JP2007202176A - マルチキャリヤ伝送システムにおける無線周波数干渉の緩和 - Google Patents

Abstract

【課題】マルチキャリヤ・データ伝送システムにおける無線周波数干渉（混信）の影響を低減する。
【解決手段】制限されたバンド内で干渉が生じやすいマルチキャリヤ伝送システムにおいて、このバンド内ではサブキャリヤを使用しない。更に、制限されたバンド内の伝送パワーを抑制するようにダミー・トーンを使用でき、受信機がこのバンドからの干渉を検出してキャンセルできるように沈黙トーンを使用できる。これらダミー・トーンおよび沈黙トーンは、制限されたバンドのエッジの下もしくは上またはその双方でエッジに接近することができる。特に、これらの対策は、制限されたバンドがアマチュア無線バンドに対応するＶＤＳＬシステムに適用される。
【選択図】図１０

Description

本発明は、一般的には、超高速離散マルチキャリヤ・データ伝送システムに関する。より詳細には、マルチキャリヤ伝送方式における無線周波数（ＲＦ）干渉の影響を低減するための機構が開示されている。

ＡＮＳＩ（米国規格協会）規格グループによって認定されたグループである通信工業界の問題解決のための連合（ＡＴＩＳ）は、最近、非対称デジタル加入者回線（ＡＤＳＬ）を通してデジタル・データを伝送するための離散マルチトーンに基づく規格を決定した。この規格は、主に、通常の電話回線を通してビデオ・データを伝送するためのものであるが、同じように種々の他の用途にも使用できる。北米の規格はＡＮＳＩ Ｔｌ．４１３ ＡＤＳＬ規格と称されており、この規格は本明細書で参考例として引用する。ＡＤＳＬ規格に基づく伝送レートは、ツイスト・ペア電話回線を介し少なくとも毎秒６００万ビット（すなわち、６＋メガビット／ｓ）での情報の伝送を容易にするものである。規格化されたシステムは、各々順方向（ダウン・ストリーム）に４．３１２５ｋＨｚの２５６個の「トーン」すなわち「サブ・チャンネル」を使用する離散マルチトーン（ＤＭＴ）システムを使用することを定めている。ある電話システムに関連し、ダウン・ストリーム方向とは、（一般に電話会社によって所有されている）中央局からエンド・ユーザー（すなわち、住居またはビジネス・ユーザー）となり得る遠隔地への伝送として定義される。別のシステムでは、使用されるトーンの数は大きく変わり得る。しかしながら、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を使って効率的に変調を行うときは、利用できるサブ・チャンネル（トーン）の数の代表的な値は２の整数累乗、例えば１２８，２５６，５１２，１０２４または２０４８個のサブ・チャンネルとなる。

非対称デジタル加入者回線規格は、１６〜８００Ｋｂｉｔ／ｓの範囲のデータ・レートで上り信号を使用することも定義している。この上り信号は、アップ・ストリーム方向、例えば遠隔地から中央局への伝送に対応する。したがって、非対称デジタル加入者回線なる用語は、データ伝送レートがアップ・ストリーム方向よりもダウン・ストリーム方向にほぼ高くなるという事実に由来するものである。このことは、特に電話回線を通して遠隔地へビデオ・プログラミング信号または他のビデオ信号を伝送しようとするシステムで特に有効である。例えば、かかるシステムの潜在的な用途は、居住地の顧客がビデオ・カセットのレンタルを利用しなくても、電話回線またはケーブルを通してビデオ情報、例えば映画を得ることができるようにすることにある。別の潜在的な用途はビデオ会議にある。

本明細書の作成時において、ＡＴＩＳは既にＶＤＳＬ（超高速デジタル加入者回線）規格と称される次世代の加入者回線に基づく伝送システムに関する作業を開始している。このＶＤＳＬ規格は、ダウン・ストリーム方向に少なくとも１２．９８Ｍｂｉｔ／ｓおよび好ましくは２５．９６または５１．９２Ｍｂｉｔ／ｓの伝送レートを容易にせんとするものである。同時に、デジタル、オーディオおよびビデオ諮問委員会（ＤＡＶＩＣ）は、ファイバー・ツー・カーブ（ＦＴＴＣ）と称される短距離システムについても作業を行っている。これらシステムの顧客の建物への伝送媒体は、標準的な非シールド・ツイスト・ペア（ＵＴＰ）電話回線である。

ＶＤＳＬおよびＦＴＴＣ規格（以下、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ）で使用するためのマルチキャリヤ変調方式はこれまで多数提案されている。提案されているマルチキャリヤ解決案の１つは、性質上、ＡＤＳＬ規格に類似するシステムで離散マルチトーン（ＤＭＴ）信号を利用するものである。他の提案されている変調方式としては、無キャリヤ振幅および位相変調（ＣＡＰ）信号、離散ウェーブレット・マルチトーン変調（ＤＷＭＴ）およびＤＭＴの簡略されたバージョンであるＯＦＤＭがある。ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣが必要とするデータ・レートを得るために、伝送バンド幅はＡＤＳＬが意図するバンド幅よりもかなり広くしなければならない。例えば、ＡＤＳＬの応用例に対し採用される離散マルチトーン・システムは、１．１ＭＨｚのオーダーの伝送バンド幅を利用するが、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣアプリケーション用には１０ＭＨｚのオーダーのバンド幅が求められている。ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣのための提案されている１つのＤＭＴシステムでは、各々４３．１２５ｋＨｚ幅の２５６個の「トーン」すなわち「サブチャンネル」を使用することが意図されている。

これらワイドバンド・マルチキャリヤ変調方法を使用するには、克服しなければならない固有の障害がある。１つの特定の問題は、無線周波数干渉（混信）に関係するものである。当業者に周知のように、アマチュア無線家は１ＭＨｚ〜１２ＭＨｚの周波数レンジ内のいくつかの比較的狭い周波数バンドを利用している。例えば、アマチュア無線家用に次の大まかな周波数バンドが割り当てられている。すなわち１．８〜２．０ＭＨｚ、３．５〜４．０ＭＨｚ、７．０〜７．３ＭＨｚおよび１０．１〜１０．１５ＭＨｚが割り当てられている。したがって、加入者回線に基づく変調方式は、これらの周波数バンドで大きな干渉を出力せず、当然ながらシステムはこれら周波数レンジ内で特に高レベルの干渉を取り扱うようになっていなければならないことが重要である。本発明はかかる問題を処理するための機構を提供するものである。

本発明は、マルチキャリヤ・データ伝送システムにおける無線周波数干渉（混信）の影響を低減するための方法および装置に関する。本発明の１つの態様によれば、限定された周波数バンド内の放出を抑制するためにダミー・トーンを使用する。本発明の別の態様によれば、指定された沈黙トーンで受信される信号を検出し、これを使って、隣接するアクティブ・トーンでのＲＦ干渉のキャンセルを容易にする。

限定された周波数バンドにおけるＲＦ放出の制御に関連する本発明の第１の態様によれば、選択されたダミー・サブチャンネルでダミー・トーンを伝送する。このダミー・トーンの振幅および位相は、限定された周波数バンド外のデータ・サブチャンネルのうちの少なくとも１つからのサイドローブ伝送に起因する限定された周波数バンドにおける送信パワーを抑制するように選択される。

