JP2000510668A

JP2000510668A - 複数入力周波数固定ループ

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Publication number: JP2000510668A
Application number: JP09540052A
Authority: JP
Inventors: ジョージザムペティ
Original assignee: シメトリコムインコーポレイテッド
Priority date: 1996-05-03
Filing date: 1997-05-02
Publication date: 2000-08-15
Also published as: CA2253461C; WO1997042710A1; CA2253461A1; CN1217097A; AU726497B2; AU2824797A; US5751777A; EP0896762A1; US5943381A

Abstract

(57)【要約】好ましくは、Ｅ１信号を有するＧＰＳ信号を、ループからの出力を有するＥ１信号と比較する複数固定ループが開示されている。ＧＰＳ信号はローパスフィルターがかけられ、ローパスフィルター処理済みＧＰＳ信号対Ｅ１信号の関係が供給されるが、この関係は、Ｅ１と出力信号の比較値にフィルターをかけるための第二ローパスフィルターを有する閉ループの較正用に使われる。フィルターのパラメータを適切に選択することで出力安定性は、短期安定性を図るためＮＣＯを駆動するローカル発振器の短期安定性と、Ｅ１信号の中期安定性と、ＧＰＳ信号の短期安定性とをたどることができる。

Description

【発明の詳細な説明】複数入力周波数固定ループ発明の背景発明の技術的分野本発明は位相と周波数が固定されたループに関しており、より詳しくは、複数入力を有し、位相と周波数が固定されたループに関するものである。従来技術の説明多くの通信関係製品の場合、ネットワークの各ノードは固有の内部時計を備えており、この時計はネットワークの他の時計に対して独立に作動する。しかし、ネットワークが、多くの通信関係製品や高速広域ネットワークに見られる同期ネットワークである場合、これらの時計は互いに同調又は同期されねばならない。非常に大きな中央オフィスで集中的な通話量があって米国電話電信会社の長距離ネットワークのような高価な計時解決策を許容できるある種のネットワークの場合、複数の主基準時計（ＰＲＣ）をネットワーク全体に配置する。各ＰＲＣは、ＧＰＳ受信機が受信した複数の汎地球測位衛星信号を同時調和させ、同時調和させたＧＰＳ時間を追跡する数個のルビジウム発振器を制御し、このＧＰＳ時間がネットワーク全体の普遍的な時間尺度を表す役目を果たす。ＰＲＣのコストは非常に高価なので、ネットワーク全体の他のノードに対しては、固定ループを通じて特定ノードのローカル発振器時計をＰＲＣ時計に同調又は同期させる。普遍的時間に対するローカル時計の追跡可能性は、全体ネットワークの構造と、高価な発振器の使用と、ＰＲＣサイトからローカルオフィスに縦続接続される時計の数を最小とすることに依存する。ネットワーク全体を支援処理する部品全体のコストは非常に高額となる。ノード数が比較的少なくて（オーダーは数百）通信量が多いネットワークの場合、高い追跡性を維持するためのこうしたコストは正当なことがある。通信量が少ないネットワーク、例えば長距離スイッチングネットワークに接続されて民間で運営されるノードに対して、こうしたコストを負担するのはより困難となる。例えばデジタルセルラー電話網、ＡＲＤＩＳと言ったデータ網、少なくとも幾つかのページングシステムとＰＣＳ、と言ったより多くのノードを持つネットワークの場合、ノードを互いに同調させるべきとするのが好ましい。通信量が少ない又はノード数が多い場合、従来技術をネットワーク全体に駆使して普遍的時間を追跡できる時計を備えた多数のノードを配置することは、高価でありかつしばしば非実用的である。代替として、タイミング信号用に幾つかの代替ソースがある。ＧＰＳが一例である。しかし、短期安定性と信頼性の点から、ネットワーク製品のタイミングの直接ソースとしては使えない。ＧＰＳと言った信号の長期安定性は、一般的に大変良く原子時計の安定性にすら勝る一方で、ＧＰＳ信号の短期安定性はＧＰＳを全体的信頼性に欠けるものとしてしまう。とりわけ、ＧＰＳ受信機から回復させた短期タイミングのソルーションは、発振源、通信チャンネル、受信機が取り込んだ線形・非線形の雑音成分のため損なわれている。結果的に、回復させたタイミング信号の短期安定性は、ホワイトノイズ位相変調とホワイトノイズ周波数変調と言った短期ノイズと、短期間の機能不全と位相過渡現象で特徴づけられたものとなる。このように受信されたＧＰＳ信号の短期不安定性と信頼性が、ネットワーク中の種々のノードのタイミング合わせをするには、信号を不適切にする。コストを下げるため、ＧＰＳ受信機のベースＰＲＣ中のローカルフライホイール発振器としてのルビジウムに代って、低コストの水晶ベースの発振器を使うことができる。オーブンベースの水晶発振器は依然として比較的高価（数百ドル以上）であり、ＧＰＳタイミング信号上の短期ノイズを制御抑制せねばならぬフライホイール時間に対し、かなりのタイミング不安定性を生じる。他の更に低コストのノンオーブンベース発振器の解決策は、中期安定性が更に悪いため、全く適さない。ＧＰＳ受信機を１個のローカル発振器とで使う時の別の基本的問題は、制御ループ中に過度の不安定性がある場合、原因がＧＰＳ受信機なのかローカル発振器なのかを決定する独立手段がないという点である。代替時計信号源として、タイミング情報は、ＯＣ−３やＤＳ−１と言った電話網ベースの基準信号から抽出できる。しかしこうした信号は、秒オーダーの短期測定期間での周波数安定性が、水晶発振器よりもしばしば悪い一方で、ＯＣ−３やＤＳ−１の信号は、数十分オーダーというより長めの測定期間での周波数安定性が、ＧＰＳより悪い。更に、Ｅ１やＤＳ−１信号から抽出されたタイミング信号の数秒から数十分と言う中期測定期間での安定性は、普通はＧＰＳやローカル水晶発振器より優れている。経済的に利用でき、周波数安定性の点から短・中・長期の安定性の制約を満たしタイミング源となる信号は、結果的にない。別の代替では、一揃いのローカル発振器を使い、全体としての水晶発振器源の安定性を改善し、欠陥検知を可能としている。