続され
た第２のリアクトル回路と、を備え、第１のリアクトル
回路の両リアクトルの共通接続点から交流端子が導出さ
れ、第１のリアクトル回路の各リアクトルは第２のリア
クトル回路のリアクトルより大きなインダクタンスを持
っていることを特徴とする。

【００１４】この電圧型インバータ回路の回路構成はＮ
ＰＣ方式と呼ばれる３レベル・インバータ回路である。
３レベルインバータ回路の場合は直流短絡電流は第１の
スイッチング素子と第２のスイッチング素子と第３のス
イッチング素子を通って流れる。この電流の上昇率は第
１のリアクトルにより抑制され、第２相からの電流があ
っても、短絡電流と第２相からの電流の総和が上記の電
流の上昇率で増加する。従って、スイッチング素子が直
流短絡時に遮断する電流は定格電流に上昇分を加えたも
のを考慮すれば良い。

【００１５】請求項３に係る発明は、直流電源の両極間
に交流各相分岐ごとに直流電源に対し順極性で互いに直
列に接続される正側スイッチング素子及び負側スイッチ
ング素子を備え、両スイッチング素子の共通接続点側か
ら交流端子が導出されるブリッジ結線の電圧型インバー
タ回路において、交流各相分岐ごとに、直列に接続され
た２組のリアクトルからなり、両スイッチング素子間に
直列に介挿された第１のリアクトル回路と、直流電源に
対し逆極性で配置されたダイオード及びこれに直列のリ
アクトルからなり、直流電源の正極と第１のリアクトル
及び負側スイッチング素子の共通接続点との間に接続さ
れた第２のリアクトル回路と、直流電源に対し逆極性で
配置されたダイオード及びこれに直列のリアクトルから
なり、直流電源の負極と第１のリアクトル及び正側スイ
ッチング素子の共通接続点との間に接続された第３のリ
アクトル回路と、を備え、第１のリアクトル回路の各リ
アクトルの共通接続点から交流端子が導出され、第１の
リアクトル回路は第２及び第３のリアクトル回路の各リ
アクトルより大きなインダクタンスを持っていることを
特徴とする。

【００１６】第１のリアクトルには常に瞬時瞬時の出力
電流が流れる。スイッチング素子に短絡故障が発生し直
流短絡電流が流れた場合でも短絡が発生した瞬時の電流
値までは急激に上昇するが、それ以降は第１のリアクト
ルと直流電圧で決定される電流上昇率で電流は増加す
る。第２相からの電流があっても、この電流も第１のリ
アクトルを通して流れるため、短絡電流と第２相の電流
の総和が上記の電流上昇率で増加する。従って、スイッ
チング素子が直流短絡時に遮断する電流としては定格電
流に上昇分を加えたものを考慮すれば良い。

【００１７】

【発明の実施の形態】図１は請求項１に係る発明の実施
の形態による電圧型インバータ回路を示すものである。
図１において図４と同じ構成要素には同じ符号を付して
いる。

【００１８】図１は、単相あるいは多相のインバータ回
路９の１相分として第１相（Ｕ相）分岐９ｕのみを示し
たものであって、直流電源１の両極間に順次直列に接続
された正側スイッチング素子１２、２組のリアクトル３
１，３２からなる第１のリアクトル回路、及び負側スイ
ッチング素子１４を備えている。スイッチング素子１
２，１４は、すでに述べたように、サイリスタ等の主ス
イッチング素子とそれに逆並列に接続された帰還ダイオ
ードとからなっている。第１のリアクトル回路に対し、
直流電源１に対し逆極性のダイオード３３及びこれに直
列のリアクトル３４からなる第２のリアクトル回路が並
列に接続されており、両リアクトル３１，３２の共通接
続点から交流端子Ｕが導出されている。リアクトル３
１，３２は直流短絡電流の上昇率を抑制する機能を有
し、リアクトル３４よりも大きなインダクタンスを持っ
ている。リアクトル３４はスイッチング素子１２又は１
４がターンオンした時の電流上昇率を抑制する機能をも
って設けられている。

