JP2001028503A - 帯域通過ろ波器及びそれを用いたフィルタコンバイナ - Google Patents
帯域通過ろ波器及びそれを用いたフィルタコンバイナInfo
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 低損失、耐電力に優れ、かつ中心周波数より
高い周波数帯における減衰量を十分に確保できる帯域通
過ろ波器を得る。 【解決手段】 共振モードに高いＱ0 が期待できるＴＥ
012 モードの円筒空洞共振器２を複数個使用し、これ等
共振器間の結合孔５の位置として、高次や低次モードに
よるスプリアスが使用帯域内に落ち込まない様に選定し
ており、そのために、当該結合孔５の位置を、電界が集
中する位置である、円筒空洞共振器の端面から概ね１／
４及び３／４の長さの位置の少なくとも一つの位置とし
ている。特に、結合孔の位置を概ね１／４及び３／４の
長さの２箇所として、合計４個の結合孔とすることで、
高次モードを低減でき、高い減衰量が確保できると共
に、電界が集中する結合孔の数が増大して、その結合孔
にかかる負荷が軽減でき、結果的に高い耐電力性能が得
られる
高い周波数帯における減衰量を十分に確保できる帯域通
過ろ波器を得る。 【解決手段】 共振モードに高いＱ0 が期待できるＴＥ
012 モードの円筒空洞共振器２を複数個使用し、これ等
共振器間の結合孔５の位置として、高次や低次モードに
よるスプリアスが使用帯域内に落ち込まない様に選定し
ており、そのために、当該結合孔５の位置を、電界が集
中する位置である、円筒空洞共振器の端面から概ね１／
４及び３／４の長さの位置の少なくとも一つの位置とし
ている。特に、結合孔の位置を概ね１／４及び３／４の
長さの２箇所として、合計４個の結合孔とすることで、
高次モードを低減でき、高い減衰量が確保できると共
に、電界が集中する結合孔の数が増大して、その結合孔
にかかる負荷が軽減でき、結果的に高い耐電力性能が得
られる
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は帯域通過ろ波器及び
それを用いたフィルタコンバイナに関し、特にＴＥ012
モードで共振する円筒空洞共振器を結合孔を介して複数
個接続して構成されるマイクロ波帯域の帯域通過ろ波器
及びそれを用いたフィルタコンバイナに関するものであ
る。
それを用いたフィルタコンバイナに関し、特にＴＥ012
モードで共振する円筒空洞共振器を結合孔を介して複数
個接続して構成されるマイクロ波帯域の帯域通過ろ波器
及びそれを用いたフィルタコンバイナに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の帯域通過ろ波器に使用さ
れる円筒空洞共振器の例を図１１に示している。図１１
を参照すると、ＴＥ011 モードの円筒空洞共振器の例で
あり、この円筒空洞共振器２においては、その長さＬ
は、プランジャー４に取り付けられた短絡板８の空洞内
における高さを調整することにより、設定自在となって
いる。
れる円筒空洞共振器の例を図１１に示している。図１１
を参照すると、ＴＥ011 モードの円筒空洞共振器の例で
あり、この円筒空洞共振器２においては、その長さＬ
は、プランジャー４に取り付けられた短絡板８の空洞内
における高さを調整することにより、設定自在となって
いる。
【０００３】この円筒空洞共振器２の側面には、結合孔
５が、互いにその中心軸が直交する様な位置関係に設け
られており、両結合孔の位置は、空洞共振器２の端面か
ら概ね１／２の長さ（Ｌ／２）の位置となっている。両
結合孔５のうちの一方は図示せぬ他の隣接空洞共振器と
結合するためのものであり、また他方はこれまた図示せ
ぬ別の隣接空洞共振器と結合するためのものである。
５が、互いにその中心軸が直交する様な位置関係に設け
られており、両結合孔の位置は、空洞共振器２の端面か
ら概ね１／２の長さ（Ｌ／２）の位置となっている。両
結合孔５のうちの一方は図示せぬ他の隣接空洞共振器と
結合するためのものであり、また他方はこれまた図示せ
ぬ別の隣接空洞共振器と結合するためのものである。
【０００４】この図１１に示した円筒空洞共振器が、上
述した結合孔５を介して複数個互いに接続されて、帯域
通過ろ波器が得られることになる。尚、３はカバー、７
は吸収体をそれぞれ示している。
述した結合孔５を介して複数個互いに接続されて、帯域
通過ろ波器が得られることになる。尚、３はカバー、７
は吸収体をそれぞれ示している。
