KR100993567B1 - 소정 간섭에 의한 영향을 감소시키기 위한 수신기의 제어 - Google Patents

소정 간섭에 의한 영향을 감소시키기 위한 수신기의 제어 Download PDF

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Abstract

수신기(650)는 수신기(650)에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분(610, 611, 612)에 근접(close proximity)하여 동작한다. 다른 성분(610, 611, 612)에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및/또는 상호-변조 곱(inter-modulation product)이 수신기(650)에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 다른 성분(610, 611, 612)에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정한다(단계 2002; 2003). 수신기(650)의 적어도 하나의 특성이 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키기 위하여 조정된다.

Description

소정 간섭에 의한 영향을 감소시키기 위한 수신기의 제어{Controlling a receiver to reduce influence by a predetermined interference}
본 발명은 수신기의 제어 방법에 관련되는데, 이 수신기는 수신기에 의하여 수신되는 신호 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분과 근접하여 동작한다. 본 발명은 또한 상응하는 기기, 상응하는 시스템, 상응하는 소프트웨어 코드 및 상응하는 소프트웨어 프로그램 생성물에 관련된다.
제1 주파수 대역에서 신호를 수신하고 있는 다양한 수신기는, 다른 주파수 대역에서 동작하지만 제1 주파수 대역 내의 간섭 고조파 및/또는 상호-변조 곱(inter-modulation products)을 야기하는 다른 구성 요소(성분)들에 근접하여 동작할 수 있다.
예를 들면, 일면으로는 셀룰러 통신 송수신기(송신기 및 수신기의 결합)의 다양한 조합을 포함하고 다른 측면으로는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 수신기를 포함하는 이동 기기의 개수들이 점점 증가할 것이며, 이러한 기기에서 셀룰러 통신 송수신기 송신의 고조파(higher harmonics)들은 OFDM 수신 주파수 대역에 포함될 수 있다.
OFDM은 오리지널 데이터가 더 작은 몇 개의 데이터 스트림으로 분할되는 기 술인데, 여기서 각각의 데이터 스트림은 주파수 대역 내의 상이한 협대역 부반송파를 이용한다. 각 부반송파는 예를 들어 2진 위상 편이 변조Binary Phase Shift Keying,(BPSK), 직교위상 편이변조(Quadrature Phase Shift keying, QPSK), 16 직교 진폭 변조(16 Quadrature Amplitude Modulation, 16 QAM) 또는 64 QAM 변조 기법을 이용하여 변조된다. 송신을 위하여, 이 신호는 시간 도메인으로 변환된다. OFDM 수신기는 해당 신호를 다시 주파수 도메인으로 변환하여 부반송파로부터 오리지널 데이터를 획득한다.
OFDM은 장래의 무선 표준에서 주된 변조 기법이 될 것이다. OFDM은 이미 무선 근거리 통신망(Wireless Local Access Network, WLAN), 마이크로파 접근을 위한 전세계 상호동작성(Worldwide Interoperability for Microwave Access, Wimax), 초광대역(Ultra WideBand) 및 디지털 비디오 방송 핸드헬드(Digital Video Broadcasting Handhelds, DVB-H) 기법들을 위한 변조 기법으로 선택된 바 있다.
현재, 예를 들면 동일한 이동 단말기에 집적된 WLAN 및 이동 통신 세계화 시스템(Global System for Mobile communications, GSM) 및 블루투스™ 송수신기들이 존재한다.
장래의 핸드헬드 기기에서는, DVB-H 수신기는 예를 들어 GSM 표준 또는 광대역 코드 분할 다중 접근(Wideband Code-Division Multiple Access, WCDMA) 표준에 따라 동작하는 셀룰러 이동 전화기와 함께 집적화될 수 있다.
GSM 송수신기(110)와 OFDM 수신기(150)를 채택하는 전형적인 시스템(100)이 도 1에서 설명된다.
GSM 송수신기(110)는 안테나(111)를 포함하는데, 이것은 듀플렉서(duplexer)의 기능성을 가지는 성분(112)에 연결된다. 듀플렉서 성분(112)의 기능성은 무선 주파수 스위치를 이용하여 구현될 수 있다. 성분(112)은 일 면에서는 안테나(111)를 수신 체인에 연결하고, 다른 면으로는 송신 체인을 안테나(111)에 연결한다.
수신 체인에서, 듀플렉서(112)는 가변 이득 저잡음 증폭기(121), 하향변환 믹서(122), 기저대역 필터(123)와 아날로그 디지털(A/D) 컨버터(124)를 경유하여 디지털 신호 처리기(DSP)에 접속된다.
아날로그/디지털 컨버터(124)의 출력은 DSP(114) 내에서 비트 검출 블록(126)을 경유하여 디코딩 블록(127)에 링크된다. DSP(114)는 수신 신호 강도 지수(RSSI) 결정 블록(128)을 더 포함한다. 아날로그/디지털 컨버터(124) 및 비트 검출 블록(126)의 출력은 RSSI 결정 블록(128)의 입력에 더하여 링크될 수 있고, RSSI 결정 블록(128)은 가변 이득 저잡음 증폭기(121)를 제어한다.
송신 체인에서, DSP(114)의 코딩 블록(137)은 DSP(114)의 비트 생성 블록(136)을 경유하여 디지털/아날로그(D/A)컨버터(134)에 접속된다. D/A 컨버터(134)는 기저대역 필터(133), 상향 변환 믹서(132)와 가변 이득 전력 증폭기(131)를 경유하여 듀플렉서(112)에 접속된다. 국부 발진기(113)는 하향변환 믹서(122)와 상향변환 믹서(132) 모두에 연결된다.
OFDM 수신기(150)는 안테나(151)를 포함하는데, 이 안테나는 가변 이득 저잡음 증폭기(161), 하향변환 믹서(162), 기저대역 필터(163) 및 아날로그/디지털 컨 버터(164)를 경유하여 DSP(154)에 접속된다. 아날로그/디지털 컨버터(164)의 출력은 DSP(154) 내에서 고속 푸리에 변환(FFT) 블록(165) 및 비트 검출 블록(166)을 경유하여 디코딩 블록(167)에 링크된다. DSP(154)는 RSSI 결정 블록(168)을 더 포함한다. 아날로그/디지털 컨버터(164) 및 FFT 블록(165)의 출력은 RSSI 결정 블록(168)의 입력에 더하여 링크될 수 있으며, RSSI 결정 블록(168)은 가변 이득 저잡음 증폭기(161)를 제어한다.
이러한 조합과 함께 발생할 수 있는 문제는, GSM 송수신기(110)에 의한 송신의 고조파가 대역이 OFDM 수신기(150)에 의하여 지원되는 라디오 주파수(RF) 대역 내에서 발생된다는 것이다. GSM 송수신기(110)가 생성하는 간섭 레벨은 더 수신된 OFDM 신호 레벨보다 수십 데시벨만큼 더 높을 수 있다.
현재 이용되는 WLAN 표준 802.11b 및 블루투스™은 2.4 GHz의 주파수 대역을 사용하고 가장 높은 US 채널에서 GSM850 송신의 제3 고조파를 경험하므로 곤란하다.
5 GHz의 대역을 사용하고 있는 WLAN 표준 802.11a가 이동 단말기에 통합되면 이러한 문제점은 더 커질 것이다. 이 경우에, GSM1800 송신의 제 3 고조파가 WLAN 수신/송신 대역을 강타할 것이다.
WLAN에서는 11개의 채널이 존재하는 반면에, US DVB-H 시스템에는 오직 1670-1675 MHz에서 하나의 RF 채널만이 존재할 것이다. 그러므로, 가장 심각한 문제점은 미국 내의 DVB-H에서 발생할 것인데, 그 이유는 GSM850 대역 송신의 제 2 고조파가 단일 DVB-H US 채널을 강타하지만 다른 채널은 이용할 수 없게 될 것이기 때문이다.
유럽에 대두되는 Wimax 표준에서는, 아마도 3.5 GHz의 대역이 설치될 것이며, 이것은 GSM1800 송신의 제 2 고조파 때문에 간섭으로 고생할 것이다.
간섭 문제는 도 2에서 두 가지 시나리오에 대하여 설명된다. 도 2는 DVB-H, WLAN, GSM 및 WCDMA에 대하여 주파수 범위에서 dBm 단위인 다양한 전력 레벨을 도시하는 도표이다.
GSM850은 850 MHz 근방의 주파수에서 dBm의 송신 전력 레벨을 이용하여 동작한다. GSM1800은 1800 MHz 근방의 주파수에서 +30dBm의 송신 전력 레벨을 이용하여 동작한다. WCDMA2100은 2100 MHz 근방의 주파수에서 +21dBm의 송신 전력 레벨을 이용하여 동작한다. 이동 단말기 송신 전력 레벨은 상품의 지원되는 전력 클래스에 따라서 변경될 수 있다.
US DVB-H는 1670-1675 MHz의 주파수 범위에서 작동한다. 도 2에서 도시된 바와 같이, GSM850 송신의 제 2 고조파는 -30dBm의 최대 전력 레벨을 가지고 US DVB-H 채널에 포함되는데, 이것은 송신 및 수신 안테나 사이의 감쇄에 따라 변경된다. 이것은 GSM/WCDMA 송신 의사 송출 규격(spurious emission specification)과 상응하는데, 이 규격은 -30dBm의 한계를 설정한다. 그러나, DVB-H를 위한 최소 신호 레벨은 -95 dBm이다. 그러므로, 동일한 장치에 있는 경우와 같이 근접하여 존재하는 진행 중인 GSM850 송신의 경우에는, US DVB-H 수신을 위한 음의 값을 가지는 신호-대-간섭 비(S/I)가 얻어질 수 있다.
WLAN 802.11a는 유럽에서는 5130 - 5725 MHz의 주파수 범위에서 동작하고, 미국에서는 5180 - 5825 MHz의 주파수 범위에서 동작하며, 일본에서는 4190 - 5350 MHz에서 동작한다. 도 2에 도시된 바와 같이, GSM1800 송신의 제 3 고조파가 약 -60dBm의 전력 레벨을 가지고 WLAN 802.11a 대역에 포함된다. 그러나, WLAN을 위한 최소 신호 레벨은 -90dBm보다 작다. 그러므로, 근접한 진행 중인 GSM1800 송신의 경우에 WLAN 수신을 위한 음수인 S/I 비율이 얻어질 수 있다.
다른 주파수 대역 내의 간섭을 야기할 수 있는 그 이상의 고조파는 단지 완전성을 위하여 표시되었을 뿐이다.
UWB 수신기가 송신기 또는 다른 시스템의 송수신기와 같은 기기에 통합되는 경우에 유사한 문제점이 발생할 수 있다. 미디어 단말기는 예를 들어 UWB를 이용한 데이터 연결에 부가하여 GSM 또는 WCDMA를 이용한 음성 및 데이터 연결을 허용할 수 있다.
UWB 시스템이 지정되면, UWB가 다른 시스템과 간섭을 일으키지 않는 것이 목적이었다. 이에 반하여, 어떻게 다른 시스템들이 통합된 단말기에서 UWB 수신과 간섭을 일으키는지는 고려되지 않았다.
UWB 수신기 및 GSM/WCDMA 송수신기가 같은 기기로 통합되는 경우에 발생하는 가능한 간섭 시나리오가 도 3에 도시된다. 도 3은 주파수에 대하여 dBm 단위로 GSM, WCDMA와 UWB 내의 다양한 전력 레벨을 표시하는 그래프이다.
UWB 수신기에서, 안테나 상에 후속하는 수신 대역 필터는 3.1 GHz 이하인 주파수 및 10.6 GHz 이상의 주파수를 필터링한다. 그러므로, +33 dBm의 전력 레벨을 가지는 GSM900 송신의 기본 주파수, +30dBm의 전력 레벨을 가지는 GSM1800 송신의 기본 주파수, 및 +21dBm의 전력 레벨을 가지는 WCDMA 2000 송신의 기본 주파수들이 억제된다.
그러나, GSM1800 및 WCDMA2000 송신의 제2 내지 제5 고조파들의 전력 레벨은 수신된 UWB 신호의 전력 레벨보다 높다. 이와 같이 높은 간섭 전력 레벨이 UWB 신호를 왜곡시킨다. 그 결과로서, UWB 데이터 쓰루풋은 낮춰지거나 완전히 정지되는데, 이것은 수신된 UWB 신호 강도에 따라 변경된다.
또한 GSM900 송신의 제5 및 그 이상의 고조파들(도 3에는 미도시)이 UWB 대역에 포함된다.
UWB 수신기와 WLAN 송수신기가 같은 기기로 통합되는 경우에 발생할 수 있는 간섭 상황은 도 4에 예시된다. 도 4는 주파수에 대한 UWB 및 WLAN을 위한 다양한 전력 레벨들을 표시하는 도면이다.
UWB 수신기에서의 전술된 바와 같은 필터링에 기인하여, +20dBm의 전력 레벨을 가지는 WLAN 802.11b 송신의 기본 주파수가 역시 억제될 수 있다. 또한, 억제 레벨은 GSM 및 WCDMA의 경우보다 더 낮은데, 그 이유는 가장 높은 WLAN 주파수부터 가장 낮은 UWB 주파수까지 약 600 MHz의 천이 대역만이 존재하기 때문이다. 더 나아가, 약 -40dBm의 전력 레벨에서의 WLAN 송신의 제2 고조파, 약 -60dBm의 전력 레벨에서의 WLAN 송신의 제3 고조파, 및 WLAN 송신의 제4 고조파가 UWB 대역 내에 간섭을 야기한다.
5 GHz에서 작동하고 있는 WLAN 802.11a는 +20dBm의 전력 레벨을 이용하여 UWB 주파수 대역 내의 주파수 대역을 이용한다. 결과적으로, 이러한 두 개의 시스템들은 동시에 동작할 수 없는데, 그 이유는 송신된 WLAN 신호가 완전히 UWB 수신기의 저잡음 증폭기를 포화시키기 때문이다.
