JP2000509578A - マルチキャリヤ伝送システムにおける無線周波数干渉の緩和 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 制限されたバンド内で干渉が生じやすいマルチキャリヤ伝送システムにおいて、このバンド内ではサブキャリヤを使用しない。更に、制限されたバンド内の伝送パワーを抑制するようにダミー・トーンを使用でき、受信機がこのバンドからの干渉を検出してキャンセルできるように沈黙トーンを使用できる。これらダミー・トーンおよび沈黙トーンは、制限されたバンドのエッジの下もしくは上またはその双方でエッジに接近することができる。特に、これらの対策は、制限されたバンドがアマチュア無線バンドに対応するＶＤＳＬシステムに適用される。

Description

【発明の詳細な説明】 マルチキャリヤ伝送システムにおける無線周波数干渉の緩和 発明の背景 本発明は、一般的には、超高速離散マルチキャリヤ・データ伝送システムに関 する。より詳細には、マルチキャリヤ伝送方式における無線周波数（ＲＦ）干渉 の影響を低減するための機構が開示されている。 ＡＮＳＩ（米国規格協会）規格グループによって認定されたグループである通 信工業界の問題解決のための連合（ＡＴＩＳ）は、最近、非対称デジタル加入者 回線（ＡＤＳＬ）を通してデジタル・データを伝送するための離散マルチトーン に基づく規格を決定した。この規格は、主に、通常の電話回線を通してビデオ・ データを伝送するためのものであるが、同じように種々の他の用途にも使用でき る。北米の規格はＡＮＳＩ Ｔｌ.４１３ ＡＤＳＬ規格と称されており、この規 格は本明細書で参考例として引用する。ＡＤＳＬ規格に基づく伝送レートは、ツ イスト・ペア電話回線を介し少なくとも毎秒６００万ビット（すなわち、６＋メ ガビット／ｓ）での情報の伝送を容易にするものである。規格化されたシステム は、各々順方向（ダウン・ストリーム）に４.３１２５ｋＨｚの２５６個の「ト ーン」すなわち「サブ・チャンネル」を使用する離散マルチトーン（ＤＭＴ）シ ステムを使用することを定めている。ある電話システムに関連し、ダウン・スト リーム方向とは、（一般に電話会社によって所有されている）中央局からエンド ・ユーザー（すなわち、住居またはビジネス・ユーザー）となり得る遠隔地への 伝送として定義される。別のシステムでは、使用されるトーンの数は大きく変わ り得る。しかしながら、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を使って効率的に変調 を行うときは、利用できるサブ・チャンネル（トーン）の数の代表的な値は２の 整数累乗、例えば１２８，２５６，５１２，１０２４または２０４８個のサブ・ チャンネルとなる。 非対称デジタル加入者回線規格は、１６〜８００Ｋｂｉｔ／ｓの範囲のデータ ・レートで上り信号を使用することも定義している。この上り信号は、アップ・ ストリーム方向、例えば遠隔地から中央局への伝送に対応する。したがって、非 対称デジタル加入者回線なる用語は、データ伝送レートがアップ・ストリーム方 向よりもダウン・ストリーム方向にほぼ高くなるという事実に由来するものであ る。このことは、特に電話回線を通して遠隔地へビデオ・プログラミング信号ま たは他のビデオ信号を伝送しようとするシステムで特に有効である。例えば、か かるシステムの潜在的な用途は、居住地の顧客がビデオ・カセットのレンタルを 利用しなくても、電話回線またはケーブルを通してビデオ情報、例えば映画を得 ることができるようにすることにある。別の潜在的な用途はビデオ会議にある。 本明細書の作成時において、ＡＴＩＳは既にＶＤＳＬ（超高速デジタル加入者 回線）規格と称される次世代の加入者回線に基づく伝送システムに関する作業を 開始している。このＶＤＳＬ規格は、ダウン・ストリーム方向に少なくとも１２ .９８Ｍｂｉｔ／ｓおよび好ましくは２５.９６または５１.９２Ｍｂｉｔ／ｓの 伝送レートを容易にせんとするものである。同時に、デジタル，オーディオおよ びビデオ諮問委員会（ＤＡＶＩＣ）は、ファイバー・ツー・カーブ（ＦＴＴＣ） と称される短距離システムについても作業を行っている。これらシステムの顧客 の建物への伝送媒体は、標準的な非シールド・ツイスト・ペア（ＵＴＰ）電話回 線である。 ＶＤＳＬおよびＦＴＴＣ規格（以下、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ）で使用するための マルチキャリヤ変調方式はこれまで多数提案されている。提案されているマルチ キャリヤ解決案の１つは、性質上、ＡＤＳＬ規格に類似するシステムで離散マル チトーン（ＤＭＴ）信号を利用するものである。他の提案されている変調方式と しては、無キャリヤ振幅および位相変調（ＣＡＰ）信号、離散ウェーブレット・ マルチトーン変調（ＤＷＭＴ）およびＤＭＴの簡略されたバージョンであるＯＦ ＤＭがある。ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣが必要とするデータ・レートを得るために、伝 送バンド幅はＡＤＳＬが意図するバンド幅よりもかなり広くしなければならない 。例えば、ＡＤＳＬの応用例に対し採用される離散マルチトーン・システムは、 １.１ＭＨｚのオーダーの伝送バンド幅を利用するが、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣアプ リケーション用には１０ＭＨｚのオーダーのバンド幅が求められている。ＶＤＳ Ｌ／ ＦＴＴＣのための提案されている１つのＤＭＴシステムでは、各々４３．１２５ ｋＨｚ幅の２５６個の「トーン」すなわち「サブチャンネル」を使用することが 意図されている。 これらワイドバンド・マルチキャリヤ変調方法を使用するには、克服しなけれ ばならない固有の障害がある。１つの特定の問題は、無線周波数干渉（混信）に 関係するものである。当業者に周知のように、アマチュア無線家は１ＭＨｚ〜１ ２ＭＨｚの周波数レンジ内のいくつかの比較的狭い周波数バンドを利用している 。例えば、アマチュア無線家用に次の大まかな周波数バンドが割り当てられてい る。すなわち１.８〜２.０ＭＨｚ、３.５〜４.０ＭＨｚ、７.０〜７.３ＭＨｚお よび１０.１〜１０.１５ＭＨｚが割り当てられている。したがって、加入者回線 に基づく変調方式は、これらの周波数バンドで大きな干渉を出力せず、当然なが らシステムはこれら周波数レンジ内で特に高レベルの干渉を取り扱うようになっ ていなければならないことが重要である。本発明はかかる問題を処理するための 機構を提供するものである。 発明の概要 本発明は、マルチキャリヤ・データ伝送システムにおける無線周波数干渉（混 信）の影響を低減するための方法および装置に関する。本発明の１つの態様によ れば、限定された周波数バンド内の放出を抑制するためにダミー・トーンを使用 する。本発明の別の態様によれば、指定された沈黙トーンで受信される信号を検 出し、これを使って、隣接するアクティブ・トーンでのＲＦ干渉のキャンセルを 容易にする。 限定された周波数バンドにおけるＲＦ放出の制御に関連する本発明の第１の態 様によれば、選択されたダミー・サブチャンネルでダミー・トーンを伝送する。 このダミー・トーンの振幅および位相は、限定された周波数バンド外のデータ・ サブチャンネルのうちの少なくとも１つからのサイドローブ伝送に起因する限定 された周波数バンドにおける送信パワーを抑制するように選択される。 一部の実施態様では、限定された周波数バンドの両側にある異なるダミー・サ ブチャンネルにおいて一対のダミー・トーンを伝送する。このダミー・サブチャ ンネルの実際の位置は特定のシステムの要求に従って変わり得る。例えば、ダミ ー・サブチャンネルは、限定された周波数バンドにすぐに隣接するサブチャンネ ルとなり得る。別の例では、このダミー・サブチャンネルは、すぐに隣接するサ ブチャンネルが指定された沈黙トーンとなる状態で、限定された周波数から離れ たサブチャンネルに位置する２つのトーンになり得る。