【０００５】この場合における結合孔５の位置は、図示
した様に、空洞共振器２の端面から概ね１／２の長さで
あり、これは、図３（ａ）に示している様に、ＴＥ011
モードの場合には、Ｌ／２の位置で電界が最強となるの
で、この最強となる位置に結合孔５が設けられているの
である。
した様に、空洞共振器２の端面から概ね１／２の長さで
あり、これは、図３（ａ）に示している様に、ＴＥ011
モードの場合には、Ｌ／２の位置で電界が最強となるの
で、この最強となる位置に結合孔５が設けられているの
である。
【０００６】尚、特開平５−２９８１６号公報や、文献
「MICROWAVE FILTERS, INPEDANCE-MATCHING NETWORKS A
ND COUPLING STRUCTURES」，Fig.15,pp.923 には、この
種の帯域通過ろ波器が開示されており、ＴＥ011 モード
で共振する円筒空洞共振器を共振器側面の結合孔により
複数個接続して、帯域通過ろ波器として動作させるもの
である。
「MICROWAVE FILTERS, INPEDANCE-MATCHING NETWORKS A
ND COUPLING STRUCTURES」，Fig.15,pp.923 には、この
種の帯域通過ろ波器が開示されており、ＴＥ011 モード
で共振する円筒空洞共振器を共振器側面の結合孔により
複数個接続して、帯域通過ろ波器として動作させるもの
である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】近年においては、上述
した円筒空洞共振器を複数個接続して構成された帯域通
過ろ波器を使用した大電力フィルタコンバイナの要求が
あるが、かかる大電力フィルタコンバイナでは、温度上
昇と耐電力性能の観点から低損失フィルタの採用が不可
欠である。しかしながら、図１１に示した構成のもの
や、特開平５−２９８１６号公報や上記文献では、本願
発明が対象とするＴＥ012 モードの帯域通過ろ波器にお
いて、低損失で、また耐電力性に優れた特性を実現する
ことはできず、よって、上述した性能を有する大電力フ
ィルタコンバイナを得ることはできない。
した円筒空洞共振器を複数個接続して構成された帯域通
過ろ波器を使用した大電力フィルタコンバイナの要求が
あるが、かかる大電力フィルタコンバイナでは、温度上
昇と耐電力性能の観点から低損失フィルタの採用が不可
欠である。しかしながら、図１１に示した構成のもの
や、特開平５−２９８１６号公報や上記文献では、本願
発明が対象とするＴＥ012 モードの帯域通過ろ波器にお
いて、低損失で、また耐電力性に優れた特性を実現する
ことはできず、よって、上述した性能を有する大電力フ
ィルタコンバイナを得ることはできない。
【０００８】また、上述した従来のフィルタ構成では、
共振モードとして、円形空洞共振器のＴＥ011 モードを
使用しているので、使用周波数帯が高くなってくると、
Ｑ0が低下して低損失化が困難となる。ここで、特開平
５−３０４４０３号公報を参照すると、ＴＥ011 モード
で共振する円筒空洞共振器と、ＴＥ011 モードよりも高
いＱ0 が得られるＴＥ012 モード共振器とを組み合わせ
た技術が開示されているが、この場合のＴＥ012 モード
共振器をＴＥ011 モード円筒空洞共振器の２倍の長さで
構成しているので、ＴＥ012 モードが有する高いＱ0 の
利点を生かしていないという欠点がある。
共振モードとして、円形空洞共振器のＴＥ011 モードを
使用しているので、使用周波数帯が高くなってくると、
Ｑ0が低下して低損失化が困難となる。ここで、特開平
５−３０４４０３号公報を参照すると、ＴＥ011 モード
で共振する円筒空洞共振器と、ＴＥ011 モードよりも高
いＱ0 が得られるＴＥ012 モード共振器とを組み合わせ
た技術が開示されているが、この場合のＴＥ012 モード
共振器をＴＥ011 モード円筒空洞共振器の２倍の長さで
構成しているので、ＴＥ012 モードが有する高いＱ0 の
利点を生かしていないという欠点がある。
【０００９】更に、大電力フィルタコンバイナでは、帯
域通過ろ波器の中心周波数よりも高い側の周波数帯にお
ける減衰量の改善が要求されるが、特開平５−３０４４
０３号公報や特開平７−１３１２０６号公報には、この
要求のために、改善をなす構成が開示されてはいるが、
いずれも構成が複雑化し、また帯域通過ろ波器としての
通過ロスの問題があり、適当ではない。
域通過ろ波器の中心周波数よりも高い側の周波数帯にお
