JP2001027652A - コヒーレント・サンプリング方法と装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 従来のコヒーレント・サンプリングはデータ
の収録は短時間であるが、被測定信号１の揺らぎに対し
ては極めて弱い。従来のランダム・サンプリングは、揺
らぎに対しては強いが、収録に長時間を必要とし、波形
抜けを生ずる。タイム・ウインドウが狭い場合には、極
端に長い収録時間を要する。 【解決手段】 信号１に同期したトリガ２をホールド信
号５１で間引いて同期信号５２を得る。同期信号５２の
周期を測定し、これにコヒーレント状態をつくることの
できるクロック３の周期をＭＰＵ４０で求めて、クロッ
ク発生器３００に指示する。かくして、信号１の周期が
変動しても、それに同期した同期信号５２とコヒーレン
トなクロック３の周期を得てサンプリングするから、波
形抜けを生ずることなく、短時間に波形を再現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は繰り返し入力信号を
高時間分解能で測定するコヒーレント・サンプリングを
用いたデジタル・オシロスコープ（ＤＳＯ）に関し、特
に、波形データを波形抜けを生ずることなく、短時間に
収録することのできる等価時間サンプリングの新規な方
法と装置を提供しようとするものである。

【０００２】

【従来の技術】等価時間サンプリングは、デジタル・オ
シロスコープに広く用いられており、サンプリング・ク
ロック周期より細かな時間で波形を捉える方法で、高時
間分解能を実現する方法として知られている。この等価
時間サンプリング方法には、シーケンシャル・サンプリ
ング、ランダム・サンプリングおよびコヒーレント・サ
ンプリングの３方式がある。デジタル・オシロスコープ
とその関連技術は次の公知例に開示されている。

【０００３】公知例１ Picosecond Domain Waveform M
easurements,N.S. Nahman Time-Domain Measurements
in Electromagnetics,Van Nostrand Reinhold

【０００４】公知例２ IEEE Standard for Digitizing
Waveform Recorders,IEEE Std 1057-1994 pp.5 & 28

【０００５】公知例３ U.S.P. 5,708,432, Jan. 13,
1998. Coherent SamplingDigitizer System, Reynold
s et al.

【０００６】公知例４ Electrical Test Instruments,
-Theory and Applications- R.A.Witte RTR Prentic
e Hall, pp.120-121

【０００７】公知例５ The Microwave Transition Ana
lyzer: A new Instrument Architecture for Component
and Signal Analysis, D.J. Ballo and J.A. Wendle
r, Oct. 1992, Hewlett-Packard Journal

【０００８】公知例６ 特開平１０−２９３１４０
ランダム・サンプリングのホールドオフ方法と回路
内田，小林 １９９７年４月１８日出願

【０００９】公知例７ Waveform Missing Mechanisms
and a Countermeasure in a RandomSampling System, I
EEE Instrumentation and Measurement Technology
Conference, St.Paul Minnesota, U.S.A. May 18-2
1, 1998, K. Uchida et al.

【００１０】公知例８ Acquisition Clock Dithering
in a Digital Oscilloscope，D.E.Tpeppen, April 199
7, Hewlett-Packard Journal

【００１１】公知例１には、シーケンシャル・サンプリ
ングとランダム・サンプリングが開示されている。

【００１２】図３５は、公知例１に示されたシーケンシ
ャル・サンプリングの回路図である。シーケンシャル・
サンプリングでは、遅延パルス発生器８２においてサン
プリング・パルスを発生するのに必要な時間を与えるた
めに、繰り返しパルス発生器８１からの信号ｆ(t) は遅
延線路ＤＬを通り、サンプラ８３に印加される。繰り返
し生ずる信号ｆ(t)に対して、遅延パルス発生器８２は
サンプリング・パルスの発生タイミングを公知の技術
で、通常は均一にシフトする。

【００１３】繰り返しサンプリングされた信号ｆ(n)
は、垂直チャネル信号用のメモリ８４に記憶され、メモ
リ出力８５がｎ＝１から１３まで表示されて、信号ｆ
(t) を表示信号ｆ(n) として再現している。もし、電気
的に遅延せしめるようにトリガすることのできる信号源
であるならば、遅延線路ＤＬを必要とはしない。

【００１４】図３６は公知例１に示されたランダム・サ
ンプリングの回路図である。ランダム・サンプリングで
は、サンプルする時間値は、あらかじめ判っているので
はなくて、繰り返しパルス発生器８１の発生する信号ｆ
(t) のスタートとサンプリング・パルス９０の間の時間
を測定することによって決定される。

【００１５】すなわち、信号ｆ(t) のスタートでタイム
・ランプ８６の傾斜波をスタートさせ、サンプリング・
パルスａ(t) で傾斜波をストップするから、傾斜波の振
幅を知れば、ｆ(t) のスタートからａ(t) までのサンプ
ル時間値を測定することができる。このサンプル時間値
はタイム・ベース・メモリ８７に記憶される。

【００１６】ランダム・サンプリングでは、 （１） サンプリング・パルスａ(t) は信号ｆ(t) に同
期してはいない。 （２） 信号ｆ(t) を遅延するための遅延線路ＤＬは不
要である。 （３） 信号ｆ(t) とサンプリング・パルスａ(t) が同
時に発生するときには、複数時点のサンプルを得ること
ができない。

【００１７】図３５のシーケンシャル・サンプリング
は、トリガ・ポイントあるいはそれ以前の時間位置をサ
ンプリングしようとすると、遅延線路ＤＬを必要とす
る。遅延線路ＤＬは帯域幅が広くなるほど遮断周波数を
高くするために細い線路を必要とし、導体損失により帯
域が制限される。

【００１８】一方、波形データ収録に際し高時間分解能
を達成するには、時間軸の細かな設定と広帯域化を両立
させる必要がある。プリトリガを得ることができない場
合には、、シーケンシャル・サンプリングで広帯域、高
時間分解能化を達成しようとすると、遅延線路ＤＬを必
要とするから、妥協せざるを得ない。

【００１９】図３６においては、信号ｆ(t) のスタート
によって傾斜波がスタートし、サンプリング・パルスａ
(t) によってストップしている。かくして、タイム・ベ
ース・メモリ８７の出力ｎの示す位置にｆ(n) を記憶し
たメモリ８４の出力８５がサンプル点１から１３までラ
ンダムに表示され、信号ｆ(t) をｆ(n) として再現して
いる。

【００２０】ランダム・サンプリングは、図３６の示す
ように、被測定信号ｆ(t) の発生する以前もサンプルす
るプリトリガ機能を有しているから、図３５のシーケン
シャル・サンプリングの遅延線路ＤＬが不要であり、遅
延線路ＤＬによる帯域幅の制限は無い。

【００２１】公知例２には、その４．１．５項に等価時
間サンプリングとしてコヒーレント・サンプリングが開
示されている。そこでは、測定される信号の繰り返し周
波数をサンプリング・クロックに対して適当に定めるこ
とで、コヒーレント・サンプリングを実現している。

【００２２】公知例３には、公知例２とは逆に、測定さ
れる信号の繰り返し周波数Ｆt に対してコヒーレント・
サンプリングするクロックの繰り返し周波数Ｆs を最適
に定める方法が開示されている。そこでは、ＭとＮを互
いに素の整数としたとき、コヒーレント・サンプリング
では、Ｆt ／Ｆs ＝Ｍ／Ｎの関係があることを述べてい
る。ここでＮは測定される入力信号１周期間のサンプル
・ポイント数、ＭはＮ個の異るタイム・ポイントのデー
タ収録を行うのに必要な入力信号周期の数である。

【００２３】公知例２および３が示すように、コヒーレ
ント・サンプリングでは被測定信号の繰り返し周波数
と、それをサンプルするサンプリング・クロックの繰り
返し周波数が最適の関係を有するように両繰り返し周波
数のうちの一方を設定している。

【００２４】公知例４は、ランダム・サンプリングにつ
いて次のように述べている。ランダム・サンプリングで
は、高時間分解能測定を行うと、タイム・ウインドウが
非常に小さくなり、その小さなタイム・ウインドウをサ
ンプルする確率が小さくなるから、波形全体を再現する
には長時間を要する。

【００２５】ランダム・サンプリングでマイクロ波領域
を測定すると、タイム・ウインドウは100ps 程度とな
り、波形データを得るのには膨大な測定時間を要するこ
ととなる。そこで、このような測定にはシーケンシャル
・サンプリングが用いられ、所望のタイム・ウインドウ
で速やかに全再現波形を得ることができる。

【００２６】シーケンシャル・サンプリングは測定信号
周波数によりサンプリング・レートが変化するが、数百
ＫＨｚ以上の信号周波数になると、一般的には１００Ｋ
Ｈｚ付近でサンプリングを行う。このサンプリング・レ
ートをＦs 、時間窓をＴw 、時間分解能をＴres とする
と、データ収録に要する時間Ｔseq は、 Ｔseq ＝Ｔw ／Ｔres ×１／Ｆs （１） 100ps の時間窓を儲け1ps の時間分解能で波形データを
収録するには100ps/1ps×10μs=1ms の時間を要する。

【００２７】ランダム・サンプリングでデータ収録に要
する時間Ｔran は、 Ｔran＝Ｔmh×１／（Ｆs×Ｔw）×（Ｔw／Ｔres）×ｋ であるから、 Ｔran＝Ｔmh×１／（Ｆs×Ｔres）×ｋ （２）

【００２８】ここで、Ｔmhは時間補間（及びデータの書
き込みや読出し等の処理）に要する時間、（１／（Ｆs
×Ｔw））はサンプリング・クロックが時間窓（Ｔw ）
のデータをサンプルする確率の逆数、（Ｔw／Ｔres）は
データ収録数である。ｋは、サンプル回数が極めて大き
くならない限り、サンプリングが一様に行われず、ある
タイム・ポイントは複数回、他のタイム・ポイントは１
回もサンプルしないというようにばらつくことにより発
生する項で、ほぼ３〜５の値を持つ。

【００２９】広帯域のランダム・サンプリングで現在製
品化されている装置には、クロック周波数が４０ＭＨｚ
のものがある。図３６の信号のサンプリング・クロック
の時間差測定（以降、時間補間と呼ぶ）に要する時間
を、例えば１００クロックの時間とすれば、100ps の時
間窓Ｔw を1ps の時間分解能Ｔres で波形データを収録
するのに要する時間Ｔran は、(25ns×100)×(25ns/100
ps)×100×k≒250msとなる。シーケンシャル・サンプリ
ングに比べ、サンプリング・クロック周波数は（４０Ｍ
Ｈｚ／１００ｋＨz＝）４００倍も速いものの、測定時
間は（２５０ms ／１ms＝）２００倍以上必要となる。

【００３０】また、従来のＤＳＯ（Digital Storage Os
cilloscope ）で゛良く用いられるデュアル・スロープ
型の時間補間器を用いると、４０ＭＨｚのサンプリング
・クロックで１ps の分解能Ｔres を得るには、25ns/1p
s = 25000 クロックの時間が必要となり、データ収録に
要する時間Ｔran ≒60s と極めて長い時間を必要とし、
実用にほど遠いものとなる。

【００３１】コヒーレント・サンプリングには、公知例
３に述べられているように、Ｆt ／Ｆs ＝Ｍ／Ｎ、Ｍと
Ｎは互いに素の関係がある。但しＦt は信号周波数、Ｎ
は入力信号１周期間のサンプル・ポイント数、ＭはＮ個
の異るタイム・ポイントのデータ収録を行うのに必要な
入力信号周期数である。Ｎ＝（１／Ｆt） ／Ｔres であ
るから、入力信号周波数の計測及びクロック周波数の設
定に要する時間を除いたコヒーレント・サンプリングの
波形収録時間Ｔcoh は、 Ｔcoh＝Ｍ／Ｆt＝Ｎ／Ｆs＝１／（Ｆs×Ｆt×Ｔres） （３）

【００３２】サンプリング・クロックの周波数Ｆs を４
０ＭＨｚ、信号周波数Ｆt を１ＧＨｚ、時間分解能Ｔre
s を１ps とすると、25ns×1ns/1ps= 0.025ms となり、
同じクロック・レートでランダム・サンプリングの1000
0 倍の速さを達成できる。また信号周波数を１０ＧＨｚ
とするとＴcoh は2.5 μs となり、サンプリング・レー
トを１０ＭＨｚに上げたシーケンシャル・サンプリング
と同じデータ収録速度となる。

【００３３】コヒーレント・サンプリングは、一旦サン
プリング周波数が定まると、そのクロック周波数で信号
波形の異なる時間位置を次々とサンプリングする。但
し、シーケンシャル・サンプリングが信号波形のトリガ
部以降の必要部のみをサンプリングするのと異なり、波
形の１周期分をサンプリングして必要部のみ表示する。

【００３４】公知例５（p.5）は、マイクロウェーブを
コヒーレント・サンプリングにより測定する場合を、次
のように述べている。サンプルされた後に再合成される
レプリカに対してトリガリングを行うことで、プリトリ
ガ機能を持たせることができる。

【００３５】コヒーレント・サンプリングは、プリトリ
ガ機能を持つ極めて高速の波形収録方式である。しか
し、コヒーレント・サンプリングを行うには、測定信号
およびサンプリング・クロックの周波数揺らぎが極めて
小さいことが前提条件となり、シーケンシャルやランダ
ム・サンプリングには無かった制約が発生する。

【００３６】図３７，図３８，図３９，図４０には、平
均周期Ｔbase＝１０で揺らぎ率ＦＬ＝0.01 と0003 の場
合のコヒーレント・サンプリングとクロック固定式のラ
ンダム・サンプリングのシミュレーションにより得た再
現波形を示している。図３７，図３８はコヒーレント・
サンプリングの場合、図３９，図４０はランダム・サン
プリングの場合である。

【００３７】数値計算の前提条件は、測定時間分解能Ｔ
res ＝Ｔc／６４、１時間分解能当たり平均１０回のサ
ンプリング、サンプリング・クロック周期Ｔc ＝１０＋
１／６４（サンプリング・クロックの揺らぎは無し）、
信号周期の揺らぎは経過時間の平方根に比例して増大
（δt＝rndm×ｔ^1/2）し、式（４）で表現する。ただ
し、rndm＝ＦＬ×Ｒandom［］で、Ｒandom［］は計算の
度に平均０で分散１のガウス性乱数を発生する。 signal(t)＝Sin［２π（ｔ＋rndm×ｔ^1/2）／Ｔbase］ （４）

【００３８】図３９，図４０のランダム・サンプリング
では、トリガ時点（等価時間ｔ＝０）の立ち上がり部の
ジッタが無くなっている（１０／６４の時間分解能に相
当する量子化誤差は発生する）のに対し、コヒーレント
・サンプリングでは揺らぎ率ＦＬに応じた周期揺らぎが
現れ、収録波形全体にジッタの発生が見られる。このた
め、収録波形データから立ち上がり時間やトランジェン
トのセットリング等の評価が困難となり、ジッタによる
帯域や時間分解能劣化の問題が発生する。

【００３９】以上、等価時間サンプリングの３方式（シ
ーケンシャル、ランダム、コヒーレント）を概説し、そ
の得失を述べた。いずれもトレードオフ（妥協点）を有
しているが、シーケンシャル・サンプリングでは広帯域
化の障害、コヒーレント・サンプリングではジッタ発生
という問題がある。それに対し、ランダム・サンプリン
グはデータ収録に長い時間を要するという課題を有して
いる。

【００４０】コンピュータを始めとするデジタル回路の
高速化に伴い、現在のデジタル・オシロスコープ（ＤＳ
Ｏ）のサンプリング・レートは数ＧＨｚを実現してい
る。ランダム・サンプリングで、サンプリング・クロッ
クＦs を１ＧＨｚ、時間補間に要する時間Ｔmhを１０ク
ロック時間とすれば、100ps の時間窓の波形データを１
psの時間分解能で収録するには、以下の時間Ｔran を要
するに過ぎない。 （１ns×１０）×（１ns／１００ps）×１００×ｋ＝
０．０４ms ここで上げた数字は現在の技術で十分達成可能である。
しかしデータ収録の短期化を図ろうとすると、ランダム
・サンプリングは波形抜け現象という特有の問題に直面
する。

【００４１】公知例６および７にはランダム・サンプリ
ングの波形抜け現象について、次のように述べている。

【００４２】波形抜け現象の１つは、クロック周期を一
定とした時に、ホールドオフに起因して発生する。この
発生のメカニズムと、その対処法であるランダム・ホー
ルドオフとコンスタント・ホールドオフについては公知
例６と７に詳しく述べられ、いくつかの問題点が解決さ
れている。しかし、信号の繰り返し周波数Ｆtが、サン
プリング・クロックの繰り返し周波数Ｆsのハーモニッ
ク（高調波）、あるいはサブハーモニックとなったコヒ
ーレント関係にある場合に、特定の時点のデータ収録を
繰り返してしまい、波形全体にわたってデータ収録をす
ることができない波形抜けという問題が発生する。

【００４３】この波形抜けは、ＭとＮを互いに素の整数
としたときに、Ｆt ／Ｆs ＝Ｍ／Ｎのコヒーレント・サ
ンプリングにおいて、Ｎが必要とする補間データ数より
も収録データ数が少ない場合に生ずる。ここで、Ｎは測
定される入力信号１周期間のサンプル・ポイント数、Ｍ
はＮ個の異るタイム・ポイントのデータ収録を行うのに
必要な入力信号周期の数である。

【００４４】このコヒーレント状態に生ずる波形抜けに
対しては、次の２通りの対処法がある。 （１） 例えば、デュアル・スロープと呼ばれる時間補
間器を用いてホールド時間を大きく設定し、信号周期の
揺らぎの累積（酔歩、ランダム・ウォーク）量を時間と
ともに増大させる第１の方法を用いる。 （２） 時間補間を行う度に、クロックの位相をランダ
ムにシフトする第２の方法を用いる。

【００４５】公知例８では、この時間補間を行う度に、
クロックの位相をランダムにシフトする第２の方法を開
示している。この第２の方法では、強制的にクロック位
相をランダムに変化させるので、信号の揺らぎ量に関係
せずに波形全体のデータ収録ができる。しかしクロック
の位相変化が収まり一定のクロック周期となるまでに数
十ないし数百クロック、あるいはそれ以上の長い期間を
要するので、波形抜けに対しては第１の方法に比べ改善
されるものの、ホールド時間の短期化は不十分である。

【００４６】前記（１）のホールド時間を大きく設定す
る第１の方法は、もともとホールド時間の短期化を図っ
てはいない。

【００４７】図４１，図４２，図４３，図４４には、ホ
ールド時間を長くする前記第１の方法でサンプリングし
た場合の効果をシミュレーションによる再現波形で示し
ている。固定クロック周期のコンスタント・ホールドオ
フ型ランダム・サンプリングでコヒーレント問題の生ず
るクロック周期Ｔcを設定し、平均周期10の正弦波の信
号をＴc／64 の時間分解能で、１時間分解能あたり約10
回のデータ収録を行っている。