다중대역 OFDM 협회에 의한 제 2의 대안적인 UWB 표준 제안서가 OFDM을 근거로 한다는 점에 주의하여야 한다. 이것은 도 5에 도시된다. 도 5는 각각 528 MHz의 13개의 무선 채널을 예시하는 도면이다. 이 채널은 네 개의 그룹 A-D로 분할된다. 제안된 UWB 사양에서, 각각 528 MHz의 무선 채널은 128개의 부반송파로 나눠진다.
간섭을 처리하기 위한 공지된 접근법들은 전형적으로, 원하는 신호가 간섭보다 더 높은 레벨을 가짐으로써 S/I 비가 양수인 경우만을 고려한다.
PCT 출원 WO 03/105386호에서, 장치의 송신기가 송신 버스트를 전송하는 동안에 해당 장치의 수신기를 스위치 오프함으로써 간섭을 회피하는 방법이 제안된 바 있다.
PCT 출원 WO 04/109942호에서, 제1 주파수 대역에서부터 제2 주파수 대역까지의 안테나 동조를 제1 주파수 대역에서 광대역 잡음이 기대될 경우에 변경함으로써 제1 송신기로부터 제2 수신기로의 광대역 잡음 간섭을 최소화하는 기술이 제안된 바 있다.
US 특허출원 2003/0235254호에서, 각 채널 내의 신호를 인접 채널의 전력의 평균과 비교함으로써 협대역 재밍 신호(jamming signal)에 의하여 재밍되는 채널을 식별하는 기술이 제안된 바 있다. 재밍되는 것으로 식별되는 채널들은 후속 처리 에서 이용되기 위하여 잼 마스크(jam mask)에 포함된다.
본 발명의 목적은 서로 근접하여 동작하는 수신기 및 다른 성분들 간의 상호 동작 가능성(interoperability)을 개선하는 것이다.
수신기를 제어하기 위한 방법이 제안된다. 수신기는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 것으로 가정된다. 본 발명에 따른 방법은 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계를 포함한다. 본 발명에 따른 방법은 또한 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
더 나아가, 수신기를 제어하기 위한 적어도 하나의 칩을 포함하는 칩셋이 제안된다. 수신기는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 것으로 가정된다. 적어도 하나의 칩은 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및 상호-변조 곱 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하도록 적응되는 처리 성분을 포함한다. 상기 적어도 하나의 칩은 또한 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭에 의한 영향을 감쇄시키도록 적응되는 처리 성분을 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
더 나아가, 수신기 및 수신기에 근접하여 동작하며 상기 수신기에 의하여 수신된 신호들 내의 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분을 포함하는 장치가 제안된다. 본 발명에 의한 장치는 제안된 칩셋의 성분들과 같은 기능들을 구현하도록 구현되는 처리 성분들을 더 포함한다. 이러한 경우에, 처리 성분은 하드웨어 및/또는 소프트웨어에 의하여 구현될 수 있음이 이해되어야 한다. 이들은 예를 들어 소프트웨어 코드에 상응하여 동작하는 프로세서에 의하거나 요구되는 기능을 구현하는 집적 회로를 포함하는 칩에 의하여 구현될 수 있다.
본 발명에 따른 장치는 예를 들어 전자 장치 내에 집적될 수 있다. 그러나, 이 대신에 장치는 이동 전화기 및 액세서리로서 어느 시스템의 수 개의 장치들에게 배포될 수도 있다. 오직 일 측면에서는 수신기 및 처리 성분 간에 상호작용이 가능하고 다른 측면에서는 다른 성분 및 처리 성분 간의 상호 작용이 가능하기만 하면 족하다.
더 나아가, 수신기를 제어하기 위한 소프트웨어 코드가 제안된다. 이 경우에도 수신기는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 것으로 가정된다. 프로세서에 의하여 실행되면, 소프트웨어 코드는 제안된 방법을 실현한다.
최종적으로 소프트웨어 프로그램 생성물이 제안되는데, 이 경우에 제안된 소프트웨어 코드는 독출가능한 매체에 저장된다.
본 발명은, 다수의 경우에 성분에 의하여 생성된 신호의 기본 주파수가 인접 수신기와는 간섭을 일으키지 않도록 보장되는 반면에, 기본 주파수의 더 높은 고조파(higher harmonics) 또는 상호-변조 곱이 수신기의 수신 대역에 속할 수 있다는 고려로부터 출발한다. 상호-변조 곱은 수 개의 신호가 상이한 성분에 의하여 병렬로 생성되고 한 신호가 다른 신호를 변조함으로써 잠재적으로 간섭을 야기하는 다른 주파수를 생성하는 경우에 발생될 수 있다. 그러므로 더 높은 고조파 또는 인접 성분의 상호-변조 곱 성분들에 의하여 야기되는 간섭을 결정할 것이 제안된다. 간섭을 야기하는 성분은 자신이 생성하는 신호에 대한 정보를 가지기 때문에, 이러한 상태 정보가 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱을 결정하는데 이용될 수 있다. 결정된 간섭은 그러면 적합한 수신기 특성을 조정함으로써 가능한 한 제거될 것이다.
본 발명의 하나의 장점은 본 발명이 수신기로 하여금 다른 성분들로부터의 더 많은 간섭을 견디도록 한다는 점이다. 결과적으로, 수신기 및 다른 성분들 사이의 상호 동작 가능성이 개선된다.
수신기에 의하여 수신된 신호 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 성분에 의하여 생성되는 상호-변조 곱의 주파수가 상호-변조 곱 내에 포함되는 수 개의 신호들에 대한 정보에 기반하여서도 결정될 수 있으며, 따라서 복수 개의 성분들로부터의 신호에 대한 정보에 기반하여서도 결정될 수 있다는 점이 이해되어야 한다. 상호-변조 곱을 야기하는데 관련된 신호들이, 기본 주파수(fundamental frequency) 및/또는 더 높은 고조파에서 존재하는 신호들일 수 있다는 점이 이해되어야 한다.
본 발명은 어떠한 수신기에도 채택될 수 있다. 본 명세서에서 수신기라고 언급하는 것은 역시 송수신기일 수도 있다는 점이 이해된다. 하지만, 본 발명은 특히 DVB-H 수신기, WLAN 수신기, Wimax 수신기, UWB 수신기와 같은 OFDM 수신기에 대해서 특히 장점을 가진다.
비록 GSM과 WCDMA 시스템이 그들의 변조 동작을 이용하여 채택된 전체 RF 채널을 커버하지만, OFDM 시스템은 채택된 RF 채널 내의 복수 개의 협대역 부반송파들을 병렬 변조한다. 그 결과로서, OFDM 시스템이, 수신기가 이동중일 경우나 수신기가 감쇄 통신 채널을 만날 경우에 발생되는 OFDM 채널 내의 협대역 필터링에 더욱 견실하다. 수 개의 부반송파가 제거되어도 다른 부반송파들은 여전히 영향 받지 않은 채로 남게 되며, 이러한 사실은 다른 부반송파에서의 선명한 수신을 보장한다. 만일 유사한 협대역 필터링이 WCDMA 신호에 예를 들어 적용된다면, 모든 신호 비트가 영향을 받을 것이고 전체 신호-대-잡음(S/N) 비가 감소될 것이다.
OFDM 기술은 매우 잘 확립된 것이며 수 개의 표준에 의하여 채택된 바 있는데, 이러한 표준에는 비대칭 디지털 가입자 회선(Asymmetric Digital Subscriber Line, ADSL) 서비스, 고속 디지털 가입자 회선(Very High Speed Digital Subscriber Line, VDSL), 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcast, DAB) 및 디지털 지상파 텔레비전 방송(Digital Terrestrial Television Broadcast)(예를 들어 유럽의 DVB 및 일본의 집적 서비스 디지털 방송(Integrated Services Digital Broadcasting, ISDB)) 등이 있다. 더 나아가 WLAN 표준인 IEEE 802.11a/g, 802.16a 이 OFDM에 기반한다. OFDM이 고속 데이터율 시스템에 적합하기 때문에, 이것은 역시 4세대(4G) 무선 서비스 표준 및 IEEE 802.11n 및 IEEE 802.20 표준에 대한 옵션이기도 하다.
상기 적어도 하나의 다른 성분은 모든 타입의 특정 송신기를 포함할 수 있다. 본 명세서에서 송신기라고 언급하는 것은 또한 송수신기일 수도 있다는 점이 이해되어야 한다. 이동 통신 링크를 위한 송신기의 예로서는 GSM 송신기 및 WCDMA 송신기들이 있다. 무선 통신 링크용 송신기의 일 예로는 WLAN 송신기가 있다. 그러나, 적어도 하나의 다른 성분은 송신기에만 한정되지 않는다는 점이 이해되어야 한다. 이것은 또한 공지된 주파수에서 동작하며 더 높은 간섭 고조파들을 생성하는 다른 모든 성분(예를 들어 디스플레이, 프로세서, 메모리 등)을 모두 포함할 수 있다.
수신 신호 내의 간섭이 실제 신호보다 더욱 강도가 센 특정 경우에, 이러한 간섭을 디지털 신호 처리 수단만을 이용하여 최소화하는 것은 아마도 충분하지 않을 수 있는데, 그 이유는 검출된 신호가 거의 전부 간섭으로 구성되기 때문이다. 이러한 경우를 고려하기 위하여, 결정된 간섭이 바람직하게는 아날로그 도메인에서 가능한 한 많이 억제되는 것이 바람직하다. 이러한 접근법은 음의 S/I 조건을 가지는 신호 복구 기법에 대해서 특히 적합한데, 종래의 접근법들은 주로 양의 S/I 조건만 다루고 있다.
그러므로 본 발명의 일 실시예에서, 적어도 하나의 수신기 특성을 조정하는 단계는 적어도 아날로그 도메인에서 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호의 필터링을 조정함으로써, 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호로부터 상기 결정된 간섭의 상기 주파수를 필터링하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일 실시예에서, 적어도 하나의 수신기 특성을 조정하는 단계는 안테나 특성을 조정함으로써 수에 의하여 수신된 간섭 신호가 최소화되도록 하는 단계를 포함한다. 안테나 특성은 안테나 매칭을 변경함으로써 변경될 수 있다 . 안테나 매칭은 동일하게 아날로그 도메인에서 신호 필터링을 수행할 것이다.
본 발명에 의하여 조정되는 아날로그 도메인 내의 필터링은 라디오 주파수, 중간 주파수 및 기저대역 주파수에서 수신기에 의하여 수신된 신호에 적용될 수 있다.
아날로그 도메인 내의 필터링 동작은 예를 들어 필터 뱅크로부터 적절한 필터를 선택하거나 또는 필터 특성을 변경함으로써 조정될 수 있다. 두 가지 접근법 모두가 예를 들어 수신기에 의하여 수신된 신호를 필터링하는 노치 필터의 노치 주파수를 조정하는데 이용될 수 있다. 이와 같은 종류의 조정 동작이 특히 아날로그 기저대역 필터링의 조정을 위하여 특히 이용될 수 있다.
아날로그 도메인 내에서의 필터링 동작이 중간 주파수에서 수신기에 의하여 수신된 신호에 적용되면, 필터링 동작이 중간 주파수를 조정하는 것에 의해서도 조정될 수 있다. 그러면 조정된 중간 주파수에서의 신호가 고정 노치 주파수를 이용하여 노치 필터를 이용하여 필터링될 수 있다. 필터링의 조정 동작이 기저대역 신호에서는 더욱 명백하게 드러난다.
아날로그 도메인에서의 필터링은 이상적이지 않다. 아날로그 도메인에서의 필터링에 이상적인 구현이 부족한 것은 디지털 도메인에서의 필터링에 의하여 정정될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서, 적어도 하나의 다른 장치에 의하여 생성된 신호의 더 높은 고조파의 전력 레벨 및/또는 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 상호-변조 곱의 전력 레벨이 또한 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정된다.
본 발명의 일 실시예에서, 수신기 및 적어도 하나의 다른 성분은 단일 장치 내에 집적될 수 있고, 상호-변조 곱은 적어도 하나의 성분 및 외부 간섭원에 의하여 생성된다.
본 발명의 일 실시예에서, 제1 단말기 내의 수신기에 의하여 수신된 신호에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및/또는 상호-변조 곱의 전력 레벨이 제2 단말기로부터 수신된 간섭 신호 내에서 또한 결정될 수 있다. 제2 단말기는 무선 커넥션 또는 갈바닉 커넥션을 통하여 제1 단말기로 연결될 수 있다. 제2 단말기는 무선 네트워크에 연결될 수 있으며, 하지만 이것은 제1 단말기에 매우 근접함으로써 제2 단말기의 적어도 하나의 성분 내에 생성된 간섭이 제1 단말기 수신기와 간섭을 일으키도록 위치한다.
그러면 결정된 전력 레벨이 수신기의 가변 증폭기의 이득을 제어하기 위한 기반으로서 이용될 수 있다. 그러므로, 이득은 조정될 수 있는 다른 수신기 특성을 포함한다.
이러한 실시예 대신에 또는 이러한 실시예에 부가하여, 결정된 전력 레벨은 A/D 변환의 범위를 조정하기 위한 기반(basis)으로서 이용될 수 있는데, 이것은 아날로그 도메인에서의 필터링 이후에 수신기에 의하여 수신된 신호에 적용된다. A/D 변환의 범위는 그러므로 조정될 수 있는 다른 수신기 특성을 구성한다.
더 나아가, 간섭 최소화 동작은 디지털 신호 처리 기법을 이용하여 수행될 수 있다. 디지털 도메인 내에서의 간섭 최소화 동작은 예를 들어 예를 들어 적응성 신호 결정 또는 다른 성분에 대한 알려진 상태 정보에 기반하여 디지털 적으로 수신된 신호를 필터링함으로써 획득될 수 있다. 신호 선택 동작은 예를 들어 타임 도메인, 주파수 도메인 및/또는 비트 레벨 도메인에서 수행될 수 있다.