多数の限定された周波数 バンドを有する伝送システムでは、分離されたダミー・サブチャンネルは限定さ れた周波数バンドの各々と関連付けされてもよい。 モデムによって受信されたＲＦ干渉を処理することに関連した本発明の第２の 態様によれば、ＲＦ干渉が予想される周波数の近くのサブチャンネルの少なくと も１つが、信号を送信しない沈黙トーンを指定する。しかしながら、沈黙サブチ ャンネルで受信されるノイズを検出し、これを使い、選択された隣接アクティブ ・トーン上に発生しやすいＲＦ干渉を効果的に予測する。こうして、検出された ノイズを使って隣接するアクティブ・トーンで受信されたデータ信号にかかるＲ Ｆ干渉のキャンセルを容易にする。 一部の実施態様では、指定され限定された周波数バンドの片側に１つの沈黙ト ーンが割り当てられるよう、一対の沈黙トーンを発生する。一部の実施態様では 、指定された沈黙トーンは、指定され限定された周波数バンドにすぐに隣接する サブチャンネル内にある。他の実施態様では、指定された沈黙トーンの一方また は双方は限定された周波数バンド内で発生される。 ＲＦ干渉の進入および発生が問題となるシステムでは、ダミー・トーンと沈黙 トーンとを組み合わせて使用できる。かかるシステムでは、一般に、ダミー・ト ーンは沈黙トーンの外側に位置する。上記仕組は、特に、離散マルチトーン伝送 システムで良好に作動するものである。 図面の簡単な説明 添付図面を参照し、次の説明を読めば、上記以外の本発明の課題および利点と 共に、本発明を最良に理解できよう。 図１は、光学的ネットワーク・ユニットから各リモート・ユニットに延びた複 数のツイスト・ペア電話回線を有する加入者回線に基づく通信システムのブロッ ク図である。 図２は、伝送周波数の機能が０〜１２ＭＨｚの周波数レンジ内にある際の剥き 出しツイスト・ペア線を通してリモート・ユニットから伝送できる伝送パワーの 大きさを示すパワー・スペクトル密度のグラフである。 図３（ａ）および図３（ｂ）は、代表的な離散マルチトーン伝送システムにお ける代表的な単ートーンの電圧の振幅を周波数の関数として示すグラフである。 図４は、同一の振幅を有する隣接する一対のトーンの電圧の振幅を示し、かつ 、各サイドローブの干渉によって生じるトーン間電圧のオフセットを示すグラフ である。 図５は、ダミー信号を発生する態様を示す略ブロック図である。 図６は、ツイスト・ぺア伝送回線を通した代表的なＶＤＳＬ応用例におけるリ モート・ユニットで受信される最大トーン内パワーの大きさを伝送周波数の関数 として示すグラフである。 図７は、限定された周波数バンドにおけるトーンをオフにする効果を更に考慮 した図６に示されたリモート・ユニットで受信される最大トーン内パワーの振幅 を示すグラフである。 図８は、本発明の１つの構成による１.８〜２.０ＭＨｚの限定された周波数バ ンドの近くの信号トーンの略図である。 図９は、本発明の第２の構成による１.８〜２.０ＭＨｚの限定された周波数バ ンドの近くの信号トーンの略図である。 図１０は、本発明の第３の構成による１.８〜２.０ＭＨｚの限定された周波数 バンドの近くの信号トーンの略図である。 図１１は、本発明の第４の構成による１.８〜２.０ＭＨｚの限定された周波数 バンドの近くの信号トーンの略図である。 図１２は、本発明の一実施態様による離散マルチトーン伝送方式を実現するの に適した中央モデムの略ブロック図である。 図１３は、本発明の一置実施態様による離散マルチトーン伝送方式を実現する のに適したリモート・モデムの略ブロック図である。 発明の詳細な説明 最初に図１を参照し、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ応用に適した代表的な有線通信ネッ トワークの対応する部分について簡単に説明する。このシステムは、光学的ネッ トワーク・ユニット（ＯＮＵ）の形態をとり得る複数の分配ポスト１１にサービ スする中央局１０を含む。各分配ポストは、光ファイバー回線の形態をとり得る １本以上の高速多重化伝送回線１２を通して中央局１０と通信する。光学的ネッ トワーク・ユニット１１は、一般に、多数の離散的加入者回線１５にサービスを 行う。各加入者回線１５は、一般に、ＯＮＵの１.５ｋｍの範囲内にいる一人の エンド・ユーザーにサービスをする。このエンド・ユーザーは、極めて高いデー タ・レートでＯＮＵと通信するのに適したリモート・ユニット１８を有する。こ のリモート・ユニットはモデムを含むが、種々の異なるデバイス、例えば電話、 テレビ、モニタ、コンピュータ、会議ユニットなどの形態をとり得る。当然なが ら、エンド・ユーザーは、単一の回線に配線された複数の電話または他のリモー ト・ユニット１８を有することが可能である。１つのＯＮＵ１１によってサービ スを受ける加入者回線１５は、一般に、シールド・バインダ２１内にＯＮＵを残 す。このバインダ内のシールドは、一般に、ＲＦノイズの放出（発生）および受 信（取り込み）に対する良好な絶縁体として働く。しかしながら、「ドロップ」 ２３と一般に称されるこの加入者回線の最終部分がこのバインダから分岐してお り、この最終部分はエンド・ユーザーのリモート・ユニットに直接または間接的 に結合される。リモート・ユニット１８とバインダ２１との間の加入者回線１５ のこの「ドロップ」２３部分は、一般に、シールドされていない。ほとんどの応 用例では、この「ドロップ」の長さは約３０ｍ以下である。しかしながら、非シ ールド・ワイヤーは、ＲＦ信号の放出および受信を行うアンテナとして有効に働 く。更に、ＯＮＵ１１とツイスト・ペア加入者回線１５との間の接続部２５も、 ＲＦエネルギーの放出源かつＲＦエネルギーの受信体としても働き得る。 特定の通信システムが伝送できるエネルギー量は行政上の見地および実際的な 見地の双方から規制されている。上記のように、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ応用で使用 するのに適した離散マルチトーン・システムでは、１２ＭＨｚオーダーの周波数 バンドを使用することが予定されている。１２ＭＨｚ周波数レンジ内では、アマ チュア無線家に割り当てられたいくつかの狭いバンドが存在している。したがっ て、図２には、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣアップ・ストリーム通信用の提案された伝送 パワー・スペクトル密度が示されている。この実施態様では、伝送パワー・マス ク３２は周波数バンド全体にわたって最大−６０ｄＢｍ／Ｈｚの最大値を可能に する。しかしながら、アマチュア無線ＲＦ干渉が予想される所定の周波数バンド （例えば、１.８〜２.０ＭＨｚ、３.５〜４.０ＭＨｚ、７.０〜７.３ＭＨｚおよ び１０.１〜１０.１５ＭＨz)では、送信はこれよりもかなり低いレベルに制限さ れる。これら限定された周波数バンド３４における可能な出力パワー・レベルは 提案値の間で多少変動する。しかしながら、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ規格化プロセス に関与するほとんどの当事者は、約−８０ｄＢｍ／Ｈｚ〜−９０ｄＢｍ／Ｈｚの 範囲の最大パワー密度を提案している。１つの特定の提案例では、−８６ｄＢｍ ／Ｈｚであり、この値は、（一般にドロップ２３またはＯＮＵ／加入者回線接続 部２５のいずれかとなる）放出源の５０フィートの範囲内にあるラジオによるか なりの干渉を防止するのに充分な不感性をシステムに与える値である。最終的に 同意された実際の送信パワーにも拘わらず、禁止されたレンジ内での放出を最小 とするために明確な努力が必要であることは明らかである。 ＤＭＴのようなマルチキャリヤ伝送方式は、当然、限定された周波数レンジ内 に入る多数のサブキャリア（トーン）が存在する。したがって、限定された周波 数レンジ内における送信を低減する第１のステップは、これらの特定のサブキャ リアをオフにすることである。このことは、禁止された周波数レンジ内での放出 を低減するだけでなく、無線信号の取り込み（受信）に関連した悪影響を低減す るという効果がある。