【００４８】ホールド時間Ｔmh，クロック周期Ｔc ，正
弦波信号周期の揺らぎ率ＦＬ，クロック周期Ｔc 間のデ
ータ表示数Ｍ（＝64）としている。

【００４９】図４１では、Ｔmh＝10.3 ×Ｔc ， Ｔc ＝10 ×（1＋8/Ｍ），ＦＬ＝0.001、 図４２では、Ｔmh＝1000.3 ×Ｔc ， Ｔc ＝10 ×（1＋8/Ｍ），ＦＬ＝0.001、 図４３では、Ｔmh＝1000.3 ×Ｔc ， Ｔc ＝10 ×（1＋32/Ｍ），ＦＬ＝0.0003、 図４４では、Ｔmh＝50000.3 ×Ｔc ， Ｔc ＝10 ×（1＋32/Ｍ），ＦＬ＝0.0003、 としている。

【００５０】図４１のＴmh＝10.3 ×Ｔc から図４２の
Ｔmh＝1000.3 ×Ｔc へとホールド時間Ｔmhを大きくす
ると、図４２においては、図４１の波形抜けは解消す
る。しかし、クロック周期の揺らぎ率ＦＬを図４２のＦ
Ｌ＝0.001から図４３のＦＬ＝0.0003へと小さくする
と、波形抜けが現れる。さらにホールド時間Ｔmhを図４
３のＴmh＝1000.3×Ｔc から図４４のＴmh＝50000.3 ×
Ｔc へと大きくすると、波形抜けは改善される。

【００５１】ランダム・サンプリングによる図４１ない
し図４４のシュミレーションからは、信号周期の揺らぎ
率ＦＬが小さくなるにつれて、信号の波形全体からデー
タ収録が行われ難くなる場合があり、波形抜けが発生す
る。ホールド時間Ｔmhを大きくすることによって、その
波形抜けは減少することが解る。

【００５２】これはクロック周期を固定したとき、信号
の周期が揺らぐと波形抜けが発生し、それを防止しよう
としてホールド時間を長くすると波形測定に長時間を必
要とするから、実用には適さなくなる。

【００５３】この波形抜け現象が発生するのは、信号の
印加される以前の波形データを得るプリトリガ・アクイ
ジション・プロセスと信号の印加後の波形データを得る
ポストトリガ・アクイジションにおいて、信号波形を再
現するための波形上の各点のデータを記憶する複数のビ
ンのうちのいくつかに、データが入らないためである。
この動作について説明する。

【００５４】図４５にはプリトリガ・アクイジション・
プロセスとポストトリガ・アクイジション・プロセスの
動作を示している。同図（ａ）の測定される信号１は、
（ｃ）のサンプリング用のクロック３によって時点ｔ１
０９，…，ｔ１１４においてサンプルされ、データＤ
１，Ｄ２，…，Ｄ６が得られる。

【００５５】（ｂ）の同期信号５２は、被測定信号１に
同期したトリガのうちから参照用に選ばれたものであ
り、、測定される信号１の立上りの時点ｔ１００におい
て発生する。同期信号５２は、被測定信号１から得るこ
とができる。トリガを受け入れない（ｄ）のホールド状
態ＨＯにおいても、時点ｔ１０９においてサンプルして
得られたデータＤ１は、図示の都合上３ワードで表示し
たＦＩＦＯ（先入れ先出し）メモリである（ｅ）のアク
イジション・メモリ３０に収納される。

【００５６】時点ｔ１１０においてサンプルして得られ
たデータＤ２は（ｅ）のアクイジション・メモリ３０に
収納されるから、３ワードのメモリは、Ｄ２，Ｄ１，空
きとなる。そこで（ｄ）のホールド信号ＨＯが時点ｔ１
０２においてトリガを受け入れないホールド状態から、
トリガを受け入れるホールドオフ状態ＨＯＦに移行す
る。

【００５７】この状態においても、まだトリガの印加が
ないから、時点ｔ１１２の（ｃ）のサンプリング用のク
ロック３で（ａ）の測定されるべき信号１をサンプルし
て、データＤ４を得て、（ｅ）のアクイジション・メモ
リ３０に収録する。時点１１２においては３ワードのア
クイジション・メモリ３０の容量はすでに満杯であるか
ら、最古のデータＤ１が廃棄され、データＤ４，Ｄ３，
Ｄ２が収容される。

【００５８】時点ｔ１００において、（ａ）の被測定さ
れるべき信号１に同期した（ｂ）のトリガに同期した同
期信号５２が印加され、その後のトリガを受け入れない
（ｄ）のホールド状態ＨＯに移行する。時点ｔ１１３の
（ｃ）のサンプリング用のクロック３で（ａ）の測定さ
れるべき信号１をサンプルしてデータＤ５を得て、
（ｅ）のアクイジション・メモリ３０に収録する。そこ
では、古いデータＤ２は廃棄されて、データＤ５，Ｄ
４，Ｄ３が収容される。同様にして、時点ｔ１１４にお
いてはデータＤ６，Ｄ５，Ｄ４が収容される。

【００５９】アクイジション・メモリ３０の容量３ワー
ドのうち、１ワードを時点１００の同期信号５２以前の
データ収集（プリトリガ・アクイジション・プロセス）
に割り当て、残り２ワードを時点ｔ１００のトリガに同
期した同期信号５２以後のデータ収集（ポストトリガ・
アクイジション・プロセス）に割り当てるように、測定
に先立って設定がなされている場合には、時点ｔ１００
以後のデータＤ５およびＤ６の２ワードのデータが収録
されると、そこでデータの収録は停止される。

【００６０】図４５（ｆ）には、時間分解能をサンプリ
ング・クロック周期Ｔ_C の５分の１にした場合の３ワー
ド分の波形メモリ５０の内容（波形データを収容するビ
ンの数は３×５＝１５ＢＩＮs ）が示されている。時点
ｔ１００とその直後のサンプリング用のクロック３の時
点ｔ１１３との時間差Ｔ_S ｎに対応する位置に時点ｔ１
１４に収録されたデータＤ６，Ｄ５，Ｄ４を先入れ先出
しして、（ｆ）のように収容する。データＤ４はデータ
Ｄ５に対してＴ_C だけ前に、データＤ６はデータＤ５に
対してＴ_C だけ後に位置して収容される。

【００６１】図４５（ｇ）のタイム・ウィンドウに示さ
れているように、時点ｔ１００以前、すなわち、時点ｔ
１０９〜ｔ１００のプリトリガ・アクイジション・プロ
セスによって得た５個のビンのデータ（同図ではＤ４の
みが表示されている）と時点ｔ１００以後、すなわち、
時点ｔ１００〜ｔ１１４のポストトリガ・アクイジショ
ン・プロセスによって得た１０個のビンのデータ（同図
ではＤ５とＤ６のみが表示されている）とが得られる。

【００６２】したがって、図示されてはいない次の同期
信号５２のプリトリガ・アクイジション・プロセスおよ
びポストトリガ・アクイジション・プロセスにおいて、
図４５（ａ）のＤ１〜Ｄ６とは異る点がサンプルされる
と、（ｆ）の波形メモリ３２のサンプル点に対応したビ
ンに得られたデータが書き込まれる。この動作が所定回
数くり返されて、１５個のビンのデータが表示される。
１５個のビンのすべてにデータが満たされていれば波形
抜けは無い。

【００６３】図４６は、等価時間サンプリングにより、
再現波形を得るためのタイム・チャートを示している。
（ａ）はサンプリング用のクロック３を、（ｂ）には
（ａ）のクロック３の後に続くクロック３’が示されて
いる。（ｃ）には測定される信号１が示され、太線で示
した波形の立上りで参照用の（リファレンス）トリガＲ
Ｔである同期信号（図示されてはいない）が発生してい
ることを示している。

【００６４】（ｃ）の信号１のリファレンス・トリガＲ
Ｔ１の直後の（ａ）のクロック３のクロック・タイミン
グｃ１でサンプル・ポイントＳＰ１−１のデータが収容
され、（ｄ）の表示波形のように表示される。クロック
・タイミングｃ２でサンプル・ポイントＳＰ１−２のデ
ータが収容され、（ｄ）の表示波形のように表示され
る。

【００６５】（ａ）のクロック・タイミングｃ１３は
（ｂ）のクロック・タイミングｃ１’に対応しており、
リファレンス・トリガＲＴ２直後のクロック・タイミン
グｃ１３（又はｃ１’）でサンプル・ポイントＳＰ２−
１のデータが収容され、（ｄ）の表示波形のように表示
される。クロック・タイミングｃ１４（又はｃ２’）で
ＳＰ２−２のデータが収容され、（ｄ）の表示波形のよ
うに表示される。これらＳＰ１−１，−２とＳＰ２−
１，−２の４個のデータは、２つの波形から得たもので
あるが（ｄ）の表示波形のように合成されると、１つの
波形から収録されたものと等価となる。

【００６６】合成された（ｄ）の表示波形の立上り部は
リファレンス・トリガＲＴ１または２に対応している。
ＲＴ１とその直後のクロック・タイミングｃ１との時間
差がＴs１ であり、ＲＴ２とその直後のクロック・タイ
ミングｃ１３（又はｃ１’）との時間差がＴs２ であ
る。

【００６７】ＲＴ１とＲＴ２の間のリファレンス・トリ
ガ周期Ｔrr１は、δＴs１＝Ｔs２−Ｔs１ とすると、 Ｔrr１＝１２×Ｔc＋Ｔs１−Ｔs２＝１２×Ｔc−δＴs
１

【００６８】同じく、ＲＴ２とＲＴ３の間のリファレン
ス・トリガ周期Ｔrr２は、δＴs２ ＝Ｔs３ −Ｔs２ と
すると、 Ｔrr２＝１２×Ｔc＋Ｔs２＋Ｔc−Ｔs３＝１２×Ｔc−
δＴs２＋Ｔc である。

【００６９】図示されたタイミングでは、 δＴs１＝Ｔs２−Ｔs１＝−１／５×Ｔc δＴs２＝Ｔs３−Ｔs２＝４／５×Ｔc となり、δＴs１とδＴs２の値が異るように見える。し
かしＴcとδＴs２との差を改めてδＴs２とおくなら
ば、これはδＴs１に等しくなる。同図において、Ｔrr
１＝Ｔrr２となっていることからも理解することができ
るであろう。

【００７０】図４７には、図４６（ｄ）の表示波形と、
リファレンス・トリガＲＴおよびサンプル・ポイントＳ
Ｐのデータを収容する波形メモリの多くのビン（ＢＩＮ
s）の関係が示されている。ここでは、δＴs ＝−１／
５×Ｔc となるように信号１とクロック３の周期が設定
されている。上向きの矢印はクロック３（又は３’）の
クロック・タイミングｃを、横向きの矢印は時間差Ｔs
を表している。クロック周期Ｔc の間に８個のビン（Ｂ
ＩＮs ）が用意されている。すなわち、Ｔc ／８が時間
分解能であり、８個のビン（ＢＩＮs ）のすべてにデー
タが収容されれば、波形抜けは発生しない。

【００７１】時間の経過とともにリファレンス・トリガ
ＲＴ１〜ＲＴ５，ＲＴ１’，ＲＴ２’の発生は続く。図
４７のリファレンス・トリガＲＴ４，５，１’，２’は
図４６には示されてはいないが、ＲＴ３以降に引き続い
て発生している。図４７の信号１の黒丸は、これら７個
の各ＲＴ以降、約１．５×Ｔc の期間にわたって発生す
るクロック３によりサンプリングされた信号１の振幅の
瞬時値であり、あたかも１つの波形として等価時間サン
プリング方法で合成し再現されている。

【００７２】図４７の例では、リファレンス・トリガＲ
Ｔ１〜ＲＴ５のクロック３は、信号１の異なる時間位置
をサンプリングする。しかしＲＴ１’のクロック３はＲ
Ｔ１のクロック３と、ＲＴ２’のクロック３はＲＴ２の
クロック３と同じ時間位置にあり、信号１の同じ時間位
置をサンプルする。以降サンプリングを繰り返し行って
も、クロック周期あたり５個以上のサンプル点は得られ
ない。

【００７３】データ収録の時間分解能をＴc/8 とする。
図４７のビン（ＢＩＮs ）は、ＲＴ１のクロック３に対
応してクロック周期Ｔc 間を８個のビンに分けた図で、
装置の時間分解能を表している。ＲＴ１〜ＲＴ２’のク
ロック３の時間位置に対応する丸印の付いたビンは５個
しか得られず、白抜きの３個のビンにはデータが収録さ
れない。いわゆる波形抜け現象を生じている。

【００７４】

【発明が解決しようとする課題】等価時間サンプリング
方式の波形収録システムにおいて、（１） 広帯域性を
阻害しないプリトリガの機能を持ち、（２） 揺らぎを
持つ信号入力に対してジッタの少ない波形データ収録が
でき、（３） さらにデータ収録の際に波形抜けが発生
せず、（４） かつデータ収録速度に優れた動作を可能
とする構成を提供することにある。

【００７５】図３７ないし４０に示した再現波形図から
明らかなように、コヒーレント・サンプリングは信号の
周期の揺らぎに対して弱く、ランダム・サンプリングは
その影響を受け難い。

【００７６】しかし、図４１ないし図４４に示したラン
ダム・サンプリングによる再現波形図から明らかなよう
に、ランダム・サンプリングでは、波形抜け現象が発生
し、それを防ぐには長時間のホールド時間を必要とする
から、測定には、長い時間を要する。

【００７７】本発明は、これらの課題を解決するために
なされたものである。

【００７８】

【課題を解決するための手段】コヒーレント・サンプリ
ングの特徴を活かし、その欠点を除去している。

【００７９】被測定信号に同期したリファレンス・トリ
ガとなる同期信号を得て、その同期信号の周期、即ち、
リファレンス・トリガ周期を計測し、このリファレンス
・トリガ周期をホールド周期とし、このホールド周期に
対して波形抜けの無いコヒーレント・サンプリングにな
り得るサンプリング・クロック周期を求め、この求めた
サンプリング・クロック周期を発生するようにクロック
周期を制御するようにした。このようにしたから、波形
抜け無く、ジッタの少ない再現波形を短い時間で得るこ
とができるようになった。クロック周期の制御により変
動するクロック周期の変動は、クロック周期の、たとえ
ば10000 分の１程度でよい。

【００８０】

【発明の実施の形態】本発明は、信号の繰り返し周期で
はなく同期信号（リファレンス・トリガ）の周期を求
め、それをホールド周期とし、その値からリファレンス
・トリガとサンプリング・クロックとの時間差である時
間補間データの列が、コヒーレント・サンプリング条件
を満足するように、サンプリング・クロック周期を演算
し、設定している。

【００８１】図１および図２には本発明の実施の形態を
示すための回路構成およびその動作を示す各部の波形が
示されている。

【００８２】測定される信号１はデジタイザ１０に入力
される。デジタイザ１０は周期Ｔcの図２（ｃ）のクロ
ック３が発生すると、（ａ）の信号１をアナログ値から
デジタル値に変換する。変換されたデジタル・データ２
０はクロック３に同期してシフト・レジスタ構成のアク
イジション・メモリ３０に送られる。アクイジション・
メモリ３０は図２（ｆ）の書き込み信号５３が“１”の
とき、クロック３に同期してデジタル・データ２０を書
き込む。図２（ａ）の信号１上の黒丸はサンプルされる
瞬時値を示す。同じく（ｃ）のクロック・タイミングｃ
４〜７による白丸のサンプル点は（ｆ）の書き込み信号
５３が“０”の期間であるために、書き込みされない。

【００８３】図２（ｂ）のトリガ２は、信号１と同期し
ており、多くの場合信号１からビックオフされる。トリ
ガ２は、同期回路１００に入力される。同期回路１００
は（ｅ）に示すホールド信号５１が“１”のとき、トリ
ガ２の入力を禁止し、“０”のときトリガ２を受付け
る。（ｅ）のホールド信号５１が、ホールド・タイミン
グｈ０で、“１”から“０”に変化すると、同期回路１
００はホールド・タイミングｈ０以降に入力する最初の
トリガ２のリファレンス・トリガＲＴ１で（ｄ）の同期
信号５２を発生し、以降、トリガ２の入力をインヒビッ
ト（禁止）する。

【００８４】タイムベース２００には同期信号５２とク
ロック３が入力される。同期信号５２を入力された
（ｇ）のタイムベース２００は、つぎのように動作す
る。

【００８５】内部に含まれたカウンタにより、クロック
・タイミングｃ０までのクロック３の発生回数、たとえ
ばｃ０を１個カウントしてその計測を停止し、クロック
期間係数値Ｎｃ＝１をマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）４
０にリファレンス・トリガＲＴ１以降に発生する（ｃ）
のクロック３、たとえば、ｃ１のタイミングで、（ｈ）
のデータ・バス４６により送出する。

【００８６】さらに、（ｇ）のタイムベース２００は、
リファレンス・トリガＲＴ１により得た（ｄ）の同期信
号５２とその直後に入力される（ｃ）のクロック・タイ
ミングｃ１のクロック３との間の時間差Ｔs１ を所定
の、たとえばｃ１〜５の５個のクロック期間すなわち、
時間差測定クロック数Ｎs（＝５）の間に計測する。こ
の時間差Ｔs１はクロック・タイミングｃ５において、
タイムベース２００から（ｈ）のデータ・バス４６を介
してマイクロプロセッサ４０へ送出される。

【００８７】一方、（ｇ）のタイムベース２００内で
は、リファレンス・トリガＲＴ１以降のクロック３の数
をカウントし、所定のプリセットしたポストトリガ値Ｎ
pst （たとえば、３）だけ、ｃ１〜３のクロック３をカ
ウントすると、（ｆ）の書き込み信号５３を“１”から
“０”にして、これをアクイジション・メモリ３０に送
出し、アクイジション・メモリ３０への書き込みを禁止
する。この結果、（ａ）の信号１上のｃ４〜７に対応す
る波形データは白丸の示すように書き込まれず捨てられ
る。

【００８８】（ｇ）のタイムベース２００における時間
差Ｔs１ の測定およびポストトリガ値Ｎpst の計数がク
ロック・タイミングｃ５において終了すると、（ｉ）の
アクイジション終了信号５４を“１”とし、マイクロプ
ロセッサ４０にデータ・バス４６を介して時間差Ｔs１
の測定結果とともに波形データの収録完了を報告する。

【００８９】（ｉ）のアクイジション終了信号５４が
“１“となったことを受けた（ｊ）のマイクロプロセッ
サ４０は、アクイジション・メモリ３０に蓄えられたデ
ータと、時間位置情報である時間差Ｔs １とをセットに
して、波形メモリ５０にデータ・バス４８を介してｃ５
〜８の間に転送する。

【００９０】アクイジション・メモリ５０の先頭アドレ
スに蓄えられたデータに対しては、リファレンス・トリ
ガＲＴ１より Ｔs１＋Ｎpst×Ｔc だけ遅れた時間、２番目のアドレスに蓄えられたデータ
に対しては、 Ｔs１＋（Ｎpst−１）×Ｔc 遅れた時間をセットにする。

【００９１】以下同様である。ここで図２においてはＮ
pst ＝３、（後述する）Ｎpre＝３であるから、転送さ
れるべき波形データ６個と対応する時間位置情報の転送
は、ｃ５からスタートして、所定の、たとえばデータ転
送３クロック分（Ｎd＝３）の期間、ｃ５〜８の間に行
われる。

【００９２】ｃ５〜８のデータ転送が終了すると、クロ
ック・タイミングｃ８で、マイクロプロセッサ４０はタ
イムベース２００に対してアクイジション・スタート信
号５５と遅延時間Ｔd＝Ｔc−Ｔs１ の演算結果をデータ
・バス４６を介して送出する。