しかしこれは、各地点で少なくとも２個のローカル発振器を要求することになり、相当なコスト問題である。従って本発明の第一の目的は、短・中・長期の測定期間で安定性の良い時計源を提供することである。本発明の更に別の目的は、多数のノードを持つネットワーク全体に、ノード当たりの実質的なコストを伴わずに、再生可能なタイミング源を提供することである。発明の要約これら及び他の目的は、デュアル周波数固定ループと言った複数ソース周波数固定ループにより達成される。こうした複数ソース周波数固定ループの場合、ローカルに生成された水晶発振器と言った一信号が、短期測定期間での最善の安定性を提供する一方で、Ｅ１、ＤＳ１、ＯＣ３と言った少なくとも一つの第二受信信号が、中期測定期間での最善の安定性を提供し、ＧＰＳやＬＯＲＡＮと言った第三の信号源が、長期間での最善の安定性を提供する。複数入力周波数固定ループは、時間測定期間をどんなに特定しても、利用できる３つの信号源の内で実質的に最善なもの以上の安定性を提供し、三つの信号源の各々が出力を制御するものとして使われる。最善の短期安定性を有するローカル基準発振器を、制御ループの出力端子に直接接続するのが好ましい。最善の中期安定性を有する信号は、中期安定性の制御ループの出力を制御する第一基準として使われるべきである。この閉ループは、タイプＩ、タイプＩＩ、タイプＩＩＩどの制御ループを使っても良い。ＧＰＳやＬＯＲＡＮと言った長期で最善の安定性を有する第３入力信号は、閉ループの信号を較正・制御するために、開ループ方法で使ってもよい。制御ループは、ネットワーク入力がどんなに多くても、デジタル合成装置が実際には１個だけで済むように組み立てられている。各ネットワーク入力に対しては別のデュアル入力制御ループがソフトウェア中で作動する。只１個の合成装置から実際に出力されるタイミング信号は制御ループの一部とはならない。ループのフィルター定数の選び方は、３つの信号の安定性への支配的な影響が出力信号の安定性を最大にするよう選択される。図面の簡単な説明図１は、種々の入出力信号の仮想的な周波数安定性をプロットした図である。図２は、本発明の第１実施例のラプラースドメインモデルである。図３は、本発明の実施例のブロック図である。図４は、図３の実施例に関し周波数安定性伝達応答をプロットした図である。図５は、本発明の別の実施例のブロック図である。図６は、更に別の代替実施例で使用できる合成装置のブロック図である。図７は、本発明の別の実施例のラプラースドメインモデルである。詳細な説明図１は、典型的温度補償をした水晶ローカル発振器、即ち、同軸又は光学的な陸上線ないしはマイクロ波リンクから受信したＥ１又はＤＳ１信号と、ＧＰＳ受信機で受信したＧＰＳ信号とに関して測定される、全域の周波数安定性曲線（アラン曲線又は修正アラン分散曲線）１０、１２、１４を仮想的に図示したプロット図である。この曲線は、アラン又は修正アラン分散周波数安定性計測統計を用い、積分時間の対数を表す横座標と周波数不安定性ノイズパワーの対数を表す縦座標で、測定された信号の安定性を示す。ローカル発振器曲線１０は、ローカル発振器が最善の周波数安定性を約４秒という積分定数ないし測定定数に至るまで持つことを示している。約４秒から約２０００秒（２時間）の間では、ＤＳＩないしＥ１信号が曲線１２で示された最善の安定性見積値を有している。約２０００秒を越える範囲では、ＧＰＳが曲線１４で示された最善の安定性見積値を有する。曲線１０、１２、曲線１２、１４が交わるそれぞれの交差安定点１６、１８の２点が存在し、最初の点は約４秒、二番目の点は約２０００秒である。デュアルソース固定ループの目的は、短期安定性曲線１０、中期安定性曲線１２、長期安定性曲線１４を持つ出力時計信号を提供することにある。これは、利用可能な各ソースの３個の安定性曲線のそれぞれの最適部分を実質的になぞった所望の修正アラン分散を表した実線１９で示される。それ故、デュアルソース固定ループは、ローカル発振器と同じ短期安定性と、Ｅ１又はＤＳ１信号と同じ中期安定性と、ＧＰＳ信号と同じ長期安定性とを実質的に有する。各曲線の最適部分のこうした選択は、各交点に達するために各曲線のアラン分散又は修正アラン分散を計算することで達成してもよい。更に、種々の入力信号に関するアラン分散又は修正アラン分散の曲線は、固定されておらず、ノイズや他の環境要因により多少変化する。それ故、最適な短期／中期／長期の安定性が選択されるように、デュアルソース固定ループプロセッサー（以下に論ずる）は、異なる信号に関する３個の修正アラン分散の交点を周期的に決定し、フィルター定数（以下に論ずる）を変更してもよい。例えば曲線１２が曲線１２’に劣化すると、交点１６、１８は、１６’、１８’に移動する。出力曲線１９は出力曲線１９’になる。プロセッサーは、Ｅ１信号、ＧＰＳ信号のいずれかが許容できないレベルに劣化したか否かを決定してよい。Ｅ１信号が許容できなくなった場合、デュアル入力制御ループはもはや使われない。代わりに、バックアップ信号のＧＰＳ入力制御ループを背後で作動させる（後述）。このバックアップ制御ループの信号は、Ｅ１信号が利用できない時に使われる。ＧＰＳ信号が許容できなくなった場合、較正ループ入力を零にセットしてデュアル制御ループを作動させる。較正制御ループの出力は、将来のＥ１信号周波数のバイアスを予測する最善のものである。図２は、デュアル周波数固定ループのラプラースドメインモデル１００を示している。３個の入力信号、ＧＰＳ信号Ｙ_GPS（Ｓ）、Ｅ１信号Ｙ_E1（Ｓ）、ローカル発振器信号Ｙ_Lo（Ｓ）がループに与えられて、出力信号Ｙ_OUT（Ｓ）がループから出力される。ＮＣＯ出力を出すローカル発振器から独立して作動する較正ループ１０５は、周波数又は２個の外部信号Ｙ_GPS（Ｓ）、Ｙ_E1（Ｓ）間のむだ時間零での増分位相差を測定する第１周波数比較器１０２を備えている。その後周波数又は位相差の測定値は較正フィルターＣ（Ｓ）１０７で処理されるが、このフィルターは、プライマリレイト（Ｅ１）周波数オフセットを補正するために、長期周波数較正の見積値を与えるよう設計されたタイプ１、２、３のいずれかの開ループＰＬＬを有している。本較正ループ１０５は、出力信号Ｙｏｕｔ（ｓ）を測定しないので、出力端子１０３における較正見積値を与えるため、開ループ周波数測定値を用いていることに注意されたい。