しかしながら、当業者に理解できるように、所望する周波 数中心（ｆ_c）の周辺に隣接する特定のトーンに対して放出されるパワー量を含 むことは困難である。次に、図３（ａ）を参照すると、特定のトーンに関連した 放出は、一般に、周波数中心（ｆ_c）４８を中心とする比較的高いパワー放出と 、その両側に延びる次第に強度が小さくなる多数のサイドローブとを含む。図３ （ｂ）は、４３.１２５ｋＨｚのバンド幅を有する特定トーンおよびそのサイド ローブの強度の絶対値の大きさを含む。サイドローブ・パワー・ピークの位置は 良好に定められる。第１のサイドローブ・ピークは、中心トーンに隣接する第１ のトーンと第２のトーンとのほぼ中間に位置し、そのピーク・パワーは周波数中 心におけるパワーの大きさの（２／３π）²倍（すなわち、約４.５％）である。 第２のサイドローブ・ピークは、中心トーンに隣接する第２のトーンと第３のト ーンとのほぼ中間に位置し、そのピーク・パワーは周波数中心におけるパワーの 大きさの（２／５π）²倍（すなわち、約１.６％）である。第３のサイドローブ ・ピークは、中心トーンに隣接する第３のトーンと第４のトーンとのほぼ中間に 位置し、そのピーク・パワーは周波数中心におけるパワーの大きさの（２／７π ）²倍（すなわち、約０.８％）であり、以下のサイドローブ・ピークおよびその 大きさは上記のように次々に定められる。 サイドローブ・パワーの振幅および位相は、限定された周波数バンド内のトー ンを単にオフにするだけでは、ＤＭＴ伝送バンド内の狭いレンジでのパワー・ス ペクトル密度を制限することを困難にし得る。例えば、４３.１２５ｋＨｚ幅の トーンを使用するシステムを検討する。２００ｋＨｚ幅の禁止されたレンジ内の トーン（例えば、０〜１１.０４ＭＨｚの伝送バンドを有するシステムではトー ン４２〜４６）を単にオフすることによって１.８〜２.０ＭＨｚレンジ内の２０ ０ｋＨｚ幅のノッチを形成する試みがなされた場合、禁止されたレンジ内の中心 における放出パワーは−６０ｄＢｍ／Ｈｚから−７３ｄＢｍ／Ｈｚのオーダーの 大きさに低減されるだけである。明らかに、この結果、禁止された周波数レンジ の中心でも−８０ｄＢｍ／Ｈｚまたは−９０ｄＢｍ／Ｈｚの希望するレンジより もかなり高い放出がなされることとなる。当然ながら、禁止された周波数レンジ の境界により近い周波数の放出パワーは、これよりもかなり大きくなる。したが って、マルチキャリヤ伝送システムにおけるあるレンジのトーンを単にオフする だけで放出を低減しようと試みる場合、オフしなければならないトーンの数は、 禁止された周波数レンジに関連したトーンの数よりもかなり多くなる。例えば、 上記のように示された離散マルチトーン・システムでは、１.８〜２.０ＭＨｚの 禁止周波数レンジ内の所望する低減された放出を得るために、１.６〜２.２ＭＨ ｚのレンジ内のサブチャンネルのすべてをオフにする必要性が生じやすい。離散 マルチトーン・システムはサブキャリア周波数を検出し選択する能力が極めてフ レキシブルであるが、アマチュア無線干渉を防止するためにかかる広い周波数バ ンドをオフにしなければならないことは望ましいことではなく、システム性能を 低下し得る。 次に、図４を参照し、隣接するトーンのサイドローブの「干渉」効果について 説明する。これから判るように、トーン（Ｔ_n）は関連するサブチャンネルの中 心周波数において所定の電圧レベルを有する。このＴ_n信号１４７の電圧はすぐ 隣接するトーン（すなわち、トーン（Ｔ_n-1）およびトーン（Ｔ_n+1））において ０まで低下する。説明を容易とするため、図４はトーン（Ｔ_n）の片側のサイド ローブしか示していない。しかしながら、これらサイドローブの関係は対称的で あると理解すべきである。第１のサイドローブの電圧が隣接する第１のトーンと 第２のトーンとの間（例えば、トーン（Ｔ_n+1）とトーン（Ｔ_n+2）との間）の中 間のピーク値に達する。ピーク電圧はトーン（Ｔ_n）の電圧の（−２／３π）倍 である。サイドローブ電圧はトーン（Ｔ_n+1），（Ｔ_n+2）等で再びゼロを通り、 トーンの間の中間にある中間ピーク値に達する。第２のサイドローブ電圧ピーク 値の大きさはトーン（Ｔ_n）の電圧の（２／５π）倍である。第３のサイドロー ブ電圧のピークの大きさはトーン（Ｔ_n）の電圧の（２／７π）倍である。 トーン（Ｔ_n-1）がトーン（Ｔ_n）と同じ振幅および位相を有する状況を検討す ると、トーン（Ｔ_n-1）１４８からのサイドローブは、基本的には、（Ｔ_n）１４ ７のサイドローブと鏡像関係となるが、これらは（図４から判るように）左側へ １トーン分だけシフトしている点が唯一異なっている。特定の周波数におけるＴ_n 信号およびＴ_n-1信号の組み合わせ電圧は個々の電圧の合計であｒｕ．重要な見 解は、隣接するトーンの周波数でＴ_nおよびＴ_n-1信号１４７，１４８の双方の電 圧がゼロとなるということである。更に、これらサイドローブは効果的に位相が ずれる。すなわち，トーンＴ_nのサイドローブ電圧は、トーンＴ_n-1のサイドロー ブ電圧がその局部的な負の最大値に達するのと同じ周波数で局部的な正の最大値 に達し、更に、この逆が生じる。したがって、これらサイドローブは、Ｔ_n信号 およびＴ_n-1信号の電圧の線形合計を示す図４のライン１４９が示すように、少 なくとも部分的に互いにずれる傾向がある。図示した実施態様では、トーンＴ_n とトーンＴ_n-1の振幅および位相は同じであると仮定している。当然ながら、ト ーンの振幅が異なれば、サイドローブ電圧の大きさも変わることとなる。 所定の周波数における別のトーンの効果について検討すると、複数のトーンの 組み合わせ効果の結果、所定の周波数における各電圧の合計が効果的に生じる。 したがって、特定の周波数における種々のサイドローブによって生じるパワーの 振幅および位相を制御したい場合、１つ以上のトーンに対し適当な電圧を選択す ることによってこの制御を行うことができる。本発明の１つの態様によれば、限 定された周波数バンドにおける放出のパワーを抑制するために１つ以上のダミー ・トーンを使用する。 ダミー・トーンを使った利点を評価するために、伝送レンジ（例えば、トーン ４２〜４６）内に限定された周波数バンドを有する上記システムについて検討す る。まず、限定された周波数バンド内の最低トーン（Ｔ_n）とトーン（Ｔ_n+1）と の間（すなわち、トーン４２とトーン４３との間）の中間にある当該特定の中間 トーン周波数（ｆ_x'）における複数の隣接する低周波数トーンのサイドローブの 効果について検討する。低周波数トーンによる周波数（ｆ_x'）のサイドローブ干 渉は、低周波数トーンのサイドローブが周波数（ｆ_x'）で生じる際の低周波数ト ーンのサイドローブの合計となる。これら効果の一次の概算値は次のオーダーと なり得る。 干渉＝β₁Ｔ_n-1'＋β₂Ｔ_n-2＋β₃Ｔ_n-3＋β₄Ｔ_n-4＋β₅Ｔ_n-5 ＋β₆Ｔ_n-6 （１） ここで、β₁はトーンＴ_n-1自身の電圧に対する周波数ｆ_xにおけるトーンＴ_n-1か らのサイドローブ電圧を示す適当な倍数であり、β₂はトーンＴ_n-2自身の電圧に 対する周波数ｆ_xにおけるトーンＴ_n-2からのサイドローブ電圧を示す適当な倍数 であり、以下、βについて同じような関係が生じる。したがって、周波数ｆ_xに おけるより低い周波数トーンからのサイドローブの効果は、先のトーンの重み付 けされた合計の負に等価的な周波数ｆ_xにおけるサイドローブ振幅を有するトー ンＴ_n-1におけるダミー・トーンを加えることにより、効果的にキャンセルでき る。すなわち β₁Ｔ_n-1'＝β₂Ｔ_n-2＋β₃Ｔ_n-3＋β₄Ｔ_n-4＋β₅Ｔ_n-5＋β₆Ｔ_n-6 ＋β₇Ｔ_n-7 （２） または、 Ｔ_n-1'＝α₂Ｔ_n-2＋α₃Ｔ_n-3＋α₄Ｔ_n-4＋α₅Ｔ_n-5＋α₆Ｔ_n-6 ＋α₇Ｔ_n-7 （３） ここで、α₂＝β₂／β₁;α₃＝β₃/β₁；α₄＝β₄／β₁等である場合、サイドロ ーブに起因する周波数ｆ_xにおける組み合わされた出力電圧はゼロとなる。した がって、サイドローブ干渉の効果の大きさを大幅に低減するためにダミー・トー ンを使用できることが明らかとなるはずである。