본 발명의 일 실시예에서 디지털 도메인에서 수신기에 의하여 수신된 신호의 필터링 동작은, 수신기에 의하여 수신된 신호로부터 결정된 간섭의 주파수를 필터링하기 위하여 조정된다. 그러므로, 디지털 필터링의 특성은 조정될 수 있는 다른 수신기 특성을 구성한다.
본 발명의 일 실시예에서, 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및/또는 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 상호-변조 곱의 더 높은 고조파가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내에 간섭을 야기하는 타이밍이 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 더욱 기반하여 결정된다.
그러면 결정된 타이밍은 수신기에 의하여 수신되는 신호 상에 수행되는 비트 검출 동작을 인터럽트하는 동작을 위한 기반(basis)으로서 이용될 수 있다. 그러므로, 비트 검출 동작의 설정치가 조정될 수 있는 다른 수신기 특성을 구성한다.
이러한 실시예 대신에 또는 이러한 실시예에 부가하여, 수신되는 신호 내의 데이터에 적용되는 코딩 및/또는 변조 기법이 결정된 타이밍에 동기화되어 조정될 수 있다. 코딩 기법 및/또는 변조 기법은 따라서 조정될 수 있는 다른 수신기 특성을 구성한다.
만일 적어도 하나의 다른 성분이 안테나를 포함하는 송신기를 포함하면, 수신기의 안테나 및 송신기의 안테나 간의 안테나 격리도(antenna isolation)를 연산될 수 있다. 그러면, 이러한 안테나 격리도가 수신기에 의하여 수신된 신호 내에서 송신기에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및/또는 상호-변조 곱에 의하여 야기된 간섭의 전력 레벨을 결정하기 위하여 고려될 수 있다.
제안된 본 발명에 의한 방법에 대하여 제공된 모든 예시적 실시예들이 또한 제안된 장치, 제안된 기기, 제안된 시스템, 제안된 소프트웨어 코드 및 제안된 소프트웨어 프로그램 생성물에도 구현될 수 있다는 점이 이해되어야 한다.
본 발명의 다른 목적 및 특징들은 첨부된 도면과 함께 후술되는 상세한 설명으로부터 명백하게 이해될 수 있을 것이다.
도 1은 GSM과 OFDM을 지원하고 있는 종래의 통신 기기의 개념적인 블록도이다.
도 2는 DVB-H RF 대역과 WLAN RF 대역에서 GSM 송신의 고조파에 기인하는 간섭을 설명하고 있는 도면이다.
도 3은 UWB RF 대역에서 GSM과 WCDMA 송신의 고조파에 기인하는 간섭을 설명하고 있는 도면이다.
도 4는 UWB RF 대역에서 야기된 WLAN 송신의 고조파에 기인하는 간섭을 설명하고 있는 도면이다.
도 5는 OFDM을 사용하고 있는 UWB를 설명하고 있는 도면이다.
도 6은 OFDM 수신기를 포함하는 본 발명의 일 실시예에 따르는 예시적인 전자 기기의 개념적인 블록도이다.
도 7은 도 6의 전자 기기에 대한 세부 사항을 도시하는 개념적인 블록도이다.
도 8은 도 6의 OFDM 수신기에 채택될 수 있는 제1 타입의 노치 필터의 개념적인 블록도이다.
도 9는 도 8의 노치 필터를 이용하여 달성되는 조정 가능한 노치 필터링을 설명하고 있는 도면이다.
도 10은 도 8의 노치 필터를 위한 예시적인 기본(basic) 저역 통과 필터의 개념적인 회로도이다.
도 11은 도 8의 노치 필터를 위한 예시적인 기본 고역 필터의 개념적인 회로도이다.
도 12는 도 8의 노치 필터를 조정하기 위하여 채택되는 예시적인 기본 스위칭가능한 커패시터의 개념적인 회로도이다.
도 13은 도 8의 노치 필터를 조정하기 위하여 채택되는 예시적인 기본 스위 칭가능한 저항의 개념적인 회로도이다.
도 14는 도 6의 OFDM 수신기에 채택될 수 있는 제2 타입의 노치 필터의 개념적인 블록도이다.
도 15는 도 14의 노치 필터를 이용하여 달성되는 조정 가능한 노치 필터링을 설명하고 있는 도면이다.
도 16은 도 14의 노치 필터를 위한 예시적인 기본 대역 통과 필터의 개념적인 회로도이다.
도 17은 도 6의 OFDM 수신기 내에 채택될 수 있는 제3 타입의 노치 필터의 개념적인 블록도이다.
도 18은 도 17의 노치 필터를 이용하여 달성되는 조정가능한 노치 필터링을 설명하고 있는 도면이다.
도 19는 도 17의 노치 필터를 위한 예시적인 기본 억제 대역 필터(basic stop band filter)의 개념적인 회로도이다.
도 20은 도 6의 OFDM 수신기를 제어하기 위한 방법을 도시하는 흐름도이다.
도 21은 도 6의 OFDM 수신기를 제어하기 위한 아날로그/디지털 컨버터의 조정 동작을 설명하는 도면이다.
도 22는 도 6의 OFDM 수신기를 제어하기 위한 안테나 격리도를 결정하는 동작을 설명하는 도면이다.
도 23은 중간 주파수에서의 조정 가능한 필터링을 허용하는 도 6의 전자 기 기의 다른 세부 사항을 설명하는 개념적인 블록도이다.
도 24는 가변 중간 주파수를 가지는 고정 노치 필터링을 도시하는 도면이다.
도 25는 중앙 IF 주파수에서의 동작을 설명하고 있는 도면이다.
도 26은 OFDM 수신기를 위한 본 발명의 바람직한 이용법을 설명하는 도면이다.
도 27은 도 26의 연속된 도면이다.
도 28은 제1 이동 단말기 및 다른 간섭 단말기를 가지는 시스템을 나타내는 도면이다.
도 29는 도 28의 시스템 내의 간섭 신호 시나리오를 예시하는 도면이다.
도 6은 본 발명에 따르는 간섭 감소 기능을 허용하는 예시적인 기기를 개념적으로 나타내는 블록도이다.
전자 기기(600)는 예를 들면 매체 단말기(media terminal)일 수 있다.
전자 기기(600)는 조정 가능한 성분을 가지는 OFDM 수신기(650)를 포함한다. OFDM 수신기(650)는 선결된 주파수 대역에서 라디오 신호를 수신하고, 처리된 신호를 예를 들어 디스플레이 및 라우드 스피커와 같은 사용자 인터페이스(680)에 출력하도록 적응된다. OFDM 수신기(650)는 예를 들어 DVB-H 수신기이거나 또는 UWB 송수신기 또는 WLAN 송수신기의 수신 부품일 수 있다.
전자 기기(600)는 OFDM 주파수 대역에서 간섭 고조파를 가지는 신호를 생성하는 성분(610)을 더 한층 포함한다. 이 성분(610)은 예를 들면 GSM 또는 WCDMA 송수신기 또는 블루투스™ 송수신기일 수 있다. 그러나, 이 성분(610)이 모든 라디오 주파수 신호를 송신하지만 OFDM 주파수 대역에 고조파를 야기하는 공지된 주파수에서 동작하는 상황도 역시 가능하다. 예를 들어 이것은 사용자 인터페이스(680), 프로세서 메모리 또는 전기적 인터페이스 등에 속하는 디스플레이일 수 있다. 또한, OFDM 주파수 대역에서 간섭 고조파를 가지는 신호 또는 상호-변조 곱을 가지는 신호를 생성하기 위한 다중 성분들(610, 611 및 612)이 존재할 수도 있다. 이러한 추가되는 간섭 성분(611, 612)이 쇄선으로 도 6에 표시된다.
전자 기기(600)는 OFDM 수신기(650)를 위한 제어기(641)를 더 포함한다. 제어기(641)는 성분(610)의 동작에 관한 정보를 수신하는 간섭 신호 검출기 블록(645)을 포함한다. 제어기(641)는 또한 간섭 신호 검출기 블록(645)에 링크되며 제어 신호를 OFDM 수신기(650)에 제공하는 OFDM 수신기 조정기 블록(643)을 더 한층 포함한다. 간섭 성분(610, 611, 612)이 여러 개 존재하는 경우에, 간섭 신호 검출기 블록(645)은 수 개의 성분(610, 611, 612)으로부터의 정보를 조합할 수 있고, OFDM 수신기(650)로의 제어 신호의 기반(basis)으로서 조합된 정보를 OFDM 수신기 조정기 블록(643)으로 제공할 수 있다. 제어기(641)는 하드웨어로 및/또는 소프트웨어로 구현될 수 있다. 만일 소프트웨어로 구현되면, 상응하는 소프트웨어 코드는 기기(600)의 프로세서(640)에 의해 실행될 수 있다. 하드웨어로 구현되면, 상응하는 회로부가 기기(600)의 칩 또는 칩셋에서 예를 들어 집적될 수 있다.
제어기(641)가 또한 성분(610) 내에 집적되거나 또는 OFDM 수신기(650)에 통 합될 수 있다는 점 또는 제어기(641)의 기능성이 적어도 부분적으로 성분(610)으로 및/또는 OFDM 수신기(650)로 분배될 수 있다는 점이 이해되어야 한다.
도 6에서 쇄선 화살표로 표시된 바와 같이, OFDM 수신기(650)는 동등하고 입력을 제어기(641)로 제공할 수 있으며, 특히 고조파 간섭 검출기 블록(645)에 제공할 수 있다. OFDM 수신기(650)가 블록(645)에게 제공할 수 있는 입력 정보는 예를 들어 간섭 신호의 대역폭, 간섭 신호의 주파수, 간섭 신호의 전력 레벨과 간섭의 타이밍을 포함할 수 있다. 간섭 신호의 대역폭은 수신 신호 내에 열화된 부반송파의 수를 관찰하는 것에 의해 정의될 수 있다. 간섭 신호의 전력 레벨은 열화된 부반송파 전력 레벨을 열화되지 않은 부반송파 전력 레벨과 비교함으로써 검출될 수 있다. 간섭의 타이밍 정보는 간섭이 존재할 경우 및 존재하지 않는 경우를 제어하도록 이용될 수 있다.
제공된 정보가 간섭이 OFDM 수신기(650)에 존재하지 않는다는 것을 표시하면, OFDM 수신기 조정기 블록(643)은 동작할 필요가 없다. 만일 OFDM 수신기(650)가 수신한 신호 레벨이 전술된 임계값 레벨보다 높으면, OFDM 수신기 조정기 블록(643)은 동작할 필요가 없을 수 있다.
도 7은 OFDM 수신기(650) 및 성분(610)에 대한 상세한 세부 사항을 설명하고 있는 개념적인 블록도인데, 이들은 도1에 도시된 것들과 유사하다.
성분(610)은 예시적 의미로 GSM 송수신기인 것으로 간주된다. 성분은 안테나(711)를 포함하는데, 이것은 듀플렉서의 기능을 가지고 있는 성분(712)을 경유하여 수신 체인과 송신 체인에 접속된다. 수신 체인에서, 듀플렉서(712)는 가변 이 득 저잡음 증폭기(721), 하향변환 믹서(722), 기저대역 필터(723) 및 아날로그/디지털 컨버터(724)를 경유하여 DSP(714)에 접속된다. 아날로그/디지털 컨버터(724)의 출력은 DSP(714) 내에서 비트 검출 블록(726)을 경유하여 디코딩 블록(727)에 링크된다. DSP(714)는 RSSI 결정 블록(728)을 더 한층 포함한다. 아날로그/디지털 컨버터(724) 및 비트 검출 블록(726)의 출력은 RSSI 결정 블록(728)의 입력에 부가하여 링크될 수 있는데, 이 블록(728)은 가변 이득 저잡음 증폭기(721)를 제어한다. 송신 체인에서, DSP(714)의 코딩 블록(737)은 DSP(714)의 비트 생성 블록(736)을 경유하여 D/A 컨버터(734)에 접속된다. D/A 컨버터(734)는 기저대역 필터(733), 상향변환 믹서(732)와 가변 이득 전력 증폭기(731)를 경유하여 듀플렉서(712)에 접속된다. 국부 발진기(713)는 하향변환 믹서(722)와 상향변환 믹서(732)에 연결된다.
OFDM 수신기(650)는 예시적인 의미에서 DVB-H 수신기인 것으로 가정된다. 수신기(650)는 안테나(751)를 포함하는데, 이 안테나는 안테나 동조 회로(780), 가변 이득 증폭기(761), 하향변환 믹서(762), 기저대역 필터(763)와 아날로그/디지털 컨버터(764)를 경유하여 DSP(754)에 연결된다. 합성기(synthesizer, 753)는 하향변환 믹서(762)에서 수행되는 직접 하향 변환을 위한 국부 신호를 생성한다. 직접 하향 변환 수신기가 도 7에 도시되지만, 수신기에는 도 23에 제공된 중간 주파수 아키텍쳐가 구현될 수도 있다. 가변 이득 증폭기(761)는 저잡음 증폭기(LNA)이고 기저대역 필터(763)는 아날로그 도메인에서 작동하고 있는 채널 필터이다. 아날로그/디지털 컨버터(764)의 출력은 DSP 조정가능 유한 임펄스 응답(Finite Impulse Response, FIR) 필터(770), FFT 블록(765) 및 비트 검출 블록(766)을 경유하여 디코딩 블록(767)에 링크된다. DSP(754)는 RSSI 결정 블록(768)을 더 한층 포함한다. 아날로그/디지털 컨버터(764) 및 FFT 블록(765)의 출력은 RSSI 결정 블록(768)의 입력에 부가하여 링크될 수 있는데, 이 블록(768)은 가변 증폭기(761)를 제어한다.
도 1에 도시된 종래의 시스템과 비교하면, 디지털 FIR 필터(770)가 추가되었다.