又、図１との関連で説明したように種々の信号の相対的安定性は変わるので、フィルターＣ（Ｓ）１０７のフィルター定数は、Ｅ１信号とＧＰＳ信号と関連した出力安定性を図るため、アラン分散又は修正アラン分散の曲がり点ないし交点を与えるように、調整される必要があろう。プライマリループ１１０は閉ループであって、Ｅ１信号Ｙ_E1（Ｓ）に対する出力信号Ｙ_OUT（Ｓ）の周波数差を、周波数、位相又はタイミングを測る差異検出器１１２で測定する。検出器１１２の出力は、周波数ないし増分時間の差を表しており、較正ループの出力１０３と加算器１１４で加算され、Ｐ（Ｓ）フィルター１１１でフィルターをかけられ、その結果は、数値制御される発振器（ＮＣＯ）１１８に制御データを与えるため、再び加算器１１６で加算される。フィルターＰ（Ｓ）の時定数は、アラン分散又は修正アラン分散の曲がり点を管理し、ローカル発振器で決まる短期安定性と基準信号Ｅ１で決まる中期安定性を最大にするように選択される。ＮＣＯ１１８は、出力信号を与えるためローカル発振器信号Ｙ_LO（Ｓ）を使う。低位相ノイズを必要とする製品（ＣＤＭＡセルラーラジオ）の場合、ＮＣＯの出力を位相固定ループ（図示せず）に接続しデジタル合成プロセスで取り込んだスプリアス位相変調を抑制する。ＮＣＯ（又はオプショナルノイズ抑制位相固定ループ）の出力がＹ_OUT（Ｓ）である。較正ループの出力１０３をプライマリループ１１０の加算器１１４と加算器１１６とに２回与えて、ＮＣＯパスの負帰還をなくし、プライマリループ１１０が較正ループ１０５とは独立に作動するようになっていることに注意されたい。較正ループ１０５にＮＣＯ帰還をしない場合、較正ループ１０５は開ループで作動し、出力１０３を加算器１０５に負帰還させたプライマリループ１１０から切り離されることになる。図３は、図１のラプラースドメイン実行１００のブロック図の実行２００を示す。較正ループ２０５は、Ｅ１信号とＧＰＳ信号の間の周波数の差を比較器２０２で測定する。周波数差の測定値はタイプ１の制御ループ２０７に与えられ、制御ループ２０７がこの最初の周波数差にフィルターをかけ、較正出力２０３を供給する。プライマリループ２１０は、Ｅ１信号と出力信号ＯＵＴの間の周波数差を周波数比較器２１２で計測し、この周波数差を較正ループの出力２０３に加算器２１４で合計し、その後、積分フィルター定数Ｓ_INTE1と比例フィルター定数Ｓ_PE1を有するタイプ２の制御ループフィルター２１１をかける。フィルター２１１の出力は、ＮＣＯ用の制御データＮを供給するため、較正ループの出力２０３を加え合わす第２加算器２１６に接続される。プライマリループは、製品の要求によりタイプ１、タイプ２、タイプ３のいずれでもよい。一般的に、タイプ２はオーブナイズされた発振器に適しており、タイプ３はＴＣＸＯと言ったオーブナイズされてない発振器に使われる。制御ループは、位相誤差ないし時間誤差でなくフラクショナル周波数測定値を使う構造とするのが好ましい。位相固定ループは通常、位相ないし時間の誤差測定値を使うことを基本としている。１個の位相固定ループには入力１個であるから、位相誤差測定値は零に向かわされる。本デュアル制御ループ構造の場合、プライマリループ中の位相誤差は束縛されていない。周波数誤差は束縛されているので、数値の丸めや切捨ての誤差を防ぐため入力誤差測定値が好ましい。周波数誤差の積分値が時間誤差と固定定数の合計値と正確に等しくなるように、周波数誤差や時間増分誤差をむだ時間零で測定すべきである。図４は、パワースペクトル伝達応答２５０を、固有周波数の対数を横軸にパワースペクトル強度ｄＢを縦軸にして示している。プライマリ制御ループは、２５秒の比例時定数と１２５秒の積分時定数を有し、較正制御ループのフィルター定数は、１０、０００秒である。システムは、Ｅ１入力信号に対しバンドパスフィルター応答２５４を、ＧＰＳ入力信号に対しハイパスフイルター応答２５６を与える。ローカル水晶発振器に対する応答は、４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅのロールオフローパスフィルターであり、プライマリループのタイプ（ここではタイプ２）で決まる。ローカル発振器中の１／ｆノイズとドリフトプロセスを抑制するため充分なロールオフが必要である。どんな入力であれ周波数安定性は変化するから、入力信号に対する応答は、フィルターのパラメータを変えることで、変更してよい。例えば、Ｅ１信号の長期安定性を改善する場合、ＧＰＳ信号帯域の上限を下げるべきである。逆に、Ｅ１信号の長期安定性が下った場合、ＧＰＳ信号が信号の中期安定性に対しより多くの効果を持つように、ＧＰＳ信号のカットオフを上げるべきである。更には、Ｅ１信号の短期安定性が下がった場合、ＬＯ信号が中期周波数安定性に対しより多くの効果を持つように、Ｅ１信号の帯域の高周波数限界を下げるべきである。図５は、ＧＰＳ受信機を用いる本開示発明の更に別の実施例３００を示す。アンテナ３０２は、例えば英国ノーサムプトンのナブスタが提供するＸＲ５・ＧＰＳ受信機と言ったＧＰＳエンジンに接続されている送信ＧＰＳ信号を受信する。ＧＰＳ受信機は、実行されるソフトウェアＧＰＳエンジン（図示せず）を有しており、本エンジンは、ＸＲ５の時間ベース２０ＭＨｚと同期作動するＧＰＳエンジン（３０４）の一部分として、例えばリアルタイム時計を有するモトローラ６８０２０（３０３）上でソフトウェアで実行される。時間ベースは、自由に作動するローカル発振器から直接ないしＮＣＯの後のいずれから取ってもよい。ローカル発振器は要求されるコストと性能により、ＴＣＸＯ、ＤＨＣＸＯ、ＯＣＸＯのいずれれでもよい。ＧＰＳエンジン３０４は、ＧＰＳマルチチャンネル受信機と、ソフトウェアカルマンフィルター（図示せず）を有しており、本フィルターは、受信ＧＰＳ信号とローカル発振器のＸＲ５時間ベース３０６とに対し、ＧＰＳと時間ベース３０６間の周波数誤差の差異測定値を始めとする、種々の時間、位相、周波数に関する見積値と測定値を供給する。時間ベース３０６は又、ローカル時間ベース対２個の受信されたＥ１ないしＤＳ１時計（Ｅ１ＡとＥ１Ｂ）の周波数誤差の零むだ時間測定値の関係を与えるため、２個のモデュロ２５６同期カウンタラッチ３１０、３１２に接続される。特に、各Ｅ１時計信号（Ｅ１ＡとＥ１Ｂ）は、トランスフォーマー接続経由で、例えばダラスセミコンダクター社時計回復回路３０８、３１０で回復させて、回復させた時間は公称１．９８ミリ秒のストロボを供給するため、４０６３で割ってやり、モデュロカウンタ３１０、３１２のラッチドカウントプロセスに１．