主トーンに対するサイドローブ の上記係数（すなわち、−２／３π，＋２／５π，−２／７π等）を使用すると 、この結果、倍数αの値は次のとおりとなる。 α₂＝３／５＝−０．６０ α₃＝３／７＝０．４３ α₄＝３／９＝−０．３３ α₅＝３／１１＝０．２７ α₆＝３／１３＝−０．２３ α₇＝３／１５＝０．２０ α₈＝３／１７＝−０．１８ α₉＝３／１９＝０．１６ α₁₀＝３／２１＝−０．１４ α₁₁＝３／２３＝０．１３ 実際のところ、限定された周波数レンジからかなりの距離離間しているトーンの 効果はダミー・トーンの振幅および位相に対して無視できる効果となるので、先 のトーンのすべての重み付けされた合計に対して行う必要はない。しかしながら 、上記のように、サイドローブはトーンの中心周波数を中心に対称的となる傾向 がある。したがって、一般に、当該周波数の両側に存在するトーンの作用を検討 することが重要である。例えば、各側に約５〜２０個のトーンのレンジ、または 、より好ましくは各側で約１０〜１５個のトーンのレンジで使用することが適当 である。ある特定の実施態様では、限定された周波数バンドの各側で１０個の最 も近く隣接するトーンを使用している。 上記例は、限定された周波数バンドにおけるＲＦ干渉放出を低減するのに良好 に作動するが、倍数の計算に考慮しなければならないより多くのいくつかの検討 事項がある。これを開始するため、限定された周波数バンド内の第１のトーンと 第２のトーンとの間（例えば、トーンＴ_nとＴ_n+1との間）の中間位置のサイドロ ーブ干渉のパワーをキャンセルしても、限定された周波数バンド全体にわたるサ イドローブ干渉を完全にキャンセルすることとはならない。これは、サイドロー ブは比例的に減衰するわけではないからである。したがって、限定された周波数 レンジ内の干渉の総パワー量を良好に低減するような数として倍数αの値を選択 することが望ましい。かかる計算では、種々の公知のパワー最小化技術の任意の ものを使用できる。例えば、１つの適当な方法として、最小二乗平均を利用でき る。当然ながら、適当な倍数αを計算する際に多数のその他の二次的要素を検討 することができる。 次に、図５を参照する。ある実施態様では、限定された周波数バンドの両側に ある一対の限定された周波数バンドを利用している。各ダミー・トーンは、限定 された周波数バンドの各側における１０個の最も近くに隣接するトーンからなる 。したがって、ダミー・トーンは種々の隣接するトーンの重み付けされた合計と なる。このダミー・トーンはＩＦＦＴ変調器４５への入力信号として発生される 。 限定された周波数バンドの幅がサブチャンネルの幅に対して比較的広い場合、 一般に、限定された周波数レンジの各側に１つのダミー・トーンが発生されるよ う、限定された周波数レンジに対し一対のダミー・トーンを発生することが必要 である。しかしながら、サブチャンネル（一例として、４３.１２５ｋＨｚ幅の サブチャンネルを使用する際の１０.１〜１０.１５ＭＨｚの周波数レンジの場合 のように、１つまたは２つのサブチャンネル）のバンド幅に対し、限定された周 波数バンドが比較的狭い場合、限定された全周波数バンドに関連し、単一のダミ ー・トーンのみを使用することができるし、そのようにすることが望ましい。他 方、限定された周波数バンドが極めて広く、必要な抑制量が極めて大きくなって いる（例えば、上記例では４０ｄＢｍ／Ｈｚの抑制量が必要とされる）アプリケ ーションでは、限定された周波数バンドの各側に一対のダミー・トーンを設ける と役に立ち、および／または、そのようにすることが必要となり得る。倍数αの 計算はより複雑であるが、より良好な抑制が得られることが理解できるはずであ る。当然ながら、他のアプリケーションでは更に別のダミー・トーンを同じよう に使用できる。 種々のアクティブ・トーンの振幅および位相はシンボルごとに変化することが できると理解すべきである。したがって、特定のダミー・トーンの振幅および位 相は時間に対して固定されない。むしろ、シンボルごとに計算すべきである。し かしながら、倍数αの値は定数として維持できる。このような仕組により、送信 機は、各シンボルを伝送する前に、簡単な総和回路または同様な回路を使ってダ ミー・トーンの振幅および位相を計算するだけでよい。定数の計算はシステムの デザインと関連させて行われるので、一定の倍数を使用する際には倍数の計算の 複雑さは問題とならない。 限定された周波数バンドに重なるトーンを単にオフすることと組み合わせて、 限られた周波数バンドに隣接またはほぼ隣接するダミー・トーンを上記のように 使用することは、１〜１２ＭＨｚの周波数バンドに入る、限定されたＲＦ周波数 バンドにおけるＲＦ干渉の放出を制御する上で良好に働くことがこれまで判って いる。ツイスト・ペア加入者回線を利用する場合、非シールドドロップがＲＦ干 渉放出源となる可能性が最も高いと考えられる。リモート・ユニット１８は一般 にこのドロップに配線されるので、リモート・ユニットから中央局１０に向かう アップ・ストリームの通信がＲＦ干渉放出問題を解決することが特に重要である 。 当業者には理解できるように、ツイスト・ペア伝送回線を通して伝送される高 周波マルチキャリヤ信号は、このツイスト・ペア回線を通して比較的長距離伝送 される際にかなりの減衰を受ける。例えば、図６を参照すると、伝送パワーがＤ ＭＴに基づくＶＤＳＬ変調方式の伝送バンド幅にわたって−６０ｄＢｍ／Ｈｚの 大きさである場合、代表的なリモート・ユーザーでの受信パワーは周波数スペク トルの低い方の端では−７０ｄＢｍ／Ｈｚの大きさとなり得るが、周波数スペク トルの高い方の端では−１２５ｄＢｍ／Ｈｚもの低い値に低下し得る。したがっ て、ソースから比較的遠くにドロップが位置しているような状況では、ダウン・ ストリーム信号はドロップに到達する時間まで充分に減衰し、限定された周波数 レンジ３４内の認められるパワー・スペクトル密度よりも既に低くなっている。 したがって、ＯＮＵとツイスト・ペア回線との間の接続部が良好にシールドされ 、ツイスト・ペア回線がＯＮＵからかなりの距離の間良好にシールドされている ような応用例では、ダウン・ストリーム信号におけるダミー・トーンの使用を省 略または低減することが可能である。 上記主たる実施態様では、限定された周波数レンジ内のトーンは単にオフされ るだけであるので、トーンを通してデータは伝送されない。しかしながら、図２ に最良に示されているように、限定された周波数バンド内の伝送は禁止されず、 むしろ、これらバンド内のパワー・スペクトル密度は指定されたスレッショルド よりも低くしなければならない。したがって、ある応用例では、限定された周波 数レンジ内のトーンのパワーを低減することにより、１つ以上の限定された周波 数バンド内のトーンを通して伝送することが可能である。限定された周波数レン ジ外のトーンからのサイドローブ・ノイズを抑制するためにダミー・トーンを使 用することも、かかる応用例で有効であると判っている。上記実施態様では、ダ ミー・トーンは限定された周波数バンド外に位置している。しかしながら、所定 の限られた状況では、限定された周波数バンド内に実際に入るダミー・トーンを 使用することは、バンド内の放出の真のパワーを低減する上で有効であることが 判っている。 上記のように、ワイドバンドなマルチキャリヤ変調方式を実現する際の同じよ うに重要な問題は、ツイスト・ペア伝送回線に回り込み、モデムが取り込むＲＦ 干渉を処理することに関連している。侵入するアマチュア無線干渉は、約４ＫＨ ｚ幅よりも少ない、極めて狭いバンドの干渉の形態をとる傾向がある。しかしな がら、この干渉の位置は限定された周波数バンド内の任意の位置であり、あるバ ンドから別のバンドに周期的にホップし得る。更に、別の周波数バンドで送信し ている２つ以上の特定の送信機から同時に干渉を受信することがあり得る。伝送 回線のドロップまたはその他の非シールド部分の比較的近くにアンテナが設けら れている場合、受信したＲＦ干渉の強度が影響を受けた周波数バンド内のトーン の強度を弱くすることがある。