一部の実施態様では、限定された周波数バンドの両側にある異なるダミー・サブチャンネルにおいて一対のダミー・トーンを伝送する。このダミー・サブチャンネルの実際の位置は特定のシステムの要求に従って変わり得る。例えば、ダミー・サブチャンネルは、限定された周波数バンドにすぐに隣接するサブチャンネルとなり得る。別の例では、このダミー・サブチャンネルは、すぐに隣接するサブチャンネルが指定された沈黙トーンとなる状態で、限定された周波数から離れたサブチャンネルに位置する２つのトーンになり得る。多数の限定された周波数バンドを有する伝送システムでは、分離されたダミー・サブチャンネルは限定された周波数バンドの各々と関連付けされてもよい。

モデムによって受信されたＲＦ干渉を処理することに関連した本発明の第２の態様によれば、ＲＦ干渉が予想される周波数の近くのサブチャンネルの少なくとも１つが、信号を送信しない沈黙トーンを指定する。しかしながら、沈黙サブチャンネルで受信されるノイズを検出し、これを使い、選択された隣接アクティブ・トーン上に発生しやすいＲＦ干渉を効果的に予測する。こうして、検出されたノイズを使って隣接するアクティブ・トーンで受信されたデータ信号にかかるＲＦ干渉のキャンセルを容易にする。

一部の実施態様では、指定され限定された周波数バンドの片側に１つの沈黙トーンが割り当てられるよう、一対の沈黙トーンを発生する。一部の実施態様では、指定された沈黙トーンは、指定され限定された周波数バンドにすぐに隣接するサブチャンネル内にある。他の実施態様では、指定された沈黙トーンの一方または双方は限定された周波数バンド内で発生される。

ＲＦ干渉の進入および発生が問題となるシステムでは、ダミー・トーンと沈黙トーンとを組み合わせて使用できる。かかるシステムでは、一般に、ダミー・トーンは沈黙トーンの外側に位置する。上記仕組は、特に、離散マルチトーン伝送システムで良好に作動するものである。

添付図面を参照し、次の説明を読めば、上記以外の本発明の課題および利点と共に、本発明を最良に理解できよう。

最初に図１を参照し、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ応用に適した代表的な有線通信ネットワークの対応する部分について簡単に説明する。このシステムは、光学的ネットワーク・ユニット（ＯＮＵ）の形態をとり得る複数の分配ポスト１１にサービスする中央局１０を含む。各分配ポストは、光ファイバー回線の形態をとり得る１本以上の高速多重化伝送回線１２を通して中央局１０と通信する。光学的ネットワーク・ユニット１１は、一般に、多数の離散的加入者回線１５にサービスを行う。各加入者回線１５は、一般に、ＯＮＵの１．５ｋｍの範囲内にいる一人のエンド・ユーザーにサービスをする。このエンド・ユーザーは、極めて高いデータ・レートでＯＮＵと通信するのに適したリモート・ユニット１８を有する。このリモート・ユニットはモデムを含むが、種々の異なるデバイス、例えば電話、テレビ、モニタ、コンピュータ、会議ユニットなどの形態をとり得る。当然ながら、エンド・ユーザーは、単一の回線に配線された複数の電話または他のリモート・ユニット１８を有することが可能である。１つのＯＮＵ１１によってサービスを受ける加入者回線１５は、一般に、シールド・バインダ２１内にＯＮＵを残す。このバインダ内のシールドは、一般に、ＲＦノイズの放出（発生）および受信（取り込み）に対する良好な絶縁体として働く。しかしながら、「ドロップ」２３と一般に称されるこの加入者回線の最終部分がこのバインダから分岐しており、この最終部分はエンド・ユーザーのリモート・ユニットに直接または間接的に結合される。リモート・ユニット１８とバインダ２１との間の加入者回線１５のこの「ドロップ」２３部分は、一般に、シールドされていない。ほとんどの応用例では、この「ドロップ」の長さは約３０ｍ以下である。しかしながら、非シールド・ワイヤーは、ＲＦ信号の放出および受信を行うアンテナとして有効に働く。更に、ＯＮＵ１１とツイスト・ペア加入者回線１５との間の接続部２５も、ＲＦエネルギーの放出源かつＲＦエネルギーの受信体としても働き得る。
特定の通信システムが伝送できるエネルギー量は行政上の見地および実際的な見地の双方から規制されている。上記のように、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ応用で使用するのに適した離散マルチトーン・システムでは、１２ＭＨｚオーダーの周波数バンドを使用することが予定されている。１２ＭＨｚ周波数レンジ内では、アマチュア無線家に割り当てられたいくつかの狭いバンドが存在している。したがって、図２には、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣアップ・ストリーム通信用の提案された伝送パワー・スペクトル密度が示されている。この実施態様では、伝送パワー・マスク３２は周波数バンド全体にわたって最大−６０ｄＢｍ／Ｈｚの最大値を可能にする。しかしながら、アマチュア無線ＲＦ干渉が予想される所定の周波数バンド（例えば、１．８〜２．０ＭＨｚ、３．５〜４．０ＭＨｚ、７．０〜７．３ＭＨｚおよび１０．１〜１０．１５ＭＨｚ）では、送信はこれよりもかなり低いレベルに制限される。これら限定された周波数バンド３４における可能な出力パワー・レベルは提案値の間で多少変動する。しかしながら、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣ規格化プロセスに関与するほとんどの当事者は、約−８０ｄＢｍ／Ｈｚ〜−９０ｄＢｍ／Ｈｚの範囲の最大パワー密度を提案している。１つの特定の提案例では、−８６ｄＢｍ／Ｈｚであり、この値は、（一般にドロップ２３またはＯＮＵ／加入者回線接続部２５のいずれかとなる）放出源の５０フィートの範囲内にあるラジオによるかなりの干渉を防止するのに充分な不感性をシステムに与える値である。最終的に同意された実際の送信パワーにも拘わらず、禁止されたレンジ内での放出を最小とするために明確な努力が必要であることは明らかである。

ＤＭＴのようなマルチキャリヤ伝送方式は、当然、限定された周波数レンジ内に入る多数のサブキャリア（トーン）が存在する。したがって、限定された周波数レンジ内における送信を低減する第１のステップは、これらの特定のサブキャリアをオフにすることである。このことは、禁止された周波数レンジ内での放出を低減するだけでなく、無線信号の取り込み（受信）に関連した悪影響を低減するという効果がある。しかしながら、当業者に理解できるように、所望する周波数中心（ｆ_ｃ）の周辺に隣接する特定のトーンに対して放出されるパワー量を含むことは困難である。次に、図３（ａ）を参照すると、特定のトーンに関連した放出は、一般に、周波数中心（ｆ_ｃ）４８を中心とする比較的高いパワー放出と、その両側に延びる次第に強度が小さくなる多数のサイドローブとを含む。図３（ｂ）は、４３．１２５ｋＨｚのバンド幅を有する特定トーンおよびそのサイドローブの強度の絶対値の大きさを含む。サイドローブ・パワー・ピークの位置は良好に定められる。第１のサイドローブ・ピークは、中心トーンに隣接する第１のトーンと第２のトーンとのほぼ中間に位置し、そのピーク・パワーは周波数中心におけるパワーの大きさの（２／３π）^２倍（すなわち、約４．５％）である。第２のサイドローブ・ピークは、中心トーンに隣接する第２のトーンと第３のトーンとのほぼ中間に位置し、そのピーク・パワーは周波数中心におけるパワーの大きさの（２／５π）^２倍（すなわち、約１．６％）である。第３のサイドローブ・ピークは、中心トーンに隣接する第３のトーンと第４のトーンとのほぼ中間に位置し、そのピーク・パワーは周波数中心におけるパワーの大きさの（２／７π）^２倍（すなわち、約０．８％）であり、以下のサイドローブ・ピークおよびその大きさは上記のように次々に定められる。