ける減衰量の改善が要求されるが、特開平５−３０４４
０３号公報や特開平７−１３１２０６号公報には、この
要求のために、改善をなす構成が開示されてはいるが、
いずれも構成が複雑化し、また帯域通過ろ波器としての
通過ロスの問題があり、適当ではない。
【００１０】本発明の目的は、低損失、耐電力に優れ、
かつ中心周波数より高い周波数帯における減衰量を十分
に確保できる帯域通過ろ波器及びそれを使用したフィル
タコンバイナを提供することである。
かつ中心周波数より高い周波数帯における減衰量を十分
に確保できる帯域通過ろ波器及びそれを使用したフィル
タコンバイナを提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明による帯域通過ろ
波器は、ＴＥ012 モードで共振する円筒空洞共振器を結
合孔を介して複数個接続して構成される帯域通過ろ波器
であって、前記円筒空洞共振器の各結合孔を、前記円筒
空洞共振器の端面から概ね１／４及び３／４の長さの位
置の少なくとも一つの位置に設けたことを特徴とする。
波器は、ＴＥ012 モードで共振する円筒空洞共振器を結
合孔を介して複数個接続して構成される帯域通過ろ波器
であって、前記円筒空洞共振器の各結合孔を、前記円筒
空洞共振器の端面から概ね１／４及び３／４の長さの位
置の少なくとも一つの位置に設けたことを特徴とする。
【００１２】特に、隣接する第一の円筒空洞共振器との
結合孔を前記端面から概ね１／４の位置に設け、隣接す
る第二の円筒空洞共振器との結合孔を前記端面から概ね
３／４の位置に設けたことを特徴とし、また隣接する第
一の円筒空洞共振器との結合孔を、前記端面から概ね１
／４及び３／４の長さの位置に設け、また隣接する第二
の円筒空洞共振器との結合孔も前記端面から概ね１／４
及び３／４の長さの位置に設けたことを特徴とする。更
に、前記円筒空洞共振器の直径と長さの比を概ね１に設
定してなることを特徴とする。
結合孔を前記端面から概ね１／４の位置に設け、隣接す
る第二の円筒空洞共振器との結合孔を前記端面から概ね
３／４の位置に設けたことを特徴とし、また隣接する第
一の円筒空洞共振器との結合孔を、前記端面から概ね１
／４及び３／４の長さの位置に設け、また隣接する第二
の円筒空洞共振器との結合孔も前記端面から概ね１／４
及び３／４の長さの位置に設けたことを特徴とする。更
に、前記円筒空洞共振器の直径と長さの比を概ね１に設
定してなることを特徴とする。
【００１３】また、本発明による帯域通過ろ波器は、上
述した構成の帯域通過ろ波器を１組としたとき、第一及
び第二の組の前記帯域通過ろ波器を前記端面同士が向か
い合う様に構成してなることを特徴とする。
述した構成の帯域通過ろ波器を１組としたとき、第一及
び第二の組の前記帯域通過ろ波器を前記端面同士が向か
い合う様に構成してなることを特徴とする。
【００１４】更に、本発明によるフィルタコンバイナ
は、前記第一及び第二の組の帯域通過ろ波器と、これ等
第一及び第二の組の帯域通過ろ波器の入出力結合孔の各
一方に接続された第一のハイブリッド結合器と、前記第
一及び第二の組の帯域通過ろ波器の入出力結合孔の各他
方に接続された第二のハイブリッド結合器とを含むこと
を特徴とする。
は、前記第一及び第二の組の帯域通過ろ波器と、これ等
第一及び第二の組の帯域通過ろ波器の入出力結合孔の各
一方に接続された第一のハイブリッド結合器と、前記第
一及び第二の組の帯域通過ろ波器の入出力結合孔の各他
方に接続された第二のハイブリッド結合器とを含むこと
を特徴とする。
【００１５】本発明の作用を述べる。本発明では、共振
モードに高いＱ0 が期待できるＴＥ012 モードの円筒空
洞共振器を複数個使用し、これ等共振器間の結合孔の位
置として、高次や低次モードによるスプリアスが使用帯
域内に落ち込まない様に選定しており、そのために、当
該結合孔の位置を、電界が集中する位置である、円筒空
洞共振器の端面から概ね１／４及び３／４の長さの位置
の少なくとも一つの位置としている。
モードに高いＱ0 が期待できるＴＥ012 モードの円筒空
洞共振器を複数個使用し、これ等共振器間の結合孔の位
置として、高次や低次モードによるスプリアスが使用帯
域内に落ち込まない様に選定しており、そのために、当
該結合孔の位置を、電界が集中する位置である、円筒空
洞共振器の端面から概ね１／４及び３／４の長さの位置
の少なくとも一つの位置としている。
【００１６】特に、結合孔の位置を概ね１／４及び３／
４の長さの２箇所として、合計４個の結合孔とすること