ＶＤＳＬの設計仕様は、限定された周波数バンド における極めて大強度の狭帯域のＲＦノイズの回り込みを予想したものである。 したがって、ＲＦ干渉の効果を低減するようにいくつかの機構を設けることが予 想される。 まず、図１２に示されるように、共通モード・ノイズを低減するために、Ａ／ Ｄ変換器の前にトランス６１が設けられる。伝送回線はツイスト・ペア線である ので、ＲＦ干渉の大部分は、トランス６１で除去できる共通モード・ノイズの形 態となっている。例えば、トランスは約３０ｄＢだけ受信ＲＦノイズを低減でき るものとすることができる。しかしながら、トランスを通過する差動モード信号 は極めて大きな量のノイズを有するので、このノイズはＤＭＴ信号の検出を可能 にするには除去しなければならない。例えば、ＶＤＳＬ仕様では−１０ｄＢｍ／ Ｈｚもの大きい差動モード・ノイズ強度を想定している。トランス６１の出力信 号は、Ａ／Ｄ変換器に直接入力されるか、差動モード・キャンセル・ユニットの ような他のノイズ低減機構を介してＡ／Ｄ変換器に間接的に入力される。この差 動モード・キャンセル・ユニットは、ツイスト・ペア線を構成する２本のワイヤ ーで受信されたＲＦノイズの間のアンバランスから生じ得る、トランスから出力 される差動モード信号の一部を除去するようになっているフィルタである。例え ば、「無線周波数ノイズ・キャンセラー」を発明の名称とし、チオッフィらによ つて１９９６年４月１９日に出願された仮米国特許出願第60/016,251号に、適当 な差動モード・キャンセル・ユニットが記載されている。この出願は本明細書で 参考例として引用する。 Ａ／Ｄ変換器の前でフィルタリングを行っているにも拘わらず、Ａ／Ｄ変換器 ６２によって受信される信号はまだかなりのＲＦノイズ成分を含むので、このよ うなノイズ成分は受信機によって処理しなければならない。上記のように、ＲＦ 干渉の放出を防止するように、限定された周波数バンド内のトーンは既にオフさ れている。したがって、限定された周波数バンド内のサブチャンネルのいずれに もデータはない。したがって、受信機内で狭帯域ＲＦノイズ成分を低減する１つ の方法は、限定された周波数バンド内にノッチ・フィルタを設けることである。 このノッチ・フィルタは、適応型フィルタでもスタティック・フィルタでもよい し、また、アナログ信号またはデジタル信号のいずれででも作動できる。適応型 フィルタは入力するＲＦ干渉の周波数に同調できるので、良好なノイズ抑制を実 行できるという利点を有する。しかしながら、当業者であれば理解できるように 、浮遊する未知のＲＦ信号の周波数を決定することは比較的困難であるので、コ ストおよびシステムの応答性の双方の点で潜在的な欠点を有するフィルタを構成 するには、比較的多量のデジタル信号処理が必要である。更に、限定された周波 数バンドのエッジの比較的近くに狭帯域ＲＦ干渉が位置している場合、この干渉 はノッチに重なるサイドローブをカットするので、隣接するトーンに比較的多量 の ひずみを生じさせる。 これと対照的に、スタティック・フィルタは低コストであるという利点を有す るが、ＲＦ干渉の周波数に同調しないので、これらフィルタを限定された周波数 バンド内の特定の周波数（例えば、限定された周波数バンドの中心）に同調しな ければなならない。例えば、特定の限定された周波数のためのスタティック・ノ ッチ・フィルタの中心を限定された周波数バンドの中間としてもよい。スタティ ック・フィルタはこれらが同調する周波数でノイズをフィルタリング除去すると いう良好な作業を行うが、ＲＦ干渉の周波数がフィルタの同調周波数から離れる につれ、フィルタの性能はかなり低下する。したがって、本発明の別の態様によ り、ＲＦ干渉を更に低減するための更に別の機構が提供される。この機構は、本 質的には、ＲＦ干渉出力に対し上記のようにダミー・トーンを使用することの逆 の機構である。 より詳細に説明すれば、限定された周波数レンジに隣接するサブチャンネルで トーンが伝送されない（すなわち、サブキャリヤ（ｎ−１）が沈黙トーンである ）場合、隣接周波数トーンのサイドローブに起因するトーンＴ_n-1の周波数にお ける信号の予想強度は、マルチキャリヤ伝送の性質からゼロとなる。これについ ては図２に最良に示されている。したがって、沈黙トーンＴ_n-1で検出される信 号強度はＲＦ干渉の作用（ＲＦＩＴ_n-1）に起因するものと想定できる。沈黙ト ーンに対する無線周波数干渉の作用が決定されると、隣接するアクティブ・トー ンに対する予想干渉を推定する試みを行うことができる。ＲＦ干渉の実際の周波 数が未知であるときは、隣接アクティブ・トーンに対する予想干渉の計算は不正 確となると理解すべきである。しかしながら、単純な仮定を行うことにより、隣 接トーンに対する予想干渉の比較的良好な概算を行う、倍数αに類似する倍数λ の一組を計算できる。 干渉の最悪のケースは、限定された周波数内のエッジ・トーンと隣接トーンと の間の中間点にＲＦ干渉が位置する場合となる。最悪のケースのオフセット（す なわち、ＲＦノイズが限定された周波数レンジ内の第１のトーンと第２のトーン との間の中間に位置すること）を仮定すると、主トーンに対するサイドローブの 振幅および位相に対する上記数字（すなわち、−２／３π，＋２／５π，−２／ ７π等）は同じようにＲＦ干渉にも適用される。したがって、倍数λを決定する 単純な最悪ケースの方法を使用する結果、倍数αの第１の組に対し計算されたの と同じ値が倍数λにも使用される。すなわち、 λ₂＝−３／５＝−０．６０ λ₃＝３／７＝０．４３ λ₄＝−３／９＝−０．３３ λ₅＝３／１１＝０．２７ λ₆＝−３／１３＝−０．２３ λ₇＝３／１５＝０．２０ λ₈＝−３／１７＝−０．１８ λ₉＝３／１９＝０．１６ λ₁₀＝−３／２１＝−０．１４ λ₁₁＝３／２３＝０．１３，等 倍数λは，関連するトーンで観察されるＲＦ干渉の概算値を提供する測定された 沈黙トーン（ＲＦＩＴ_n-1）に対するＲＦ干渉を乗算した係数である。ＲＦサイ ドローブ干渉は、干渉の周波数が指定トーンに接近するにつれ、比較的急速に低 下し始めることが理解できよう。ＲＦ干渉がトーンの中心にある場合、図３（ａ ）および図３（ｂ）を参照すると理解できるように、その効果は理論的にはゼロ に低下する。更に、ＲＦ干渉が限定された周波数バンドの中心に近くなればなる ほど、ノッチ・フィルタは干渉の強度を良好に低減する。更に、ＲＦ干渉が限定 された周波数バンドの関連するエッジから離間したトーン内で生じる場合、ＲＦ 干渉と影響を受けたアクティブ・トーンとの間の分離が大きくなり、このことも 干渉の強度を低減するように作用する。したがって、事態が進むにつれ限定され た周波数レンジに隣接するトーンを沈黙トーンとして使用すると、倍数λを計算 するための根拠として最悪ケースのシナリオを使用すると、比較的良好な近似が 得られることが多い。しかしながら、上記のように倍数αの計算に関しては、倍 数λの計算は種々の他の要素を考慮して最適化できる。一般に、その意図はアク ティブ・トーンにおけるＲＦノイズのキャンセルを静的に最大にすることである 。また、倍数αの計算には最小二乗はめ込み方法が適する。 上記実施態様では、測定された沈黙トーンは、限定された周波数バンドにすぐ 隣接する限定された周波数バンドの両側に位置する。しかしながら、このことは 条件ではない。別の実施態様では、測定される沈黙トーンの一方または双方は、 実際には、限定された周波数バンド内のトーンとなり得る。限定された周波数バ ンド内の最も適したトーンは、限定された周波数バンドの各エッジにあるトーン となる。別の実施態様では、入力ＲＦノイズが限定された周波数バンドの下端ま たは上端内にあるのかどうかを評価するのに、検出器が使用される。ＲＦ干渉が 存在する限定された周波数バンドの側に隣接するトーンを第１の測定された沈黙 トーンとして使用し、一方、限定された周波数バンド内のエッジ・トーンを第２ の測定された沈黙トーンとして使用する。 入力制御しか必要でない応用例では、測定された沈黙トーンを発生するだけで よい。図８には、限定された周波数バンドの両側で一対の測定された沈黙トーン を利用する実施態様が示されている。