더 나아가, OFDM 수신기(650)의 성분들은 OFDM 수신기(150)의 성분보다 더 넓은 범위에서 조절될 수 있다. 도 7은 GSM 송수신기(610)로부터 OFDM 수신기(650)까지 제어기(641)를 경유하는 제어 신호의 흐름을 예시한다. 명백하게 이해되는 바와 같이, 정보는 GSM 송수신기의 DSP(714)에 의해 제공되고, 제어 신호는 가변 증폭기(761), 조정 가능 기저대역 필터(763), 조정 가능 아날로그/디지털 컨버터(764), 조정 가능 FIR(770), 조정 가능 FFT 블록(765), 조정 가능 비트 검출 블록(766) 및 조정 가능 디코딩 블록(767)의 개별 제어 신호 입력에 적용된다.
조정 가능 기저대역 필터(763)는 특히 노치가 조정될 수 있는 노치 필터이다. 이것은 다양한 방식으로 구현될 수 있으며, 이들 중 몇 가지가 후술되는 도 8 내지 도 19를 참조하여 제공될 것이다.
DSP(754)는 실제 수신된 신호의 디지털 처리 및 검출된 신호의 분석 기능을 포함한다. 이러한 분석 동작은 신호 품질의 분석을 포함할 수 있으며, 예를 들어 비트 에러율 또는 간섭 신호 검출/분석의 결정을 포함한다. 간섭 신호 검출 동작 은 어느 주파수에서 간섭 신호가 도달하는지에 대한 분석, 간섭의 전력 레벨의 결정, 간섭 타이밍의 결정, 간섭의 대역폭의 결정 등을 포함할 수 있다. 대역폭 결정 동작이 영향받은 부반송파들의 개수를 분석하기 위하여 이용될 수 있다.
DSP(714 및 754) 모두는 특정 신호 처리 회로에 의하여 또는 모든 프로그램 가능한 처리 유닛을 이용하여 구현될 수 있다.
도 8은 제1 가변 노치 필터 장치를 도시하는 개념적인 블록도이다. 노치 필터(763) 앞단에 위치하는 OFDM 수신기(650)의 성분들은 블록(801)에서 요약되고, 노치 필터(763)에 후속하는 OFDM 수신기(650)의 성분들은 블록(802)에서 요약된다. 더 나아가, 제어기(641) 및 GSM 송수신기(610)가 도시된다.
노치 필터(763)는 분할 요소(splitting element)(811)를 포함하며, 이것은 이전의 처리 성분(801)으로부터 신호를 수신한다. 분할 요소(811)는 이 신호를 일면으로는 고역 통과 필터(812)에 제공하고 다른 면으로는 저역 통과 필터(813)에 제공한다. 고역 통과 필터(812)와 저역 통과 필터(813)의 출력은 조합 요소(814)에 의하여 조합되고 후속 처리 성분(802)에 제공된다.
제어기(641)는 고역 통과 필터(812)로의 및 저역 통과 필터(813)로의 제어 액세스(controlling access)를 가진다. 제어기는 GSM 송수신기(610)로부터 그리고 아마도 DVB-H 수신기(650)의 블록(802)으로부터 정보를 수신한다. DVB-H 수신기(650)의 DSP(754)는 예를 들어 제어기(641)에게 어떠한 라디오 채널이 DVB-H 수신기(650)에 의해 현재 수신되어야 하는지를 통지할 수 있다. 제어기(641)는 특히 노치 필터(763)의 통화 범위를 조절할 수 있는데, 이는 도 9에 도시된 바와 같다.
도 9는 0 내지 5...8 MHz의 DVB-H 대역폭에 대한 저역 통과 필터(812)와 고역 통과 필터(813)의 예시적인 조합된 주파수 응답을 도시하는 도면인데, 그 이유는 DVB-H 사양의 현재의 버전이 5, 6, 7 또는 8 MHz의 지원된 라디오 대역폭을 규정하기 때문이다.
현재 설정된 저역 통과 필터(813)의 저역 통과 부분 및 현재 설정된 고역 통과 필터(812)의 고역 통과 섹션은 실선으로 표시되며, 그 결과 두 섹션 사이에 제 1 노치가 제공된다. 이 노치는 쇄선으로 표시된 바와 같이 저역 통과 섹션과 고역 통과 섹션 모두를 천이시키는 것에 의하여 천이될 수 있다. 또한, 결합된 주파수 응답의 동조 범위(tuning range)가 표시된다. 노치가 기본적으로 DVB-H 대역폭 내에서 모든 주파수로 천이될 수 있다는 것이 이해될 것이다.
저역 통과 필터(813)는 예를 들어 도 10의 회로도에서 제공된 바와 같이 구성될 수 있다. 도시된 실시예에서, 저역 통과 필터(813)의 입력은 R의 값을 가지는 제1 저항 및 R의 값을 가지는 제2저항을 통하여 연산 증폭기(1001)의 비반전 입력으로 연결된다. 연산 증폭기(1001)의 출력은 동시에 저역 통과 필터(813)의 출력이다. 값 R의 제1 저항과 값 R의 제 2저항 사이의 접속점은 또한 연산 증폭기(1001)의 출력에 C의 값을 가지고 있는 제1 커패시터를 경유하여 접속된다. 연산 증폭기(1001)의 비반전 입력은 C의 값을 가지고 있는 제2 커패시터를 경유하여 또한 접지에 연결된다. 연산 증폭기(1001)의 반전 입력 단자는 일면으로는 R의 값을 가지는 제3 저항을 경유하여 접지에 연결되고 다른 면으로는 R(A-1)의 값을 가지는 제4 저항을 경유하여 연산 증폭기(1001)의 출력에 연결된다. 값 A는 연산 증 폭기의 선형 이득을 나타내고, 값 R(A-1)은 궤환 루프 저항값을 정의한다.
저역 통과 필터(813)의 차단 주파수는 제1 저항, 제2 저항, 제1 커패시터와 제2 커패시터의 적어도 하나의 값을 변경하는 것에 의하여 알려진 방법으로 조절될 수 있다.
고역 통과 필터(812)는 예를 들어 도 11의 회로도에서 제공된 바와 같이 구성될 수 있다. 고역 통과 필터(812)의 입력은 C의 값을 가지는 제1 커패시터 및 C의 값을 가지는 제2 커패시터를 경유하여 연산 증폭기(1101)의 비반전 입력에 연결된다. 연산 증폭기(1101)의 출력은 동시에 필터(812)의 출력이다. 값 C의 제1 커패시터와 값 C의 제2 커패시터 사이의 접속점은 연산 증폭기(1101)의 출력에 R의 값을 가지고 있는 제1 저항을 경유하여 또한 접속된다. 연산 증폭기(1101)의 비반전 입력은 R의 값을 가지고 있는 제2 저항을 경유하여 또한 접지에 접속된다. 연산 증폭기(1101)의 반전 입력 단자는 일면으로는 R의 값을 가지는 제3 저항을 경유하여 접지에 연결되고 다른 면으로는 R(A-1)의 값을 가지는 제4 저항을 경유하여 연산 증폭기(1101)의 출력에 연결된다. 값 A는 연산 증폭기(1101)의 선형 이득을 나타내고, 값 R(A-1)은 궤환 루프 저항값을 정의한다.
고역 통과 필터(812)의 차단 주파수는 제1 저항, 제2 저항, 제1 커패시터와 제2 커패시터의 적어도 하나의 값을 변경하는 것에 의하여 알려진 방법으로 조절될 수 있다.
예시적인 조정 가능 커패시터가 도 12에 도시된다. 조정 가능 커패시터의 제1 급전점은 조정 가능 커패시터의 두 번째 급전점에 C의 값을 가지는 제1 커패시 터 및 제1 트랜지스터(Tl)를 경유하여 연결된다. 제 1 급전점은 두 번째 급전점에 2C의 값을 가지는 제2 커패시터 및 제2트랜지스터(T2)를 경유하여 병렬 연결된다. 제 1 급전점은 두 번째 급전점에 4C의 값을 가지는 제3 커패시터 및 제3 트랜지스터(T3)를 경유하여 병렬 연결된다. 최종적으로, 제 1 급전점은 두 번째 급전점에 8C의 값을 가지는 제4 커패시터 및 제4 트랜지스터(T4)를 경유하여 병렬 연결된다. 제 1 급전점 및 제2 급전점 사이의 조정 가능 커패시터의 전체 정전 용량은 트랜지스터(T1-T4)들을 제어 신호를 이용하여 개별적으로 턴 온/오프함으로써 조정될 수 있다. 오직 트랜지스터 T1만 스위치 온 되면, 예를 들어 조정 가능 커패시터는 C의 전체 정전 용량을 갖는다.
예시적인 조정 가능 저항이 도 13에 도시된다. 제1 급전점은 제2 급전점에 R의 값을 가지는 제1 저항 및 제1 트랜지스터(Tl)를 경유하여 연결된다. 제 1 급전점은 제2 급전점에 2R의 값을 가지는 제2 저항 및 제2트랜지스터(T2)를 경유하여 병렬 연결된다. 제 1 급전점은 제2 급전점에 4R의 값을 가지는 제3 저항 및 제3 트랜지스터(T3)를 경유하여 병렬 연결된다. 최종적으로, 제 1 급전점은 제2 급전점에 8R의 값을 가지는 제4 저항 및 제4 트랜지스터(T4)를 경유하여 병렬 연결된다. 제 1 급전점 및 제2 급전점 사이의 조정 가능 저항의 전체 저항은 트랜지스터(T1-T4)들을 제어 신호를 이용하여 개별적으로 턴 온/오프함으로써 조정될 수 있다. 오직 트랜지스터 T1만 스위치 온 되면, 예를 들어 조정 가능 저항은 R의 전체 저항을 가진다.
도 14는 제2 가변 노치 필터 장치를 도시하는 개념적인 블록도이다. 노치 필터(763) 앞단에 위치하는 OFDM 수신기(650)의 성분들은 블록(801)에서 요약되고, 노치 필터(763)에 후속하는 OFDM 수신기(650)의 성분들은 블록(802)에서 요약된다. 더 나아가, 제어기(641) 및 GSM 송수신기(610)가 도시된다.
노치 필터(763)는 분할 요소(1411)를 포함하며, 이것은 이전의 처리 성분(801)으로부터 신호를 수신한다. 분할 요소(1411)는 이 신호를 n 개의 통과 대역 필터들로 제공하는데, 이들 중에서 제1 통과 대역 필터(1412), 제2 통과 대역 필터(1413) 및 제 n 통과 대역 필터(1414)가 도시되고, n은 1보다 큰 정수이다. 통과 대역 필터(1412 내지 1414)의 출력들은 조합 요소(1415)에 의하여 조합되고 후속 처리 성분(802)에 제공된다.
제어기(641)는 통과 대역 필터(1412 내지 1414)들 각각으로의 제어 액세스를 가진다. 제어기는 GSM 송수신기(610)로부터 그리고 아마도 DVB-H 수신기(650)의 블록(802)으로부터 정보를 수신한다. 특히, 제어기(641)는 도 15에 도시된 바와 같이 개별 제어 신호를 이용하여 통과 대역 필터(1412 내지 1414)들 각각을 개별적으로 이네이블 또는 디스에이블할 수 있다.
도 15는 0 내지 5...8 MHz의 DVB-H 대역폭에 대한 통과 대역 필터(1412 내지 1414)들의 예시적인 조합된 주파수 응답을 도시하는 도면이다.
통과 대역 필터(1412 내지 1414) 각각은 입력 신호로 하여금 개별 통과 대역(PB1 내지 PBn) 내를 통과하도록 허용한다. 통과 대역(PB1 내지 PBn)들은 서로 인접하고 약간씩 중첩된다. 제공된 실시예에서, 모든 통과 대역 필터(1412 내지 1414)들이 이네이블되고 이것은 도 15에서 실선으로 도시된 통과 대역(PB1 내지 PBn)들에 의하여 표시된다. 제3 통과 대역 필터만이 디스에이블되고, 이것은 도 15에서 제3 통과 대역(PB3)이 빗금으로 표시되는 것에 의하여 도시된다. 그러므로, 노치는 기본적으로 제3 통과 대역 필터의 주파수 범위에 위치된다. 결과적으로 조합된 주파수 응답이 1점 쇄선으로 도시된다.
통과 대역 필터(1412 내지 1414) 각각은 예를 들어 도 16의 회로도에서 제공된 바와 같이 구성될 수 있다. 도시된 실시예에서, 통과 대역 필터(1412 내지 1414)의 입력은 R의 값을 가지는 제1 저항 및 C의 값을 가지는 제1 커패시터를 통하여 연산 증폭기(1601)의 비반전 입력으로 연결된다. 연산 증폭기(1601)의 출력은 동시에 통과 대역 필터(1412 내지 1414)들의 출력이다. 값 R의 제1 저항과 값 C의 제 1 커패시터 사이의 접속점은 또한 연산 증폭기(1601)의 출력에 R의 값을 가지고 있는 제2 저항을 경유하여 접속되고 값 C를 가지는 제2 커패시터를 경유하여 접지에 연결된다. 연산 증폭기(1601)의 비반전 입력은 더 나아가 2R의 값을 가지고 있는 제3 저항을 경유하여 접지에 연결된다. 연산 증폭기(1601)의 반전 입력 단자는 일면으로는 R의 값을 가지는 제4 저항을 경유하여 접지에 연결되고 다른 면으로는 R(A-1)의 값을 가지는 제5 저항을 경유하여 연산 증폭기(1601)의 출력에 연결된다. 값 A는 연산 증폭기(1601)의 선형 이득을 나타내고, 값 R(A-1)은 궤환 루프 저항값을 정의한다.
도 17은 제3 가변 노치 필터 장치를 도시하는 개념적인 블록도이다. 노치 필터(763) 앞단에 위치하는 OFDM 수신기(650)의 성분들은 블록(801)에서 요약되고, 노치 필터(763)에 후속하는 OFDM 수신기(650)의 성분들은 블록(802)에서 요약된다. 더 나아가, 제어기(641) 및 GSM 송수신기(610)가 도시된다.