【００１９】図１の電圧型インバータ回路９において、
インバータ回路９から図示していない負荷、例えば交流
電力系統に給電している場合、スイッチング素子１２が
オンしていれば、電流は直流電源１からスイッチング素
子１２及びリアクトル３１を通って交流端子Ｕから負荷
に向けて出力される。スイッチング素子１２がオフする
と、リアクトル３１が電流源として作用し、電流は直流
電源１からスッチング素子１４、リアクトル３４、ダイ
オード３３、及びリアクトル３１を介して交流端子Ｕか
ら出力される。オンしていたスイッチング素子１４がオ
フし、スイッチング素子１２がオンすると、直流電源１
側からスイッチング素子１２、ダイオード３３、リアク
トル３４及びスイッチング素子１４の経路で電流が増加
し、逆にスイッチング素子１４、リアクトル３４、及び
ダイオード３３の向きで流れていた電流は減少する。ス
イッチング素子１２に流れる電流の上昇率は直流電源電
圧とリアクトル３４のインダクタンス値で決まる。ま
た、この間、リアクトル３１の電流は変わらない。交流
端子Ｕから見た出力電流が逆向きの場合にもリアクトル
３２を通って電流が流れる以外は同じように動作する。
このようにして通常のインバータ回路と同じ状態で運転
することができる。

【００２０】インバータ回路９から負荷に給電している
ときにスイッチング素子１２に故障が発生し短絡状態に
なったとすると、スイッチング素子１４がオンすること
により、直流電源１からスイッチング素子１２、リアク
トル３１，３２、及びスイッチング素子１４を通って直
流電源１へ還流する短絡回路が形成され、短絡電流が流
れる。インバータ回路９の本来の出力電流はそのままス
イッチング素子１２を流れる。この時、健全であるスイ
ッチング素子１４の電流は出力電流からの増分のみとな
る。

【００２１】一方、負荷、例えば交流電力系統からイン
バータ回路９の向きに給電している時にスイッチング素
子１２が故障し短絡になると、スイッチング素子１４の
オンと共に直流電源１からスイッチング素子１２、ダイ
オード３３、リアクトル３４、スイッチング素子１４及
び直流電源１の経路で電流が流れ、出力端子Ｕに流れて
いた電流はスイッチング素子１２からスイッチング素子
１４に移行する。この電流の上昇率はリアクトル３４で
決まるため、そのインダクタンスが小さいだけに上昇率
は大きい。ダイオード３３の電流が零になると電流は直
流電源１からスイッチング素子１２、リアクトル３１、
リアクトル３２、スイッチング素子１４及び直流電源１
の経路で短絡電流が流れる。この電流の上昇率はリアク
トル３１，３２のインダクタンスで決まり、上昇率は小
さな値に抑制することができる。リアクトル３１の電流
が過電流になったことを検出してスイッチング素子１４
を遮断すれば、スイッチング素子１４が遮断する電流は
本来の出力電流に僅かな増分を加えた電流値で済む。従
って、スイッチング素子１２及び１４の遮断定格を２倍
以上にする必要はなく、装置の大型化や高価になる事態
を防止することができる。さらに、インバータを並列に
接統する際に電流のバランスを改善するために交流出力
端に接続するリアクトルをリアクトル３１，３２が兼ね
ることもできる。

【００２２】図２は請求項２に係る発明の実施形態を示
すインバータの構成図である。図２の電圧型インバータ
回路９Ａにおいては、直流電源１は中点タップＮを有
し、直流電源１の正負両極８Ｐ，８Ｎ間には、第１相９
ｕの場合、正極側から順に４組のスイッチング素子１
２，１３，１４，１５が直列に接続されている。中央の
スイッチング素子１３とスイッチング素子１４の間に
は、直列接続の２組のリアクトル３１，３２からなる第
１のリアクトル回路が介挿されている。両リアクトル３
１，３２の共通接続点から交流端子Ｕが導出され、さら
に直流電源１に対し逆極性で配置されたダイオード３３
及びこれに直列のリアクトル３４からなる第２のリアク
トル回路が第１のリアクトル回路に対して並列に接続さ
れている。２組の正側スイッチング素子１２，１３の共
通接続点と２組の負側スイッチング素子１４，１５の共
通接続点との間に、直流電源１に対し逆極性にして直列
接続の一対のダイオード１７，１８が接続され、一対の
ダイオード１７，１８の共通接続点が直流電源１の中点
タップＮに接続されている。