この実施態様では、限定された周波数バン ド２０１は１.８〜２.０ＭＨｚであり、４３.１２５ｋＨｚ幅のサブチャンネル を有するＤＭＴシステム内でトーン４２〜４６にオーバーラップする。測定され た沈黙トーン４１，４７を含む。図示された実施態様では、２つのオーバーヘッ ド・サブチャンネル（例えば、トーン４１およびトーン４７）が必要である。上 で指摘したように、沈黙トーン４１，４７を測定する代わりに（限定された周波 数バンド内にある）トーン４２，４６の一方または双方を測定することが可能で ある。限定された周波数バンド内の測定される沈黙トーンの一方または双方を測 定することにより満足できる性能が得られる場合、一般に、かかる構造が好まし い。その理由は、かかる構造は性能を改善する限定された周波数バンドを回避す ることに関連するオーバーヘッドを低減するからである。 これと対照的に、出力制御しか必要でない応用例では、ダミー・トーンを発生 するだけでよい。図９には、限定された周波数バンドの両側で一対のダミー・ト ーンを利用する図８に類似の実施態様が示されている。したがって、サブチャン ネル４１，４７には、ダミー・トーンがカプセル化される。上で指摘したように 、極めて狭い限定された周波数バンドを有する実施態様では、所望の性能を得る のに単一のダミー・トーンを利用することが可能である。 別の実施態様では、ダミー・トーンと測定された沈黙トーンとの組み合わせを 利用することによって実行できる入出力の双方を制御することが必要となり得る 。例えば、図１０には、ダミー・トーンおよび測定された沈黙トーンの双方を利 用する図８および図９に類似した一実施態様が示されている。この実施態様では 、トーン４０は低い方のダミー・トーンであり、トーン４１は低い方の沈黙トー ンであり、トーン４７は高い方の沈黙トーンであり、トーン４８は高い方のダミ ー・トーンである。これらダミー・トーンは測定された沈黙トーンの外側にある ことが好ましいことが理解できよう。限定された周波数バンドとダミー・トーン との間に測定された沈黙トーンを設けることは、限定された周波数バンドの周り にバッファを設けるように働き、このバッファは、サイドローブが限定された周 波数レンジ内に有する効果を抑制するのを助ける。更に、倍数αの値を計算する 際に、測定された沈黙トーン４１，４７を検討する場合、トーン４１，４７内の 総パワーの振幅および位相は限定されていないので、限定された周波数バンド（ トーン４２〜４６）内のパワーを更に低減するように、これら値を最適化するこ とができる。 図１１に示された別の実施態様では、サブチャンネル４０，４７内に一対のダ ミー・トーンを発生し、サブチャンネル４１，４６内で測定された沈黙トーンを 発生する。すなわち、測定された沈黙トーンの一方は、限定された周波数バンド 内に位置する。これとは異なり、トーン４７を測定された沈黙トーンとして利用 しながら、サブチャンネル４１，４８上でダミー・トーンを発生することも可能 である。このような構造により満足できる性能が得られる場合、本実施態様は図 １０の実施態様が４本のオーバーヘッド・サブチャンネルを必要とするのに対し て、３本のオーバーヘッド・サブチャンネルを使用するだけでよいので、本実施 態様は図１０の実施態様と比較すると好ましい実施態様である。 いくつかの実施態様で有効となり得る別のレベルの最適化では、図９に示され るような限定された周波数バンドに隣接してダミー・トーンが設けられ、限定さ れた周波数バンド内の最も外側のトーンを測定された沈黙トーンとして使用する 。更に別の実施態様では、必要な性能を得るために別のダミー・トーンおよび／ または別の沈黙トーンを設けてもよい。かかる実施態様では、ダミー・トーンは 、 一般に、沈黙トーンの外側に位置するが、このことは厳密には条件ではない。 次に、図１２を参照し、上記離散マルチトーン伝送方式を実施するのに適した 中央モデムのアーキテクチャについて説明する。１本以上の光ファイバー幹線を 複数のエンド・ユーザー用ツイスト・ペア回線に結合する実施態様では、中央モ デム３０は、一般に、ＯＮＵの形態をとる。中央モデムは、ファイバー・インタ ーフェース４１と送信機４０と受信機７０とコントローラ６０とを含む。コント ローラ６０は、リモート・モデムのクロックを中央モデム内のクロックと同期さ せるだけでなく、リモート・モデムから伝送されたフレームを同期化するのにも 使用される。中央局１０は、非同期転送モデム交換機４１（図では、ファイバー ・インターフェースと表示されている）を介し、送信機４０にデジタル・データ を送る。この中央局１０は、送信機の能力，伝送距離，伝送回線の質および使用 する通信回線のタイプを考慮して、可能な最大データ・レートまでのデータ・レ ートでデータを発生できる。送信機４０は、エンコーダ４３と離散マルチトーン 変調器４５とウィンドー・フィルタ４６とを含むいくつかの構成部品を内蔵する 。エンコーダ４３は、転送すべきデータ（例えば、ビデオ・データ）を多重化し 、同期化し、符号化するように働く。より詳細には、このエンコーダは、多数の サブチャンネルの各々に対し、入力ビットストリームを同相成分および直交成分 に変換する。この符号化は順方向の誤り訂正および／またはトレリス符号化を行 うことができる。このエンコーダは、一般に、システムに利用できるサブチャン ネルの本数に等しい多数のサブシンボル・シーケンスを出力するようになってい る。例えば、２５６本のサブチャンネルを有するシステムでは、エンコーダは、 ２５６から限定された周波数バンド内のサブチャンネル数を引いた数のサブシン ボル・シーケンスを出力する。これら入力は複素入力であり、離散マルチトーン 変調器４５へ送られる。例えば、適当なエンコーダは引用したＡＮＳＩ規格文書 に記載されている。 変調器４５は、適当なアルゴリズムにより逆フーリエ変換を計算するＩＦＦＴ 変調器である。１９９０年５月のＩＥＥＥ通信マガジンの「マルチキャリア変調 ：その原理は現実となった」と題するＪ.ビンガム氏の論文には、適当なＩＦＦ Ｔエンコーダが記載されている。このエンコーダの出力は複素数であるので、 ＩＦＦＴ変調器は利用できるサブチャンネル数の２倍の数の入力信号を受信しな ければならない。離散マルチトーン・システムではビット分布を適応的に決定す る。これを容易とするため、送信機４０は、利用できるサブチャンネルの各々の 回線の品質を判断するよう通信回線をモニタする回線モニタも含む。一実施態様 では、（コントローラ６０の一部である）回線モニタは、サブチャンネルの各々 におけるノイズレベル，利得および位相のずれを測定する。この測定の目的は、 サブチャンネルの各々の信号対ノイズ比を評価することにある。したがって、上 記パラメータと同様にまたはその代わりに、他のパラメータもモニタできる。ど のサブチャンネルが符号化されたデータを伝送しているのかだけでなく、各サブ チャンネルを通してどれだけ多くのデータを伝送するのかの判断は、いくつかの 要素に基づいて行われる。これらの要素としては、検出される回線の品質のパラ メータ，サブチャンネルの利得パラメータ，可能なパワー・マスクおよび所望す る最大のサブキャリヤのビット誤りレートが挙げられる。種々の要素は、サブチ ャンネルの間で一定である必要はなく、使用中に変わってもよいと理解すべきで ある。最も顕著なことに、回線の品質パラメータは繰り返してチェックすること ができ、使用中に種々のサブチャンネルの間で回線の品質が変化する場合、変調 をダイナミックに調節するように、変調方式の調節をリアルタイムで行う。例え ば、同じＡＴＩＳ規格文書には適当な離散マルチトーン変調器が包括的に記載さ れている。 離散マルチトーン信号を形成するために、符号化された信号を延長した後に、 離散マルチトーンで符号化された信号に周期的プリフィックスを付ける。この周 期的プリフィックスは、主に、離散マルチトーン信号の復調を単純にするために 使用されるものであり、厳密には必要でない。この周期的プリフィックスの長さ は大幅に変わり得る。例えば、５１２サンプル信号では４０ビットの周期的プリ フィックスを使用できる。 