９８ミリ秒毎の割合で定期的にラッチをかける。カウンタ３１０、３１２のラッチドカウントプロセスはローカルＸＲ５の時間ベース信号の周波数誤差とこれに対応するＥ１信号との関係を追跡する。ラッチ３０８の内容は、受信されたＧＰＳ信号とローカルＸＲ５の時間ベース信号間についてＧＰＳ受信機中でなされる測定に連動して、ＧＰＳ受信機中のプロセッサ（不図示）でサンプルされる。モデュロカウンタは決してリセットしないのが好ましい。リセットはむだ時間と残留周波数誤差を生じさせる。公称増分カウントは分数である、即ち、ＸＲ５の時間ベースとサンプル周期の間の結果的に生まれるカウント数は、ＸＲ５パルスの整数にならない。それ故、量子化ノイズはディザー状態となる。本特定実施例では、公称増分カウントは２５６を法として２５３．７３であり、一回の更新毎に２．２７カウントづつ減ることになる。更に各サンプルは、採取・計測され記憶される際に、採取時刻の標識を付けられる（即ち、記録された時間ベースに同期したプロセッサの実時間時計に従った時刻を有する）のが好ましい。アルゴリズムは各カウンタの内容から、ノイズ、オフセット、その他の潜在的誤差要因を減らす一方で、以下の通りに周波数情報中の変化を生成する。Ｅ１時計がＥ１Ａ、Ｅ１Ｂのどちらであっても、本アルゴリズムは有効である。各ラッチから連続して採取した値を、Ｅ１Ａ、Ｅ１Ｂ信号毎に独立したＦＩＦＯキューに記憶させる。カウンタ３０８の最新の記憶値Ｃ（Ｎ）からその直前の記憶値Ｃ（Ｎ−１）を差し引いて、両者を比較する。両カウント値の差の大きさが２５６を法として所定の限界を越える場合、即ち現サンプル値が悪い値であることが示されている場合、現サンプル値を棄却する。サンプル値Ｃ（Ｎ）全てが所定の限界内にある場合、２５０ミリ秒の積分期間毎に公称１２８個のサンプルが存在することになる。以下の疑似コードは、データのチェックとフィルタの機能を表している。上記アルゴリズムはカウンタデータを、２５０ミリ秒の積分期間中に累積された時間誤差に関する偏りのない見積値に圧縮するための効率的なデジタルプロセスの特定実施例を示す。ベースが単一であれ、縦続接続（直列）の複数のいずれであれ、二進法のフィルターを使うのが好ましい実施例である。例えば０．２５秒と言った所与の計算期間中での悪い値の数が、所定値を越える場合、Ｅ１Ａと言ったチャンネルの所与の時計は不安定ということになる。この場合、システムをホールドオーバーモードに入れＥ１Ａの時計を棄却する、他方のＥ１時計Ｅ１Ｂを使う、のいずれも可能である。２５０ミリ秒毎に累積時間誤差見積値Ｘ（Ｎ）は、Ｅ１とローカル発振器（ＮＣＯの前か後のいずれか）の間の周波数差に関する零むだ時間見積値に変換されねばならない。本実行例の場合、２０ＭＨｚ時間ベースはＮＣＯ後に出力されたものである。最初のＸ（Ｎ）は、公称積分時間で割算し、フラクショナル周波数（秒／秒）の単位とする必要がある。マイクロプロセッサの時計はＦＩＦＯの各サンプルに時間標識をつけるベースとなる。公称積分時間デルタＴとは、ＦＩＦＯ中における最新の良好サンプルの時間標識と最初の良好サンプルの時間標識の間の差のことである。（以下の式中で、大文字のＹは周波数差の測定値を、Ｅ１ −ＮＣＯと言った添字はＮＣＯと比較したＥ１を、添字の一部である文字「ｓ」はスムージングされた見積値を、括弧内の文字「ｉ」は現在値を表す。）デルタＴの単位をミリ秒と仮定すると、変換式は以下の通りとなる。偏ったＹ_E1−_NCO（ｉ）＝（Ｘ（Ｎ）／デルタＴ）＊５０ｅ−９（秒／カウント）＊１０００（ｍｓ／ｓｅｃ）／（５＊２²²）その後、Ｘ（ｎ）を零にリセットする。上記の周波数差見積値Ｙ_E1−_NCO（ｉ）には、補正すべき偏り誤差源が２個ある。偏りの第一誤差源は、ラッチ更新毎のデルタに起こる負の公称期待変化２．２７である。この偏りは、データ収集過程で意図的に加えられており、偏ったＹ_E1 −_NCO（ｉ）に加えられるべき公称５７．１００６６６７５ｐｐｍのオフセットを生じさせる。小さな偏りである第二誤差源は、ＮＣＯ信号と言った時間ベースに元来存在するオフセットから生ずる。偏りは以下の式で訂正してもよい。ＮＣＯ偏り（Ｙ_SNCO）のスムージングされた見積値の計算は、後述する。Ｅ１又はＴ１の有符号入力と言ったプライマリレート入力を１個しか持たないシステムの場合、補正されたＹ_E1−_NCO（ｉ）は、プライマリループフィードバック誤差測定値として直接使用可能である。しかし後述のように、プライマリレート入力が複数ある場合、並列に作動する複数のデュアル入力周波数固定ループが存在する。より一般化された本ケースの場合、ハードウェアＮＣＯは、各デュアル制御ループ「ソフトウェア」ＮＣＯの出力の加重平均である仮想ＮＣＯで、制御されている。ハードウェアＮＣＯは本質的に線形である（即ち、ＮＣＯオフセットは、バラクタ制御発振器に対する分散の可変オフセットにたとえられるので、既知かつ繰り返し可能である）ので、各デュアル制御ループに関するプライマリループフィードバックは容易に回復できる。例えば２個のプライマリレート入力Ｅ１Ａ、Ｅ１Ｂの場合、各入力ＳＮＣＯ_A、ＳＮＣＯ_Bに関連する「ソフトウェアＮＣＯ」が存在する。実際のハードウェアＮＣＯの補正値（ＨＮＣＯ）は常にα＋β＝１として、ＨＮＣＯ＝αＳＮＣＯ_A＋βＳＮＣＯ_Bの関係にある。ハードウェアＮＣＯは測定時間ベースを制御するので、Ｅ１Ａ、Ｅ１Ｂの両入力が、ハードウェアＮＣＯで補正されたローカル発振器に対して測定される。例えばハードウェアＮＣＯに対するＥ１Ａのフラクショナル周波数の補正見積値は、以下の通りに表せる。Ｙ_E1A-HNCO＝Ｙ_E1A−（ＨＮＣＯ＋Ｙ_LO）しかし、既知であるＨＮＣＯ補正の値を両辺に加えると、Ｙ_E1A-HNCO＋ＨＮＣＯ＝Ｙ_E1A−Ｙ_LO これは、自由作動するローカル発振器に対するＡ入力のフラクショナル周波数の「オープンループ」見積値を与える。プライマリループフィードバックは、チャンネル「Ａ」に関するソフトウェアＮＣＯの現在値を差し引けば得られる。Ｙ_E1A-SNCOA＝Ｙ_EIA-HNCO＋ＨＮＣＯ−ＳＮＣＯ_A 「Ｂ」デュアル制御ループに関するプライマリループフィードバックは同様のやり方で導き出せる。較正ループ入力（Ｙ_GPS-E1）は２段階プロセスで得る。第一段階では、ＧＰＳ時間尺度（Ｙ_HNCOA-GPS）に対する補正ローカル時間ベースのフラクショナル周波数オフセットの見積値を計算する。