で、高次モードを低減でき、高い減衰量が確保できると
共に、電界が集中する結合孔の数が増大して、その結合
孔にかかる負荷が軽減でき、結果的に高い耐電力性能が
得られる。
４の長さの２箇所として、合計４個の結合孔とすること
で、高次モードを低減でき、高い減衰量が確保できると
共に、電界が集中する結合孔の数が増大して、その結合
孔にかかる負荷が軽減でき、結果的に高い耐電力性能が
得られる。
【００１７】また、円筒空洞共振器の直径Ｄと長さＬの
比を概ね１とすることで、ＴＥ011モードを使用する場
合に比較して、通過損失を低減できる。すなわち、ＴＥ
011モードの場合に比較して、共振器の径Ｄをより大き
くすることができ、耐電力性の一層の向上が可能とな
る。
比を概ね１とすることで、ＴＥ011モードを使用する場
合に比較して、通過損失を低減できる。すなわち、ＴＥ
011モードの場合に比較して、共振器の径Ｄをより大き
くすることができ、耐電力性の一層の向上が可能とな
る。
【００１８】このような特性の帯域通過ろ波器を組み合
わせて、フィルタコンバイナを構成すれば、低損失、耐
電力に優れ、かつ中心周波数より高い周波数帯における
減衰量を十分に確保できるものである。
わせて、フィルタコンバイナを構成すれば、低損失、耐
電力に優れ、かつ中心周波数より高い周波数帯における
減衰量を十分に確保できるものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下に図面を参照しつつ本発明の
実施例につき説明する。図１及び図２は本発明の一実施
例を示す図であり、図１１と同等部分は同一符号にて示
している。図１は本発明の一実施例の円筒空洞共振器の
全体図であり、図２は図１の円筒空洞共振器を使用した
帯域通過ろ波器の平面図（ａ）、側面図（ｂ）及び断面
図（ｃ）である。
実施例につき説明する。図１及び図２は本発明の一実施
例を示す図であり、図１１と同等部分は同一符号にて示
している。図１は本発明の一実施例の円筒空洞共振器の
全体図であり、図２は図１の円筒空洞共振器を使用した
帯域通過ろ波器の平面図（ａ）、側面図（ｂ）及び断面
図（ｃ）である。
【００２０】図１に示す円筒空洞共振器２は、高いＱ0
が期待できるＴＥ012 モードで共振する様な寸法に選定
された共振器であり、この共振器２を複数個接続して全
体として帯域通過ろ波器を構成するものであり、図２に
この帯域通過ろ波器１の構造を示している。共振器２に
は、図１にも示す様に、結合孔５が側面に穿設されてい
る。この実施例では、共振器の端面からＬ／４及び３Ｌ
／４（Ｌは共振器２の長さ）の位置に２個ずつ、２組の
孔が合計４個設けられている。
が期待できるＴＥ012 モードで共振する様な寸法に選定
された共振器であり、この共振器２を複数個接続して全
体として帯域通過ろ波器を構成するものであり、図２に
この帯域通過ろ波器１の構造を示している。共振器２に
は、図１にも示す様に、結合孔５が側面に穿設されてい
る。この実施例では、共振器の端面からＬ／４及び３Ｌ
／４（Ｌは共振器２の長さ）の位置に２個ずつ、２組の
孔が合計４個設けられている。
【００２１】結合孔５を共振器の端面からＬ／４及び３
Ｌ／４に設ける理由は、図３（ｂ）に示す様に、ＴＥ01
2 モードでは、共振器内部の電界分布が共振器の端面か
らＬ／４及び３Ｌ／４の位置で最も強くなるので、この
位置で、隣接する他の円筒空洞共振器と互いに結合する
ことで、結合効率を向上させている。特に、本実施例の
様に、互いに隣接する他の共振器との結合孔を夫々２箇
所とすることにより、最も電界が集中する結合孔の数が
４個となって、各結合孔での負荷が軽減され、結果的に
高い耐電力性能が得られる。
Ｌ／４に設ける理由は、図３（ｂ）に示す様に、ＴＥ01
2 モードでは、共振器内部の電界分布が共振器の端面か
らＬ／４及び３Ｌ／４の位置で最も強くなるので、この
位置で、隣接する他の円筒空洞共振器と互いに結合する
ことで、結合効率を向上させている。特に、本実施例の
様に、互いに隣接する他の共振器との結合孔を夫々２箇
所とすることにより、最も電界が集中する結合孔の数が
４個となって、各結合孔での負荷が軽減され、結果的に
高い耐電力性能が得られる。
【００２２】また、共振器２の直径Ｄと長さＬとの比を
概ね１に設定することにより、共振器の無負荷Ｑが最も
大きくなり、よって低損失の帯域通過ろ波器が構成でき
るものである。尚、図２において、６は帯域通過ろ波器
１の入出力結合孔を示している。