【００９３】マイクロプロセッサ４０は、（ｉ）のアク
イジション終了信号５４がｃ８において“１”から
“０”になると、次に“１”になる迄の間に、Ｔrr演
算、Ｔrr加算（ＬＴrr）、Ｔc 変更判断（ｃ０〜４も同
じ）をする。

【００９４】タイムベース２００より受信したクロック
期間計数値Ｎc、時間差Ｔs １、ポストカウント値Ｎpst
、あらかじめ設定されたプリセット値Ｎpre 、時間差
測定クロック数Ｎs とデータ転送期間のクロック数Ｎd
とから次の処理をする。

【００９５】１．（ｂ）の多くのトリガ２のうちのリフ
ァレンス・トリガＲＴ１とＲＴ２に対応する（ｄ）の同
期信号５２の周期、すなわち、リファレンス・トリガ周
期Ｔrrを演算する。 ２． 演算したリファレンス・トリガ周期Ｔrrをマイク
ロプロセッサ４０内のメモリに加算し、累積値ＬＴrrを
得る。 ３． 累積値ＬＴrrを基にして、クロック３のクロック
周期Ｔc を変更するか否かを判断する。 これら３つの処理については後に詳述する。

【００９６】（ｇ）のタイムベース２００は、アクイジ
ション・スタート信号５５と遅延時間Ｔd （＝Ｔc−Ｔs
１）をデータ・バス４６を介してマイクロプロセッサ４
０からタイミング・クロックｃ８において受けると、次
の動作をする。

【００９７】タイムベース２００は、プリトリガ値Ｎpr
e だけクロック３を計数する。図２ではＮpre ＝３の場
合が示され、ｃ９〜１１を計数する。Ｎpre の計数が終
了すると、クロック・タイミングｃ１１で、遅延時間Ｔ
d （＝Ｔc−Ｔs１）に応じた遅延後の時点ｈ１で、
（ｅ）のホールド信号５１を“１”から“０”に変化し
てホールドオフにし、これを同期回路１００に送出す
る。

【００９８】内部カウンタは、プリトリガ値Ｎpre を計
数したクロック・タイミングｃ１１から新たにクロック
３の計数を始め、クロック・タイミングｃ１２のクロッ
ク３をカウントすると、（ｅ）のホールド信号５１が
“０”から“１”になるのでクロック期間計数値Ｎc
（＝１、図２の場合）を得る。そこでクロック期間計数
値Ｎc を（ｈ）のデータ・バス４６を介してマイクロプ
ロセッサ４０に送る。

【００９９】タイムベース２００は、クロック・タイミ
ングｃ８において、（ｆ）の書き込み信号５３を“０”
から“１”に変化させ、アクイジション・メモリ３０に
再びデジタル・データの書き込みを開始させる。

【０１００】ホールド・タイミングｈ１で“１”から
“０”になった（ｅ）のホールド信号５１を受けた同期
回路１００は、再びトリガ２に対して待ち受け状態とな
る。この待ち受け状態において印加された（ｂ）のトリ
ガ２が、リファレンス・トリガＲＴ２であり、（ｄ）の
同期信号５２を発生する。リファレンス・トリガＲＴ１
と２の周期がＴrr である。

【０１０１】以上のようにして、ホールド周期であるリ
ファレンス・トリガ周期Ｔrrと時間差Ｔs１ を得る１サ
イクルの動作が行われる。このリファレンス・トリガ周
期Ｔrrのサイクルが繰り返されて、波形メモリ５０に波
形データが蓄積されると、マイクロプロセッサ４０は、
適宜割り込み処理を行い、波形メモリ５０のデータを表
示装置６０にデータ・バス４９を介して送出して、収録
した波形データを表示する。

【０１０２】ここで、図２（ｅ）のホールド信号５１が
ホールド・タイミングｈ０で“１”から“０”に変化す
る過程で（ｂ）のトリガ２が印加されてしまうことがあ
るが、その場合には、ジッタを生ずることがあるので、
それをリファレンス・トリガとはせずに、ホールド・タ
イミングｈ０の変化が終了（ホールド期間が終了）して
から、その直後に印加されるトリガ２をリファレンス・
トリガＲＴ１として用いる。これは、従来の技術として
公知である。

【０１０３】図２（ｂ）のトリガ２のリファレンス・ト
リガＲＴ１と（ｃ）のクロック３のクロック・タイミン
グｃ１との時間差Ｔs１が小さな値であるときには、時
間補間の非線形の部分を用いることとなるため、十分な
精度が得られない。その場合には、リファレンス・トリ
ガＲＴ１と（ｃ）のクロック３のクロック・タイミング
ｃ２との時間差を求める場合もある。これは、従来の技
術として公知である。

【０１０４】図３にはタイムベース２００の具体的な回
路図が、図４および５にはその各部の動作を示すタイム
・チャートが示されている。

【０１０５】図４（ｂ）のクロック３のクロック・タイ
ミングｃ０においては、アンド・ゲート２１０の出力で
ある（ｋ）のアクイジション終了信号５４は“０”であ
り、Ｄフリップフロップのホールド・ラッチ２０１のＱ
出力である（ｅ）の信号２２１も“０”である。この状
態で、同期タイミングｓ０において（ａ）の同期信号５
２がホールド・ラッチ２０１のクロック端子ＣＫに入力
されると、（ｅ）の信号２２１は“０”から“１”へと
変化する。

【０１０６】（ｅ）の信号２２１が“１”になると、時
間差Ｔs を測定するための時間補間器２０３のクロック
・イネーブルＣＥ端子は“０”から“１”になる。リセ
ットＲ端子に印加されている（ｌ）の信号２２４は、同
期タイミングｓ０以前においては太線で示すように、
“０”であるから、ＣＥ端子が“１”になることによっ
て時間補間器２０３は（ｇ）の斜線部のように時間差計
測動作を開始する。

【０１０７】この時間差計測動作では、同期タイミング
ｓ０とその直後の（ｂ）のクロック３のクロック・タイ
ミングとの時間差Ｔs１ を計測する。この時間差計測動
作は、（ｇ）の斜線の期間、すなわち、クロック・タイ
ミングｃ１〜５の５個のクロック３が印加されると終了
し、クロック・タイミングｃ５に同期してそのＱ出力で
ある信号２２２を“０”から“１”に変えて、時間差計
測動作の完了を示す。時間差Ｔs１ の値は、データ・バ
ス４６を介してマイクロプロセッサ４０に送出される。

【０１０８】この時間補間器２０３における時間差計測
は、（ｅ）の信号２２１が“１”になった時点（ｓ０）
でゼロから傾斜波の上昇がスタートし、その直後のクロ
ック３のクロック・タイミングｃ１によって傾斜波の上
昇を停止し、一定となった電圧出力を高ビットのＡ／Ｄ
変換器に入力して、クロック３のｃ２〜ｃ５の何れかの
クロック・タイミングでデジタル値に変換する方法は、
Ｔ-Ｖ変換器として公知である。

【０１０９】ポストトリガ・カウンタ２０４のクロック
・イネーブルＣＥ端子は、同期タイミングｓ０において
（ｅ）の信号２２１が“０”から“１”になると、プリ
セットＰＳ端子に印加されている（ｌ）の信号２２４は
“０”であるから、ポストトリガ・カウンタ２０４はク
ロック３のカウントを開始し、予め設定されているポス
トトリガ値Ｎpst （＝３）からクロック３が印加される
毎に（ｈ）の斜線部の間クロック・タイミングｃ１〜３
によりカウントダウンし、ｃ３で計数値が“０”になる
と、（ｈ）のＱ出力である信号２２３を“０”から
“１”に変える。

【０１１０】この信号２２３はアンド・ゲート２１０と
インバータ２０８に印加される。インバータ２０８は
（ｈ）の信号２２３を反転して（ｉ）の書き込み信号５
３を“１”から“０”にして、アクイジション・メモリ
３０に対して送出する。

【０１１１】（ｅ）の信号２２１が“０”から“１”に
なることによって、プリトリガ・カウンタ２０６のプリ
セットＰＳ端子は“０”から“１“になり、そのＱ出力
の（ｊ）の信号２２５は“１”から“０”に変化する。
同時にプリトリガ・カウンタ２０６はデータ・バス４６
からプリトリガ値Ｎpre （＝３）を読み込み、カウント
値を３にプリセットする。

【０１１２】プリトリガ・カウンタ２０６のＱ出力であ
る（ｊ）の信号２２５が同期タイミングｓ０で“１”か
ら“０”に変化すると、ピリオド・カウンタ２０７のク
ロック・イネーブルＣＥ端子が“０”となり、ピリオド
・カウンタ２０７は（ｆ）に斜線で示した期間のクロッ
ク３を計数する動作を停止して同期タイミングｓ０の時
点のカウント値を保持する。同時に、データ・バス４６
を介してマイクロプロセッサ４０にクロック期間計数値
Ｎc として出力する。この出力は（ｆ）の破線の期間、
すなわち、同期タイミングｓ０ないしクロック・タイミ
ングｃ５の期間の（ｂ）のクロック３に同期して行われ
る。

【０１１３】この破線の期間は、ピリオド・カウンタ２
０７のＱ出力を示す（ｆ）のキャリィ５６がフラグとし
て送出される。キャリィ５６の示すフラグは、ピリオド
・カウンタ２０７が（ｆ）の斜線で示した計数動作期間
中にクロック３をカウントするカウント値が、カウンタ
２０７の計数最大値になると（ｆ）のキャリィ５６は
“１”となり、計数最大値に達しないうちに計数動作が
停止されると、“０“のままである。このキャリィ５６
の果すフラグとしての役割については後に詳述する。

【０１１４】同期タイミングｓ０の時点で（ｄ）の信号
２２９が“０”から“１“になると、時間加算器２０２
は直ちに（ｃ）のホールド信号５１を“０”から“１”
に変化させ、これを同期回路１００に送る。ホールド信
号５１が“１”である間は、同期回路１００はトリガ２
の印加に対して動作しない。

【０１１５】クロック・タイミングｃ３において、
（ｈ）の信号２２３が“０”から“１”に変化すると、
これはインバータ２０８で反転され、（ｉ）の書き込み
信号５３を“０“にして、アクイジション・メモリ３０
に送られる。これにより、アクイジション・メモリ３０
へのデータの書き込みは停止される。

【０１１６】クロック・タイミングｃ５において、時間
補間器２０３Ｑ出力が（ｇ）の信号２２２の示すように
“０”から“１“になると、すでに“１”になっている
（ｈ）の信号２２３とのアンドをアンド・ゲート２１０
においてとって、その出力を“０”から“１”にして、
（ｋ）のアクイジション終了信号５４を得る。これはデ
ータ・バス４６を介してマイクロプロセッサ４０に送出
される。

【０１１７】“１”になった（ｋ）のアクイジション終
了信号５４を受けたマイクロプロセッサ４０は、（ｍ）
に斜線で示した期間（ｃ５〜８）アクイジション・メモ
リ３０の波形データを波形メモリ５０に転送する。

【０１１８】（ｋ）のアクイジション終了信号５４がク
ロック・タイミングｃ５において“０”から“１”にな
ると、Ｄフリップフロップであるホールド・ラッチ２０
１とピリオド・カウンタ２０７のリセットＲ端子に
“１”が入力され、それぞれのＱ出力をリセットして、
（ｅ）の信号２２１と（ｆ）のキャリィ５６は太線で示
したように“０”となる。ピリオド・カウンタ２０７の
出力であるクロック期間計数値Ｎc はゼロにリセットさ
れる。

【０１１９】同期タイミングｃ５で（ｅ）の信号２２１
が“０”になると、時間補間器２０３とポストトリガ・
カウンタ２０４のクロック・イネーブルＣＥ端子が
“０”になるため、それらのＱ出力を“１”にしたまま
クロック３の印加に対してその動作を停止する。

【０１２０】（ｅ）の信号２２１が同期タイミングｃ５
で“０”になると、プリトリガ・カウンタ２０６のプリ
セットＰＳ端子も“０“になる。そこで、プリトリガ・
カウンタ２０６はプリセット状態を解除されるが、その
クロック・イネーブルＣＥ端子は（ｊ）の信号２２５に
より“０“であるからクロック３の入力は禁止されてい
る。

【０１２１】（ｍ）に斜線で示したデータ転送が終了す
るクロック・タイミングｃ８の時点で、マイクロプロセ
ッサ４０は、（ｍ）のアクイジション・スタート信号５
５を上向きの矢印のように送出し、データ・バス４６を
介してＤフリップフロップ２０５のクロックＣＫ端子に
印加する。同時に時間加算器２０２にＴdの値をデータ
・バス４６を介してプリセットする。このＤフリップフ
ロップ２０５は、そのリセットＲ端子が（ｊ）の信号２
２５により“０”であるから、そのＱ出力を（ｌ）の信
号２２４のように“０“から“１“に変化させる。

【０１２２】クロック・タイミングｃ８で（ｌ）の信号
２２４が“１”になると、プリトリガ・カウンタ２０６
のクロック・イネーブルＣＥ端子は“１”、（ｅ）の信
号２２１を受けるプリセットＰＳ端子は“０“であるか
ら、プリトリガ・カウンタ２０６はクロック３が入力す
る度に、プリセットされたプリトリガ値Ｎpre（＝３）
から（ｊ）の斜線で示す期間カウントダウンし、クロッ
ク・タイミングｃ１１のクロック３の印加でプリトリガ
・カウンタ２０６の計数値が“０”になると、そのＱ出
力である（ｊ）の信号２２５を“０“から“１“にす
る。

【０１２３】クロック・タイミングｃ８で（ｌ）の信号
２２４が“１“になると、時間補間器２０３のリセット
Ｒ端子とポストトリガ・カウンタ２０４のプリセットＰ
Ｓ端子は“１”となり、それぞれのＱ出力は、（ｇ）の
信号２２２および（ｈ）の信号２２３のように“１”か
ら“０”になる。同時に、ポストトリガ・カウンタ２０
４は、データ・バス４６から予め設定されたポストトリ
ガ値Ｎpst（＝３）を読み込み、そのカウント値をＮpst
としてプリセットする。（ｇ）と（ｈ）のｃ８〜１１
の間の太線は、この期間に時間補間器２０３がリセット
され、ポストトリガ・カウンタ２０４がプリセットされ
ることを表している。

【０１２４】クロック・タイミングｃ８で（ｌ）の信号
２２４が“１“になると、アンド・ゲート２１０の出力
である（ｋ）のアクイジション終了信号５４が“１“か
ら“０“になる。この変化はインバータ２０８で反転さ
れ、（ｉ）の書き込み信号５３は“０”から“１”にな
り、アクイジション・メモリ３０に出力される。そこで
アクイジション・メモリ３０はデジタル・データ２０の
書き込みを再開する。

【０１２５】クロック・タイミングｃ８で（ｌ）の信号
２２４が“１“になると、それ以降は、Ｄフリップフロ
ップのホールド・ラッチ２０１とピリオド・カウンタ２
０７のリセットＲ端子が（ｋ）のアクイジション終了信
号により“０”となって、それぞれのリセット状態は解
除される。

【０１２６】クロック・タイミングｃ１１で（ｊ）の信
号２２５が“０”から“１”になると、ピリオド・カウ
ンタ２０７のクロック・イネーブルＣＥ端子は“１”と
なる。一方、そのリセットＲ端子は（ｋ）のアクイジシ
ョン終了信号５４によって“０”であるから、ピリオド
・カウンタ２０７はクロック３の計数を開始し、クロッ
ク３の入力毎に、（ｆ）に斜線で示す期間、計数値をイ
ンクリメントする。

【０１２７】クロック・タイミングｃ１１で（ｊ）の信
号２２５が“０”から“１”になると、（ｄ）の信号２
２９は“０”になり、時間加算器２０２に入力される。
“０”を入力された時間加算器２０２には、Ｔd（＝Ｔc
−Ｔs１） の値がデータ・バス４６を介してマイクロプ
ロセッサ４０から印加されており、その遅延を加えたホ
ールド・タイミングｈ１の時点で、（ｃ）のホールド信
号５１を“１”から“０”にする。この時間加算器２０
２の具体例は、公知例６に開示されている。

【０１２８】クロック・タイミングｃ１１で（ｊ）の信
号２２５が“０”から“１”になると、Ｄフリップフロ
ップ２０５は、そのリセットＲ端子が“１”となってリ
セットされ、そのＱ出力は（ｌ）の信号２２４の太線で
示すように“０”になる。

【０１２９】（ｃ）のホールド信号５１がホールド・タ
イミングｈ１で“１”から“０”になると、それは同期
回路１００に印加される。同期回路１００はホールド・
オフとなって、その直後に印加されるトリガ２に対して
動作して、同期タイミングｓ１で（ａ）の同期信号５２
を発生する。この同期タイミングｓ１の原因となったト
リガ２が、図２（ｂ）のリファレンス・トリガＲＴ２で
ある。同期タイミングｓ１で図５（ａ）の同期信号５２
を印加されたタイムベース２００は再び図４（ａ）の同
期タイミングｓ０以降の動作を繰り返す。

【０１３０】以上タイムベース２００の動作シーケンス
を説明した。マイクロプロセッサ４０の動作クロックは
クロック３あるいはクロック３を分周器７０で分周した
ＭＰＵクロック４５が用いられるので、同期信号５２の
入力に伴うホールド信号５１の発生と、Ｔd（＝Ｔc−Ｔ
s１） の遅延を加えられたホールド信号５１の停止（ホ
ールドオフ）以外の動作は、クロックに同期している。
またＴd の遅延を加えてホールドオフを発生させる方法
は、ホールドオフに起因する波形抜けを防ぐ手法であ
る。このＴd の遅延を加える技術は公知例６および７に
開示されている。

【０１３１】リファレンス・トリガ周期（ホールド周
期）Ｔrrの計測について説明する。同期信号５２または
ホールド信号５１の周期を求めるに当り、まずトリガ周
期Ｔtを一定とし、さらにシステムの時間計測誤差をゼ
ロとして説明する。

【０１３２】図６は、（ｂ）のトリガ２の入力と（ｃ）
のクロック３の時間関係を基に、本発明のリファレンス
・トリガ周期Ｔrrの計測する方法を表している。測定さ
れる図示されてはいない信号に同期した（ｂ）のトリガ
２の周期はＴt 、（ｃ）のクロック３の周期はＴc であ
る。

【０１３３】同期回路１００への入力である（ｄ）のホ
ールド信号５１がホールド・タイミングｈ０で“１”か
ら“０”になった後に最初に入力するトリガ２をリファ
レンス・トリガＲＴ１とする。リファレンス・トリガＲ
Ｔ１が印加されると、同期回路１００は（ａ）の同期信
号５２を発生する。

【０１３４】同期信号５２を受けたタイムベース２００
はホールド信号５１を“０”から“１”に変えて同期回
路１００へ印加し、リファレンス・トリガＲＴ１より後
のトリガ２の受け入れを禁止する。リファレンス・トリ
ガＲＴ１とその後に印加される（ｃ）のクロック３の最
初のクロック・タイミングｃ１との時間差の測定とポス
トトリガ収録におけるクロック３の計数（ｃ１〜３）を
実行する。リファレンス・トリガＲＴ１と直後のクロッ
ク３のクロック・タイミングｃ１までの期間はＴs１ 、
クロック・タイミングｃ１から時間差Ｔs１ の測定とポ
ストトリガ収録の２つの作業が終了するまでのｃ１から
５の期間をＴm１（Ｔm１はＴc の倍数）とする。