サイドローブ・パワーの振幅および位相は、限定された周波数バンド内のトーンを単にオフにするだけでは、ＤＭＴ伝送バンド内の狭いレンジでのパワー・スペクトル密度を制限することを困難にし得る。例えば、４３．１２５ｋＨｚ幅のトーンを使用するシステムを検討する。２００ｋＨｚ幅の禁止されたレンジ内のトーン（例えば、０〜１１．０４ＭＨｚの伝送バンドを有するシステムではトーン４２〜４６）を単にオフすることによって１．８〜２．０ＭＨｚレンジ内の２００ｋＨｚ幅のノッチを形成する試みがなされた場合、禁止されたレンジ内の中心における放出パワーは−６０ｄＢｍ／Ｈｚから−７３ｄＢｍ／Ｈｚのオーダーの大きさに低減されるだけである。明らかに、この結果、禁止された周波数レンジの中心でも−８０ｄＢｍ／Ｈｚまたは−９０ｄＢｍ／Ｈｚの希望するレンジよりもかなり高い放出がなされることとなる。当然ながら、禁止された周波数レンジの境界により近い周波数の放出パワーは、これよりもかなり大きくなる。したがって、マルチキャリヤ伝送システムにおけるあるレンジのトーンを単にオフするだけで放出を低減しようと試みる場合、オフしなければならないトーンの数は、禁止された周波数レンジに関連したトーンの数よりもかなり多くなる。例えば、上記のように示された離散マルチトーン・システムでは、１．８〜２．０ＭＨｚの禁止周波数レンジ内の所望する低減された放出を得るために、１．６〜２．２ＭＨｚのレンジ内のサブチャンネルのすべてをオフにする必要性が生じやすい。離散マルチトーン・システムはサブキャリア周波数を検出し選択する能力が極めてフレキシブルであるが、アマチュア無線干渉を防止するためにかかる広い周波数バンドをオフにしなければならないことは望ましいことではなく、システム性能を低下し得る。

次に、図４を参照し、隣接するトーンのサイドローブの「干渉」効果について説明する。これから判るように、トーン（Ｔ_ｎ）は関連するサブチャンネルの中心周波数において所定の電圧レベルを有する。このＴ_ｎ信号１４７の電圧はすぐ隣接するトーン（すなわち、トーン（Ｔ_ｎ−１）およびトーン（Ｔ_ｎ＋１））において０まで低下する。説明を容易とするため、図４はトーン（Ｔ_ｎ）の片側のサイドローブしか示していない。しかしながら、これらサイドローブの関係は対称的であると理解すべきである。第１のサイドローブの電圧が隣接する第１のトーンと第２のトーンとの間（例えば、トーン（Ｔ_ｎ＋１）とトーン（Ｔ_ｎ＋２）との間）の中間のピーク値に達する。ピーク電圧はトーン（Ｔ_ｎ）の電圧の（−２／３π）倍である。サイドローブ電圧はトーン（Ｔ_ｎ＋１）、（Ｔ_ｎ＋２）等で再びゼロを通り、トーンの間の中間にある中間ピーク値に達する。第２のサイドローブ電圧ピーク値の大きさはトーン（Ｔ_ｎ）の電圧の（２／５π）倍である。第３のサイドローブ電圧のピークの大きさはトーン（Ｔ_ｎ）の電圧の（２／７π）倍である。
トーン（Ｔ_ｎ−１）がトーン（Ｔ_ｎ）と同じ振幅および位相を有する状況を検討すると、トーン（Ｔ_ｎ−１）１４８からのサイドローブは、基本的には、（Ｔ_ｎ）１４７のサイドローブと鏡像関係となるが、これらは（図４から判るように）左側へ１トーン分だけシフトしている点が唯一異なっている。特定の周波数におけるＴ_ｎ信号およびＴ_ｎ−１信号の組み合わせ電圧は個々の電圧の合計である。重要な見解は、隣接するトーンの周波数でＴ_ｎおよびＴ_ｎ−１信号１４７，１４８の双方の電圧がゼロとなるということである。更に、これらサイドローブは効果的に位相がずれる。すなわち、トーンＴ_ｎのサイドローブ電圧は、トーンＴ_ｎ−１のサイドローブ電圧がその局部的な負の最大値に達するのと同じ周波数で局部的な正の最大値に達し、更に、この逆が生じる。したがって、これらサイドローブは、Ｔ_ｎ信号およびＴ_ｎ−１信号の電圧の線形合計を示す図４のライン１４９が示すように、少なくとも部分的に互いにずれる傾向がある。図示した実施態様では、トーンＴ_ｎとトーンＴ_ｎ−１の振幅および位相は同じであると仮定している。当然ながら、トーンの振幅が異なれば、サイドローブ電圧の大きさも変わることとなる。
所定の周波数における別のトーンの効果について検討すると、複数のトーンの組み合わせ効果の結果、所定の周波数における各電圧の合計が効果的に生じる。したがって、特定の周波数における種々のサイドローブによって生じるパワーの振幅および位相を制御したい場合、１つ以上のトーンに対し適当な電圧を選択することによってこの制御を行うことができる。本発明の１つの態様によれば、限定された周波数バンドにおける放出のパワーを抑制するために１つ以上のダミー・トーンを使用する。

ダミー・トーンを使った利点を評価するために、伝送レンジ（例えば、トーン４２〜４６）内に限定された周波数バンドを有する上記システムについて検討する。まず、限定された周波数バンド内の最低トーン（Ｔ_ｎ）とトーン（Ｔ_ｎ＋１）との間（すなわち、トーン４２とトーン４３との間）の中間にある当該特定の中間トーン周波数（ｆ_ｘ’）における複数の隣接する低周波数トーンのサイドローブの効果について検討する。低周波数トーンによる周波数（ｆ_ｘ’）のサイドローブ干渉は、低周波数トーンのサイドローブが周波数（ｆ_ｘ’）で生じる際の低周波数トーンのサイドローブの合計となる。これら効果の一次の概算値は次のオーダーとなり得る。

干渉＝β_１Ｔ_ｎ−１’＋β_２Ｔ_ｎ−２＋β_３Ｔ_ｎ−３＋β_４Ｔ_ｎ−４＋β_５Ｔ_ｎ−５
＋β_６Ｔ_ｎ−６ （１）

ここで、β_１はトーンＴ_ｎ−１自身の電圧に対する周波数ｆ_ｘにおけるトーンＴ_ｎ−１からのサイドローブ電圧を示す適当な倍数であり、β_２はトーンＴ_ｎ−２自身の電圧に対する周波数ｆ_ｘにおけるトーンＴ_ｎ−２からのサイドローブ電圧を示す適当な倍数であり、以下、βについて同じような関係が生じる。したがって、周波数ｆ_ｘにおけるより低い周波数トーンからのサイドローブの効果は、先のトーンの重み付けされた合計の負に等価的な周波数ｆ_ｘにおけるサイドローブ振幅を有するトーンＴ_ｎ−１におけるダミー・トーンを加えることにより、効果的にキャンセルできる。すなわち