【００２３】この電圧型インバータ回路９Ａは、第１及
び第２のリアクトル回路を除外して見れば、周知の３レ
ベル・インバータ回路であって、スイッチング素子１２
及び１３をオンさせれば交流端子Ｕから正電圧を出力
し、スイッチング素子１３及び１４をオンさせれば０
（ゼロ）電圧を出力し、スイッチング素子１４及び１５
をオンさせれば負電圧を出力する３レベルインバータ回
路である。このインバータ回路においても例えばスイッ
チング素子１４が短絡故障した時、スイッチング素子１
２，１３がオンすると、直流電源１から、スイッチング
素子１２，１３、リアクトル３１，３２、スイッチング
素子１４、及びダイオード１８を介して直流電源中点タ
ップＮに至る短絡回路が形成される。この短絡回路に流
れる短絡電流の上昇率はリアクトル３１，３２の作用に
より低い値に抑えられる。リアクトル３１の過電流に基
づいてスイッチング素子１２，１３をオフ動作させれ
ば、これらのスイッチング素子１２，１３の遮断電流は
低い値で済む。従って、スイッチング素子１２〜１５の
遮断定格を定格電流値の２倍以上にする必要はなく、装
置の大型化や高価になる事態を防止することができる。

【００２４】図３は請求項３に係る発明の実施形態を示
すものである。図３の電圧型インバータ回路９Ｂは、基
本的には図１の電圧型インバータ回路９に類似するもの
であるが、ダイオード及びリアクトルからなるリアクト
ル回路の接続態様が異なる。ここには、直流電源１に対
し逆極性で配置されたダイオード３３及びこれに直列の
リアクトル３４からなり、直流電源１の正極と第１のリ
アクトル回路及び負側スイッチング素子１４の共通接続
点との間に接続された第２のリアクトル回路と、直流電
源１に対し逆極性で配置されたダイオード３５及びこれ
に直列のリアクトル３６からなり、直流電源１の負極と
第１のリアクトル回路及び正側スイッチング素子１２の
共通接続点との間に接続された第３のリアクトル回路と
を備えている。

【００２５】図３の電圧型インバータ回路９Ｂにおい
て、スイッチング素子１２が短絡した状態でスイッチン
グ素子１４がオン動作した時は、直流電源１からスイッ
チング素子１２、リアクトル３１、リアクトル３２、及
びスイッチング素子１４を通して直流電源１に至る循環
回路で短絡電流が流れる。この時、リアクトル３２の過
電流を検出してスイッチング素子１４を遮断動作させれ
ば、スイッチング素子１４の遮断電流は低い値で済む。
従って、スイッチング素子１２及び１４の遮断定格を回
路の定格電流値の２倍以上にする必要はなく、装置の大
型化や高価になることを防止することができる。

【００２６】なお、図１〜３には単相又は多相のインバ
ータ回路の第１相（Ｕ相）分岐９ｕの１相分しか示して
いないが、これを２台組み合わせた単相ブリッジ結線や
３台又はそれ以上組み合わせた３相又は多相のブリッジ
結線であっても上述と同一の作用・効果を奏することが
できる。

【００２７】

【発明の効果】本発明によれば、インバータ回路のスイ
ッチング素子が短絡故障した場合であっても、短絡電流
の上昇率を低く抑えることができ、比較的低い電流値で
スイッチング素子を遮断動作させることができる。従っ
て、スイッチング素子の定格電流値を無用に大きくする
必要がなく、コンパクトで安価な電圧型インバータ回路
を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１に係る発明の実施形態を示すインバー
タ回路の構成図。