노치 필터(763)는 분할 요소(1711)를 포함하며, 이것은 이전의 처리 성분(801)으로부터 신호를 수신한다. 분할 요소(1711)는 이 신호를 n 개의 통과 대역 필터들로 병렬 제공하는데, 이들 중에서 제1 저지 대역 필터(1712), 제2 저지 대역 필터(1713) 및 제 n 저지 대역 필터(1714)가 도시되고, n은 1보다 큰 정수이다. 저지 대역 필터(1712 내지 1714)의 출력들은 조합 요소(1715)에 의하여 조합되고 후속 처리 성분(802)에 제공된다.
제어기(641)는 저지 대역 필터(1712 내지 1714)들 각각으로의 제어 액세스를 가진다. 제어기는 GSM 송수신기(610)로부터 그리고 아마도 DVB-H 수신기(650)의 블록(802)으로부터 정보를 수신한다. 특히, 제어기(641)는 도 15에 도시된 바와 같이 개별 제어 신호를 이용하여 저지 대역 필터(1712 내지 1714)들 중 하나를 이네이블하고 모든 다른 저지 대역 필터(1712 내지 1714)들을 디스에이블할 수 있다.
도 18은 0 내지 5...8 MHz의 DVB-H 대역폭에 대한 저지 대역 필터(1712 내지 1714)들의 예시적인 조합된 주파수 응답을 도시하는 도면이다.
저지 대역 필터(1712 내지 1714) 각각은 개별적으로 한정된 주파수 범위 내에, 즉 저지 대역 SB1 내지 SBn 내에서 입력 신호를 저지한다. 저지가능한 주파수 범위(SB1 내지 SBn)들은 서로 인접한다. 제공된 실시예에서, 모든 저지 대역 필터(1712 내지 1714)들이 디스에이블되고 이것은 도면에서 저지 대역(SB1 내지 SBn)에 관련되는 점선, 쇄선 및 일점 쇄선의 개별 쌍으로써 표시된다. 제3 저지 대역 필터만이 이네이블되며 이것은 저지 대역(SB3)에 관련되는 실선에 의하여 표시된 다. 그러므로, 조합된 주파수 응답이 제3 저지 대역 필터의 주파수 응답에 상응하고, 노치는 제3 저지 대역 필터의 저지 주파수 범위 SB3에 위치한다.
저지 대역 필터(1712 내지 1714) 각각은 예를 들어 도 19의 회로도에서 제공된 바와 같이 구성될 수 있다. 도시된 실시예에서, 저지 대역 필터(1712 내지 1714)의 입력은 R의 값을 가지는 제1 저항 및 R의 값을 가지는 제2 저항을 통하여 연산 증폭기(1901)의 비반전 입력으로 연결된다. 저지 대역 필터(1712 내지 1714)의 입력은 C의 값을 가지는 제1 커패시터 및 C의 값을 가지는 제2 커패시터를 통하여 연산 증폭기(1901)의 비반전 입력으로 병렬 연결된다. 연산 증폭기(1901)의 출력은 동시에 저지 대역 필터(1712 내지 1714)들의 출력이다. 값 R의 제1 저항과 값 R의 제2 저항 사이의 접속점은 또한 2C의 값을 가지는 제3 커패시터를 통하여 연산 증폭기(1901)의 출력에 연결된다. 값 C의 제1 커패시터와 값 C의 제2 커패시터 사이의 접속점은 또한 R/2의 값을 가지는 제3 저항을 통하여 접지에 연결된다. 연산 증폭기(1901)의 반전 입력은 일면으로는 R의 값을 가지는 제4 저항을 경유하여 접지에 연결되고 다른 면으로는 R(A-1)의 값을 가지는 제5 저항을 경유하여 연산 증폭기(1901)의 출력에 연결된다. 값 A는 연산 증폭기(1901)의 선형 이득을 나타내고, 값 R(A-1)은 궤환 루프 저항값을 정의한다.
GSM 송수신기(610)가 데이터를 송신하려 하면, 해당 데이터는 코딩 블록(737)에 의하여 인코딩된다. 코딩된 데이터는 비트 생성 블록(736)에 의해 비트 표현으로 변환된다. 생성된 비트들이 D/A 컨버터(734)에 의해 아날로그 도메인으로 변환된다. 결과적인 아날로그 신호는 기저대역 필터(733)에 의해 필터링된다. 필터링된 신호는 국부 발진기(713)로부터의 신호를 이용하여 믹서(732)에 의하여 라디오 주파수로 상향 변환된다. 생성된 RF 신호는 증폭기(731)에 의하여 증폭되고, 공중파 인터페이스를 통하여 송신되도록 듀플렉서(712)를 통하여 안테나(711)로 전달된다. 이러한 프로세스는 종래의 GSM 송신과 상응한다.
그러나, 이와 병렬적으로, 송신에 관한 정보가 제어기(641)에 제공된다. 특히, 채택된 RF 주파수 대역에 대한 정보, 사용된 전력 레벨에 관한 정보 및 송신의 타이밍에 대한 정보가 간섭 신호 검출기(645)에 제공된다.
OFDM 수신기(650)는 선택된 라디오 주파수 채널에서 안테나(751)를 통하여 OFDM 신호를 수신한다. 이 신호는 가변 증폭기(761)에 의하여 증폭되고 믹서(762)에 의하여 기저 대역 신호로 하향 변환된다. 이를 위하여 믹서(762)는 합성기(753)에 의해 제공된 RF 신호를 이용한다. 기저 대역 신호는 기저대역 필터(763)에 의해 필터링되고, 상응하는 디지털 신호로 아날로그/디지털 컨버터(764)에 의해 변환된다. 디지털 신호는 FIR 필터(770)에 의해 처리되고, FFT 블록(765)에 의해 주파수 도메인으로 변환된다. 그러면 비트 검출 블록(766)은 N 개의 이용된 부반송파들로부터 비트를 재획득(regain)한다. 각각의 부반송파에 대한 비트들이 디코딩 블록(767)에 제공되고, 이것은 N 개의 비트스트림을 디코딩하여 원래 데이터를 재획득한다. 그러면 데이터가 예를 들어 사용자 인터페이스(680)를 경유하여 사용자에게 제공될 수 있다.
전술된 바와 같이, 가변 증폭기(761), 기저대역 필터(763), 아날로그/디지털 컨버터(764), FIR 필터(770), FFT 블록(765), 비트 검출 블록(766)과 디코딩 블 록(767)은 제어기(641)의 제어 하에 동작한다.
이제 본 발명에 따르는 제어기(641)에 의한 OFDM 수신기(650)의 조정 동작에 대해서 도 20의 흐름도를 참조하여 설명된다.
간섭 신호 검출기(645)는, 송신의 제 1 고조파라고 불리는 기본 주파수에 대한 정보를 GSM 송수신기(610)로부터 수신하고(단계 2001) 이 정보에 기반하여 송신에 의하여 야기되는 고조파의 주파수를 결정한다(단계 2002). 고조파는 예를 들어 선결된 매핑 테이블을 이용하여 획득될 수 있다.
수 개의 간섭 성분(610, 611, 612)들이 존재할 경우에, 간섭 신호 검출 블록(645)은 정보를 이러한 성분들 각각으로부터 수신하고(단계 2001) 성분(610, 611, 612)들로부터의 간섭 신호 주파수에 대한 정보를 조합한다. 이것은 예를 들어 기본 주파수에 관한 정보를 GSM 송수신기(610)로부터 수신하고 기본 주파수에 대한 정보를 블루투스™ 송수신기(611)로부터 수신할 수 있다. 수신된 정보에 기반하여, 간섭 신호 검출 블록(645)은 하나 또는 그 이상의 이러한 성분(610, 611, 612)들에 대한 고조파의 주파수를 결정할 수 있고, 또한, 이러한 성분(610, 611, 612)들 중 두 개 또는 그 이상의 송신으로부터 야기되는 신호의 믹싱 곱(mixing product) 또는 상호-변조 곱을 연산할 수 있다(단계 2002).
비선형 성분들 내에 다중 주파수 신호가 존재하는 경우에는, 상호-변조 곱 신호들이 생성될 것이다. 신호의 상호-변조 곱들은 구체적으로는 상이한 주파수들의 고조파 주파수를 감산하고 가산함으로써 연산될 수 있다 . 두 정현파 신호의 믹 싱 동작이 다음 방정식에 따라서 제공될 수 있다.
v1=A1sin(2πf1t) 및 v2=A2sin(2πf2t)
수학식 1에서, v1, v2는 변동하는 두 전압이고, A1, A2는 신호의 진폭을 나타내며, f1, f2는 헤르쯔 단위의 두 주파수를 나타내며, t는 시간을 나타낸다.
고조파 및 상호-변조 곱을 야기할 수 있는 예시적인 비선형 성분은 예를 들어 다이오드일 수 있다. 이러한 다이오드의 출력은 다음 수학식 2를 이용하여 표시될 수 있다.
Figure 112008061863297-pct00001
이것은 다음 테일러 급수를 이용하여 확장될 수 있다.
Figure 112008061863297-pct00002
이러한 테일러 확장이 v1 및 v2 신호의 합 또는 차인 입력 신호에 적용되면, 출력 신호 v0은 다음 수학식 4를 이용하여 표시될 수 있다.
Figure 112008061863297-pct00003
여기서, 수학식 4는.
- DC 시프트(shift)인 1,
- 원래의 두 신호인 v1 및 v2,
- 주파수 f1, f2, 2f1, 2f2, f1 + f2 및 f1 - f2를 포함하는 제곱-법칙(square-law) 신호,
- f1, f2, 2f1, 2f2, 3f1, 3f2, 2f1+f2, f1+2f2, 2f1-f2, f1-2f2, f1-2f2 등의 주파수를 가지는 세제곱(cube)에 등가인 신호, 및
- 더 높은 급수를 나타낸다.
전술된 수학식은 소터 포맷 방정식(sorter format equation)인 다음 수학식 5를 이용하여 표시될 수 있다.
Freq(mixing)=(+/-) n*freq1 + (+/-) m*freq2
수학식 5에서 freq1은 제1 기본 고조파 주파수이고, freq2는 제2 기본 고조파 주파수이며, m 및 n은 정수이다(즉, m, n ∈ 0, 1, 2, 3, ...). 이러한 방정식은 두 개의 원래 주파수에 기반하는 두 개의 상호-변조 곱에 대해서 유효하다. 제1 및 제2 기본 주파수 모두의 실제 소스는 동일한 성분일 수 있고, 또는 두 신호들 이 다른 성분에서 생성될 수 있다.
N 개의 신호에 대해서, 상호-변조 곱 주파수들이 입력 신호를 수 개의 예를 들어 freq#1, freq#2, ... freq#N과 같은 주파수를 포함하는 신호에 의하여 가산함으로써 이전에 제공된 방정식을 이용하여 결정될 수 있다.
Freq(mixing) = (+/-) n*freq#1
+ (+/-) m*freq#2
+ ...
+ (+/-) x*freq#N
수학식 6에서 freq#1은 제1 기본 고조파 주파수이고 freq#2는 제2 기본 고조파 주파수이다. 다른 기본 고조파 주파수들이 N번째 주파수 freq#N까지 존재한다. 더 나아가, m, n 및 x는 정수 값을 가진다(즉, m, n, x ∈ 0, 1, 2, 3, ...). 간섭 신호 freq#1, freq#2, ..., freq#N들의 소스는 하나의 성분일 수 있고 또는 다중 성분에 의하여 생성된 것일 수도 있다.
수학식 6에서 기본 주파수 freq#N은 또한 기본 주파수 freq#1 및 freq#2의 상호-변조 곱일 수도 있다. 그러므로, 상호-변조 곱 주파수들이 기본 주파수와 같이 동작하고 신규한 간섭 주파수들을 생성할 수도 있다. 상호-변조 주파수들의 개수는, 다중 주파수들이 존재하고 상호-변조들이 고차원 비선형성을 가지고 생성될 경우에는 매우 많을 수 있다.
전술된 상세한 설명에서는 오직 능동 비선형 블록 내에서만 생성되는 상호- 변조만이 제공된다. 전형적인 수신기에는 상호 연결된 복수 개의 비선형 블록들이 존재하고, 따라서 이전 블록의 상호-변조 결과가 후속 블록의 기본 주파수가 된다. 이 결과 난해한 간섭 문제가 발생하게 되며, 이 문제는 해결하기가 곤란하다.
상호-변조 곱의 주파수들은 필요할 때마다 연산될 수 있지만, 상호-변조 곱 주파수들은 또한 추가적 연산을 피하기 위하여 이미 룩업 테이블에 저장될 수도 있다.
그러면, 간섭 신호 검출기(645)는 제 1 고조파나 더 높은 고조파가 OFDM 주파수 대역 내 및 OFDM 주파수 대역 이후에 포함되고 따라서 간섭을 야기하는지 여부를 결정한다(단계 2003). 간섭 신호 검출기(645)는 또한 도 2를 참조하여 상세히 후술되는 바와 같이 개별 고조파에 대해 기대되는 전력 레벨을 결정한다. 간섭 신호 검출기(645)는 또한 상호-변조 곱에 대해 기대되는 전력 레벨을 결정한다.
간섭 검출기(645)는 상이한 가중치를 이용하여 성분(610, 611, 612)들의 도달 정보(incoming information)에 가중치를 부여할 수 있다. 이것은, 예를 들어 기대된 간섭 레벨이 다른 성분(611, 612)보다 높기 때문에 정보(610)가 더 중요하다는 것을 의미한다. 그러므로, 성분(610)으로부터의 타이밍 정보가 간섭이 존재할 경우를 표시하기 위하여 이용된다.
어떤 임박한 간섭(impending interference)도 검출되지 않을 경우에, 간섭 신호 검출기(645)는 성분(610, 611, 612)에 의한 후속 송신에 대한 정보를 대기한다(단계 2001).
임박한 간섭이 검출될 경우에, 간섭 신호 검출기(645)는 OFDM 수신기 조정 기(643)에게 OFDM 수신기(610)의 적당한 조정을 수행하도록 지시한다.