β_１Ｔ_ｎ−１’＝β_２Ｔ_ｎ−２＋β_３Ｔ_ｎ−３＋β_４Ｔ_ｎ−４＋β_５Ｔ_ｎ−５＋β_６Ｔ_ｎ−６
＋β_７Ｔ_ｎ−７ （２）
または、
Ｔ_ｎ−１’＝α_２Ｔ_ｎ−２＋α_３Ｔ_ｎ−３＋α_４Ｔ_ｎ−４＋α_５Ｔ_ｎ−５＋α_６Ｔ_ｎ−６
＋α_７Ｔ_ｎ−７ （３）

ここで、α_２＝β_２／β_１，α_３＝β_２β_１，α_４＝β_４／β_１等である場合、サイドローブに起因する周波数ｆ_ｘにおける組み合わされた出力電圧はゼロとなる。したがって、サイドローブ干渉の効果の大きさを大幅に低減するためにダミー・トーンを使用できることが明らかとなるはずである。主トーンに対するサイドローブの上記係数（すなわち、−２／３π，＋２／５π，−２／７π等）を使用すると、この結果、倍数αの値は次のとおりとなる。

α_２＝３／５＝−０．６０
α_３＝３／７＝０．４３
α_４＝３／９＝−０．３３
α_５＝３／１１＝０．２７
α_６＝３／１３＝−０．２３
α_７＝３／１５＝０．２０
α_８＝３／１７＝−０．１８
α_９＝３／１９＝０．１６
α_１０＝３／２１＝−０．１４
α_１１＝３／２３＝０．１３

実際のところ、限定された周波数レンジからかなりの距離離間しているトーンの効果はダミー・トーンの振幅および位相に対して無視できる効果となるので、先のトーンのすべての重み付けされた合計に対して行う必要はない。しかしながら、上記のように、サイドローブはトーンの中心周波数を中心に対称的となる傾向がある。したがって、一般に、当該周波数の両側に存在するトーンの作用を検討することが重要である。例えば、各側に約５〜２０個のトーンのレンジ、または、より好ましくは各側で約１０〜１５個のトーンのレンジで使用することが適当である。ある特定の実施態様では、限定された周波数バンドの各側で１０個の最も近く隣接するトーンを使用している。

上記例は、限定された周波数バンドにおけるＲＦ干渉放出を低減するのに良好に作動するが、倍数の計算に考慮しなければならないより多くのいくつかの検討事項がある。これを開始するため、限定された周波数バンド内の第１のトーンと第２のトーンとの間（例えば、トーンＴ_ｎとＴ_ｎ＋１との間）の中間位置のサイドローブ干渉のパワーをキャンセルしても、限定された周波数バンド全体にわたるサイドローブ干渉を完全にキャンセルすることとはならない。これは、サイドローブは比例的に減衰するわけではないからである。したがって、限定された周波数レンジ内の干渉の総パワー量を良好に低減するような数として倍数αの値を選択することが望ましい。かかる計算では、種々の公知のパワー最小化技術の任意のものを使用できる。例えば、１つの適当な方法として、最小二乗平均を利用できる。当然ながら、適当な倍数αを計算する際に多数のその他の二次的要素を検討することができる。

次に、図５を参照する。ある実施態様では、限定された周波数バンドの両側にある一対の限定された周波数バンドを利用している。各ダミー・トーンは、限定された周波数バンドの各側における１０個の最も近くに隣接するトーンからなる。したがって、ダミー・トーンは種々の隣接するトーンの重み付けされた合計となる。このダミー・トーンはＩＦＦＴ変調器４５への入力信号として発生される。

限定された周波数バンドの幅がサブチャンネルの幅に対して比較的広い場合、一般に、限定された周波数レンジの各側に１つのダミー・トーンが発生されるよう、限定された周波数レンジに対し一対のダミー・トーンを発生することが必要である。しかしながら、サブチャンネル（一例として、４３．１２５ｋＨｚ幅のサブチャンネルを使用する際の１０．１〜１０．１５ＭＨｚの周波数レンジの場合のように、１つまたは２つのサブチャンネル）のバンド幅に対し、限定された周波数バンドが比較的狭い場合、限定された全周波数バンドに関連し、単一のダミー・トーンのみを使用することができるし、そのようにすることが望ましい。他方、限定された周波数バンドが極めて広く、必要な抑制量が極めて大きくなっている（例えば、上記例では４０ｄＢｍ／Ｈｚの抑制量が必要とされる）アプリケーションでは、限定された周波数バンドの各側に一対のダミー・トーンを設けると役に立ち、および／または、そのようにすることが必要となり得る。倍数αの計算はより複雑であるが、より良好な抑制が得られることが理解できるはずである。当然ながら、他のアプリケーションでは更に別のダミー・トーンを同じように使用できる。

種々のアクティブ・トーンの振幅および位相はシンボルごとに変化することができると理解すべきである。したがって、特定のダミー・トーンの振幅および位相は時間に対して固定されない。むしろ、シンボルごとに計算すべきである。しかしながら、倍数αの値は定数として維持できる。このような仕組により、送信機は、各シンボルを伝送する前に、簡単な総和回路または同様な回路を使ってダミー・トーンの振幅および位相を計算するだけでよい。定数の計算はシステムのデザインと関連させて行われるので、一定の倍数を使用する際には倍数の計算の複雑さは問題とならない。

限定された周波数バンドに重なるトーンを単にオフすることと組み合わせて、限られた周波数バンドに隣接またはほぼ隣接するダミー・トーンを上記のように使用することは、１〜１２ＭＨｚの周波数バンドに入る、限定されたＲＦ周波数バンドにおけるＲＦ干渉の放出を制御する上で良好に働くことがこれまで判っている。ツイスト・ペア加入者回線を利用する場合、非シールドドロップがＲＦ干渉放出源となる可能性が最も高いと考えられる。リモート・ユニット１８は一般にこのドロップに配線されるので、リモート・ユニットから中央局１０に向かうアップ・ストリームの通信がＲＦ干渉放出問題を解決することが特に重要である。

当業者には理解できるように、ツイスト・ペア伝送回線を通して伝送される高周波マルチキャリヤ信号は、このツイスト・ペア回線を通して比較的長距離伝送される際にかなりの減衰を受ける。例えば、図６を参照すると、伝送パワーがＤＭＴに基づくＶＤＳＬ変調方式の伝送バンド幅にわたって−６０ｄＢｍ／Ｈｚの大きさである場合、代表的なリモート・ユーザーでの受信パワーは周波数スペクトルの低い方の端では−７０ｄＢｍ／Ｈｚの大きさとなり得るが、周波数スペクトルの高い方の端では−１２５ｄＢｍ／Ｈｚもの低い値に低下し得る。したがって、ソースから比較的遠くにドロップが位置しているような状況では、ダウン・ストリーム信号はドロップに到達する時間まで充分に減衰し、限定された周波数レンジ３４内の認められるパワー・スペクトル密度よりも既に低くなっている。したがって、ＯＮＵとツイスト・ペア回線との間の接続部が良好にシールドされ、ツイスト・ペア回線がＯＮＵからかなりの距離の間良好にシールドされているような応用例では、ダウン・ストリーム信号におけるダミー・トーンの使用を省略または低減することが可能である。