概ね１に設定することにより、共振器の無負荷Ｑが最も
大きくなり、よって低損失の帯域通過ろ波器が構成でき
るものである。尚、図２において、６は帯域通過ろ波器
１の入出力結合孔を示している。
【００２３】図４及び図５は本発明の他の実施例を示す
図であり、図１，２と同等部分は同一符号にて示してい
る。図４は本発明の他の実施例の円筒空洞共振器２の全
体図であり、図５は図４の円筒空洞共振器２を使用した
帯域通過ろ波器１の平面図（ａ）、側面図（ｂ）及び断
面図（ｃ）である。
図であり、図１，２と同等部分は同一符号にて示してい
る。図４は本発明の他の実施例の円筒空洞共振器２の全
体図であり、図５は図４の円筒空洞共振器２を使用した
帯域通過ろ波器１の平面図（ａ）、側面図（ｂ）及び断
面図（ｃ）である。
【００２４】本実施例でも、円筒空洞共振器２は、高い
Ｑ0 が期待できるＴＥ012 モードで共振する様な寸法に
選定された共振器であり、この共振器２を複数個接続し
て全体として帯域通過ろ波器１を構成している。
Ｑ0 が期待できるＴＥ012 モードで共振する様な寸法に
選定された共振器であり、この共振器２を複数個接続し
て全体として帯域通過ろ波器１を構成している。
【００２５】本実施例では、結合孔５を共振器２の端面
からＬ／４の位置に夫々１箇所穿設して、合計２個の結
合孔としたものである。この場合には、図３（ｂ）の電
界強度が最強となる下側の位置のみで結合を図ったもの
であり、図３（ｂ）の電界強度が最強となる上側の位置
のみで結合を図る様にしても良いものである。
からＬ／４の位置に夫々１箇所穿設して、合計２個の結
合孔としたものである。この場合には、図３（ｂ）の電
界強度が最強となる下側の位置のみで結合を図ったもの
であり、図３（ｂ）の電界強度が最強となる上側の位置
のみで結合を図る様にしても良いものである。
【００２６】また、ある円筒空洞共振器において、隣接
する他の円筒空洞共振器との結合を、電界強度が最強と
なる下側の位置で行い、隣接する別の円筒空洞共振器と
の結合を、電界強度が最強となる上側の位置で行うよう
にしても良いことは、明白である。図６及び図７にこの
場合の実施例の共振器２とそれを使用した帯域通過ろ波
器１の構成を示しいる。図６は本発明のこの実施例の円
筒空洞共振器２の全体図であり、図７は図６の円筒空洞
共振器２を使用した帯域通過ろ波器１の平面図（ａ）、
側面図（ｂ）及び断面図（ｃ）である。
する他の円筒空洞共振器との結合を、電界強度が最強と
なる下側の位置で行い、隣接する別の円筒空洞共振器と
の結合を、電界強度が最強となる上側の位置で行うよう
にしても良いことは、明白である。図６及び図７にこの
場合の実施例の共振器２とそれを使用した帯域通過ろ波
器１の構成を示しいる。図６は本発明のこの実施例の円
筒空洞共振器２の全体図であり、図７は図６の円筒空洞
共振器２を使用した帯域通過ろ波器１の平面図（ａ）、
側面図（ｂ）及び断面図（ｃ）である。
【００２７】この図６及び図７に示した実施例では、図
にも示す様に、１つの共振器において、結合孔を共振器
の管軸方向に異なる位置に（交互に）設けることができ
るので、高次モードを低減することができ、高い減衰量
が確保できるという利点がある。
にも示す様に、１つの共振器において、結合孔を共振器
の管軸方向に異なる位置に（交互に）設けることができ
るので、高次モードを低減することができ、高い減衰量
が確保できるという利点がある。
【００２８】この図６，７に示した様に、交互に高さの
異なる位置に結合孔を設けて結合する構成と、図１，２
に示した様に、４個の結合孔を設けて結合する構成とを
併用することで、両者の特徴を兼ね備えることができ
る。例えば、４段の帯域通過ろ波器の場合、１段目と２
段目との間を３Ｌ／４の位置で結合し、２段目と３段目
との間を夫々２個の結合孔で結合し、３段目と４段目と
の間をＬ／４の位置で結合する構成が可能である。
異なる位置に結合孔を設けて結合する構成と、図１，２
に示した様に、４個の結合孔を設けて結合する構成とを
併用することで、両者の特徴を兼ね備えることができ
る。例えば、４段の帯域通過ろ波器の場合、１段目と２
段目との間を３Ｌ／４の位置で結合し、２段目と３段目
との間を夫々２個の結合孔で結合し、３段目と４段目と
の間をＬ／４の位置で結合する構成が可能である。
【００２９】図８は上述した帯域通過ろ波器を２組（２
０及び３０で示す）使用して、合成回路を構成した場合