ＧＰＳエンジンの一般モデルは複数の測定チャンネルと状態見積アルゴリズムを有している。測定チャンネルは、疑似レンジデータと呼ばれるものを提供する。疑似レンジとは、ＧＰＳコードのローカルコードと受信衛星信号の搬送波生成装置をロックするのに必要となる現在遅延オフセットの測定値である。ＧＰＳアルゴリズムの一般状態空間は、位置、速度、時計状態を含んでいる。状態更新アルゴリズム（カルマンフィルターが代表的）は、疑似レンジ入力とＧＰＳシステムからの関連データを使用し状態見積値を繰り返し更新する。時計状態は、ＧＰＳ時間尺度に対するローカル時間ベースの現在時間誤差オフセットに関するバイアス項Ｘ_HNCOA-GPSを含んでいる。ＸＲ５ＧＰＳエンジンの場合、４回までの状態更新は、異なるセットの衛星を使って１秒毎に計算され、１個の加重平均時計バイアス更新が決定される。この加重平均時計バイアスから、Ｙ_HNCO-GPSを以下の通り計算する。一秒間の更新期間に亘るデルタ時計バイアスを計算する。デルタ_bias＝Ｘ_HNCO-GPS（ｉ）−Ｘ_HNCO-GPS（ｉ−１）１）カルマン又は他の状態見積アルゴリズムから得た許容可能な時計バイアスの信頼区間見積値と同様に、強さとスルーレイトに関する所定のいき値を基に、現在のデルタ_biasを良好なものとして定性化する。デルタ_biasが良好ならば、ローカル補正時間ベース中の僅かなバイアスを補償して、Ｙ_HNCO-GPSのバイアスのない見積値を計算する。Ｙ_HNCO-GPS＝デルタ_bias／（１−Ｙ（ｉ）_SNCO）ＮＣＯバイアス（Ｙ（ｉ）_SNCO）のスムージングされた見積値の計算はＹ_HNCO _-GPS のローパスフィルター見積値に基づいて行う。ＧＰＳの長期周波数オフセットが非常に小さい（１ｅ−１２末満）とすると、平均Ｙ_HNCO-GPSは、補正ローカル発振器周波数バイアスの良好な見積値となる。Ｙ（ｉ）を得るスムージングフィルターは以下の通りに与えられる。Ｙ(ｉ)_SNCO＝Ｙ(ｉ-1)_SNCO ^*(1-1/τ_S)＋Ｙ_HNCO-GPS(ｉ)/τ_S 但し、タウｓはスムージング時定数であり、ＧＰＳに対するローカル発振器の公称最低アラン分散周波数安定性積分時間を反映するよう選択すべきである。Ｙ_HNCO-GPSを一旦計算したら、第２段階で各Ｅ１入力に関するＹ_E1-GPSを導く。各入力に関し、ハードウェアＮＣＯに対する入力のフラクショナル周波数誤差の補正見積値が、既述の通り決定されている。「Ａ」入力に関する較正ループ入力が下記の通り容易に導かれる。Ｙ_E1A-GPS＝Ｙ_E1A-HNCO＋Ｙ_HNCO-GPS Ｅ１Ｂ入力では、以下の通りに得られる。Ｙ_E1B-GPS＝Ｙ_E1B-HNCO＋Ｙ_HNCO-GPS こうして、複数デュアルループ制御システムに関する補正フラクショナル周波数入力を得たら、「ソフトウェア」ＮＣＯの更新は以下の疑似コード操作を実行するソフトウェアアルゴリズムで実行してもよい（（ｉ）は現在値のインデックスであり、「＋＝」は累積に関するＣプログラミングの演算子であることに注意されたい）。下記例は、タイプ１の較正ループと「Ａ」入力用のタイプ２のプライマリループに関する実行を示す。ＳＮＣＯ_A（ｉ）はタウ₀秒毎に更新したソフトウェアＮＣＯ補正状態見積値である。本適用例では、タウ₀は０．２５秒である。種々の比例定数、積分定数（タウ_GPS、タウ_比例、タウ_積分）は、最も小さい全体修正アラン分散を与えるよう出力周波数を制御するという条件の下に、望ましい曲がり点を与えるように選択される。図６は実行の際に使用可能な合成装置５０２のブロック図である。自由作動するオーブン水晶発振器で生成されるローカル時間ベース５０４は、周波数１０ＭＨｚがＬＣ位相固定ループ５０２で倍加され１２５ＭＨｚ信号となって、ＶＣＯ５０８の出力１２０ＭＨｚに対抗して時を刻む平衡変調機５０６に供給される。変調機５０６の出力はローパスフィルター通過後、公称５ＭＨｚ信号となって位相検知器５１０に供給され、ＮＣＯ５１２を出て再コンストラクションフィルター５１４でスムージングされた出力と位相比較される。ＮＣＯ５１２としては、マサチューセッツのノーウッドのアナログデバイス社からのＡＤ７００８・ＣＭＯＳ・ＤＤＳチップが使える。位相検知器の出力はループフィルターで処理された後１２０ＭＨｚのＶＣＯ５０８に供給される。ＶＣＯ５０８の１２０ＭＨｚの出力は６分割されて、２０ＭＨｚ信号がＧＰＳ受信機（図示せず）用のＸＲ５の時間ベース生成装置５１３とＮＣＯ５０４に供給される。本ハードウェア合成装置は、入出力のフラクショナル周波数間に以下の関係を有する。ＮＣＯは、入出力周波数間に以下の関係を有する。ｆ₀＝ｆ_in＊Ｋ／２³² Ｋ／２³²の項は、固定項と増分項とに分解でき、これを実行すると、但し、ｒ_テ゛ルタ＝デルタ／２³²でデルタは増分ＮＣＯ制御ワードである。ハードウェア合成装置は以下の関係を達成するように操作されねばならない。方程式ＮＣＯ−１とＮＣＯ−２間の関係は、定常状態では、ｙ₀が公称で零であるから、ｙ_lo＝−ＨＣＮＯとなり、方程式ＮＣＯ−１は以下の式となる。上記方程式は分子が零である時のみ成立することから、（２５^*−ＨＮＣＯ＝４^*ｒ_テ゛ルタ）となり、最終的にｒ_テ゛ルタを置き換えると以下の通りとなる。方程式ＮＣＯ−３は、所望のハードウェアＮＣＯ補正を得るのに必要なハードウェアＮＣＯ制御ワードを供給する。本実行の際、ＮＣＯ制御ワードは２５０ミリ秒毎に更新されることに注意されたい。ハードウェアＮＣＯに対する実際の更新インターバルはもっと速くできる。例えばＸＲ５プロセッサは１ミリ秒毎に更新をサポートできる。デルタワードの最下位ビットをディザリングして、合成プロセスの解像度を拡張する。ディザリングすると、ハードウェア合成装置の３．８−１１解像度は、５ｅ−１３を上回る有効解像度に改良される。本合成装置の位相ノイズとスプリアス位相変調は、純粋な直接デジタル合成の場合のようなＮＣＯ性能の制約をうけない。ＮＣＯの位相ノイズとスプリアス位相変調は、１２０ＭＨｚの出力搬送波に持ち越される。しかし、標準的な電話方式製品に必要な出力周波数は公称１０ＭＨｚである。１０ＭＨｚを生成し１２分割して作動させると、ＮＣＯの位相ノイズとスプリアス変調は、２１ｄＢだけ減少する。以前に述べたように、ハードウェア合成装置の制御ワードは、各ソフトウェアループＳＮＣＯ制御状態の加重平均に基づいているのと同様、数個の作動制御ループの一つから選択できる。