上記主たる実施態様では、限定された周波数レンジ内のトーンは単にオフされるだけであるので、トーンを通してデータは伝送されない。しかしながら、図２に最良に示されているように、限定された周波数バンド内の伝送は禁止されず、むしろ、これらバンド内のパワー・スペクトル密度は指定されたスレッショルドよりも低くしなければならない。したがって、ある応用例では、限定された周波数レンジ内のトーンのパワーを低減することにより、１つ以上の限定された周波数バンド内のトーンを通して伝送することが可能である。限定された周波数レンジ外のトーンからのサイドローブ・ノイズを抑制するためにダミー・トーンを使用することも、かかる応用例で有効であると判っている。上記実施態様では、ダミー・トーンは限定された周波数バンド外に位置している。しかしながら、所定の限られた状況では、限定された周波数バンド内に実際に入るダミー・トーンを使用することは、バンド内の放出の真のパワーを低減する上で有効であることが判っている。

上記のように、ワイドバンドなマルチキャリヤ変調方式を実現する際の同じように重要な問題は、ツイスト・ペア伝送回線に回り込み、モデムが取り込むＲＦ干渉を処理することに関連している。侵入するアマチュア無線干渉は、約４ＫＨｚ幅よりも少ない、極めて狭いバンドの干渉の形態をとる傾向がある。しかしながら、この干渉の位置は限定された周波数バンド内の任意の位置であり、あるバンドから別のバンドに周期的にホップし得る。更に、別の周波数バンドで送信している２つ以上の特定の送信機から同時に干渉を受信することがあり得る。伝送回線のドロップまたはその他の非シールド部分の比較的近くにアンテナが設けられている場合、受信したＲＦ干渉の強度が影響を受けた周波数バンド内のトーンの強度を弱くすることがある。ＶＤＳＬの設計仕様は、限定された周波数バンドにおける極めて大強度の狭帯域のＲＦノイズの回り込みを予想したものである。したがって、ＲＦ干渉の効果を低減するようにいくつかの機構を設けることが予想される。

まず、図１２に示されるように、共通モード・ノイズを低減するために、Ａ／Ｄ変換器の前にトランス６１が設けられる。伝送回線はツイスト・ペア線であるので、ＲＦ干渉の大部分は、トランス６１で除去できる共通モード・ノイズの形態となっている。例えば、トランスは約３０ｄＢだけ受信ＲＦノイズを低減できるものとすることができる。しかしながら、トランスを通過する差動モード信号は極めて大きな量のノイズを有するので、このノイズはＤＭＴ信号の検出を可能にするには除去しなければならない。例えば、ＶＤＳＬ仕様では−１０ｄＢｍ／Ｈｚもの大きい差動モード・ノイズ強度を想定している。トランス６１の出力信号は、Ａ／Ｄ変換器に直接入力されるか、差動モード・キャンセル・ユニットのような他のノイズ低減機構を介してＡ／Ｄ変換器に間接的に入力される。この差動モード・キャンセル・ユニットは、ツイスト・ペア線を構成する２本のワイヤーで受信されたＲＦノイズの間のアンバランスから生じ得る、トランスから出力される差動モード信号の一部を除去するようになっているフィルタである。例えば、「無線周波数ノイズ・キャンセラー」を発明の名称とし、チオッフィらによって１９９６年４月１９日に出願された仮米国特許出願第６０／０１６，２５１号に、適当な差動モード・キャンセル・ユニットが記載されている。この出願は本明細書で参考例として引用する。

Ａ／Ｄ変換器の前でフィルタリングを行っているにも拘わらず、Ａ／Ｄ変換器６２によって受信される信号はまだかなりのＲＦノイズ成分を含むので、このようなノイズ成分は受信機によって処理しなければならない。上記のように、ＲＦ干渉の放出を防止するように、限定された周波数バンド内のトーンは既にオフされている。したがって、限定された周波数バンド内のサブチャンネルのいずれにもデータはない。したがって、受信機内で狭帯域ＲＦノイズ成分を低減する１つの方法は、限定された周波数バンド内にノッチ・フィルタを設けることである。このノッチ・フィルタは、適応型フィルタでもスタティック・フィルタでもよいし、また、アナログ信号またはデジタル信号のいずれででも作動できる。適応型フィルタは入力するＲＦ干渉の周波数に同調できるので、良好なノイズ抑制を実行できるという利点を有する。しかしながら、当業者であれば理解できるように、浮遊する未知のＲＦ信号の周波数を決定することは比較的困難であるので、コストおよびシステムの応答性の双方の点で潜在的な欠点を有するフィルタを構成するには、比較的多量のデジタル信号処理が必要である。更に、限定された周波数バンドのエッジの比較的近くに狭帯域ＲＦ干渉が位置している場合、この干渉はノッチに重なるサイドローブをカットするので、隣接するトーンに比較的多量のひずみを生じさせる。

これと対照的に、スタティック・フィルタは低コストであるという利点を有するが、ＲＦ干渉の周波数に同調しないので、これらフィルタを限定された周波数バンド内の特定の周波数（例えば、限定された周波数バンドの中心）に同調しなければなならない。例えば、特定の限定された周波数のためのスタティック・ノッチ・フィルタの中心を限定された周波数バンドの中間としてもよい。スタティック・フィルタはこれらが同調する周波数でノイズをフィルタリング除去するという良好な作業を行うが、ＲＦ干渉の周波数がフィルタの同調周波数から離れるにつれ、フィルタの性能はかなり低下する。したがって、本発明の別の態様により、ＲＦ干渉を更に低減するための更に別の機構が提供される。この機構は、本質的には、ＲＦ干渉出力に対し上記のようにダミー・トーンを使用することの逆の機構である。

より詳細に説明すれば、限定された周波数レンジに隣接するサブチャンネルでトーンが伝送されない（すなわち、サブキャリヤ（ｎ−１）が沈黙トーンである）場合、隣接周波数トーンのサイドローブに起因するトーンＴ_ｎ−１の周波数における信号の予想強度は、マルチキャリヤ伝送の性質からゼロとなる。これについては図２に最良に示されている。したがって、沈黙トーンＴ_ｎ−１で検出される信号強度はＲＦ干渉の作用（ＲＦＩＴ_ｎ−１）に起因するものと想定できる。沈黙トーンに対する無線周波数干渉の作用が決定されると、隣接するアクティブ・トーンに対する予想干渉を推定する試みを行うことができる。ＲＦ干渉の実際の周波数が未知であるときは、隣接アクティブ・トーンに対する予想干渉の計算は不正確となると理解すべきである。しかしながら、単純な仮定を行うことにより、隣接トーンに対する予想干渉の比較的良好な概算を行う、倍数αに類似する倍数λの一組を計算できる。

干渉の最悪のケースは、限定された周波数内のエッジ・トーンと隣接トーンとの間の中間点にＲＦ干渉が位置する場合となる。最悪のケースのオフセット（すなわち、ＲＦノイズが限定された周波数レンジ内の第１のトーンと第２のトーンとの間の中間に位置すること）を仮定すると、主トーンに対するサイドローブの振幅および位相に対する上記数字（すなわち、−２／３π，＋２／５π，−２／７π等）は同じようにＲＦ干渉にも適用される。したがって、倍数λを決定する単純な最悪ケースの方法を使用する結果、倍数αの第１の組に対し計算されたのと同じ値が倍数λにも使用される。すなわち、

λ_２＝−３／５＝−０．６０
λ_３＝３／７＝０．４３
λ_４＝−３／９＝−０．３３
λ_５＝３／１１＝０．２７
λ_６＝−３／１３＝−０．２３
λ_７＝３／１５＝０．２０
λ_８＝−３／１７＝０．１８
λ_９＝３／１９＝０．１６
λ_１０＝−３／２１＝−０．１４
λ_１１＝３／２３＝０．１３、等