【０１３５】時間差Ｔs１ の測定とポストトリガ収録の
２つの作業が終了すると、マイクロプロセッサ４０はＴ
m２（Ｔm２はＴc の倍数）のｃ５から８の期間にわたり
時間差Ｔs１ の計測データとポストトリガ収録データの
処理を行う。このデータ処理が終了すると、タイムベー
ス２００は予め設定されたプリトリガ収録期間のクロッ
ク３の数の計数をＴm３（Ｔm３はＴc の倍数）のｃ８か
ら１１の期間にわたり行う。この期間が経過すると、タ
イムベース２００は、Ｔd（＝Ｔc−Ｔs１） の遅延時点
であるホールド・タイミングｈ１においてホールド信号
５１を“１”から“０”に変化させる。そこでＴm４ の
ｃ１１から１３の期間において、新たにクロック３の計
数が開始される。

【０１３６】ホールド・タイミングｈ１の後、最初に入
力するトリガ２のリファレンス・トリガＲＴ２で再びホ
ールド信号５１が“１”になると、タイムベース２００
はクロック３の計数を停止し、Ｔm３ 終了時点からリフ
ァレンス・トリガＲＴ２直後のクロック・タイミングｃ
１３発生時点までをＴm４ としてマイクロプロセッサ４
０に送出する。Ｔm３とＴm４の期間は、プリトリガ収録
処理がなされる。

【０１３７】リファレンス・トリガＲＴ１と２の期間を
Ｔrr１と表す。Ｔrr１はＲＴ１でホールド信号５１が
“０”から“１”に変化して、次のＲＴ２で“０”から
“１”に変化する迄のホールド周期に等しい。ホールド
信号５１が“１”であるホールド期間をＴmhとすると、
次式となる。 Ｔmh＝Ｔs１＋Ｔm１＋Ｔm２＋Ｔm３＋（Ｔc−Ｔs１） すなわち、 Ｔmh＝Ｔm１＋Ｔm２＋Ｔm３＋Ｔc （５）

【０１３８】ここで、式（５）から、Ｔm１〜３は、そ
れぞれＴcの倍数であるから、ホールド期間Ｔmhもクロ
ック周期の倍数である。リファレンス・トリガ周期Ｔrr
１は、動作原理上トリガ周期Ｔt およびＴmhを用いて次
式で表され、Ｔmhが一定であるから、Ｔt が一定であれ
ば、Ｔrr１は一定となる。 Ｔrr１＝Ｔt ×Ｃeiling［Ｔmh／Ｔt］ （６） 但しＣeiling［ｘ］は、ｘ以上で最小の整数である。

【０１３９】一方Ｔrr１は、Ｔm１、Ｔm２、Ｔm３、Ｔm
４と補間時間となる時間差データＴs１およびＴs２を用
いて次式で表される。式のＴrr１およびＮm×Ｔcが一定
であるから、相連続する補間時間の差分δＴsn は一定
であることがわかる。Ｎmはリファレンス・トリガ周期
Ｔrr中のクロック数である。 Ｔrr１＝Ｔs１＋Ｔm１＋Ｔm２＋Ｔm３＋Ｔm４−Ｔs２ すなわち、 Ｔrr１＝Ｎm×Ｔc−δＴs１ （７） 但し、δＴs１＝Ｔs２−Ｔs１， Ｎm＝（Ｔm１＋Ｔm２＋Ｔm３＋Ｔm４）／Ｔc

【０１４０】図７および図８には本発明におけるクロッ
ク周期Ｔc の設定プロセスを示している。図７および図
８はそれぞれ図４６および図４７に対応している。ここ
で、図７（ｃ）および図４６（ｃ）の信号１の周期は同
じであり、（ａ）および（ｂ）のクロック周期Ｔc は、
図７においては図４６の0.986 倍に縮小されている。こ
れは、本発明により、クロック周期を制御した結果であ
る。

【０１４１】図７は、本発明による等価時間コヒーレン
ト・サンプリングにより、再現波形を得るためのタイム
・チャートを示している。（ａ）はサンプリング用のク
ロック３を、（ｂ）は（ａ）のクロック３の後に続くク
ロック３’が示されている。（ｃ）には測定される信号
１が示され、太線で示した波形の立上りで参照用のリフ
ァレンス・トリガＲＴである同期信号（図示されてはい
ない）が発生していることを示している。

【０１４２】（ｃ）の信号１のリファレンス・トリガＲ
Ｔ１の直後の（ａ）のクロック３のクロック・タイミン
グｃ１でサンプル・ポイントＳＰ１−１のデータが収容
され、（ｄ）の表示波形のように表示される。クロック
・タイミングｃ２でサンプル・ポイントＳＰ１−２のデ
ータが収容され、（ｄ）の表示波形のように表示され
る。

【０１４３】（ａ）のクロック・タイミングｃ１３は
（ｂ）のクロック・タイミングｃ１’に対応しており、
リファレンス・トリガＲＴ２直後のクロック・タイミン
グｃ１４（又はｃ２’）でサンプル・ポイントＳＰ２−
１のデータが収容され、（ｄ）の表示波形のように表示
される。これらＳＰ１−１，−２とＳＰ２−１，の３個
のデータは、２つの波形から得たものであるが（ｄ）の
表示波形のように合成されると、１つの波形から収録さ
れたものと等価となる。

【０１４４】合成された（ｄ）の表示波形の立上り部は
リファレンス・トリガＲＴ１または２に対応している。
ＲＴ１とその直後のクロック・タイミングｃ１との時間
差がＴs１ であり、ＲＴ２とその直後のクロック・タイ
ミングｃ１４（又はｃ２’）との時間差がＴs ２であ
る。

【０１４５】ＲＴ１とＲＴ２の間のリファレンス・トリ
ガ周期Ｔrr１は、δＴs１＝Ｔs２−Ｔs１ とすると、 Ｔrr１＝１２×Ｔc＋Ｔs１＋Ｔc−Ｔs２＝１２×Ｔc−
δＴs１＋Ｔc

【０１４６】同じく、ＲＴ２とＲＴ３の間のリファレン
ス・トリガ周期Ｔrr２は、δＴs２＝Ｔs３−Ｔs２とす
ると、 Ｔrr２＝１２×Ｔc＋Ｔs２−Ｔs３＝１２×Ｔc−δＴs
２ である。

【０１４７】図示されたタイミングでは、 δＴs１＝Ｔs２−Ｔs１＝５／８×Ｔc δＴs２＝Ｔs３−Ｔs２＝−３／８×Ｔc となり、δＴs１とδＴs２の値が異るように見える。し
かしＴc とδＴs２との差を改めてδＴs２とおくなら
ば、これはδＴs１に等しくなる。同図において、Ｔrr
１＝Ｔrr２となっていることからも理解することができ
るであろう。

【０１４８】図８には、図７（ｄ）の表示波形と、リフ
ァレンス・トリガＲＴおよびサンプル・ポイントＳＰの
データを収容する波形メモリの多くのビン（ＢＩＮs ）
の関係が示されている。ここでは、δＴs ＝−３／８×
Ｔc となるように信号１とクロック３の周期が設定され
ている。上向きの矢印はクロック３（又は３’）のクロ
ック・タイミングｃを、横向きの矢印は時間差Ｔs を表
している。クロック周期Ｔc の間に８個のビン（ＢＩＮ
s ）が用意されている。すなわち、Ｔc ／８が時間分解
能であり、８個のビン（ＢＩＮs ）のすべてにデータが
収容されれば、波形抜けは発生しない。

【０１４９】時間の経過とともにリファレンス・トリガ
ＲＴ１〜ＲＴ８の発生は続く。図８のリファレンス・ト
リガＲＴ４〜８は図７には示されてはいないが、ＲＴ３
以降に引き続いて発生している。図８の信号１の黒丸
は、１１個の各ＲＴ以降、約１．５×Ｔc の期間にわた
って発生するクロック３によりサンプリングされた信号
１の振幅の瞬時値であり、あたかも１つの波形として等
価時間サンプリング方法で合成し再現されている。

【０１５０】図８において、８個のビンの総べてに丸印
のように波形データが満たされ、かつ、各ビンには複数
個のクロック３が重畳して対応していない。すなわち、
図４７の場合と異り重複することも、波形抜けとなるこ
ともない。本発明によって実現される等価時間サンプリ
ングにおけるコヒーレント・サンプリングでは信号１の
整数倍であるリファレンス・トリガ周期に対して、図
７，８に示した状態となるようにクロック３の周期Ｔc
を制御している。８回のリファレンス・トリガＲＴ１〜
８の発生でクロック周期Ｔc 間の８個のビンに対応する
信号１の瞬時値が過不足なくサンプリングされる状態が
得られる。

【０１５１】時間分解能をＴc ／８とするとき、図７お
よび図８以外のクロック周期でもコヒーレント・サンプ
リングを実行することができる。これはδＴs ＝−１／
８×Ｔc（７／８×Ｔcと同等） 、−５／８×Ｔc（３／
８×Ｔcと同等） 、−７／８×Ｔc （１／８×Ｔcと同
等）となるようクロック周期が設定された場合で、Ｔc
に掛け算する係数の分母（ビン数）が８、且つ分子と分
母が互いに素となる場合である。

【０１５２】容易に推察できるように、δＴs ＝−１／
８×Ｔc（若しくは７／８×Ｔc）では、図７および８の
８個のビンに対応する波形瞬時値は右から左へ順にサン
プリングされ、δＴs ＝−７／８×Ｔc（若しくは１／
８×Ｔc） では逆に左から右へ順にサンプリングされ
る。

【０１５３】図７および８に述べた例を一般化すると、
以下のようになる。クロック周期Ｔc 間の表示されるべ
きデータ数、すなわち、ビン数をＭとすると、コヒーレ
ント・サンプリングとなるためにはリファレンス・トリ
ガ周期Ｔrrとクロック周期Ｔc 間に次式が成立すればよ
い。

【０１５４】 Ｔc ＝Ｔrr／（Ｙ＋Ｘ／Ｍ） （８） 但し、Ｘ＜Ｍで、ＸとＭは互いに素 Ｙは１つのリファレンス・トリガ周期Ｔrr間に含まれる
クロック３の周期数である。また、Ｍを２の累乗とすれ
ばＭとＸは“互いに素”を満足すればよいので、Ｘは奇
数となる。ＸとＹを特定値に確定するためには、Ｔc の
リファレンス値Ｔcrを定め、設定されるＴc を極力Ｔcr
に近い値に選ぶようにすれば、Ｘの値は特定される。

【０１５５】図９にはクロック周期Ｔc の決定プロセス
を示している。（ａ）の信号１と（ｂ）のクロック３は
図４６と同一であり、ここではＴc のリファレンス値Ｔ
cr＝１として、信号１の周期Ｔt を2.0537 、クロック
３の周期Ｔc を1.01 として描いている。いまリファレ
ンス・トリガ周期Ｔrr中に含まれるクロック３の発生回
数と時間差Ｔs１およびＴs２を測定することで、正確な
Ｔrr値12.322 が得られるとする。

【０１５６】ここで、ＲＴ１とＲＴ２の間には６個の繰
り返し信号１が含まれるので、ＴrrはＴt の６倍、すな
わち12.322 である。一旦Ｔrr値が確定したところで、
クロック３の代わりにその値がＴcrである、（ｃ）のリ
ファレンス・クロックＲＣを考える。これはＴc が１に
規格化され、かつＲＴ１の発生時点に発生する仮想クロ
ックである。

【０１５７】リファレンス・トリガＲＴ１から２迄のリ
ファレンス・トリガ周期Ｔrr中に含まれるリファレンス
・クロックＲＣの数Ｙは、Ｆloor［Ｔrr／Ｔcr］＝Ｆlo
or［12.322／1］＝12 となる。一般化すれば、式
（８）に対応するリファレンス・クロックの数Ｙは、次
式となる。 Ｙ＝Ｆloor［Ｔrrｎ／Ｔcr］ （９） 但しＦloor［Ｘ］は、ｘ以下で最大の整数である。

【０１５８】図１０にはリファレンス・トリガＲＴ１に
一致したｔ＝０のリファレンス・クロックＲＣから数え
てｔ＝１２と１３の周辺部の拡大したものが示されてい
る。（ａ）には図９（ａ）の信号１のｔ＝１２から１３
の周辺の波形が示されている。（ｂ）には図９（ｃ）の
ｔ＝１２から１３の周辺のリファレンス・クロックＲＣ
が示されている。（ｃ）にはリファレンス・クロックＲ
Ｃの１周期Ｔcrの間を８個のビンの幅で分解した１／８
×８の期間を示している。（ｄ）には（ｃ）の１／８×
８の期間を８倍した１×８の期間を示している。

【０１５９】リファレンス・クロックＲＣはリファレン
ス・トリガＲＴ１と同じ時点ｔ＝０で発生しているの
で、もしＲＴ２が“奇数／８”のビンの境界時点で発生
すれば前述したδＴs は“奇数／８”となり、リファレ
ンス・クロックＲＣは信号１に対しコヒーレント・サン
プリングを実行することができる。しかし、リファレン
ス・トリガの発生時刻は12.322 であり、Ｔcr＝１に対
するδＴs は0.322 （＝Ｍod［12.322,1］）である。δ
Ｔs ≠奇数／８であるから、コヒーレント・サンプリン
グ状態にはない。ここで、Ｍod［ｍ，ｎ］は、ｍのｎに
よる商の剰余である。

【０１６０】コヒーレント・サンプリング状態となるた
めには、クロック３の周期がＴcr＝１から僅かにずれ、
ｔ＝12.322 の時点がビン“奇数／８”の境界となれば
よい。図１０から明らかなように、この境界は３／８で
あり、クロック３が僅かに左側にずれる、すなわち、Ｔ
cr＝１より周期が短くなれば最適値となることを示して
いる。

【０１６１】最適値を求めるには、δＴs ＝0.322（＝
Ｍod［12.322,1］）を８倍し、それに最も近い奇数を求
めれば良い。0.322×8＝2.576 であるから、求める数Ｘ
は図１０（ｄ）に示すように（ｃ）の値を８倍し、Ceil
ing ［Ｘ］を求めると、３となる。このＸと式（９）で
求めたＹを式（８）に代入し、Ｔc ＝12.322 ／（12＋
3／8 ）＝0.995717 を得る。

【０１６２】この値のＴc のクロック３を用いるならば
コヒーレント・サンプリングをすることができ、８個の
ビンに重複することも、波形抜けすることもなく、波形
データを収容することができる。

【０１６３】図１１には図９（ａ）の信号１の周期を2.
0537 から2.0642 に変えて、設定するクロック３の周期
がＴcr＝１より長くなる例を示している。（ａ）には図
９（ａ）の信号１のｔ＝１２から１３の周辺の波形が示
されている。（ｂ）には図９（ｃ）のｔ＝１２から１３
の周辺のリファレンス・クロックＲＣが示されている。
（ｃ）にはリファレンス・クロックＲＣの１周期Ｔcrの
間を８個のビンの幅で分解した１／８×８の期間を示し
ている。（ｄ）には（ｃ）の１／８×８の期間を８倍し
た１×８の期間を示している。

【０１６４】リファレンス・トリガＲＴ２の発生時点は
信号１の周期の６倍の12.3845 である。この時δＴs ＝
0.3845 （＝Ｍod［12.3845,1］）であり、δＴs の８倍
の値は3.076 となる。コヒーレント・サンプリング状態
となるためには、ｔ＝12.3845 の時点にビンの境界３／
８（Ｘ＝３）があれば良い。このためにはクロック３が
３／８よりも僅かに右側にずれる、すなわち、Ｔcr＝１
より周期が長くなれば最適値となることを示している。
最適値を求めるには、式（８）に代入し、Ｔc ＝12.384
5 ／（12 ＋3 ／8 ）＝1.00076768 を得る。

【０１６５】ここに得たＴc の値が、リファレンス・ク
ロック周期Ｔcrよりも長くなるか、短くなるかは、δＴ
s を８倍した値のＣeiling、すなわち（ｄ）の Ｃeiling［δＴs ×Ｍ］＝Ｃeiling ［Ｍod［Ｔrr,１］
×Ｍ］ の値で判断すれば良い。図９（ａ）の信号１の周期Ｔt
を2.0537とした図１０の例では、図１０（ｄ）のように
Ｃeiling ［Ｍod［12.322,1 ］×8 ］＝3 と奇数とな
り、Ｘにはこの値３を用いる。

【０１６６】図１１には、信号１の周期Ｔt を2.0641
とした例を示している。Ｃeiling ［Ｍod［12.3845,1
］×8 ］＝4 と偶数になる。この時は、Ｆloor［Ｍod
［12.3845,1 ］×8 ］＝3 を（ｄ）のようにＸの値とす
る。

【０１６７】そこで、Ｘの値を得る過程を式で表すと、 Ｘ＝Ｃeiling［Ｍod［Ｔrrｎ，Ｔcr］／Ｔcr×Ｍ］ （１０） 但し、Ｃeiling ［Ｍod［Ｔrrｎ，Ｔcr］／Ｔcr×Ｍ］が奇数の時 Ｘ＝Ｆloor［Ｍod［Ｔrrｎ，Ｔcr］／Ｔcr×Ｍ］ （１１） 但し、Ｃeiling ［Ｍod［Ｔrrｎ，Ｔcr］／Ｔcr×Ｍ］が偶数の時

【０１６８】式（７）によりＴrrｎ（式（７）ではｎ＝
１）、式（９）と式（１０）（あるいは式（１１））に
よりＸとＹが求められ、これらの値を式（８）に代入す
ると、コヒーレント・サンプリング状態となるクロック
周期Ｔc が求められる。

【０１６９】以上の説明から明らかなように、コヒーレ
ント・サンプリング状態を得るように設定されるクロッ
ク周期は、Ｔrrの時間を経過した後にＴcr／Ｍ以下のず
れを発生するだけ良い。リファレンス・クロック周期Ｔ
crとの差分（ずれ）をδＴcとすれば、 δＴc≦（Ｔcr／Ｍ）／Ｔrr＜（１／Ｍ）×（Ｔcr／Ｔm
h） 但し、Ｔmhは式（５）（図９）に示すホールド期間であ
る。Ｍ＝1024、Ｔmh／Ｔcr＝10 を仮定すれば、クロッ
ク周期Ｔc の変化は0.0001以下でよいことがわかる。

【０１７０】図１２にはクロック周期Ｔc を変化させる
回路構成の１例が示されている。新たなクロック周期Ｔ
c を設定するときは、データ・バス４６を介してマイク
ロプロセッサ４０よりＤ／Ａ変換器３０１にデータが送
られる。Ｄ／Ａ変換器３０１は新たなデジタル・データ
を受け、その電流出力を変化させる。

【０１７１】この出力変化はオペアンプ３０４と抵抗３
０３で電圧変化に変換され、電圧制御型の水晶発振器
（Voltage Controlled Crystal Oscillator 略してＶＣ
ＸＯ）制御端子に入力される。ＶＣＸＯ３０５の内部の
バリキャップ（可変容量）に制御端子の電圧変化が伝達
されるとＶＣＸＯ３０５の出力周波数が変化し、所望の
クロック周期のクロックを得ることができる。