の図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は側面図、（ｃ）
は断面図、（ｄ）は裏面図である。尚、図８において
も、上記各図と同等部分は同一符号にて示している。
０及び３０で示す）使用して、合成回路を構成した場合
の図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は側面図、（ｃ）
は断面図、（ｄ）は裏面図である。尚、図８において
も、上記各図と同等部分は同一符号にて示している。
【００３０】すなわち、上記各実施例に示した各帯域通
過ろ波器を２組、互いに端面同士が向かい合う様に（線
対称となる様に）配置したものであり、この様な合成回
路を使用して、図９に示す様なフィルタコンバイナが実
現可能である。９で示す帯域通過ろ波器が図８に示した
構成の回路であり、この帯域通過ろ波器９の入力出力結
合孔６の各々には、夫々３ｄＢハイブリッド結合器１
０，１１が接続されており、全体として４端子１２〜１
５を有する合成回路、すなわちフィルタコンバイナを構
成している。
過ろ波器を２組、互いに端面同士が向かい合う様に（線
対称となる様に）配置したものであり、この様な合成回
路を使用して、図９に示す様なフィルタコンバイナが実
現可能である。９で示す帯域通過ろ波器が図８に示した
構成の回路であり、この帯域通過ろ波器９の入力出力結
合孔６の各々には、夫々３ｄＢハイブリッド結合器１
０，１１が接続されており、全体として４端子１２〜１
５を有する合成回路、すなわちフィルタコンバイナを構
成している。
【００３１】この回路の動作は、端子１２を入力端子＃
１、端子１４を入力端子＃２、端子１５を出力端子、端
子１３をアイソレーション端子とすると、帯域通過ろ波
器９の中心周波数に等しい入力信号は端子１２に入力さ
れ、ハイブリッド結合器１０で９０度の位相差を有する
２つの同振幅の信号に二分岐され、特性の等しい二つの
帯域通過ろ波器９へ入力される。この帯域通過ろ波器９
は入力信号と同じ周波数に調整されているために、信号
はそのまま通過してハイブリッド結合器１１へ入力され
るが、二つの信号は９０度の位相差を有しているので、
合成されて出力端子１５へ導かれる。
１、端子１４を入力端子＃２、端子１５を出力端子、端
子１３をアイソレーション端子とすると、帯域通過ろ波
器９の中心周波数に等しい入力信号は端子１２に入力さ
れ、ハイブリッド結合器１０で９０度の位相差を有する
２つの同振幅の信号に二分岐され、特性の等しい二つの
帯域通過ろ波器９へ入力される。この帯域通過ろ波器９
は入力信号と同じ周波数に調整されているために、信号
はそのまま通過してハイブリッド結合器１１へ入力され
るが、二つの信号は９０度の位相差を有しているので、
合成されて出力端子１５へ導かれる。
【００３２】一方、帯域通過ろ波器９の調整周波数数か
らずれた周波数の信号は、そのまま端子１４に加えられ
ると、前述の動作と同様に、ハイブリッド結合器１１で
９０度の位相差を持つ二つの同振幅の信号に二分岐さ
れ、特性の等しい二つの帯域通過ろ波器９に入力される
が、この場合帯域通過ろ波器９は異なる周波数で調整さ
れているので、信号は全反射され、再度ハイブリッド結
合器１１へ戻り、再度合成された後、出力端子１５へ導
出される。以上の動作により、端子１２と１４とから入
力された異なる二つの周波数の信号を合成することが可
能となるのである。
らずれた周波数の信号は、そのまま端子１４に加えられ
ると、前述の動作と同様に、ハイブリッド結合器１１で
９０度の位相差を持つ二つの同振幅の信号に二分岐さ
れ、特性の等しい二つの帯域通過ろ波器９に入力される
が、この場合帯域通過ろ波器９は異なる周波数で調整さ
れているので、信号は全反射され、再度ハイブリッド結
合器１１へ戻り、再度合成された後、出力端子１５へ導
出される。以上の動作により、端子１２と１４とから入
力された異なる二つの周波数の信号を合成することが可
能となるのである。
【００３３】図１０はこの様に構成されたコンバイナの
通過特性を示した図であり、使用周波数帯域（２９〜３
１ＧＨｚ）でスプリアスは見られないことが分かる。ま
た、この場合の通過ロスは０．４ｄＢであり、反射ロス
は０．２５ｄＢであり、合成出力は１ＫＷの耐電力特性
を有している。この様に、３０ＧＨｚ帯において、円筒
空洞ＴＥ012 モードフィルタを採用した、通過損失０．
４ｄＢ、反射損失０．２５ｄＢで、かつ合成出力１ＫＷ
の耐電力特性のフィルタコンバイナが得られるものであ
る。
