JP2001028503A - 帯域通過ろ波器及びそれを用いたフィルタコンバイナ - Google Patents
帯域通過ろ波器及びそれを用いたフィルタコンバイナInfo
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Abstract
高い周波数帯における減衰量を十分に確保できる帯域通
過ろ波器を得る。 【解決手段】 共振モードに高いQ0 が期待できるTE
012 モードの円筒空洞共振器2を複数個使用し、これ等
共振器間の結合孔5の位置として、高次や低次モードに
よるスプリアスが使用帯域内に落ち込まない様に選定し
ており、そのために、当該結合孔5の位置を、電界が集
中する位置である、円筒空洞共振器の端面から概ね1/
4及び3/4の長さの位置の少なくとも一つの位置とし
ている。特に、結合孔の位置を概ね1/4及び3/4の
長さの2箇所として、合計4個の結合孔とすることで、
高次モードを低減でき、高い減衰量が確保できると共
に、電界が集中する結合孔の数が増大して、その結合孔
にかかる負荷が軽減でき、結果的に高い耐電力性能が得
られる
Description
それを用いたフィルタコンバイナに関し、特にTE012
モードで共振する円筒空洞共振器を結合孔を介して複数
個接続して構成されるマイクロ波帯域の帯域通過ろ波器
及びそれを用いたフィルタコンバイナに関するものであ
る。
れる円筒空洞共振器の例を図11に示している。図11
を参照すると、TE011 モードの円筒空洞共振器の例で
あり、この円筒空洞共振器2においては、その長さL
は、プランジャー4に取り付けられた短絡板8の空洞内
における高さを調整することにより、設定自在となって
いる。
5が、互いにその中心軸が直交する様な位置関係に設け
られており、両結合孔の位置は、空洞共振器2の端面か
ら概ね1/2の長さ(L/2)の位置となっている。両
結合孔5のうちの一方は図示せぬ他の隣接空洞共振器と
結合するためのものであり、また他方はこれまた図示せ
ぬ別の隣接空洞共振器と結合するためのものである。
述した結合孔5を介して複数個互いに接続されて、帯域
通過ろ波器が得られることになる。尚、3はカバー、7
は吸収体をそれぞれ示している。
した様に、空洞共振器2の端面から概ね1/2の長さで
あり、これは、図3(a)に示している様に、TE011
モードの場合には、L/2の位置で電界が最強となるの
で、この最強となる位置に結合孔5が設けられているの
である。
「MICROWAVE FILTERS, INPEDANCE-MATCHING NETWORKS A
ND COUPLING STRUCTURES」,Fig.15,pp.923 には、この
種の帯域通過ろ波器が開示されており、TE011 モード
で共振する円筒空洞共振器を共振器側面の結合孔により
複数個接続して、帯域通過ろ波器として動作させるもの
である。
した円筒空洞共振器を複数個接続して構成された帯域通
過ろ波器を使用した大電力フィルタコンバイナの要求が
あるが、かかる大電力フィルタコンバイナでは、温度上
昇と耐電力性能の観点から低損失フィルタの採用が不可
欠である。しかしながら、図11に示した構成のもの
や、特開平5−29816号公報や上記文献では、本願
発明が対象とするTE012 モードの帯域通過ろ波器にお
いて、低損失で、また耐電力性に優れた特性を実現する
ことはできず、よって、上述した性能を有する大電力フ
ィルタコンバイナを得ることはできない。
共振モードとして、円形空洞共振器のTE011 モードを
使用しているので、使用周波数帯が高くなってくると、
Q0が低下して低損失化が困難となる。ここで、特開平
5−304403号公報を参照すると、TE011 モード
で共振する円筒空洞共振器と、TE011 モードよりも高
いQ0 が得られるTE012 モード共振器とを組み合わせ
た技術が開示されているが、この場合のTE012 モード
共振器をTE011 モード円筒空洞共振器の2倍の長さで
構成しているので、TE012 モードが有する高いQ0 の
利点を生かしていないという欠点がある。
域通過ろ波器の中心周波数よりも高い側の周波数帯にお