倍数λは、関連するトーンで観察されるＲＦ干渉の概算値を提供する測定された沈黙トーン（ＲＦＩＴ_ｎ−１）に対するＲＦ干渉を乗算した係数である。ＲＦサイドローブ干渉は、干渉の周波数が指定トーンに接近するにつれ、比較的急速に低下し始めることが理解できよう。ＲＦ干渉がトーンの中心にある場合、図３（ａ）および図３（ｂ）を参照すると理解できるように、その効果は理論的にはゼロに低下する。更に、ＲＦ干渉が限定された周波数バンドの中心に近くなればなるほど、ノッチ・フィルタは干渉の強度を良好に低減する。更に、ＲＦ干渉が限定された周波数バンドの関連するエッジから離間したトーン内で生じる場合、ＲＦ干渉と影響を受けたアクティブ・トーンとの間の分離が大きくなり、このことも干渉の強度を低減するように作用する。したがって、事態が進むにつれ限定された周波数レンジに隣接するトーンを沈黙トーンとして使用すると、倍数λを計算するための根拠として最悪ケースのシナリオを使用すると、比較的良好な近似が得られることが多い。しかしながら、上記のように倍数αの計算に関しては、倍数λの計算は種々の他の要素を考慮して最適化できる。一般に、その意図はアクティブ・トーンにおけるＲＦノイズのキャンセルを静的に最大にすることである。また、倍数αの計算には最小二乗はめ込み方法が適する。

上記実施態様では、測定された沈黙トーンは、限定された周波数バンドにすぐ隣接する限定された周波数バンドの両側に位置する。しかしながら、このことは条件ではない。別の実施態様では、測定される沈黙トーンの一方または双方は、実際には、限定された周波数バンド内のトーンとなり得る。限定された周波数バンド内の最も適したトーンは、限定された周波数バンドの各エッジにあるトーンとなる。別の実施態様では、入力ＲＦノイズが限定された周波数バンドの下端または上端内にあるのかどうかを評価するのに、検出器が使用される。ＲＦ干渉が存在する限定された周波数バンドの側に隣接するトーンを第１の測定された沈黙トーンとして使用し、一方、限定された周波数バンド内のエッジ・トーンを第２の測定された沈黙トーンとして使用する。

入力制御しか必要でない応用例では、測定された沈黙トーンを発生するだけでよい。図８には、限定された周波数バンドの両側で一対の測定された沈黙トーンを利用する実施態様が示されている。この実施態様では、限定された周波数バンド２０１は１．８〜２．０ＭＨｚであり、４３．１２５ｋＨｚ幅のサブチャンネルを有するＤＭＴシステム内でトーン４２〜４６にオーバーラップする。測定された沈黙トーン４１，４７を含む。図示された実施態様では、２つのオーバーヘッド・サブチャンネル（例えば、トーン４１およびトーン４７）が必要である。上で指摘したように、沈黙トーン４１，４７を測定する代わりに（限定された周波数バンド内にある）トーン４２，４６の一方または双方を測定することが可能である。限定された周波数バンド内の測定される沈黙トーンの一方または双方を測定することにより満足できる性能が得られる場合、一般に、かかる構造が好ましい。その理由は、かかる構造は性能を改善する限定された周波数バンドを回避することに関連するオーバーヘッドを低減するからである。

これと対照的に、出力制御しか必要でない応用例では、ダミー・トーンを発生するだけでよい。図９には、限定された周波数バンドの両側で一対のダミー・トーンを利用する図８に類似の実施態様が示されている。したがって、サブチャンネル４１，４７には、ダミー・トーンがカプセル化される。上で指摘したように、極めて狭い限定された周波数バンドを有する実施態様では、所望の性能を得るのに単一のダミー・トーンを利用することが可能である。

別の実施態様では、ダミー・トーンと測定された沈黙トーンとの組み合わせを利用することによって実行できる入出力の双方を制御することが必要となり得る。例えば、図１０には、ダミー・トーンおよび測定された沈黙トーンの双方を利用する図８および図９に類似した一実施態様が示されている。この実施態様では、トーン４０は低い方のダミー・トーンであり、トーン４１は低い方の沈黙トーンであり、トーン４７は高い方の沈黙トーンであり、トーン４８は高い方のダミー・トーンである。これらダミー・トーンは測定された沈黙トーンの外側にあることが好ましいことが理解できよう。限定された周波数バンドとダミー・トーンとの間に測定された沈黙トーンを設けることは、限定された周波数バンドの周りにバッファを設けるように働き、このバッファは、サイドローブが限定された周波数レンジ内に有する効果を抑制するのを助ける。更に、倍数αの値を計算する際に、測定された沈黙トーン４１，４７を検討する場合、トーン４１，４７内の総パワーの振幅および位相は限定されていないので、限定された周波数バンド（トーン４２〜４６）内のパワーを更に低減するように、これら値を最適化することができる。

図１１に示された別の実施態様では、サブチャンネル４０，４７内に一対のダミー・トーンを発生し、サブチャンネル４１，４６内で測定された沈黙トーンを発生する。すなわち、測定された沈黙トーンの一方は、限定された周波数バンド内に位置する。これとは異なり、トーン４７を測定された沈黙トーンとして利用しながら、サブチャンネル４１，４８上でダミー・トーンを発生することも可能である。このような構造により満足できる性能が得られる場合、本実施態様は図１０の実施態様が４本のオーバーヘッド・サブチャンネルを必要とするのに対して、３本のオーバーヘッド・サブチャンネルを使用するだけでよいので、本実施態様は図１０の実施態様と比較すると好ましい実施態様である。

いくつかの実施態様で有効となり得る別のレベルの最適化では、図９に示されるような限定された周波数バンドに隣接してダミー・トーンが設けられ、限定された周波数バンド内の最も外側のトーンを測定された沈黙トーンとして使用する。更に別の実施態様では、必要な性能を得るために別のダミー・トーンおよび／または別の沈黙トーンを設けてもよい。かかる実施態様では、ダミー・トーンは、一般に、沈黙トーンの外側に位置するが、このことは厳密には条件ではない。
次に、図１２を参照し、上記離散マルチトーン伝送方式を実施するのに適した中央モデムのアーキテクチャについて説明する。１本以上の光ファイバー幹線を複数のエンド・ユーザー用ツイスト・ペア回線に結合する実施態様では、中央モデム３０は、一般に、ＯＮＵの形態をとる。中央モデムは、ファイバー・インターフェース４１と送信機４０と受信機７０とコントローラ６０とを含む。コントローラ６０は、リモート・モデムのクロックを中央モデム内のクロックと同期させるだけでなく、リモート・モデムから伝送されたフレームを同期化するのにも使用される。中央局１０は、非同期転送モデム交換機４１（図では、ファイバー・インターフェースと表示されている）を介し、送信機４０にデジタル・データを送る。この中央局１０は、送信機の能力、伝送距離、伝送回線の質および使用する通信回線のタイプを考慮して、可能な最大データ・レートまでのデータ・レートでデータを発生できる。送信機４０は、エンコーダ４３と離散マルチトーン変調器４５とウィンドー・フィルタ４６とを含むいくつかの構成部品を内蔵する。エンコーダ４３は、転送すべきデータ（例えば、ビデオ・データ）を多重化し、同期化し、符号化するように働く。より詳細には、このエンコーダは、多数のサブチャンネルの各々に対し、入力ビットストリームを同相成分および直交成分に変換する。この符号化は順方向の誤り訂正および／またはトレリス符号化を行うことができる。このエンコーダは、一般に、システムに利用できるサブチャンネルの本数に等しい多数のサブシンボル・シーケンスを出力するようになっている。例えば、２５６本のサブチャンネルを有するシステムでは、エンコーダは、２５６から限定された周波数バンド内のサブチャンネル数を引いた数のサブシンボル・シーケンスを出力する。これら入力は複素入力であり、離散マルチトーン変調器４５へ送られる。例えば、適当なエンコーダは引用したＡＮＳＩ規格文書に記載されている。