【０１７２】ＶＣＸＯの例として、たとえば出力周波数
が10〜100 ＭＨｚであれば日本電波工業（ＮＤＫ）のＭ
odel-7130Ａ、600 ＭＨｚ帯であれば、Ｍodel-7164Ａが
あり、制御端子の±2.5Ｖの変化で、出力周波数を±0.0
001 以上変化させることができる。

【０１７３】測定時間分解能について説明する。図９〜
１１を用いたリファレンス・トリガ周期Ｔrrは正確に求
めるという仮定のもとに説明した。時間差である補間時
間Ｔs の測定時間分解能が無限小であれば、この仮定は
満たされるが、現実に測定できる補間時間は有限であ
り、時間領域のデジタル・データの収録では、一般に、
時間分解能Ｔc ／Ｍを持つ。その結果、リファレンス・
トリガ周期Ｔrrの時間測定には、最大でＴc ／Ｍの量子
化誤差が発生する。

【０１７４】一方、式（８）で表現される奇数Ｘに対し
て整数（Ｘ−１）と（Ｘ＋１）は偶数となり、波形抜け
を発生する。図４１〜４４において示したＴc ＝10 ×
（1＋8／Ｍ) 、および10×（1＋32／Ｍ）は、この波形
抜けを生ずる場合を示した。Ｘを奇数値近傍に設定する
には、 （Ｔrr測定誤差）＜＜Ｔc ／Ｍ を満足することが必要となる。

【０１７５】この問題の解決法として、Ｔrrを複数であ
るｍ回測定し、平均を計算してシステムの持つ時間分解
能をｍ^1/2 倍に高める方法は容易に考えられるが、それ
よりも効率的に時間分解能を高める方法があるので、そ
れについて説明する。それは、ｍ個の連続するＴrrを累
積することにより測定誤差を１／ｍに軽減することがで
きる方法である。信号１の周期Ｔt を2.0537とし、クロ
ック３の周期を１、時間分解能を１／８とする例で説明
する。

【０１７６】図１３〜図１６を用いて、測定時間分解能
を向上せしめる方法を説明する。これらの図１３〜図１
６は図１０および１１と対応している。（ａ）には図９
（ａ）の信号１のｔ＝１２から１３の周辺の波形が示さ
れている。（ｂ）にはクロック３が示されている。
（ｃ）にはクロック３の１周期の間を、８個のビンで分
解して０／８〜７／８の期間を示している。この時間分
解能は１／８である。

【０１７７】式（７）より、Ｔrrｎ＝Ｎ×Ｔc−（（Ｔs
ｎ＋１）−Ｔsｎ）であり、量子化誤差はＴsｎの測定時
に発生する。図１３のリファレンス・トリガＲＴ２はｔ
＝12.322で発生するが、時間分解能は１／８であるか
ら、ＲＴ２とｔ＝１２の間で発生するクロック３の時間
差（Ｔc−Ｔs２）は２／８と計測される。ＲＴ１はｔ＝
０で発生しているのでＴs１＝０であり、Ｔrr１＝１２
＋２／８を得る。Ｔrrの真値12.322に対し、2/8 −0.32
2＝−0.072 の誤差が発生する。

【０１７８】図１４は、ｔ＝24.644で発生するＲＴ３と
クロック３のタイミングを示している。Ｔc−Ｔs３は真
値0.644 に対し５／８と測定されるのでＴrr２＝12＋
（5/8−0.644）−（2/8−0.322）となり、5/8−2／8−
0.322＝0.053の誤差が発生する。

【０１７９】図１５および図１６はそれぞれＲＴ４とＲ
Ｔ５に対するクロック３のタイミングが示されており、
図１５においてＴrr３では（7/8−0.966）−（5/8−0.6
44）＝−0.072の誤差が、図１６においてＴrr４では（2
/8−0.288）−（7/8−0.966）＝0.053の誤差が発生す
る。

【０１８０】図１７は、図１３〜図１６で説明したリフ
ァレンス・トリガ周期Ｔrr１〜Ｔrr４迄の測定誤差を図
示したもので、Ｔrr１に示す負の誤差はＴs２ 測定時に
おける量子化誤差ＱＥ、Ｔrr２に示す負の誤差はＴs３
測定時の量子化誤差である。一方、Ｔs２ の量子化誤差
はＴrr２測定時に逆符号である正の誤差となって加わ
り、この２つの誤差の差分がＴrr２の量子化誤差ＱＥと
なる。以下Ｔrr３、Ｔrr４も同様である。

【０１８１】図１８には、図１７に示したＴrr１〜Ｔrr
４の測定結果を累積した値をＬＴrrとすると、図１８に
示すように、Ｔs２〜Ｔs４測定時に発生する量子化誤差
ＱＥは相殺され、ＬＴrrにはＴs５ 測定時の量子化誤差
2/8−0.288だけが残る。このＬＴrrを、累積したＴrrｎ
の測定回数ｍで割ってＴrrを求めると、Ｔrr＝ＬＴrr／
4 ＝12.322＋（2/8−0.288）／4 となり、量子化誤差を
１／４に軽減することができる。

【０１８２】なお、コヒーレント・サンプリング状態を
満足するクロック周期Ｔc ＝Ｔrrｎ／（Ｙ＋Ｘ／Ｍ）に
対し、もしクロック３の周期がＴc ＝Ｔrrｎ／（Ｙ＋Ｘ
／Ｍ’）但しＭ’＜Ｍ、と設定されると、Ｍ’個のデー
タを得るコヒーレント・サンプリング状態となり、サン
プリングを継続してもＭ個のビンを埋めるデータは収録
できず、波形抜け現象を発生する。

【０１８３】Ｍに最も近いＭ’はＭ−１であり、Ａbs
［Ｘ］はＸの絶対値を表すならば、Ａbs ［１／Ｍ−１
／（Ｍ−１）］＝１／（Ｍ×（Ｍ−１））＞１／Ｍ² で
あるから、クロック３の周期Ｔc の設定精度が１／Ｍ²
以下になれば、波形抜けは起こさない。いま、累積回数
ｍをＭとすれば、その時の誤差は、１／Ｍ（１回のＴrr
測定精度）×１／Ｍ（累積による誤差低減）＝１／Ｍ²
である。故に累積回数ｍ≧Ｍ（Ｔc を分割するビンの
数）を満足させれば良い。

【０１８４】これまでの説明では、信号１の繰り返し周
期と一致しているトリガ周期Ｔt を一定と仮定してい
た。しかし、動作説明や同期周期の計測で明らかにした
ように、本発明は信号１からピックオフするトリガを基
に時間差Ｔs を得ているので、信号１の周期Ｔt が揺ら
いでいてもＴrrあるいはＬＴrrはシステム時間分解能Ｔ
c ／Ｍで計測できる。このため、トリガ周期Ｔt に揺ら
ぎがある場合は、ＬＴrrを測定期間内の同期信号５１の
平均周期Ｔrrのｍ倍と捉えれば良い。

【０１８５】またδＴsをｍ回累積した値をδＬＴsとお
けば、 （δＬＴs／ｍ）／Ｔcr＝Ｍod［（ＬＴrr／ｍ）／Ｔcr，１］ ＝Ｍod［ＬＴrr／ｍ，Ｔcr］／Ｔcr であるから、連続するリファレンス・トリガ周期Ｔrrを
ｍ回累積した累積期間ＬＴrrの値を用いる場合には、式
（８）〜（１１）は、 Ｔc ＝（ＬＴrr／ｍ）／（Ｙ＋Ｘ／Ｍ） （８’） Ｙ＝Ｆloor［（ＬＴrr／ｍ）／Ｔcr］ （９’） Ｘ＝Ｃeiling［Ｍod［ＬＴrr／ｍ，Ｔcr］／Ｔcr×Ｍ］ （１０’） ただしＣeiling［Ｍod［ＬＴrr／ｍ，Ｔcr］／Ｔcr×Ｍ］が奇数の時 Ｘ＝Ｆloor［Ｍod［ＬＴrr／ｍ，Ｔcr］／Ｔcr×Ｍ］ （１１’） ただしＣeiling［Ｍod［ＬＴrr／ｍ，Ｔcr］／Ｔcr×Ｍ］が偶数の時 となる。

【０１８６】クロック周期Ｔc の設定プロセスについて
説明する。図２のタイムチャートでは、マイクロプロセ
ッサ４０が次の動作をすることを説明した。 １．データ転送 ２．リファレンス・トリガ周期Ｔrrの計測と累算 ３．クロック周期Ｔc 変更の判断 ４．アクイジション・スタート信号５５の発生と遅延時
間Ｔd（＝Ｔc−Ｔs ）の設定

【０１８７】マイクロプロセッサ４０は、リファレンス
・トリガ周期Ｔrrの累積値ＬＴrrを基に、クロック３の
周期がコヒーレント・サンプリング条件を満足している
か否かを判断した後、もし条件を満足していない時はコ
ヒーレント・サンプリングとなるクロック３の周期を演
算して、新たなクロック周期Ｔcを設定する動作をす
る。

【０１８８】図１９ないし図２６には、この累積値ＬＴ
rrを得るためのＴrrの累積回数ｍを４として、コヒーレ
ント・サンプリングを実行するクロック３の周期Ｔc の
設定プロセスを一連のタイムチャートで示している。

【０１８９】図１９ないし図２６において、（ａ）はト
リガ２を、（ｂ）はトリガ２に同期して得た同期信号５
２を（ｃ）はプリトリガＰreＴrgの期間を、（ｄ）はポ
ストトリガＰstＴrgの期間を、（ｅ）はＬＴrr を得る
タイミングとその値を、（ｆ）はデータ転送ＤＴＲのタ
イミングを（ｇ）はリファレンス・トリガ周期Ｔrrを演
算および加算処理によって得るタイミングを、（ｈ）は
クロック周期Ｔc を設定するタイミングＴcＳet を、
（ｉ）および（ｊ）はマイクロプロセッサ４０内で使用
されるフラグＦlag １および２のタイミングを表してい
る。

【０１９０】（ｉ）のフラグＦlag １はアクイジション
・スタート信号５５の発生前にクロック周期Ｔc の設定
が行われたことを示す。（ｊ）のフラグＦlag ２は、マ
イクロプロセッサ４０がキャリィ５６をデータ・バス４
６を介してタイムベース２００から受けたことを示して
いる。（ｆ），（ｇ），（ｈ）において上向きの矢印は
アクイジション・スタート信号５５のタイミングを表し
ている。

【０１９１】データ収録動作を開始するとマイクロプロ
セッサ４０はクロック３（図示せず）の初期値として、
クロック・タイミングＴc０ を設定する。またデータ収
録の時間窓とトリガ２の入力時刻に対する時間窓、すな
わち、図４５で説明したプリトリガとポストトリガの時
間位置を定めるＴc０ に対応するプリトリガのプリトリ
ガ値Ｎpre とポストトリガのポストトリガ値Ｎpst を計
算し、図３のプリトリガ・カウンタ２０６とポストトリ
ガ・カウンタ２０４にプリセットする。プリトリガ値Ｎ
pre とポストトリガ値Ｎpst の算出法については図４５
により、説明した。

【０１９２】動作開始時に、マイクロプロセッサ４０内
に設けられた２個のリファレンス周期Ｔrrを記憶する内
部メモリＭＬＴrr-ａ，ＭＬＴrr-ｂ，および時間差Ｔs
を記憶する２個の内部メモリＭＴs-ａ，ＭＴs-ｂ（いず
れも図示せず）に値０をプリセットする。 各プリセッ
ト動作は、クロック３が安定する時点ｔ１（図１９）迄
に終了させる。

【０１９３】クロック周期Ｔc が安定する時点ｔ１でマ
イクロプロセッサ４０はアクイジション・スタート信号
５５を（ｈ）の上向き矢印の時点で発生するとともに、
（ｉ）のＦlag １を“１”にする。このフラグＦlag １
はアクイジション・スタート信号５５の発生前にクロッ
ク周期Ｔc の設定が行われたことを示している。

【０１９４】データ収録動作は、図１９ないし２６の
（ｃ）で矢印で示された期間にわたって続けられ、この
期間が終了すると、ホールド信号５１（図示せず）を
“０”とし、ホールドオフにする。この最初のＰreＴrg
期間ｔ１ないしｔ２の直前迄の矢印の期間は、プリセッ
トしたプリトリガ値Ｎpreと内部メモリＭＴs-ａのデー
タ（＝０）に従い、Ｎpre×Ｔc０＋Ｔc０−（ＭＴs-ａ
値）となっている。

【０１９５】（ｃ）のプリトリガＰreＴrg期間が過ぎる
と、その後の最初の（ａ）のトリガ２（周期をＴt１ と
する）の入力時点ｔ２で（ｂ）の同期信号５２が発生
し、その後（ｄ）の矢印で示した時点ｔ２からｔ３まで
のポストトリガＰstＴrg期間にわたりデータ収録と時間
差Ｔs１-１（ｔ２時点と、以降最初のクロック３との時
間差）（いずれも図示せず）を測定する。この（ｄ）の
最初のポストトリガＰstＴrg期間（ｔ２〜ｔ３）は、デ
ータ収録が時間差Ｔs１-１の測定時間より長い場合は、
プリセットしたポストトリガ値Ｎpst とＴs１-１で定ま
り、Ｎpst×Ｔc０＋（Ｔs１-１）である。データ収録時
間よりＴs１-１の測定時間が長い場合は、図２に示すご
とく、Ｎs×Ｔc０＋（Ｔs１-１）である。

【０１９６】時点ｔ３で（ｄ）のＰstＴrg期間が終了す
ると、マイクロプロセッサ４０は（ｆ）のデータ転送Ｄ
ＴＲ期間（ｔ３〜ｔ４）で、ＰreＴrg開始からＰstＴrg
終了迄（ｔ１〜ｔ３）に捉えられた収録データとそれら
に対応する時間情報を波形メモリ５０（図１）に転送す
る。同時に時間差Ｔs を記憶している内部メモリＭＴs-
ａのデータ（初期値０）を移行し、ＭＴs-ａには測定し
たＴs１-１を格納する。この結果２番目のプリトリガＰ
reＴrg期間の終了は時間差Ｔs１-１に従って決定され
る。

【０１９７】時点ｔ４で（ｆ）の“データ転送ＤＴＲ期
間”が終了すると、マイクロプロセッサ４０は２番目の
アクイジション・スタート信号５５を上向き矢印のよう
に発生し、データ収録動作は、（ｃ）のプリトリガＰre
Ｔrgで矢印で示された期間にわたり再開される。一方マ
イクロプロセッサ４０は、図３のタイムベース２００と
協力してリファレンス・トリガ周期Ｔrr１-０を、Ｎpre
＋Ｎpst＋Ｎd＋Ｎc＝Ｎm とおいて、式（７）の（Ｎp
re＋Ｎpst＋Ｎd＋Ｎc）×Ｔc０−δＴs１ に従って計
算する。

【０１９８】δＴs１＝（Ｔs１-１）−（Ｔs１+０）で
ある。ここで、式（７）では、 Ｔc０＝Ｔc （Ｔs１-１）−（Ｔs１-０）＝δＴsｎ と表されている。

【０１９９】プリトリガ値Ｎpreとポストトリガ値Ｎpst
はプリセットされた値であるから既知である。データ転
送用クロック数Ｎdも既知である。クロック期間計数値
ＮcはプリトリガＰreＴrg終了時点とポストトリガＰst
Ｔrg開始時点ｔ２間のクロック３の発生回数で、図３の
ピリオド・カウンタ２０７で計測されている。時間差Ｔ
s１-０は内部メモリＭＴs-ｂ に格納されたデータで初
期値０、Ｔs１-１はＭＴs-ａ に格納された値である。

【０２００】リファレンス・トリガ周期Ｔrr１-０の演
算終了時点ｔ５で（ｉ）のＦlag１をチェックし、Ｆlag
１＝１であればＴrr１-０＝０を、Ｆlag＝０であればＴ
rr１-０の計算値を内部メモリＭＴs-ａ のデータに加算
する。ここではＦlag１＝１であるから０をＭＬＴrr-ａ
のデータ値０に加え、累積データ＝０を得る。Ｆlag１
を０にリセットし、加算回数＝０をセットする。この加
算動作の実行は、次のデータ転送開始時点ｔ６以前に終
了する。

【０２０１】時点ｔ１〜ｔ３のデータ収録動作とｔ３〜
ｔ４のデータ転送動作がｔ４〜ｔ７で繰り返される。時
点ｔ７でマイクロプロセッサ４０は、 Ｔrr１-１＝（Ｎpre＋Ｎpst＋Ｎd＋Ｎc）×Ｔc０−δＴ
s２ を計算後、（ｉ）のＦlag１＝０なので、この値を内部
メモリＭＬＴrr-ａに加算し、累積データＬＴrr１-１を
得る。そこで、加算回数を１にインクリメントする。こ
こで、−δＴs２ ＝（Ｔs１-１）−（Ｔs１-２）であ
る。

【０２０２】時点ｔ７〜ｔ８でデータ収録動作とデータ
転送動作が繰り返されると、時点ｔ８でマイクロプロセ
ッサ４０は、Ｔrr１-２＝（Ｎpre＋Ｎpst＋Ｎd＋Ｎc）
×Ｔc０−δＴs３を計算し（ｉ）のＦlag１＝０なので
この値をＭＬＴrr-ａ に加算し、累積データＴrr１-１
＋Ｔrr１-２を得る。加算回数を２にインクリメントす
る。

【０２０３】時点ｔ８とｔ９、および時点ｔ９とｔ１０
（図２０）でも同様に動作し、それぞれ加算回数＝３と
４、ＭＬＴrr-ａの累積データ値として、Ｔrr１-１＋Ｔ
rr１-２＋Ｔrr１-３とＴrr１-１＋Ｔrr１-２＋Ｔrr１-
３＋Ｔrr１-４を得る。

【０２０４】時点ｔ１１でＭＬＴrr-aにＴrr１-４の加
算が完了すると、マイクロプロセッサ４０は加算回数＝
４を受けてクロック３の周期Ｔc を変更すべきか否かの
チェックに入る。そこで、ＭＬＴrr-ａとＭＬＴrr-ｂの
データ値の差分δＬＴrrを求める。

【０２０５】ＭＬＴrr-ａのデータは、（Ｔrr１-１）＋
（Ｔrr１-２）＋（Ｔrr１-３）＋（Ｔrr１-４）、ＭＬ
Ｔrr-ｂ＝０であるから、δＬＴrr＝（Ｔrr１-１）＋
（Ｔrr１-２）＋（Ｔrr１-３）＋（Ｔrr１-４）であ
る。もしδＬＴrr がＴc０／４以下であればデータ収録
を続行し、δＬＴrrがＴc０／４より大きければ、クロ
ック３の周期Ｔc０を変更するとの判断を、（ｈ）の斜
線部の期間に行う。