既に論じたように、デュアル入力制御ループはＥ１ないしＴ１プライマリレート信号の各々に関連している。加えて、標準シングルＧＰＳ入力制御ループは常に並列に作動している。シングル入力制御ループは較正ループを不能状態にしている。プライマリループはＹ_GPS-SNCOフィードバック誤差信号を用いて作動されており、本信号は他のプライマリループの場合と同様のやり方で導き出されている。それ故、Ｅ１ないしＴ１の二つの入力がある場合、並列に作動する３つの制御ループが存在する（２個のデュアル入力と１個のシングル入力）。一例として３つの制御ループを使い、ハードウェアＮＣＯ補正を生成するアルゴリズムについて述べる。アルゴリズムは二つの部分から成る。１）各ループの現在のソフトウェアＮＣＯ状態が正常な定常状態か否かを決定する。２）定常状態で作動している各ソフトウェアＮＣＯ出力のウェイトファクターを決定する。定常状態作動の決定は複数の基準に基づいてなされる。較正ループ入力とプライマリループ入力を以下の通りチェックする。ａ）現在のフラクショナル周波数レベルは、所定の許容レベル内か否か。ｂ）フラクショナル周波数の変化割合（ドリフト）は、所定の許容レベル内か否か。上記試験に合格しない場合、入力側に過渡的故障の可能性がある。重要な例としては、ソネットないしＳＤＨベースのネットワーク入力上のポインタ位相の過渡的故障が挙げられる。こうした故障の場合、プライマリ制御ループ入力を一時的に零にセットする。こうすると、ポインタの過渡的故障がプライマリフィードバックループに衝撃を与えるのを阻止することになる。ポインタの故障が無視されるので、プライマリループは、ペイロードではなく、ソネットないしＳＤＨ搬送波から中期安定性を抽出する。漏洩性のバケットアルゴリズムは上記「ａ」，「ｂ」両タイプの故障に関係している。故障率が高いと警報が出る。漏洩性のバケットは非対称なので一旦警報が出ると制御ループが充分落ち着くまで警報は解除されない。ウェイトファクターは各制御ループの中期安定性に基づき決定される。ローカル発振器は３つの制御ループ全てに共通なので、短期安定性は３つの制御ループ共同じである。ＧＰＳ信号は両デュアル制御ループへの較正入力でありかつシングル制御ループ入力への唯一の入力なので、全ループ同じ長期安定性を有する。各ループの中期安定性は、プライマリループ入力の中期安定性と直接関係する。中期安定性は、他とローカル発振器に対する入力毎に計算される。２個のデュアル制御ループの中期安定性範囲内における最初の積分時間（タウｍと名付ける）に対して、修正アラン分散を使用する。ローカル発振器に係わる３つの入力（Ｅ１Ａ、Ｅ１Ｂ、ＧＰＳ）は６個の相対的測定値ＭＶＡＲ（タウｍ）を与える。標準Ｎ−コーナーハット分散分解手法を用いると、各入力とローカル発振器の分散見積値が６個の相対的分散測定値から得られる。この分散見積値から、各入力と関連制御ループ出力のウェイトファクターを決定できる。例えば制御ループ３つ全てが正常な定常状態作動をしている場合、ウェイト計算は以下の通りである。安定性_GPS＝１／ＭＶＡＲ_GPS（タウ_m）安定性_E1A＝１／ＭＶＡＲ_E1A（タウ_m）安定性_E1B＝１／ＭＶＡＲ_E1B（タウ_m）重み_GPS＝安定性_GPS／（安定性_GPS＋安定性_EA1＋安定性_EB1）重み_E1A＝安定性_E1A／（安定性_GPS＋安定性_E1A＋安定性_E1B）重み_E1B＝安定性_E1B／（安定性_GPS＋安定性_E1A＋安定性_E1B）図１、図２の議論に関連し上記で更に分かるように、較正ループ（ＧＰＳ）のフィルター定数とプライマリループの積分及び比例定数を変える能力は、入力信号の安定性に基づくことが望ましい。これには、ローカル時間ベースと、Ｅ１信号と、ＧＰＳ信号の安定性を決める修正アラン分散を計算するのが好ましい。こうすると、種々のソースが変化し全体として出てくる出力信号の安定性を最大にできる。既に述べたように、制御システムは現在のフラクショナル周波数誤差の見積値を以下の基本入力から決定する。Ｙ_HNCO-GPS（ＧＰＳ時間尺度に対する補正ローカル時間ベースのフラクショナル周波数）Ｙ_E1A-HNCO（補正ローカル時間ベースに対するＥ１Ａのフラクショナル周波数）Ｙ_E1B-HNCO（補正ローカル時間ベースに対するＥ１Ｂのフラクショナル周波数）この基本セットより、多くの関連見積値が容易に導かれる。Ｙ_GPS-LO（ローカル発振器に対するＧＰＳのフラクショナル周波数）Ｙ_E1A-LO（ローカル発振器に対するＥ１Ａのフラクショナル周波数）Ｙ_E1B-LO（ローカル発振器に対するＥ１Ｂのフラクショナル周波数）Ｙ_E1A-GPS（ＧＰＳに対するＥ１Ａのフラクショナル周波数）Ｙ_E1B-GPS（ＧＰＳに対するＥ１Ｂのフラクショナル周波数）Ｙ_E1A-E1B（Ｅ１Ｂに対するＥ１Ａのフラクショナル周波数）上記６個の相対測定値は、本例の３つの制御ループを管理するために必要である。このフラクショナル周波数見積値入力の各々は、デジタル積分すれば、時間誤差見積値に変換できる。Ｘ_GPS-LO＋＝Ｙ_GPS-LO＊タウ₀ 修正アラン分散（ＭＶＡＲ）はアルゴリズムの直接形式を使えば、時間誤差見積値から直接計算できる。ＭＶＡＲ（タウ）＝Ｅ[｛シグマ（Ｘ_i+2n−２Ｘ_i+n＋Ｘ_i）｝²] 但しＥ[]は期待値演算子、合計はｉからｎまで、タウ＝ｎタウ₀とする。しかし、上記プロセスを２ステップに分けると、はるかに効率的なアルゴリズムを得る。１）線形デジタル有限インパルス応答（ＦＩＲ）をＸ（ｎタウ₀）に施す。２）上記フィルターのかかったプロセスの出力のサンプル分散を計算する。上記２ステップは、ｎタウ₀の各所望値に対し実行する必要がある。特定のｎの値の場合、（３ｎ＋１）タウ₀個分だけ遡ったサンプルを記憶することをＦＩＲフィルターは要求する。ある実行では必要とされる最大ｎを収容するのに充分な記憶装置を１個利用する。しかし、デジタルフィルター設計に通暁する当業者ならば、デシメイションプロセスが大きなｎの値に使用できることが明らかである。例えば最初の記憶装置は、タウ₀の更新割合でｎ＝１６を収容するようにセットできる。こうすると、３Ｎ−１即ち４９回分の誤差サンプルを記憶せねばならない。二番目の記憶装置は、３２タウ₀毎の１０分の１割合で操作させることができる。記憶装置への入力は、最初の記憶装置中の最後の３２サンプルの移動平均にすぎない。