도 7에도 표시되는 제 1 조정 1)으로서, OFDM 수신기 조정기(643)는 안테나(751)에 연결된 안테나 동조 회로(780)의 특성을 조정한다. 안테나 동조 회로(780)는, 간섭 신호 검출 블록(645)에 의하여 간섭 송신이 검출될 때에는 다른 주파수로 동조될 수 있다.
능동 안테나 동조 회로(780)의 동조 동작은 안테나 동조 회로(780)의 단일 성분값 또는 수 개의 성분 값들을 변경함으로써 수행될 수 있다. 전형적으로, 공진 회로는 직렬 또는 병렬로 연결되는 수 개의 인덕터 및 커패시터 성분들을 포함한다.
예를 들어, PIN-다이오드 커패시터는 다이오드의 제어 전압을 변경함으로써 변경될 수 있다. 커패시터 변경은 전체 회로의 공진 주파수를 변경시킬 것이고, 이 회로가 안테나(751)에 연결되면 안테나 공진이 변경된다.
안테나 공진 주파수를 변경하는 다른 방법은 몇 개의 성분들을 회로(780)에 연결하거나 분리하는 것이다. 커패시턴스 및 인덕턴스 성분들이 실제 성분에 의하여 구현되거나 송신 회선을 이용하여 구현될 수 있다.
실제 안테나 공진은 간섭 신호 주파수에 의존하여 상향 또는 하향 주파수로 천이될 것이다. 안테나 공진이 간주파수로부터 이격되어 동조되면, 안테나 고립도(isolation)가 개선되고, 그 결과 고조파 또는 상호-변조 간섭의 필터링이 더 효율적으로 구현된다. 안테나 역-동조(de-tuning) 동작은 전형적 수신 대역 외부로부터의 수신기(650)로 진입되는 간섭 신호를 최소화하기 위하여 수행될 수 있으며, 따라서 수신기(650)의 차폐 성능을 개선시킨다.
도 7에도 표시되는 제2 조정 2)와 같이, OFDM 수신기 조정기(643)는 가변 증폭기(761)의 이득을 조정한다(단계 2004).
종래의 시스템에서는, RSSI 블록(7(8)에) 의해 결정된 RSSI만이 가변 증폭기(761)에서의 자동 이득 제어(AGC)를 위한 기반(basis)으로서 이용된다. 본 발명의 제공된 실시예에서, OFDM 수신 대역 내의 또는 근방의 간섭의 예상되는 전력 레벨에 관한 정보가 추가적인 AGC를 위해 사용된다. 더 상세하게는, 이 정보가 이용되어, 주어진 RSSI에 대해서 높은 간섭이 예측될 때마다 가변 증폭기(761)가 저 간섭 또는 간섭이 예측되지 않을 경우보다 낮은 이득 스테이지로 설정되도록 한다. 이를 이용하면 높은 간섭 레벨에 기인한 가변 증폭기(761)의 압축을 회피할 수 있다. 즉, 증폭기(761)가 포화되는 것이 방지된다. OFDM 수신기(650)의 제 1 스테이지의 폭주(override)를 방지함으로써, 아날로그/디지털 컨버터(764)를 위한 최적의 신호의 수신 레벨이 유지될 수 있다.
도 7에도 표시되는 제3 조정 3)과 같이, OFDM 수신기 조정기(643)는 기저대역 필터(763)의 특성을 조정한다.
제 1 조정 1)과 제3 조정 3)이 단계 2005로서 도 20에 요약되는데, 그 이유는 이들 모두가 아날로그 필터링을 필터 간섭 주파수로 조정하기 때문이다. 아날로그 필터링을 필터 간섭 주파수로 조정하기 위한 다른 선택은 합성기(753)의 주파수를 변경하는 것일 것이다.
기저대역 필터(763)의 특성을 조정하기 위하여, 특히 기저대역 필터(763)의 노치는 상응하는 제어 신호에 의하여 조정됨으로써 그 주파수 범위가 간섭 고조파 또는 고조파 또는 상호-변조 곱의 결정된 주파수를 담당하도록 한다. 이를 통하여 반송파-대-음(carrier-to-noise, C/N) 비율이 개선되고, 그 결과로서 OFDM 수신 품질은 개선될 수 있다. 채택된 기저대역 필터 토폴로지에 따라서, 기저대역 필터링은 도 8을 참조하여 전술된 바와 같이 필터 특성을 적응적으로 변경하거나 또는 도 14 및 17을 참조하여 전술된 바와 같이 필터 뱅크들로부터 적합한 필터를 이네이블함으로써 변경될 수 있다. 노치를 적절한 위치로 천이시키는 것에 부가하여, OFDM 수신기 조정기(643) 역시 필터 특성을 변경하거나 필터 뱅크로부터 적절한 필터를 선택함으로써 노치의 기울기를 조정하도록 적응될 수 있다.
도 7에도 표시되는 다른 동반하는 조정 3A)으로서, OFDM 수신기 조정기(643)는 디지털 FIR 필터(770)의 특성을 조정한다(단계 2006).
단계 2005의 채널 필터 특성의 변경이 수신 품질에 심벌-간-간섭(ISI)을 증가시킴으로써 영향을 미칠 것이므로 보정이 필요하다. 이러한 이유로 FIR 필터(770)가 포함되는데, 이것은 종래의 채널 필터와 비교하여 아날로그 기저대역 필터(763)의 비이상성을 보정한다. 만일 간섭이 원하는 신호에 매우 근접하여 발생한다면, 필터(763)의 경사는 증가될 수 있고, 이를 통하여 더 많은 간섭이 필터링될 수 있다. 필터 기울기의 첨예도(steepness)는 예를 들어 도 10, 11, 16 및 19를 참조하여 전술된 바와 같이 필터 성분값들을 변경함으로써 조정될 수 있다. 필터 기울기 또는 첨예도는 얼마나 많은 필터링 스테이지들이 필터(763) 내에 존재하는가에 의하여 영향 받는다. 필터(763)는 도 10, 11, 16 또는 19에 제공되는 다중 의 개별 필터 스테이지를 포함할 수 있다. 필터 첨예도는 얼마나 많은 필터링 스테이지들이 실제로 도달하는 신호를 필터링할 지를 선택함으로써 변경될 수 있다. 필터링 스테이지들 각각에 대한 성분값들은 개별적으로 선택될 수 있다. 만일 용이한 필터링이 요구된다면 필터링 스테이지들 중 몇 개는 바이패스될 수 있고, 그 결과 전류 소모를 절약할 수 있다. 추가적인 필터링은, 전형적으로는 그룹 지연(group delay)라고 표시되는 수신 신호 위상에 영향을 줄 것이다. 이러한 추가적 필터링 그룹 지연 비이상성도 또한 디지털 FIR 필터(770)에 의해 보정되어야 한다. 이러한 비이상성은 FIR 필터 계수 값을 변경하는 것에 의하여 보정될 수 있다. 이러한 값들이 디지털 필터의 진폭과 위상 특성을 정의한다. 디지털 필터 응답은 더 상세하게는 OFDM 수신기 조정기(643)에 의해 최적화됨으로써 아날로그 및 디지털 필터(763, 770)의 조합된 필터 응답이 선형 위상(phase linear)을 가지도록 할 수 있다.
도 7에도 표시되는 제 4 조정 4)과 같이, OFDM 수신기 조정기(643)는 아날로그/디지털 컨버터(764)의 스케일(scale)을 조정한다.
노치 필터(763)의 실제적인 구현은 항상 제한된 필터링 능력을 가진다. 이러한 필터링은 이상적이지 않은데, 그 이유는 무한대의 감쇄가 달성되지 않고, 롤-오프(roll-off) 효과가 필터 응답에 포함되기 때문인데, 이에 대해서는 도 27을 참조하여 상세히 후술된다. 일부 신호가 필터 성분을 통하여 적어도 필터링 감쇄(filtering attenuation)가 너무 높지 않은 주파수에서 리킹(leak)될 것이기 때문에 간섭의 신호 컨텐츠가 완전히 제거되지 않는다. 이것은 특히 설정된 노치의 롤-오프 영역 내의 부반송파에 대해서 발생되는 현상이다. 아날로그/디지털 컨버터(764)의 스케일 최적화 동작이 리킹되는 간섭 신호를 고려하도록 포함된다.
스케일 조정 동작이 도 21에서 설명된다. 보통의 OFDM 수신기 동작에서는, 예를 들면 유효 4 비트 아날로그/디지털 컨버터 양자화 해상도가(도 21의 좌측에 표시된 바와 같은) 충분할 수 있다. 간섭이 존재할 경우에, 더 높은 비트 해상도가 이용되는데, 예를 들어 유효 8 비트 양자화 해상도가 도 21의 우측에 예시된다. 아날로그/디지털 컨버터(764)의 더 높은 해상도는 예를 들면 상응하는 제어 신호를 이용하여 아날로그/디지털 컨버터(764)의 클록킹을 증가시키는 것에 의하여 달성된다. 아날로그/디지털 컨버터(764)가 그 동적 범위를 증가시키기 위하여 더 높은 주파수를 이용하여 이용되면, 그 전력 소비도 증가된다. 그러므로, 더 높은 해상도는 간섭 때문에 필요한 경우에만 채택되는 것이 바람직하다.
병렬형 A/D 컨버터가 비록 도 21에 제공되지만, A/D 변환 동작은 직렬형 A/D-변환기, 즉, 예를 들어 시그마-델타 컨버터를 이용해서도 동일하게 수행될 수 있다는 점이 이해되어야 한다. 시그마-델타 컨버터를 이용하면, 양자화 해상도 증가 효과도 아날로그/디지털 컨버터의 클록킹을 늘리는 것에 의해 의해서 달성될 수 있다.
도 7에도 표시되는 제 5 조정 5)과 같이, 특정 신호-대-잡음비가 필요하다. 전술된 바와 같이, 구현되는 필터들은 이상적이지 않으며 간섭의 신호 컨텐츠는 완전하게 제거되지 않는다. 이러한 이유 때문에, 디지털 신호 필터링 동작이 신호-대-잡음비를 개선하기 위하여 필요하다. 이러한 디지털 신호 필터링은 실제 FFT 변환 동작 이전의 제1 신호 처리 단계이며, FFT 블록(765) 내에서 수행된다. 이러한 전-필터링 필터가 아날로그 필터에 의하여 획득된 것보다 더 낮은 레벨에서도 알려진 간섭을 필터링할 수 있다. 만일 도달하는 신호의 신호-대-잡음비가 충분히 높으면, 디지털 신호 처리 동작은 바이패스될 수 있다.
분산형 적응 필터링(distributed adaptive filtering)의 주된 사상은, 기저대역 필터(763)가 아날로그 도메인에서 거친(rough) 필터링을 수행하고, FFT 블록(765)의 동조가능 필터가 디지털 도메인에서 미세(fine) 동조 필터링을 수행한다는 것이다. 필터(770)는 필요할 경우에 아날로그 도메인 필터의 그룹 지연을 정정한다. 고조파 신호의 간섭 또는 상호-변조 곱이 아날로그/디지털 컨버터(764)에 도달하기 이전에 기저대역 필터(763)에 의하여 필터링되기 때문에, 이 컨버터(764)는 간섭 신호에 의하여 과대 구동되지(overdriven) 않는다. 그러므로, 해당 신호 및 잔여 간섭을 위한 더 많은 동적 범위가 존재하며, 이것은 A/D-컨버터(764)의 조정된 스케일에 의하여 더욱 증가된다. 신호 및 잡음에 대한 향상된 해상도에 기인하여, 디지털 기저대역 측면에서의 적응 필터링이 이제 더욱 효과적으로 수행될 수 있다.
디지털 필터링의 일부는 왜곡되지 않은 부반송파를 선택함으로써 또는 최소 수신 데이터율 레벨을 달성하기 위한 충분한 부반송파를 선택함으로써 획득될 수 있다. OFDM 수신기 조정기(643)는, GSM 송수신기(610)의 고조파 또는 고조파들 또는 상호-변조 곱에 의하여 어떤 부반송파가 왜곡되는지를 연산하고, 이에 따라서 FFT 블록(765)에 통지한다. 신호가 간섭 때문에 완전히 묻혀버리는 부반송파들은, 기본적으로 디지털 필터링의 FFT 블록(765)에서 제거될 것이다.
FFT 블록(765)은 또한 왜곡된 부반송파의 정보에 왜곡돼지 않은 부반송파의 정보보다 더 낮은 이득을 부여하여 가중치를 부여할 수 있다. 후자의 접근법은 특히 왜곡에 의하여 덜 영향을 받은 부반송파에 대하여 이용될 수 있으며, 왜곡된 부반송파들 중 일부로부터의 정보가 최소 수신 데이터율 레벨을 달성하는데 필요한 경우에 이용될 수 있다.
도 7에도 표시되는 제 6 조정 6)과 같이, OFDM 수신기 조정기(643)는 비트 검출 블록(766)에서 비트 검출 동작을 조정한다(단계 2009).
GSM 송수신기(610)는 간섭 신호 검출기(645)에게, 언제 OFDM 수신이 송신하지 않는지 또는 버스트 모드 송신이 이용되는 경우 GSM 송신이 언제 발생하지를 통지한다. 간섭 신호 검출기(645)는 이 정보를 OFDM 수신기 조정기(643)로 전달한다. OFDM 수신기 조정기(643)는 비트 검출 블록(766)에게 언제 GSM 송수신기 송신이 발생할 것인지 통지한다. 그러면 비트 검출 블록(766)은 수신 신호를 검출할 때 이 정보를 고려할 수 있다. 이것이 전술된 참조 문헌 WO 03/105386호에 기술되어 있는데 이 문헌은 본 명세서에 의하여 참조된다. 송신의 통지에 응답하여, 비트 검출 블록(766)은 특히, GSM 송수신기 송신의 지속 시간에 상응하는 시간의 일부 동안에, 예를 들어 버스트 송신의 지속 시간에 상응하는 한 비트 타입의 일부 동안에 비트 검출을 종결할 수 있다. 이러한 조정동작은, OFDM 수신기 조정기(643)가 주파수 및 간섭 레벨의 조합이 현재의 OFDM 수신에 대하여 너무 심각하여, 단계 2004 내지 2008에서의 조정 동작 1) 내지 5)들이 감지가능한 비트 검출을 야기하지 못한다고 결정할 때마다 특히 수행될 수 있다.