【０２０６】δＬＴrrは明らかにＴc０／４より大き
く、“クロック周期Ｔc０は変更する”と判断すると、
内部メモリＭＬＴrr-ａのデータをＭＬＴrr-ｂに移行
し、ＭＬＴrr-ａのデータ値と加算回数を０にリセット
する（ＬＴrr２＝０）。クロック周期Ｔcを変更すると
判断したマイクロプロセッサ４０は、時点ｔ１２以降、
ＭＬＴrr-ｂ内のＬＴrr１の値から、コヒーレント・サ
ンプリング状態となるクロック３の周期Ｔc１ を（ｈ）
の“Ｔc１演算”期間に求める（ｔ１２〜１４）。

【０２０７】時点ｔ１０から時点ｔ１３迄の（ｃ）のプ
リトリガＰreＴrg とポストトリガＰstＴrgの矢印で示
した期間に収録されたデータの波形メモリ５０への転送
は表示されていないが、ｔ１２〜ｔ１４のＴc１ の演算
期間に転送することができる。また、使用するマイクロ
プロセッサ４０が低速動作で“判断”に要する期間がデ
ータ転送開始時点ｔ１３を超えるようであれば、クロッ
ク周期Ｔc１ の設定を開始する時点ｔ１４迄データ収録
動作を実行し、収録効率を上げてもよい。時点ｔ１３
は、（ｉ）のＦlag１ ＝０、加算回数＝０であるので、
時点ｔ６（図１９）に対応している。

【０２０８】新たに設定すべきクロック周期Ｔc１ の演
算が終了する時点ｔ１４で、マイクロプロセッサ４０は
クロック発生器３００に新たなＴc１ 値を送出し、以降
クロック３の周期Ｔc１ が安定する迄定められた期間の
計数を開始する。新たなＴc１ 値に対応するプリトリガ
値Ｎpre とポストトリガ値Ｎpst を計算し、プリトリガ
・カウンタ２０６とポストトリガ・カウンタ２０４にプ
リセットする。ＭＬＴrr-ａのデータ値と加算回数を０
にリセットする（ＬＴrr３＝０）。

【０２０９】時点ｔ１４から時点ｔ１５のクロック周期
Ｔc１ の設定期間中はホールド信号５１が“１”のまま
であり、アクイジション・スタート信号５５を発生しな
いので、（ｂ）の同期信号５２の発生はない。クロック
周期Ｔc１ の設定のために定められた期間が経過する時
点ｔ１５で、マイクロプロセッサ４０はアクイジション
・スタート信号５５を発生し、新たに設定されたクロッ
ク３の周期Ｔc１ でデータ収録動作を再開する。

【０２１０】その後、時点ｔ１６迄は上述したｔ１〜ｔ
１０と同じ動作を繰り返し、ＭＬＴrr-ａに（Ｔrr３-
１）＋（Ｔrr３-２）＋（Ｔrr３-３）＋（Ｔrr３-４）
が蓄えられ、加算回数＝４となる。一方内部メモリＭＬ
Ｔrr-b には、（Ｔrr１-１）＋（Ｔrr１-２）＋（Ｔrr
１-３）＋（Ｔrr１-４）が蓄えられている。

【０２１１】時点ｔ１６（図２１）で内部メモリＭＬＴ
rr の値にＴrr３-４の加算を完了すると、マイクロプロ
セッサ４０は加算回数＝４を受けて再びクロック３の周
期Ｔc の変更をするべきか否かの判断と設定（（ｈ）の
斜線部）に入る。内部メモリＭＬＴrr-ａとＭＬＴrr-ｂ
のデータ値の差分δＬＴrrを求める。

【０２１２】（ａ）のトリガ２の周期はＴt１ と一定で
あるから、（Ｔrr３-１）＋（Ｔrr３-２）＋（Ｔrr３-
３）＋（Ｔrr３-４）と（Ｔrr１-１）＋（Ｔrr１-２）
＋（Ｔrr１-３）＋（Ｔrr１-４）は等しく、量子化誤差
範囲δＬＴrr≦Ｔc０／４である。Ｔc１≒Ｔc０である
が、Ｔc１≠Ｔc０なので、厳密にはＲound［δＬＴrr／
（Ｔc０／４）］×（Ｔc０／４）を評価する。ここで、
Ｒound［Ｘ］は、Ｘの四捨五入を示している。

【０２１３】δＬＴrrがＴc０／４ 以下なので、“デー
タ収録を続行”の判断をし、（ｈ）のクロック３の周期
Ｔcの設定ＴcＳstは（ｈ）の時点ｔ１６に示すようにＭ
ＬＴrr-ａ のデータ（（Ｔrr３-１）＋（Ｔrr３-２）＋
（Ｔrr３-３）＋（Ｔrr３-４））をＭＬＴrr-ｂに移行
し、ＭＬＴrr-ａのデータ値と加算回数を０にリセット
する（ＬＴrr４＝０）。

【０２１４】時点ｔ１６で“データ収録ＤＴＲを続行”
と判断すると、マイクロプロセッサ４０は（ｄ）のポス
トトリガＰstＴrg期間が終了する時点ｔ１７で（ｆ）の
データ転送ＤＴＲを開始する。時点ｔ１８でデータ転送
が終了するとマイクロプロセッサ４０は（ｇ）の Ｔrr４-１＝（Ｎpre＋Ｎpst＋Ｎd＋Ｎc）×Ｔc１＋（Ｔ
s４-１）−（Ｔs４-２） を計算後、（ｉ）のＦlag １＝０なので、この値を内部
メモリＭＬＴrr-ａに加算し、累積データＴrr４-１ を
得る。加算回数を１にインクリメントする。

【０２１５】時点ｔ１８は、時点ｔ７（図１９）に対応
している。時点ｔ１８から時点ｔ１９迄は、上述したｔ
７〜ｔ１１と同じ動作を繰り返し、内部メモリＭＬＴrr
-ａに（Ｔrr４-１）＋（Ｔrr４-２）＋（Ｔrr４-３）＋
（Ｔrr４-４）が蓄えられ、加算回数＝４となる。一
方、内部メモリＭＬＴrr-ｂには、（Ｔrr３-１）＋（Ｔ
rr３-２）＋（Ｔrr３-３）＋（Ｔrr３-４）が蓄えられ
る。

【０２１６】時点ｔ１９で内部メモリＭＬＴrr-ａにＴr
r４-４の加算が完了すると、マイクロプロセッサ４０は
加算回数＝４を受けて、クロック３の周期Ｔc１の変更
をすべきか否かの判断と設定に入る。内部メモリＭＬＴ
rr-ａとＭＬＴrr-ｂのデータ値の差分δＬＴrrを求め
る。

【０２１７】（Ｔrr４-１）＋（Ｔrr４-２）＋（Ｔrr４
-３）＋（Ｔrr４-４）と（Ｔrr３-１）＋（Ｔrr３-２）
＋（Ｔrr３-３）＋（Ｔrr３-４）は等しいので、δＬＴ
rr≦Ｔc０／４である。

【０２１８】δＬＴrr≦Ｔc０／４以下なので、時点ｔ
１９以降の、（ｈ）の斜線部期間に“データ収録を続
行”の判断をする。内部メモリＭＬＴrr-ａのデータ
（（Ｔrr４-１）＋（Ｔrr４-２）＋（Ｔrr４-３）＋
（Ｔrr４-４））をＭＬＴrr-ｂに移行し、ＭＬＴrr-ａ
のデータ値と加算回数を０にリセットする（ＬＴrr５＝
０）。

【０２１９】時点ｔ１９までの説明では、時点ｔ１６以
降トリガ２の周期がＴt１ と一定であるならば、マイク
ロプロセッサ４０は４回のＴrr値が加算された後“デー
タ収録を続行”と判断するので、クロック３の周期Ｔc
１は変更されない。この結果、データ収録動作はコヒー
レント・サンプリング状態でのデータ収録を実行する。

【０２２０】時点ｔ１９（図２２）以降は、リファレン
ス・トリガ周期Ｔrrの累積中に（ａ）のトリガ２の周期
が時点ｔ２２においてＴt１からＴt２へ変化する場合の
クロック３の周期Ｔc の設定プロセスを記している。

【０２２１】時点ｔ２２は、（ａ）のトリガ２の周期が
Ｔt１からＴt２に変化する時点を示している。（ｂ）の
同期信号５２の周期Ｔrr５-１とＴrr５-２は、トリガ２
の周期がまだＴt１なので、Ｔrr４-４およびそれ以前の
値と同じ値３×Ｔt１である。時点ｔ２２でトリガ２の
周期が変化すると（ｃ）のプリトリガＰreＴrg期間終了
時点ｔ２３と、その後の最初のトリガ２入力時点ｔ２４
の時間差が変化する。

【０２２２】その結果Ｔrr５-３ はこれ迄の同期信号５
２の周期とは異なり、図２２では２×Ｔt１＋Ｔt２に変
化する。時点ｔ２４以降はトリガ２の周期が、Ｔt２ の
一定値になるので、同期信号５２の周期であるリファレ
ンス・トリガ周期のＴrr５-４以降の周期は、２×Ｔt２
と一定となる。

【０２２３】時点ｔ１９（図２２）において“データ収
録を続行”が判断されると、マイクロプロセッサ４０は
（ｄ）のポストトリガＰstＴrg期間が終了する時点ｔ２
０で（ｆ）のデータ転送ＤＴＲを開始する。

【０２２４】時点ｔ２１でデータ転送が終了するとマイ
クロプロセッサ４０は、 Ｔrr５-１＝（Ｎpre＋Ｎpst＋Ｎd＋Ｎc）×Ｔc１＋δＴ
s を計算後 、Ｆlag １＝０なので、この値を内部メモリ
ＭＬＴrr-ａに加算し、累積データＴrr５-１を得る。こ
こで、 −δＴs＝（Ｔs５-１）−（Ｔs５-２） である。加算回数を１にインクリメントする。この時点
ｔ２１は、時点ｔ７（図１９）に対応している。

【０２２５】時点ｔ２１から時点ｔ２５迄は、上述した
ｔ７〜ｔ１０と同じ動作を繰り返し、内部メモリＭＬＴ
rr-ａ に（Ｔrr５-１）＋（Ｔrr５-２）＋（Ｔrr５-
３）＋（Ｔrr５-４）が蓄えられ、加算回数＝４とな
る。一方、内部メモリＭＬＴrr-ｂには、（Ｔrr４-１）
＋（Ｔrr４-２）＋（Ｔrr４-３）＋（Ｔrr４-４）が蓄
えられる。

【０２２６】時点ｔ２５（図２３）で内部メモリＭＬＴ
rr-ａにＴrr５-４の加算が完了すると、マイクロプロセ
ッサ４０は加算回数＝４を受けてクロック３の周期Ｔc
１の変更をすべきか否かの判断と設定に入る。内部メモ
リＭＬＴrr-ａとＭＬＴrr-ｂのデータ値の差分δＬＴrr
を求める。

【０２２７】ＭＬＴrr-ａのデータは、 （Ｔrr５-１）＋（Ｔrr５-２）＋（Ｔrr５-３）＋（Ｔr
r５-４）＝８×Ｔt１＋３×Ｔt２、 ＭＬＴrr-ａのデータは、 （Ｔrr４-１）＋（Ｔrr４-２）＋（Ｔrr４-３）＋（Ｔr
r４-４）＝１２×Ｔt１ であるから、δＬＴrrは、Ａbs［３×Ｔt２−４×Ｔt
１］ である。ここに、Ａbs［Ｘ］は、Ｘの絶対値であ
る。

【０２２８】δＬＴrrがＴc０／４より大きいので、ク
ロック３の周期Ｔc１を変更する、との判断を時点ｔ２
５以降の（ｈ）の斜線部期間に行う。この判断は時点ｔ
１１（図２０）の動作と同様にして行われる。たとえば
（ａ）のトリガ２の周期が時点ｔ２２〜２４（図２２）
のようにＴt１からＴt２に変化しても、δＬＴrr≦Ｔc
０／４であれば、クロック周期Ｔc１ は変更しない。こ
の判断後、ＭＬＴrr-ａのデータをＭＬＴrr-ｂに移行
し、ＭＬＴrr-ａのデータ値と加算回数を０にリセット
する（ＬＴrr６＝０）。

【０２２９】ここで、クロック周期を変更すると判断し
た場合には、マイクロプロセッサ４０は、時点ｔ２６以
降、式（８’）〜（１１’）に従い、コヒーレント・サ
ンプリング状態となることのできるクロック３の新しい
周期Ｔc２ を（ｈ）の“Ｔc２演算”期間内に求める。

【０２３０】新しい周期Ｔc２ を求める時点ｔ２６に始
まった演算が終了する時点ｔ２７で、マイクロプロセッ
サ４０はクロック発生器３００に新たなＴc２ 値を送出
し、以降はクロック３の周期Ｔc２ が安定する迄の定め
られた時点ｔ２７〜２８の期間（Ｔc２ 設定）の計数を
開始する。

【０２３１】新たなＴc２ 値に対応するプリトリガ値Ｎ
preとポストトリガ値Ｎpstを演算し、その値をプリトリ
ガ・カウンタ２０６とポストトリガ・カウンタ２０４に
プリセットする。内部メモリＭＬＴrr-ａのデータ値と
加算回数を０にリセットする（ＬＴrr７＝０）。時点ｔ
２７からｔ２８のＴc 設定期間はアクイジション・スタ
ート信号５５を発生しないので（ｂ）に示す同期信号５
２の発生は、時点ｔ２６〜２８の間はない。

【０２３２】新しいクロック周期Ｔc２ を設定し、その
定められた期間が経過する時点ｔ２８で、マイクロプロ
セッサ４０はアクイジション・スタート信号５５とクロ
ック周期Ｔc２の設定が行われたことを示す（ｉ）のＦl
ag １＝１ を発生し、新たに設定されたクロック３の周
期Ｔc２ でデータ収録動作を再開する。時点ｔ２８はト
リガ２の周期がＴt１であった時のｔ１に対応している
（内部メモリＭＬＴrr-ｂのデータ値が、これから累積
するＬＴrr値と異なるので、時点ｔ１５とは異る）。

【０２３３】時点ｔ２８以降、時点ｔ２９（図２４，２
５）迄はクロック周期Ｔc２ に設定されたクロック３の
周期でデータ収録が続行され、時点ｔ２９（図２５）で
マイクロプロセッサ４０は加算回数＝４を受けてクロッ
ク３の周期Ｔc の変更をすべきか否かの判断と設定に入
る。内部メモリＭＬＴrr-ａとＭＬＴrr-ｂのデータ値の
差分δＬＴrrを求める。

【０２３４】内部メモリＭＬＴrr-ａ のデータは、 （Ｔrr７-１）＋（Ｔrr７-２）＋（Ｔrr７-３）＋（Ｔr
r７-４）＝８×Ｔt２ 内部メモリＭＬＴrr-ｂのデータは、 （Ｔrr５-１）＋（Ｔrr５-２）＋（Ｔrr５-３）＋（Ｔr
r５-４）＝８×Ｔt１＋３×Ｔt２ であるから、 δＬＴrrはＡbs［５×Ｔt２−８×Ｔt１］ である。

【０２３５】時点ｔ２９（図２５）では、δＬＴrr が
Ｔc０／４より大きいので、クロック３の周期Ｔc２ を
変更する、との判断を（ｈ）の斜線部において行う。内
部メモリＭＬＴrr-ａ のデータをＭＬＴrr-ｂに移行
し、ＭＬＴrr-ａのデータ値と加算回数を０に（ｅ）の
ＬＴrrにおいてリセットする。

【０２３６】クロック周期Ｔc を変更する、と時点ｔ２
９〜３０において判断したマイクロプロセッサ４０は、
時点ｔ３０以降、式（８’）〜（１１’）に従い、
（ｂ）の同期信号５２に対してコヒーレント・サンプリ
ング状態となるクロック３の周期Ｔc３を演算する。

【０２３７】クロック周期Ｔc３ の演算が終了する時点
ｔ３１で、マイクロプロセッサ４０は、クロック発生器
３００に新たなクロック周期Ｔc３ の値を送出し、以降
クロック３の周期が安定する迄の定められた期間ｔ３１
〜３２の間に新たなクロック周期Ｔc３ を設定するため
の計数を開始する。そのｔ３１〜３２の期間に、新たな
Ｔc３ 値に対応するプリトリガ値Ｎpreとポストトリガ
値Ｎpstを演算し、プリトリガ・カウンタ２０６とポス
トトリガ・カウンタ２０４にプリセットする。

【０２３８】時点ｔ３２において、内部メモリＭＬＴrr
-ａ のデータ値と加算回数を０にリセットする（ＬＴrr
９＝０）。なお、時点ｔ３０からｔ３２のクロック周期
Ｔc３設定期間はアクイジション・スタート信号５５を
発生しないので、（ｂ）の同期信号５２の発生はない。

【０２３９】新しいクロック周期Ｔc３ 設定の定められ
た期間が経過する時点ｔ３２で、マイクロプロセッサ４
０はアクイジション・スタート信号５５とクロック周期
Ｔc３の設定が行われたことを示す（ｉ）のＦlag １＝
１を発生し、新たに設定されたクロック３の周期Ｔc３
でデータ収録動作を開始する。時点ｔ３２はトリガ２の
周期ＴcがＴt１である時のｔ１５（図２０）に対応して
いる。

【０２４０】時点ｔ３２以降は内部メモリＭＬＴrr-ｂ
には８×Ｔt２の値が保持されるので、トリガ２の周期
がＴt２ から他の値に変化するまで、クロック３の周期
をＴc３に保ったまま、コヒーレント・サンプリング状
態でデータ収録が続行される。

【０２４１】時点ｔ３２でデータ収録と時間差の測定動
作を開始し、測定した時間差Ｔs９-１，Ｔs９-２、およ
びクロック期間計数値Ｎc の値を基に、時点ｔ３５（図
２６）でリファレンス・トリガ周期 Ｔrr９-１＝（Ｎpre＋Ｎpst＋Ｎd＋Ｎc ）×Ｔc３−δ
Ｔs を内部メモリＭＬＴrr-ａに加算する。ここで、 −δＴs ＝（Ｔs９-１）−（Ｔs９-２） である。

【０２４２】（ａ）のトリガ２の時点ｔ３３（図２６）
でトリガ２の周期がＴt２からＴt３に変化した場合を想
定する。時点ｔ３４は（ｃ）のプリトリガＰreＴrg期間
の終了時点であり、以降、時点ｔ３７迄トリガ２の発生
がないので、ピリオド・カウンタ（Ｐeriod Ｃounter）
２０７は時点ｔ３７迄クロック３の発生回数であるクロ
ック期間計数値Ｎc を計数する。このクロック期間係数
値Ｎc は（ｃ）のプリトリガＰreＴrg終了時点と（ｄ）
のポストトリガＰstＴrg開始時点間のクロック３の発生
回数である。

【０２４３】しかし、ピリオド・カウンタ２０７でカウ
ントする値の最大値は有限であり、トリガ２の周期Ｔt
３が非常に長い場合は、計数最大値に達する時点ｔ３６
でキャリイ（carry ）を発し、次のクロック３が発生す
ると計数値を０として、クロック３の発生回数のカウン
トを続行する。この結果、時点ｔ３７でマイクロプロセ
ッサ４０には実際のクロック期間計数値Ｎc より小さな
値が転送される。一方時点ｔ３６でキャリイを受けたマ
イクロプロセッサ４０は（ｊ）のＦlag２ に“１”を立
てる。