通過特性を示した図であり、使用周波数帯域（２９〜３
１ＧＨｚ）でスプリアスは見られないことが分かる。ま
た、この場合の通過ロスは０．４ｄＢであり、反射ロス
は０．２５ｄＢであり、合成出力は１ＫＷの耐電力特性
を有している。この様に、３０ＧＨｚ帯において、円筒
空洞ＴＥ012 モードフィルタを採用した、通過損失０．
４ｄＢ、反射損失０．２５ｄＢで、かつ合成出力１ＫＷ
の耐電力特性のフィルタコンバイナが得られるものであ
る。
【００３４】
【発明の効果】以上述べた様に、本発明によれば、円筒
空洞共振器として高いＱ0 の利点を生かし得るＴＥ012
モードを使用し、更に隣接共振器相互間の結合が電界分
布の最強位置にて可能となる様に結合孔の位置を設定す
る様にしたので、従来のＴＥ011 モードに比べて高いＱ
0 を有しかつ低損失の帯域通過ろ波器が得られるという
効果がある。
空洞共振器として高いＱ0 の利点を生かし得るＴＥ012
モードを使用し、更に隣接共振器相互間の結合が電界分
布の最強位置にて可能となる様に結合孔の位置を設定す
る様にしたので、従来のＴＥ011 モードに比べて高いＱ
0 を有しかつ低損失の帯域通過ろ波器が得られるという
効果がある。
【００３５】また、共振器の径と長さの比を概ね１とす
ることにより、共振器の無負荷Ｑが最大となるので、通
過損失が少ない帯域通過ろ波器となり、更に、結合孔を
電界分布の最強位置にて２個ずつの合計４個とすること
により、結合孔における負荷が低減され、結果的に高耐
電力特性となるという効果もある。更にはまた、結合孔
の位置を共振器端面からＬ／４と３Ｌ／４の各位置に交
互に設けることにより、高次モードの抑圧が可能になる
という効果がある。
ることにより、共振器の無負荷Ｑが最大となるので、通
過損失が少ない帯域通過ろ波器となり、更に、結合孔を
電界分布の最強位置にて２個ずつの合計４個とすること
により、結合孔における負荷が低減され、結果的に高耐
電力特性となるという効果もある。更にはまた、結合孔
の位置を共振器端面からＬ／４と３Ｌ／４の各位置に交
互に設けることにより、高次モードの抑圧が可能になる
という効果がある。
【００３６】そして、この様な帯域通過ろ波器を使用し
て、フィルタコンバイナを構成することにより、低通過
損失、低反射損失、良好な耐電力特性が可能となり、大
電力に適用可能なタィルタコンバイナが得られるという
効果がある。
て、フィルタコンバイナを構成することにより、低通過
損失、低反射損失、良好な耐電力特性が可能となり、大
電力に適用可能なタィルタコンバイナが得られるという
効果がある。
【図１】本発明の一実施例の円筒空洞共振器の全体図で
ある。
ある。
【図２】図１の円筒空洞共振器を使用した帯域通過ろ波
器の平面図（ａ）、側面図（ｂ）及び断面図（ｃ）であ
る。
器の平面図（ａ）、側面図（ｂ）及び断面図（ｃ）であ
る。
【図３】ＴＥ011 モードの共振器内での電界分布を示す
図（ａ）、ＴＥ012 モードの共振器内での電界分布を示
す図（ｂ）である。
図（ａ）、ＴＥ012 モードの共振器内での電界分布を示
す図（ｂ）である。
【図４】本発明の他の実施例の円筒空洞共振器の全体図
である。
である。
【図５】図４の円筒空洞共振器を使用した帯域通過ろ波
器の平面図（ａ）、側面図（ｂ）及び断面図（ｃ）であ
る。
器の平面図（ａ）、側面図（ｂ）及び断面図（ｃ）であ
る。
【図６】本発明の更に他の実施例の円筒空洞共振器の全
体図である。
体図である。
【図７】図６の円筒空洞共振器を使用した帯域通過ろ波
器の平面図（ａ）、側面図（ｂ）及び断面図（ｃ）であ
る
器の平面図（ａ）、側面図（ｂ）及び断面図（ｃ）であ
る
【図８】本発明による帯域通過ろ波器を２組使用して、
合成回路を構成した場合の図であり、（ａ）は平面図、
（ｂ）は側面図、（ｃ）は断面図、（ｄ）は裏面図であ
る。
合成回路を構成した場合の図であり、（ａ）は平面図、
（ｂ）は側面図、（ｃ）は断面図、（ｄ）は裏面図であ
る。
【図９】図８の合成回路を使用してフィルタコンバイナ
を構成した場合の図である。
を構成した場合の図である。
【図１０】図９のフィルタコンバイナの特性を示す図で
ある。
ある。
【図１１】従来の空洞共振器の例を示す図である。
１，９ 帯域通過ろ波器 ２ 円筒空洞共振器 ３ カバー ４ プランジャー ５ 結合孔 ６ 入出力結合孔 ７ 吸収体 ８ 短絡板 １０，１１ ハイブリッド結合器 １２，１４ 入力端子 １３ アイソレーション端子 １５ 出力端子
Claims (6)