次に、バンド外エネルギーを最小にするために、ウィンドー・フィルタおよび ／または他のフィルタに変調された信号を通過させる。このことはリモート受信 機内のアナログ・インターフェースの飽和を防止するのを助ける上で好ましい。 ウィンドー化は広範な種々の従来のウィンドー化プロトコルによって行うことが できる。送信機はアナログ・インターフェース４８も含み、このインターフェー スは伝送媒体に離散マルチトーン信号を印加する。有線システム、例えばツイス ト・ペア電話回線および同軸ケーブルでは、アナログ・インターフェースが回線 ドライバの形態をとり得る。中央モデム３０はリモート・ユニットからのマルチ トーン信号を受信するための受信機７０も含む。この受信機７０は、アナログ・ インターフェース７２とウィンドー・フィルタ７４と復調器７６とデコーダ７８ とを含む。中央モデム３０によって受信される信号は、アナログ・フィルタ７２ を介してまず受信される。ウィンドー・フィルタ７４は受信された信号に対して ウィンドー化および／またはフィルタ機能を有効に実施するようになっている。 適当なフィルタ構造として、時間領域等化器７４がある。また、ウィンドー化は 広範な種々の従来のウィンドー化プロトコルによって実行できる。復調器７６は 等化された離散マルチトーン信号を復調し、周期的プロトコルを除く。デコーダ ７８は復調された信号を復号化する。復調器７６およびデコーダ７８はそれぞれ 変調器４５およびエネルギー４３の逆の機能を効果的に実行する。次に、復号化 された信号はデコーダ７８から中央局１０またはインターフェース４１を介し情 報の他の適当なユーザーに送られる。チョウらによる米国特許第5,285,474号に は、時間領域等化器７４と復調器７６とデコーダ７８との機能のみならず、所望 する機能を実行するのに適したアルゴリズムがすべて記載されている。 次に、図１３を参照し、本発明の同期化を実行するのに適したリモート・ユニ ット・アーキテクチャについて説明する。リモート・モデムは多くの点で中央モ デムに類似するが、各アップ・ストリームの通信能力とダウン・ストリームの通 信能力が多少異なることがある。中心モデム３０によって伝送された信号は、ト ランス６１，ノッチ・フィルタ１８５およびキャンセラー６３を介してリモート ・ユニット５０によって受信される。リモート・ユニット５０は、アナログ・イ ンターフェース１７２と、時間領域等化器（ＴＥＱ）１７４と、等化された離散 マルチトーン信号を復調するとともに周期的プリフィックスを除く復調器１７６ と、復調された信号を復号化するデコーダ１７８とを含む。時間領域等化器１７ ４は、受信された信号に対するフィルタ機能を効果的に実行する。ウィンドー・ フィルタも使用できる。復調器１７６およびデコーダ１７８はそれぞれ、変調器 ４５およびエンコーダ４３の逆の機能を実行する。次に、復号化された信号は、 デコーダ１７８からリモート・デバイス２２、例えばビデオ電話，テレビ，コン ピュータまたは他の適当な受信装置へ送られる。時間領域等化器１７４，復調器 １７６およびデコーダ１７８の機能は中央モデム内の対応する部品の機能に類似 する。限定された周波数バンド内のエネルギーをブロックし、望ましくないＲＦ 信号の進入から保護するのを助けるよう、受信機のアナログ・フィルタ１７２の 上流位置にアナログ・ノッチ・フィルタ１８５を設けてもよい。また、共通モー ド・ノイズを除くようにトランス６１を設け、および／または、ツイスト・ペア 回線のアンバランスによって生じる差動モード・ノイズを除くために、キャンセ ル・ユニット６３を設けてもよい。これにより、アナログ・フィルタの飽和を防 止するのを助けることができる。バンド外のエネルギーおよび限定されたバンド ・エネルギーを除くために、ノッチまたは他の適当なフィルタリング機構を設け ることにより、低コストの受信キーの部品を使用できる。受信機自身は多くのエ ネルギーを処理するのには必要でないからである。 数種類の特定の変調方式のみに適用されるものとして、本発明について詳細に 説明したが、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、本発明を他の多く の形態で実施できると理解すべきである。例えば、本明細書は、ＶＤＳＬ／ＦＴ ＴＣおよび他の加入者回線に基づく極めて高速のデータ伝送システムでの使用を 説明したが、本発明は、かなり狭いバンドの干渉を受けるか、指定された伝送バ ンド内の限定された周波数バンドを有する他のシステムでも使用できる。主とし て説明した実施態様では、離散マルチトーン変調方式を利用するシステムに本発 明を実施した例について説明した。しかしながら、本発明は他の変調方式を使用 するシステムでも容易に使用できる。例えば、ダミー・トーンを使用することに より、変調技術、例えば離散ウェーブレット・マルチトーン変調（ＤＷＮＴ）を 使用する他のマルチキャリア伝送方式における狭帯域伝送を抑制するのを助ける ことができる。 更に、本発明は中央局の位置およびリモート局の位置の双方で広範な種々のモ デム構造を使って実現できると理解すべきである。したがって、本例は、単に説 明上のものであって、限定的なものではないと解すべきであり、本発明は、本明 細書に示した細部のみに限定されるものでなく、添付した請求の範囲内で変形可 能なものである。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，Ｌ Ｕ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ， ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，Ｓ Ｄ，ＳＺ，ＵＧ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ， ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，Ｇ Ｂ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ， ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，Ｎ Ｏ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ ，ＳＩ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ， ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．指定された伝送バンド幅内に多数の離散サブチャンネルを有するマルチキ ャリヤ伝送方式を使用する一対のモデム間の通信を容易にするデータ伝送システ ムにおいて、前記指定された伝送バンド幅内の指定された限定された周波数バン ド内の無線周波数放出のパワー・スペクトル密度を低減するようにマルチキャリ ヤ信号を伝送する方法であって、 （ａ）前記指定された伝送バンド幅内の複数の選択されたデータ・サブチャネン ルを通してデータ信号を伝送するステップと、 （ｂ）前記限定された周波数バンド外のデータ・サブチャンネルの少なくとも１ つからのサイドローブ伝送に起因する前記限定された周波数バンドにおける伝送 パワーを抑制するように振幅および位相が選択されたダミー・トーンを、選択さ れたダミー・サブチャンネルを通して伝送するステップと、 を備えた、マルチキャリヤ信号を伝送する方法。 ２．複数のダミー・トーンが異なるダミー・サブチャンネルを通して伝送され 、該ダミー・サブチャンネルの第１のサブチャンネルが前記限定された周波数バ ンドよりも高い周波数を有し、前記ダミー・サブチャンネルの第２のサブチャン ネルが前記限定された周波数バンドよりも低い周波数を有する、請求項１記載の 方法。 ３．前記ダミー・サブチャンネルが前記限定された周波数バンドにすぐ隣接し て位置するサブチャンネルであり、前記限定された周波数バンド内のサブチャン ネルでは伝送を行わない、請求項１記載の方法。 ４．