変調器４５は、適当なアルゴリズムにより逆フーリエ変換を計算するＩＦＦＴ変調器である。１９９０年５月のＩＥＥＥ通信マガジンの「マルチキャリア変調：その原理は現実となった」と題するＪ．ビンガム氏の論文には、適当なＩＦＦＴエンコーダが記載されている。このエンコーダの出力は複素数であるので、ＩＦＦＴ変調器は利用できるサブチャンネル数の２倍の数の入力信号を受信しなければならない。離散マルチトーン・システムではビット分布を適応的に決定する。これを容易とするため、送信機４０は、利用できるサブチャンネルの各々の回線の品質を判断するよう通信回線をモニタする回線モニタも含む。一実施態様では、（コントローラ６０の一部である）回線モニタは、サブチャンネルの各々におけるノイズレベル、利得および位相のずれを測定する。この測定の目的は、サブチャンネルの各々の信号対ノイズ比を評価することにある。したがって、上記パラメータと同様にまたはその代わりに、他のパラメータもモニタできる。どのサブチャンネルが符号化されたデータを伝送しているのかだけでなく、各サブチャンネルを通してどれだけ多くのデータを伝送するのかの判断は、いくつかの要素に基づいて行われる。これらの要素としては、検出される回線の品質のパラメータ、サブチャンネルの利得パラメータ、可能なパワー・マスクおよび所望する最大のサブキャリヤのビット誤りレートが挙げられる。種々の要素は、サブチャンネルの間で一定である必要はなく、使用中に変わってもよいと理解すべきである。最も顕著なことに、回線の品質パラメータは繰り返してチェックすることができ、使用中に種々のサブチャンネルの間で回線の品質が変化する場合、変調をダイナミックに調節するように、変調方式の調節をリアルタイムで行う。例えば、同じＡＴＩＳ規格文書には適当な離散マルチトーン変調器が包括的に記載されている。

離散マルチトーン信号を形成するために、符号化された信号を延長した後に、離散マルチトーンで符号化された信号に周期的プリフィックスを付ける。この周期的プリフィックスは、主に、離散マルチトーン信号の復調を単純にするために使用されるものであり、厳密には必要でない。この周期的プリフィックスの長さは大幅に変わり得る。例えば、５１２サンプル信号では４０ビットの周期的プリフィックスを使用できる。

次に、バンド外エネルギーを最小にするために、ウィンドー・フィルタおよび／または他のフィルタに変調された信号を通過させる。このことはリモート受信機内のアナログ・インターフェースの飽和を防止するのを助ける上で好ましい。ウィンドー化は広範な種々の従来のウィンドー化プロトコルによって行うことができる。送信機はアナログ・インターフェース４８も含み、このインターフェースは伝送媒体に離散マルチトーン信号を印加する。有線システム、例えばツイスト・ペア電話回線および同軸ケーブルでは、アナログ・インターフェースが回線ドライバの形態をとり得る。中央モデム３０はリモート・ユニットからのマルチトーン信号を受信するための受信機７０も含む。この受信機７０は、アナログ・インターフェース７２とウィンドー・フィルタ７４と復調器７６とデコーダ７８とを含む。中央モデム３０によって受信される信号は、アナログ・フィルタ７２を介してまず受信される。ウィンドー・フィルタ７４は受信された信号に対してウィンドー化および／またはフィルタ機能を有効に実施するようになっている。適当なフィルタ構造として、時間領域等化器７４がある。また、ウィンドー化は広範な種々の従来のウィンドー化プロトコルによって実行できる。復調器７６は等化された離散マルチトーン信号を復調し、周期的プロトコルを除く。デコーダ７８は復調された信号を復号化する。復調器７６およびデコーダ７８はそれぞれ変調器４５およびエネルギー４３の逆の機能を効果的に実行する。次に、復号化された信号はデコーダ７８から中央局１０またはインターフェース４１を介し情報の他の適当なユーザーに送られる。チョウらによる米国特許第５，２８５，４７４号には、時間領域等化器７４と復調器７６とデコーダ７８との機能のみならず、所望する機能を実行するのに適したアルゴリズムがすべて記載されている。

次に、図１３を参照し、本発明の同期化を実行するのに適したリモート・ユニット・アーキテクチャについて説明する。リモート・モデムは多くの点で中央モデムに類似するが、各アップ・ストリームの通信能力とダウン・ストリームの通信能力が多少異なることがある。中心モデム３０によって伝送された信号は、トランス６１、ノッチ・フィルタ１８５およびキャンセラー６３を介してリモート・ユニット５０によって受信される。リモート・ユニット５０は、アナログ・インターフェース１７２と、時間領域等化器（ＴＥＱ）１７４と、等化された離散マルチトーン信号を復調するとともに周期的プリフィックスを除く復調器１７６と、復調された信号を復号化するデコーダ１７８とを含む。時間領域等化器１７４は、受信された信号に対するフィルタ機能を効果的に実行する。ウィンドー・フィルタも使用できる。復調器１７６およびデコーダ１７８はそれぞれ、変調器４５およびエンコーダ４３の逆の機能を実行する。次に、復号化された信号は、デコーダ１７８からリモート・デバイス２２、例えばビデオ電話、テレビ、コンピュータまたは他の適当な受信装置へ送られる。時間領域等化器１７４、復調器１７６およびデコーダ１７８の機能は中央モデム内の対応する部品の機能に類似する。限定された周波数バンド内のエネルギーをブロックし、望ましくないＲＦ信号の進入から保護するのを助けるよう、受信機のアナログ・フィルタ１７２の上流位置にアナログ・ノッチ・フィルタ１８５を設けてもよい。また、共通モード・ノイズを除くようにトランス６１を設け、および／または、ツイスト・ペア回線のアンバランスによって生じる差動モード・ノイズを除くために、キャンセル・ユニット６３を設けてもよい。これにより、アナログ・フィルタの飽和を防止するのを助けることができる。バンド外のエネルギーおよび限定されたバンド・エネルギーを除くために、ノッチまたは他の適当なフィルタリング機構を設けることにより、低コストの受信キーの部品を使用できる。受信機自身は多くのエネルギーを処理するのには必要でないからである。

数種類の特定の変調方式のみに適用されるものとして、本発明について詳細に説明したが、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、本発明を他の多くの形態で実施できると理解すべきである。例えば、本明細書は、ＶＤＳＬ／ＦＴＴＣおよび他の加入者回線に基づく極めて高速のデータ伝送システムでの使用を説明したが、本発明は、かなり狭いバンドの干渉を受けるか、指定された伝送バンド内の限定された周波数バンドを有する他のシステムでも使用できる。主として説明した実施態様では、離散マルチトーン変調方式を利用するシステムに本発明を実施した例について説明した。しかしながら、本発明は他の変調方式を使用するシステムでも容易に使用できる。例えば、ダミー・トーンを使用することにより、変調技術、例えば離散ウェーブレット・マルチトーン変調（ＤＷＮＴ）を使用する他のマルチキャリア伝送方式における狭帯域伝送を抑制するのを助けることができる。