ける減衰量の改善が要求されるが、特開平5−3044
03号公報や特開平7−131206号公報には、この
要求のために、改善をなす構成が開示されてはいるが、
いずれも構成が複雑化し、また帯域通過ろ波器としての
通過ロスの問題があり、適当ではない。
かつ中心周波数より高い周波数帯における減衰量を十分
に確保できる帯域通過ろ波器及びそれを使用したフィル
タコンバイナを提供することである。
波器は、TE012 モードで共振する円筒空洞共振器を結
合孔を介して複数個接続して構成される帯域通過ろ波器
であって、前記円筒空洞共振器の各結合孔を、前記円筒
空洞共振器の端面から概ね1/4及び3/4の長さの位
置の少なくとも一つの位置に設けたことを特徴とする。
結合孔を前記端面から概ね1/4の位置に設け、隣接す
る第二の円筒空洞共振器との結合孔を前記端面から概ね
3/4の位置に設けたことを特徴とし、また隣接する第
一の円筒空洞共振器との結合孔を、前記端面から概ね1
/4及び3/4の長さの位置に設け、また隣接する第二
の円筒空洞共振器との結合孔も前記端面から概ね1/4
及び3/4の長さの位置に設けたことを特徴とする。更
に、前記円筒空洞共振器の直径と長さの比を概ね1に設
定してなることを特徴とする。
述した構成の帯域通過ろ波器を1組としたとき、第一及
び第二の組の前記帯域通過ろ波器を前記端面同士が向か
い合う様に構成してなることを特徴とする。
は、前記第一及び第二の組の帯域通過ろ波器と、これ等
第一及び第二の組の帯域通過ろ波器の入出力結合孔の各
一方に接続された第一のハイブリッド結合器と、前記第
一及び第二の組の帯域通過ろ波器の入出力結合孔の各他
方に接続された第二のハイブリッド結合器とを含むこと
を特徴とする。
モードに高いQ0 が期待できるTE012 モードの円筒空
洞共振器を複数個使用し、これ等共振器間の結合孔の位
置として、高次や低次モードによるスプリアスが使用帯
域内に落ち込まない様に選定しており、そのために、当
該結合孔の位置を、電界が集中する位置である、円筒空
洞共振器の端面から概ね1/4及び3/4の長さの位置
の少なくとも一つの位置としている。
4の長さの2箇所として、合計4個の結合孔とすること
で、高次モードを低減でき、高い減衰量が確保できると
共に、電界が集中する結合孔の数が増大して、その結合
孔にかかる負荷が軽減でき、結果的に高い耐電力性能が
得られる。
比を概ね1とすることで、TE011モードを使用する場
合に比較して、通過損失を低減できる。すなわち、TE
011モードの場合に比較して、共振器の径Dをより大き
くすることができ、耐電力性の一層の向上が可能とな
る。
わせて、フィルタコンバイナを構成すれば、低損失、耐
電力に優れ、かつ中心周波数より高い周波数帯における
減衰量を十分に確保できるものである。
実施例につき説明する。図1及び図2は本発明の一実施
例を示す図であり、図11と同等部分は同一符号にて示
している。図1は本発明の一実施例の円筒空洞共振器の
全体図であり、図2は図1の円筒空洞共振器を使用した
帯域通過ろ波器の平面図(a)、側面図(b)及び断面
図(c)である。
が期待できるTE012 モードで共振する様な寸法に選定
された共振器であり、この共振器2を複数個接続して全
体として帯域通過ろ波器を構成するものであり、図2に
この帯域通過ろ波器1の構造を示している。共振器2に
は、図1にも示す様に、結合孔5が側面に穿設されてい
る。この実施例では、共振器の端面からL/4及び3L
/4(Lは共振器2の長さ)の位置に2個ずつ、2組の
孔が合計4個設けられている。
L/4に設ける理由は、図3(b)に示す様に、TE01
2 モードでは、共振器内部の電界分布が共振器の端面か
らL/4及び3L/4の位置で最も強くなるので、この
位置で、隣接する他の円筒空洞共振器と互いに結合する
ことで、結合効率を向上させている。特に、本実施例の
様に、互いに隣接する他の共振器との結合孔を夫々2箇
所とすることにより、最も電界が集中する結合孔の数が
4個となって、各結合孔での負荷が軽減され、結果的に
高い耐電力性能が得られる。
概ね1に設定することにより、共振器の無負荷Qが最も
大きくなり、よって低損失の帯域通過ろ波器が構成でき