異複数のダミー・トーンがなるダミー・サブチャンネルを通して伝送され 、前記限定された周波数バンドの両側にダミー・サブチャンネルの２つが位置す る、請求項１記載の方法。 ５．前記限定された周波数バンドにすぐ隣接する沈黙サブチャンネルを通して は信号を伝送せず、前記ダミー・サブチャンネルが前記沈黙サブチャンネルに隣 接する、請求項１記載の方法。 ６．前記指定された伝送バンド幅が複数の限定された周波数バンドを含み、少 なくとも１つのダミー・サブチャンネルが各限定された周波数バンドに関連し、 各ダミー・サブチャネンルが該ダミー・サブチャンネルを通して伝送される関連 ダミー・トーンを有する、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の方法。 ７．前記限定された周波数バンドの第１のバンドが約１.８〜２.０ＭＨｚの範 囲内にあり、前記限定された周波数バンドの第２のバンドが約３.５〜４.０ＭＨ ｚの範囲内にあり、前記限定された周波数バンドの第３のバンドが約７．０〜７ .３ＭＨｚの範囲内にある、請求項６記載の方法。 ８．前記選択されたデータ・サブチャンネルが前記指定された周波数バンド内 にサブチャンネルを含まず、前記限定された周波数バンド内のサブチャンネルで データ伝送を行わない、請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の方法。 ９．前記限定された周波数バンド内のサブチャンネルの少なくとも１つでデー タ伝送を行う、請求項１または請求項５乃至請求項７のいずれかに記載の方法。 １０．指定された伝送バンド幅内に多数の離散サブチャンネルを有するマルチ キャリヤ伝送方式を使用する一対のモデム間の通信を容易にするデータ伝送シス テムにおいて、前記指定された伝送バンド幅内の指定された周波数バンドで発生 しやすい無線周波数ノイズを抑制する方法であって、 （ａ）前記指定された伝送バンド幅内の複数の選択されたデータ・サブチャンネ ルを通してデータ信号を受信するステップと、 （ｂ）前記ダミー・サブチャンネルを通してデータが伝送されていないと仮定さ れて、選択されたダミー・サブチャンネルで受信されるノイズを検出するステッ プと、 （ｃ）前記選択されたダミー・サブチャンネルで受信された信号の検出された振 幅および位相に少なくとも一部が基づいて、第１の複数の選択されたデータ・サ ブチャンネルを通して受信されたデータ信号に影響したＲＦ干渉をキャンセルす るステップと、 を備えた、無線周波数ノイズを抑制する方法。 １１．前記選択されたダミー・サブチャンネルが前記指定された周波数バンド の第１の端に位置する第１のサブチャンネルであり、 前記方法が、 第２のダミー・サブチャンネルを通してデータが伝送されていないと仮定して 、前記指定された周波数バンドの第２の端部に位置する第２の選択されたダミー ・サブチャンネルで受信されたノイズを検出するステップと、 前記第２の選択されたダミー・サブチャンネルで受信された信号の検出された 振幅および位相に少なくとも一部が基づいて、第２の複数の選択されたデータ・ チャンネルを通して受信されたデータ信号に影響したＲＦ干渉をキャンセルする ステップと、をさらに備えた、 請求項１０記載の方法。 １２．前記ダミー・サブチャンネルが前記限定された周波数バンドにすぐ隣接 して位置するサブチャンネルであり、前記指定された周波数バンド内の前記ダミ ー・サブチャンネルまたはサブチャンネルで伝送を行わないと仮定した、請求項 １０または請求項１１記載の方法。 １３．前記ダミー・サブチャンネルが前記指定された周波数バンドのエッジに ある前記指定された周波数バンド内のサブチャンネルである、請求項１０または 請求項１１記載の方法。 １４．前記指定された周波数バンドを含む、前記指定された伝送バンド幅内に 複数の限定された周波数バンドがあり、前記限定された周波数バンドの第１のバ ンドが約１.８〜２.０ＭＨｚの範囲内にあり、前記限定された周波数バンドの第 ２のバンドが約３.５〜４.０ＭＨｚの範囲内にあり、前記限定された周波数バン ドの第３のバンドが約７.０〜７.３ＭＨｚの範囲内にあり、前記限定された周波 数バンドの各々が前記検出ステップおよびフィルタリング・ステップを実行する 関連ダミー・サブチャンネルを有する、請求項１０乃至請求項１３のいずれかに 記載の方法。 １５．前記選択されたデータ・サブチャンネルが前記指定された周波数バンド 内にサブチャンネルを含まず、前記指定された周波数バンド内の前記サブチャン ネルでデータ伝送を行わない、請求項１０乃至請求項１４のいずれかに記載の方 法。 １６．前記指定された周波数バンド内の前記サブチャンネルの少なくとも１つ でデータ伝送を行う、請求項１０乃至請求項１４のいずれかに記載の方法。 １７．前記限定された周波数バンド内の周波数に同調したノッチ・フィルタに 受信したデータ信号を通過させるステップをさらに含む、請求項１０乃至請求項 １６のいずれかに記載の方法。 １８．指定された伝送バンド幅内に多数の離散サブチャンネルを有するマルチ キャリヤ伝送方式を使用する一対のモデム間の通信を容易にするデータ伝送シス テムにおいて、前記指定された伝送バンド幅内の指定され制限された周波数バン ド内の無線周波数干渉を抑制する方法であって、 （ａ）前記指定された伝送バンド幅内の複数の選択されたデータ・サブチャンネ ルを通してデータ信号を伝送するステップであって、前記選択されたデータ・サ ブチャンネルが前記制限された周波数バンド内にサブチャンネルを含まず、前記 制限された周波数バンド内のサブチャンネルで伝送を行わず、専用沈黙サブチャ ンネルで伝送を行わない、ステップと、 （ｂ）選択されたダミー・サブチャンネルを通してダミー・トーンを伝送するス テップであって、前記ダミー・トーンの振幅および位相が、前記データ・サブチ ャンネルの少なくとも１つからのサイドローブ伝送に起因する前記制限された周 波数バンド内の伝送パワーを抑制するように選択されている、ステップと、 （ｃ）前記伝送された信号を受信し、前記制限された周波数バンド内のある周波 数に同調されたノッチ・フィルタに受信信号を通過させるステップと、 （ｄ）前記専用沈黙サブチャンネルを通してデータが送信されていないと仮定し て、前記専用沈黙サブチャンネルで受信された信号の振幅および位相を検出する スッテプと、 （ｅ）前記専用沈黙サブチャンネルで受信された信号の前記検出された振幅およ び位相に少なくとも一部が基づいて、第１の複数の選択されたデータ・サブチャ ンネルを通して受信されたデータ信号に影響したＲＦ干渉をキャンセルするステ ップと、 を備えた、無線周波数干渉を抑制する方法。 １９．デジタル情報を符号化するためのエンコーダと、 ある伝送バンド幅を有するマルチキャリヤ信号を形成するよう、各々が１つの 関連トーンおよび１つの関連サブチャンネルに対応する多数のサブキャリヤに前 記符号化されたデジタル情報を変調するための変調器であって、該変調器が、選 択された複数のデータ・サブチャンネルを通してデータ信号を伝送し、かつ、選 択されたダミー・サブチャンネルを通してダミー・トーンを伝送し、前記ダミー ・トーンの振幅および位相が、制限された周波数バンド外のデータ・サブチャン ネルの少なくとも１つからのサイドローブ伝送に起因する、前記伝送バンド幅の 制限された周波数バンド部分内の伝送パワーを抑制するように選択されている、 変調器と、 を備えた、マルチキャリヤ送信機。 ２０．前記変調器が別個のダミー・サブチャンネルを通して複数のダミー・ト ーンを伝送する、請求項１９記載の送信機。 ２１．前記ダミー・サブチャンネルの第１のサブチャンネルが前記制限された 周波数バンドよりも高い周波数バンドを有し、前記ダミー・サブチャンネルの第 ２のサブチャンネルが前記制限された周波数バンドよりも低い周波数バンドを有 する、請求項１９記載の送信機。 ２２．前記伝送バンド幅が複数の制限された周波数バンドを含み、少なくとも １つのダミー・サブチャンネルが各制限された周波数バンドに関連しており、各 ダミー・サブチャンネルが該サブチャンネルを通して伝送される１つの関連する ダミー・トーンを有する、請求項２０記載の送信機。