二番目の記憶装置は、ｎ＝１６を収容するようにセットできるが、二番目の記憶装置の積分時間は３２タウ₀から５１２タウ₀となる。上記手法を使えば、記憶装置の必要量が大幅に減り、余分なフィルター操作がなくなる。例えばＭＶＡＲがｎ＝１，２，４，８，．．．２¹⁴まで必要とすると、１回のバッファー実行に４９，１５３個のデータ要素が必要になる。３個の記憶装置とデシメイション法を使えば、記憶装置の必要量は１４７データ要素へと減る。一般的なｎの値に関するＦＩＲフィルタープロセスは以下の通りである。１）新しい時間誤差サンプルが記憶装置のインデックスｊに与えられる。２）インデックスがｊから（ｊ−ｎ＋１）ｍｏｄ４９までのサンプルを用いて現在の移動平均を更新する。３）インデックスが（ｊ−ｎ）ｍｏｄ４９から（ｊ−２ｎ＋１）ｍｏｄ４９までのサンプルを用いて遅れ移動平均を更新する。４）インデックスが（ｊ−２ｎ）ｍｏｄ４９から（ｊ−３ｎ＋１）ｍｏｄ４９までのサンプルを用いて２倍遅れ移動平均を更新する。５）２番目の差異出力を、以下の値に更新する。現在移動平均−２＊遅れ移動平均＋２倍遅れ移動平均与えられたｎの値に関するＭＶＡＲは以下の通りに更新される。１）現在のＭＶＡＲシングルサンプル分散は以下の通りに与えられる。ＭＶＡＲサンプル＝（秒の差異）²＊３．０／（タウ）² ２）平均ＭＶＡＲパワーは、与えられたｎ値に関するサンプルＭＶＡＲから平均ＭＶＡＲの現在見積値を計算する２進法フィルターを使って得る。平均タウは、良好な信頼性と収束時間が得られるよう選択される。図２の実施例に代わり、Ｅ１ないしＴ１とのリンクが失われた場合により良好な作動を可能にする代替実施例６００（図７に示す）を示す。特に図７の場合、ローカル発振器（ＬＯ）とＧＰＳ信号の間のフラクショナル周波数差異Ｙ_GPS-LO はデュアル入力位相固定ループ６００への第一入力として供給され、第二入力はＥ１（又はＴ１）とローカル発振器の間のフラクショナル周波数差異Ｙ_E1-LOを含んでいる。２つの入力はそれぞれ、較正ループ６１１、プライマリループ６０１の減算器６１２、６０２に供給される。較正ループは、較正ループ６１１とプライマリループ６０１の台計値とＹ_GPS-LOとの差異を処理する較正フィルター６１０を有し、プライマリループ６０１は、出力ノード６０６からフィードバックされるプライマリループの出力とＹ_E1-LOとの差異を処理する、フィルター６０４を有する。２つのループ６０１、６１０の出力は、数値制御発振器（図示せず）用のフラクショナル周波数Ｙ_NCOを供給する加算器６０８で合計され、同発振器は、その後更なるフィルター操作を行いローカル発振器出力を供給する。この二つのループ（と恐らく追加較正ループも）のための比較信号としてローカル発振器ＬＯを選択することで、使用される比較信号（ＬＯ）は利用し得る最も信頼性の高い比較信号となる。ループ６０１の出力は、Ｅ１（又はＴ１）信号へのローカル発振器を固定する補正数値である。較正ループは、ローカル発振器出力を長期間に亘りＧＳＰ信号の位相ないし周波数に対して管理する出力を供給する。しかし、プライマリループが図７の実施例で働かない（ホールドオーバー状態に入る）場合、第二ループは実質的にシンプル位相固定ループとなる。プライマリループのループフィルター関数Ｐ（ｓ）は、４０秒、１／６０秒、８００秒と言う時定数を有するクラスＩＩＩフィルターである一方、較正ループフィルター関数Ｃ（ｓ）は約２０００秒と言う時定数を有するクラスＩフィルターであってもよい。このように、較正ループはＬＯとＧＳＰ間の長期変化に対してのみ敏感である一方、プライマリループはＬＯとＥ１（又はＴ１）信号間の差の短期変化に対してのみ敏感である。更に、ＧＳＰ信号とＥ１信号の極端な短期変化は、ローカル発振器出力の変化に及ぼす影響が上記に論じたように殆どなし又は皆無である。図２の第一実施例の場合、２個のループは完全に切り離されているが、図７の実施例では較正ループはプライマリループから切り離されていない。しかし、較正ループの時定数は本第二実施例のプライマリループの時定数よりはるかに長いので、プライマリループの損失の短期的影響は第二ループに実質的に及ばない。何故ならクラスＩＩＩフィルターの時定数は、第一ループの時定数の少なくとも５倍はあるのが一般的だからである。図７の開示実施例はラプラース変換で表されているが、アナログ部品とＶＣＯを使うかないし本構造をデジタル的に実行して開示実施例を実行する方法を当業者は容易に理解するであろう。例えば、図３や図５の実施例について見れば、ある当業者は、周波数ないし位相比較器と、ＧＰＳ時間ベースと、ＧＰＳ時間ベース中のマイクロプロセッサー／別のマイクロプロセッサー／ＤＳＰのいずれかを使用するであろうし、ある当業者は、図７のループ構造を実行する上記プログラミング手法を使用するであろう。差異を取り出すフィードバック用の各較正ループの出力にプライマリループの出力を個別に加えた後、各較正ループの出力をプライマリループの出力と合計しＮＣＯを駆動すると言ったやり方で、どうすれば追加較正ループが追加タイミング源のために容易に加えられるかは、更に自明となろう。較正ループ毎に適切な時定数を異なって選択することにより、合計値を重みづけする必要がなくなるし、代替的にはＮＣＯを駆動する重みづけ合計を使ってＮＣＯの制御性を最大にしてもよい。システム性能を更に改善するには、Ｅ１やＴ１をプライマリループの位相ないし周波数比較器に接続する前に、５秒から２５秒間の遅延ラインを通過させることが可能である。遅延ライン中でのタイミング情報に過渡現象が検出されるならば、プライマリループのフィルターからのＥ１やＴ１信号の積分器状態を、過渡現象を表す入力信号の実際のデータ点の代わりとすることが可能である。これはシステムから過渡現象を取り除くのに有効であり、より正確な時間ベースが可能となる。本発明の他の実施例は、中間信号を抽出するのにＯＣ−３リンクや他のリンクを使用しても可能であることを、当業者は理解するであろう。更に、システムコストを下げるため沿岸地域では、ＧＰＳに代ってＬＯＲＡＮを使ってもよい。他のシステムパラメーター、例えばサンプル期間は勿論変えてよい。本発明の範囲は当然請求項で判断されるべきである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ

Claims