【０２４４】マイクロプロセッサ４０は（ａ）のトリガ
２の周期Ｔrr９-４（図示せず）の加算が終了すると、
新たなクロック周期Ｔc の設定をするか否かの判断動作
に入るがこの時、Ｆlag２ ＝１であれば内部メモリＭＬ
Ｔrr-ａとＭＬＴrr-ｂのデータ値の差分δＬＴrr の如
何に拘らず、“データ収録を続行”と判断し、クロック
周期Ｔc の設定を行わない。これは時点ｔ１６（図２
１），時点ｔ１９（図２２）と同一のプロセスである。

【０２４５】時点ｔ３４から３７までのピリオド・カウ
ンタ２０７のカウント値の最大値について例を挙げて説
明する。

【０２４６】リファレンス・トリガ周期Ｔrrを測定する
目的はクロック３の周期Ｔc をＭ個のビン（ＢＩＮ）に
分割し、コヒーレント・サンプリング状態を実現するこ
とにある。このためクロック周期Ｔc を設定してから長
時間経過した後のクロック３の周期Ｔc の累積揺らぎ
（ランダム・ウォーク、酔歩）量が平均クロック周期の
１／２を超える場合コヒーレント・サンプリング状態は
失われるから、クロック３の周期をコントロールする意
味がなくなる。

【０２４７】ここで、図１２で電圧制御発振器ＶＣＸＯ
３０５の周波数（周期）安定度は、±３０×１０^-6程度
である。この値をＦＬ＝（揺らぎの分散）^1/2 とし式
（４）のrndm に適用すると、累積揺らぎ量（ランダム
・ウォーク）がＴc／２になるｔは大略下式で表現され
る。 （２×３０×１０^-6 ×Ｔc^1/2）×ｔ^1/2＝Ｔc／２ 整理すると、ｔ／Ｔc＝１０⁸ ／1.44≒６４×１０⁶ を
得る。これよりピリオド・カウンタ２０７に２６bit の
カウンタを用い、もしキャリィが発生するようであれ
ば、クロック周期Ｔc の１／２を超える累積揺らぎが発
生しているとみなし、クロック３の周期Ｔc のコントロ
ールを行わない。

【０２４８】この値は信号１あるいはトリガ２に揺らぎ
がないと仮定した値であり、実際には更に低いbit のカ
ウンタで十分である。またｍ＝Ｍ回のＴrr測定期間に亘
る揺らぎ量がＴc ／２に達すればよいので、Ｍ＝1000
であれば、ｔ／Ｔc≒６４×１０⁶ ／Ｍ＝６４×１
０⁵ 、すなわち２３bit のカウンタで済む。

【０２４９】図２７および図２８には信号１の周期（周
波数）に揺らぎがある場合のデータ収録を本発明による
コヒーレント・サンプリングによりシミュレーションし
た例を示している。図２７は、従来のコヒーレント・サ
ンプリングによる図３７と同じく揺らぎ率ＦＬ＝0.01
の場合を示している。縦軸は振幅Ａを横軸は時間ｔを示
している。図２８は従来のコヒーレント・サンプリング
による図３８と同じく揺らぎ率ＦＬ＝0.003 の場合を示
している。信号１の揺らぎに対して本発明による効果が
極めて大きいことが解る。トリガ・ポイント（ｔ＝０）
付近での波形揺らぎを有する信号１をジッタレス化する
機能を持つことが分かる。これは図３７や３８の従来の
コヒーレント・サンプリング方式では実現できない機能
である。

【０２５０】図２９，図３０，図３１，図３２には、ホ
ールド時間Ｔmh＝10.3×Ｔc ，1000.3×Ｔc ，1000.3×
Ｔc ，50000.3×Ｔc と、クロック周期Ｔc＝10×（1＋8
／Ｍ），10 ×（1 ＋8 ／Ｍ），10 ×（1 ＋32 ／
Ｍ），10 ×（1 ＋32 ／Ｍ）と、信号１の揺らぎ率ＦＬ
＝0.001 ，0.001 ，0.0003 ，0.0003 の場合に本発明の
コヒーレント・サンプリングを適用した場合のシミュレ
ーションによる波形を示している。

【０２５１】ここで、図２９は従来例の図４１に、図３
０は従来例の図４２に、図３１は従来例の図４３に、図
３２は従来例の図４４にそれぞれ対応している。これら
図２９〜３２の波形図を対比すると、揺らぎ率ＦＬが増
加したり、あるいはホールド時間Ｔmhが長くなると、デ
ータ収録密度に若干のばらつきを発生する場合がある
が、図４１〜４４の従来の固定クロック式のランダム・
サンプリングが示す波形抜け現象は発生しないことが理
解できるであろう。

【０２５２】従来のランダムに位相を変化させるランダ
ム・サンプリングと本発明のコヒーレント・サンプリン
グは、プリトリガ、ジッタレス化、波形抜け現象の減少
化の目的は同じであるが、クロック周期Ｔc の（1／100
〜1／1000 ）という高時間分解能でのデータ収録に関
しては、大きな差異が発生する。クロック周期Ｔc 間の
データ表示数をＭ、すなわちクロック間をＭ個のビンに
分解し、１つのビンあたりＮ回、すなわちＮ×Ｍ回の時
間補間を行った場合の数値計算を基に説明する。

【０２５３】図３３は、Ｍ＝６４、Ｎ＝１０とし、Ｎ×
Ｍ回の時間補間を行った時に、Ｍ個の全てのビンにデー
タが収録される効率を信号１の揺らぎ率ＦＬを変化させ
ながらシミュレーションした結果である。実線が本発
明、破線がランダム・サンプリングの場合である。全て
のビンに１０個のデータがあれば効率１、６４個の全て
のビンで５個以上のデータを収録しており、且つ５個の
データしか持たないビンが１１個の場合、効率を５＋11
／64としている。なお、信号１の平均周期を１０、本発
明におけるホールド信号５１のホールド期間Ｔmh を10.
3 ×Ｔc 、従来のランダム・サンプリングではクロック
３の位相シフトに時間を要するので、Ｔmh＝103×Ｔc
とした。ここで縦軸がデータの収録効率Ｅ、横軸が信号
１の揺らぎ率ＦＬを対数表示している。

【０２５４】図３３より、ランダム・サンプリングでは
信号１の周期の揺らぎ率ＦＬに拘らず、データの収録効
率Ｅ≒0.25 である。このＥは、従来の技術で示した式
（２）のｋ分の１の値である。本発明では、信号周期の
揺らぎ量の標準偏差が0.0001以下の時は効率≒１であ
る。揺らぎ率ＦＬの標準偏差が0.01 以上になるとＥ≒
0.2 となり、ランダム・サンプリングとほぼ同じ収録効
率となる。

【０２５５】図３４は、本発明で図３３のデータ収録効
率Ｅを求める際にクロック周期Ｔcを変更した回数Ｎを
示している。信号１の周期の揺らぎ率ＦＬが小さい時、
変更回数は１回、揺らぎ率ＦＬが大きな時は１０回に達
し、ＦＬが大きいときは、リファレンス・トリガ周期Ｔ
rrの累積値ＬＴrrを測定する度にクロック周期Ｔc を変
更している。

【０２５６】全てのビンに波形データを収録する平均時
間を求めると、ランダム・サンプリングで要する時間Ｔ
ran は、下式となる。ただし、Ｅは図３３で得られたデ
ータの収録効率であり、≒はホールド・オフ後のトリガ
信号入力が直ちに行われる、と仮定したことを示してい
る。 Ｔran≒Ｍ×Ｎ×Ｔmh ／Ｅ

【０２５７】本発明では、リファレンス・トリガ周期Ｔ
rrの累積値ＬＴrrを得る毎にクロック周期Ｔc をチェッ
クするが、新たなクロック周期Ｔc の設定がなければ、
クロック周期Ｔc のチェックには時間を要しない。波形
収録に要する時間Ｔcohは、クロック周期Ｔcの計算と設
定に要する時間をＴset 、設定回数をＮset とすると、
下式となる。 Ｔcoh≒Ｍ×Ｎ×Ｔmh／Ｅ＋Ｔset×Ｎset

【０２５８】信号１の周期の揺らぎが大きく、データの
収録効率Ｅが本発明と従来の両サンプリング方式でほぼ
等しいＥ≒0.25 の時の従来のランダム・サンプリング
による収録時間Ｔranを求めると、 Ｔran≒400×Ｍ×Ｎ×Ｔc （但しＴmh＝100 ×Ｔc として計算）

【０２５９】同じく、本発明のコヒーレント・サンプリ
ングによる収録時間Ｔcohは、 Ｔcoh≒40×Ｍ×Ｎ×Ｔc×（1＋25／Ｍ） （但し、Ｎset＝Ｎ、Ｔset＝1000×Ｔc、Ｔmh＝10×Ｔc
として計算） 高時間分解能データ収録では、Ｍ≧100 （たとえば、10
00 ）である。上式Ｔcoh右辺の最終項（２５／Ｍ）は無
視できるので、Ｔran／Ｔcoh≒１０であるから、本発明
は従来のランダム・サンプリングの１０倍近い収録速度
を持つことが解る。

【０２６０】信号１の周期の揺らぎが小さく、収録効率
Ｅが１に近い時の、本発明の収録時間は、 Ｔcoh２＝１０×Ｍ×Ｎ×Ｔc×（1＋100／ＭＮ） （但し、Ｎset＝１、Ｔset＝1000×Ｔc、Ｔmh＝10×Ｔc
として計算） Ｔranは先例と同じ収録時間を要するので、Ｔran／Ｔco
h２≒４０であるから、本発明の収録速度はランダム・
サンプリングの４０倍近くに達する。

【０２６１】

【発明の効果】ランダムに位相を変化させる従来のラン
ダム・サンプリングは、時間補間の１サイクル毎にクロ
ックに対しランダムにその位相を大きく変化せしめるの
で、ホールド時間Ｔmhの短期化が図れず、また揺らぎの
無い信号に対しては等価的にランダムな状態を作り出
す。この２つの要因でデータ収録効率が落ちる。

【０２６２】本発明は、リファレンス・トリガ周期Ｔrr
の累積値ＬＴrrを測定する毎にクロック周期Ｔc をチェ
ックし、クロック周期Ｔcを設定する期間を除き、一定
のクロック周期でサンプリングするコヒーレント・サン
プリングを実行するので、ホールド時間Ｔmhの短期化が
図れ、また揺らぎの無い信号に対しては１に近いデータ
収録効率が維持でき、高速のデータ収録装置を実現でき
る。

【０２６３】また、揺らぎのある信号に対しても、平均
周期に対してコヒーレント・サンプリングを可能とする
クロック周期を得、更にトリガを基準にデータ収録タイ
ミングの時間補間を実行するから、短期間にジッタの少
ない波形を再現することができる。したがって、本発明
の効果は極めて大きい。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施の形態を示すための回路構成図で
ある。

【図２】図１に示した回路構成の動作を説明するための
波形図である。

【図３】図１の構成要素であるタイムベースの具体的な
回路図である。

【図４】図３のタイムベースの回路各部の動作を示すタ
イム・チャートである。

【図５】図３のタイムベースの回路各部の動作を図４と
の組合せにより示すタイム・チャートである。

【図６】図３において、ホールド周期を計測する動作を
説明するためのタイム・チャートである。

【図７】図１において、コヒーレント・サンプリングを
実行するクロック周期を求める動作原理を説明するタイ
ム・チャートである。

【図８】図１において、コヒーレント・サンプリングを
実行するクロック周期を求める動作原理を図７との組合
せにより説明するタイム・チャートである。

【図９】図１において、コヒーレント・サンプリングを
実行するクロック周期の決定動作を説明するためのタイ
ム・チャートである。

【図１０】図１における、コヒーレント・サンプリング
を実行するクロック周期を求める決定動作において８個
のＢＩＮに波形データを収録する様子を図９との組合せ
により説明するためのタイム・チャートである。

【図１１】クロックと信号とのタイミングが図１０とは
異る場合の、８個のＢＩＮに波形データを収録する様子
を図９との組合せにより説明するためのタイム・チャー
トである。

【図１２】図１の構成要素の１つであるクロック発生器
の具体例を示す回路図である。

【図１３】図１の構成において、測定時間分解能を向上
させる原理を説明するためのタイム・チャートである。

【図１４】信号とクロックとが図１３とは異るタイミン
グである場合のタイム・チャートである。

【図１５】信号とクロックとが図１３，図１４とは異る
タイミングである場合のタイム・チャートである。

【図１６】信号とクロックとが図１３，図１４，図１５
とは異るタイミングである場合のタイム・チャートであ
る。

【図１７】図１３ないし図１６における量子化誤差の発
生の様子を示すタイム・チャートである。

【図１８】図１７の量子化誤差の相殺される様子を示す
タイム・チャートである。

【図１９】図１の回路構成におけるクロック周期決定の
プロセスの一例を示すタイム・チャートである。

【図２０】図１の回路構成におけるクロック周期決定の
プロセスの一例を図１９との組合せにより示すタイム・
チャートである。

【図２１】図１の回路構成におけるクロック周期決定の
プロセスの一例を図１９，図２０との組合せにより示す
タイム・チャートである。

【図２２】図１の回路構成におけるクロック周期決定の
プロセスの一例を図１９ないし図２１との組合せにより
示すタイム・チャートである。

【図２３】図１の回路構成におけるクロック周期決定の
プロセスの一例を図１９ないし図２２との組合せにより
示すタイム・チャートである。

【図２４】図１の回路構成におけるクロック周期決定の
プロセスの一例を図１９ないし図２３との組合せにより
示すタイム・チャートである。

【図２５】図１の回路構成におけるクロック周期決定の
プロセスの一例を図１９ないし図２４との組合せにより
示すタイム・チャートである。

【図２６】図１の回路構成におけるクロック周期決定の
プロセスの一例を図１９ないし図２５との組合せにより
示すタイム・チャートである。

【図２７】図１の回路構成によるコヒーレント・サンプ
リングで、信号周期の揺らぎ率が0.01 の場合のシミュ
レーションによる再現波形を示す波形図である。

【図２８】図１の回路構成によるコヒーレント・サンプ
リングで、信号周期の揺らぎ率が0.003 の場合のシミュ
レーションによる再現波形を示す波形図である。

【図２９】図１の回路構成によるコヒーレント・サンプ
リングで、ホールド周期Ｔmh＝10.3 ×Ｔc，クロック周
期Ｔc＝10×（1+8／Ｍ），信号の揺らぎ率ＦＬ＝0.001
とした時のシミュレーションによる再現波形図である。

【図３０】図１の回路構成によるコヒーレント・サンプ
リングで、ホールド周期Ｔmh＝1000.3×Ｔc，クロック
周期Ｔc＝10×（1+8／Ｍ），信号の揺らぎ率ＦＬ＝0.00
1とした時のシミュレーションによる再現波形図であ
る。

【図３１】図１の回路構成によるコヒーレント・サンプ
リングで、ホールド周期Ｔmh＝1000.3×Ｔc，クロック
周期Ｔc＝10×（1+32／Ｍ），信号の揺らぎ率ＦＬ＝0.0
003とした時のシミュレーションによる再現波形図であ
る。

【図３２】図１の回路構成によるコヒーレント・サンプ
リングで、ホールド周期Ｔmh＝50000.3×Ｔc，クロック
周期Ｔc＝10×（1+32／Ｍ），信号の揺らぎ率ＦＬ＝0.0
003とした時のシミュレーションによる再現波形図であ
る。

【図３３】本発明である図１の回路構成によるコヒーレ
ント・サンプリングと従来のランダム・サンプリングに
よる信号周期の揺らぎに対するサンプリング・データの
収録効率の変化を示すグラフである。

【図３４】図３３の本発明における信号周期の揺らぎに
対するクロック周期の変更回数の変化を示すグラフであ
る。

【図３５】従来例であるシーケンシャル・サンプリング
を示す回路構成図である。

【図３６】他の従来例であるランダム・サンプリングを
示す回路構成図である。

【図３７】従来のコヒーレント・サンプリングで信号周
期の揺らぎ率ＦＬ＝0.01とした時のシミュレーションに
よる再現波形図である。

【図３８】従来のコヒーレント・サンプリングで信号周
期の揺らぎ率ＦＬ＝0.003 とした時のシミュレーション
による再現波形図である。

【図３９】従来のランダム・サンプリングで信号周期の
揺らぎ率ＦＬ＝0.01とした時のシミュレーションによる
再現波形図である。

【図４０】従来のランダム・サンプリングで信号周期の
揺らぎ率ＦＬ＝0.003 とした時のシミュレーションによ
る再現波形図である。

【図４１】従来の固定クロック型ランダム・サンプリン
グで、ホールド周期Ｔmh＝10.3×Ｔc ，クロック周期Ｔ
c＝10×（1+8／Ｍ），信号周期の揺らぎＦＬ＝0.001 と
したときのシミュレーションによる再現波形図である。

【図４２】従来の固定クロック型ランダム・サンプリン
グで、ホールド周期Ｔmh＝1000.3×Ｔc ，クロック周期
Ｔc＝10×（1+8／Ｍ），信号周期の揺らぎＦＬ＝0.001
としたときのシミュレーションによる再現波形図であ
る。

【図４３】従来の固定クロック型ランダム・サンプリン
グで、ホールド周期Ｔmh＝1000.3×Ｔc ，クロック周期
Ｔc＝10×（1+32／Ｍ），信号周期の揺らぎＦＬ＝0.000
3としたときのシミュレーションによる再現波形図であ
る。

【図４４】従来の固定クロック型ランダム・サンプリン
グで、ホールド周期Ｔmh＝50000.3×Ｔc ，クロック周
期Ｔc＝10×（1+32／Ｍ），信号周期の揺らぎＦＬ＝0.0
003としたときのシミュレーションによる再現波形図で
ある。