更に、本発明は中央局の位置およびリモート局の位置の双方で広範な種々のモデム構造を使って実現できると理解すべきである。したがって、本例は、単に説明上のものであって、限定的なものではないと解すべきであり、本発明は、本明細書に示した細部のみに限定されるものでなく、添付した請求の範囲内で変形可能なものである。

図１は、光学的ネットワーク・ユニットから各リモート・ユニットに延びた複数のツイスト・ペア電話回線を有する加入者回線に基づく通信システムのブロック図である。 図２は、伝送周波数の機能が０〜１２ＭＨｚの周波数レンジ内にある際の剥き出しツイスト・ペア線を通してリモート・ユニットから伝送できる伝送パワーの大きさを示すパワー・スペクトル密度のグラフである。 図３（ａ）、（ｂ）は、代表的な離散マルチトーン伝送システムにおける代表的な単一トーンの電圧の振幅を周波数の関数として示すグラフである。 図４は、同一の振幅を有する隣接する一対のトーンの電圧の振幅を示し、かつ、各サイドローブの干渉によって生じるトーン間電圧のオフセットを示すグラフである。 図５は、ダミー信号を発生する態様を示す略ブロック図である。 図６は、ツイスト・ペア伝送回線を通した代表的なＶＤＳＬ応用例におけるリモート・ユニットで受信される最大トーン内パワーの大きさを伝送周波数の関数として示すグラフである。 図７は、限定された周波数バンドにおけるトーンをオフにする効果を更に考慮した図６に示されたリモート・ユニットで受信される最大トーン内パワーの振幅を示すグラフである。 図８は、本発明の１つの構成による１．８〜２．０ＭＨｚの限定された周波数バンドの近くの信号トーンの略図である。 図９は、本発明の第２の構成による１．８〜２．０ＭＨｚの限定された周波数バンドの近くの信号トーンの略図である。 図１０は、本発明の第３の構成による１．８〜２．０ＭＨｚの限定された周波数バンドの近くの信号トーンの略図である。 図１１は、本発明の第４の構成による１．８〜２．０ＭＨｚの限定された周波数バンドの近くの信号トーンの略図である。 図１２は、本発明の一実施態様による離散マルチトーン伝送方式を実現するのに適した中央モデムの略ブロック図である。 図１３は、本発明の一実施態様による離散マルチトーン伝送方式を実現するのに適したリモート・モデムの略ブロック図である。

Claims (9)

1. 指定された伝送バンド幅内に多数の離散サブチャンネルを有するマルチキャリヤ伝送方式を使用する一対のモデム間の通信を容易にするデータ伝送システムにおいて、前記指定された伝送バンド幅内の指定された周波数バンドで発生しやすい無線周波数ノイズを抑制する方法であって、
   （ａ）前記指定された伝送バンド幅内の複数の選択されたデータ・サブチャンネルを通してデータ信号を受信するステップと、
   （ｂ）前記ダミー・サブチャンネルを通してデータが伝送されていないと仮定されて、選択されたダミー・サブチャンネルで受信されるノイズを検出するステップと、
   （ｃ）前記選択されたダミー・サブチャンネルで受信された信号の検出された振幅および位相に少なくとも一部が基づいて、第１の複数の選択されたデータ・サブチャンネルを通して受信されたデータ信号に影響したＲＦ干渉をキャンセルするステップと、
   を備えた、無線周波数ノイズを抑制する方法。
2. 前記選択されたダミー・サブチャンネルが前記指定された周波数バンドの第１の端に位置する第１のサブチャンネルであり、
   前記方法が、
   第２のダミー・サブチャンネルを通してデータが伝送されていないと仮定して、前記指定された周波数バンドの第２の端部に位置する第２の選択されたダミー・サブチャンネルで受信されたノイズを検出するステップと、
   前記第２の選択されたダミー・サブチャンネルで受信された信号の検出された振幅および位相に少なくとも一部が基づいて、第２の複数の選択されたデータ・チャンネルを通して受信されたデータ信号に影響したＲＦ干渉をキャンセルするステップと、をさらに備えた、
   請求項１記載の方法。
3. 前記ダミー・サブチャンネルが前記限定された周波数バンドにすぐ隣接して位置するサブチャンネルであり、前記指定された周波数バンド内の前記ダミー・サブチャンネルまたはサブチャンネルで伝送を行わないと仮定した、請求項１または請求項２記載の方法。
4. 前記ダミー・サブチャンネルが前記指定された周波数バンドのエッジにある前記指定された周波数バンド内のサブチャンネルである、請求項１または請求項２記載の方法。
5. 前記指定された周波数バンドを含む、前記指定された伝送バンド幅内に複数の限定された周波数バンドがあり、前記限定された周波数バンドの第１のバンドが約１．８〜２．０ＭＨｚの範囲内にあり、前記限定された周波数バンドの第２のバンドが約３．５〜４．０ＭＨｚの範囲内にあり、前記限定された周波数バンドの第３のバンドが約７．０〜７．３ＭＨｚの範囲内にあり、前記限定された周波数バンドの各々が前記検出ステップおよびフィルタリング・ステップを実行する関連ダミー・サブチャンネルを有する、請求項１乃至請求項４のいずれかに記載の方法。
6. 前記選択されたデータ・サブチャンネルが前記指定された周波数バンド内にサブチャンネルを含まず、前記指定された周波数バンド内の前記サブチャンネルでデータ伝送を行わない、請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の方法。
7. 前記指定された周波数バンド内の前記サブチャンネルの少なくとも１つでデータ伝送を行う、請求項１乃至請求項５のいずれかに記載の方法。
8. 前記限定された周波数バンド内の周波数に同調したノッチ・フィルタに受信したデータ信号を通過させるステップをさらに含む、請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の方法。
9. 指定された伝送バンド幅内に多数の離散サブチャンネルを有するマルチキャリヤ伝送方式を使用する一対のモデム間の通信を容易にするデータ伝送システムにおいて、前記指定された伝送バンド幅内の指定され制限された周波数バンド内の無線周波数干渉を抑制する方法であって、
   （ａ）前記指定された伝送バンド幅内の複数の選択されたデータ・サブチャンネルを通してデータ信号を伝送するステップであって、前記選択されたデータ・サブチャンネルが前記制限された周波数バンド内にサブチャンネルを含まず、前記制限された周波数バンド内のサブチャンネルで伝送を行わず、専用沈黙サブチャンネルで伝送を行わない、ステップと、
   （ｂ）選択されたダミー・サブチャンネルを通してダミー・トーンを伝送するステップであって、前記ダミー・トーンの振幅および位相が、前記データ・サブチャンネルの少なくとも１つからのサイドローブ伝送に起因する前記制限された周波数バンド内の伝送パワーを抑制するように選択されている、ステップと、
   （ｃ）前記伝送された信号を受信し、前記制限された周波数バンド内のある周波数に同調されたノッチ・フィルタに受信信号を通過させるステップと、
   （ｄ）前記専用沈黙サブチャンネルを通してデータが送信されていないと仮定して、前記専用沈黙サブチャンネルで受信された信号の振幅および位相を検出するステップと、
   （ｅ）前記専用沈黙サブチャンネルで受信された信号の前記検出された振幅および位相に少なくとも一部が基づいて、第１の複数の選択されたデータ・サブチャンネルを通して受信されたデータ信号に影響したＲＦ干渉をキャンセルするステップと、
   を備えた、無線周波数干渉を抑制する方法。