るものである。尚、図2において、6は帯域通過ろ波器
1の入出力結合孔を示している。
図であり、図1,2と同等部分は同一符号にて示してい
る。図4は本発明の他の実施例の円筒空洞共振器2の全
体図であり、図5は図4の円筒空洞共振器2を使用した
帯域通過ろ波器1の平面図(a)、側面図(b)及び断
面図(c)である。
Q0 が期待できるTE012 モードで共振する様な寸法に
選定された共振器であり、この共振器2を複数個接続し
て全体として帯域通過ろ波器1を構成している。
からL/4の位置に夫々1箇所穿設して、合計2個の結
合孔としたものである。この場合には、図3(b)の電
界強度が最強となる下側の位置のみで結合を図ったもの
であり、図3(b)の電界強度が最強となる上側の位置
のみで結合を図る様にしても良いものである。
する他の円筒空洞共振器との結合を、電界強度が最強と
なる下側の位置で行い、隣接する別の円筒空洞共振器と
の結合を、電界強度が最強となる上側の位置で行うよう
にしても良いことは、明白である。図6及び図7にこの
場合の実施例の共振器2とそれを使用した帯域通過ろ波
器1の構成を示しいる。図6は本発明のこの実施例の円
筒空洞共振器2の全体図であり、図7は図6の円筒空洞
共振器2を使用した帯域通過ろ波器1の平面図(a)、
側面図(b)及び断面図(c)である。
にも示す様に、1つの共振器において、結合孔を共振器
の管軸方向に異なる位置に(交互に)設けることができ
るので、高次モードを低減することができ、高い減衰量
が確保できるという利点がある。
異なる位置に結合孔を設けて結合する構成と、図1,2
に示した様に、4個の結合孔を設けて結合する構成とを
併用することで、両者の特徴を兼ね備えることができ
る。例えば、4段の帯域通過ろ波器の場合、1段目と2
段目との間を3L/4の位置で結合し、2段目と3段目
との間を夫々2個の結合孔で結合し、3段目と4段目と
の間をL/4の位置で結合する構成が可能である。
0及び30で示す)使用して、合成回路を構成した場合
の図であり、(a)は平面図、(b)は側面図、(c)
は断面図、(d)は裏面図である。尚、図8において
も、上記各図と同等部分は同一符号にて示している。
過ろ波器を2組、互いに端面同士が向かい合う様に(線
対称となる様に)配置したものであり、この様な合成回
路を使用して、図9に示す様なフィルタコンバイナが実
現可能である。9で示す帯域通過ろ波器が図8に示した
構成の回路であり、この帯域通過ろ波器9の入力出力結
合孔6の各々には、夫々3dBハイブリッド結合器1
0,11が接続されており、全体として4端子12〜1
5を有する合成回路、すなわちフィルタコンバイナを構
成している。
1、端子14を入力端子#2、端子15を出力端子、端
子13をアイソレーション端子とすると、帯域通過ろ波
器9の中心周波数に等しい入力信号は端子12に入力さ
れ、ハイブリッド結合器10で90度の位相差を有する
2つの同振幅の信号に二分岐され、特性の等しい二つの
帯域通過ろ波器9へ入力される。この帯域通過ろ波器9
は入力信号と同じ周波数に調整されているために、信号
はそのまま通過してハイブリッド結合器11へ入力され
るが、二つの信号は90度の位相差を有しているので、
合成されて出力端子15へ導かれる。
らずれた周波数の信号は、そのまま端子14に加えられ
ると、前述の動作と同様に、ハイブリッド結合器11で
90度の位相差を持つ二つの同振幅の信号に二分岐さ
れ、特性の等しい二つの帯域通過ろ波器9に入力される
が、この場合帯域通過ろ波器9は異なる周波数で調整さ
れているので、信号は全反射され、再度ハイブリッド結
合器11へ戻り、再度合成された後、出力端子15へ導
出される。以上の動作により、端子12と14とから入
力された異なる二つの周波数の信号を合成することが可
能となるのである。
通過特性を示した図であり、使用周波数帯域(29〜3
1GHz)でスプリアスは見られないことが分かる。ま
た、この場合の通過ロスは0.4dBであり、反射ロス
は0.25dBであり、合成出力は1KWの耐電力特性
を有している。この様に、30GHz帯において、円筒
空洞TE012 モードフィルタを採用した、通過損失0.