【特許請求の範囲】１．少なくとも二つの入力信号と一つのローカル発振器信号とに応答する複数ソースループであって、当該三信号の各々が自身の周波数を有し、一つの信号が最善の短期安定性を通常有し、第二の信号が最善の中期安定性を通常有し、第三の信号が最善の長期安定性を通常有するように、各信号が異なる周波数安定特性を有する、そのような複数ソースループおいて、当該デュアルソースループが、三つの入力信号の内の二信号間の第一差異を検出する第一差異検出手段であって、当該第一差異が周波数差異と位相差異のグループの一つを含むそのような第一差異検出手段と、三つの入力信号の内の二信号間の第二差異を検出する第二差異検出手段であって、当該入力信号の一つが当該第一差異検出手段に接続される当該二入力信号とは異なり、当該第二差異が周波数差異と位相差異のグループの一つを含むそのような第二差異検出手段と、短期・中期・長期の安定性特性を有する出力信号を供給する発振手段と、フィルター手段出力の短期安定性が、第一信号の短期安定性と、第二信号の中期安定性と、第三信号の長期安定性をたどるように発振手段を制御するため、両差異に応答するフィルター手段とを有することを特徴とするデュアルソースループ。２．前記フィルター手段が、第一差異検知器に応答しかつ第一周波数応答を持つ第一ローパスフィルターと、第二差異検知器に応答しかつ第二周波数応答を示す第二フィルターとから成り、前記発振器が両フィルターの出力に応答することを特徴とする請求項１に記載のループ。３．第一差異手段が、第一信号を第二信号と比較し、第二差異検出手段が、第一信号を第三信号と比較することを特徴とする請求項２に記載のループ。４．前記フィルター手段が、第二、第三信号の間の位相差異と周波数差異の内の一つを決定する手段を更に含むことを特徴とする請求項３に記載のループ。５．第一フィルターの出力が第二フィルターの入力端子に接続されることを特徴とする請求項２に記載のループ。６．第一フィルターの出力が第二フィルターの出力端子に接続されることを特徴とする請求項５に記載のループ。７．各フィルターがフィルターの周波数応答を変える少なくとも一つのパラメータと、互いに対する信号の相対的安定性を決定するための手段と、出力信号の全体的な安定性を最大化するフィルター係数を変える手段と、を有することを特徴とする請求項２に記載のループ。８．３個の独立した入力信号に基づいた安定特性を持った時計信号を供給する方法であって、３個の入力信号の各々が固有の安定特性曲線を有し、入力信号の安定特性曲線の各々が環境条件に応じて変化し得る、そうした時計信号を供給する方法において、当該方法が、各入力信号の周波数と位相の内の少なくとも一つを他の入力信号の周波数と位相の内の少なくとも一つと比較する段階と、変化し得るフィルターで比較値にフィルターをかける段階と、フィルタリングに基づいて発振信号を出力する段階と、出力に関する周波数安定性が最大化されるようフィルターを調節する段階と、からなることを特徴とする時計信号を供給する方法。９．フィルターを調節する段階の安定性曲線が、発振器出力安定性曲線に３個の入力信号の各安定性曲線の最も安定した部分を実質的にたどるようにさせる、ことを特徴とする請求項８に記載の方法。 10.発振信号を出力する段階が、唯一１個の合成装置でなされることを特徴とする請求項８に記載の方法。 11.異なる安定性特性を有する少なくとも３個の入力信号に基づいた周波数安定性を持つ発振信号を供給し、３個の信号の安定特性を組み合わせることで、最適な安定特性を供給するループ装置において、当該ループ装置が、異なる二対の入力信号に関し、位相差異と周波数差異の一つを決定するための比較手段と、当該比較手段に応答し制御情報を生成するフィルター手段と、複数の合成装置から成り、当該合成装置は、周波数安定特性を有しかつ出力信号を供給する制御情報に応答し、当該制御情報が周波数安定特性に最適安定特性を実質的にたどらしめることを特徴とするループ装置。 12.各信号がノイズとバイアスを含み、当該ループが少なくとも幾つかの差異の補正値を見積もるための見積手段を、更に有することを特徴とする請求項１１に記載のループ装置。 13.フィルター手段が、変化し得るフィルターパラメータで差異値に対しフィルタリングを実行することを特徴とする請求項１２に記載のループ装置。 14.前記フィルターパラメータが、出力信号の周波数安定性を最大にするように変えられることを特徴とする請求項１３に記載のループ装置。 15.ローカルに生成された信号と、陸上ライン回線を通じ受信された信号と、ラジオリンクを通じ受信された信号と、に基づいた周波数安定性を有する出力信号を生成する方法において、当該方法が、第一差異を供給するため、ローカルに生成された信号と陸上ライン信号間の、周波数差異と位相差異の情報の一つを反復測定する段階と、第二差異を供給するため、ローカルに生成された信号と陸上ライン信号間の内の一つとラジオリンク信号の間の、周波数差異と位相差異の情報の一つを反復測定する段階と、第一フィルター済み差異を供給するため、当該第一差異に第一フィルターでフィルターをかける段階と、第一組み合わせ差異を形成するため、当該第一フィルター済み差異を当該第二差異と組み合わせる段階と、第二フィルター済みセットを供給するため、第一組み合わせ差異にフィルターをかける段階と、第二組み合わせ差異を形成するため、当該第一組み合わせ差異を、当該第二フィルター済み差異と組み合わせる段階と、少なくとも陸上ライン信号とラジオ信号とに依存する周波数を有する出力時計信号を供給するため、第二組み合わせ差異で発振器を制御する段階とから成ることを特徴とする方法。 16.前記発信器手段はローカル発信器信号を生成し、ローカル発信器信号は前記第一、第二の両検出手段に供給され、前記フィルター手段は、出力を有しかつ第一差異検出手段で決定された差異間の差異、及びプライマリループの出力に応答するプライマリループと、出力を有しかつ第二差異検出手段で決定された差異間の差異、及びプライマリループと較正ループの出力合計値に応答する較正ループとを更に有し、前記発信器手段は前記第一、第二の両ループの出力合計値に基づいて制御される、ことを特徴とする請求項１に記載の複数ソースループ装置。 17.当該ループが、最善の中期安定性を有する前記信号と第一差異検出器との間に接続された遅延ラインを更に有し、最善の中期安定性を有する前記信号中の少なくとも幾つかの過渡現象が、プライマリループからのデータで置き換えられ得るようになっていることを特徴とする請求項１６に記載のループ。