도 7에 역시 표시되는 제7 조정 7)과 같이, OFDM 수신기 조정기(643)는 적당한 코딩과 변조 기법을 선택하고, 이에 상응하여 디코딩 블록(767)에 통지한다(단계 2010). OFDM 수신기 조정기(643) 또는 디코딩 블록(767)은 또한 성분(미도시)에게 OFDM 수신기(650)에 대하여 통지하는데, 이것은 개별 OFDM 송신기에서 채택되는 코딩 및 변조 기법에 대한 정보를 제공할 책임이 있다.
적응 부호화 및 변조 방법은 모든 양방향 OFDM 통신 시스템에 의하여 지원될 수 있다. WLAN 802.11a 시스템은 OFDM 변주를 위하여 다중 변조 방법을 지원한다. 지원되는 페이로드 변조 방법들은 BPSK, QPSK, 16-QAM 및 64-QAM이 있다. 지원되는 데이터 속도는 6, 12와 24 Mbps이고 선택적(optional) 데이터 속도는 9, 18, 36, 48 및 54Mbps들이다.
OFDM 수신기 조정기(643)는 GSM 송수신기(610)의 다른 타이밍 사이클에 따라서 OFDM 코딩 및 변조를 변경시킬 수 있다. OFDM 코딩 및 변조는 OFDM 시스템의 송신단에서 변경된다. 시스템 파라미터의 변경의 필요성은 OFDM 시스템의 송신단으로 통신되어야 할 필요가 있다 . 적어도 데이터율의 변경이 양방향 시스템에서 이러한 방식으로 요청될 수 있다.
변조는 예를 들어 계층적 방식으로 변경될 수 있는데, 예를 들어 Gerard Faria 저, ITIS, 1999년 문서 "DVB-T hierarchical modulation: an opportunity for new services?"에 기재된 바와 같은 방식으로 변경될 수 있다.
GSM 송수신기(610)는 송신 및 수신 사이클을 제어기(641)로 통신할 수 있다. 그러면, OFDM 시스템이 초기화될 때 GSM 송수신기(610)에 의하여 야기된 간섭을 견디기에 적합한 적정 채널 코딩을 선택함으로써 이러한 사이클을 고려할 수 있다.
OFDM 수신기 조정기(643)가 개별 GSM 능동 송신 슬롯(slot)들의 지속 시간 동안에 또는 전체 GSM 연결 시간 동안에(이 경우는 음성 전화일 것이다) 모든 조정 동작들(단계 2004 내지 2010)이 수행된다는 것을 보장할 수 있다는 것에 주의하여야 한다.
OFDM 수신기 조정기(643)는 실제 라디오 송신 이전에 실제 조정 명령 신호를 전송할 수 있는데, 그 이유는 통신 회선 및 디지털 신호 프로세서에는 지연이 존재하기 때문이다. 명령 신호들이 실제 송신 이전에 전송되면, 수신기(650)는 실제 간섭이 존재할 때는 이미 적절하게 조정된 이후일 것이다.
GSM 송수신기(610)에 의한 송신에 기인하여 OFDM 수신기(650)에서 경험되는 간섭 레벨은 송신 전력 레벨에 배타적으로 의존하는 것이 아니다. 대신에 간섭 레벨은 OFDM 수신기 수신 레벨, GSM 송수신기 송신 레벨 및 GSM 안테나(711) 및 OFDM 안테나(751) 사이의 안테나 격리도 등에 기인한다.
OFDM 수신기 수신 레벨 및 GSM 송수신기 송신 레벨이 기기(600)에 공지되는 반면에, 안테나 격리도는 한번 또는 일정한 간격으로 결정 및 저장될 수 있다.
제어기(741)에서의 안테나 격리도를 결정하는 가능성이 도 22의 흐름도를 이용하여 도시된다.
GSM 송수신기(610)는 제1 RF 대역에서의 신호를 송신하고, 이에 상응하여 제어기(741)에게 통지한다(단계 2201).
간섭 신호 검출기(645)는 이러한 송신이 어떠한 RF 대역에서(즉, 제1, 제2, 제3 고조파 등 또는 상호-변조 곱에서) 간섭을 야기할 것인지를 알고 있다. 또한 이것은 기본 RF 대역 내에서 송신된 신호의 레벨에 기반하여 각 고조파 또는 상호-변조 곱에서의 송신된 간섭의 전력 레벨을 결정할 수도 있다(단계 2202).
OFDM 수신기(610)는 RF 대역 중의 1개(자신에게 관련되는 대역)에서의 수신된 간섭을 측정하고 이에 상응하여 제어기(741)에 통지한다.
이러한 RF 대역에서 측정된 수신 간섭 및 공지된 송신 간섭에 기반하여, 간섭 신호 검출기(645)는 안테나 고립도를 결정하고 저장할 수 있다(단계 2204).
그러면 이러한 안테나 격리가 후속 GSM 송수신기 송신에 의하여 야기되는 간섭의 전력 레벨을 결정하는데 이용될 수 있으며, 이 경우 전술된 바와 같이 GSM 송수신기(610)의 수신/송신 사이클과 동기화되어 OFDM 수신기(650)의 특성을 제어하기 위한 기반으로서 이용될 수 있다.
비록 전술된 실시예가 아날로그 기저대역 필터링의 조정을 수행하는 동안, 아날로그 필터링이 역시 라디오 주파수 또는 중간 주파수(IF)에서도 조정될 수 있다는 점에 주의하여야 한다.
예를 들어 동조가능 라디오 주파수 필터는 마이크로 전자 기계 스위치(Micro Electro Mechanical Switch, MEMS) 성분 기술을 이용하여 구현될 수 있다.
동조가능 중간 주파수 필터링을 사용하고 있는 예시적인 접근방법이 도 23 내지 도 25에서 도시된다.
도 23은 본 발명에 따르는 중간 주파수를 이용하는 예시적인 DVB-H 수신기의 아날로그 부분(2300)의 개념적인 블록도이다.
안테나(미도시)에 의해 수신되는 RF 입력 신호는 RF 필터(2311)에 의해 필터링되고, 저잡음 증폭기(2312)에 의해 증폭된다. 증폭된 신호는 제 1 믹서(2313)로 제공되고 이것은 해당 RF 신호를 중간 주파수 신호로 하향 변환할 것이다. 그러면 중간 주파수 신호는 고정 노치 필터(2314)를 거친다. 상이한 주파수들에 대해 수 개의 고정 노치 필터들이 존재할 수 있는데 이들은 도면에는 도시되지 않는다. 필터링된 중간 주파수 신호는 제2 믹서(2315)에 의하여 다시 기저대역으로 하향 변환된다. 결과적인 기저 대역 신호는 저역 통과 필터(2316)에 의해 필터링되고, 후속 디지털 프로세싱을 위해 아날로그/디지털 컨버터(미도시)로 제공된다. 디지털 프로세싱은 도 7의 OFDM 수신기(650)의 디지털 프로세싱 동작에 상응할 수 있다. 중간 주파수 이미지 필터들은 도시되지 않는다. 하나의 중간 주파수 수신기가 도 23에 도시된다. 수 개의 중간 주파수들이 존재할 수 있고 상이한 중간 주파수에 수 개의 고정 노치 필터가 존재할 수 있다. 전형적으로 수 개의 중간 주파수들이 수신기의 대역-외 차폐 성능(out-band blocking performance)을 개선시킨다.
믹서(2313, 2315)에 대한 믹싱 신호가 국부 발진기 장치에 의하여 제공된다.
이 장치에서, 자동 주파수 제어(AFC) 신호는 전압 제어 수정 발진기 블록(2321)의 발진 주파수를 제어한다. 전압 제어 수정 발진기 블록(2321)의 출력 신호 또는 주파수는 일 면에서는 위상 검출기(PD)(2322), 저역 통과 필터(2323), 전압 제어 발진기(VCO)(2324). 및 주파수 분주기(1/N)(2325)를 포함하는 제 1 위상 동기 루프(PLL)로 제공된다. VCO(2324)의 출력은 제 1 믹서(2313)용 믹싱 신호로 서 사용된다. 전압 제어 수정 발진기 블록(2321)의 출력 신호는 다른 면으로는 위상 검출기(2326), 저역 통과 필터(2327), VCO(2328) 및 주파수 분주기(1/N)(2329)를 포함하는 제2 PLL로 제공된다. VCO(2328)의 출력은 제2 믹서(2315)용 믹싱 신호로서 사용된다. 주파수 분주기 블록(2325, 2329)들은 정수비로 구현되거나 분수 분주기(fractional divider) 토폴로지를 이용하여 구현될 수 있다.
AFC 제어 신호는 제어기(2330)로부터의 제어 신호에 따라서 전압 제어 수정 발진기 블록(2321)을 제어한다. 제어기(2330)는 GSM 송수신기 송신의 고조파 또는 상호-변조 곱에 기반하여 제어 신호를 생성한다. 전형적으로, AFC 신호는 오직 도플러 효과를 보정하기 위하여 이용되는데, 이 효과는 이동 단말기가 기지국을 향하여 또는 기지국으로부터 멀리 이동하는 동안에 수신 신호 주파수에 변경이 일어나는 것을 의미한다. 본 발명의 제공된 실시예에서, AFC 신호는 도플러-효과 보정 및 고조파 또는 상호-변조 곱 필터링 제어의 조합이다.
중간 주파수는 수신기 부분(2300)의 원래의 수신 주파수보다 또는 이전의 중간 주파수보다 더 높거나 낮을 수 있다. 중간 주파수 선택 동작은 지원되는 시스템 및 해당 시스템의 수신기 요구조건에 의존한다.
본 발명의 대안적인 실시예에서, 제어기(2330)는 합성기 블록(2325 및 2329)을 제어하여 중간 주파수들이 변경됨으로써, 고정 노치 필터 저지 대역이 간섭 주파수와 관련하여 최적으로 배치되도록 할 수 있다.
도 24는 입력으로서 믹서(2313)에 의한 가변 IF 신호 출력을 수신하는 고정 노치 필터(2314)의 주파수 응답을 예시하는 도면이다. 낮은 중간 주파수를 이용할 때, 노치는 DVB-H 채널의 대역폭보다 위에 있다. 높은 중간 주파수를 사용할 때, 노치는 DVB-H 채널의 대역폭 아래에 있다. 이제 중간 주파수는 지금 수정 발진기 블록(2321)에 의하여 동조되거나 또는 이러한 양 극단 사이에서 블록(2325 및 2329)을 제어하는 것에 의해 동조될 수 있다. 어떤 중간의 중간 주파수를 이용할 때에도, 노치는 DVB-H 채널의 대역폭 내에 존재한다. 즉, 동조된 필터링이, 상응하는 믹싱 신호를 제1 믹서(2313)로 제공함에 의하여(노치 필터(2314) 자체를 동조하는 것이 아니라) 채택된 중간 주파수를 조정함으로써 수행된다. 중간 주파수의 변경은, 중간 주파수 신호를 기저대역으로 변환하기 위한 제2 믹서(2315)에 제공되는 믹싱 신호의 상응하는 변경에 의하여 보상된다.
도 25는 중앙 중간 주파수에서의 동작을 도시하는 도면이다. 중간 주파수 스테이지에서, 따라서 언제나 동일한 주가 필터링되는데, 하지만 해당 신호가 제2 믹서(2315)에 의하여 기저대역으로 변환되면, 개별적으로 상이한 기저대역 주파수가 제거된다.
제공된 실시예들이 OFDM 수신기(650)를 이용하는 반면에, 다른 타입의 수신기들에 대해서도 역시 OFDM 수신기(650)가 채택될 수 있다는 점이 이해되어야 한다. 그러나, 본 발명은 도 26 및 27에 도시된 바와 같은 OFDM 수신기들에 대하여 특히 장점을 가진다는 점이 이해될 수 있다.
OFDM 시스템은 선택된 라디오 주파수 채널 내에서 수 개의 협대역 부반송파(2601)들을 이용하는데 기반한다. 이것이 도 26의 상부 좌측의 도면에 도시된다.
WCDMA 및 GSM 시스템과 같은 다른 시스템들은 그들의 변조를 통하여 라디오 주파수 채널(2611) 전체를 커버한다. 상응하는 CDMA 변조는 도 26의 상부 우측면의 도면에 도시된다.
수신된 OFDM 신호의 노치 필터링(2602)은 도 26의 하부 좌측면의 도면 내에 도시되는데, 수신된 CDMA 신호의 노치 필터링(2612)은 도 26의 하부 우측면의 도면에 도시된다.
결과적인 필터링된 신호들은 OFDM에 대해서는 도 27의 좌측면의 도면 내에 도시되고 CDMA에 대해서는 도 26의 우측면의 도면에 도시된다.
도 27에서, 그 특별 변조에 기인하여 OFDM 시스템이 OFDM 채널 내에서 발생되는 협대역 필터링에 매우 견실하다는 점을 알 수 있다. 노치 필터링 이후에, 몇 개의 OFDM 부반송파(2703)들은 완전히 손실되고, 몇 개의 인접 부반송파(2702)들은 롤-오프 효과에 기인하여 열화되는데, 하지만 대부분의 부반송파(701)들은 그들의 원래 S/N 비를 유지한다. 즉, 이와 같이 변경되지 않은 부반송파(2701)에 대해서는 깨끗한 수신이 가능하며 포함된 심벌에 기반하여 신뢰성있는 비트 검출 동작이 수행될 수 있다. 손실된 및 열화된 부반송파 데이터 비트들의 S/N 비만이 감소된다. 열화된 부반송파(2702)에는 전술된 바와 같이 비트 검출 동작에서의 그들의 영향을 감소시키기 위하여 가중치가 부여될 수 있다.