4dB、反射損失0.25dBで、かつ合成出力1KW
の耐電力特性のフィルタコンバイナが得られるものであ
る。
空洞共振器として高いQ0 の利点を生かし得るTE012
モードを使用し、更に隣接共振器相互間の結合が電界分
布の最強位置にて可能となる様に結合孔の位置を設定す
る様にしたので、従来のTE011 モードに比べて高いQ
0 を有しかつ低損失の帯域通過ろ波器が得られるという
効果がある。
ることにより、共振器の無負荷Qが最大となるので、通
過損失が少ない帯域通過ろ波器となり、更に、結合孔を
電界分布の最強位置にて2個ずつの合計4個とすること
により、結合孔における負荷が低減され、結果的に高耐
電力特性となるという効果もある。更にはまた、結合孔
の位置を共振器端面からL/4と3L/4の各位置に交
互に設けることにより、高次モードの抑圧が可能になる
という効果がある。
て、フィルタコンバイナを構成することにより、低通過
損失、低反射損失、良好な耐電力特性が可能となり、大
電力に適用可能なタィルタコンバイナが得られるという
効果がある。
ある。
器の平面図(a)、側面図(b)及び断面図(c)であ
る。
図(a)、TE012 モードの共振器内での電界分布を示
す図(b)である。
である。
器の平面図(a)、側面図(b)及び断面図(c)であ
る。
体図である。
器の平面図(a)、側面図(b)及び断面図(c)であ
る
合成回路を構成した場合の図であり、(a)は平面図、
(b)は側面図、(c)は断面図、(d)は裏面図であ
る。
を構成した場合の図である。
ある。
Claims (6)
- 【請求項1】 TE012 モードで共振する円筒空洞共振
器を結合孔を介して複数個接続して構成される帯域通過
ろ波器であって、前記円筒空洞共振器の各結合孔を、前
記円筒空洞共振器の端面から概ね1/4及び3/4の長
さの位置の少なくとも一つの位置に設けたことを特徴と
する帯域通過ろ波器。 - 【請求項2】 隣接する第一の円筒空洞共振器との結合
孔を前記端面から概ね1/4の位置に設け、隣接する第
二の円筒空洞共振器との結合孔を前記端面から概ね3/
4の位置に設けたことを特徴とする請求項1記載の帯域
通過ろ波器。 - 【請求項3】 隣接する第一の円筒空洞共振器との結合
孔を、前記端面から概ね1/4及び3/4の長さの位置
に設け、また隣接する第二の円筒空洞共振器との結合孔
も前記端面から概ね1/4及び3/4の長さの位置に設
けたことを特徴とする請求項1記載の帯域通過ろ波器。 - 【請求項4】 前記円筒空洞共振器の直径と長さの比を
概ね1に設定してなることを特徴とする請求項1〜3い
ずれか記載の帯域通過ろ波器。 - 【請求項5】 請求項1〜4いずれか記載の帯域通過ろ
波器を1組としたとき、第一及び第二の組の前記帯域通
過ろ波器を前記端面同士が向かい合う様に構成してなる
ことを特徴とする帯域通過ろ波器。 - 【請求項6】 請求項5記載の前記第一及び第二の組の
帯域通過ろ波器と、これ等第一及び第二の組の帯域通過
ろ波器の入出力結合孔の各一方に接続された第一のハイ
ブリッド結合器と、前記第一及び第二の組の帯域通過ろ
波器の入出力結合孔の各他方に接続された第二のハイブ
リッド結合器とを含むことを特徴とするフィルタコンバ
イナ。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20107099A JP3513800B2 (ja) | 1999-07-15 | 1999-07-15 | 帯域通過ろ波器及びそれを用いたフィルタコンバイナ |
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JP2001028503A true JP2001028503A (ja) | 2001-01-30 |
JP3513800B2 JP3513800B2 (ja) | 2004-03-31 |
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JP20107099A Expired - Fee Related JP3513800B2 (ja) | 1999-07-15 | 1999-07-15 | 帯域通過ろ波器及びそれを用いたフィルタコンバイナ |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN111326837A (zh) * | 2018-12-14 | 2020-06-23 | 康普公司意大利有限责任公司 | 具有带负耦合的谐振器的滤波器 |
CN112366433A (zh) * | 2020-11-06 | 2021-02-12 | 京信射频技术(广州)有限公司 | 双层排腔结构、合路器及其排腔方法 |
-
1999
- 1999-07-15 JP JP20107099A patent/JP3513800B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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CN111326837A (zh) * | 2018-12-14 | 2020-06-23 | 康普公司意大利有限责任公司 | 具有带负耦合的谐振器的滤波器 |
CN112366433A (zh) * | 2020-11-06 | 2021-02-12 | 京信射频技术(广州)有限公司 | 双层排腔结构、合路器及其排腔方法 |
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