【図２】請求項２に係る発明の実施形態によるインバー
タ回路の構成図。

【図３】請求項３に係る発明の実施形態によるインバー
タ回路の構成図。

【図４】従来のインバータ回路の構成図。

【符号の説明】

１ 直流電源 Ｎ 中点タップ ９，９Ａ，９Ｂ インバータ回路 ９ｕ 第１相（Ｕ相）分岐 Ｕ 第１相（Ｕ相）交流端子 １２，１３ スイッチング素子 １４，１５ スイッチング素子 １７，１８ ダイオード ３１，３２ リアクトル ３３，３５ ダイオード ３４，３６ リアクトル

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流電源の両極間に交流各相分岐ごとに前
   記直流電源に対し順極性で直列に接続される正側スイッ
   チング素子及び負側スイッチング素子を備え、両スイッ
   チング素子の共通接続点側から交流端子が導出されるブ
   リッジ結線の電圧型インバータ回路において、 前記交流各相分岐ごとに、 直列に接続された２組のリアクトルからなり、前記両ス
   イッチング素子間に直列に介挿された第１のリアクトル
   回路と、 前記直流電源に対し逆極性で配置されたダイオード及び
   これに直列のリアクトルからなり、前記第１のリアクト
   ル回路に対し並列に接続された第２のリアクトル回路
   と、 を備え、前記第１のリアクトル回路の両リアクトルの共
   通接続点から交流端子を導出し、前記第１のリアクトル
   回路の各リアクトルは前記第２のリアクトル回路のリア
   クトルより大きなインダクタンスを持っていることを特
   徴とする電圧型インバータ回路。
2. 【請求項２】中点タップを有する直流電源の両極間に交
   流各相分岐ごとに前記直流電源に対し順極性で互いに直
   列に接続される２組の正側スイッチング素子及び２組の
   負側スイッチング素子と、前記２組の正側スイッチング
   素子の共通接続点及び前記２組の負側スイッチング素子
   の共通接続点の間に前記直流電源に対し逆極性で接続さ
   れた一対のダイオードとを備え、この一対のダイオード
   の共通接続点が前記直流電源の中点タップに接続され、
   前記正側スイッチング素子及び負側スイッチング素子の
   共通接続点側から交流端子が導出されるブリッジ結線の
   電圧型インバータ回路において、 前記交流各相分岐ごとに、 直列に接続された２組のリアクトルからなり、前記正側
   スイッチング素子及び前記負側スイッチング素子の間に
   直列に介挿された第１のリアクトル回路と、 前記直流電源に対し逆極性で配置されたダイオード及び
   これに直列のリアクトルからなり、前記第１のリアクト
   ル回路に対し並列に接続された第２のリアクトル回路
   と、 を備え、前記第１のリアクトル回路の両リアクトルの共
   通接続点から交流端子が導出され、前記第１のリアクト
   ル回路の各リアクトルは前記第２のリアクトル回路のリ
   アクトルより大きなインダクタンスを持っていることを
   特徴とする電圧型インバータ回路。
3. 【請求項３】直流電源の両極間に交流各相分岐ごとに前
   記直流電源に対し順極性で互いに直列に接続される正側
   スイッチング素子及び負側スイッチング素子を備え、両
   スイッチング素子の共通接続点側から交流端子が導出さ
   れるブリッジ結線の電圧型インバータ回路において、 前記交流各相分岐ごとに、 直列に接続された２組のリアクトルからなり、前記両ス
   イッチング素子間に直列に介挿された第１のリアクトル
   回路と、 前記直流電源に対し逆極性で配置されたダイオード及び
   これに直列のリアクトルからなり、前記直流電源の正極
   と前記第１のリアクトル及び前記負側スイッチング素子
   の共通接続点との間に接続された第２のリアクトル回路
   と、 前記直流電源に対し逆極性で配置されたダイオード及び
   これに直列のリアクトルからなり、前記直流電源の負極
   と前記第１のリアクトル及び前記正側スイッチング素子
   の共通接続点との間に接続された第３のリアクトル回路
   と、 を備え、前記第１のリアクトル回路の各リアクトルの共
   通接続点から交流端子が導出され、前記第１のリアクト
   ル回路は前記第２及び第３のリアクトル回路の各リアク
   トルより大きなインダクタンスを持っていることを特徴
   とする電圧型インバータ回路。