더 나아가, 도 27에서 유사한 협대역 필터링이 CDMA 신호 내에서 수행될 경우에, 전체 대역폭이 영향받게 된다는 것을 알 수 있다. CDMA 신호에 대하여, 재머 제거 필터링(jammer removal filtering)이 수신 신호의 전체 레벨(2711)을 감소 시키고, 그 결과 감소된 신호 레벨(2712)을 야기하는데, 이것이 모든 심벌에 영향을 준다. 그러므로, 전체 신호 S/N 비가 감소된다.
도 28은 상호 근접하게 위치하는 수 개의 이동 단말기들에 관련된 간섭 상황을 제공한다. 제공된 제1 단말기는 도 6의 전자 기기(600)일 수 있다. 전자 기기(600)는 안테나(711)를 경유하여 셀룰러 네트워크 기지국(840)에 접속된다. 동시에, 전자 기기(600)는 또한 다른 안테나를 경유하여 무선 헤드셋 또는 다른 원격 기기(2830)에 접속될 수 있다. 전자 기기(600)는 동시에 안테나(751)를 경유하여 무선 로컬 네트워크 액세스 포인트(2850)에 연결되는 능동 WLAN 커넥션을 더 포함할 수 있다. 제2 사용자 단말기(2820)는 오직 예시적 목적으로만 제공된다. 헤드셋(2830)으로의 및 기지국(2840)으로의 커넥션은 전자 기기(600)의 안테나(751) 내의 간섭을 야기할 수 있다. 제2 기지국(2820) 및 기지국(2840) 간의 다른 커넥션은 안테나(751) 내의 간섭도 야기할 수 있다.
도 29는 안테나(751) 내의 간섭 상황을 예시하는 도면이다. 만일 전자 기기(600) 및 기지국(840) 사이의 커넥션이 fl = 1710 MHz에서 동작하고 전자 기기(600) 및 헤드셋(2830) 사이의 커넥션이 f2 = 2400 MHz에서 동작한다면, 간섭 상호-변조 곱은 2*fl+f2 = 5820 MHz의 주파수를 가질 것이다. 이 주파수는 전자 기기(600) 및 액세스 포인트(2850) 사이의 WLAN 커넥션의 동작 주파수 범위에 포함될 수 있다. 이러한 간섭 믹싱 곱(mixing product)은 이미 간섭 검출 블록(645)에서 정의될 수 있다. 그러면, 안테나(751)에 연결되는 수신기(650)가 본 발명에 따라서 제어될 수 있다.
제2 단말기(2820) 및 기지국(2840) 사이의 주 커넥션(primary connection)이 주파수 f1 = 1710 MHz에서 동작하고 전자 기기(600) 및 헤드셋(2830) 사이의 커넥션이 주파수 f2 = 2400 MHz에서 동작하는 경우에 유사한 간섭 환경이 발생할 수 있다. 제2 단말기(2820) 및 안테나(751) 사이의 커넥션은 제2 단말기(2820) 및 기지국(2840) 간의 커넥션으로부터의 의도되지 않은 간섭 송신 누설(leakage)이다. 또한 이 경우에, 간섭 상호-변조 곱이 주파수 5820 MHz에 나타날 수 있으며, 이것은 전자 기기(600) 및 액세스 포인트(2850) 사이의 WLAN 커넥션의 동작 주파수 범위에 포함될 수 있다. 수신기(650)는 이러한 상황에서도 본 발명에 따라서 제어될 수 있다.
수신기 특성의 전술된 조정 동작이 필요할 경우 상이한 순서에 의해서도 수행될 수 있다는 점이 이해되어야 한다. 필요할 경우 조정 단계들 중 몇 가지는 또한 무시될 수도 있다.
기술된 실시예들이 본 발명의 가능한 다양한 실시예들 중 오직 몇 가지만을 구성한다는 점이 이해되어야 한다.
본 발명은 수신기에 의하여 수신되는 신호 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분과 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위하여 이용될 수 있다.

Claims (34)

  1. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계;
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계; 및
    - 디지털 도메인에서의 추가적인 필터링을 조정하는 단계;를 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하는 상기 단계는,
    적어도 아날로그 도메인에서 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호의 필터링을 조정함으로써, 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호로부터 상기 결정된 간섭의 상기 주파수를 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계;를 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하는 상기 단계는,
    적어도 아날로그 도메인에서 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호의 필터링을 조정함으로써, 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호로부터 상기 결정된 간섭의 상기 주파수를 필터링하는 단계를 포함하고,
    아날로그 도메인에서의 상기 필터링 동작은, 중간 주파수에서 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호에 적용되며,
    상기 필터링 단계는 상기 중간 주파수를 조정함으로써 조정되고,
    조정된 중간 주파수에의 상기 신호는 고정 노치 주파수를 이용하는 노치 필터링을 이용하여 필터링되는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법.
  8. 삭제
  9. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계를 포함하고,
    상기 수신기는 안테나를 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하는 상기 단계는, 동조 회로를 이용하여 상기 안테나의 공진 주파수를 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법.
  10. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계를 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하는 상기 단계는,
    - 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱의 전력 레벨을, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 결정된 전력 레벨에 기반하여 상기 수신기의 가변 증폭기의 이득을 제어하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법.
  11. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계를 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하는 상기 단계는,
    - 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱의 전력 레벨을, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 아날로그 도메인에서의 필터링 이후에 상기 수신기에 의하여 수신되는 상기 신호에 적용되는 아날로그-디지털 변환의 범위를 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법.
  12. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계를 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하는 상기 단계는,
    상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호의 필터링을 디지털 도메인에서 조정하여, 상기 수신기에 의하여 수신되는 상기 신호로부터 상기 결정된 간섭의 상기 주파수를 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법.
  13. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계를 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하는 상기 단계는,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱이 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내에 간섭을 야기하는 타이밍을, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 결정된 타이밍에 기반하여 상기 수신기에 의하여 수신되는 상기 신호 상에 수행되는 비트 검출 동작을 인터럽트하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법.
  14. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계를 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하는 상기 단계는,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱이 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내에 간섭을 야기하는 타이밍을, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 수신기에 의하여 수신되는 신호 내의 데이터에 적용되는 코딩 및 변조 기법 중 적어도 하나를 상기 결정된 타이밍에 동기화되어 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법.
  15. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계를 포함하고,
    상기 수신기 및 상기 적어도 하나의 다른 성분은 단일 기기 내에 집적되고,
    상기 상호-변조 곱은 상기 적어도 하나의 다른 성분 및 외부 간섭원에 의하여 생성되는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법.
  16. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접(close proximity)하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법에 있어서,
    - 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파(higher harmonic) 및 상호-변조 곱(inter-modulation product) 중 적어도 하나가 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 다른 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하는 단계; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭(determined interference)에 의한 영향을 감쇄시키는 단계를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 다른 성분은 안테나를 포함하는 송신기를 포함하고, 상기 방법은,
    상기 수신기의 안테나 및 상기 송신기의 상기 안테나 간의 안테나 격리도(antenna isolation)를 연산하는 단계 및
    상기 수신기에 의하여 수신된 라디오 주파수 대역 내에서 상기 송신기에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱에 의하여 야기된 간섭의 전력 레벨을 결정하기 위하여 상기 안테나 격리도를 고려하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 방법.
  17. - 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및 상호-변조 곱 중 적어도 하나가 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하도록 적응되는 처리 성분; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭에 의한 영향을 감쇄시키도록 적응되는 처리 성분을 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하도록 적응되는 상기 처리 성분은, 적어도 아날로그 도메인에서 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호의 필터링을 조정함으로써, 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호로부터 상기 결정된 간섭의 상기 주파수를 필터링하도록 적응되고, 디지털 도메인에서의 추가적인 필터링을 조정하도록 적응되는 것을 특징으로 하는, 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. 삭제
  21. - 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및 상호-변조 곱 중 적어도 하나가 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하도록 적응되는 처리 성분; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭에 의한 영향을 감쇄시키도록 적응되는 처리 성분을 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하도록 적응되는 상기 처리 성분은, 적어도 아날로그 도메인에서 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호의 필터링을 조정함으로써, 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호로부터 상기 결정된 간섭의 상기 주파수를 필터링하도록 적응되고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하도록 적응되는 상기 처리 성분은,
    아날로그 도메인에서의 상기 필터링 동작을, 중간 주파수에서 상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호에 적용하고, 상기 중간 주파수를 조정함으로써 상기 필터링 동작을 조정하도록 적응되며,
    조정된 중간 주파수에의 상기 신호는 고정 노치 주파수를 이용하는 노치 필터링을 이용하여 필터링되는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  22. 삭제
  23. - 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및 상호-변조 곱 중 적어도 하나가 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하도록 적응되는 처리 성분; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭에 의한 영향을 감쇄시키도록 적응되는 처리 성분을 포함하고,
    상기 수신기는 안테나 및 동조 회로를 포함하고, 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하도록 적응되는 상기 처리 성분은,
    상기 동조 회로를 이용하여 상기 안테나의 공진 주파수를 조정하도록 적응되는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  24. - 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및 상호-변조 곱 중 적어도 하나가 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하도록 적응되는 처리 성분; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭에 의한 영향을 감쇄시키도록 적응되는 처리 성분을 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하기 위하여, 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하도록 적응되는 상기 처리 성분은,
    - 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱의 전력 레벨을, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하고; 및
    - 상기 결정된 전력 레벨에 기반하여 상기 수신기의 가변 증폭기의 이득을 제어하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  25. - 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및 상호-변조 곱 중 적어도 하나가 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하도록 적응되는 처리 성분; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭에 의한 영향을 감쇄시키도록 적응되는 처리 성분을 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하기 위하여, 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하도록 적응되는 상기 처리 성분은,
    - 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱의 전력 레벨을, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하고; 및
    - 아날로그 도메인에서의 필터링 이후에 상기 수신기에 의하여 수신되는 상기 신호에 적용되는 아날로그-디지털 변환의 범위를 조정하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  26. - 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및 상호-변조 곱 중 적어도 하나가 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하도록 적응되는 처리 성분; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭에 의한 영향을 감쇄시키도록 적응되는 처리 성분을 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하기 위하여, 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하도록 적응되는 상기 처리 성분은,
    상기 수신기에 의하여 수신된 상기 신호의 필터링을 디지털 도메인에서 조정하여, 상기 수신기에 의하여 수신되는 상기 신호로부터 상기 결정된 간섭의 상기 주파수를 필터링하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  27. - 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및 상호-변조 곱 중 적어도 하나가 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하도록 적응되는 처리 성분; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭에 의한 영향을 감쇄시키도록 적응되는 처리 성분을 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하기 위하여, 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하도록 적응되는 상기 처리 성분은,
    - 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱이 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내에 간섭을 야기하는 타이밍을, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하고; 및
    - 상기 결정된 타이밍에 기반하여 상기 수신기에 의하여 수신되는 상기 신호 상에 수행되는 비트 검출 동작을 인터럽트하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  28. - 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및 상호-변조 곱 중 적어도 하나가 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하도록 적응되는 처리 성분; 및
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭에 의한 영향을 감쇄시키도록 적응되는 처리 성분을 포함하고,
    상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하기 위하여, 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하도록 적응되는 상기 처리 성분은,
    - 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱이 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내에 간섭을 야기하는 타이밍을, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하고; 및
    - 상기 수신기에 의하여 수신되는 신호 내의 데이터에 적용되는 코딩 및 변조 기법 중 적어도 하나를 상기 결정된 타이밍에 동기화되어 조정하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  29. - 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 및 상호-변조 곱 중 적어도 하나가 수신기에 의하여 수신된 신호 내의 간섭을 야기하는지 여부 및 어떤 주파수에서 야기하는지를, 상기 적어도 하나의 성분에 의하여 생성된 신호에 대한 정보에 기반하여 결정하도록 적응되는 처리 성분으로서, 상기 적어도 하나의 성분은 송신기의 안테나를 포함하는 송신기를 포함하는, 처리 성분;
    - 상기 수신기의 적어도 하나의 특성을 조정하여 결정된 간섭에 의한 영향을 감쇄시키도록 적응되는 처리 성분; 및
    - 상기 수신기의 안테나 및 상기 송신기의 안테나 간의 안테나 격리도(antenna isolation)를 연산하고, 상기 수신기에 의하여 수신된 라디오 주파수 대역 내에서 상기 송신기에 의하여 생성된 신호들의 더 높은 고조파 또는 상호-변조 곱에 의하여 야기된 간섭의 전력 레벨을 결정하기 위하여 상기 안테나 격리도를 고려하도록 적응되는 처리 성분을 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  30. 제17, 21, 23 내지 29항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 수신기;
    상기 적어도 하나의 성분으로서, 상기 상호-변조 곱은 상기 적어도 하나의 성분 및 외부 간섭원에 의하여 생성되는, 적어도 하나의 성분; 및
    상기 수신기에 근접하여 동작하며, 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내에 간섭을 야기하는 상기 적어도 하나의 성분 중 적어도 하나를 추가적으로 포함하는 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  31. 제17, 21, 23 내지 29항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 장치는 칩 또는 전자 장치인 것을 특징으로 하는 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 장치.
  32. 삭제
  33. 제17, 21, 23 내지 29항 중 어느 한 항에 따르는 장치 및 상기 수신기에 근접하여 동작하며 상기 수신기에 의하여 수신된 신호 내에 간섭을 야기하는 상기 적어도 하나의 성분을 포함하는 기기를 포함하는, 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 시스템.
  34. 수신기에 의하여 수신되는 신호들 내에 간섭을 야기하는 적어도 하나의 다른 성분에 근접하여 동작하는 수신기를 제어하기 위한 소프트웨어 코드를 저장하기 위한 컴퓨터에 의하여 독출가능한 매체에 있어서, 상기 소프트웨어 코드는 프로세서에 의하여 실행될 때 제1, 7, 9 내지 16항 중 적어도 하나의 방법을 구현하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터에 의하여 독출가능한 매체.
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