【図４５】従来のプリトリガ・アクイジション・プロセ
スとポストトリガ・アクイジション・プロセスの動作を
示すタイム・チャートである。

【図４６】従来の等価時間サンプリングにより、再現波
形を得るためのタイム・チャートである。

【図４７】図４６における波形抜け発生の様子を示すタ
イム・チャートである。

【符号の説明】

１ 信号 ２ トリガ ３ クロック １０ デジタイザ ２０ デジタル・データ ３０ アクイジション・メモリ ４０ マイクロプロセッサ ４５ ＭＰＵクロック ４６〜４９ データ・バス ５０ 波形メモリ ５１ ホールド信号 ５２ 同期信号 ５３ 書き込み信号 ５４ アクイジション終了信号 ５５ アクイジション・スタート信号 ５６ キャリィ ６０ 表示装置 ７０ 分周器 ８１ 繰り返しパルス発生器 ８２ 遅延パルス発生器 ８３ サンプラ ８４ メモリ ８５ メモリ出力 ８６ タイム・ランプ ８７ タイム・ベース・メモリ ９０ サンプリング・パルス １００ 同期回路 ２００ タイムベース ２０１ ホールド・ラッチ ２０２ 時間加算器 ２０３ 時間補間器 ２０４ ポストトリガ・カウンタ ２０５ Ｄフリップフロップ ２０６ プリトリガ・カウンタ ２０７ ピリオド・カウンタ ２０８，２０９ インバータ ２１０ アンド・ゲート ２２１〜２２５，２２９ 信号 ３００ クロック発生器 ３０１ Ｄ／Ａ変換器 ３０３ 抵抗 ３０４ オペ・アンプ ３０５ 電圧制御発振器（ＶＣＸＯ） Ａ 振幅 ＡＱＥ 累積量子化誤差 ａ（ｔ） サンプリング・トリガ ＢＩＮ ビン ｃ クロック・タイミング ＤＬ 遅延線路 ＤＴＲ データ転送 Ｅ 収録効率 ＦＬ 揺らぎ率 Ｆlag フラグ Ｆs サンプリング・レート Ｆt 信号の繰り返し周波数（トリガ周波数） ｈ ホールド・タイミング ＨＯ ホールド状態 ＨＯＦ ホールドオフ状態 Ｎc クロック期間計数値 Ｎd データ処理期間のクロック数 Ｎm リファレンス・トリガ周期中のクロック数 Ｎpre プリトリガ値 Ｎpst ポストトリガ値 Ｎs 時間差測定クロック数 ＰreＴrg プリトリガ ＰstＴrg ポストトリガ ＱＥ 量子化誤差 ＲＣ リファレンス・クロック ＲＴ リファレンス・トリガ ｓ 同期タイミング ＳＰ サンプル・ポイント ｔ 時点 Ｔc クロック周期 Ｔcoh コヒーレント・サンプリングのデータ収録時間 Ｔcr Ｔc のリファレンス値 Ｔd 遅延時間 Ｔm 期間 Ｔmh ホールド期間 Ｔran ランダム・サンプリングのデータ収録時間 Ｔrr リファレンス・トリガ周期 Ｔres 時間分解能 Ｔs 時間差 Ｔseq シーケンシャル・サンプリングのデータ収録時
間 Ｔt トリガ周期 Ｔw 時間窓

Claims (10)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 被測定信号（１）をクロック（３）でサ
   ンプリングしてデジタル・データ（２０）を得るための
   デジタイズ処理（１０）をし、 前記デジタル・データ（２０）を記憶するためのアクイ
   ジション・メモリ処理（３０）をし、 前記被測定信号（１）に同期したトリガ（２）の中か
   ら、ホールド期間（Ｔmh）の終了を示すホールド・タイ
   ミング（ｈ０）の直後に印加されたトリガを第１のリフ
   ァレンス・トリガ（ＲＴ１）としてこれに同期した第１
   の同期信号（５２）を得るための同期処理（１００）を
   し、 前記リファレンス・トリガ（ＲＴ１）に同期した同期信
   号（５２）と、その後に印加された前記クロック（３）
   のクロック・タイミング（ｃ１）との間の第１の時間差
   （Ｔs１）を計測し、前記ホールド期間（Ｔmh ）終了の
   直前に受けた前記クロック（３）のクロック・タイミン
   グ（ｃ１１）から前記クロック（３）のクロック周期
   （Ｔc ）と前記時間差（Ｔs１）との差である遅延時間
   （Ｔd ＝Ｔc−Ｔs １) だけ遅れて前記ホールド期間
   （Ｔmh ）の終了を示す第２のホールド・タイミング
   （ｈ１）を得て、その直後に印加されたトリガ（２）を
   第２のリファレンス・トリガ（ＲＴ２）としてこれに同
   期した第２の同期信号（５２）を得て、その後に印加さ
   れた前記クロック（３）のクロック・タイミング（ｃ１
   ３）との間の第２の時間差（Ｔs２ ）を計測する動作を
   繰り返す、タイムベース処理（２００）をし、 前記第２のリファレンス・トリガ（ＲＴ２）と前記第１
   のリファレンス・トリガ（ＲＴ１）との間の期間からリ
   ファレンス・トリガ周期（Ｔrr）を求め、前記リファレ
   ンス・トリガ周期（Ｔrr）の間に含まれる前記クロック
   周期（Ｔc)の数である整数Ｙを求め、前記第２の時間差
   （Ｔs２ ）と前記第１の時間差（Ｔs１）との差分（δ
   Ｔs＝Ｔs２−Ｔs１ ）を求め、設定された時間分解能で
   前記クロック周期（Ｔc ）を割った整数値（Ｍ＝Ｔc ／
   時間分解能）に対し、前記差分（δＴs ）を前記クロッ
   ク周期（Ｔc ）で割り、前記整数値（Ｍ）を掛けた値
   （Ｘ＝δＴs／Ｔc×Ｍ）が、互いに素（ＭとＸが素）
   で、前記整数値（Ｍ）より小さな整数（Ｘ＜Ｍ）となる
   コヒーレント・サンプリング条件を実質的に満足する前
   記クロック周期Ｔc ＝Ｔrr ／（Ｙ＋Ｘ／Ｍ）を求めて
   新たなクロック（Ｔc１）とし、前記各リファレンス・
   トリガ（ＲＴ１，２）と前記被測定信号（１）をサンプ
   リングした各クロック（３）のサンプル・ポイント（Ｓ
   Ｐ）とから、前記記憶されたデジタル・データ（２０）
   の波形表示すべき位置を決定して波形記憶の指示（４
   ８）をするプロセッサ処理（４０）をし、 前記コヒーレント・サンプリング条件を実質的に満足す
   る前記新たなクロック周期（Ｔc１ ）のクロック（３）
   を発生するクロック発生処理（３００）をし、 前記波形記憶の指示（４８）に従って、表示すべき波形
   を記憶する波形メモリ処理（５０）をするコヒーレント
   ・サンプリング方法。
2. 【請求項２】 前記プロセッサ処理（４０）において、 前記第２のリファレンス・トリガ（ＲＴ２）と前記第１
   のリファレンス・トリガ（ＲＴ１）との間の期間からリ
   ファレンス・トリガ周期（Ｔrr）を求め、 前記リファレンス・トリガ周期（Ｔrr）を連続して複数
   回（ｍ）求めて累積期間（ＬＴrr）を得て、この累積期
   間をｍで割った値（ＬＴrr／ｍ）に含まれる前記クロッ
   ク周期（Ｔc ）の数である整数（Ｙ）を求め、前記複数
   回（ｍ）の繰り返しのそれぞれにおける前記第２の時間
   差（Ｔs２ ）と前記第１の時間差（Ｔs１ ）との差分
   （δＴs＝Ｔs２−Ｔs１）の累積をｍで割った値（δＬ
   Ｔs／ｍ）を求め、設定された時間分解能で前記クロッ
   ク周期（Ｔc ）を割った整数値（Ｍ＝Ｔc ／時間分解
   能）に対し、前記差分の累積をｍで割った値（δＬＴs
   ／ｍ）を前記クロック周期（Ｔc ）で割り、更に前記整
   数値（Ｍ）を掛けた値（Ｘ＝（δＬＴs／ｍ）／Ｔc×
   Ｍ）が、互いに素（ＭとＸが素）で、前記整数値（Ｍ）
   より小さな整数（Ｘ＜Ｍ）となるコヒーレント・サンプ
   リング条件を実質的に満足する前記クロック周期（Ｔc
   ＝（ＬＴrr ／ｍ）／（Ｙ＋Ｘ／Ｍ））を求めて新たな
   クロック（Ｔc１ ）とし、前記各リファレンス・トリガ
   （ＲＴ１，２）と前記被測定信号（１）をサンプリング
   した各クロック（３）のサンプル・ポイント（ＳＰ）と
   から、前記記憶されたデジタル・データ（２０）の波形
   表示すべき位置を決定して波形記憶の指示（４８）をす
   るようにプロセッサ処理をする請求項１のコヒーレント
   ・サンプリング方法。
3. 【請求項３】 前記タイムベース処理（２００）におい
   て、 前記リファレンス・トリガ（ＲＴ）に同期した同期信号
   （５２）と、その後に印加された前記クロック（３）の
   クロック・タイミング（ｃ）との間の前記時間差（Ｔs
   ）を計測して時間補間値を得る時間補間処理（２０
   ３）をし、 前記デジタル・データ（２０）が、前記リファレンス・
   トリガ（ＲＴ）の後に印加される前記クロック（３）の
   クロック・タイミングを基準として、前記クロック周期
   （Ｔc ）の単位で何個前のものであるかをカウントする
   プリトリガ・カウント処理（２０６）をし、 前記デジタル・データが、前記リファレンス・トリガ
   （ＲＴ）を基準として、前記クロック周期（Ｔc ）の単
   位で何個後のものであるかをカウントするポストトリガ
   ・カウント処理（２０４）をし、 前記ホールド期間（Ｔmh）以外の期間が前記クロック周
   期（Ｔc ）の単位で何個続くかをカウントするピリオド
   ・カウンタ処理（２０７）をする請求項１または２のコ
   ヒーレント・サンプリング方法。
4. 【請求項４】 前記クロック発生処理（３００）におい
   て、 前記コヒーレント・サンプリング条件を実質的に満足す
   る前記クロック周期（Ｔc ）のデータ（４６）を受け
   て、アナログ電圧に変換するＤ／Ａ処理（３０１，３０
   ３，３０４）をし、 前記アナログ電圧に制御されて前記新たなクロック周期
   のクロック（３）を発生するように電圧制御発振処理
   （３０５）をする請求項１ないし３のコヒーレント・サ
   ンプリング方法。
5. 【請求項５】 前記プロセッサ処理（４０）において、 前記ホールド期間（Ｔmh）が、前記デジタル・データ
   （２０）が、前記リファレンス・トリガ（ＲＴ）の後に
   印加される前記クロック（３）のクロック・タイミング
   を基準として、前記クロック周期（Ｔc ）の単位で何個
   後のものであるかを判断して、記憶するためのポストト
   リガ収録期間（ｃ１〜３）を含む前記時間差（Ｔs ）の
   計測期間（Ｔs１＋Ｔm１）と、 前記時間差（Ｔs ）から前記遅延時間（Ｔd ）を求め、
   前記アクイジション・メモリ処理（３０）において記憶
   した前記デジタル・データ（２０）を前記波形メモリ処
   理（５０）のために転送するデータ処理期間（ｃ５〜
   ８：Ｔm２）と、 前記デジタル・データ（２０）が前記リファレンス・ト
   リガ（ＲＴ）の後に印加される前記クロック（３）のク
   ロック・タイミングを基準にして、前記クロック周期
   （Ｔc ）の単位で何個前のものであるかを判断して、記
   憶するためのプリトリガ収録期間（ｃ８〜１２）中の前
   もって定められた期間（ｃ８〜１１：Ｔm３）と、前記
   クロック周期（Ｔc ）より前記時間差（Ｔs ）だけ短い
   期間（ｃ１１〜ｈ１：Ｔd ）との和である請求項１ない
   し３のコヒーレント・サンプリング方法。
6. 【請求項６】 被測定信号（１）をクロック（３）でサ
   ンプリングしてデジタル・データ（２０）を得るための
   デジタイズ手段（１０）と、 前記デジタル・データ（２０）を記憶するためのアクイ
   ジション・メモリ手段（３０）と、 前記被測定信号（１）に同期したトリガ（２）の中か
   ら、ホールド期間（Ｔmh）の終了を示すホールド・タイ
   ミング（ｈ０）の直後に印加されたトリガを第１のリフ
   ァレンス・トリガ（ＲＴ１）としてこれに同期した第１
   の同期信号（５２）を得るための同期手段（１００）
   と、 前記リファレンス・トリガ（ＲＴ１）に同期した同期信
   号（５２）と、その後に印加された前記クロック（３）
   のクロック・タイミング（ｃ１）との間の第１の時間差
   （Ｔs１）を計測し、前記ホールド期間（Ｔmh ）終了の
   直前に受けた前記クロック（３）のクロック・タイミン
   グ（ｃ１１）から前記クロック（３）のクロック周期
   （Ｔc ）と前記時間差（Ｔs１）との差である遅延時間
   （Ｔd ＝Ｔc−Ｔs １) だけ遅れて前記ホールド期間
   （Ｔmh ）の終了を示す第２のホールド・タイミング
   （ｈ１）を得て、その直後に印加されたトリガ（２）を
   第２のリファレンス・トリガ（ＲＴ２）としてこれに同
   期した第２の同期信号（５２）を得て、その後に印加さ
   れた前記クロック（３）のクロック・タイミング（ｃ１
   ３）との間の第２の時間差（Ｔs２ ）を計測する動作を
   繰り返す。タイムベース手段（２００）と、 前記第２のリファレンス・トリガ（ＲＴ２）と前記第１
   のリファレンス・トリガ（ＲＴ１）との間の期間からリ
   ファレンス・トリガ周期（Ｔrr）を求め、前記リファレ
   ンス・トリガ周期（Ｔrr）の間に含まれる前記クロック
   周期（Ｔc)の数である整数Ｙを求め、前記第２の時間差
   （Ｔs２ ）と前記第１の時間差（Ｔs１）との差分（δ
   Ｔs＝Ｔs２−Ｔs１ ）を求め、設定された時間分解能で
   前記クロック周期（Ｔc ）を割った整数値（Ｍ＝Ｔc ／
   時間分解能）に対し、前記差分（δＴs ）を前記クロッ
   ク周期（Ｔc ）で割り、前記整数値（Ｍ）を掛けた値
   （Ｘ＝δＴs／Ｔc×Ｍ）が、互いに素（ＭとＸが素）
   で、前記整数値（Ｍ）より小さな整数（Ｘ＜Ｍ）となる
   コヒーレント・サンプリング条件を実質的に満足する前
   記クロック周期Ｔc ＝Ｔrr ／（Ｙ＋Ｘ／Ｍ）を求めて
   新たなクロック（Ｔc１）とし、前記各リファレンス・
   トリガ（ＲＴ１，２）と前記被測定信号（１）をサンプ
   リングした各クロック（３）のサンプル・ポイント（Ｓ
   Ｐ）とから、前記記憶されたデジタル・データ（２０）
   の波形表示すべき位置を決定して波形記憶の指示（４
   ８）をするプロセッサ手段（４０）と、 前記コヒーレント・サンプリング条件を実質的に満足す
   る前記新たなクロック周期（Ｔc１ ）のクロック（３）
   を発生するクロック発生手段（３００）と、 前記波形記憶の指示（４８）に従って、表示すべき波形
   を記憶する波形メモリ手段（５０）とを含むコヒーレン
   ト・サンプリング装置。
7. 【請求項７】 前記プロセッサ手段（４０）が、 前記第２のリファレンス・トリガ（ＲＴ２）と前記第１
   のリファレンス・トリガ（ＲＴ１）との間の期間からリ
   ファレンス・トリガ周期（Ｔrr）を求め、 前記リファレンス・トリガ周期（Ｔrr）を連続して複数
   回（ｍ）求めて累積期間（ＬＴrr）を得て、この累積期
   間をｍで割った値（ＬＴrr／ｍ）に含まれる前記クロッ
   ク周期（Ｔc ）の数である整数（Ｙ）を求め、前記複数
   回（ｍ）の繰り返しのそれぞれにおける前記第２の時間
   差（Ｔs２ ）と前記第１の時間差（Ｔs１ ）との差分
   （δＴs＝Ｔs２−Ｔs１）の累積をｍで割った値（δＬ
   Ｔs／ｍ）を求め、設定された時間分解能で前記クロッ
   ク周期（Ｔc ）を割った整数値（Ｍ＝Ｔc ／時間分解
   能）に対し、前記差分の累積をｍで割った値（δＬＴs
   ／ｍ）を前記クロック周期（Ｔc ）で割り、更に前記整
   数値（Ｍ）を掛けた値（Ｘ＝（δＬＴs／ｍ）／Ｔc×
   Ｍ）が、互いに素（ＭとＸが素）で、前記整数値（Ｍ）
   より小さな整数（Ｘ＜Ｍ）となるコヒーレント・サンプ
   リング条件を実質的に満足する前記クロック周期（Ｔc
   ＝（ＬＴrr ／ｍ）／（Ｙ＋Ｘ／Ｍ））を求めて新たな
   クロック（Ｔc１ ）とし、前記各リファレンス・トリガ
   （ＲＴ１，２）と前記被測定信号（１）をサンプリング
   した各クロック（３）のサンプル・ポイント（ＳＰ）と
   から、前記記憶されたデジタル・データ（２０）の波形
   表示すべき位置を決定して波形記憶の指示（４８）をす
   るように動作ををする請求項６のコヒーレント・サンプ
   リング装置。
8. 【請求項８】 前記タイムベース手段（２００）が、 前記リファレンス・トリガ（ＲＴ）に同期した同期信号
   （５２）と、その後に印加された前記クロック（３）の
   クロック・タイミング（ｃ）との間の前記時間差（Ｔs
   ）を計測して時間補間値を得る時間補間手段（２０
   ３）と、 前記デジタル・データ（２０）が、前記リファレンス・
   トリガ（ＲＴ）の後に印加される前記クロック（３）の
   クロック・タイミングを基準として、前記クロック周期
   （Ｔc ）の単位で何個前のものであるかをカウントする
   プリトリガ・カウント手段（２０６）と、 前記デジタル・データが、前記リファレンス・トリガ
   （ＲＴ）を基準として、前記クロック周期（Ｔc ）の単
   位で何個後のものであるかをカウントするポストトリガ
   ・カウント手段（２０４）と、 前記ホールド期間（Ｔmh）以外の期間が前記クロック周
   期（Ｔc ）の単位で何個続くかをカウントするピリオド
   ・カウンタ手段（２０７）とを含んでいる請求項６また
   は７のコヒーレント・サンプリング装置。
9. 【請求項９】 前記クロック発生手段（３００）が、 前記コヒーレント・サンプリング条件を実質的に満足す
   る前記クロック周期（Ｔc ）のデータ（４６）を受け
   て、アナログ電圧に変換するＤ／Ａ手段（３０１，３０
   ３，３０４）と、 前記アナログ電圧に制御されて前記新たなクロック周期
   のクロック（３）を発生するように電圧制御発振手段
   （３０５）とを含んでいる請求項６ないし８のコヒーレ
   ント・サンプリング装置。
10. 【請求項１０】 前記プロセッサ手段（４０）が、 前記ホールド期間（Ｔmh）が、前記デジタル・データ
    （２０）が、前記リファレンス・トリガ（ＲＴ）の後に
    印加される前記クロック（３）のクロック・タイミング
    を基準として、前記クロック周期（Ｔc ）の単位で何個
    後のものであるかを判断して、記憶するためのポストト
    リガ収録期間（ｃ１〜３）を含む前記時間差（Ｔs ）の
    計測期間（Ｔs１＋Ｔm１）と、 前記時間差（Ｔs ）から前記遅延時間（Ｔd ）を求め、
    前記アクイジション・メモリ手段（３０）において記憶
    した前記デジタル・データ（２０）を前記波形メモリ手
    段（５０）に転送するデータ処理期間（ｃ５〜８：Ｔm
    ２）と、 前記デジタル・データ（２０）が前記リファレンス・ト
    リガ（ＲＴ）の後に印加される前記クロック（３）のク
    ロック・タイミングを基準にして、前記クロック周期
    （Ｔc ）の単位で何個前のものであるかを判断して、記
    憶するためのプリトリガ収録期間（ｃ８〜１２）中の前
    もって定められた期間（ｃ８〜１１：Ｔm３）と、前記
    クロック周期（Ｔc ）より前記時間差（Ｔs ）だけ短い
    期間（ｃ１１〜ｈ１：Ｔd ）との和であるように動作す
    る請求項６ないし８のコヒーレント・サンプリング装
    置。