- 【請求項１】 ＴＥ012 モードで共振する円筒空洞共振
器を結合孔を介して複数個接続して構成される帯域通過
ろ波器であって、前記円筒空洞共振器の各結合孔を、前
記円筒空洞共振器の端面から概ね１／４及び３／４の長
さの位置の少なくとも一つの位置に設けたことを特徴と
する帯域通過ろ波器。 - 【請求項２】 隣接する第一の円筒空洞共振器との結合
孔を前記端面から概ね１／４の位置に設け、隣接する第
二の円筒空洞共振器との結合孔を前記端面から概ね３／
４の位置に設けたことを特徴とする請求項１記載の帯域
通過ろ波器。 - 【請求項３】 隣接する第一の円筒空洞共振器との結合
孔を、前記端面から概ね１／４及び３／４の長さの位置
に設け、また隣接する第二の円筒空洞共振器との結合孔
も前記端面から概ね１／４及び３／４の長さの位置に設
けたことを特徴とする請求項１記載の帯域通過ろ波器。 - 【請求項４】 前記円筒空洞共振器の直径と長さの比を
概ね１に設定してなることを特徴とする請求項１〜３い
ずれか記載の帯域通過ろ波器。 - 【請求項５】 請求項１〜４いずれか記載の帯域通過ろ
波器を１組としたとき、第一及び第二の組の前記帯域通
過ろ波器を前記端面同士が向かい合う様に構成してなる
ことを特徴とする帯域通過ろ波器。 - 【請求項６】 請求項５記載の前記第一及び第二の組の
帯域通過ろ波器と、これ等第一及び第二の組の帯域通過
ろ波器の入出力結合孔の各一方に接続された第一のハイ
ブリッド結合器と、前記第一及び第二の組の帯域通過ろ
波器の入出力結合孔の各他方に接続された第二のハイブ
リッド結合器とを含むことを特徴とするフィルタコンバ
イナ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20107099A JP3513800B2 (ja) | 1999-07-15 | 1999-07-15 | 帯域通過ろ波器及びそれを用いたフィルタコンバイナ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20107099A JP3513800B2 (ja) | 1999-07-15 | 1999-07-15 | 帯域通過ろ波器及びそれを用いたフィルタコンバイナ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001028503A true JP2001028503A (ja) | 2001-01-30 |
| JP3513800B2 JP3513800B2 (ja) | 2004-03-31 |
Family
ID=16434902
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20107099A Expired - Fee Related JP3513800B2 (ja) | 1999-07-15 | 1999-07-15 | 帯域通過ろ波器及びそれを用いたフィルタコンバイナ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3513800B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111326837A (zh) * | 2018-12-14 | 2020-06-23 | 康普公司意大利有限责任公司 | 具有带负耦合的谐振器的滤波器 |
| CN112366433A (zh) * | 2020-11-06 | 2021-02-12 | 京信射频技术(广州)有限公司 | 双层排腔结构、合路器及其排腔方法 |
-
1999
- 1999-07-15 JP JP20107099A patent/JP3513800B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111326837A (zh) * | 2018-12-14 | 2020-06-23 | 康普公司意大利有限责任公司 | 具有带负耦合的谐振器的滤波器 |
| CN112366433A (zh) * | 2020-11-06 | 2021-02-12 | 京信射频技术(广州)有限公司 | 双层排腔结构、合路器及其排腔方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3513800B2 (ja) | 2004-03-31 |
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